WO2003103121A1

WO2003103121A1 - コンバータ

Info

Publication number: WO2003103121A1
Application number: PCT/JP2003/006656
Authority: WO
Inventors: 臼井　浩; 征也福本; 康裕力石; 昇平大坂
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2002-05-30
Filing date: 2003-05-28
Publication date: 2003-12-11
Anticipated expiration: 2004-11-30
Also published as: US7221128B2; JPWO2003103121A1; US20050201123A1; JP4062307B2

Abstract

消費電流を少なくして、大きな素子や大きな放熱フィンを必要とせずに、コストダウン及び小型化を図ることができるコンバータを提供する。直流電源にトランスＴの１次巻線Ｐを介して接続されたスイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ制御する制御回路４と、トランスＴの２次巻線Ｓに誘起する電圧を整流平滑して直流出力を取り出すダイオードＤ５１及びコンデンサＣ５１と、制御回路４を起動するための起動回路５とを有し、起動回路５は、制御回路４を起動するときには定電流回路（Ｑ２，Ｒ１，Ｒ２，ＺＤ１，Ｄ１）として動作し、制御回路４を起動した後には定電圧回路（Ｑ２，Ｒ１，Ｒ２，ＺＤ２，Ｄ１）として動作する。

Description

明細書コンバータ技術分野

本発明は、コンバータに関し、特に D C— D Cコンバータに設けられた起動回路に関する。

背景技術

従来のこの種の D C— D Cコンバータの一例を図 1に示す。図 1において、交流電源 1からの正弦波電圧は、全波整流回路 2とコンデンサ C 1により整流平滑されて、直流電圧が生成される。生成された直流電圧は、スイッチング素子 Q 1を介してトランス Tの 1次巻線 Pに印加される。スイッチング素子 Q 1 は、制御回路 4からの駆動信号によりオン ·オフ制御される。制御回路 4は、図示していないが、出力電圧フィードバック回路、出力電流フィードバック回路、出力過電圧保護回路、出力電圧低下検出回路や過熱保護回路などのさまざまな制御が可能である。

コンデンサ C 1に直流電圧が発生すると、この直流電圧により、 MO S F E Tからなるスイッチング素子 Q 2、抵抗 R l、抵抗 R 2、ツエナ一ダイオード Z D 1、ダイオード D 1からなる定電流の起動回路 5がオンする。即ち、直流電圧が抵抗 R 1を介してスィツチング素子 Q 2のゲートに印加されて、スイツチング素子 Q 2がオンし、スイッチング素子 Q 2—抵抗 R 2→ダイオード D 1 →コンデンサ C 2の経路で定電流が流れて、コンデンサ C 2が充電される。そして、コンデンサ C 2の電圧が、制御回路 4を起動するための起動電圧（例えば 1 6 V) に達すると、制御回路 4が起動し、制御回路 4からスイッチング素子 Q 1へ駆動信号が出力される。

そして、スイッチング素子 Q 1が駆動信号によりオン ·オフを開始すると、スィツチング素子 Q 1がオンしているときにトランス Tの 1次卷線 Pへ電圧が印加され、トランス Tにエネルギーが蓄えられる。さらに、スイッチング素子 Q 1がオフすると、トランス Tに蓄えられたエネルギ一がトランス Tの 2次卷線 Sから電気エネルギーとして放出される。この電圧は、ダイォ一ド D 5 1とコンデンサ C 5 1により整流平滑されて、所望の直流電圧が取り出される。同時にトランス Tには、制御回路 4のための電源として 3次卷線 Cが設けられており、 3次巻線 Cに発生した電圧は、ダイオード D 2とコンデンサ C 2により整流平滑されて、制御回路 4の電源電圧とされる。一方、起動回路 5は、高圧電源より電流を流しているためその消費電力が大きい。また、 D C— D Cコンパ一夕の起動時間を短縮するために、より多くの起動電流を必要とする場合にはさらにエネルギが増大する。このため、ダイォ —ド D 3、抵抗 R 3、抵抗 R 4、コンデンサ C 3、スイッチング素子 Q 3を有する起動制御回路 6は、 D C— D Cコンバータが起動（制御回路 4が起動したことに相当）したことをトランス Tの 3次巻線 Cに発生する電圧により検出し、検出した電圧に基づきスイッチング素子 Q 3をオンさせる。そして、スィッチング素子 Q 2のゲ一トバイアス電圧を略接地電圧とすることでスィツチング素子 Q 2をオフさせる結果、起動回路 5をオフさせている。これにより、 D C— D Cコンバータが起動した後に、起動回路 5をオフすることにより、不要な電力の消費を削減している。発明の開示

しかしながら、従来の D C— D Cコンバータにあっては、以下の課題を有していた。例えば D C— D Cコンバータが過熱状態や過電圧状態になり、制御回路 4がラッチ状態（フリップフロップ F F 4 1によりデータを保持）となって制御回路 4が停止すると、制御回路 4から駆動信号がスイッチング素子 Q 1に出力されなくなる。このため、トランス Tの 3次巻線 Cに電圧が発生しないので、起動制御回路 6内のスイッチング素子 Q 3をオンすることができなくなる。この場合、起動回路 5は、連続動作し続け大きなエネルギー損失を発生させる。したがって、通常動作時は、損失が無い場合であっても過熱状態や過電圧状態を考慮して大きな素子や大きな放熱フィンが必要となる。これらはコストアツプの原因となり、また装置の大型化につながる。

また、トランス Tの 3次巻線 Cの電圧は、 D C— D Cコンパ一夕が過負荷状態になると、保護回路 1 0により低下する。この電圧が制御回路 4を停止するための停止電圧に到達すると、制御回路 4が停止し、 D C— D Cコンパ一夕が停止する。 D C— D Cコンパ一夕の停止により、起動制御回路 6内のスィッチング素子 Q 3がオフして、再び起動回路 5がオンする。 D C— D Cコンバータの過負荷状態が継続している場合には、この動作が継続し D C— D Cコンバー夕が起動と停止を繰り返す。この起動と停止との繰返し周期は、起動回路 5の定電流値とコンデンサ C 2の容量などによって決定される。この繰返し周期が短いと、起動回路 5の負担が大きくなり、損失が大きくなる欠点がある。この繰り返し周期を長くするために起動回路 5の定電流値を小さくしたり、コンデンサ C 2の容量を大きくすると、起動時間が長くなる欠点がある。

