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WO2003055048A1 - Hacheur serie a communication synchrone - Google Patents

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WO2003055048A1
WO2003055048A1 PCT/FR2002/004350 FR0204350W WO03055048A1 WO 2003055048 A1 WO2003055048 A1 WO 2003055048A1 FR 0204350 W FR0204350 W FR 0204350W WO 03055048 A1 WO03055048 A1 WO 03055048A1
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WO
WIPO (PCT)
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switches
series
pair
input
output
Prior art date
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Ceased
Application number
PCT/FR2002/004350
Other languages
English (en)
Inventor
Guillaume Vire
Christophe Taurand
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Thales SA
Original Assignee
Thales SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Thales SA filed Critical Thales SA
Priority to CA002438328A priority Critical patent/CA2438328A1/fr
Priority to US10/470,715 priority patent/US6987680B2/en
Priority to AU2002366880A priority patent/AU2002366880A1/en
Priority to EP02805388A priority patent/EP1456937A1/fr
Publication of WO2003055048A1 publication Critical patent/WO2003055048A1/fr
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/06—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
    • H02M3/07—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0095—Hybrid converter topologies, e.g. NPC mixed with flying capacitor, thyristor converter mixed with MMC or charge pump mixed with buck

Definitions

  • the invention relates to a step-down chopper or “buck converter” in English, making it possible to obtain, from a DC supply voltage, another DC voltage of lower value.
  • the new electronic components are supplied with increasingly low voltages (2.5V, 1.8V, ... 1.65V and less than 1V soon), the power requirements towards very low voltages increase and become the majority compared to the voltages more conventional +/- 15V and + 5V and 3.3V. Voltages below 3.3V are not distributed and are installed directly on user cards. The food is moved closer to the users to ensure better distribution and regulation.
  • FIG. 1a shows the block diagram of a "buck converter".
  • the circuit of FIG. 1a is supplied by a DC input voltage Vin and provides an output voltage Vout on a load R.
  • An input capacitor Cin is present in parallel on the input.
  • a switch 10 makes it possible to apply to a terminal of an inductance L the positive potential of the input voltage Vin when it is controlled for a time Ton.
  • the other terminal of the inductor is connected to a terminal of the load resistance R.
  • the other terminal of the resistance is connected to the negative potential of the input voltage Vin.
  • the negative potential of Vin is 0 volts.
  • the average voltage is found across the resistance thanks to the filtering which is carried out by the inductor L and a Cost capacitor in parallel on the load.
  • the diagram in FIG. 1c shows the output voltage Vout averaged across the load resistance R.
  • the voltage Vout is a substantially continuous voltage, to the nearest ripple, a function of the value of the inductance L and of the cost capacitor.
  • FIGS. 1c and 1d respectively shows two values of average voltage Vm1 and Vm2 at the terminals of the load resistance R for two values of the time Ton:
  • the inverter is produced by two semiconductors in series, for example a bipolar transistor and a diode, a MOS and a diode or a MOS and a MOS in parallel with a diode, controlled by asynchronous signals at the frequency 1 / T.
  • the simplest diagram is that of FIG. 1a, presented previously, with a switch and a diode to ensure the continuity of the current in the inductance.
  • Ton / T duty cycle of 0.1 is in practice a minimum that can be obtained today with acceptable performance and reliability performances while maintaining a frequency high enough to keep filtering components of small sizes.
  • Ton / T duty cycle of 0.1 is in practice a minimum that can be obtained today with acceptable performance and reliability performances while maintaining a frequency high enough to keep filtering components of small sizes.
  • the conduction times Ton of the semiconductor supplying the energy to the load become very short and the switches become very difficult to control.
  • the output voltage decreases, for the same power delivered to the load, the currents in the semiconductors become large, to the limits of their possibilities, with a loss of efficiency of the converter.
  • TonT duty cycle the lower the output voltage, but the more stressed the components, input capacitors, inductors and switches (the input capacitors will supply energy during Ton for more and more times short therefore the current calls will be important, the inductance will have a stress between Vout and Vin more important therefore more electromagnetic emissions, the switches will see currents and stresses in tension (between Vin and 0 volt) more important).
  • Another way to obtain a ratio between the input voltage and the output voltage, much greater than 10, consists in making a device comprising two choppers in cascade. In this device, the output voltage of a first chopper is applied to the input of a second chopper. Thus, it is possible to obtain input and output voltage ratios of the device " much greater than those obtained by a single chopper.
  • a pair of input terminals A and B for connecting a DC input voltage Vin between these terminals, the potential of terminal A being greater than the potential of terminal B; a pair P of switches SB, ST in series connected by the switch SB to the input terminal B, ST comprising a control input Cm1 to put ST, either in a state passing through the application at its input of the command of a first command signal if, either in an isolated state by application to its command input of a second command signal s2, SB comprising a command input Cm2 to put SB, or in a state passing through the application to its control input of a third control signal s3, either in an isolated state by application to its control input of a fourth control signal s4, - a pair of output terminals C and D, for supplying, by an output voltage Vout, a load R in parallel with a filtering capacity Cost, the output terminal D being connected to the input terminal B and the output terminal C at the connection point between the two switches SB and ST in series through an inductor, caract set in that it comprises:
  • Each pair Pj comprising two switches SBj and ST in series, the switch SBi of each pair of switches comprising a diode in parallel, the cathode of the diode having to be on the common point of ST and SBj ;
  • the B of the switches SB means “bottom” in English or switch of the bottom, and that the T of the switches ST means “TOP" or switches of the top).
  • the diode in parallel on each switch SBj can be the intrinsic diode of the component used.
  • the first, second, third and fourth signals applied to the control inputs Cm1 and Cm2 will be simplified into a single control signal for the switches ST comprising two logic states, a high logic state and a low logic state, the high state. of this command corresponding to the command in the passing state of ST and in the isolated state of SBj and the low logic state in the transition to the isolated state of ST and in the transition to the passing state of SBj thanks to the diode which ensures continuity.
  • Ton The time during which ST is in the on state
  • Toff the time during which STi is in the isolated state
  • a diode is placed in parallel on the transistor SB to ensure continuity of the current in the inductor L during the switching operations and to remedy the control faults of the switches.
  • the two capacitors are charged to the same potential Vin / 2, between terminal A and output terminal C through the inductor.
  • FIG. 1a already described shows the block diagram of a step-down chopper;
  • FIG. 1b, 1c, 1d and 1e show state control diagrams of the series chopper of Figure 1a;
  • FIG. 2a shows a block diagram of a chopper according to the invention comprising-two pairs of switches during the time Toff;
  • FIGs 2b and 2c show the control signals of the chopper of Figure 2a; (uc1 being the command of Cm1 and uc2 being the command of Cm2)
  • FIG. 2d shows the configuration of the capacities of the chopper in the state of Figure 2a;
  • FIG. 3a shows the chopper of Figure 2a during the time Ton
  • Figure 3b shows the configuration of the capacities of the chopper in the state of Figure 3a;
  • FIG. 4a shows a block diagram of a chopper according to the invention comprising three pairs of switches over time
  • Figures 4b and 4c show the control signals of the chopper of Figure 4a;
  • Figure 4d shows the configuration of the capacities of the chopper in the state of Figure 4a
  • FIG. 5a shows the chopper of Figure 4a during the time Ton
  • FIG. 5b shows the configuration of the capacities of the chopper in the state of Figure 4a;
  • FIG. 6a shows the general configuration of a series chopper with N pairs of switches during the time Toff;
  • Figure 6b shows the configuration of the capacities of the chopper of Figure 6a
  • FIG. 8a shows a structure of serial choppers controlled by a commercial controller
  • FIG. 2a shows a block diagram of a serial chopper according to the invention comprising two pairs of MOS transistors in series acting as switches.
  • the serial chopper of FIG. 2a comprises the pair P, having the two transistors SB and ST, in series with an additional pair P 1 ( comprising two other transistors SBi and STi.
  • the transistors of the two pairs in series are connected in series between the two input terminals A and B of the chopper receiving the supply voltage Vin, the transistor SB being connected to terminal B and the transistor STi to terminal A.
  • transistors ST and STi comprise a control input Cm1 putting the transistors simultaneously either in a conducting state (closed switch) by application to its input of the first signal if control in a high state, or in an isolated state (open switch) by l application of the second control signal s2 in a low state.
