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WO2001054367A1 - Recepteur numerique base sur un logiciel pouvant etre adapte a divers systemes de multiplexage - Google Patents

Recepteur numerique base sur un logiciel pouvant etre adapte a divers systemes de multiplexage Download PDF

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Publication number
WO2001054367A1
WO2001054367A1 PCT/JP2001/000093 JP0100093W WO0154367A1 WO 2001054367 A1 WO2001054367 A1 WO 2001054367A1 JP 0100093 W JP0100093 W JP 0100093W WO 0154367 A1 WO0154367 A1 WO 0154367A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
receiver
signal
stage
received signal
receiver according
Prior art date
Application number
PCT/JP2001/000093
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Jyhchau Horng
Jay Bao
Original Assignee
Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha filed Critical Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha
Priority to EP01900670A priority Critical patent/EP1164760A1/en
Priority to JP2001553733A priority patent/JP4619604B2/ja
Publication of WO2001054367A1 publication Critical patent/WO2001054367A1/ja

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    • H—ELECTRICITY
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    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0845—Weighted combining per branch equalization, e.g. by an FIR-filter or RAKE receiver per antenna branch

Definitions

  • the present invention relates generally to wireless receivers, and more particularly, to a receiver configured to operate in a number of multiplexing schemes.
  • the original transmitted signal reflects off obstacles (eg, buildings, highlands, and mountains) in the channel path.
  • the receiver deals with several copies of the signal with different delays There must be.
  • the other multipath signals are considered interference and need to be suppressed by the processing gain.
  • Fusing and related Doppler spreads, as well as multipath interference, will continue to be central issues for the next generation of wireless communication devices. It is desirable to provide a receiver that minimizes these channel impairments.
  • partial solutions have been proposed. This solution is described in Sayeed et al., “Joint Mul tip ath-Doppler Diversity in Mobile Wireless Communicanons,” IEEE, Transactions on Communications, Vol. 47, 123.
  • DSSS direct sequence spread spectrum
  • the matched filter uses a conventional rake ( RAKE), so it can only process a single multiplexing scheme, ie CDMA, as described above
  • RAKE a conventional rake
  • CDMA single multiplexing scheme
  • the present invention provides an architecture for a digital radio receiver that is adaptable to the operation of many multiplexing schemes.
  • This architecture uses software to configure the receiver in real time.
  • This software runs on a general-purpose receiver hardware platform.
  • Software configurable receivers include time division multiple access (TDMA), frequency division multiple access (FDMA), code division multiple access (CDMA), orthogonal frequency division multiplexing (OFDM), and multi-carrier CDMA (MC-CDMA). It can adapt to many multiplexing schemes such as.
  • TDMA time division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • CDMA code division multiple access
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • MC-CDMA multi-carrier CDMA
  • the present invention uses an architecture based on sampled STFT decomposition for different multiplexing schemes.
  • the digital receiver operates in a number of multiplexing schemes by changing the configuration parameters.
  • Can be The receiver also has channel equalization capability by combining the channel estimation and the decomposed samples. More specifically, in a digital radio receiver, the transmitted symbols are recovered from the received signal including a time-shifted copy of the transmitted signal and a frequency-shifted copy.
  • the channel estimator extracts the channel characteristics from the training signal.
  • the software running on the receiver and in the processor is stored in a memory connected to the processor.
  • the parameter controller generates a receiver configuration parameter from the channel characteristics and the receiver data.
  • the received signal is decomposed into a matrix of samples according to the receiver configuration parameters to adapt the receiver to a number of multiplexing schemes.
  • An inner product is formed from the sample and channel characteristics.
  • the symbol is recovered from its dot product.
  • Figure 1 is a block diagram of a conventional DSSSS receiver
  • FIG. 2 is a block diagram of an adaptive digital receiver according to the present invention.
  • FIG. 3 is a block diagram of the disassembled unit of the receiver of Figure 2
  • FIG. 4 is a block diagram of the simulation method of the receiver of FIG. 2,
  • FIG. 5 is a diagram showing a table of simulation results. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
  • FIG. 2 shows an adaptive digital receiver 200 according to the present invention.
  • the receiver 200 of the present invention includes a decomposition unit (DU) 300, a parameter controller (PC) 220, a channel estimator (CE) 230, a combiner 24 °, and a decision unit. G 250.
  • the base span received signal (R (t)) 201 is provided to DU 300.
  • the received signal 201 has a linear combination of time-shifted (multipath) and frequency-shifted (Doppler) copies of the transmitted signal.
  • the output of the DU is provided to a combiner 240, the output of the combiner is provided to a decision unit 250, and the decision unit 250 provides an output signal 203 (ie, a "symbol").
