[go: up one dir, main page]

WO2001075784A1 - Dispositif de modulation de charge dans un circuit integre tele-alimente - Google Patents

Dispositif de modulation de charge dans un circuit integre tele-alimente Download PDF

Info

Publication number
WO2001075784A1
WO2001075784A1 PCT/FR2001/000983 FR0100983W WO0175784A1 WO 2001075784 A1 WO2001075784 A1 WO 2001075784A1 FR 0100983 W FR0100983 W FR 0100983W WO 0175784 A1 WO0175784 A1 WO 0175784A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
transistor
circuit
box
gnd
supply voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/FR2001/000983
Other languages
English (en)
Inventor
Bertrand Gomez
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
STMicroelectronics SA
Gemplus SA
Original Assignee
STMicroelectronics SA
Gemplus Card International SA
Gemplus SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by STMicroelectronics SA, Gemplus Card International SA, Gemplus SA filed Critical STMicroelectronics SA
Priority to US10/009,101 priority Critical patent/US6667914B2/en
Priority to EP01919611A priority patent/EP1190376A1/fr
Priority to AU46672/01A priority patent/AU4667201A/en
Publication of WO2001075784A1 publication Critical patent/WO2001075784A1/fr
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING OR CALCULATING; COUNTING
    • G06K—GRAPHICAL DATA READING; PRESENTATION OF DATA; RECORD CARRIERS; HANDLING RECORD CARRIERS
    • G06K19/00—Record carriers for use with machines and with at least a part designed to carry digital markings
    • G06K19/06—Record carriers for use with machines and with at least a part designed to carry digital markings characterised by the kind of the digital marking, e.g. shape, nature, code
    • G06K19/067—Record carriers with conductive marks, printed circuits or semiconductor circuit elements, e.g. credit or identity cards also with resonating or responding marks without active components
    • G06K19/07—Record carriers with conductive marks, printed circuits or semiconductor circuit elements, e.g. credit or identity cards also with resonating or responding marks without active components with integrated circuit chips
    • G06K19/0723—Record carriers with conductive marks, printed circuits or semiconductor circuit elements, e.g. credit or identity cards also with resonating or responding marks without active components with integrated circuit chips the record carrier comprising an arrangement for non-contact communication, e.g. wireless communication circuits on transponder cards, non-contact smart cards or RFIDs

