WO1999046878A1

WO1999046878A1 - Comb-like spectrum communication method of complementary series repetition modulation type

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Publication number: WO1999046878A1
Application number: PCT/JP1999/001185
Authority: WO
Inventors: Naoki Suehiro; Noriyoshi Kuroyanagi
Original assignee: Toyo Communication Equipment Co Ltd
Current assignee: Toyo Communication Equipment Co Ltd
Priority date: 1998-03-13
Filing date: 1999-03-11
Publication date: 1999-09-16
Anticipated expiration: 2000-09-13
Also published as: EP0984578A4; EP0984578A1; JP3301724B2; US6954422B1; CN1135766C; CN1269085A; JPH11261448A

Description

明細相補系列繰返し変調形櫛の歯状スぺクトル通信方式技術分野

本発明は相補系列繰返し変調形櫛の歯状スぺクトル通信方式に関し、特に遠近問題に係わる通信中断を解決する手段に関する。背景技術

近年の携帯電話や PHS( Personal Handyphone System)などの移動体通信システムにおいてはシステムに必要なチヤネル数を確保するために、時分割多元接続（Time Division Multiple Access, 以下 TDMAと記す）方式が採用されている。 TDMA 方式は、一定の割り当て周波数帯域を複数の利用者で共通に使用するために、この信号の時間軸を分割して各利用者に割り当てる方式である。しかし、使用可能な周波数域には周波数割り当てによる制限があり、また、時分割数にも技術的な限界があるので、各利用者に割り当てることができるチャネル数にも限界がある。近年、上述した移動体通信システムの利用者増加に伴い、システムにおいて必要なチャネル数を確保するために符号分割多元接続（Code Divi s ion Multip le Access ,以下 CDMA と記す）方式が提案されている。 CDMA 方式は、同じ帯域を複数の利用者が共用できるようにするため、各利用者を利用者に割り当てられたァドレス用拡散符号（固有符号）で識別する。そのため固有符号の識別が容易にできるように固有符号を情報信号よりも高速な数 MHz程度のクロック周波数の信号にして、更に、これを情報信号に乗算することにより送信信号の帯域幅を広げて（スぺクトル拡散して）伝送路に送出すると共に、受信側においては整合フィル夕等を用いて受信信号の相関特性を求めることにより固有符号を復調する。上述したように CDMA 方式は同じ帯域を複数の利用者が共用できるため、 TDMA 方式に比べて帯域幅当たりの利用者数を増大できる可能性があるが、同一帯域を共用するため他利用者からの信号の干渉による妨害のため、また、特に強い干渉波による後述する遠近問題のため同時通話チャネル数をあまり増大し得ないという問題がある。

図 10は、従来の CMA方式の構成例を示す機能ブロック図である。この図においてはシステム利用者が 4人の場合を想定し、利用者 Aから利用者 Bに、また、利用者 Dから利用者 Cに情報信号を伝送する場合について説明するので、利用者 Aと Dの受信機及び利用者 B と Cの送信機は省略している。

この例に示す C A 方式は、送信系として、それそれ送信情報発生器 100、（200)からの出力送信情報信号 a、（b)と各利用者に割り当てられた 1 チップの時間幅が At の固有符号を発生する第 1 の拡散符号（PN符号）発生器 101、（201)の出力信号とを乗算する第 1の乗算器 102、 (202) と、該第 1 の乗算器 102、（202)の出力信号と第 1 のローカル信号発生器 103、（203)の出力信号とを乗算するための第 2の乗算器（ミキサ） 104、 (204)とから構成される送信機 105、（205)を各利用者が所有する。

また、受信系として、それそれ空間を媒体とする伝送路 105を介して導かれる受信信号 110b、（110c)と第 2 の口一カル信号発振器 111、 (211)の出力信号とを乗算する第 3の乗算器 112、（212)と、該第 3の乗算器 112、（212)の出力信号と固有符号を発生する第 2の拡散符号（PN符号）発生器 112、（212)の出力信号とを乗算する第 4の乗算器 113、 (213) に接続された積分器 114、（214)とを備える整合フィルタ 115、（215)とから構成される受信機 116、（216)を各利用者が所有する。

なお、上記拡散符号の条件としては、（1)多くの利用者に固有符号の割り当てができるように符号の組合せが多いこと、（2 )異なる利用者の符号と区別がつくように相互相関が小さいこと、（3 )自局宛の信号を確実に捕捉して復調が容易なように同じ符号に対して鋭い自己相関をもつこと、（4 )第 3 者に通信内容を盗聴されないよう出来るだけランダムで周期の長い符号であること、等が要求される。これらの条件を満足する符号として、通常、 PN (擬似雑音）符号が利用される。

次に、この例に示した CDMA 方式の動作について説明する。まず、利用者 A が利用者 B に情報信号 a を送信するために、利用者 A の送信機 105 において、第 1 の PN符号発生器 101 の発生符号を利用者 B に割り当てられた固有符号 Mbに設定する。この固有符号 Mbと情報信号 aとを第 1の乗算器 102において乗算して上述したようにスぺクトル拡散すると共に第 2の乗算器 104と第 1のローカル発信器 103 とにより送信周波数に周波数変換（変調）して伝送路 110に送出する。

利用者 B の受信機 116 が上記送出信号を受信すると、該受信信号 110bは変調周波数 f t) と同じ周波数の出力信号を有する第 2の口一カル信号発振器 11 1 と第 3の乗算器 1 12 とによる周波数変換（復調）後に整合フィルタ 115 に出力される。整合フィルタ 115は動作原理上時間相関器として機能する（詳細は、例えば、 B . P . Lathi、山中惣之助、宇佐美興一共訳、通信方式、 p . 297、マグロウヒル好学社、昭和 56年 10月、参照）と共に、第 2の PN符号発生器 112は自局に割り当てられた固有符号 Mb を出力するので、固有符号系列 Mb の自己相関特性が整合フィル夕 115 から出力される。

図 11は、一例としての 7ビット PN符号の自己相関特性を示す図である。この図に示されるように PN符号の自己相関特性は位相が 1 ビットでもシフトしている系列との相関は小さいので、自局に割り当てられた固有符号と同じ符号が受信機に入力すると、整合フィル夕は鋭い自己相関特性を出力し、従って、受信機は容易に受信信号が自局宛の信号かどうか判定することができる。