  • the pilot or training sequence 202 is provided to CE 230.
  • the CE analyzes this signal and provides the parameter signal to PC 220 and to combiner 240 via 204.
  • the PC generates receiver configuration parameters 221 for DU 300 and CE 230. motion
  • the main function of DU300 is to decompose the received signal 201 into samples on a time-frequency plane.
  • time and frequency diversity are natural characteristics of a wireless communication channel. For example, a multipath channel causes time diversity, and a fading channel (Doppler effect) results in frequency diversity. Therefore, higher carrier gain can be obtained by integrated time-frequency processing. Disassembly unit
  • FIG. 3 shows the decomposition unit 300 in more detail.
  • D U is configured to jointly decompose the received signal.
  • DU300 has at least one frequency shift stage 310, a matched fill stage 320, one or more time shift stages 330, and a sample stage 340. These stages are
  • the frequency shift, matching filter, and time shift stages are software controlled by the receiver configuration parameters 221 generated by the parameter controller 222. Therefore, the receiver of the present invention can be adapted to many multiplexing schemes (modes).
  • the DU 300 performs four basic operations: frequency shifting, matched filtering, time shifting, and sampling.
  • Received spanned signal 201 modulated by frequency shift stage 310 to different Doppler frequencies is provided to various matched filters of stage 320.
  • the impulse response of the matched filter is selected by the parameter controller 220.
  • the configuration parameter q m (-t) is a sine waveform such that the cross-correlation between the received signal and the signal that periodically despreads (despreading) has a beak centered around zero delay.
  • PN pseudo-random noise
  • This PN sequence is a sequence of binary numbers (eg, ⁇ 1 in bipolar notation), which appears to be random, but in fact completely deterministic.
  • the impulse response of the matched filter 320 is a Dirac Delaunay function to bypass the input signal.
  • the Delaunay function is modified by the receiver configuration parameter 221 to allow for processing of a number of multiplexing schemes.
  • the impulse response of the matching filter should be selected as a square window function.
  • Frequency shift stage 310 modulates the received signal by 1 / T, where T is the symbol duration. All time shift stages 330
  • Tc This parameter overnight T c is the tip duration.
  • the samples at each time shift output node are sampled every T by the sample stage to form a (K + 1) X (N + 1) matrix of output samples 302, where the configuration parameters K and N are Frequency shift and time shift, respectively The number of birds.
  • the parameter N or the number of time shift taps is programmable as part of the receiver configuration parameter 221. This enables the best SNR with the shortest processing latency for a given data rate. For example, a lower data rate may select a smaller N. This can be done by combiner 240 by selectively masking shift taps for extra time. Alternatively, the receiver configuration parameters can drive the optimal number of taps to maximize performance. In FIG.
  • the parameter controller 22 2 ⁇ selects a configuration parameter K that is greater than zero. This is in opposition to Doppler spreads.
  • the choice of the parameter N depends on the multipath effect. In general, the number of time shifts should be greater than the length of the detected PN sequence.
  • the PC 220 stores configuration data (CD) 225 such as sine waveforms, data rates, chip rates, and transmitter chip sequences for various multiplexing schemes.
  • the parameter controller can be implemented as a microprocessor (PROC) 222 with a memory 223 capable of executing a stored software program (SW) 224.
  • the PC under software control, downloads the appropriate receiver configuration parameters 221 from PC memory to the DU stage and channel estimator 230.
  • the receiver 200 operates in a different manner (eg, different data rates, different code lengths, etc.).
  • the PC 220 also provides parameter information for the CE 230 and performs channel estimation.
  • the CE feeds back the channel characteristics to the PC 220 and updates the stored receiver configuration parameters such as parameters K and N. Coupler
  • the combiner 240 performs an inner product operation on the decomposed samples output from the DU and the output of the CE (ie, the channel characteristics or the weight matrix mask) for the purpose of channel equalization. Combining these data as dot products provides sufficient input to decision unit 250.
  • Decision unit 250 performs an inner product operation on the decomposed samples output from the DU and the output of the CE (ie, the channel characteristics or the weight matrix mask) for the purpose of channel equalization. Combining these data as dot products provides sufficient input to decision unit 250.
  • the decision unit 250 processes the combined sample and recovers the transmitted symbols.
  • the decision unit can be extended to include adaptive equalization by using any known decision feedback architecture.
  • FIG. 4 shows a system 400 for simulating the receiver 200 of the present invention.
  • the binary input data 401 is spread using a 31-length Gold code 402.
  • Gold codes are well known.
  • the code is generated by summing the outputs of the two spread-spectral code sequence generators with a modi-euro-12 addition.
  • the Kasami code can be used for splitting.