Definitions

  • the present invention relates to a charge modulation device in a remotely powered integrated circuit.
  • Such a device allows the transmission of data between a remotely powered integrated circuit and a source reader of an electromagnetic field, by variation of the equivalent charge of the integrated circuit, seen from the reader.
  • This invention is particularly applicable to smart cards, without. '' and electronic labels or badges.
  • an oscillating circuit of the LC type for example, is used for the regeneration of the power supply and the data transmission between the card and the reader.
  • the oscillating circuit can be partially or completely integrated into the integrated circuit, or offset to the outside.
  • the oscillating circuit placed in an electromagnetic field delivers on its terminals, an alternating signal at the same frequency as the signal emitted by the reader.
  • the amplitude of this voltage signal is maximum when the natural resonance frequency of the oscillating circuit is equal to the transmission frequency of the reader.
  • An integrated circuit for such applications usually includes a circuit for rectifying the alternating signal supplied by the oscillating circuit.
  • the function of the rectifier circuit is to connect this alternating voltage to a continuous load, corresponding to the load of the logic circuitry of the integrated circuit. In other words, this rectifier circuit converts the AC supply voltage into a DC supply voltage "of the logic circuitry of the integrated circuit.
  • Load modulation then consists in varying the impedance of the tuning circuit, seen by the reader, as a function of the data to be transmitted.
  • the integrated circuit for this purpose includes a load variation circuit, controlled by a logic modulation signal delivered by a data transmission stage of the integrated circuit.
  • the load variation circuit generally consists of one or more transistors connected between the output pads of the oscillating circuit, and controlled by the logic modulation signal.
  • FIG. 1 represents a first exemplary embodiment of a charge variation circuit in a remotely powered integrated circuit.
  • This integrated circuit conventionally comprises an oscillating circuit 1 which delivers an alternating voltage signal between its terminals A and B; a rectifier circuit 2 of this alternating voltage signal to supply the DC supply voltages Vdd and Gnd to the logic circuitry 3 of the integrated circuit.
  • the rectifier circuit has a diode bridge DO, Dl, D2, D3 and the logic circuitry is represented by its equivalent charge, with a resistor Re and a capacitor Ce in parallel between the supply voltages Vdd and Gnd .
  • the load variation circuit of the oscillating circuit is controlled by a binary signal of modulation, denoted mod, delivered by a data transmission stage ED provided in logic circuitry 3, not shown.
  • the load variation circuit 4 includes a switching transistor Tml, controlled on its gate by the modulation signal mod.
  • it is an N-type MOS transistor, connected between a modulation node Nm and the supply voltage Gnd.
  • the load variation circuit 4 further comprises two isolation transistors, one per terminal of the oscillating circuit, which protect the switching transistor Tml from excessively high voltages.
  • these are both MOS transistors of type N. Each is mounted on a diode with its grid and drain connected together.
  • the switching transistor Tml When the switching transistor Tml is controlled in the open state or blocked by the binary mod modulation signal, it is equivalent to a high resistance which is noted rdsoff. When the switching transistor is controlled in the closed or on state, it is equivalent to a low resistance which is noted rdson. The difference between the rdsoff and rdson resistors creates the load variation. The working pulse of the oscillating circuit 1 is unchanged.
  • FIG. 2 shows another embodiment of the load variation circuit 4.
  • the charge variation circuit comprises a capacitor Cm and a switching transistor Tm2 connected in series between the terminals A and B.
  • the switching transistor is an N type MOS transistor. It receives the binary mod modulation signal on its gate. Depending on the binary level of this mod signal, the switching transistor Tm2 puts or does not put the capacitor Cm in parallel on the oscillating circuit. Depending on whether the capacitor Cm is actually put in parallel, or not, the capacitive load and the working pulse of the oscillating circuit are varied.
  • quality coefficient is meant the overvoltage at its terminals at the oscillation frequency of the circuit. The current load due to the additional elements reduces the overvoltage and therefore the efficiency of the oscillating circuit.
  • An object of the invention is a load modulation device in a remotely powered circuit which does not have these various drawbacks.
  • the idea underlying the invention is to use the parasitic drain / substrate or source / substrate diode of the MOS transistors produced in a box.
  • the invention by applying the modulation to the well polarization of a connected MOS transistor by its drain or its source at a terminal of the oscillating circuit, one can make passing the parasitic diode drain box -or source box, which has the effect of drawing .the terminal considered at a given voltage level, which returns, seen of the reader, to affect the load of the oscillating circuit.
  • the invention therefore relates to a load modulation device in a remotely powered integrated circuit, a device for regenerating a first and a second supply voltage of said circuit comprising an oscillating circuit and at least one MOS transistor produced in a box on at least one terminal of the oscillating circuit, the drain or the source of said transistor being connected to the terminal considered, characterized in that the modulation device comprises means for polarizing said box at the first or at the second supply voltage according to the level of a binary modulation signal.
  • FIG. 3 shows a remotely powered integrated circuit comprising a charge variation circuit according to a first embodiment of the invention
  • FIG. 4 represents a variant of the load variation circuit shown in FIG. 3 -
  • Figure 5 shows.
  • a remotely powered integrated circuit. comprising a load variation circuit according to another example of implementation of the invention
  • FIG. 6 represents an electronic system using remotely powered integrated circuits.
  • an electronic system 10 for a smart card, electronic label or badge type application comprises a reader 11 ensuring inter alia the remote supply of smart cards or electronic labels 12 by emission of a field electromagnetic B.
  • These smart cards or electronic labels 12 comprise an integrated circuit of the remotely powered type 13.
  • the remotely powered integrated circuit shown in FIG. 3 comprises, as in the preceding figures, a device for regenerating power supplies comprising an oscillating circuit 1 and a rectifier circuit 2, an electronic circuit 3 supplied by the supply voltages Vdd and Gnd regenerated and a circuit 4 for varying the load of the oscillating circuit.