  • the transistors SB and SBi comprise a control input Cm2, not overlapping with the first control signal Cm1, putting the transistors simultaneously either in a conducting state (switch closed) by application to its input of the third control signal s3 in a high state, either in an isolated state (switch open) by the application on its input of the fourth control signal s4 in a low state.
  • the chopper has two output terminals C and D for connecting a load R, the output terminal D being connected to the input terminal B.
  • the output terminal C is connected to the connection point between the two switches SB and ST in series of the pair P through the inductor L.
  • the diode Ds in parallel on the transistor SB ensures the continuity of the current in the inductor L during switching operations and ensures lower switching losses.
  • a Cost capacity in parallel with the load R reduces the ripple of the output voltage Vout and allows with the inductor to perform the filtering (recovery of the average value) of the potential present on the other input of the inductor.
  • the chopper of FIG. 2a also comprises an input capacity Cfi and an output capacity Csi, the input capacity Cfi being connected on the one hand to the input terminal A and, on the other hand, at the connection point between the transistors ST and SB T of the two pairs P and Pi.
  • the output capacitance Cs is connected on the one hand, to the connection point between the transistors SBi and STi of the additional pair Pi and, on the other part, at the connection point between the two transistors SB and ST of the pair P and the inductance L.
  • Figures 2b and 2c show the control signals si, s2, s3, s4 of the transistors.
  • a voltage uc1 comprising the two control signals si and s2 applied to Cm1 and another voltage uc2 comprising the other two control signals s3 and s4 applied to Cm2.
  • Cm1 and Cm2 being respectively the control inputs of switches ST and STi, and of switches SB and SB L
  • a control signal uc1 or uc2 is in the high state (1 on the diagram) the transistor is put in the on state, and when it is in the low state (0 on the diagram), the transistor is put in the isolated state.
  • Figure 2a shows the state of the switches during the time interval Toff, ST and STi are open and SB and SB ! are closed (or considered closed thanks to the diode in parallel).
  • FIG. 2d The diagram of the chopper during this time interval Toff is shown in Figure 2d.
  • the capacitors Cfi and Csi are connected in series, between the input terminals A and B, by closing the switches SB and SBi and form a capacitive divider which makes it possible to obtain a charging voltage of these capacitors to Vin / 2 at the start of the phase thanks to the following relationships:
  • Figure 3a shows the chopper of Figure 2a during the time Ton.
  • FIG. 3b shows the configuration of the capacities of the chopper, in the state of FIG. 3a, during the time Ton.
  • the capacitors Cf1 and Cs1 are in parallel and connected between the input terminal A and the output terminal C through the inductor L.
  • the value of the capacitors also depends on the time Ton. The lower the value of Ton, the more the value of the capacitor can be limited.
  • the input voltage of the inductor is zero and during a Tone time the input voltage of the inductor is
  • the inductance and output capacity filter makes it possible to recover the average value of the slots present at the input of the inductance, so we find the expression relating the input voltage to the output voltage: . . , Your Wine / .
  • the capacitors Cfiet Csi are in parallel and the currents which cross them, respectively lcfl and ICs1 are equal.
  • the current I through the self L being continuous (impossibility of having brutal variations through a self) we deduce the relation
  • FIG. 4a shows a block diagram of a serial chopper according to the invention comprising three pairs of MOS transistors in series acting as switches.
  • the serial chopper of FIG. 4a comprises the pair P, having the two transistors SB and ST, in series with two additional pairs Pi and P 2 , comprising four other transistors SBi, STi and SB 2 , ST 2 .
  • the transistors of the three pairs in series are connected in series between the two input terminals A and B of the chopper receiving the supply voltage Vin, the transistor SB being connected to the terminal B and the transistor ST 2 to the terminal A.
  • the transistors SBi and SB 2 must comprise a diode in parallel, the cathode of these diodes having to be connected respectively on the common point of ST-iet SBT and on the common point of ST 2 and SB 2. These diodes can be the intrinsic diodes of the components used.
  • the transistors ST, STi and ST have control inputs
  • the SB SB transistors ! and SB 2 comprise control inputs Cm2, with control signals not overlapping control signals of Cm1, putting either the transistors simultaneously in a conducting state (switch closed) by application to its input of the control signal in a high state , or in an isolated state (switch open) by the application on its input of a control signal in a low state.
  • the chopper has two output terminals C and D for connecting a load R, the output terminal D being connected to the input terminal B.
  • the output terminal C is connected to the connection point between the two switches SB and ST in series of the pair P through the inductor L.
  • the diode Ds in parallel on the transistor SB ensures the continuity of the current in the inductor L during switching operations and ensures lower switching losses.
  • a Cost capacity in parallel with the load R reduces the ripple of the output voltage Vout and allows with the inductor to perform the filtering (recovery of the average value) of the potential present on the other input of the inductor.
  • the chopper of FIG. 4a also comprises two input capacities Cfi and Cf 2 and two output capacities C ⁇ ! and Cs 2 , the input capacitors Cf1 and Cf 2 being connected on either side of the pairs of switches Pi and P 2 .
  • the output capacitance Csi is connected on the one hand, to the connection point between the transistors SBi and STi of the additional pair Pi and, on the other hand, to the connection point between the two transistors SB and ST of the pair P and inductance L.
  • the output capacitor Cs2 is connected between the connection point between the transistors SB 2 and ST 2 of the additional pair P 2 and on the other hand, at the connection point between the two transistors SBi and STi of the pair P ⁇ .
  • FIGS. 4b and 4c show two control signals of the transistors uc1 and uc2 applied to Cm1 and Cm2 respectively, one ud at the control input of the switches ST, S ⁇ and ST 2 , the other uc2 at the control input of switches SB, SBi and SB 2 .
  • FIG. 4a shows the state of the switches during the time interval Toff, ST, STi and ST 2 are open and SB, SB T and SB 2 are closed (or considered to be closed by virtue of the diode in parallel).
  • FIG. 4d The diagram of the chopper during this time interval Toff is shown in Figure 4d.
  • a network of capacitors in series is formed of Cf, Cfi in parallel with Cs 2 , and Csi connected between the input terminals A and B, by closing the switches SB, SBi and SB 2 .
  • This network forms a capacitive divider which makes it possible to obtain a charging voltage of these Vin / 3 capacitors at the start of the phase thanks to the following relationships:
  • the inductance input point (which corresponds to the input point of the output capacitance output inductance filter is at zero potential.
  • FIG. 5a shows the chopper of FIG. 4a during the time Ton.
  • FIG. 5b shows the configuration of the capacities of the chopper, in the state of FIG. 4a, during the time Ton.
  • a network of capacitors formed by the capacitors Cf-i and Csi in parallel, in series with the capacitors Cf 2 and Cs 2 in parallel, is connected between the input terminal A and the output terminal C to through inductance L.
  • the four capacitors keep the same charge voltage during this phase and if the values of the capacitors are sufficient (load variation on low load average voltage) we can consider that the average voltage of Vin / 3 is kept.
  • the inductance and output capacity filter makes it possible to recover the average value of the slots present at the input of the inductance, so we find the expression relating the input voltage to the output voltage:
  • FIGS. 6a and 7a show the general configuration of a “buck converter” with N pair of switches, ie a first pair P and K additional pairs Pi of switches, respectively during the time Toff and the time Ton.
  • FIGS. 6b and 7b show the configuration of the networks of input capacities Cfi and output Csi during these two times Toff and Ton.
  • FIG. 6b shows the general configuration of the capacities during the time Toff of the chopper of FIG. 6a.
  • the inductance input point (which corresponds to the input point of the output capacitance output inductance filter is at zero potential.
  • FIG. 7b shows the general configuration of the capacities during the time Ton of FIG. 7a.
  • the input Cfi and output Csi capacities are loaded at the potential Vin / K + 1.
  • the energy is delivered by each stage towards the self through the capacities.
  • the voltage at the input of the inductor is then Vin / N for the duration Ton.
  • the inductance and output capacitor set plays a filtering role which will average the two phases
  • the system obtained includes 2K + 1 equations and 2K + 2 unknowns (Cx and Cy being unknowns on which there are no other particular constraints).
  • This system can be solved and the values of the capacitors can be expressed as a function of a single variable Cx which can be fixed as a function of the energy to be delivered.
  • This system if checked, makes it possible to limit the current calls between the phases, to have the same power delivered to each stage.