  • Channel 4 1 0 provides a bandwidth B d to multipath interference (2-pass) and Doppler fading. If the additive white Gaussian noise 4 0 3 exists, A "received" signal 201 is generated. This received signal 201 is detected using the receiver according to the present invention.
  • the receiver has two branch rake fingers, one for each Doppler frequency.
  • the frequency shift parameter K may be 1 and the time shift parameter N may be 30.
  • the spreading factor / o as TB d (ie, the product of the symbol duration T and the Doppler bandwidth B d ).
  • BER bit error rate
  • Processing gain The architecture based on time-frequency processing of the adaptive receiver of the present invention achieves higher processing gain than conventional rake receivers. This minimizes the problem of fast fading channels. The results in the table show that significant improvements can be obtained even for relatively small Doppler spreads.
  • Configurable The modular structure of the decomposition unit of the present invention makes software configurable hardware implementation feasible and scalable. The configurable nature of the inventive receiver also makes the inventive architecture suitable for a number of multiplexing schemes.
  • Multirate Multirate operation requires only one local oscillator to generate the fundamental frequency or time. This fundamental frequency is divided into a desired operating frequency or time and can be multi-rate operated according to the configuration parameters.
  • the impulse response of the matched filter 320 is a Dirac Delaunay function (unit impulse) for bypassing the input signal.
  • the impulse response for CDMA should be the same as the impulse method for MC-CDMA.
  • the impulse response of the matched filter should be chosen to be a square window function.
  • the value of the configuration parameter K (number of frequency shifts) should be equal to or greater than the number of subcarriers for ⁇ F DM and MC—CD MA to combat Doppler spread .
  • Each CDMA, MC—CDMA and OFDM user has a Note that DU and CE are required for this. All DUs use different sine waveforms to identify users, and each CE independently estimates the channel response for each user. Multi-user signal separation is provided for the CD MA and MC-CD MA schemes to improve reception performance. Due to the central nature of wireless