  • the rectifier circuit has a diode bridge structure corresponding to the structure
  • diodes are each made by a MOS transistor mounted as a diode, gate and drain connected together.
  • the diode DO is produced by an N-type MOS transistor, Ml, the source s of which is connected to the supply voltage Gnd and the gate g and the drain d are connected together to terminal A.
  • the diode Dl is produced by an N-type MOS transistor, Ml, the source s of which is connected to the supply voltage Gnd and the gate g and the drain d are connected together to terminal B.
  • the diode D2 is produced by a P-type MOS transistor, M2, the source s of which is connected to the supply voltage Vdd and the gate g and the drain d are connected together to terminal A.
  • the diode D3 is produced by a P-type MOS transistor , M3, whose source s is connected to the supply voltage Vdd and the gate g and the drain d are connected together to terminal B.
  • the substrate or the well of a transistor is biased at a suitable voltage, in general the source voltage, to prevent the parasitic drain / substrate or drain / well and source / substrate or source / well diodes from being on, which prevents leakage in the transistor.
  • a suitable voltage in general the source voltage
  • This polarization is shown in the figures by a "bulk" polarization connection, between the transistor channel and its source.
  • the MOS N transistors are produced in the substrate P and the MOS P transistors are produced in N type boxes.
  • the box polarization is used to maintain non-passing or to make the parasitic box diode of a MOS transistor pass through connected to a terminal of the oscillating circuit. In this way, if it is the drain of this transistor which is connected to a terminal of the oscillating circuit, it is possible to draw this terminal at the box bias voltage which makes the associated parasitic diode passable.
  • the equivalent load of the oscillating circuit is thus modified, seen from the reader.
  • the MOS transistors P M2 and M3 are produced in a box, preferably in the same box.
  • the drain of each of these transistors is connected to a terminal of the oscillating circuit.
  • the load variation circuit 4 then comprises means controlled by the binary modulation signal mod, for modifying the well bias voltage of these transistors M2 and M3.
  • these means consist of an inverter comprising a MOS transistor P T2 and an MOS transistor N Tl connected between the supply voltages Vdd and Gnd, the gates of which are connected in common receive the modulating binary signal mod and whose drains connected in common provide the output S of the inverter, connected to the bkp connection of box polarization.
  • the binary modulation signal is equal to "1"
  • the output S is drawn at the supply voltage Gnd.
  • at least one parasitic drain box diode is conducting, drawing the terminal associated with the supply voltage Gnd.
  • the binary modulation signal is "0"
  • the output S is drawn at the supply voltage Vdd.
  • the well of the transistors M2 and M3 is then biased at the supply voltage Vdd and no drain / well diode is conducting.
  • the transistor T1 is dimensioned so as to draw, more or less quickly, the box polarization connection at the supply voltage Gnd, depending on the modulation index sought.
  • a resistive element R is provided in series between the transistor Tl and the supply voltage Gnd, which also makes it possible to adapt the modulation index of the circuit 4.
  • This resistive element can be in practice produced by a pure resistance (diffusion, polysilicon for example), or by an equivalent circuit, for example a transistor circuit.
  • FIG. 4 a dual solution of the solution shown in FIG. 3 has been represented, corresponding to an integrated circuit produced on a type N substrate.
  • the MOS N transistors are produced in P type boxes. These boxes are normally biased at the supply voltage Gnd, typically by their source.
  • the load variation circuit allows then either polarize the well of the transistors MO and Ml in a normal manner, at the supply voltage Gnd, or polarize it at the supply voltage Vdd, as a function of the binary modulation signal mod.
  • the output S of the charge variation circuit is in this example connected to the bkn connection of box polarization of the transistors MO and Ml. If it includes an adaptation resistance Rm ′ of the modulation index, this resistance is then provided between the supply voltage Vdd and the transistor T2, to make the output S of the circuit rise more or less quickly at the voltage d Vdd power supply.
  • FIG. 4 Another example of a remote-powered integrated circuit with a load variation circuit according to the invention is shown in FIG. 4.
  • the difference with the solution shown in FIG. 3 resides in the MOS transistors of the rectifier circuit 2 which are mounted.
  • the transistors MO and M2 form a first inverter, with their gates connected together on terminal A and their drains connected together on terminal B.
  • Transistors Ml and M3 form another inverter with their gates connected together on terminal B and their drains connected together on terminal A.
  • the charge variation circuit according to the invention applies in the same way as in FIG. 3.
  • the connection of box polarization is connected to the output of the charge variation circuit, which has the same structure as in figure 3.
  • the invention applies equally well to configurations of the device for regenerating supply voltages Vdd and Gnd in which there would be a transistor produced in a box connected by its source to a terminal of the oscillating circuit.
  • the box source diode which makes it possible to apply the modulation according to the invention.
  • the charge variation circuit according to the invention preferably comprises at least one box transistor per terminal of the oscillating circuit.
  • it may include a box transistor on a single terminal, even if the efficiency of the dimming circuit is lower in this case.
  • a charge variation circuit according to the invention can be provided for modify the polarization voltage of the box according to the binary modulation signal mod.
  • the MOS transistors M2 and M3 of FIGS. 3 and 5 are each made in a separate box or in the same box. The same remark applies to the transistors MO and Ml of the figure.
  • the load variation device according to the invention is particularly easy to implement and does not add any load to the oscillating circuit. Thus, the quality coefficient of the oscillating circuit is the same with or without modulation.
  • the load variation circuit 4 does not have to withstand the large voltage differences which may occur at the terminals of the oscillating circuit. They are therefore of smaller dimensions, hence a substantial saving in silicon area for the integrated circuit.
  • the circuit 4 load variation will be placed upstream between the rectifier circuit 2 and the isolation device 5.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Semiconductor Integrated Circuits (AREA)
  • Near-Field Transmission Systems (AREA)

