TWI568161B - A full - bridge phase - shifting converter for digital multi - mode control - Google Patents
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Description
本發明係有關於全橋相移轉換器(phase shift full bridge converter,PSFBC)，特別是關於一種適用於低壓大電流輸出之全橋相移轉換器。
現今科技快速發展，在雲端伺服器、通訊、醫療等領域中對於分散式高效率電源皆有強勁的需求。為了要符合高功率密度、高效率的需求，模組化及諧振式的切換式電源供應器已成為未來的發展趨勢。
切換式電源供應器若採用傳統的硬切換(hard switching)，功率元件在開啟與關閉時，易衍生切換損失，而切換損失會使溫度上升、效率降低，也會產生電磁干擾。圖1(a)-1(b)為硬性切換與柔性切換(soft switching)之示意圖。為了有效的減少切換損失，零電壓切換(zero voltage switching；ZVS)、零電流切換(zero current switching；ZCS)等具柔切特性的架構被廣泛地討論與應用。柔性切換技術係藉由使開關零電壓切換或零電流切換，進而降低切換損失、提升電源轉換效率、並改善電磁干擾(electromagnetic interference；EMI)問題。在具柔切功能之轉換器中，相移式全橋轉換器因具有零電壓切換的優點，當功率開關導通之前，開關上的電壓V DS 已經下降至零，開關上面的電流I D 才開始上升，使得導通時功率開關上的V DS 與I D 交越面積為零，因此乃被廣泛的應用在中高功率的場合上。
相同輸出功率下，全橋轉換器其每個功率元件所承受的電壓與電流應力比其他轉換器小，故適用於高功率及高輸入電壓的場合。傳統全橋轉換器的功率開關操作在硬切換，容易造成切換損失過大，導致重載效率不佳。為了解決全橋轉換器切換損失過大的問題，前人提出一種全橋轉換器的相移控制技術，利用變壓器的漏感以及初級側的諧振電感和功率開關上的寄生電容達到共振，使得功率開關能在導通之前，先將開關上的電壓下降至零電位，以達到零電壓導通的目的。
也有文獻針對相移式全橋轉換器領先臂與落後臂之功率開關損耗分析進行探討，並說明操作於不同負載條件與不同操作模式轉換器主要損耗分佈。針對相移式全橋轉換器在不同頻率下之損耗進行分析，在輕載時損耗主要在切換損失部分，因此在輕載便降低切換頻率，而在中載時損耗主要在磁性元件部分，因此提高切換頻率以降低鐵芯損，在重載則為了降低切換損失而降低切換頻率。相移式全橋轉換器在輕載時，因諧振電流較低而無法達到零電壓切換，造成相移式全橋轉換器在輕載時效率較差，因此如何提升相移式全橋轉換器的輕載效率一直是相移式全橋轉換器研究目標之一，例如在電路架構上增加一些電容與電感等被動元件，讓電路能在輕載時達成如零電流切換，或者增加諧振電感感值讓功率開關能在輕載時能零電壓切換。這些方法確實可以有效增加相移式全橋轉換器的輕載轉換效率，然而卻必須付出額外的電路成本及體積。因此亦有文獻提出調整輕載時的盲時(Dead Time)，藉由延長轉換器的雜散電容放電的時間，達到降低開關元件切換電壓以減少電路上的切換損失之目的，同時調整盲時時間提升輕載效率時，並不會造成額外的電路成本。
本發明之主要目的在於提出一數位控制多模式切換之全橋相移轉換器，其可根據負載大小切換不同的工作模式(依輸出電流的大小決定)：在空載時提供在一突衝模式(burst mode)；輕載時提供一脈波寬度調變模式(PWM mode)；重載時則提供一變動盲時相移模式(adaptive dead time phase shift mode)。
為達到上述目的，一種數位多模式控制之全橋相移轉換器乃被提出，其具有：一全橋式開關電路，具有二輸入端以與一輸入電壓耦接，四控制端以分別與一第一控制信號、一第二控制信號、一第三控制信號、以及一第四控制信號耦接，且該第一控制信號係與該第二控制信號的作用電位互補且該第三控制信號係與該第四控制信號的作用電位互補；