  • the series chopper according to the invention makes it possible to obtain a better yield than with the choppers of the prior art with one stage or two stages in cascade thanks to a dimensioning of the components which is less restrictive (stress on the lesser components).
  • the structure according to the invention makes it possible to increase the operating frequencies to reduce the size of the converters.
  • the gain in efficiency compared to a one-stage chopper is greater than 4%, which results in a typical reduction in losses from 30 to 50%.
  • the reduction of the current in the output capacitors CSJ and the possibility of increasing the operating frequency of the chopper allow the use of capacitors of lower values. The stress of the components is reduced.
  • the currents supplied by the input capacitors are lower than on a conventional step-down converter, the inductor sees differences in voltages at these terminals of lower amplitudes which reduces electromagnetic emissions, the switches have differences in lower voltages than when there is only one stage and the currents crossing them are weaker.
  • structures that were not possible before (high voltage conversion (greater than 200V) to 28V for example) because the components (diodes or MOS) that were too stressed become so because the low stress makes it possible to select more optimized.
  • the Schottky diodes can be selected in place of conventional diodes (Schottky diodes are limited in maximum breakdown voltage and are more efficient than conventional diodes).
  • the invented structure has the advantage of starting correctly. Indeed, before the start-up phase (no switch commands), when the input voltage is applied, the capacitors are naturally charged by means of the diodes on the switches SB
  • the output capacity is generally lower than the Cfi and Csi capacities.
  • Figures 8a 'and 8b show how to go from a commercial structure proposed by a manufacturer of PWM controllers LINEAR TECHNOLOGY with the LTC 1625 component to the 2-stage structure simply by adding a command translator system or "level shifter" by English language.
  • FIG 8a shows the simplified diagram proposed by LINEAR TECHNOLOGY (we are only interested in the power structure and the switch commands).
  • the switches SB, ST are MOS.
  • the LTC 1625 circuit has two control outputs BG and TG respectively driving the gate of MOS SB and ST providing the signals necessary for operation.
  • FIG. 8b suggests the modifications to be made in order to switch to a two-storey structure (two pairs of switches) and the associated command.
  • the structure includes four MOS SB, ST, SBi and STi This command can be generalized to N stages. It is enough to add between the commands of the MOS " for SB, and SB.] And for ST and STi, a capacitor C and in parallel between the doors and sources of the MOS of the stage added a resistance r, a diode d and a zener z.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

L'invention concerne un hacheur série comportant : une paire de bornes d'entrée A et B pour connecter une tension continue d'entrée Vin, une paire P d'interrupteurs SB, ST en série connectée par l'interrupteur SB à la borne d'entrée B, ST comportant une entrée de commande Cm1 pour mettre. ST soit dans un état passant soit dans un état isolé, SB comportant une entrée commande Cm2 pour mettre SB soit dans un état passant soit dans un état isolé, une paire de bornes de sortie C et D, pour alimenter, par une tension de sortie Vout, une charge R la borne de sortie D étant connectée à la borne d'entrée B et la borne de sortie C au point de connexion entre les deux interrupteurs SB et ST en série à travers une inductance. Le hacheur série comporte K autres paires supplémentaires Pi d'interrupteurs en série entre la borne d'entrée A et le côté libre de l'interrupteur ST avec i=1,2....K K capacités d'entrée Cfi en série connectées sur les K paires d'interrupteurs avec i=1,2....K. , K capacités de sortie Csi en série, chaque capacité de sortie Csi étant connectée entre le point commun des interrupteurs de la paire Pi et le point commun des interrupteurs de la paire précédente PI-1, avec i=1, 2, ... K, lorsque i=1, PI-1 =Po=P. Les interrupteurs de ces autres K paires supplémentaires sont commandés simultanément pour former, lorsque l'interrupteur SB de la paire P est commandé dans l'état passant, un premier réseau de capacités, et lorsque l'interrupteur ST de la paire P est commandé dans l'état passant, un second réseau de capacités. Applications : convertisseurs avec des trís basses tensions de sortie.

Description

HACHEUR SERIE A COMMUTATION SYNCHRONE
L'invention concerne un hacheur série abaisseur ou « buck converter » en langue anglaise, permettant d'obtenir, à partir d'une tension continue d'alimentation, une autre tension continue de plus faible valeur. Les nouveaux composants électroniques sont alimentés avec des tensions de plus en plus faibles (2.5V, 1.8V,...1.65V et inférieures à 1V bientôt), les besoins en puissance vers les très basses tensions augmentent et deviennent majoritaires par rapport aux tensions plus classiques +/-15V et +5V et 3.3V. Les tensions inférieures à 3.3V ne sont pas distribuées et sont implantées directement sur les cartes utilisatrices. L'alimentation se déporte au plus proche des utilisateurs pour assurer une meilleure distribution et régulation.
Les courants consommés deviennent de plus en plus importants car la puissance consommée par les utilisateurs est toujours la même ou augmente (fonctionnalités plus nombreuses).
Cette tendance- oblige les fournisseurs d'alimentations à réaliser des convertisseurs générant des rapports entre tension d'entrée et tension de sortie de plus en plus importants. Les structures utilisées sont généralement des convertisseurs à découpage non isolés pour des raisons de complexité, de coût et pour conserver des rendements élevés ainsi que de faibles dimensions. Ces convertisseurs peuvent difficilement avec une structure de type abaisseur faire un rapport de transformation supérieur à 10 avec des rendements supérieurs à 90%.
Pour répondre aux besoins du marché de remplir ses exigences d'intégration, il faut pouvoir fournir ces nouveaux convertisseurs dans des surfaces toujours plus petites et donc avec des rendements de plus en plus importants pour ne pas augmenter la taille des dissipateurs, et donc la taille de la fonction globale (convertisseurs + dissipateurs).
Parmi les structures des convertisseurs, on trouve les hacheurs série abaisseur ou « buck converter ».
La figure 1a montre le schéma de principe d'un « buck converter ». Le circuit de la figure 1a, est alimenté par une tension continue d'entrée Vin et fournit une tension de sortie Vout sur une charge R. Un condensateur d'entrée Cin est présent en parallèle sur l'entrée. Un interrupteur 10 permet d'appliquer à une borne d'une inductance L le potentiel positif de la tension d'entrée Vin lorsqu'il est commandé pendant un temps Ton. L'autre borne de l'inductance est connectée à une borne da la résistance de charge R. L'autre borne de la résistance est connectée au potentiel négatif de la tension d'entrée Vin. On supposera par la suite que le potentiel négatif de Vin est 0 volt. Lorsque l'interrupteur 10 n'est pas commandé pendant un temps Toff, une diode D connectée entre le point commun de l'interrupteur et de l'inductance et le potentiel négatif de la tension d'entrée Vin assure la continuité du courant dans l'inductance.
Les diagrammes des figures 1 b, 1 c, 1d et 1 e montrent le principe de fonctionnement du « buck converter ». On suppose que le commutateur 10 est commuté avec une fréquence de période T, avec T=Ton+Toff (voir figure 1 b).
Sur le diagramme de la figure 1c, la tension aux bornes de l'inductance est égale à Vin pendant Ton et à 0 volt pendant Toff. La tension moyenne Vm de ce point de la self est donc comprise entre Vin et 0 volt en fonction du rapport cyclique TonT et sera donnée par : Vm = (Ton/T).Vin
La tension moyenne se retrouve aux bornes de la résistance grâce au filtrage qui est réalisé par l'inductance L et un condensateur Coût en parallèle sur la charge. Le diagramme de la figure 1c, montre la tension de sortie Vout moyennée aux bornes de la résistance R de charge. La tension Vout est une tension sensiblement continue, à une ondulation près, fonction de la valeur de l'inductance L et du condensateur Coût.
Dans le diagramme des figures 1 b et 1c on a représenté Ton =112 et par conséquent Vout = Vin/2.