Abstract

Dans un circuit intégré télé-alimenté, un dispositif de régénération des tensions d'alimentation (Vdd, Gnd) comprend un circuit oscillant (1) aux bornes A, B et au moins un transistor MOS réalisé dans un caisson sur une borne A, B au moins du circuit oscillant (1), dont le drain ou la source est connecté à la borne considérée. Un dispositif de modulation de charge comprend des moyens (4)de polarisation du caisson du ou des transistors (M2, M3), à la première tension d'alimentation (Vdd) ou à la deuxième tension d'alimentation (Gnd), en fonction d'un signal logique de modulation (mod).

Description

DISPOSITIF DE MODULATION DE CHARGE DANS UN CIRCUIT INTEGRE TELE-ALIMENTE
La présente invention concerne un dispositif de modulation de' charge dans un circuit intégré téléalimenté .
Un tel dispositif permet la transmission de données entre un circuit intégré télé-alimenté et un lecteur source d'un champ électromagnétique, par variation de la charge équivalente du circuit intégré, vue du lecteur.
Cette invention s'applique notamment aux cartes à puce, sans . 'contact et aux étiquettes ou badges électroniques .
Dans de telles applications, un circuit oscillant, de type LC par exemple, est utilisé pour la régénération de l'alimentation et la transmission de données entre la carte et le lecteur. Le circuit oscillant peut être partiellement ou totalement intégré dans le circuit intégré, ou déporté à l'extérieur.
Le circuit oscillant placé dans un champ électromagnétique délivre sur ses bornes, un signal alternatif à la même fréquence que le signal émis par le lecteur. L'amplitude de ce signal de tension est maximale lorsque la fréquence propre de résonance du circuit oscillant est égale à la fréquence d'émission du lecteur. Un circuit intégré pour de telles applications comprend habituellement un circuit redresseur du signal alternatif fournit par le circuit oscillant. La fonction du circuit redresseur est de relier cette tension alternative à une charge continue, correspondant à la charge de la circuiterie logique du circuit intégre. Autrement dit, ce circuit redresseur convertit la tension alternative d'alimentation en une tension continue d'alimentation" de la circuiterie logique du circuit, intégré.
La modulation de charge consiste alors à faire varier l'impédance du circuit d'accord, vue par le lecteur, en fonction des données à transmettre.
Le circuit intégré comprend à cet effet un circuit de variation de charge, commandé par un signal logique de modulation délivré par un étage de transmission de données du circuit intégré. Le circuit de variation de charge consiste généralement en un ou plusieurs transistors connectés entre les plots de sortie du circuit oscillant, et commandés par le signal logique de modulation.
La figure 1 représente un premier exemple de réalisation d'un circuit de variation de charge dans un circuit intégré télé-alimenté. Ce circuit intégré comprend de façon classique, un circuit oscillant 1 qui délivre un signal de tension alternatif entre ses bornes A et B ; un circuit redresseur 2 de ce signal de tension alternatif pour fournir les tensions d'alimentation continue Vdd et Gnd à la circuiterie logique 3 du circuit intégré. Dans l'exemple, le circuit redresseur est à pont de diodes DO, Dl, D2, D3 et la circuiterie logique est représentée par sa charge équivalente, avec une résistance Re et un condensateur Ce en parallèle entre les tensions d'alimentation Vdd et Gnd.
Le circuit de variation de charge du circuit oscillant est commandé par un signal binaire de modulation, noté mod, délivré par un étage ED de transmission de données prévu dans la circuiterie logique 3, non- représenté.
Le circuit 4 de variation de charge comprend un transistor de commutation Tml, commandé sur sa grille par le signal de modulation mod. Dans l'exemple, c'est un transistor MOS de type N, connecté entre un nœud Nm de modulation et la tension d'alimentation Gnd. Le circuit 4 de variation de charge comprend en outre deux transistors d'isolation, un par borne du circuit oscillant, qui protègent le transistor de commutation Tml des tensions trop élevée. On a ainsi un transistor d'isolation Til, connecté entre la borne A et le nœud Nm et un transistor d'isolation Ti2, connecté entre la borne B et le nœud Nm. Dans l'exemple, ce sont tous deux des transistors MOS de type N. Chacun est monté en diode avec sa grille et son drain reliés ensemble.
Lorsque le transistor de commutation Tml est commandé à l'état ouvert ou bloqué par le signal binaire de modulation mod, il est équivalent à une résistance élevée que l'on note rdsoff. Lorsque le transistor de commutation est commandé à l'état fermé ou passant, il est équivalent à une résistance faible que l'on note rdson. La différence entre les résistances rdsoff et rdson crée la variation de charge. La pulsation de travail du circuit oscillant 1 est inchangée.
La figure 2 représente un autre exemple de réalisation du circuit 4 de variation de charge. Dans cet exemple, le circuit de variation de charge comprend un condensateur Cm et un transistor de commutation Tm2 connectés en série entre les bornes A et B. Dans l'exemple, le transistor de commutation est un transistor MOS de type N. Il reçoit sur sa grille le signal binaire de modulation mod. En fonction du niveau binaire de ce -signal mod, le transistor de commutation Tm2 met ou ne met pas le condensateur Cm en parallèle sur le circuit oscillant. Selon que le condensateur Cm est effectivement mis en parallèle, ou non, on varie la charge capacitive et la pulsation de travail du circuit oscillant . Ces exemples de circuit de modulation de charge de l'état de la technique ont en commun de nécessiter la connexion d'éléments supplémentaires sur le circuit oscillant, qui viennent perturber le coefficient de qualité de ce circuit. On entend par coefficient de qualité, la surtension à ses bornes à la fréquence d'oscillation du circuit. La charge en courant due aux éléments supplémentaires réduit la surtension et donc, le rendement du circuit oscillant.