mobile channels, integrated multipath / Doppler processing offers an alternative to other diversity combining methods, such as spatial one-time processing. In some practical applications, such as when the available space is limited to the base station, good diversity gain cannot be guaranteed when applying spatial one-time processing technology. Thus, integrated spatial one-time frequency processing offers another diversity combining method for this problem.

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Description

明 細 多数のマルチプレクシング方式に適応可能なソフ 卜ウェアーベースのデジタル
技術分野
本発明は、 一般に、 無線受信機に関し、 特に、 多数のマルチプレクシング （多 重化） 方式において動作するように構成された受信機に関する。 背景技術
遠距離通信およびマルチメディア応用の爆発的な成長によって、 柔軟性があり 、 効率的で、 かつ高性能な受信機が求められている。 最近のデジタル受信機は、 特定の変調またはマルチプレクシング方式用の送信信号の検出に焦点を当ててい る。 即ち、 受信機は、 1つの方式専用に 「ハードワイヤ一ド」 されるか、 または 多数の方式が冗長ハードウエアを用いて実現される。 多くの様々な通信基準が存 在するため、 柔軟性のある受信機アーキテクチャが必要である。 受信機が、 異な るマルチプレクシング方式に適応するようにリアルタイムで構成され得るならば 、 ユーザは地理的に様々な領域において受信機を動作させることができるか、 ま たは特定の通信サービスプロバイダを自由に選択することができる。 さらに、 ますます普及している移動体通信デバイスでは、 高速フエージングが 問題となっている。 高速フェージングは、 受信信号のパワーの迅速な時間的変動 として表される。 このため、 移動可能なユーザが移動しているときに生じる、 ド ップラースプレッ ドによって、 チャネル状態の推定エラ一のために、 受信機の性 能は実質的に低下する。 他の深刻な問題としてマルチパス干渉が挙げられる。 マルチパスチヤネルでは
、 元の送信信号は、 チャネルパス内の障害物 （例えば、 建物、 高地、 および山） から反射する。 受信機は、 異なる遅延を有する信号のいくつかのコピーに対処し なければならない。 実際、 各マルチパス信号の見地から、 他のマルチパス信号は 、 干渉と見なされ、 処理利得によって抑制される必要がある。 マルチパス干渉だけでなく、 フエ一ジングおよび関連のドップラースプレツ ド は、 次世代の無線通信デバイスにとって中心的な問題となり続ける。 これらのチ ャネル障害を最小にする受信機を提供することが望まれる。 従来技術では、 部分的な解決法が提案されている。 この解決法は、 セイード等 の 『Sayeed et al. 「 Joint Mul tip ath-Doppler Diversity in Mobile Wireless Communicanons」、 IEEE、 Transactions on Communications、 47卷、 1 23
〜1 32頁、 1 999年 1月』 によって記載されている直接シーケンススプレツ ドスペクトル （D S S S) 受信アルゴリズムに基づいている。 この受信機は、 特 に C D M Aマルチプレクシング用に設計され、 他のマルチプレクシング方式には 作用しない。 図 1に示すように、 これらの解決法では、 受信信号 1 0 1をコヒ一レントに処 理するための D S S S受信機 1 00が用いられる。 チャネル係数が得られない場 合、 およびそのパワーのみが既知である場合、 インコヒーレント処理がよく用い られる。 受信機 1 00は、 短時間フーリエ変換 （3丁 丁 1ぉょび3丁 丁9 0 ) 1 02を用いる。 チャネル応答、 即ち、 チャネル係数 103は、 結合器 1 0 4内で変換信号に加えられる。 得られた信号は、 加算器 1 05に与えられ、 受信 信号 （S gn (Re (*) ) 1 06の符号付き実部を生成する。 セイードの受信 機では、 整合フィル夕は従来のレーキ （RAKE) 受信機として構成されるため 、 上記のように、 単一のマルチプレクシング方式、 即ち CDMAのみを処理し得 る。 セイードのアルゴリズムは、 時間と周波数ダイバーシティを組み合わせ、 特に 高速フヱージングチャネル用のより高度な処理利得を成し遂げる。 事実、 STF
Tをべ一スとしたセイードのアルゴリズムは、 アカンス等の 『Akansuetal. 「 Orthogonal Transmultiplexers in Communication: A Review」、IEEE