Le diagramme des figures 1c et 1d montre respectivement deux valeurs de tension moyenne Vm1 et Vm2 aux bornes de la résistance de charge R pour deux valeurs du temps Ton :
- dans le diagramme 1 c : Ton/T = 0,9 et, - dans le diagramme 1 d : Ton/T = 0,1. En d'autres termes, lorsque Ton/T est faible, la tension aux bornes de la charge est faible et a contrario, lorsque Ton est proche de la période T la tension aux bornes de la charge est proche de la tension continue d'entrée. En pratique, l'inverseur est réalisé par deux semi-conducteurs en série, par exemple un transistor bipolaire et une diode, un MOS et une diode ou un MOS et un MOS en parallèle avec une diode, commandés par des signaux asynchrones à la fréquence 1/T. Le schéma le plus simple est celui de la figure 1a, présenté précédemment, avec un interrupteur et une diode pour assurer la continuité du courant dans l'inductance. Les structures avec MOS ajoutées en parallèle sur la diode permettent une augmentation du rendement. En effet, ce MOS qui doit être commandé lorsque l'autre interrupteur n'est pas commandé assure des pertes plus faibles à l'état passant qu'une diode. La diode doit cependant être conservée dans les montages pour pallieraux défauts de commande des interrupteurs de types MOS entre les phases de commandes (les diodes intrinsèques des MOS étant de mauvaises qualités se traduisant par des pertes supplémentaires).
Les hacheurs série de l'état de l'art présentent néanmoins des limitations. En effet, un rapport cyclique Ton/T de 0,1 est en pratique un minimum pouvant être aujourd'hui obtenu avec des performances acceptables de rendement et de fiabilité tout en maintenant une fréquence suffisamment élevée pour garder des composants de filtrage de petites tailles. Mais lorsque l'on veut obtenir une tension de sortie inférieure au dixième de la tension d'entrée, les temps de conduction Ton du semiconducteur fournissant l'énergie à la charge deviennent très courts et les interrupteurs deviennent très difficiles à commander. En outre, si la tension de sortie diminue, pour une même puissance délivrée à la charge, les courants dans les semi-conducteurs deviennent importants, aux limites de leurs possibilités, avec une perte de rendement du convertisseur. Plus le rapport cyclique TonT sera faible, plus la tension de sortie sera faible, mais plus les composants, capacités d'entrées, inductances et interrupteurs seront stressés (les capacités d'entrées fourniront l'énergie pendant Ton pendant des temps de plus en plus courts donc les appels de courant seront importants, l'inductance aura un stress entre Vout et Vin plus important donc des émissions électromagnétiques plus importantes, les interrupteurs verront des courants et des stress en tension (entre Vin et 0 volt) plus importants). Un autre moyen pour obtenir un rapport entre la tension d'entrée et la tension de sortie, bien supérieur à 10, consiste à réaliser un dispositif comportant deux hacheurs en cascade. Dans ce dispositif, la tension de sortie d'un premier hacheur est appliquée à l'entrée d'un second hacheur. Ainsi, on peut obtenir des rapports de tension d'entrée et sortie du dispositif " beaucoup plus importants que ceux obtenus par un seul hacheur.- Cette méthode comporte néanmoins l'inconvénient d'un rendement global dégradé du transfert d'énergie de la source d'alimentation vers la charge et un coût plus important du dispositif abaisseur de tension. Afin de pallier les inconvénients des hacheurs série de l'art antérieur, l'invention propose un hacheur série comportant :
- une paire de bornes d'entrée A et B pour connecter une tension continue d'entrée Vin entre ces bornes, le potentiel de la borne A étant supérieur au potentiel de la borne B ; - une paire P d'interrupteurs SB, ST en série connectée par l'interrupteur SB à la borne d'entrée B, ST comportant une entrée de commande Cm1 pour mettre ST, soit dans un état passant par l'application à son entrée de la commande d'un premier signal de commande si , soit dans un état isolé par application à son entrée de commande d'un deuxième signal de commande s2, SB comportant une entrée commande Cm2 pour mettre SB, soit dans un état passant par l'application à son entrée de commande d'un troisième signal de commande s3 , soit dans un état isolé par application à son entrée de commande d'un quatrième signal de commande s4, - une paire de bornes de sortie C et D, pour alimenter, par une tension de sortie Vout, une charge R en parallèle avec une capacité de filtrage Coût, la borne de sortie D étant connectée à la borne d'entrée B et la borne de sortie C au point de connexion entre les deux interrupteurs SB et ST en série à travers une inductance, caractérisé en ce qu'il comporte : - K autres paires supplémentaires Pj d'interrupteurs en série entre la borne d'entrée A et le côté libre de l'interrupteur ST comportant des mêmes entrées de commande Cm1 et Cm2, avec i=1 ,2....K., chaque paire Pj comportant deux interrupteurs SBj et ST en série, l'interrupteur SBi de chaque paire d'interrupteurs comportant une diode en parallèle la cathode de la diode devant être sur le point commun de ST et SBj ; - K capacités d'entrée Cf, en série connectées sur les K paires d'interrupteurs avec i=1 ,2 K. , chaque capacité Cfj se retrouvant connectée des 2 côtés de la paire d'interrupteurs Pj ;
- K capacités de sortie CSJ en série, chaque capacité de sortie CSJ étant connectée entre le point commun des interrupteurs de la paire Pj et le point commun des interrupteurs de la paire précédente P,_ι , avec i=1, 2, ... K, (lorsque i=1 , Pj.i =Po=P), les interrupteurs de ces autres K paires supplémentaires étant commandés simultanément par les premier et deuxième signaux appliqués sur Cm1 et par les troisième et quatrième signaux appliqués sur Cm2 formant, lorsque l'interrupteur ST est commandé à l'état isolé, un premier réseau de capacités, connecté entre la borne A et la borne B, comportant en série Cfk, Cfκ-ι en parallèle avec Csk , ,C en parallèle avec CSJ+I, , Cfi en parallèle avec Cs2 et Csi et lorsque l'interrupteur ST de la paire P est commandé dans l'état passant, ces autres K paires d'interrupteurs Pj formant un second réseau de capacités, connecté entre la borne A et l'inductance (L), comportant en série Cfk en parallèle avec Csι<, ....Cfj en parallèle avec Cs C en parallèle avec Csi.
Il peut être remarqué que le B des interrupteurs SB signifie « bottom » en langue anglaise ou interrupteur du bas, et que le T des l'interrupteurs ST signifie « TOP » ou interrupteurs du haut).
La diode en parallèle sur chaque interrupteur SBj peut être la diode intrinsèque du composant utilisé.
Par la suite les premier, deuxième, troisième et quatrième signaux appliqués aux entrées de commande Cm1 et Cm2 seront simplifiés en un seul signal de commande des interrupteurs ST comportant deux états logiques, un état logique haut et un état logique bas, l'état haut de cette commande correspondant à la commande à l'état passant de ST et à l'état isolé de SBj et l'état logique bas au passage à l'état isolé de ST et au passage à l'état passant de SBj grâce à la diode qui assure la continuité. Le temps pendant lequel ST est à l'état passant est noté Ton et le temps pendant lequel STi est à l'état isolé est noté Toff.
La tension Vout en sortie du hacheur est fonction du rapport cyclique Ton/T et est donnée par la relation : Vout = Vin.(Ton/T).1/(K+1 ) avec une fréquence de découpage de la tension d'entrée Vin de période T = Ton +Toff quelles que soient les valeurs des condensateurs.
Un meilleur fonctionnement du hacheur est obtenu en évitant que les entrées de commande Cm1 et Cm2 des interrupteurs puissent être • commandées simultanément à l'état passant .- -
Afin de ne pas créer d'appel de courant entre les phases, il est possible d'optimiser les valeurs des condensateurs Cfi et Csi. Ces valeurs seront optimisées si les relations suivantes sont vérifiées : lorsque les relations suivantes sont vérifiées entre les capacités :
- Cfk=Cx
Figure imgf000008_0001
- Cfι+Cs2=Cx
- CS!=CX
- Cfk+Csk=Cy Cfk-ι+CSk-ι=Cy
- Cfi+Csi=Cy...
- Cfι+Csι=Cy
- Cx et Cy sont des valeurs de capacités à définir.
Ce système de 2K+1 équations à 2K+2 inconnus peut se résoudre en conservant un degré de liberté sur le choix de Cx . II peut être remarqué que (K+1 ) représente le nombre total N de paires d'interrupteurs en série, c'est-à-dire la paire P plus les autres K paires supplémentaires Pj. Par la suite nous utiliserons pour les calculs le nombre total N de paires d'interrupteurs du hacheur série.
Une diode est mise en parallèle sur le transistor SB pour assurer la continuité du courant dans la self L lors des commutations et pour pallier aux défauts de commande des interrupteurs.