このとき、上述した利用者 Aから利用者 Bへの情報信号 aの送信と並行して利用者 Dから利用者 Cへの情報信号 bの送信が行われると、利用者 Aの送信機 105における送信動作と同様に、利用者 Dの送信機 205において、第 1 の PN符号発生器 201 の符号を利用者 C に割り当てられた固有符号 Mcに設定する。この固有符号 Mc と情報信号 bとを第 1の乗算器 202において乗算してスぺクトル拡散すると共に第 2の乗算器 204と第 1のローカル発信器 203の出力信号とにより送信周波数に周波数変換 (変調）して伝送路 1 10に送信信号を送出する。

従って、利用者 Cの受信機 216が利用者 Dから送信された信号を受信すると、 PN 符号発生器 212 が拡散符号として自局に割り当てられた固有符号 Mc を出力するので、上述した利用者 Bの受信器 116 と同様な動作をすることにより整合フィルタ 215 から図 1 1 に示されたような自己相関特性を出力する。その結果、利用者 Cの受信機 216は、この受信信号が自局宛の信号であることを認識する。

—方、利用者 Dの送信機 205から送信される PN符号 Mc により拡散された信号は、伝送路 1 10を介して利用者 Bの受信機 1 16にも入力するので、整合フィル夕 1 15 からは利用者 C の固有符号 Mc と利用者 Bの固有符号 Mb との相互相関特性が出力される。

図 12 は、 PN符号の相互相関特性の概念を示す図である。詳細は、例えば、文献「横山光雄、スペクトル拡散通信システム、 pp . 406-409、科学技術出版社、昭和 63年」に記述されているので詳細な説明は省略するが、要は異なる PN 符号間の相互相関特性は、 PN 系列の組合せにより様々な値をとり、図 1 1 に示した自己相関特性のように定まった値をとることがない。従って、整合フィルタ 115 の出力には図 1 1 に示した自局宛信号を検出するための自己相関特性と共に図 12 に示した不要な相互相関特性が発生することになるが、通常、相互相関特性のレベル値は自己相関特性よりも充分低くなるように、各利用者に割り当てる Mb、 Mc 等の固有符号を相互に類似させないように設計する。

しかしながら上述したような従来の拡散符号として PN 符号を用いる CDMA方式においては以下に示すような大きな問題点があった。つまり、移動体通信においては各利用者は任意に移動しているので、各利用者の位置関係によっては自局受信機に入力する他局宛の信号（干渉波）レベル (図 12 に示した相互相関特性）が自局宛の信号レベル（図 1 1 に示した自己相関特性）よりも高くなる場合が発生する。これは、 CDMA 方式における遠近問題として周知されており、このとき自局宛信号は干渉波にマスクされるので、自局宛信号の検出が不可能となる。さらに、後述する反射波によるマルチパス信号も干渉波と同様に受信検出を妨害するなどの通信障害が発生する。

従って、この遠近問題を回避するために、各利用者の移動に伴いシステム全体において各送信機の送信電力レベルをそれそれ適切に制御することが不可欠であり、そのためシステム構成が複雑且つ大規模になる欠点があった。

本発明は、上述した従来の CDMA 通信方式に関する問題を解決するためになされたもので、入力干渉波による整合フィル夕出力（干渉波と希望局信号との相互相関特性）を零レベルにし、もって遠近問題を解決するものである。この機能により、本発明は各送信機の送信電力レベル制御を不要とする簡単なシステム構成を可能とし、マルチパス信号の分離機能も容易に実現できる C腿 A通信方式を提供することを目的とする。発明の開示

上記目的を達成するために、本発明に係わる相補系列繰返し変調形櫛の歯状スぺクトル通信方式の請求項 1記載の発明は、直接拡散型相補系列繰返し変調形櫛の歯状スぺクトル通信方式において、 2 以上の整数を Nとし、 N個の自己相補系列からなる組を各利用者に割り当てると共に、前記自己相補系列の 1つを複数回繰り返すことにより、周波数スぺクトルの重複がない N個の櫛の歯状スぺクトルをもつ信号に変換し、前記自己相補系列の関係にある N個の相補系列を前記 N個の櫛の歯状スぺクトルに割り当てるようにして送信信号を構成する。

本発明に係わる相補系列繰返し変調形櫛の歯状スぺクトル通信方式の請求項 2記載の発明は、請求項 1記載の相補系列繰返し変調形櫛の歯状スぺクトル通信方式において、前記 N個の櫛の歯状スぺクトルが重複しないように基準周波数にシンボル周期 T の逆数 fT の K 倍、ここで、 Κ=0 , 1，2 , · · · Ν-1、の周波数を加えた Ν個のシフト搬送波を準備し、その各々を前記 Ν個 1組の互いに自己相補系列の関係にある各相補系列の繰り返し系列を用いて変調して作成した信号を Ν個合成することにより前記送信信号を構成する。

本発明に係わる相補系列繰返し変調形櫛の歯状スぺクトル通信方式の請求項 3記載の発明は、請求項 2記載の相補系列繰返し変調形櫛の歯状スペクトル通信方式において、前記各利用者に割り当てた自己相補系列の Ν個の組が他の利用者に割り当てた同様な Ν個の組との間において互いに相互相補系列となるように前記自己相補系列の組を構成すると共に、すべての利用者において使用する搬送波を前記 Ν個のシフト搬送波とする

本発明に係わる相補系列繰返し変調形櫛の歯状スぺクトル通信方式の請求項 4記載の発明は、請求項 2記載の相補系列繰返し変調形櫛の歯状スペクトル通信方式において、前記各利用者に割り当てた自己相補系列の組が他の利用者に割り当てた同様な系列の組との間において互いに相互相補系列の関係にないとき、各利用者に割り当てた各相補系列が互いに周波数の異なるシフト搬送波を変調することにより送信信号を構成す 0

本発明に係わる相補系列繰返し変調形櫛の歯状スぺクトル通信方式の請求項 5 記載の発明は、請求項 1、請求項 2、請求項 3 または請求項 4 記載の相補系列繰返し変調形櫛の歯状スぺクトル通信方式において、受信側において、前記 N個 1組の自己相補系列の各々を繰り返す符号の一部に整合する整合フィル夕を、前記 N個 1組の自己相補系列に対応して N個並列に配置すると共に、該 N個の整合フィル夕の相関出力を加算した結果に基づき送信情報を検出するように構成する。