Trans.Signal Processing, 46卷 4号、 979〜 99 5頁、 1998年 4月』 に記載されているようにフィル夕バンクをベースとしたトランスマルチプレクサ の特殊な場合である。 しかし、 多数のマルチプレクシング方式用にこれらの従来の受信技術を構成す ることには、 整合フィル夕の設計および他のハードワイヤード制約のため、 依然 として問題がある。 発明の開示
本発明は、 多数のマルチプレクシング方式の動作に適応可能なデジタル無線受 信機用のアーキテクチャを提供する。 本アーキテクチャは、 リアルタイムで受信 機を構成するためのソフトウェアを用いている。 このソフ トウェアは、 汎用の受 信機ハードウェアプラッ トフオーム上で実行される。 ソフトウヱァで構成可能な 受信機は、 時分割多元接続 （TDMA) 、 周波数分割多元接続 （FDMA) 、 符 号分割多元接続 （CDMA) 、 直交周波数分割多重 （OFDM) 、 マルチ搬送波 CDMA (MC- CDMA) 等などの多数のマルチプレクシング方式に適応し得 る。 ソフトウヱァを用いて受信機構成パラメ一夕を自由に変更することによって、 本発明による受信機は、 マルチ方式およびマルチバンド動作をサポートすること ができる。 これによつて、 通信産業において多数の標準が存在する中で経済効率 の良い受信機のための解決法が提供される。 従来技術のように多数のマルチプレクシング方式を実施するために多数のフィ ル夕バンクを用いる代わりに、 本発明は、 異なるマルチプレクシング方式用のサ ンプリングされた S T FT分解をベースとしたアーキテクチャを用いる。 本発明 によると、 ソフトウェアで制御された方法を用いることによって、 デジタル受信 機は、 構成パラメ一夕の変更によって、 多数のマルチプレクシング方式で動作す ることができる。 受信機はまた、 チャネル推定と分解サンプルとを結合すること によってチャネル等化能力を有する。 より具体的には、 デジタル無線受信機では、 送信シンボルは、 送信信号の時間 シフトコピーおよび周波数シフトコビーを含む受信信号から回収される。 チヤネ ル推定器は、 チャネル特性をトレーニング信号から抽出する。 受信機デ一夕およ びプロセッサ内で実行されるソフトウエアは、 プロセッサに接続されたメモリに 格納される。 パラメ一夕コントローラは、 チヤネル特性および受信機デ一夕から受信機構成 パラメ一夕を生成する。 受信信号は、 受信機を多数のマルチプレクシング方式に 適応させるために、 受信機構成パラメ一夕に従ってサンプルのマトリクスに分解 される。 サンプルおよびチャネル特性から内積が形成される。 シンボルは、 その 内積から回収される。 図面の簡単な説明
図 1は、 従来の D S S S受信機のブロック図、
図 2は、 本発明による適応可能なデジ夕ル受信機のブロック図、
図 3は、 図 2の受信機の分解ュニッ トのプロック図、
図 4は、 図 2の受信機のシミュレ一ション方式のブロック図、
図 5は、 シミュレーション結果の表を示す図である。 発明を実施するための最良の形態
実施例 1 . 図 2は、 本発明による適応可能なデジタル受信機 2 0 0を示す。 本発明の受信 機 2 0 0は、 分解ュニッ ト （D U ) 3 0 0、 パラメ一夕コントローラ （P C ) 2 2 0、 チャネル推定器 （C E ) 2 3 0、 結合器 2 4◦、 および決定ュニッ ト 2 5 0を有する。 ベ一スパンド受信信号 （R ( t ) ) 2 0 1は、 D U 3 0 0に与えられる。 特性 として、 受信信号 2 0 1は、 送信信号の時間シフト （マルチパス） コピーおよび 周波数シフト （ドップラー） コピーの線形組み合わせを有する。 D Uの出力は、 結合器 2 4 0に与えられ、 結合器の出力は、 決定ュニット 2 5 0に与えられ、 決 定ユニッ ト 2 5 0は、 出力信号 2 0 3 (即ち、 「シンボル」 ） を提供する。 パイ ロットまたはトレーニングシーケンス 2 0 2は、 C E 2 3 0に与えられる。 この C Eは、 この信号を分析し、 パラメ一夕信号を P C 2 2 0に、 および 2 0 4を介 して結合器 2 4 0に提供する。 この結果、 P Cは、 D U 3 0 0および C E 2 3 0 に対する受信機構成パラメ一夕 2 2 1を生成する。 動作
簡単のため、 C D M Aマルチプレクシング方式のための受信機について詳述し 、 次いで、 他のマルチプレクシング方式への拡張について記載する。 D U 3 0 0 の主な機能は、 受信信号 2 0 1を時間一周波数面上でサンプルに分解することで ある。 一般に、 時間および周波数ダイバーシティは、 無線通信チャネルにおける 自然特性である。 例えば、 マルチパスチャネルは時間ダイバーシティを引き起こ し、 フェージングチャネル （ドップラー効果） は周波数ダイバ一シティとなる。 従って、 統合時間一周波数処理によってより高い搬送利得を得ることができる。 分解ュニット
図 3は、 分解ユニット 3 0 0をさらに詳細に示す。 D Uは、 受信信号を統合分 解するように構成されている。 D U 3 0 0は、 少なくとも 1つの周波数シフトス テージ 3 1 0、 整合フィル夕ステージ 3 2 0、 1つまたはそれ以上の時間シフト ステージ 3 3 0、 およびサンプルステージ 3 4 0を有する。 これらのステージは