Dans une configuration comportant un total de deux paires d'interrupteurs (N=2), soit une seule autre paire Pi supplémentaire (K=1 ) d'interrupteurs SBi et STi en série avec la paire P, ST étant connecté à SBi. La capacité Cfi peut être égale à la capacité Csi pour éviter les appels de courant entre phases.
Lorsque l'interrupteur ST de la paire P est dans l'état isolé, la capacité d'entrée Cfi est mise série avec la capacité de sortie Csi par l'interrupteur SBi qui comporte une diode en parallèle ou qui est mis avec l'interrupteur
SB dans un état passant, formant le premier réseau diviseur capacitif. Les capacités Cfi et Cs-i sont chargées sous la tension VC^ = VCsι=Vin/2.
Cette relation est déduite du fait que les deux condensateurs se retrouvant en série , la relation suivante peut être écrite : VCfι+VCs!=Vin
Et comme il sera démontré dans la prochaine phase, les deux capacités étant mises en parallèle VCfι=VCsι. Si la relation Cfι=Csι=Cx est imposée, les deux étages fournissent la même énergie. Les variations de charges pendant les deux phases seront identiques et les appels de courant entre les phases seront nuls.
Lorsque l'interrupteur SB de la paire P relié à la borne B passe dans l'état isolé, la capacité d'entrée Cfi est mise en parallèle avec la capacité de sortie Csi par les interrupteurs ST et STi mis simultanément dans un état passant, formant le second réseau de capacités comportant la capacité d'entrée Cfi en parallèle avec la capacité de sortie Csi. Ces deux capacités ont donc la même tension de charge VCfi = VCSÏ et leurs potentiels de charge ne variera pas pendant la phase suivante si la valeur de ces condensateurs est suffisante.
Les deux capacités sont chargées au même potentiel Vin/2, entre la borne A et la borne de sortie C à travers l'inductance .
L'invention sera mieux comprise à l'aide d'exemples de réalisations selon l'invention, en référence aux dessins annexés, dans lesquels :
- les figures 1a déjà décrite représente le schéma de principe d'un hacheur série abaisseur; - les figures 1 b, 1 c, 1 d et 1 e montrent des diagrammes d'état de commande du hacheur série de la figure 1a ;
- la figure 2a montre un schéma de principe d'un hacheur selon l'invention comportant-deux paires d'interrupteurs pendant le temps Toff ; - les figures 2b et 2c montrent les signaux de commande de l'hacheur de la figure 2a ; (uc1 étant la commande de Cm1 et uc2 la commande de Cm2)
- la figure 2d montre la configuration des capacités du hacheur dans l'état de la figure 2a ;
- la figure 3a montre l'hacheur de la figure 2a pendant le temps Ton ;
- la figure 3b montre la configuration des capacités du hacheur dans l'état de la figure 3a ;
- la figure 4a montre un schéma de principe d'un hacheur selon l'invention comportant trois paires d'interrupteurs pendant le temps
Toff ;
- les figures 4b et 4c montrent les signaux de commande de l'hacheur de la figure 4a ;
- la figure 4d montre la configuration des capacités du hacheur dans l'état de la figure 4a ;
- la figure 5a montre l'hacheur de la figure 4a pendant le temps Ton ;
- la figure 5b montre la configuration des capacités du hacheur dans l'état de la figure 4a ;
- la figure 6a montre la configuration générale d'un hacheur série à N paires d'interrupteurs pendant le temps Toff ;
- la figure 6b montre la configuration des capacités du hacheur de la figure 6a ;
- la figure 7a m'ontre la configuration générale d'un hacheur série à N paires d'interrupteurs pendant le temps Ton ; - la figure 7b montre la configuration des capacités du hacheur de la figure 7a ;
- la figure 8a montre une structure de hacheurs série commandés par un contrôleur du commerce ;
- la figure 8b montre les modifications à apporter pour passer à une structure à deux paires d'interrupteurs.
La figure 2a montre un schéma de principe d'un hacheur série selon l'invention comportant deux paires de transistors MOS en série faisant office d'interrupteurs.
Le hacheur série de la figure 2a comporte la paire P, ayant les deux transistors SB et ST, en série avec une paire supplémentaire P1 ( comportant deux autres transistors SBi et STi. Les transistors des deux paires en série sont connectés en série entre les deux bornes d'entrée A et B du hacheur recevant la tension d'alimentation Vin, le transistor SB étant relié à la borne B et le transistor STi à la borne A. Les transistors ST et STi comportent une entrée de commande Cm1 mettant les transistors simultanément soit dans un état passant (interrupteur fermé) par application à son entrée du premier signal si de commande dans un état haut, soit dans un état isolé (interrupteur ouvert) par l'application du deuxième signal s2 de commande dans un état bas. Les transistors SB et SBi comportent une entrée de commande Cm2, non recouvrant du premier signal de commande Cm1 , mettant les transistors simultanément soit dans un état passant (interrupteur fermé) par application à son entrée du troisième signal s3 de commande dans un état haut, soit dans un état isolé (interrupteur ouvert) par l'application à son entrée du quatrième signal s4 de commande dans un état bas. Le hacheur comporte les deux bornes de sortie C et D pour connecter une charge R, la borne de sortie D étant reliée à la borne d'entre B. La borne de sortie C est reliée au point de connexion entre les deux interrupteurs SB et ST en série de la paire P à travers l'inductance L. La diode Ds en parallèle sur le transistor SB assure la continuité du courant dans la self L lors des commutations et assure des pertes en commutation plus faibles.
Une capacité Coût en parallèle avec la charge R diminue l'ondulation de la tension de sortie Vout et permet avec l'inductance de réaliser le filtrage (récupération de la valeur moyenne) du potentiel présent sur l'autre entrée de l'inductance.
Le hacheur de la figure 2a comporte, en outre, une capacité d'entrée Cfi et une capacité de sortie Csi la capacité d'entrée Cfi étant connectée d'une part, à la borne d'entrée A et, d'autre part, au point de connexion entre les transistors ST et SBT des deux paires P et P-i. La capacité de sortie Cs est connectée d'une part, au point de connexion entre les transistors SBi et STi de la paire supplémentaire Pi et, d'autre part, au point de connexion entre les deux transistors SB et ST de la paire P et l'inductance L.
Nous allons, par la suite, expliquer le fonctionnement du hacheur série de la figure 2a selon l'invention. Les figures 2b et 2 c montrent les signaux de commande si, s2, s3, s4 des transistors. Une tension uc1 comportant les deux signaux de commande si et s2 appliqués sur Cm1 et une autre tension uc2 comportant les deux autres signaux de commande s3 et s4 appliqués sur Cm2. Cm1 et Cm2 étant respectivement les entrées de commande des interrupteurs ST et STi, et des interrupteurs SB et SBL On considérera que, lorsqu'un signal de commande uc1 ou uc2 est à l'état haut (1 sur le diagramme) le transistor est mis à l'état passant, et lorsqu'il est à l'état bas (0 sur le diagramme), le transistor est mis à l'état isolé. On considère que la fréquence des signaux est constante, de période T, les deux commandes doivent être non recouvrantes et le rapport cyclique de uc1 est Ton/T (voir figure 1 b). On ne considérera que le signal de commande uc1 pour distinguer les phases de fonctionnement car la diode en parallèle sur les interrupteurs SB et SBT permet de considérer que les interrupteurs SB et SBi sont passant dès que Uc1 est à l'état bas.
La figure 2a montre l'état des interrupteurs pendant l'intervalle de temps Toff, ST et STi sont ouverts et SB et SB! sont fermés (ou considérés comme fermés grâce à la diode en parallèle).
Le schéma du hacheur pendant cet intervalle de temps Toff est montré à la figure 2d. Pendant le temps Toff, les condensateurs Cfi et Csi sont connectés en série, entre les bornes d'entrée A et B, par la fermeture des interrupteurs SB et SBi et forment un diviseur capacitif qui permet d'obtenir une tension de charge de ces condensateurs à Vin/2 au début de la phase grâce aux relations suivantes :
VCfι+VCs!=Vin
Et VCf-ι=VCsι conséquence de la phase suivante. Cette relation peut être considérée comme conservée ou peu variable si les valeurs de condensateurs sont suffisantes et les fréquences élevées.
Pendant cette phase, le point d'entrée de l'inductance (qui correspond au point d'entrée du filtre inductance de sortie capacité de sortie est au potentiel nul. La figure 3a montre le hacheur de la figure 2a pendant le temps Ton.