本発明に係わる相補系列繰返し変調形櫛の歯状スぺクトル通信方式の請求項 6 記載の発明は、請求項 1、請求項 2、請求項 3 または請求項 4 記載の相補系列繰返し変調形櫛の歯状スペクトル通信方式において、前記 N個 1組の自己相補系列の繰り返し系列からなる有限長周期系列の前部外側と後部外側とに該有限長周期系列の後部と前部の複数チップを複製してそれそれ付加した擬似周期系列を各利用者に割り当てる符号として用いると共に、受信側において前記擬似周期系列に拡張する前の前記有限長周期系列に整合する整合フィル夕を用いて復調する。

本発明に係わる相補系列繰返し変調形櫛の歯状スぺクトル通信方式の請求項 7記載の発明は、請求項 5及び 6の整合フィル夕の代わりにコンボルバを用いて相関出力を得るようにした。図面の簡単な説明

図 1 は本発明に係わる CDMA通信方式の第 1 の実施の形態例を示す機能ブロック図である。

図 2 は自己相補系列（AO )の回繰り返し系列を搬送波 f O により変調した場合の周波数スぺクトル図である。

図 3 は自己相補系列（A1 )の 2回繰り返し系列を搬送波 f l により変調した場合の周波数スペクトル図である。

図 4はマルチパス発生の概念を説明する平面図である。

図 5はマルチパス信号の自己相関特性を示す図である。

図 6 は本発明に係わる CDMA通信方式の第 1 の実施の形態例における各利用者に割り当てられた符号系列と周波数スぺクトルの関係を示す図である。

図 7は方形波を用いた拡散符号波形（ベースパンド）が無限に繰り返される場合のスぺクトルを示す図である。

図 8は本発明に係わる CDMA通信方式の第 2の実施の形態例における各利用者に割り当てられた符号系列と周波数スぺクトルの関係を示す図である。

図 9は希望波信号 υ Aのフレーム構成例を示す図である。

図 10は従来の CDMA通信方式の構成例を示す機能プロック図である。図 11は 7ビット PN符号の自己相関特性の一例を示す図である。図 12は PN符号の相互相関特性の概念を示す図である。発明を実施するための最良の形態

以下、図示した実施の形態例に基づいて本発明を詳細に説明する。図 1 は本発明に係わる通信方式を CDMA通信方式に適合した場合の第

1 の実施の形態例を示す機能ブロック図である。この図においてはシステム利用者が 4人の場合を想定し、従来技術の説明と同じように利用者

Aから利用者 B に、また、利用者 Dから利用者 C に情報信号を伝送する場合について説明するので、利用者 Aと Dの受信機及び利用者 B と Cの送信機は省略している。

また、後述する固有符号として用いる自己相補系列は N 組（N は 2 以上の整数）を各利用者ごとに割り当てる事が可能であるが、説明が煩雑になるので N=2、即ち、 1 対の自己相補系列を各利用者が使用する場合について説明する。

この例に示す CDMA通信方式は、送信系として、送信情報 a、（b)を出力する送信情報発生器 10、（20)と各利用者に割り当てる固有符号を発生する第 1の拡散符号としての 1対の自己相補系列発生器 11ひ、 11 ?、 (21ひ、 21 ? )の出力信号とを乗算する第 1の 1対の乗算器 12ひ、 12^、 (22ひ、 22 ? )と、該第 1 の乗算器 12α、 12 ?、（22ひ、 22/5 )の出力信号と第 1 の 1 対のローカル信号発生器 13ひ、 13 ?、（23ひ、 23 ? )の出力信号とを乗算するための第 2 の 1 対の乗算器（ミキサ） 14ひ、 14 ?、 (24α, 24 ? )の出力を加算する第 1 の加算器 15、（25)とから構成される送信機 1、（2)を各利用者が所有する。

また、受信系として、空間を媒体とする伝送路 19 を介して導かれる受信信号 19a(19b)と第 2の 1対のローカル信号発振器 30ひ、 30 ? (40ひ、 40/5 )の出力信号とを乗算する第 3の 1対の乗算器（ミキサ） 31ひ、 31 ?、 (41ひ、 41/5 )に接続された 1 対の整合フィルタ 32ひ、 32 ? (42ひ、 42 ? )と、該整合フィルタ 32ひ、 32/5(42ひ、 42 ? )の出力を加算する第の加算器第 33、（43)とから構成される受信機 3、（4)を各利用者が所有する。ここで、各整合フィルタ 32ひ、 32^ (42α, 42 ? )は内部の機能プロックの図示を省略したが、入力信号と各利用者に割り当てた固有符号（自己相補系列）を発生する第 2の符号発生器の出力信号とを乗算する乗算器と、該乗算器に接続された積分器とを備えた時間相関器として機能すること従来のものと同じである。ここで受信機 3 , 4に用いた整合フィルタ 32ひ、 32 ?、 42ひ、 42 ? の代わりにコンボルバを用いたとしても、同様な相関出力を得ることができる。この場合、上記コンボルバ、例えば 32αの参照入力は、系列 A0A0 となる。

さて、この例に示した CDMA 通信方式の動作説明に先立ち、本発明を特徴づける拡散符号（固有符号）として用いる自己相補系列の相関特性と該自己相補系列を繰り返して構成する符号の周波数スぺクトル特性について詳しく説明する。

まず、一例として次の 8チップの符号系列を考える。即ち、

A0=(1，1，1，-1,1,1，- 1,1) (1)

Al=(l, -1,1,1, 1,-1, -1,-1) (2)

B0=(1，1,1，-1,-1，-1,1，- 1) (3)

Bl=(l，- 1，1,1，-1，1，1，1) (4)

AOの自己相関関数を求めると、

AO *A0=( 1,0, 1,0, 3, 0,-1 ,8, -1,0, 3, 0,1, 0,1) (5) となる。また、 A1の自己相関関数は、

A1*A1=(- 1,0,- 1，0广 3，0，1，8,1,0，-3,0,-1,0，- 1) (6) となる。そこで、 AO と A1の自己相関関数の和をとると

AO *A0+A1*A1=( 0,0, 0,0, 0,0, 0,16, 0,0 ,0,0, 0,0,0) (7) となり、中央ビット以外にサイド口一ブを発生しない系列を得る。このとき、 {A0，A1}を自己相補系列という。