、 互いに直列に接続されている。 この設計を水平および垂直方向に拡張すること が可能であることに留意されたい。 利点として、 周波数シフト、 整合フィル夕、 および時間シフトステージは、 パラメ一タコントローラ 2 2 0によって生成され る受信機構成パラメ一夕 2 2 1によって制御されるソフトウエアである。 従って 、 本発明の受信機は、 多数のマルチプレクシング方式 （モード） に適応すること ができる。
DU 300は、 4つの基本的な動作、 即ち、 周波数シフティング、 整合フィル 夕リング、 時間シフティング、 およびサンプリングを行う。 周波数シフトステージ 310によって異なるドップラー周波数に変調される受 信べ一スパンド信号 201は、 ステージ 320の様々な整合フィル夕に与えられ る。 CDMAマルチプレクシング方式では、 整合フィル夕のインパルス応答が、 パラメ一夕コントローラ 220によって選択される。 この CDMAの場合、 構成 パラメ一夕 qm (- t ) は、 受信信号と周期的にデスプレッドする （despreadin g)信号との相互相関が、 ゼロ遅延を中心にビークを有するように、 サイン波形 q ( t ) および擬ランダムノイズ （PN) シーケンスを整合するように設定され る。 この PNシーケンスは、 2値数 （例えば、 2極性表記における ± 1) のシ一 ケンスであり、 これはランダムのようであるが、 実際は完全に確定的である。 あるいは、 TDMAおよび FDMA方式については、 整合フィル夕 320のィ ンパルス応答は、 入力信号をバイパスするためのディラックのデル夕関数である 。 利点として、 このデル夕関数は、 受信機構成パラメ一夕 221によって変更さ れ、 多数のマルチプレクシング方式の処理が可能になる。 OF DM方式では、 整 合フィル夕のインパルス応答は、 方形窓関数 （square window function) として 選択されるべきである。 周波数シフトステージ 310は、 受信信号を 1/Tで変調し、 ここで、 構成パ ラメ一夕 Tはシンボル持続時間である。 すべての時間シフトステージ 330は、
Tcの遅延を有する。 このパラメ一夕 Tcは、 チップ持続時間である。 各時間シ フト出力ノードにおけるサンプルは、 サンプルステージによって T毎にサンプリ ングされ、 出力サンプル 302の （K+ 1) X (N+ 1) マトリクスを形成し、 ここで、 構成パラメ一夕 Kおよび Nは、 それぞれ、 周波数シフトおよび時間シフ 卜の数である。 さらに、 従来技術とは異なり、 パラメ一夕 Nまたは時間シフトタップの数は、 受信機構成パラメ一夕 2 2 1の一部としてプログラム可能である。 これにより、 所定のデータレートに対して、 最短の処理待ち時間で最良の S N Rが可能になる 。 例えば、 データレートが遅いほど、 より小さい Nが選択され得る。 これは、 余 分な時間シフ トタップを選択的にマスクすることによって結合器 2 4 0によって なされ得る。 あるいは、 受信機構成パラメ一夕は、 最適な数のタップを駆動させ 、 性能を最大にすることができる。 図 3において、 タップの時間指数パラメ一夕 tは、 整数値 p = 0、 1、 2、 3 等によって乗算されるサンプルレートパラメ一夕 Tと等しい。 単一のユーザの場合、 パラメ一夕コントローラ 2 2◦は、 ゼロよりも大きい構 成パラメ一夕 Kを選択する。 これは、 ドップラースプレッドと対抗する。 パラメ 一夕 Nの選択は、 マルチパス効果に依存する。 一般に、 時間シフトの数は、 検出 される P Nシーケンスの長さよりも大きくなるべきである。 本発明の分解ュニッ ト 3 0 0のモジュラ構造の結果、 水平および垂直方向に拡張可能で、 様々な機能 を果たすことができる。 パラメ一タコン卜口一ラ
P C 2 2 0は、 様々なマルチプレクシング方式に対するサイン波形、 データレ —ト、 チップレート、 送信機チップシーケンスなどの構成デ一夕 （C D ) 2 2 5 を格納する。 パラメ一夕コントローラは、 格納されたソフトウェアプログラム （ S W) 2 2 4を実行する能力を有するメモリ 2 2 3を備えたマイクロプロセッサ ( P R O C ) 2 2 2として実現され得る。 特定のマルチプレクシング方式におい て動作するとき、 P Cは、 ソフトウェア制御の下で、 適切な受信機構成パラメ一 夕 2 2 1を P Cメモリから D Uのステージおよびチャネル推定器 2 3 0にダウン ロードする。 例えば、 構成パラメ一夕 T cおよび Tを変更する場合、 受信機 2 0 0は、 異な る方式 （例えば、 異なるデ一夕レート、 異なるコード長等） で動作する。 P C 2 2 0はまた、 C E 2 3 0に対するパラメ一夕情報を提供し、 チャネル推定を行う 。 C Eは、 チャネル特性を P C 2 2 0にフィードバックし、 パラメ一夕 Kおよび Nなどの格納された受信機構成パラメ一夕を更新する。 結合器
結合器 2 4 0は、 D Uから出力された分解サンプルおよび C Eの出力 （即ち、 チャネル特性または重みマトリクスマスク） に対して、 チャネル等化の目的で内 積動作を行う。 これらのデータを内積として結合すると、 決定ユニッ ト 2 5 0に 対して十分な入力となる。 決定ュニッ ト