Pendant cet intervalle de temps Ton, les interrupteurs ST et STi sont fermés et les interrupteurs SB et SBi sont ouverts.
La figure 3b montre la configuration des capacités du hacheur, dans l'état de la figure 3a, pendant le temps Ton. Pendant le temps Ton, les condensateurs Cf1 et Cs1 sont en parallèles et connectées entre la borne d'entrée A et la borne de sortie C à travers l'inductance L.
Donc ces condensateurs se retrouvent avec la même tension à la leurs bornes : VCfι=VCsι Les deux condensateurs conservent la même tension de charge pendant cette phase et si les valeurs des condensateurs sont suffisantes (variation de charge sur tension moyenne de charge faible) on pourra considérer que la tension moyenne de Vin/2 est conservée.
La relation entre le courant le et la tension Vc aux bornes d'un condensateur C peut s'écrire :
lc=C, — Vc (1 ) avec Vc tension aux bornes du dt condensateur C.
En intégrant la relation (1 ), il est possible d'écrire la relation simplifiée :
ΔVc _ le Δt C Cette relation montre qui si la capacité est suffisamment importante et le temps Δt suffisamment court , la tension aux bornes des condensateurs a des variations faibles. Plus les courants les traversant sont importants, plus les condensateurs doivent avoir des valeurs importantes.
La valeur des condensateurs dépend aussi du temps Ton. Plus la valeur de Ton est faible, plus la valeur du condensateur peut être limitée.
Si la valeur des condensateurs est suffisante on peut écrire que la tension aux bornes des condensateurs est constante pendant cette période de temps Ton soit :
VCf1 =VCs1 = — (2)
2
La relation en entrée de l'inductance est alors de Vin/2
Donc pendant un temps Toff, la tension en entrée de l'inductance est nulle et pendant un temps Ton la tension en entrée de l'inductance est de
Vin/2. Le filtre inductance et capacité de sortie permet de récupérer la valeur moyenne des créneaux présents en entrée de l'inductance donc on trouve l'expression reliant la tension d'entrée à la tension de sortie : . . , Ton Vin / .
Vout = . (3)
T 2
Si la relation Cfι=Csι est vérifiée, alors la distribution de puissance des deux étages est équilibrée, les appels de courant entre les phases sont limités car les variations de charges pendant les phases sont identiques. .
Les condensateurs Cfiet Csi se trouvent en parallèle et les courants qui les traversent, respectivement lcfl et ICs1 sont égaux. En outre, le courant I à travers la self L étant continu (impossibilité d'avoir des variations brutales à travers une self) on en déduit la relation
Figure imgf000014_0001
Cette relation montre que chaque étage va délivrer la moitié de la puissance et être traversé par la moitié du courant.
La démarche ci-dessus peut être reconduite pour le convertisseur à 3 paires d'interrupteurs. Les figures 4a et 5a montrent la configuration d'un « buck » à 3 paires d'interrupteurs. Ces figures permettent de mieux comprendre la démarche vers la généralisation.
La figure 4a montre un schéma de principe d'un hacheur série selon l'invention comportant trois paires de transistors MOS en série faisant office d'interrupteurs.
Le hacheur série de la figure 4a comporte la paire P, ayant les deux transistors SB et ST, en série avec deux paires supplémentaires Pi et P2, comportant quatre autres transistors SBi, STi et SB2, ST2. Les transistors des trois paires en série sont connectés en série entre les deux bornes d'entrée A et B du hacheur recevant la tension d'alimentation Vin, le transistor SB étant relié à la borne B et le transistor ST2 à la borne A. Les transistors SBi et SB2 doivent comporter une diode en parallèle, la cathode de ces diodes devant être reliée respectivement sur le point commun de ST-iet SBT et sur le point commun de ST2 et SB2. Ces diodes peuvent être les diodes intrinsèques des composants utilisés.
Les transistors ST, STi et ST comportent des entrées de commande
Cm1 mettant soit les transistors simultanément dans un état passant
(interrupteur fermé) par application à son entrée du signal de commande dans un état haut, soit dans un état isolé (interrupteur ouvert) par l'application à son entrée d'un signal de commande dans un état bas. Les transistors SB SB! et SB2 comportent des entrées de commande Cm2, avec des signaux de commande non recouvrant des signaux de commande de Cm1 , mettant soit les transistors simultanément dans un état passant (interrupteur fermé) par application à son entrée du signal de commande dans un état haut, soit dans un état isolé (interrupteur ouvert) par l'application à son entrée d'un signal de commande dans un état bas.
Le hacheur comporte les deux bornes de sortie C et D pour connecter une charge R, la borne de sortie D étant reliée à la borne d'entre B. La borne de sortie C est reliée au point de connexion entre les deux interrupteurs SB et ST en série de la paire P à travers l'inductance L. La diode Ds en parallèle sur le transistor SB assure la continuité du courant dans la self L lors des commutations et assure des pertes en commutation plus faible. Une capacité Coût en parallèle avec la charge R diminue l'ondulation de la tension de sortie Vout et permet avec l'inductance de réaliser le filtrage (récupération de la valeur moyenne) du potentiel présent sur l'autre entrée de l'inductance.
Le hacheur de la figure 4a comporte, en outre, deux capacités d'entrée Cfi et Cf2 et- deux capacités de sortie C≤! et Cs2 , les capacités d'entrée Cf1 et Cf2 étant connectées de part et d'autre des paires d'interrupteurs Pi et P2. La capacité de sortie Csi est connectée d'une part, au point de connexion entre les transistors SBi et STi de la paire supplémentaire Pi et, d'autre part, au point de connexion entre les deux transistors SB et ST de la paire P et l'inductance L. La capacité de sortie Cs2 est connectée entre le point de connexion entre les transistors SB2 et ST2 de la paire supplémentaire P2 et d'autre part, au point de connexion entre les deux transistors SBi et STi de la paire P^.
Nous allons, par la suite, expliquer le fonctionnement du hacheur série de la figure 4a selon l'invention. Les figures 4b et 4 c montrent deux signaux de commande des transistors uc1 et uc2 appliqués sur Cm1 et Cm2 respectivement, l'un ud à l'entrée de commande des interrupteurs ST, S^ et ST2, l'autre uc2 à l'entrée de commande des interrupteurs SB , SBi et SB2.
On considérera que, lorsqu'un signal de commande ud ou uc2 est à l'état haut (1 sur le diagramme) le transistor est mis à l'état passant, et lorsqu'il est à l'état bas (0 sur le diagramme) le transistor est mis à l'état isolé. On considère que ud et uc2 sont des signaux à fréquence fixe de période T, les deux commandes doivent être non recouvrantes et le rapport cyclique de ud est Ton/T . On ne considérera que le signal de commande ud pour distinguer les phases de fonctionnement car la diode en parallèle sur les interrupteurs SB, SBi et SB2 permet de considérer que les interrupteurs SB, SBi et SB2 sont passant dès que ud est à l'état bas. La figure 4a montre l'état des interrupteurs pendant l'intervalle de temps Toff, ST, STi et ST2 sont ouverts et SB , SBT et SB2 sont fermés (ou considérés comme fermés grâce à la diode en parallèle).
Le schéma du hacheur pendant cet intervalle de temps Toff est montré à la figure 4d. Pendant le temps Toff, un réseau de condensateurs en série est formé de Cf , Cfi en parallèle avec Cs2, et Csi connectés entre les bornes d'entrée A et B, par la fermeture des interrupteurs SB , SBiet SB2. Ce réseau forme un diviseur capacitif qui permet d'obtenir une tension de charge de ces condensateurs à Vin/3 au début de la phase grâce aux relations suivantes :
Figure imgf000016_0001
Et VCfe≈VCfi≈VCs! conséquence de la phase suivante.
Cette relation peut être considérée comme conservée ou peu variable si les valeurs de condensateurs sont suffisantes et les fréquences élevées
Pendant cette phase, le point d'entrée de l'inductance (qui correspond au point d'entrée du filtre inductance de sortie capacité de sortie est au potentiel nul.
La figure 5a montre le hacheur de la figure 4a pendant le temps Ton.