同様にして、 B0 と B1 のそれそれの自己相関関数を求め、両者の和をとると、

B0*B0=(- 1，0,- 1，0,- 3，0，1,8，1,0，- 3,0，- 1，0，-1) (8) B1*B1=( 1,0, 1,0, 3, 0,0, -1,8, -1,0, 3, 0,1, 0,1) (9)

B0*B0+B1*B1= (0,0,0,0,0,0,0,16,0,0,0,0,0,0,0) (10) となるので、 {B0，B1}も自己相補系列である。

更に、（1)式の AOを（2)式により表される B0の整合フィル夕に入力すると、上述したように整合フィル夕は時間相関器として動作するので、該整合フィル夕の出力に AO と B0 との相互相関関数として

AO *B0=(-1, 0,-1, 0,-5, 0,3, 0,1, 0,1 ,0,1 ,0,1) (11) が得られる。

同様にして A1 を B1の整合フィル夕に入力すると、該整合フィル夕の出力に A1 と B1 との相互相関関数として、

A1*B1=( 1,0, 1,0, 5, 0,-3, 0,-1, 0,-1, 0,-1, 0,-1) (12) が得られる。そこで、（11)式と（12)式との和をとると

A0*B0+A1*B1 =(0,0，0，0,0，0,0，0，0，0，0,0，0，0,0) (13) となる。

次に、上記とは逆に（3)式の B0が（1)式で表される AOの整合フィル夕に入力すると、上記と同様に該整合フィル夕の出力に B0 と A0 との相互相関関数として

B0*A0=( 1,0, 1,0, 1,0, 1,0, 3, 0,-5, 0,-1, 0,-1) (14) が得られ、（4)式の B1が（2)式で表される A1の整合フィル夕に入力すると、該整合フィル夕の出力に B1 と A1 との相互相関関数として

B1*A1=(-1,0,-1，0，- 1， 0,-1，0,-3, 0,5， 0， 1,0,1) (15) が得られる。そこで、（14)式と（15)式との和をとると

B0*A0 + B1*A1 =(0,0,0，0，0，0，0，0,0，0,0,0,0,0，0) (16) となる。

つまり、自己相補系列 {ΑΟ,ΑΙ} と {ΒΟ,ΒΙ} とは、相手系列の 1対の整合フィル夕の出力において和をとると、（13)式或いは（16)式で表されるようにその相互相関関数は零となる。このような関係にある {ΑΟ,ΑΙ} と {ΒΟ,ΒΙ} とを相互相補系列といい、更に、 {Α0，Α1} と {ΒΟ,ΒΙ} とが、それそれ自己相補系列である場合 [ {Α0，Α1} と {ΒΟ,ΒΙ} ]を完全相補系列という。

ここで 1個の基本系列 AO がフレーム周期 T毎に繰返される波形の周波数スぺクトルを説明する。

AO の長さは L0 をチップ数/系列とすれば、 T=LOAtO で与えられる。このィンパルス列の信号が T秒毎繰り返されるベースバンド帯域の周期信号のスぺクトルは、 DFT (離散フーリエ変換）分析により fcO=l/AtO、 fT=l/Tとして、 - fc0/2〜0〜fc0/2に亘り Πの整数倍を要素とする基本スペクトルとなる。すなわち、このベースバンド信号はそのセン夕が =0で ':^ =-∞〜-2,-1，0，1，2，〜∞)に成分をもっスぺクトルである。しかし、実際上、インパルス伝送は不可能であるので、インパルスの代わりに、例えば、時間幅厶 to の方形波を用いると、そのスペクトルは- fcO〜0〜fcO に亘るスぺクトルで近似的に表現され、このスぺクトルの中に信号エネルギの 90%以上が含まれる。（- fc0〜0〜： fcO) 以外に含まれる成分は帯域外成分である。 L0=8 とした場合の方形波を用いたベースバンド波形が周期 Tで無限に繰り返されている場合のスぺクトルは、 DFT分析により図 7のようになる。 f=±fcO におけるスぺクトル振幅は標本化関数の 0点に一致するので消失し、 f=0の両側の振幅が次第に減少する標本化関数を包絡線とする振幅特性を示す。

次に、上記自己相補系列を複数回繰り返して構成した符号の周波数スぺクトルについて説明する。例えば、上述した AO を 2 回繰り返して構成した符号は、

A0A0 = (1，1,1，-1,1,1,-1，1，1，1,1，- 1,1,1,- 1,1) (17) と表され、 2 回繰り返す周期性のため、周波数スぺクトルは所定の周波数成分が欠落した櫛の歯状スペクトルとなる。もし、 Tの中に 2個基本系列を含めると、 T=LAt、 L=2L0=16 となるので、 lt二 Δΐ0/2、従って、 fc=l/At=2fcO となり、占有帯域は倍となるが kfT(k:奇数）のスぺクトルは零となる。この櫛の歯状スペクトルは、このままでは後述する A1 の 2 回繰り返し符号（A1A1)のスぺクトルと一部重複するので、お互いに周波数をシフトして使用することができる。

図 2 はこのスペクトルをもつ信号により fO を DSB-AM (両側波帯振幅変調）で変調した場合のスぺクトルの正周波数の部分を示す（負周波数成分と帯域外成分の表示を省略し、方形波に基づく振幅の減少特性も省いて表示している）。基本系列を 2 回繰り返したこと及びパルス幅が 1/2になったことにより、 fc=2fc0となり、 k'fT (k:奇数）の周波数における振幅は 0となる。

一方、上述した A1を 2回繰り返して構成した符号は、

A1A1=(1，-1,1,1,1，- 1,-1， -1， 1,-1,1， 1，1，-1，-1， -1) (18) と表され、この符号の周波数スぺクトルも上記図 2と同様な櫛の歯状スベクトルを有する。図 3 は、（18)式の符号系列により周波数 fl=fO+fT のシフト搬送波を変調（周波数変換）した場合の周波数スぺクトルを示す図である。ただし、 fT=l/Tであり、周波数 Πは図 2 と図 3 に示すスぺクトルがちょうど食い違うように設定している。

従って、図 2と図 3とに示す信号、つまり（17)式と（18)式とにより示される符号は、スぺクトルが重ならないのみならず Π=1/Τ の整数倍だけ離れているので、後述する条件の下で同時に送信してもお互いに干渉しない性質（直交性）を有している。