En outre, ces éléments supplémentaires entraînent un surcoût en terme de surface d'implantation sur le circuit intégré. Ils doivent en effet être aptes à supporter de grandes variations de tension sur les bornes du circuit oscillant, qui peuvent atteindre 10 à 100 volts. Un objet de l'invention est un dispositif de modulation de charge dans un circuit télé-alimenté qui n'a pas ces différents inconvénients.
L'idée à la base de l'invention est d'utiliser la diode parasite drain/substrat ou source/substrat des transistors MOS réalisés dans un caisson. Selon l'invention, en appliquant la modulation à la polarisation de caisson d'un transistor MOS connecté par son drain ou sa source à une borne du circuit oscillant, on peut rendre passant la diode parasite drain caisson -ou source caisson, ce qui a pour effet de tirer .la borne considérée à un niveau de tension donné, ce qui revient, vu du lecteur, à affecter la charge du circuit oscillant.
Telle que caractérisée, l'invention concerne donc un dispositif de modulation de charge dans un circuit intégré télé-alimenté, un dispositif de régénération d'une première et d'une deuxième tension d'alimentation dudit circuit comprenant un circuit oscillant et au moins un transistor MOS réalisé dans un caisson sur une borne au moins du circuit oscillant, le drain ou la source dudit transistor étant connecté à la borne considérée, caractérisé en ce que le dispositif de modulation comprend des moyens pour polariser ledit caisson à la première ou à la deuxième tension d'alimentation selon le niveau d'un signal binaire de modulation. D'autres caractéristiques ou avantages de l'invention sont détaillés dans la description suivante faite à titre indicatif et non limitatif de l'invention, et en référence aux dessins annexés dans lesquels : - les figures 1 et 2 déjà décrites représentent chacune un circuit intégré téléalimenté comprenant un circuit de variation de charge selon l'état de la technique ;
- la figure 3 représente un circuit intégré télé-alimenté comprenant un circuit de variation de charge selon un premier exemple de mise en œuvre de l'invention ; la figure 4 représente une variante du circuit de variation de charge représenté à la figure 3 -; la figure 5 représente . un circuit intégré télé-alimenté. comprenant un circuit de variation de charge selon un autre exemple de mise en œuvre de l'invention; et la figure 6 représente un système électronique utilisant des circuits intégrés télé- alimentés.
Dans les figures, les mêmes éléments portent les mêmes références.
Comme représenté sur la figure 5, un système électronique 10 pour une application type carte à puce, étiquette ou badge électronique comprend un lecteur 11 assurant entre autre la télé-alimentation des cartes à puce ou d'étiquettes électroniques 12 par émission d'un champ électromagnétique B. Ces cartes à puce ou étiquettes électroniques 12 comprennent un circuit intégré du type télé-alimenté 13.
Le circuit intégré télé-alimenté représenté sur la figure 3 comprend, comme dans les figures précédentes, un dispositif de régénération des alimentations comprenant un circuit oscillant 1 et un circuit redresseur 2, une circuiterie électronique 3 alimentée par les tensions d'alimentation Vdd et Gnd régénérées et un circuit 4 de variation de la charge du circuit oscillant .
Dans l'exemple, le circuit redresseur à une structure à pont de diodes correspondant à la structure
D0, Dl, D2, D3 représentée sur la figure 1. Dans la figure 3, ces diodes sont réalisées chacune par un transistor MOS monté en diode, grille et drain reliés ensemble.
Plus précisément, la diode DO est réalisée par un transistor MOS de type N, Ml, dont la source s est connectée à la tension d'alimentation Gnd et la grille g et le drain d sont reliés ensemble à la borne A. De même, la diode Dl est réalisée par un transistor MOS de type N, Ml, dont la source s est connectée à la tension d'alimentation Gnd et la grille g et le drain d sont reliés ensemble à la borne B. La diode D2 est réalisée par un transistor MOS de type P, M2, dont la source s est connectée à la tension d'alimentation Vdd et la grille g et le drain d sont reliés ensemble à la borne A. La diode D3 est réalisée par un transistor MOS de type P, M3, dont la source s est connectée à la tension d'alimentation Vdd et la grille g et le drain d sont reliés ensemble à la borne B.
Habituellement, le substrat ou le caisson d'un transistor est polarisé à une tension adaptée, en général la tension de source, pour empêcher les diodes parasites drain/substrat ou drain/caisson et source/substrat ou source/caisson d'être passantes, ce qui permet d'éviter les fuites dans le transistor. Cette polarisation est matérialisée sur les figures par une connexion de polarisation "bulk", entre le canal du transistor et sa source.
Dans un exemple de technologie MOS sur substrat P, les transistors MOS N sont réalisés dans le substrat P et les transistors MOS P sont réalisés dans des caissons de type N.
Il est possible d'avoir une polarisation différente pour chaque caisson, en fonction des besoins, alors que la polarisation du substrat est la même pour tout le circuit intégré.
Dans l'invention, on utilise la polarisation de caisson pour maintenir non passante ou pour rendre passante la diode parasite de caisson d'un transistor MOS connecté à une borne du circuit oscillant. De cette façon, si c'est le drain de ce transistor qui est connecté à une borne du circuit oscillant, on peut tirer cette borne à la tension de polarisation de caisson qui rend la diode parasite associée passante. La charge équivalente du circuit oscillant est ainsi modifiée, vue du lecteur.
Si on prend l'exemple représenté sur la figure 3, dans une technologie MOS sur substrat P, les transistors MOS P M2 et M3 sont réalisés dans un caisson, de préférence, dans le même caisson. Le drain de chacun de ces transistors est relié à une borne du circuit oscillant.