また、従来のこの種の D C— D Cコンバータでは、交流電源 1がオフした場合、コンデンサ C 1に蓄えられたエネルギーだけで D C—D Cコンバータが暫く動作する。コンデンサ C 1の電圧が下がり、 D C— D Cコンバータが出力を保つことができなくなると、トランス Tの 3次卷線 Cの電圧も低下する。この電圧が制御回路 4の停止電圧に到達すると、制御回路 4が停止し、 D C— D C コンバータが停止する。 D C— D Cコンパ一夕の停止により、起動制御回路 6 内のスイッチング素子 Q 3がオフして、再び起動回路 5がオンする。そして、コンデンサ C 2の電圧が制御回路 4の起動電圧に到達すると、制御回路 4が起動して、 D C— D Cコンバータが再び起動する。これによつて、起動制御回路 6内のスイッチング素子 Q 3が再びオンして、起動回路 5がオフする。しかし、コンデンサ C 1の電圧が低いため、トランス Tの 3次巻線 Cからの電圧が低く、制御回路 4の動作が維持できなくなると、再び制御回路 4が停止する。このように交流電源 1をオフした後も暫く D C— D Cコンバー夕が起動と停止を繰り返す欠点があった。

本発明によれば、 D C— D Cコンバ一夕が過熱状態や過電圧状態等であつても、消費電流を少なくして、大きな素子や大きな放熱フィンを必要とせずに、コストダウン及び小型化を図ることができるコンバ一夕を提供することができる。

また、本発明によれば、交流電源がオフした場合に、 D C— D Cコンバータを確実に停止することができるコンバータを提供することができる。

前記課題を解決するために、請求項 1の発明は、直流電源にトランスの 1次巻線を介して接続された第 1のスィツチング素子と、この第 1のスィツチング素子をオンオフ制御する制御回路と、前記トランスの 2次巻線に誘起する電圧を整流平滑して直流出力を取り出す出力整流平滑回路と、前記制御回路を起動するための起動回路とを有し、前記起動回路は、前記制御回路を起動するときには定電流回路として動作し、前記制御回路を起動した後には定電圧回路として動作することを特徴とする。

請求項 2の発明は、前記トランスの 3次巻線に発生する電圧に基づき前記制御回路が起動したことを検出して、前記定電流回路の動作から前記定電圧回路の動作に切り替えを行う起動制御回路と、前記トランスの 3次巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する電圧供給部とを有することを特徴とする。請求項 3の発明において、前記制御回路は、保護回路によりラッチ状態となつた場合には前記起動電圧より低く且つ前記ラッチ状態を保持するための電圧に相当したラッチ信号を前記起動制御回路に出力し、前記起動制御回路は、前記ラッチ信号により動作して前記起動回路を前記定電圧回路として動作させることを特徴とする。

請求項 4の発明は、交流電源に接続されて交流電力を整流平滑して直流電力を生成する整流平滑回路を有し、前記直流電源は、前記交流電源及び前記整流平滑回路からなることを特徴とする。 '

請求項 5の発明は、交流電源に接続されて交流電圧を全波整流する整流回路と、前記整流回路からの全波整流出力をチヨ一クコイルを介して入力し、第 2 のスイッチング素子によりオンオフ制御し、整流平滑して直流出力を得る力率改善コンバータとを有し、前記直流電源は、前記交流電源、前記整流回路及び前記力率改善回路からなることを特徴とする。請求項 6の発明において、前記起動回路に有する起動用スィツチング素子の制御端子へのバイァス電圧もしくは電流は、前記直流電源から供給されることを特徴とする。

請求項 7の発明において、前記起動回路に有する起動用スィツチング素子の制御端子へのバイアス電圧もしくは電流は、前記交流電源から供給されることを特徴とする。

請求項 8の発明において、前記起動回路に有する起動用スィツチング素子の制御端子へのバイァス電圧もしくは電流は、前記力率改善回路の前段から供給されることを特徴とする。

請求項 9の発明は、交流電源に接続されて交流電圧を整流平滑する整流平滑回路と、該整流平滑回路の出力側にトランスの 1次巻線を介し f接続された第 1のスィツチング素子と、該第 1のスィツチング素子をオンオフ制御する制御回路と、前記卜ランスの 2次巻線に誘起する電圧を整流平滑して直流出力を取り出す整流平滑回路と、前記制御回路を起動するための起動回路とを有し、前記起動回路に有する起動用スィツチング素子の制御端子へのバイアス電圧もしくは電流は、前記交流電源から供給されることを特徴とする。

請求項 1 0の発明は、交流電源に接続されて交流電圧を全波整流する整流回路と、前記整流回路からの全波整流波形をチョークコイルを介して入力し、第

2のスィツチング素子によりオンオフ制御し、整流平滑して直流出力を得る力率改善回路と、該カ率改善回路の出力側にトランスの 1次巻線を介して接続された第 1のスィツチング素子と、該第 1のスィツチング素子をオンオフ制御する制御回路と、前記トランスの 2次巻線に誘起する電圧を整流平滑して直流出力を取り出す出力整流回路と、前記制御回路を起動するための起動回路とを有し、前記起動回路に有する起動用スィツチング素子の制御端子へのバイアス電圧もしくは電流は、前記力率改善回路の前段から供給されることを特徴とする。請求項 1 1の発明において、前記起動回路は、前記バイアス電圧もしく電流を前記交流電源の周波数の半周期間保持するコンデンサを設けたことを特徴とする。図面の簡単な説明