決定ュニット 2 5 0は、 結合サンブルを処理し、 送信シンボルを回収する。 例 えば、 任意の公知の決定フィードバックアーキテクチャを用いることによって、 適応等化機能を含むように決定ュニッ トを拡張することができる。 結果
図 4は、 本発明の受信機 2 0 0をシミュレートするシステム 4 0 0を示す。 シ ステム 4 0 0において、 2値入力データ 4 0 1は、 3 1長ゴールドコード （Gold code) 4 0 2を用いてスプレッ ドされる。 ゴールドコードは周知である。 スプレ ヅ ドースペクトルシステムでは、 コードは、 2つのスプレッ ド一スペクトルコ一 ドシーケンス生成器の出力をモジユーロ一 2加算で合計することによって生成さ れる。 あるいは、 力サミコ一ド （Kasami code) をスプレツデイングに用いるこ とができる。 チャネル 4 1 0は、 マルチパス干渉 （2パス） およびドップラーフエージング に B dの帯域幅を提供する。 付加ホワイ トガウスノイズ 4 0 3が存在する場合、 「受信された」 信号 2 0 1が生成される。 この受信信号 2 0 1は、 本発明による 受信機を用いて検出される。 受信機は、 各ドップラー周波数に対して 1つずつの 2ブランチレーキフィンガを有する。 周波数シフトパラメ一夕 Kは 1であり、 時 間シフトパラメ一夕 Nは 3 0であり得る。 便宜上、 スプレヅデイングファクター /oを T B d (即ち、 シンボル持続時間 T およびドップラー帯域幅 B dの積） と定義する。 信号対ノイズ比が 1 5 d Bに等 しい場合において、 1ブランチレーキ受信機を用いたときと、 2ブランチレーキ 受信機 4 5 0を用いたときのビッ 卜エラーレート （B E R ) 性能を比較する。 ス プレツディングファクターの様々な値について、 図 5に示す表はシミュレ一ショ ン結果を示す。
2番目のブランチで寄与されるエネルギーパーセンテージもまた、 各場合につ いて計算される。 この表から明らかなように、 実際に比較的小さなドップラース プレツドが発生しても、 かなりのダイバ一シティ利得が得られるという結果を得 た。 高速フェージングチャネルでは、 本発明の受信機は、 従来のレーキ受信機に 対して大幅に改良されている。 適応可能な受信機アーキテクチャの利点
処理利得：本発明の適応可能な受信機の時間一周波数処理をべ一スとしたァー キテクチャは、 従来のレーキ受信機よりも高い処理利得を成し遂げる。 これによ り、 高速フェージングチャネルの問題は最小限に抑えられる。 表の結果は、 比較 的小さなドップラースプレツ ドに対しても、 かなりの改良が得られることを示し ている。 構成可能：本発明の分解ュニッ卜のモジュラ構造のために、 ソフトウエア構成 可能なハードウェアのインプリメンテーションが実現可能かつ拡張可能になる。 本発明の受信機の構成可能な特性によって、 本発明のアーキテクチャはまた、 多 数のマルチプレクシング方式にも適するようになる。 マルチレート ：マルチレート動作では、 基本周波数または時間分を生成するた めに 1つのローカル発振器のみを必要とする。 この基本周波数は、 所望の動作周 波数または時間分に分割され、 構成パラメ一夕によってマルチレート動作され得 る。 複雑さ ：分解ュニッ トにおける各ブランチの複雑さは、 従来のレーキ受信機に おける複雑さと同等であることに留意されたい。 従って、 全複雑さは、 従来のレ ーキ受信機の複雑さの （K+ 1) 倍であり、 ここで、 Kは、 周波数シフタの数で ある。 等化：適応チャネル推定アルゴリズムと協働しながら、 本発明のァ一キテクチ ャはまた、 適応等化能力をサポートする。 応用
本発明の構成可能なデジ夕ル受信機を他のマルチプレクシング方式に適応する ことは簡単なことである。 これは、 適切なデマルチプレクシング方式のためのパ ラメ一夕コントローラのメモリ内に構成デ一夕を格納することによってなされ得 る。 TDMAや FDMA方式では、 整合フィルタ 320のインパルス応答は、 入 力信号をバイパスするためのディラックのデル夕関数 （単位インパルス） である 。 しかし、 CDMAに対するインパルス応答は、 MC— CDMA方式に対するィ ンパルス方式と同じであるべきである。 OFDM方式では、 整合フィル夕のイン パルス応答は、 方形窓関数になるように選択されるべきである。 構成パラメ一夕 K (周波数シフトの数） の値は、 ドップラースプレッ ドに対抗するために、 〇F DMおよび MC— CD MAに対するサブ搬送波の数と等しいか、 それよりも大き くなるべきである。 これは、 P C 220のメモリ内にルックアップテーブルを格 納することによって成し遂げられ得る。 各 CDMA、 MC— CDMAおよび OFDMユーザは、 マルチュ一ザ検出のた めに D Uおよび C Eを必要とすることに留意されたい。 すべての D Uは、 ユーザ を識別するために異なるサイン波形を用い、 各 C Eは、 独立して、 各ユーザに対 してチャネル応答を推定する。 マルチユーザ信号分離は、 C D MAおよび M C— C D MA方式に対して提供され、 受信性能を向上させる。 無線移動体チャネルの中心的な性質のために、 統合マルチパス/ドップラー処 理は、 空間一時間処理などの、 他のダイバーシティ結合方法に対する代替を提供 する。 