Pendant cet intervalle de temps Ton, les interrupteurs ST , STi et ST2 sont fermés et les interrupteurs SB, SBi et SB2 sont ouverts. La figure 5b montre la configuration des capacités du hacheur, dans l'état de la figure 4a, pendant le temps Ton. Pendant le temps Ton, un réseau de condensateurs formé par les condensateurs Cf-i et Csi en parallèle, en série avec les condensateurs Cf2 et Cs2 en parallèle, est connecté entre la borne d'entré A et la borne de sortie C à travers l'inductance L.
Donc ces condensateurs se retrouvent avec la même tension à la leurs bornes : VCfι=VCsι et VCf2=VCs2
Les quatre condensateurs conservent la même tension de charge pendant cette phase et si les valeurs des condensateurs sont suffisantes (variation de charge sur tension moyenne de charge faible) on pourra considérer que la tension moyenne de Vin/3 est conservée.
La relation entre le courant le et la tension Vc aux bornes d'un condensateur C peut s'écrire :
lc=C. — Vc avec Vc tension aux bornes du dt condensateur C.
En intégrant la relation (1), il est possible d'écrire la relation simplifiée :
ΔVc le
Δt C Cette relation montre qui si la capacité est suffisamment importante et le temps Δt suffisamment court, la tension aux bornes des condensateurs a des variations faibles. Si la valeur des condensateurs est suffisante on peut écrire que la tension aux bornes des condensateurs est constante pendant cette période de temps Ton soit :
VCf1 =VCs1 =VCf2=VCs2= ^- (6)
3
La relation en entrée de l'inductance est alors de Vin/3 Donc, pendant un temps Toff, la tension en entrée de l'inductance est nulle et pendant un temps Ton la tension en entrée de l'inductance est de
Vin/3. Le filtre inductance et capacité de sortie permet de récupérer la valeur moyenne des créneaux présents en entrée de l'inductance donc on trouve l'expression reliant la tension d'entrée à la tension de sortie :
. . , Ton Vin Vout = .
T 3
Si les relations suivantes sont vérifiées Cf2=Cx Cfι+Cs2=Cx Cs^Cx
Figure imgf000017_0001
Cf2+Cs2=Cy Alors la distribution de puissance des trois étages est équilibrée, les appels de courant entre les phases sont limités car les variations de charges pendant les phases sont identiques.
Remarque : la résolution du système d'équation précédent donne les résultats suivant :
Cf2=Cx, Csi≈Cx, Cfι=Cx/2,Cs2=Cx 2, Cy=(3/2)*Cx
Les figures 6a et 7a montrent la configuration générale d'un « buck converter » à N paire d'interrupteurs, soit une première paire P et K paires supplémentaires Pi d'interrupteurs, respectivement pendant le temps Toff et le temps Ton. Les figures 6b et 7b montrent la configuration des réseaux de capacités d'entrée Cfi et de sortie Csi pendant ces deux temps Toff et Ton.
Dans ces configurations des figures 6a et 7a, une capacité d'entrée de rang i, Cfi, avec i= 1 , 2, ..K, se trouve connectée en parallèle avec une paire d'interrupteurs en série de même rang i soit les interrupteurs SBi et ST et une capacité de sortie de même rang i, Csi, se trouve connectée entre les points de connexion des deux interrupteurs STi et SBi de la paire Pi et le point de connexion des deux interrupteurs STi-1 et STi-1 de la paire précédente.
La figure 6b montre la configuration générale des capacités pendant le temps Toff du hacheur de la figure 6a. Pendant ce temps un premier réseau de D diviseurs capacitifs, comportant les capacités Cfk, Cfk-ι en parallèle avec Csk,...., Cfj en parallèle avec Csi+1,... , Cfi en parallèle avec Cs2 et Csi est formé ( avec j=1 ,2, K) par la configuration d'état des interrupteurs de la figure 4a, l'interrupteurs SB avec les interrupteurs SBi étant dans l'état passant et l'interrupteur ST avec les interrupteurs STi étant dans l'état isolé. La tension aux bornes de la capacité d'entrée Cfi devient : VCfi = Vin/(K+1), ou exprimé avec N , VCfi =Vin/(N) Cette relation est la conséquence de la phase qui sera décrite après et où il est montré que les tensions VCfi=VCsi ( avec i=1 ,2, K). La tension aux bornes de chaque étage ou de chaque paire de transistors, devient la tension d'entrée divisée par N.
Pendant cette phase, le point d'entrée de l'inductance (qui correspond au point d'entrée du filtre inductance de sortie capacité de sortie est au potentiel nul.
La figure 7b montre la configuration générale des capacités pendant le temps Ton de la figure 7a. Pendant ce temps Ton, ces autres K paires supplémentaires Pi d'interrupteurs forment lorsqu'ils sont commutés avec les capacités un second réseau de capacités comportant les capacités en série de la façon suivante : Cfk en parallèle avec Csk en série avec Cfi en parallèle avec Csi (avec i=1 ,2,....K), ... en série avec Cf1 en parallèle avec Cs1.
Les tensions entre les capacités Cfi et Csi sont donc identiques.
Les capacités d'entrée Cfi et de sortie Csi sont, chargées au potentiel Vin/K+1.
Si la valeur des condensateurs est suffisante pour ne pas subir d'importantes diminutions de charges alors il sera considéré que les tensions VCfi et VCsi sont conservées pendant la période de fonctionnement.
L'énergie est délivrée par chaque étage vers la self à travers les capacités.
La tension en entrée de la self est alors Vin/N pendant la durée Ton.
L'ensemble inductance et capacité de sortie joue un rôle de filtrage qui va moyenner les deux phases
Alors il est possible d'exprimer la tension de sortie en fonction de la tension d'entrée :
. , , Ton Vin Vout = .
T N
Une optimisation de la structure sera réalisée si les relations suivantes sont vérifiées :
Les valeurs données aux capacités peuvent être telles que :
Cfk =Cx
Figure imgf000019_0001
Figure imgf000020_0001
Cfι+Cs2=Cx
CS!=CX
Cfk+Csk=Cy Cfk-ι+Csk-ι=Cy
Cfi+Csi=Cy
Cfι+Csι=Cy
Si on ajoute le -système d'équation défini précédemment , le système obtenu comprend 2K+1 équations et 2K+2 inconnus (Cx et Cy étant des inconnus sur lesquels il n'y a pas d'autres contraintes particulières). Ce système peut se résoudre et les valeurs des condensateurs peuvent s'exprimer en fonction d'une seule variable Cx qui pourra être fixée en fonction de l'énergie à délivrer.
Ce système, s'il est vérifié, permet de limiter les appels de courant entre les phases, de faire délivrer à chaque étage la même puissance.
Le hacheur série selon l'invention, permet d'obtenir un meilleur rendement qu'avec les hacheurs de l'art antérieur à un étage ou deux étages en cascade grâce à un dimensionnement des composants moins contraignant (stress sur les composants moindres). En outre, la structure selon l'invention permet d'augmenter les fréquences de fonctionnement pour diminuer la taille des convertisseurs. En pratique, dans le cas d'un hacheur série à deux étages selon l'invention, le gain de- rendement par rapport à un hacheur à un étage est supérieur à 4 % ce qui se traduit par une réduction typique des pertes de 30 à 50%. En outre, la diminution du courant dans les condensateurs de sortie CSJ et la possibilité d'augmenter la fréquence de fonctionnement du hacheur permettent d'utiliser des condensateurs de valeurs plus faibles. Le stress des composants est diminué. En effet, les courants fournis par les capacités d'entrée sont plus faibles que sur un convertisseur abaisseur classique, l'inductance voit des différences de tensions à ces bornes de plus faibles amplitudes ce qui réduit les émissions électromagnétiques, les interrupteurs ont des différences de tensions plus faibles que lorsqu'il y a un seul étage et les courants les traversant sont plus faibles. De plus, des structures qui n'étaient pas envisageables avant (conversion tension élevée (supérieure à 200V) vers 28V par exemple) car les composants (diodes ou MOS) qui étaient trop stressés le deviennent car le faible stress permet de sélectionner des composants plus optimisés. Par exemple, les diodes schottky peuvent être sélectionnées à la place de diodes classiques (les diodes schottky sont limitées en tension de claquage maximum et sont plus performantes que les diodes classiques).
La structure inventée a l'avantage de démarrer correctement. En effet, avant la phase de démarrage (pas de commandes des interrupteurs), lorsque la tension d'entrée est appliquée, les condensateurs se chargent naturellement grâce aux diodes sur les interrupteurs SB|. Alors dès les premières commandes d'interrupteurs, la tension de sortie s'établit sans problème de démarrage. La capacité de sortie est en général inférieure aux capacités Cfi et Csi.