図 1は、従来の D C— D Cコンバータの構成を示す図である。

図 2は、本発明の第 1の実施の形態の D C— D Cコンパ一夕の構成を示す図である。

図 3は、本発明の第 1の実施の形態の D C— D Cコンバータの各部の夕イミングチヤ一トである。

図 4は、本発明の第 2の実施の形態の力率改善コンパ一夕及び D C— D Cコンバ一夕からなるコンバータの構成を示す図である。

図 5は、本発明の第 3の実施の形態の D C— D Cコンパ一夕の構成を示す図である。

図 6は、本発明の第 3の実施の形態の D C— D Cコンバ一夕の各部のタイミングチヤ一卜である。

図 7は、本発明の第 4の実施の形態の力率改善コンバータ及び D C— D Cコンバ一夕からなるコンバータの構成を示す図である。

図 8は、本発明の第 5の実施の形態の力率改善コンバータ及び D C— D Cコンバー夕からなるコンバータの構成を示す図である。

図 9は、本発明の第 6の実施の形態の D C— D Cコンバー夕の構成を示す図である。

図 1 0は、本発明の第 7の実施の形態の力率改善コンバータ及び D C— D C コンバータからなるコンバータの構成を示す図である。

図 1 1は、力率改善コンパ一夕の一例の構成を示す図である。

図 1 2は、力率改善コンバータの動作を説明するためのタイミングチャートである。発明を実施するための最良の形態

本発明に係るコンバータの実施の形態を図面を参照しながら説明する。第 1の実施の形態図 2は本発明の第 1の実施の形態の D C— D Cコンバ一夕の構成を示す図である。図 2に示す DC— DCコンパ一夕は、図 1に示す従来の DC— DCコンバー夕の構成に対して、ツエナーダイォード ZD 2とダイォード D 4を追加した点が異なる。なお、図 2に示す DC— DCコンパ一夕において、図 1に示す従来の D C— D Cコンバー夕の構成部分と同一部分には同一符号を付す。図 2において、交流電源 1からの正弦波電圧は、全波整流回路 2とコンデンサ C 1により整流平滑され、直流電圧が生成される。この直流電圧は、 DC— DCコンバータ 3 aに供給され、 DC— DCコンバータ 3 aは、入力された直流電圧を別の直流電圧に変換して出力端子 +VOUT、 — VOUTから出力する。

次に、 DC— DCコンバータ 3 aの構成について詳細に説明する。コンデンサ C 1には、トランス Tの 1次卷線 Pを介して MOS FETからなるスィッチング素子 Q 1が接続され、スィツチング素子 Q 1は、制御回路 4の PWM制御によりオン ·オフ動作する。トランス Tの 2次巻線 Sにはダイオード D 51及びコンデンサ C 51からなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランス Tの 2次巻線 Sに誘起された電圧（オンオフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を出力端子 + VOUT，一 VOUTに出力する。保護回路 10は、前記整流平滑回路の直流出力に基づいて DC— DCコンパ一夕 3 aの過電圧状態、過熱状態等を検出して、制御回路 4をラッチ状態にさせて停止させる。

また、コンデンサ C 1の一端には、 MOS FETからなるスイッチング素子 Q2、抵抗 Rl、抵抗 R2、ツエナ一ダイオード ZD 1，ツエナーダイオード ZD 2, ダイオード D 1からなる起動回路 5 aが接続される。スイッチング素子 Q 2のドレインはコンデンサ C 1の一端に接続され、スィツチング素子 Q 2 のドレインとゲート（本発明の制御端子に対応）との間には抵抗 R 1が接続されている。スイッチング素子 Q 2のソースには抵抗 R 2の一端が接続され、抵抗 R 2の他端にはツエナーダイオード ZD 1のアノードとダイオード D 1のァノードとが接続されている。ダイォード D 1のカソードは制御回路 4を起動するための電圧を供給するコンデンサ C 2の一端に接続され、ツエナーダイォ一ド Z D 1の力ソードはスィツチング素子 Q 2のゲ一ト及びツエナ一ダイォ一ド Z D 2の力ソードに接続されている。ツエナーダイオード Z D 2のアノードは起動制御回路 6内のバイポーラトランジスタからなるスイッチング素子 Q 3のコレクタに接続されている。

スイッチング素子 Q 2、抵抗 R l、抵抗 R 2、ツエナ一ダイオード Z D 1、およびダイオード D 1は、定電流回路として動作し、スイッチング素子 Q 2、抵抗 R 1、抵抗 R 2、ツエナ一ダイオード Z D 2、およびダイオード D 1は、定電圧回路として動作する。起動回路 5 aは、ツエナーダイオード Z D 2を設けたことで、制御回路 4を起動する時には定電流回路として動作し、制御回路 4を起動した後には、定電圧回路として動作する。ツエナーダイオード Z D 2 の降伏電圧は、トランス Tの 3次巻線 Cに発生する電圧より小さな定電圧（例えば 8 V) となるように調整されている。

制御回路 4は、コンデンサ C 2が供給する電圧（例えば 1 6 V) で起動し、駆動信号をスイッチング素子 Q 1に出力 4 cから出力する。また、 D C— D C コンバータ 3 aが過熱状態、過電圧状態、過負荷状態等になった場合には、制御回路 4の入力 4 dには保護回路 1 0から保護信号が出力されてフリップフ口ップ F F 4 1でラッチ状態（あるタイミングのデータを保持）とし、制御回路 4が停止して駆動信号をスィツチング素子 Q 1に出力 4 cから出力しない。また、制御回路 4からラッチ信号がダイオード D 4を介して、起動制御回路 6内のコンデンサ C 3の一端に出力される。制御回路 4がラッチ状態の時は、ラッチ状態を維持するための最小限の電力（例えば電源電圧が 6 V) が起動回路 5 aの定電圧回路の動作によりコンデンサ C 2を介して電源入力 4 a , 4 から制御回路 4に供給される。

また、トランス Tに設けられた 3次巻線 Cの一端は、ダイオード D 2のァノ一ドに接続され、ダイォード D 2のカソードはコンデンサ C 2の一端及び制御回路 4に接続されている。起動制御回路 6は、ダイオード D 3、抵抗 R 3、抵抗 R 4及びコンデンサ C 3により、 3次巻線 Cからの電圧を整流平滑して、得られた電圧をスイッチング素子 Q 3のべ一スに印加し、 D C— D Cコンバータ 3 aが起動したことが検出されたときにスイッチング素子 Q 3をオンさせることで、ツエナーダイオード Z D 2を降伏させて、起動回路 5 aを定電圧回路として動作させる。また、起動制御回路 6は、 D C— D Cコンバータ 3 aが過熱状態、過電圧状態、過負荷状態等になった場合には、制御回路 4からラッチ信号をダイオード D 4を介してコンデンサ C 3の一端に入力し、ラッチ信号に基づく電圧によりスィツチング素子 Q 3をオンして、ツエナーダイォード Z D 2 を降伏させて、起動回路 5 aを定電圧回路として動作させる。

次にこのように構成された第 1の実施の形態の D C _ D Cコンバ一夕の動作を図 3のタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図 3において、 A Cは交流電源 1の正弦波電圧を示し、 C 2はコンデンサ C 2の電圧を示し、 V 0はコンデンサ C 5 1の電圧を示し、 C 1はコンデンサ C 1の電圧を示し、 C 3はコンデンサ C 3の電圧を示す。