上記直交性は、上記と同様な論理により Β0 の繰り返し系列 B0B0 と B1の繰り返し系列 B1B1 との関係に対しても成立する。

要するに、複数の符号が互いに相互相補系列の関係にある自己相補系列の組合せであれば各組合せ系列の対応する系列間の相互相関の和はレベル零の特性（無相関特性）を呈すると共に、系列を複数回繰り返して構成した符号系列は空隙スぺクトルを作るので、互いにスぺクトルが重ならないように搬送波の周波数を設定する手段を用いて同時に送信することができる特徴を有する。

以上、図 1 に示した第 1 の実施の形態例としての C A通信方式に係わる動作説明をするために、本発明を特徴づける自己相補系列と相互相補系列の相関特性及びこの自己相補系列を複数回繰り返して構成した符号の空隙スぺクトルをもつ周波数特性とについて説明した。以上の自己相補系列を用いる符号の特性を考慮しつつ、図 1 に示した CDMA通信方式の動作について説明する。

各利用者に割り当てる固有符号の一例として、上述した（1 )〜（4 )式の自己相補系列を 4回繰り返して構成する符号を使用する場合について説明する。従って、この符号は長さが 32 ビット、復調周期 16 ビットの擬似周期系列でもあるから、シフト搬送波 f 0 と Π とを f 0+KfT ( K=0, l , 2 , ' '，， 1 )のように設定すれば 1対の自己相補系列を構成する各符号はスぺクトルの重なりがないので同時に送信することができる。

まず、利用者 Αが利用者 Β に情報信号 aを送信するために、利用者 A の送信機 1 において、第 1 の 1 対の自己相補系列発生器 11ひ、 11 ?から出力する系列を利用者 B に割り当てられた固有符号 A0A0A0A0、 A1A1A1A1 に設定する。

送信信号として、この固有符号と情報信号 aとを第 1の 1対の乗算器

12ひ、 1 ?においてそれそれ乗算してスぺクトル拡散すると共に第 2の 1 対の乗算器 14ひ、 14 ?と第 1 の 1 対の口一カル発信器 13ひ、 13 /3とにより送信シフト搬送波周波数 fO，f lにより周波数変換（変調）した後に加算器 15 により加算して伝送路 19に送出する。このとき、上述したように擬似周期系列の性質により、符号 A0A0A0A0 と符号 A1A1A1A1 とはスぺクトルが重ならないように送信搬送波周波数 fO と f l ( = fO+fT) とを設定しているので、同時に送信したこれらの信号を受信側で T秒間にわたり相関検出すると、両者の周波数成分は直交するので、両者の間の符号間干渉はない。

利用者 Βの受信機 3が上記利用者 Αの送信信号を受信すると、それそれ周波数 fO と fl の信号を出力する第 2 の 1 対のローカル信号発振器 30ひ、 30/5と第 3 の 1 対の乗算器 31ひ、 31 ?とによる周波数変換（復調）後に 1 対の整合フィル夕 32ひ、 32 ?にそれそれ出力される。整合フィル夕 32ひ、 32 ?は上述したように時間相関器として機能するので、その結果、入力符号の相関特性を出力する。

ここで、この相関特性について定量的に説明するため上述した変調と復調の信号を数式で表す。まず、符号 AOAOAOAO を fO で変調し、： fO で復調すると再び符号 AOAOAOAOが得られるが、 AOAOAOAOを fOで変調し、 flで復調すると

(A0A0)_f 0 , _{f x} (A0A0)_f o , _f ! (19)

と表されるものが得られる。また符号 A1A1A 1 を fl で変調し、 fO で復調すると

(AlAl)_f i , _f 。（AlAl)_f ! ,, _ft o。（20)

と表されるものが得られ、符号 A1A1A1A1 を fl で変調し、 fl で復調すると再び符号 A1A1A1A1が得られる。

次に、 AO の整合フィル夕に AO が入力すると整合フィル夕は前記（5) 式に示したように

AO *A0=( 1,0, 1,0, 3, 0,-1, 8, -1,0, 3, 0,1, 0,1) (5) を出力するので、図 1 に示された利用者 B の受信機に使用される A0A0 の整合フィル夕に AOが入力すると、（5)式と同様な処理により整合フィル夕は

AO * A0A0=( 1,0, 1,0, 3, 0,-1, 8, 0,0, , 0,4, 0,0, 8, -1,0, 3, 0,1, 0,1) (21)を出力する。従って、図 1 に示した利用者 B の受信機を想定して A0A0 の整合フィル夕に fO により復調された符号 AOAOAOAO が入力すると該整合フィル夕は

AOAOAOAO *A0A0=( 1,0, 1,0, 3, 0,-1, 8, 1,0, 5 ,0,7, 0,-1

16,0，0，8，0,8，0,0，16，0,0，8，0，8，0,0

16,-1,0,7,0,5,0,1,8,-1,0,3,0,1,0,1) (22) の自己相関特性を出力する。

次に、 A0A0 の整合フィル夕に Π で変調されて f0 で復調された A1A1A1A1 符号、即ち、（20)式の（AlAl)_f し _f 。（AlAl)_f しで。が入力すると該整合フィルタは

(AlAl)_f 丄， _f 。（AlAl)f 丄， _f 。 *A0A0

=(pl5,pl4，pl3,pl2,pll,pl0，p9,p8,p7，p6，p5,p4,p3，p2，pl,

0， 0， 0， 0， 0， 0， 0， 0， 0， 0， 0， 0， 0， 0， 0， 0，

0，ql,q2，q3，q4,q5,q6，q7,q8,q9,ql0，qll,ql2,ql3，pl4,ql5) (23) の相互相関特性を出力する。ここで、 pi、 qj は符号の系列に対応して零以外の数値をとる（偶然零になる場合もある）。従って、（23)式に示されるように A0A0の整合フィル夕に符号 A1A1A1A1が入力しても、出力相関値の中央ビットを基準にして左側- 8 シフトチップから右側 +8 シフトチップ成分までは零値となるので、この範囲において（22)式の自己相関特性に影響を与えない。