Le circuit 4 de variation de charge selon l'invention comprend alors des moyens commandés par le signal binaire de modulation mod, pour modifier la tension de polarisation de caisson de ces transistors M2 et M3. Dans l'exemple, ces moyens consistent en un inverseur comprenant un transistor MOS P T2 et un transistor MOS N Tl connectés entre les tensions d'alimentation Vdd et Gnd, dont les grilles reliées en commun reçoivent le signal binaire de modulation mod et dont les drains reliés en commun fournissent la sortie S de l'inverseur, connectée à la connexion bkp de polarisation de caisson.
Si le signal binaire de modulation vaut "1", c'est le transistor Tl du circuit de variation de charge qui est passant. La sortie S est tirée à la tension d'alimentation Gnd. Ainsi, selon le niveau du signal alternatif sur- les bornes A et B du circuit oscillant, une diode parasite drain caisson au moins est passante, tirant la borne associée à la tension d'alimentation Gnd.
Si le signal binaire de modulation vaut "0", c'est le transistor T2 du circuit de variation de charge qui est passant. La sortie S est tirée à la tension d'alimentation Vdd. Le caisson des transistors M2 et M3 est alors polarisé à la tension d'alimentation Vdd et aucune diode drain/caisson n'est passante.
Le transistor Tl est dimensionné pour tirer de façon plus ou moins rapide la connexion de polarisation de caisson à la tension d'alimentation Gnd, en fonction de l'indice de modulation recherché.
Dans une variante représentée sur la figure 3, on prévoit un élément résistif R en série entre le transistor Tl et la tension d'alimentation Gnd, ce qui permet aussi d'adapter l'indice de modulation du circuit 4. Cet élément résistif peut être en pratique réalisée par une résistance pure (diffusion, polysilicium par exemple) , ou par un circuit équivalent, par exemple un circuit à transistors. Sur la figure 4, on a représenté une solution duale de la solution représentée sur la figure 3, correspondant à un circuit intégré réalisé sur un substrat de type N. Dans cet exemple, les transistors MOS N sont réalisée dans des caissons de type P. Ces caissons sont normalement polarisés à la tension d'alimentation Gnd, typiquement par leur source. Le circuit de variation de charge selon l'invention permet alors soit de polariser de façon normale le caisson des transistors MO et Ml, à la tension d'alimentation Gnd, soit de le polariser à la tension d'alimentation Vdd, en fonction du signal binaire de modulation mod. La sortie S du circuit de variation de charge est dans cet exemple connectée à la connexion bkn de polarisation de caisson des transistors MO et Ml. Si il comprend une résistance d'adaptation Rm' de l'indice de modulation, cette résistance est alors prévue entre la tension d'alimentation Vdd et le transistor T2, pour faire monter plus ou moins rapidement la sortie S du circuit à la tension d'alimentation Vdd.
Un autre exemple de circuit intégré telé-alimenté avec un circuit de variation de charge selon l'invention est représenté sur la figure 4. La différence avec la solution représentée sur la figure 3, réside dans les transistors MOS du circuit redresseur 2 qui sont montés différemment. Dans cet exemple, les transistors MO et M2 forment un premier inverseur, avec leurs grilles reliées ensemble sur la borne A et leurs drains reliés ensemble sur la borne B. Les transistors Ml et M3 forment un autre inverseur avec leurs grilles reliées ensemble sur la borne B et leurs drains reliés ensemble sur la borne A. On a ainsi une structure de redresseur à inverseurs rebouclés en entrée/sortie sur les bornes A et B du circuit oscillant, pour régénérer les tensions d'alimentation Vdd et Gnd.
Dans cet exemple, le circuit de variation de charge selon l'invention s'applique de la même façon que dans la figure 3. Pour des transistors M2 et M3 réalisés dans des caissons de type N, la connexion de polarisation de caisson est connectée à la sortie du circuit de variation de charge, qui a la même structure que dans la figure 3.
L'invention s'applique aussi bien à des configurations du dispositif de régénération des tensions d'alimentation Vdd et Gnd dans lesquelles on aurait un transistor réalisé dans un caisson connecté par sa source à une borne du circuit oscillant. Dans ce cas, c'est la diode source caisson qui permet d'appliquer la modulation selon l'invention.
On notera aussi que le circuit de variation de charge selon l'invention comprend de préférence au moins un transistor à caisson par borne du circuit oscillant. Cependant, il peut comporter un transistor à caisson sur une seule borne, même si l'efficacité du circuit de variation est moindre dans ce cas.
Plus généralement, dès lors que sur une borne au moins du circuit oscillant, au moins un transistor MOS réalisé dans un caisson a son drain ou sa source connecté à la borne considérée, on peut prévoir un circuit de variation de charge selon l'invention pour modifier la tension de polarisation du caisson en fonction du signal binaire de modulation mod. On notera qu'il importe peu dans l'invention que les transistors MOS M2 et M3 des figures 3 et 5 soient réalisés chacun dans un caisson séparé ou dans un même caisson. La même remarque s'applique aux transistors MO et Ml de la figure . Le dispositif de variation de charge selon l'invention est particulièrement aisé à mettre en œuvre et ne rajoute aucune charge sur le circuit oscillant. Ainsi, le coefficient de qualité du circuit oscillant est le même avec ou sans modulation. En outre, le circuit 4 de -variation de charge n'a pas à supporter les écarts de tension importants qui peuvent se produire aux bornes du circuit oscillant. Ils sont donc de plus petites dimensions, d'où une économie substantielle de surface silicium pour le circuit intégré. Dans le cas, comme représenté sur les figures 3 à 5, où le circuit intégré comprend un dispositif 5 d'isolation connecté entre la sortie d'alimentation Vdd du circuit redresseur 2 et l'entrée correspondante sur la circuiterie interne 3, le circuit 4 de variation de charge sera- placé en amont, entre le circuit redresseur 2 et le dispositif 5 d'isolation.