まず、時刻 t oにおいて、交流電源 1からの正弦波電圧が全波整流回路 2に印加されると、正弦波電圧は、全波整流回路 2により全波整流され、コンデンサ C 1により平滑されて、コンデンサ C 1の直流電圧が急激に上昇して一定の直流電圧に達する。この直流電圧は、スイッチング素子 Q 1を介してトランス Tの 1次巻線 Pに印加される。

一方、コンデンサ C 1の両端に直流電圧が発生すると、この直流電圧により、スイッチング素子 Q 2、抵抗 R l、抵抗 R 2、ツエナーダイオード Z D 1、ダィオード D 1からなる定電流回路が動作する。即ち、直流電圧が抵抗 R 1を介してスィツチング素子 Q 2のゲ一トに印加されて、スィツチング素子 Q 2がォンし、スィッチング素子 Q 2—抵抗 R 2—ダイオード D 1→コンデンサ C 2の経路で定電流が流れて、コンデンサ C 2が充電される。そして、コンデンサ C 2の電圧が直線的に増加し、時刻 t lにおいて、制御回路 4を起動するための起動電圧 Vthon (例えば 1 6 V) に達すると、制御回路 4が起動し、制御回路 4からスイッチング素子 Q 1へ駆動信号が出力される。そして、コンデンサ C 2の電荷は、制御回路 4の動作のために消費されるので、コンデンサ C 2の電圧は徐々に低下して時刻 t 2で一定電圧 V I (例えば 1 2 V) になる。

一方、時刻 t lにおいて、スイッチング素子 Q 1が駆動信号によりオン 'ォフを開始すると、スィッチング素子 Q 1がオンしているときにトランス Tの 1 次巻線 Pへ電圧が印加され、トランス Tにエネルギーが蓄えられる。さらに、スイッチング素子 Q 1がオフすると、トランス Tに蓄えられたエネルギーがトランス Tの 2次巻線 Sから電気エネルギーとして放出される。この電圧は、ダィオード D 5 1とコンデンサ C 5 1により整流平滑されて、所望の直流電圧が取り出される。このため、時刻 t 1から時刻 t 2までコンデンサ C 5 1の電圧 V 0が上昇して、時刻 t 2で一定値となる。

また、 3次卷線 Cに発生した電圧は、ダイオード D 2とコンデンサ C 2により整流平滑されて、得られた電圧、例えば 1 2 Vが制御回路 4に印加される。また、 3次巻線 Cに発生した電圧を整流平滑したコンデンサ C 3の電圧も、コンデンサ C 5 1の電圧 V 0と同様に上昇して、時刻 t 2で一定値となるため、コンデンサ C 3による電圧がスイッチング素子 Q 3のベースに印加される。即ち、 D C— D Cコンバータ 3 aが起動したことが検出されたとき、スイツチング素子 Q 3がオンするので、ツエナ一ダイオード Z D 2が降伏して起動回路 5 aが定電圧回路として動作する。このとき、ツエナ一ダイオード Z D 2の力ソードの電圧は、約 8 Vとなるため、ツエナ一ダイオード Z D 1の電圧降下を考慮すると、ダイオード D 1のアノードには約 6 Vが印加される。また、制御回路 4が動作する時には 1 6 Vが印加されているため、ダイォ一ド D 1の力ソードには約 1 6 Vが印加されている。このため、ダイオード D 1は逆バイァス状態となるので、ダイオード D 1に電流が流れなくなる。即ち、制御回路 4 の起動後には、ダイォ一ド D 1がオフとなり、損失がなくなる。

次に、時刻 t 3において、交流電源 1がオフすると、コンデンサ C 1の電圧は、時刻 t 3から徐々に低下していくが、コンデンサ C 2の電圧は時刻 t 4の直前まで一定電圧 V 1を維持し、時刻 t 4で制御回路 4を停止するための停止電圧 Vthoff (例えば 1 0 V) に低下すると、制御回路 4は停止する。このため、コンデンサ C 5 1の電圧及びコンデンサ C 3の電圧は、時刻 t 4まで一定電圧を維持するが、時刻 t 4以後は制御回路 4が停止しているため、低下していく。そして、時刻 t 4以後にコンデンサ C 3の電圧がしきい電圧 Vthよりも低下すると、トランジスタ Q 3がオフして、ツエナーダイオード Z D 2が降伏しなくなる（オフ状態)。即ち、起動回路 5 aが定電圧回路から定電流回路に切り替えられて、ダイオード D 1に電流が流れる。このため、コンデンサ C 2の電圧が直線的に増加して時刻 t 5において、起動電圧 Vthonに達すると、制御回路 4が起動し、制御回路 4からスイッチング素子 Q 1へ駆動信号が出力される。このとき、交流電源 1がオフとなっているので、コンデンサ C 1の電圧が減少し、コンデンサ C 2の電圧も徐々に減少していき、停止電圧 Vthoff以下となる。一方、時刻 t 5において、スィツチング素子 Q 1が駆動信号によりオン ·ォフを開始すると、コンデンサ C 5 1の電圧及びコンデンサ C 3の電圧も上昇するが、交流電源 1がオフとなっているので、コンデンサ C 1の電圧減少に伴つて減少していく。

次に、時刻 t 6において、交流電源 1がオンとなると、時刻 t 6力、ら時亥 Ij t 9 までの各部の動作は、時刻 t 0から時刻 t 3までの各部の動作と同様なので詳細な説明は割愛する。

時刻 t 1 0において、 D C— D Cコンパ一夕 3 aが何らかの理由で例えば過電圧状態となると、コンデンサ C 2の電圧が起動電圧 Vthon よりも高い電圧 (O V 1 ) となり、コンデンサ C 5 1の電圧及びコンデンサ C 3の電圧も前記一定電圧よりも高い電圧となる。