また、 A1A1 の整合フィル夕に A1A1A1A1 が入力すると、該整合フィル夕は（22)式と同様にして

A1A1A1A1*A1A1=(- 1，0，- 1,0,- 3,0,1，8，- 1，0，-5，0，-7，0,1

16,0,0,-8,0,-8,0,0,16,0,0,-8,0,-8,0,0

16,1,0,-7,0,-5,0,-1,8,1,0,-3,0,-1,0,-1) (24) の自己相関特性を出力する。さらに、 A1A1 の整合フィル夕に fO で変調されて fl で復調された符号 A0A0A0A0、即ち、（19)式の（A0A0)_{f 0} , _f j (A0A0)_{f 0} , _f iが入力すると、該整合フィル夕は（23)式と同様な処理により

(A0A0)_f 0 , _f ！ (A0A0)_f o , _f ！ *A1A1

=(Γ15，Γ14，Γ13,Γ12，Γ11，Γ10,Γ9，Γ8，Γ7，Γ6，Γ5，Γ4，Γ3，Γ2，Γ1，

0， 0, 0， 0, 0， 0， 0， 0， 0, 0， 0， 0， 0， 0， 0， 0，

0,sl，s2，s3,s4，s5，s6,s7,s8，s9,sl0，sll，sl2,sl3，sl4，sl5) (25) の相互相関特性を出力する。ここで、 ri、 sj は上記 pi,qj と同様に符号の系列に対応して零以外の数値をとるが、中央ビットより左側- 8 シフトチップから右側 +8 シフトチップにおいて零値となるので、（25)式は（23)式と同様にこの範囲において（24)式の自己相関特性に影響を与えない。

従って、最終的に、利用者 Aの送信機 1 において符号 A0A0A0A0 に送信情報 aを乗算して fOにより変調したものと、符号 A1A1A1A1にも同じ情報信号 aを乗算して Πで変調したものとを加算して送信した信号は、 a {(A0A0)_f 。（AOAO 。+(AlAl)_f , (AlAl)_f ,} (26) と表され、利用者 Bの受信機 3においてそれそれ f0及び flで復調すると、 f0により復調したものは

a {(A0A0)_{f o}, _{f O}(A0A0)_f o, _{f 0} + (AlAl)_{f f 0}(AlAl)_{f lt f 0}} (27) となり、 flにより復調したものは

a {(A0A0)_{f o}, _f

_{1( f} J (28) となる。

fOで復調した（27)式の信号が A0A0の整合フィル夕に、 flで復調した (28)式の信号が A1A1 の整合フィル夕に入力した場合、両整合フィル夕の出力を第 2の加算器 33を用いて加算すると、

a {(A0A0)_f 0, _{f o}(A0A0)_f o, _{f 0} + (AlAl)_{f 1; f 0}(AlAl)_{f f 0} } *A0A0 + a {(A0A0)_f 。， _{f 1}(A0A0)_f o, _{f y} + (AlAl)_f し _f

_t, _f J *A1A1 (29)

となるが、上式の上段に（22)式及び（23)式を、また、上式下段に（25)式及び（24)式を適用すると、

a(pl5 + rl5,pl4+rl4,pl3+rl3, ₃p3+r3,p2+r2,pl+rl,

32, 0， 0, 0， 0, 0, 0， 0， 32, 0, 0， 0， 0, 0， 0, 0，

32,ql + sl,q2+s2,q3+s3₅ , ql3 + sl3, ql4+sl4, ql5 + sl5 )

(30)

となり、中央チップ（32 の値）を基準として左側- 7 シフトチップから -1 シフトチップまでと右側 +1 シフトチップから +7 シフトチップまでの範囲においてサイドローブのない鋭い自己相関特性を得ることができるので、容易に受信信号が自局宛の信号であることを判定することができる。

—方、上述した利用者 Aから利用者 Bへの情報信号 aの [A0、 A1] による送信と並行して、利用者 Dから利用者 Cへ自己相補系列 [B0、 B1] 及び上記と同じ周波数 f0と flの搬送波を用いて上記と同一方法により情報信号 bの送信を図 8に示す周波数配列（f0、 flの右側の表示）を用いて行う方式を考える。この方式においては、信号 [B0、 B1] が干渉波として利用者 Bの受信機 3にも混入する。この動作を定量的に説明すると、利用者 Dの送信機 2において、利用者 Aの送信機 1 と同じ処理により拡散符号 B0B0B0B0に送信情報 bを乗算して f0で変調し、また、他の拡散符号 B1B1B1B1にも同じ送信情報 bを乗算して flで変調し、両信号を加算して送信すると、（26)式と同様に

b {(B0B0)_f 。（B0B0)_f 。 + (BlBl)_f , (BlBl)_f (31) となる。これを利用者 Bの受信機 3においてそれそれ fO及び flにより復調すると、 f0により復調したもは、

b {(B0B0)_{f O f O}(B0B0)_{f o}, _{f 0} + (BlBl)_{f f 0}(BlBl)_{f f 0}} (32) となり、 flにより復調したものは

b {(B0B0)_{f O}, _f !(B0B0)_f o , _{f l} + (BlBl)_{f { i} M)_{t lt f} J (33) となる。

fOで復調した（32)式の信号は A0A0の整合フィル夕に、 Πで復調した (33)式の信号は A1A1 の整合フィル夕に入力するので、両整合フィル夕の出力を加算すると、（29)式と同様に

b {(B0B0)_f 0 , _{f o}(B0B0)_{f 0) f 0} + (BlBl)_f し _{f 0}(BlBl)_{f f 0} } *A0A0 + b {(B0B0)_f o , _f !(B0B0)_f o , _{f l} + (BlBl)_{f f} BlBl _f J *A1A1 (34)

となるが、（29)式から（30)式を導くときの同一処理を適用すれば、（34) 式は

b(pl5' +rl5， ,ρ14' +rl4，，pl3， +rl3，，，p3， +r3'，p2， +r2，，pl， +rl，，

0, 0， 0， 0， 0, 0， 0， 0, 0， 0, 0, 0， 0， 0, 0， 0，

0， ql， +sl，， q2， +s2，， q3， +s3，，， ql3， +sl3，， ql4， +sl4，， ql5， +sl5， ) (35)