一變壓器單元，具有一諧振電感及一變壓器，該變壓器具有一第一線圈及一第二線圈，且該諧振電感之一端係與該全橋式開關電路之一輸出端耦接，另一端則經由該第一線圈耦接至該全橋式開關電路之另一輸出端；一橋式整流電路，具有二輸入端以與該第二線圈耦接；一電感-電容濾波電路，與該橋式整流電路之二輸出端耦接以提供一輸出電壓及一輸出電流至一負載；一回授電路，用以依該輸出電壓及該輸出電流分別產生一電壓回授信號及一電流回授信號；以及一控制單元，儲存有一韌體程式，用以執行一控制信號產生程序，該控制信號產生程序包含藉由一比例-積分-微分運算調整該第一控制信號和該第三控制信號間之一相移角以產生該第一控制信號、該第二控制信號、該第三控制信號、以及該第四控制信號，其中，該控制信號產生程序係依該電壓回授信號調整該相移角，且該控制信號產生程序係在該電流回授信號小於一第一預設值時提供一突衝模式，在該電流回授信號大於該第一預設值且小於一第二預設值時提供一脈波寬度調變模式，以及在該電流回授信號大於該第二預設值時提供一變動盲時相移模式。
在一實施例中，該全橋式開關電路包含四顆功率開關。
在一實施例中，該控制信號產生程序包含一類比至數位轉換運算。
在一實施例中，該控制信號產生程序進一步包含一濾波運算。
在一實施例中，該控制單元包含一脈波寬度調變模組以提供該第一控制信號、該第二控制信號、該第三控制信號、以及該第四控制信號。
為使 貴審查委員能進一步瞭解本發明之結構、特徵及其目的，茲附以圖式及較佳具體實施例之詳細說明如后。
100‧‧‧全橋式開關電路
110‧‧‧變壓器單元
120‧‧‧橋式整流電路
130‧‧‧電感-電容濾波電路
140‧‧‧回授電路
150‧‧‧控制單元
111‧‧‧諧振電感
112‧‧‧變壓器
151‧‧‧類比至數位轉換單元
152‧‧‧濾波運算單元
153‧‧‧比例-積分-微分運算單元
154‧‧‧脈衝寬度調變運算單元
155‧‧‧驅動單元
200‧‧‧負載
圖1(a)-1(b)為硬性切換與柔性切換(soft switching)之示意圖。
圖2繪示本發明之數位多模式控制之全橋相移轉換器之一實施例。
圖3繪示本發明之全橋轉換器電路架構。
圖4繪示本發明所採之一PWM控制法之波形圖。
圖5繪示本發明所採之一相移式控制法之波形圖。
圖6繪示為本發明所採之相移式全橋轉換器之初級與次級側之電流、電壓的理論波形。
圖7繪示與圖6所示之一領先臂諧振區間相對應之一等效電路。
圖8繪示與圖6所示之一落後臂諧振區間相對應之一等效電路。
圖9繪示本發明之可變盲時與輸出電流之一對照圖。
圖10(a)-10(b)繪示本發明之一ADC中斷副程式流程圖。
圖11繪示本發明之一PID控制原理方塊圖。
圖12繪示本發明之一增量型PID程式流程圖。
圖13繪示本發明所量到之功率開關控制訊號之二波形圖。
圖14繪示本發明在輸入電壓360V、輸出電流1A時所量到之V gs3、V gs4及變壓器之電壓V p 和電流I p 的波形。
圖15繪示本發明在輸出電流小於0.5A時所啟動之一突衝模式波形圖。
圖16(a)-16(b)繪示本發明在傳統全橋模式和相移式全橋轉換模式之間的轉換。
圖17為本發明之全橋轉換器之多模式切換示意圖。
圖18繪示本發明的多模式控制與傳統PWM控制和固定盲時控制之全橋轉換效率比較圖。
請參照圖2，其繪示本發明之數位多模式控制之全橋相移轉換器之一實施例。如圖2所示，該全橋相移轉換器具有一全橋式開關電路100、一變壓器單元110、一橋式整流電路120、一電感-電容濾波電路130、一回授電路140、以及一控制單元150。
全橋式開關電路100，可由四顆功率開關構成，具有二輸入端A、B以與一輸入電壓VIN耦接，四控制端以分別與一第一控制信號S1、一第二控制信號S2、一第三控制信號S3、以及一第四控制信號S4耦接，且該第一控制信號S1係
與該第二控制信號S2的作用電位互補且該第三控制信號S3係與該第四控制信號S4的作用電位互補。