このとき、保護回路 1 0が、コンデンサ C 5 1の電圧を検出し、その電圧を異常であると判定し、制御回路 4をラッチ状態にさせて動作を停止させる。このとき、制御回路 4からしきい電圧 Vthよりも高い電圧（例えば 6 V) のラッチ信号が、時刻 t i lにおいて、出力 4 eからダイオード D 4を介して起動制御回路 6内のコンデンサ C 3に印加される。このため、制御回路 4がラッチ状態でもスィツチング素子 Q 3はオン状態が維持され、スィツチング素子 Q 3がオン状態を保持していることにより、起動回路 5 aが定電圧回路として動作する。このとき、ツエナ一ダイオード Z D 2のカソ一ドの電圧は約 8 Vであるため、ダイオード D 1がオンして、ダイオード D 1の力ソード及びコンデンサ C 2には約 6 Vが印加されて、この電圧が電源入力 4 a , 4 bから制御回路 4に印加される。このため、コンデンサ C 2の電圧は徐々に低下していき、停止電圧 V thoff以下となり、時刻 t 1 2で約 6 Vとなり、以後は一定値を維持する。即ち、制御回路 4がラッチ状態の時には、ラッチ状態を維持するための最小限の電力 (ここでは電源電圧が 6 V) を制御回路 4に供給する必要があるが、この最小限の電力を起動回路 5 aから供給する。このとき、起動回路 5 aは定電圧回路であるため、大きな電流が流れず効率が良い。なお、図 3において、 V Z D 2はツエナ一ダイォード Z D 2による電圧を、 V D 4はダイォード D 4による電圧を表す。

このように、第 1の実施の形態の D C— D Cコンバータ 3 aによれば、ツエナーダイォ一ド Z D 2を備えることで、起動回路 5 aは、制御回路 4を起動する時には定電流回路として動作し、制御回路 4を起動した後には定電圧回路として動作する。また、起動回路 5 aは、トランス Tの 3次巻線 Cに発生する電圧より、小さな定電圧となるようにツエナ一ダイオード Z D 2の降伏電圧が調整されているので、定常時には、ダイオード D 1がオフとなり損失が無い。したがって、大きな素子や大きな放熱フィンを必要とせずに、コストダウン及び小型化を図ることができる。

また、制御回路 4がラッチ状態の場合には、制御回路 4からラッチ信号がダィオード D 4を介して起動制御回路 6に出力されるので、制御回路 4がラッチ状態でもスイッチング素子 Q 3はオン状態が維持され、起動回路 5 aが定電圧回路として動作する。このとき、起動回路 5 aは、大きな電流が流れず、最小限の電力を制御回路 4に供給することができる。

また、図 1に示す従来の D C— D Cコンバータでは、 D C— D Cコンパ一夕が過負荷状態になると、 D C— D Cコンバータが停止し、起動制御回路 6内のスイッチング素子 Q 3がオフして、再び起動回路 5がオンし、 D C— D Cコンバー夕が起動と停止を繰り返していたが、第 1の実施の形態では、 D C— D C コンバータ 3 aが過負荷状態になって D C— D Cコンパ一夕 3 aが停止した場合（制御回路 4も停止してラッチ状態となる。）、制御回路 4からのラッチ信号により起動制御回路 6内のスイッチング素子 Q 3がオンして、起動回路 5 aが定電圧回路として動作するので、再起動しなくなり、 D C— D Cコンバータが起動と停止を繰り返すことがなくなる。第 2の実施の形態

図 4は本発明の第 2の実施の形態の力率改善コンバータ及び D C— D Cコンバ一夕からなるコンパ一夕の構成を示す図である。第 2の実施の形態のコンパ一夕は、チヨ一クコイル L l、スイッチング素子 Q 4、ダイオード D 7、力率改善制御回路（P F C制御回路）. 7 1、コンデンサ C 1からなる力率改善機能を有する力率改善コンバータ 7を、 D C— D Cコンバータ 3 aの前段に設けて構成した例である。

D C— D Cコンバータ 3 aについては、図 2に示す第 1の実施の形態で既に説明したので、その説明は省略し、ここでは、力率改善コンバータ 7についてのみ説明する。なお、力率改善コンバ一夕 7の詳細構成については、後述する。図 4において、チョークコイル L 1、スィツチング素子 Q 4、ダイオード D 7、力率改善制御回路（P F C制御回路） 7 1、コンデンサ C 1は、昇圧チヨッパ回路を構成し、この昇圧チヨッパ回路は、全波整流回路 2からの入力電圧を一定の直流電圧に昇圧してコンデンサ C 1から出力する。

全波整流回路 2の一端にはチョークコイル L 1の一端が接続され、チョークコイル L 1の他端はダイオード D 7のアノードに接続され、ダイオード D 7の力ソードはコンデンサ C 1の一端に接続されている。また、チョークコイル L 1の他端とダイオード D 7のアノードとの接続点には M〇 S F E Tからなるスイッチング素子 Q 4のドレインが接続され、ソ一スは接地され、ゲートは P F C制御回路 7 1に接続されている。 P F C制御回路 7 1は、 D C— D Cコンパ一夕 3 aから電源が供給され、スイッチング素子 Q 4をオン ·オフ制御することにより、入力電流波形を入力電圧波形に追従した正弦波状に制御して、入力電圧を一定の直流電圧に昇圧させてコンデンサ C 1に供給する。そして、 D C — D Cコンバータ 3 aでは、コンデンサ C 1の直流電圧により、図 2に示す第 1の実施の形態の動作と同様に動作する。

このように第 2の実施の形態のコンバータによれば、力率改善コンバータ 7 を設けたので、入力電圧が一定の直流電圧に昇圧されるとともに、交流電源 1 の電流が交流電源 1の電圧に追従した正弦波電流波形となるので、力率が大幅に改善される。第 3の実施の形態

図 5は本発明の第 3の実施の形態の D C— D Cコンバー夕の構成を示す図である。第 1の実施の形態の D C— D Cコンバータでは、起動回路 5 a内のスィツチング素子 Q 2のゲートへのバイアス電圧を、コンデンサ C 1から供給していたが、第 3の実施の形態の D C— D Cコンバータでは、起動回路 5 b内のスィツチング素子 Q 2のゲートへのバイアス電圧を、交流電源 1からダイォ一ド D 5， D 6、抵抗 R 1を介して供給した点が異なる。

起動回路 5 bにおいて、交流電源 1の一方の端子にはダイオード D 5のァノードが接続され、ダイオード D 5の力ソードは抵抗 R 1を介してスイッチング素子 Q 2のゲートに接続されている。交流電源 1の他方の端子にはダイォード D 6のアノードが接続され、ダイォード D 6のカソードは抵抗 R 1を介してスイッチング素子 Q 2のゲートに接続されている。なお、図 5に示す D C— D C コンバ一夕のその他の構成は、図 2に示す D C— D Cコンバー夕の構成と同一構成であり、同一部分には同一符号を付しその説明は省略する。