Les figures 8a' et 8b montrent comment passer d'une structure du commerce proposée par un fabricant de contrôleurs PWM LINEAR TECHNOLOGY avec le composant LTC 1625 à la structure à 2 étages simplement en rajoutant un système de translateur de commande ou « level shifter » en langue anglaise.
La figure 8a montre le schéma simplifié proposé par LINEAR TECHNOLOGY (on ne s'intéresse qu'à la structure de puissance et aux commandes des interrupteurs). Les interrupteurs SB, ST sont des MOS. Le circuit LTC 1625 comporte deux sorties de commande BG et TG attaquant respectivement la porte de MOS SB et ST fournissant les signaux nécessaires au fonctionnement.
La figure 8b propose les modifications à apporter pour passer à une structure à deux étages (deux paires d'interrupteurs) et la commande associée. La structure comporte quatre MOS SB, ST, SBi et STi Cette commande peut se généraliser à N étages. Il suffit de rajouter entre les commandes des MOS" pour SB, et SB.] et pour ST et STi, un condensateur C et en parallèle entre les portes et sources des MOS de l'étage ajouté une résistance r, une diode d et une zener z.

Claims

REVENDICATIONS
1. Hacheur série comportant :
- une paire de bornes d'entrée A et B pour connecter une tension 5 continue d'entrée Vin entre ces bornes, le potentiel de la borne A étant
. supérieur au potentiel de la borne B ;
- une paire P d'interrupteurs SB, ST en série connectée par l'interrupteur SB à la borne d'entrée B, ST comportant une entrée de commande Cm1 pour mettre ST, soit dans un état passant par l'application
10 à son entrée de la commande d'un premier signal de commande si , soit dans un état isolé par application à son entrée de commande d'un deuxième signal de commande s2, SB comportant une entrée commande Cm2 pour mettre SB, soit dans un état passant par l'application à son entrée de commande d'un troisième signal de commande s3 , soit dans un état isolé
15 par application à son entrée de commande d'un quatrième signal de commande s4,
- une paire de bornes de sortie C et D, pour alimenter, par une tension de sortie Vout, une charge R en parallèle avec une capacité de filtrage Coût, la borne de sortie D étant connectée à la borne d'entrée B et la borne de
20 sortie C au point de connexion entre les deux interrupteurs SB et ST en série à travers une inductance (L), caractérisé en ce qu'il comporte :
- K autres paires supplémentaires Pj d'interrupteurs en série entre la borne d'entrée A et le côté libre de l'interrupteur ST comportant des mêmes entrées de commande Cm1 et Cm2, avec i=1 ,2....K., chaque paire Pj
• 25 comportant deux interrupteurs SBj et STj en série, l'interrupteur SBj de chaque paire d'interrupteurs comportant une diode en parallèle la cathode de la diode devant être sur le point commun de ST et SBj ;
- K capacités d'entrée Cfj en série connectées sur les K paires d'interrupteurs avec i=1 ,2....K. , chaque capacité Cfi se retrouvant connectée
30 des 2 côtés de la paire d'interrupteurs Pj ;
- K capacités de sortie CSJ en série, chaque capacité de sortie CSJ étant connectée entre le point commun des interrupteurs de la paire Pj et le point commun des interrupteurs de la paire précédente Pj-!, avec i=1 , 2, ... K, (lorsque i=1 , Pj.ι =Po=P), les interrupteurs de ces autres K paires
35 supplémentaires étant commandés simultanément par les premier et deuxième signaux appliqués sur Cm1 et par les troisième et quatrième signaux appliqués sur Cm2 formant, lorsque l'interrupteur ST est commandé à l'état isolé, un premier réseau de capacités, connecté entre la borne A et la borne B, comportant en série Cfk, Cfk-i en parallèle avec Csk , , Cfi en parallèle avec Cs.+i, , Cfi en parallèle avec Cs2 et Csi et lorsque l'interrupteur ST de la paire P est commandé dans l'état passant, ces autres K paires d'interrupteurs Pj formant un second réseau de capacités, connecté entre la borne A et l'inductance (L), comportant en série Cfk en parallèle avec Cs^ ....Cfj en parallèle avec CSJ Cfi en parallèle avec Csi.
2. Hacheur série selon la revendication 1 , caractérisé en ce la tension
Vout en sortie du hacheur, fonction du rapport cyclique Ton/T, est donnée par la relation :
Vout = Vin.(Ton/T).1/(K+1 )
3. Hacheur série selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il peut être optimisé si les relations suivantes sont vérifiées entre les capacités :
- Cfk=Cx
Figure imgf000023_0001
- Cf!+Cs2=Cx
- CS!=CX
- Cfk+Csk=Cy
- Cfk-ι+Csk.ι=Cy -
- Cfi+Csi=Cy...
- Cfι+Cs!=Cy
Cx et Cy étant des valeurs de capacités à définir, le système de 2K+1 équations à 2K+2 inconnus pouvant se résoudre en conservant un degré de liberté sur le choix de Cx, Cx étant déterminé pour que les tensions sur les capacités puissent être considérées comme constantes.
4. Hacheur série selon la revendication, caractérisé en ce les relations : Cfk=Cx Cfk-ι+Csk=Cx
Figure imgf000024_0001
Cf!+Cs2=Cx Csι=Cx Cfk+Csk=Cy Cfk-ι+Csk-ι=Cy
- Cfi+Csi=Cy...
Cfι+Csι=Cy peuvent se mettre sous forme d'équations de matrice ou les condensateurs Csi et Cfi sont fonctions de Cx.
5. Hacheur série selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce qu'il comporte une seule autre paire Pi supplémentaire (K=1 ) d'interrupteurs SBi et STi en série avec la paire P, ST étant connecté à SBi, la capacité d'entrée Cfi étant connectée d'une part, à la borne d'entrée A et, d'autre part, au point de connexion entre les transistors ST et SBi des deux paires P et P!, la capacité de sortie Csi étant connectée d'une part, au point de connexion entre les transistors SBi et STi de la paire supplémentaire Pi et, d'autre part, au point de connexion entre les deux transistors SB et ST de la paire P et l'inductance L, la capacité Cfi étant égale à la capacité Csi.
6. Hacheur série selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce qu'il comporte deux paires supplémentaires Pi et P2, d'interrupteurs SBi,
STi et SB2, ST2 en série avec la paire P, les transistors des trois paires en série étant connectés en série entre les deux bornes d'entrée A et B du hacheur recevant la tension d'alimentation Vin, le transistor SB étant relié à la borne B et le transistor ST2 à la borne A, en ce qu'il comporte en outre deux capacités d'entrée Cfi et Cf2 et deux capacités de sortie Csi et Cs2 , les capacités d'entrée Cfi et Cf2 étant connectée de part et d'autre des paires d'interrupteurs Pi et P2, la capacité de sortie Csi étant connectée d'une part, au point de connexion entre les transistors SBi et STi de la paire supplémentaire Pi et d'autre part, au point de connexion entre les deux transistors SB et ST de la paire P et l'inductance L, la capacité de sortie Cs2 étant connectée entre le point de connexion entre les transistors SB2 et ST2 de la paire supplémentaire P2 et d'autre part, au point de connexion entre les deux transistors SBi et STi de la paire Pi.
7. Hacheur série selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que la diode en parallèle sur chaque interrupteur SBj peut être la diode intrinsèque du composant utilisé.
8. Hacheur série selon l'une des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que les entrées de commande Cm1 et Cm2 des interrupteurs ne sont à aucun moment commandées simultanément à l'état passant .
9. Hacheur série selon l'une des revendications 1 à 8, caractérisé en ce qu'il comporte une capacité (Coût) de filtrage entre les bornes de sortie C et D.
10. Hacheur série selon l'une des revendications 1 à 9, caractérisé en ce que les interrupteurs sont des transistors MOS.
11. Hacheur série selon les revendications 1 à 10, caractérisé en ce que les commandes des MOS sont du type translateur de commande ou « level shifter », les commandes étant translatées, en rajoutant entre les commandes des MOS (SB, et SBi et ST et STi), un condensateur C et en parallèle entre les portes et sources des MOS de l'étage ajouté une résistance r , un diode d et une zener z.
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