Claims

REVENDICATIONS
1. Dispositif de modulation de charge dans un circuit intégré télé-alimenté comportant un dispositif de régénération «d'une première et d'une deuxième tension d'alimentation (Vdd, Gnd) comprenant un circuit oscillant (1) et au moins un transistor MOS (M2, M3) réalisé dans un caisson sur une borne au moins (A, B) du circuit oscillant, le drain ou la source dudit transistor étant connecté à la borne considérée, caractérisé en ce que le dispositif de modulation comprend des moyens (4) pour polariser le caisson dudit transistor à la première ou à la deuxième tension d'alimentation (Vdd, Gnd) selon le niveau d'un signal binaire de modulation (mod) .
2. Dispositif de modulation selon la revendication 1, comprenant plus d'un transistor à caisson (M2, M3), caractérisé en ce que les dits transistors sont réalisés dans un caisson de même type (P) .
3. Dispositif de modulation selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que le ou les transistors sont des transistors d'un circuit redresseur (2) de tension, connecté entre les bornes (A, B) du circuit oscillant (1) et qui fournit en sortie les première et deuxième tensions d'alimentation (Vdd, Gnd).
4. Dispositif de modulation de charge selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que les moyens de polarisation (4) comprennent un inverseur connecté entre la première et la deuxième tension d'alimentation (Vdd, Gnd), dont l'entrée de commande (E) reçoit le signal logique de modulation (mod) , fourni par un étage de transmission de données (ED) du circuit intégré, et dont la sortie (S) est reliée à une connexion de polarisation (bkp) de caisson du ou des transistors .
5. Dispositif de modulation selon la revendication 4, caractérisé en ce que l'inverseur comprend un premier transistor (T2) pour tirer la sortie (S) au niveau de la tension d'alimentation (Vdd) apte à bloquer la diode drain caisson ou source caisson et un deuxième transistor (Tl) pour tirer la sortie au niveau de l'autre tension d'alimentation (Gnd), apte à rendre passante la diode considérée, les dimensions du dit deuxième transistor étant fonction de l'indice de modulation recherché.
6. Dispositif de régénération selon la revendication 5, caractérisé en ce que les moyens de polarisation comprennent en outre un élément résistif (R ) connectée entre ledit deuxième transistor (Tl) et la tension d'alimentation associée (Gnd), la résistivite de cet élément étant fonction de l'indice de modulation recherché.
7. Circuit intégré télé-alimenté comprenant un dispositif de modulation de charge selon l'une quelconque des revendications précédentes.
8. Carte à puce ou étiquette électronique comprenant un circuit intégré selon la revendication 7.
9. Système électronique comprenant un lecteur assurant la télé-alimentation de cartes à puce ou d'étiquettes électroniques selon la revendication 8.
PCT/FR2001/000983 2000-04-05 2001-04-02 Dispositif de modulation de charge dans un circuit integre tele-alimente Ceased WO2001075784A1 (fr)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US10/009,101 US6667914B2 (en) 2000-04-05 2001-04-02 Load modulation device in a remotely powered integration circuit
EP01919611A EP1190376A1 (fr) 2000-04-05 2001-04-02 Dispositif de modulation de charge dans un circuit integre tele-alimente
AU46672/01A AU4667201A (en) 2000-04-05 2001-04-02 Device for modulating load in a self-powered integrated circuit

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR0004355A FR2807586B1 (fr) 2000-04-05 2000-04-05 Dispositif de modulation de charge dans un circuit integre tele-alimente
FR00/04355 2000-04-05

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2001075784A1 true WO2001075784A1 (fr) 2001-10-11

Family

ID=8848902

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/FR2001/000983 Ceased WO2001075784A1 (fr) 2000-04-05 2001-04-02 Dispositif de modulation de charge dans un circuit integre tele-alimente

Country Status (6)

Country Link
US (1) US6667914B2 (fr)
EP (1) EP1190376A1 (fr)
CN (1) CN1222908C (fr)
AU (1) AU4667201A (fr)
FR (1) FR2807586B1 (fr)
WO (1) WO2001075784A1 (fr)

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN100466443C (zh) * 2004-06-17 2009-03-04 株式会社东芝 整流器电路和无线电通信装置
JP4519713B2 (ja) * 2004-06-17 2010-08-04 株式会社東芝 整流回路とこれを用いた無線通信装置
JP4257377B2 (ja) * 2006-10-27 2009-04-22 株式会社東芝 トリガ信号発生装置
US20100252631A1 (en) * 2009-04-01 2010-10-07 Infineon Technologies Ag High speed contactless communication
SG184421A1 (en) 2010-04-06 2012-11-29 Widex As Monitoring device and a method for wireless data and power transmission in a monitoring device
JP5779162B2 (ja) 2012-09-28 2015-09-16 株式会社東芝 整流回路とこれを用いた無線通信装置
CN103679259B (zh) * 2014-01-08 2016-08-17 卓捷创芯科技（深圳）有限公司 一种具有多种时间常数的整流限幅电路和无源射频标签
CN103714378B (zh) * 2014-01-08 2016-09-07 卓捷创芯科技（深圳）有限公司 一种无源射频标签的智能化能量管理系统与能量管理方法
JP6289974B2 (ja) * 2014-03-31 2018-03-07 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体装置
WO2016189492A1 (fr) * 2015-05-26 2016-12-01 King Abdullah University Of Science And Technology Convertisseurs de puissance radiofréquence (rf)-à-courant continu (cc) pour alimentation électrique sans fil
CN114449998A (zh) * 2019-08-29 2022-05-06 保罗·道格拉斯·戈德弗林 口服递送剂型水凝胶、其制备方法和使用方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0751622A1 (fr) * 1995-06-30 1997-01-02 STMicroelectronics S.r.l. Commutateur commandé électroniquement, circuit intégré et carte électronique utilisant le commutateur
WO1999026354A1 (fr) * 1997-11-13 1999-05-27 Rohm Co., Ltd. Dispositif de communication d'informations
WO1999034325A1 (fr) * 1997-12-23 1999-07-08 Em Microelectronic-Marin S.A. Transpondeur actif commutable en transpondeur passif