第 3の実施の形態の D C— D C Sンバー夕によれば、交流電源 1からの正弦波電圧をダイオード D 5， D 6で整流して、整流された電圧が抵抗 R 1を介して起動回路 5 b内のスイッチング素子 Q 2のゲートへバイアス電圧として印加される。このため、交流電源 1がオフされた場合には、即座にスイッチング素子 Q 2のゲ一トへのバイアス電圧が停止される。その結果、起動回路 5 bが再びオンすることがなく、 D C— D Cコンバ一夕が繰り返し起動及び停止を行うことがなくなる。

図 6は本発明の第 3の実施の形態の D C— D Cコンバ一夕の各部のタイミングチャートである。第 3の実施の形態によれば、起動回路 5 bが再起動することがないので、時刻 t 5の近傍においてコンデンサ C 2の電圧は増加することなく徐々に減少していく。また、コンデンサ C 5 1の電圧及びコンデンサ C 3 の電圧も、同様に増加することなく徐々に減少していく。

なお、第 3の実施の形態では、交流電源 1の両端に 2つのダイオード D 5， D 6を接続して構成したが、例えば 2つのダイォード D 5 , D 6の一方のダイオードのみを用いた簡易な構成としても良い。あるいは、 2つのダイオード D 5， D 6のいずれのダイオードを用いることなく交流電源 1から抵抗 R 1に直接接続しても良い。第 4の実施の形態

図 7は本発明の第 4の実施の形態の力率改善コンバータ及び D C— D Cコンバ一夕からなるコンバータの構成を示す図である。第 4の実施の形態のコンパ —タは、力率改善コンバータ 7と、 D C— D Cコンバータ 3 bとを有して構成されている。即ち、第 4の実施の形態のコンバータは、図 5に示す第 3の実施の形態の D C— D Cコンバ一夕 3 bに、図 4に示す第 2の実施の形態のカ率改善コンバ一夕 7を追加して適用した例である。

このため、第 4の実施の形態のコンバータにあっては、第 3の実施の形態の D C— D Cコンバータ 3 bによる効果と、第 2の実施の形態の力率改善コンパ —タ 7による効果とが得られる。第 5の実施の形態

図 8は本発明の第 5の実施の形態の力率改善コンバ一夕及び D C— D Cコンバ一タからなるコンバータの構成を示す図である。第 5の実施の形態のコンパ一夕は、力率改善コンバータ 7と、 D C— D Cコンバータ 3 cとを有して構成されている。 D C— D Cコンバータ 3 cに有する起動回路 5 cにおいて、全波整流回路 2の一端は抵抗 R 1を介してスィツチング素子 Q 2のゲートに接続されている。また、スイッチング素子 Q 2のゲートと抵抗 R 2の他端との間にはコンデンサ C 4が接続されている。このコンデンサ C 4は、スイッチング素子 Q 2のゲ一トへのバイァス電圧もしく電流を交流電源 1の周波数の半周期間だけ保持する。

即ち、図 7に示す第 4の実施の形態では、起動回路 5 bのスイッチング素子 Q 2のゲートへのバイアス電圧を、交流電源 1からダイオード D 5 , D 6を介して得ていたが、第 5の実施の形態では、起動回路 5 cのスイッチング素子 Q 2のゲートへのバイァス電圧を、力率改善コンバ一タ 7の入力段から得ている。この場合、力率改善コンバータ 7の入力段からの電圧は、交流電源 1の正弦波電圧を整流した脈流波形であるので、第 4の実施の形態の効果と同様の効果が得られる。

また、スィツチング素子 Q 2のゲ一トと抵抗 R 2の他端との間にコンデンサ C 4を設けたので、全波整流回路 2からの脈流電圧がスィツチング素子 Q 2のゲートに印加されても、コンデンサ C 4に蓄積された電荷により、正弦波電圧のゼロ近傍のバイァス電圧を補うことができ、起動回路 5 cを連続して動作させることができる。第 6の実施の形態

図 9は本発明の第 6の実施の形態の D C— D Cコンバ一夕の構成を示す図である。第 6の実施の形態は、起動回路 5 dのスイッチング素子 Q 2のゲートへのバイアス電圧を交流電源 1からダイオード D 5， D 6、抵抗 R 1を介して得たことを特徴とする。

なお、図 9に示すその他の構成は、図 1に示す D C— D Cコンバータの構成と同一構成であり、同一部分には同一符号を付している。

図 9に示す D C— D Cコンバータでは、起動回路 5 dのスイッチング素子 Q 2のゲートへのバイアス電圧を、交流電源 1からダイオード D 5 , D 6を介して得ているため、交流電源 1がオフされた場合に、起動回路 5 dが再び起動することがなく、 D C— D Cコンバータが繰り返し起動及び停止を行うことがなくなる。第 7の実施の形態

図 1 0は本発明の第 7の実施の形態の力率改善コンバータ及び D C—D Cコンバ一夕からなるコンバータの構成を示す図である。第 7の実施の形態のコンパー夕は、力率改善コンパ一タ 7と、 D C— D Cコンバータ 3 eとを有して構成されている。第 7の実施の形態は、起動回路 5 eのスイッチング素子 Q 2のゲートへのバイアス電圧を、力率改善コンバータ 7の入力段から得ている。なお、図 1 0に示すその他の構成は、図 1に示す D C— D Cコンバータの構成と同一構成であり、同一部分には同一符号を付している。

この場合、力率改善コンパ一タ 7の入力段からの電圧は、交流電源 1の正弦波電圧を整流した脈流波形であるので、交流電源 1がオフされた場合に起動回路 5 eが再び起動することがなく、 D C— D Cコンバータが繰り返し起動及び停止を行うことがなくなる。

なお、本発明は上述した第 1乃至第 7の実施の形態に限定されるものではなレ^ 第 5の実施の形態では、スイッチング素子 Q 2のゲートと抵抗 R 2の他端との間にコンデンサ C 4を揷入したが、このコンデンサ C 4の揷入は、第 3及ぴ第 4の実施の形態、第 6及び第 7の実施の形態にも適用可能である。力率改善コンバー夕の一例

図 1 1は力率改善コンバ一夕の一例の構成を示す図である。力率改善コンバ —夕 7は、全波整流回路 2からの入力電圧を一定の直流電圧に昇圧してコンデンサ C 1から出力するもので、出力電圧を一定に保つとともに、入力電流波形を入力電圧波形に追従した正弦波状に制御する。