となり、中央チップを基準として左側- 8 シフトチップから右側 +8 シフトチヅプまでが零値となる。

従って、利用者 Bが利用者 Aから送信された信号 [A0、 A1] を（30)式の自己相関特性における左側- 7 シフトチップから右側 +7 シフトチップの範囲の相関値に基づいて自局宛の信号であることを判定するとき、他局（利用者 D)から送信された信号 [B0、 B1] が利用者 Bの受信機 3に混入しても（35)式に示されるように左側- 8 シフトチップから右側 +8 シフトチップの範囲の相関値が零であるので、上記（30)式を用いる自局宛信号の判定には影響しない。これは、両者が同一帯域 { (fO-l/At)〜 (fl + l/At)} を用いているが、 [ΑΟ,ΑΙ] 系列と [ΒΟ,ΒΙ] 系列とを相互相補系列に設定しているためである。よって、本発明に係わる CDMA 通信方式は、自局宛信号を判定する自己相関特性の期間（時間）において、混入する他局宛信号の相関特性が必ず零になるので、上述した従来の各利用者の位置関係による遠近問題が発生しない。その結果、各利用者の移動に伴う各送信機の送信電カレべル制御が不要になるので、システムを極めて簡単に構成することができる o

更に、上述した他局から混入する信号の相関特性が零になる特性を利用することで、本発明に係わる CDMA 通信方式は市街地の移動通信において問題となるマルチパスの分離も容易に行うことができる。図 4は、マルチパス発生の概念を示す平面図である。送信機 41 から出力する送信信号は、受信機 42 に直接到達する直接信号 43 と反射物 44 により反射して受信機 42に到達するマルチパス信号（反射信号） 45 とに分離され、マルチパス信号 45 が直接信号 43 と同一レベルで受信機 42 に到達すると位相のずれた同一レベルの信号が受信機 42 に入力するので、波形ひずみ等を引き起こして受信機 42の受信性能を劣化させる。

図 5 は、上述したマルチパス信号 45 が受信機に入力した場合に図 1 に示した第 1 の加算器 33 ( 43 )出力における自己相関特性を示す図である。上述したように自己相関特性は中央ビットを基準にして左側- 7 シフトチップから右側 +7 シフトチップの範囲においてサイドローブを発生しないので、（30 )式で表される直接信号（実線）とマルチパス信号（破線）とが位相ずれ（時間遅延 TM )として分離できる。受信波の受信信号の同期を確立すれば中央チップ位置が明確になる。それ故に、直接波と遅延波との遅延時間の差をて d= r M- r 0 として、基本系列 A0、 A1 のチップ長を L0 とすれば、 TM=L0厶 t-て d > 0 である限りマルチパス信号を確実に分離することができる。

本発明の方式は、干渉波の入来位相が希望波の入来位相と一致することを前提として構築されている。もし、位相差が存在し、図 9のように干渉波信号 B のフレームの境界が希望波信号 A のフレームの中にある場合、 B はその情報 bで変調されているので、上述の説明で想定した信号とは異なり干渉による相関が生ずる。

しかし、現実には、干渉のフレーム位相を厳密に同期させることは困難であるが、その時間差を図示の r di f 以下に保つように制御することは TDMA による移動通信方式などで実現されている。このような準同期技術を用いることにし、予め信号の復調相関に用いるフレーム長 TDEM よりも長いフレーム長' （擬似周期） TEをもつ信号 A、 Bを送信すれば、両フレームの受信時間差て dif がて difく TA であれば、リ A の復調時間 TDEM の中には、変調を受けない干渉波が入来することになるので、 B による相関は発生しない。拡大フレーム A は、リ A の後半と前半の一部を Aの前部と後部に付加することにより作られる。図 9 は簡単な例として Aの構成要素 AOを前後に付加した場合を示している。

なお、 1 人の利用者が 2 つの送信機を使用し、他の 1 人の利用者が 2 つの受信機を使用する場合は、例えば、図 1に示した送信機 1 と送信機 2 とを 1人の利用者が使用すると共に受信機 3 と受信機 4 とを他の 1人の利用者が使用することになるので、 1人の利用者が送信情報 a と b とを同時に送信することができ、結果として伝送速度を 2倍に上げた効果を得ることができる。

以上説明した本発明に係わる第 1の実施の形態例においては、各利用者に共通に 2つの周波数の異なる搬送波 fO， f lを割り当てると共に各利用者に拡散符号を相互相補系列となるように割り当てることにより自局に混入する他局宛信号の相関値が零となるように構成した。それ故に、相補系列の組合せ数が mならば、 m個の同時通話がほぼ同一帯域を用いて相互干渉無く実現できるが、本発明の実施にあってはこの例にかぎらず、例えば、後述する第 2の実施の形態例として各利用者に割り当てる拡散符号は第 1の実施の形態例と同じ自己相補系列とするが、各利用者間に割り当てる符号を相互相補系列とはせず、各利用者において使用する搬送波の周波数を相違させるように構成し、周波数多重分割方式としてもよい。

図 6は、第 1の実施の形態例である図 1のシステム構成を用いた場合に対する符号とスぺクトルの関係を示す図である。即ち、 4 人の利用者がそれそれ情報信号を送信する場合に、送信先の各利用者に割り当てた自己相補系列を繰り返して構成する符号対とそのスぺクトルの関係を示す図である。ただし、スぺクトルの図示を簡単にするため各自己相補系列は 8チッブの基本系列の 4個による繰り返しにより構成されているとする。例えば、送信（A→B)に対し式（1)の A0、式（2)の A1を仮定する。これらの繰返し系列がそれそれ（fO,fl)を変調した出力のスぺクトルが図 6の上部に示されている。

図 6は後述する図 8の場合と異なり、上記の A0，A1とは互いに相互相補系列の関係にある式（3)の B0と式（4)の B1の組を他の送信（D→C)に対して用いている場合で、 B0、 B1 が（fO，fl)を変調した出力のスぺクトルは図 6の下部に示されている。符号 AO と B0 とは搬送波 fOを、符号 A1 と B1 とは搬送波 flを変調して送信波を生成する。送信（A→B)用搬送波のスペクトルと送信（D→C)用搬送波のスペクトルは、図 6に示すように合致するが、互いに相互相補系列の関係にあるので、受信側では干渉を生じない。他の送信（B→A)、（C→D)に対しては、それそれ（A0，A1)、 (B0，B1)の繰返し符号系列を用い、 f0、 fl とは異なる搬送波

f2=fl+fT

f3=f2+fT

を用いて同様な方法で送信波を生成する。この場合も、送信（B→A)、 (C →D)に対し、同一搬送波 f2，f3を共通に用いうる。この場合の送信波のスぺクトルは図 6 には示されていないが、図示のスぺクトルの空隙部分に配置されるので、送信波（A→B)、（D→C)との干渉は発生しない。従つて、後述する図 8の場合の占有帯域に比し、第 1の実施例のシステムの占有する帯域は図 6のように半減する利点がある。相互相補系列の組を多数用いると、さらに周波数利用効率は高まる。