利用可能な空間が基地局に限定されているなどの一部の実用的な応用では 、 空間一時間処理技術を適用する場合、 良好なダイバーシティ利得を保証するこ とはできない。 従って、 統合空間一時間周波数処理は、 この問題に対して他のダ ィバーシティ結合方法を提供する。 なぜなら、 高レベルのダイバーシティディメ ンシヨンは、 性能を向上させるからである。 本発明を好ましい実施形態により記載したが、 他の様々な適応および変更が本 発明の精神および範囲内でなされ得ることは言うまでもない。 従って、 添付の請 求の範囲の目的は、 本発明の精神および範囲内にあるこのような変形および変更 をすベて網羅することである。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 受信信号からシンボルを回収するためのデジタル無線受信機であって、 トレーニング信号からチヤネル特性を生成するように構成されたチャネル推定 器と、
前記チャネル推定器に接続され、 メモリ及びプロセッサを有し、 前記メモリは 、 構成データ及び前記プロセッサ内で実行されるソフトウェアを格納する、 前記 チャネル推定器に対する受信機構成パラメ一夕を生成するためのパラメ一タコン トローラと、
前記パラメ一夕コントローラに接続され、 前記受信機を複数のマルチプレクシ ング方式に適応させるために、 前記受信機構成パラメ一夕に従って、 前記受信信 号をサンプルに分解するように構成され、 前記受信信号は、 送信信号の時間シフ ト及び周波数シフトコピーを含む分解ュニッ卜と、
前記分解ュニッ 卜に接続され、 前記サンプル及び前記チャネル特性の内積を形 成する結合器と、
前記結合器に接続され、 前記内積から送信シンボルを回収するように構成され た決定ュニッ トと
を備えたデジ夕ル無線受信機。
2 . 前記送信信号は、 デジタルベースバンド信号である
請求項 1記載の受信機。
3 . 前記分解ュニッ トは、
少なくとも 1つの周波数シフトステージと、
整合フィル夕ステージと、
少なくとも 1つの時間シフトステージと、
互いに直列に連続して接続されたサンプルステージと
を有する請求項 1記載の受信機。
4. 前記ステージは、 水平及び垂直方向に拡張可能である
請求項 3記載の受信機。
5. 前記少なくとも 1つの周波数シフトステージ、 前記整合フィル夕ステージ 、 及び前記少なくとも 1つの時間シフトステージは、 前記受信機構成パラメ一夕 によって制御されるソフトウエアである
請求項 3記載の受信機。
6. 前記整合フィル夕ステージのインパルス応答は、 前記受信信号及び周期的 にデスプレツ ドする信号の相互相関が、 ゼロ遅延を中心にピークを有するように 、 サイン波形 q (t ) 及び擬ランダムノイズシーケンスを整合するように設定さ れて前記受信機を C D M Aマルチプレクシング方式に適応させる
請求項 3記載の受信機。
7. 前記整合フィル夕のインパルス応答は、 前記受信機を TDMA、 FDMA 、 及び 0 F D Mマルチプレクシング方式の選択された 1つに適応させるためのデ ィラックのデル夕関数である
請求項 3記載の受信機。
8. 特定の受信機構成パラメ一夕 Tは、 前記送信シンボルの持続時間である 請求項 1記載の受信機。
9. 前記少なくとも 1つの時間シフトステージは、 特定の受信機構成パラメ一 夕 Tcの遅延を有し、 Tcは、 前記送信シンボルのチップの持続時間と等しい 請求項 3記載の受信機。
10. 前記少なくとも 1つの時間シフ 卜ステージは、 複数の出力ノードを有し
、 前記サンプルステージは、 前記複数のノードを T毎にサンプリングし、 サンプ ルの （K+ 1) X (N+ 1 ) マトリクスを形成し、 構成パラメ一夕 K及び Nは、 それぞれ、 周波数シフト及び時間シフトの数である
請求項 3及び 8記載の受信機。
11. 前記構成データは、 前記複数のマルチプレクシング方式に対するサイン 波形、 データレート、 チップレート、 及び送信機チップシーケンスを含む 請求項 1記載の受信機。
12. 前記決定ユニッ トは、 適応等化機能をさらに含む
請求項 1記載の受信機。
13. 前記受信機構成パラメ一夕は、 前記パラメ一夕コントローラによってリ アルタイムで変更される
請求項 1記載の受信機。
14. 特定のマルチプレクシング方式は、 TDMA、 FDMA、 CDMA, 0 FDM、 MC— CDMAマルチプレクシング方式の 1つから選択される
請求項 1記載の受信機。
15. デジタル無線受信機において受信信号からシンボルを回収するための方 法であって、
トレーニング信号のチャネル特性を推定するステップと、
受信機データ及びプロセッサ内で実行されるソフトウェアを前記プロセッサに 接続されたメモリに格納するステップと、
前記チャネル特性及び前記受信機データから受信機構成パラメータを生成する ステップと、
前記受信機を複数のマルチプレクシング方式に適応させるために、 前記受信信 号を前記受信機構成パラメ一夕に従ってサンプルに分解するステップであって、 前記受信信号が送信信号の時間シフト及び周波数シフトコピーを有するステップ と、 前記サンプル及び前記チャネル特性の内積を形成するステップと、 前記内積から送信シンボルを回収するステップと
を含む方法。
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