図 1 1において、交流電源 1からの正弦波電圧は全波整流回路 2で全波整流されて、全波整流波形が力率改善コンバータ 7に供給される。力率改善コンパ —夕 7の直流出力は、 D C— D Cコンバータ 3 aに入力され、 D C— D Cコンバー夕 3 aは力率改善コンバ一夕 7から入力された直流電圧を別の直流電圧に変換して出力端子 + V OUT、一 V O U Tから出力する。

次に、力率改善コンバータ 7の構成について詳細に説明する。力率改善コンバー夕 7は、チョークコイル L 1の主卷線 6 1 a、スイッチング素子 Q 4、ダィオード D 7、出力コンデンサ 6 5からなる昇圧チヨッパ回路を基本的な構成として有している。

チョークコイル L 1には、主巻線 6 1 aと臨界検出用巻線 6 l bが設けられている。主巻線 6 1 aの一端は全波整流回路 2の一端と抵抗 5 1に接続され、主巻線 6 1 aの他端は MO S F E Tからなるスイッチング素子 Q 4のドレインとダイオード D 7のアノードに接続されている。また、臨界検出用巻線 6 l b の一端は抵抗 6 0を介してコンパレー夕 5 4の +入力端子に接続され、臨界検出用巻線 6 1 bの他端は接地されている。ダイオード D 7の力ソードは出力コンデンサ 6 5の一端と D C— D Cコンバータ 3 aの入力端子に接続されている。次に、力率改善コンバータ 7の制御系である P F C制御回路の構成について説明する。コンパレータ 5 4の +入力端子は、抵抗 6 0、臨界検出用巻線 6 1 bを介して接地されている。また、コンパレータ 5 4の一入力端子には第 1の基準電圧 5 3が入力されている。コンパレータ 5 4は、両入力電圧を比較し、 +入力端子に入力されている臨界検出用卷線 6 1 bに生じた電圧が第 1の基準電圧 5 3よりも低い場合に、口一,レベルのセット信号をフリップフロップ 5 9 のセット端子に出力する。

フリップフロップ 5 9のセット端子には、コンパレータ 5 4の出力端子が接続され、リセット端子にはコンパレータ 5 6の出力端子が接続され、 Q出力端子にはスィツチング素子 Q 4のゲ一ト端子が接続されている。フリップフ口ップ 5 9は、ローレベルのセット信号がコンパレータ 5 4から入力した場合に、ハイレベルの駆動信号を Q出力端子に出力する。ハイレベルのリセット信号がコンパレータ 5 6から入力した場合に、 Q出力端子に口一レベルを出力する。オペアンプ 5 7の—入力端子にはコンデンサ 6 5の端子間電圧が抵抗 6 6 , 6 7によって分圧されて入力され、 +入力端子には第 2の基準電圧 5 8が入力されている。オペアンプ 5 7は、コンデンサ 6 5の出力電圧に対応する分圧電圧と第 2の基準電圧 5 8との差信号を増幅して誤差信号を乗算器 5 5に出力する。

乗算器 5 5の一方の入力端子には全波整流回路 2からの全波整流波形が抵抗 5 1， 5 2により分圧されて入力され、他方の入力端子にはオペアンプ 5 7からの誤差信号が入力され、乗算器 5 5は、全波整流波形と誤差信号とを乗算し、全波整流波形と連動した電流目標値 Vmとしてコンパレータ 5 6の一入力端子へ供給する。

コンパレータ 5 6の—入力端子には乗算器 5 5からスイッチング電流の電流目標値 Vmが供給され、コンパレ一夕 5 6の +入力端子には電流検出用抵抗 6 3が接続され、スィッチング素子 Q 4がォン期間にあるときのドレインーソ一ス電流に対応する電圧が電流検出値として入力されている。スイッチング電流が全波整流波形と連動した電流目標値 Vmに達すると、コンパレータ 5 6からハイレベルのリセット信号がフリップフロップ 5 9に出力される。

次に、力率改善コンパ一夕の動作について説明する。交流電源 1が印加されると、交流電源 1から供給される正弦波電圧が全波整流回路 2で全波整流されて、力率改善コンバ一夕 7に全波整流波形が供給される。

( 1 ) 起動時の動作

まず、コンパレー夕 5 4の +入力端子は、抵抗 6 0、臨界検出用巻線 6 l b を介して接地された状態になっており、同時に、コンパレータ 5 4の—入力端子に第 1の基準電圧 5 3が入力されている。コンパレータ 5 4では、両入力電圧が比較され、 +入力端子の電圧の方が低電位であるので、コンパレータ 5 4 から口一レベルのセット信号がフリップフロップ 5 9に出力されている。

フリップフロップ 5 9は、コンパレータ 5 4からのセット信号に応じてセットされ、図 1 2に示すタイミング t 1のように、 Q出力端子からハイレベルの駆動信号が出力されてスィッチング素子 Q 4がオン制御される。

スイッチング素子 Q 4がオンすると、図 1 2に示すタイミング t 1のように、スイッチング素子 Q 4のドレイン電圧 V dは 0 V近くに低下する。そして、全波整流回路 2から主巻線 6 1 a , スイッチング素子 Q 4のドレイン—ソース、電流検出用抵抗 6 3を介して GNDへとスイッチング電流が流れ、チョークコィル L 1にエネルギーが蓄えられる。

このとき、スイッチング素子 Q 4に流れるスイッチング電流は、図 1 2に示すように、スイッチング素子 Q 4のソース— GND間に設けられた電流検出用抵抗 6 3により電圧 V sに変換されてコンパレータ 5 6の +入力端子に入力され、コンパレータ 5 6で乗算器 5 5から出力される全波整流波形と連動した電流目標値 Vmと比較される。

( 2 ) 電流目標値 Vm

出力コンデンサ 6 5からの出力電圧は、抵抗 6 6， 6 7によって分圧されてオペアンプ 5 7の一入力端子に入力され、出力電圧の分圧電圧と第 2の基準電圧 5 8との差信号を増幅して出力される誤差信号をオペアンプ 5 7から乗算器 5 5に供給される。