図 8 は、 4人の利用者がそれそれ情報信号を送信する場合に、送信先の各利用者は自己相補系列を繰り返して構成する符号のみを用い、相互相補系列を用いない場合の第 2の実施例のシステム構成に対する各符号とそのスペクトルの関係を示す図である。このシステム構成は、図 1 において送信機 2 の拡散符号の（B0，B0,B0,B0)を（A6，A6,A6,A6)へ、 (81,81,81，81)を 7，八7， 7， 7)へ、搬送波の（ f 0， Π )を（ f 6， f 7)へと置換し、さらに受信機 4の搬送波を（fO,fl)から（f6，f7)へ、整合フィル夕の (B0B0)を（A6A6)へ、（B1B1)を（A7A7)へと置換するようにして実現される。図 8において、スペクトルの図示を簡単にするため各自己相補系列は

4チップの基本系列の 8個による繰り返しにより構成されているとする。例えば、 A0= (1,1,1,-1), Al= (1，-1，1，1)と仮定すると、上述したように系列の繰り返し数とスぺクトルにおける欠如周波数成分の間隔とは密接に関係するから、 4人で同時送信するための 8個のスペクトルが重複しないようにするため、自己相補系列を 8回以上繰り返す必要がある。図 8は自己相補系列を 8回繰り返して構成した符号のスぺクトルがそれそれ重複しないように各利用者の送信機における搬送波の周波数を fo 〜f7に設定した場合のスぺクトルを示している。

以上説明したように、本発明に係わる CDMA通信方式の第 1 の実施例においては、相互相補系列を用いるので各利用者の送信波のスペクトルが重複しても受信側で干渉を受けずに分離識別でき、従って、周波数利用効率を高めうる。一方、第 2の実施例においては、各利用者に割り当てる符号に相互相補系列の条件がないので、取りうる符号の自由度が高く、従って、各利用者に割り当てる符号の数を第 1の実施の形態例よりも多くできる利点がある。第 2の実施の形態例は、特に利用者数を増大させたい場合に有効であり、第 1の実施の形態例と組み合わせて実施することもできる。

本発明は以上説明したように拡散符号として自己相補系列を複数回繰り返して構成した系列を用い、更に必要な場合は、相互相補系列も用いて構成する上記符号系列対をァドレスとして各局（各利用者）に割り当てる方式によりシステムを構成するから、干渉波の影響を回避することができるので CDMA 通信方式における遠近問題を解決でき、従って、送信電力レベル制御を不要にして簡単なシステム構成を可能とし、且つ、サイドロ一プの無い自己相関特性によりマルチパス信号の分離が容易にできる CDMA通信方式を実現する上で著効を奏す。

Claims

請求の範囲

1 . 直接拡散型相補系列繰返し変調形櫛の歯状スペクトル通信方式において、 2以上の整数を Nとし、 N個の自己相補系列からなる組を各利用者に割り当てると共に、前記自己相補系列の 1 つを複数回繰り返すことにより、周波数スペクトルの重複がない N個の櫛の歯状スペクトルをもつ信号に変換し、前記自己相補系列の関係にある N個の相補系列を前記 N個の櫛の歯状スぺクトルに割り当てるようにして送信信号を構成した相補系列繰返し変調形櫛の歯状スペクトル通信方式。

2 . 前記 N個の櫛の歯状スぺクトルが重複しないように基準周波数にシンボル周期 Tの逆数 f Tの K倍、ここで、 K = 0 , 1，2 , · · · Ν - 1. の周波数を加えた Ν個のシフト搬送波を準備し、その各々を前記 Ν個 1組の互いに自己相補系列の関係にある各相補系列の繰り返し系列を用いて変調して作成した信号を Ν個合成することにより前記送信信号を構成した請求項 1記載の相補系列繰返し変調形櫛の歯状スぺクトル通信方式。

3 . 前記各利用者に割り当てた自己相補系列の Ν個の組が他の利用者に割り当てた同様な Ν個の組との間において互いに相互相補系列となるように前記自己相補系列の組を構成すると共にすべての利用者において使用する搬送波を前記 Ν個のシフト搬送波としたことを特徴とする請求項 2記載の相補系列繰返し変調形櫛の歯状スぺクトル通信方式。

4 . 前記各利用者に割り当てた自己相補系列の組が他の利用者に割り当てた同様な系列の組との間において互いに相互相補系列の関係にないとき、各利用者に割り当てた各相補系列が互い lb に周波数の異なるシフト搬送波を変調することにより送信信号を構成する請求項 2記載の相補系列繰返し変調形櫛の歯状スぺクトル通信方式。

5 . 受信側において、前記 N個 1組の自己相補系列の各々を繰り返す符号の一部に整合する整合フィル夕を、前記 N個 1組の自己相補系列に対応して N個並列に配置すると共に、該 N個の整合フィル夕の相関出力を加算した結果に基づき送信情報を検出するように構成したことを特徴とする請求項 1、請求項 2、請求項 3 または請求項 4記載の相補系列繰返し変調形櫛の歯状スぺクトル通信方式。

6 . 前記 N個 1組の自己相補系列の繰り返し系列からなる有限長周期系列の前部外側と後部外側とに該有限長周期系列の後部と前部の複数チップを複製してそれぞれ付加した擬似周期系列を各利用者に割り当てる符号として用いると共に、受信側において前記擬似周期系列に拡張する前の前記有限長周期系列に整合する整合フィル夕を用いて復調することを特徴とする請求項 1、請求項 2、請求項 3または請求項 4記載の相補系列繰返し変調形櫛の歯状スぺクトル通信方式。

7 . 請求項 5 及び 6 の整合フィル夕の代わりにコンボルバを用いて相関出力を得るようにしたことを特徴とする相補系列繰返し変調形櫛の歯状スぺクトル通信方式。