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
AT395224B (de) * 1990-08-23 1992-10-27 Mikron Ges Fuer Integrierte Mi Kontaktloses, induktives datenuebertragungssystem
US5491456A (en) * 1994-12-08 1996-02-13 Texas Instruments Incorporated Oscillator compensated for improved frequency stability
US6529127B2 (en) * 1997-07-11 2003-03-04 Microstrain, Inc. System for remote powering and communication with a network of addressable, multichannel sensing modules

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0751622A1 (fr) * 1995-06-30 1997-01-02 STMicroelectronics S.r.l. Commutateur commandé électroniquement, circuit intégré et carte électronique utilisant le commutateur
WO1999026354A1 (fr) * 1997-11-13 1999-05-27 Rohm Co., Ltd. Dispositif de communication d'informations
WO1999034325A1 (fr) * 1997-12-23 1999-07-08 Em Microelectronic-Marin S.A. Transpondeur actif commutable en transpondeur passif

Also Published As

Publication number Publication date
US6667914B2 (en) 2003-12-23
AU4667201A (en) 2001-10-15
US20030021158A1 (en) 2003-01-30
CN1383523A (zh) 2002-12-04
CN1222908C (zh) 2005-10-12
FR2807586B1 (fr) 2002-07-05
FR2807586A1 (fr) 2001-10-12
EP1190376A1 (fr) 2002-03-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP0846273B1 (fr) Dispositif d'interface radiofrequence pour transpondeur
EP0551038B1 (fr) Protection générale d'un circuit intégré contre les surcharges permanentes et décharges électrostatiques
EP2098981B1 (fr) Dispositif de communication sans contact
FR2867927A1 (fr) Unite de transmission de donnees ayant une interface de transmission de donnees et procede d'exploitation de l'unite de transmission de donnees
EP1190376A1 (fr) Dispositif de modulation de charge dans un circuit integre tele-alimente
FR2547457A1 (fr) Carte avec un module de circuit integre
FR2783942A1 (fr) Dispositif de regulation de tension
FR2517886A1 (fr) Circuit limitateur-transducteur de signaux en alternatif codes en forme binaire, servant d'etage d'entree d'un circuit integre igfet
EP3082072A1 (fr) Bloc récepteur d'une radio-étiquette
EP0750244B1 (fr) Circuit générateur de tension négative du type pompe de charge
EP2264880A2 (fr) Redresseur synchrone auto-commandé
FR2739990A1 (fr) Dispositif de circuit integre a caracteristique de diode
FR2653250A1 (fr) Micro-ordinateur et carte a circuits integres sans contacts l'utilisant.
EP0022015A1 (fr) Dispositif amplificateur et procédé d'amplification pour audio-fréquences
FR2737065A1 (fr) Dispositif semiconducteur incluant un amplificateur de puissance et appareil de telecommunication mobile incluant un tel dispositif semiconducteur
FR3072481B1 (fr) Dispositif de generation d'un signal aleatoire
WO2004093341A1 (fr) Dispositif et teletransmission par couplage inductif a modulation multi-niveaux
EP1103915B1 (fr) Dispositif d'alimentation stabilisée de composants électroniques télé-alimentés
FR2835119A1 (fr) Demodulateur a large dynamique pour cartes a puce ou etiquettes sans contact
FR2782581A1 (fr) Dispositif de protection contre les decharges electrostatiques
EP0915562A2 (fr) Amplificateur différentiel à transistor MOS
FR2837996A1 (fr) Convertisseur de tension a transistors mos
EP1258975A1 (fr) Circuit de régulation pour un générateur haute tension
EP0678801B1 (fr) Circuit régulateur avec référence ZENER
FR2762727A1 (fr) Circuit integre avec etage de sortie haute tension

Legal Events

Date Code Title Description
AK Designated states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AE AG AL AM AT AU AZ BA BB BG BR BY BZ CA CH CN CO CR CU CZ DE DK DM DZ EE ES FI GB GD GE GH GM HR HU ID IL IN IS JP KE KG KP KR KZ LC LK LR LS LT LU LV MA MD MG MK MN MW MX MZ NO NZ PL PT RO RU SD SE SG SI SK SL TJ TM TR TT TZ UA UG US UZ VN YU ZA ZW

AL Designated countries for regional patents

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): GH GM KE LS MW MZ SD SL SZ TZ UG ZW AM AZ BY KG KZ MD RU TJ TM AT BE CH CY DE DK ES FI FR GB GR IE IT LU MC NL PT SE TR BF BJ CF CG CI CM GA GN GW ML MR NE SN TD TG

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2001919611

Country of ref document: EP

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 018015972

Country of ref document: CN

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 10009101

Country of ref document: US

WWP Wipo information: published in national office

Ref document number: 2001919611

Country of ref document: EP

REG Reference to national code

Ref country code: DE

Ref legal event code: 8642

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: JP