一方、全波整流回路 2からの全波整流波形は抵抗 5 1， 5 2により分圧されて乗算器 5 5に入力される。乗算器 5 5では、オペアンプ 5 7からの誤差信号と全波整流回路 2からの全波整流波形を乗算した電圧が生成され、全波整流波形と連動した電流目標値 Vmとしてコンパレータ 5 6の一入力端子へ供給される。 ·

( 3 ) スィツチング素子のオフ制御

図 1 2に示すタイミング t 2のように、スィツチング電流の電流検出値が全波整流波形と連動した電流目標値 Vmに達すると、コンパレータ 5 6から八ィレベルのリセット信号がフリップフロップ 5 9に出力される。フリップフ口ップ 5 9はコンパレータ 5 6からのリセット信号に応じてリセットされ、 Q出力端子から出力されていたハイレベル Hの駆動信号が口一レベル Lに切り替わりスイッチング素子 Q 4がオフ制御される。

スイッチング素子 Q 4がオフすると、チョークコイル L 1に蓄えられていたエネルギーと全波整流回路 2から供給される電圧とが合成され、ダイオード D 7を通して出力コンデンサ 6 5に充電される。この結果、出力コンデンサ 6 5には、全波整流回路 2から供給された全波整流波形のピーク値より高く昇圧された電圧が出力される。

( 4 ) スイッチング素子のオン制御

次に、チョークコイル L 1に蓄えられていたエネルギーの放出が終了すると、臨界検出用巻線 6 1 bにリンギング電圧が発生し、臨界検出用巻線 6 1 bの電圧が反転する。この電圧は第 1の基準電圧 5 3とコンパレータ 5 4により比較され、タイミング t 3において、コンパレータ 5 4から口一レベルのセット信号がフリップフロップ 5 9に出力される。

この結果、コンパレータ 5 4からのセット信号に応じてフリップフロップ 5 9がセッ卜され、図 1 2に示すタイミング t 3のように、再び駆動信号がスィツチング素子 Q 4に入力されてオン制御される。以上説明したように、本発明によれば、起動時間短縮のために大電流を必要とする起動時には、起動回路が定電流回路として動作し、前記起動時以外には、起動回路が定電圧回路として動作するため、負荷電流が少なく消費電流が少なくなる。したがって、大きな素子や大きな放熱フィンを必要とせずに、コストダウン及び小型化を図ることができる。また、起動回路のバイアス電圧を交流電源もしくは整流後の脈流より得ている場合には、交流電源がオフした場合に、瞬時にバイァス電圧がなくなるので、 D C— D Cコンバ一夕を確実に停止することができる。

Claims

請求の範囲

1 . 直流電源にトランスの 1次巻線を介して接続された第 1のスィツチング素子と、この第 1のスィツチング素子をオンオフ制御する制御回路と、

前記トランスの 2次巻線に誘起する電圧を整流平滑して直流出力を取り出す出力整流平滑回路と、前記制御回路を起動するための起動回路とを有し、前記起動回路は、前記制御回路を起動するときには定電流回路として動作し、前記制御回路を起動した後には定電圧回路として動作することを特徴とするコンバ一タ。

2 . 前記トランスの 3次巻線に発生する電圧に基づき前記制御回路が起動したことを検出して、前記定電流回路の動作から前記定電圧回路の動作に切り替えを行う起動制御回路と、

前記トランスの 3次巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する電圧供給部と、

を有することを特徴とする請求項 1記載のコンバータ。

3 . 前記制御回路は、保護回路によりラッチ状態となった場合には前記起動電圧より低く且つ前記ラッチ状態を保持するための電圧に相当したラッチ信号を前記起動制御回路に出力し、

前記起動制御回路は、前記ラッチ信号により動作して前記起動回路を前記定電圧回路として動作させることを特徵とする請求項 2記載のコンバータ。

4. 交流電源に接続されて交流電力を整流平滑して直流電力を生成する整流平滑回路を有し、

前記直流電源は、前記交流電源及び前記整流平滑回路からなることを特徴とする請求項 1項記載のコンバータ。

5 . 交流電源に接続されて交流電圧を全波整流する整流回路と、

前記整流回路からの全波整流出力をチヨ一クコィルを介して入力し、第 2のスイッチング素子によりオンオフ制御し、整流平滑して直流出力を得るカ率改善コンバータとを有し、

前記直流電源は、前記交流電源、前記整流回路及び前記力率改善回路からなることを特徴とする請求項 1記載のコンバ一夕。

6 . 前記起動回路に有する起動用スイッチング素子の制御端子へのバイアス電圧もしくは電流は、前記直流電源から供給されることを特徴とする請求項 1記載のコンバータ。

7 . 前記起動回路に有する起動用スィツチング素子の制御端子へのバイアス電圧もしくは電流は、前記交流電源から供給されることを特徴とする請求項 4又は請求項 5記載のコンパ一夕。

8 . 前記起動回路に有する起動用スイッチング素子の制御端子へのバイアス電圧もしくは電流は、前記力率改善回路の前段から供給されることを特徴とする請求項 5記載のコンバータ。

9 . 交流電源に接続されて交流電圧を整流平滑する整流平滑回路と、

該整流平滑回路の出力側にトランスの 1次巻線を介して接続された第 1のスイッチング素子と、

該第 1のスイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、

前記トランスの 2次巻線に誘起する電圧を整流平滑して直流出力を取り出す整流平滑回路と、

前記制御回路を起動するための起動回路とを有し、

前記起動回路に有する起動用スィツチング素子の制御端子へのパイァス電圧もしくは電流は、前記交流電源から供給されることを特徴とするコンバ一夕。

1 0 . 交流電源に接続されて交流電圧を全波整流する整流回路と、

前記整流回路からの全波整流波形をチョ一クコィルを介して入力し、第 2のスイッチング素子によりオンオフ制御し、整流平滑して直流出力を得るカ率改善回路と、

該カ率改善回路の出力側に卜ランスの 1次巻線を介して接続された第 1のスイッチング素子と、

前記トランスの 2次巻線に誘起する電圧を整流平滑して直流出力を取り出す出力整流回路と、

前記制御回路を起動するための起動回路とを有し、

前記起動回路に有する起動用スイッチング素子の制御端子へのバイアス電圧もしくは電流は、前記力率改善回路の前段から供給されることを特徴とするコンバー夕。

1 1 . 前記起動回路は、前記バイアス電圧もしく電流を前記交流電源の周波数の半周期間保持するコンデンサを設けたことを特徴とする請求項 7乃至請求項 1 0のいずかれか 1項記載のコンバータ。