變壓器單元110具有一諧振電感111及一變壓器112，該變壓器112具有一第一線圈及一第二線圈，且該諧振電感111之一端係與該全橋式開關電路100之一輸出端耦接，另一端則經由該第一線圈耦接至該全橋式開關電路100之另一輸出端。
橋式整流電路120具有二輸入端以與變壓器單元110之所述第二線圈耦接。
電感-電容濾波電路130係與該橋式整流電路120之二輸出端耦接以提供一輸出電壓VO及一輸出電流IO至一負載200。
回授電路140係用以依該輸出電壓VO及該輸出電流IO分別產生一電壓回授信號SV及一電流回授信號SI。
控制單元150儲存有一韌體程式，係用以執行一控制信號產生程序，包含一類比至數位轉換單元151、一濾波運算單元152、一比例-積分-微分運算單元153、一脈衝寬度調變運算單元154、以及一驅動單元155。
類比至數位轉換單元151係用以對電壓回授信號SV或及電流回授信號SI執行一類比至數位轉換運算；濾波運算單元152係用以對類比至數位轉換單元151之輸出執行一濾波運算；比例-積分-微分運算單元153係用以調整該第一控制信號S1和該第三控制信號S3間之一相移角以驅動該全橋式開關電路100；脈衝寬度調變運算單元154係用以提供該第一控制信號、該第二控制信號、該第三控制信號、以及該第四控制信號，其中，該控制信號產生程序係依該電壓回授信號SV調整該相移角，且該控制信號產生程序係在該電流回授信號SI小於一第一預設值時提供一突衝模式，在該電流回授信號SI大於該第一預設值且小於一第二預設值時提供一脈波寬度調變模式，以及在該電流回授信號SI大於該第二預設值時提供一變動盲時相移模式。
依此，本發明即可根據負載大小切換不同的工作模式：在空載時提供在一突衝模式；輕載時提供一脈波寬度調變模式；以及重載時則提供一變動盲時相移模式，從而提升電源轉換效率。
以下將對本發明的原理做詳細說明。
I.電路硬體架構與操作分析
1.1功率級電路
本發明所採之全橋轉換器電路架構如圖3所示，初級側由四個功率開關組成全橋架構，功率開關旁存在寄生電容與本體二極體(Body Diode)，其中S 1與S 2及S 3與S 4不可同時作用，並在初級側加入諧振電感L r ，使初級側功率開關容易達成零電壓切換，主變壓器則負責初級與次級側之電壓轉換與能量傳遞。電路次級側採用全橋整流電路，其中D A 、D B 、D C 、D D 為蕭特基整流二極體，L O 為輸出濾波電感，C o 為輸出濾波電容，主變壓器將能量傳遞到次級側之電壓進行整流之後，再經由L o 電感與C o 電容進行濾波得到一穩定的直流電壓。
1.2控制方法
1.2.1 PWM控制法
圖4繪示本發明所採之一PWM控制法之波形圖，其中S1與S2及S3與S4之間存在一個盲時時間，以避免其同時作用，且責任週期不得大於50%。
1.2.2 相移式控制法
圖5繪示本發明所採之一相移式控制法之波形圖。相移式控制法主要由一般傳統全橋轉換器演變而成，其控制方式採固定頻率及50%的固定責任週期，兩臂的訊號錯開一個α相位，並利用此相位來控制初級側傳送能量的時間。即在S 1、S 4與S 2、S 3的作用時間重疊處才有輸入電壓落於變壓器上，且S 1、S 2與S 3、S 4間為互補關係加上一段盲時時間。透過S 1、S 2與S 3、S 4間的盲時時間，及經由變壓器的漏感及諧振電感和功率開關上的雜散電容所形成的諧振，功率開關乃可以零電壓切換。此控制的優點不但可以降低功率開關切換時的應力，同時也可在不需要外加緩振電路(Snubber)的情況下降低切換損失及電磁干擾。
1.3全橋相移式轉換器諧振電流推導
相移式全橋轉換器具有固定的切換頻率與責任週期，其兩臂的控制訊號錯開一個相位角，無論操作在哪一個階段，皆會有開關處於導通狀態，且通過諧振電感上的諧振電流i p 會有連續性。圖6所示為相移式全橋轉換器初級與次級側之電流、電壓理論波形。
相移式全橋轉換器的電壓增益為：
其中n為變壓器匝數比(Ns/Np)，D eff 為有效責任週期。
D=△D+D eff (2)
其中D為責任週期，而△D則為次級側導通率損失，由圖6可得到次級側導通率損失△D為：
由圖6可推得初級側的電流I 1為I o 峰值再減去輸出電感電流的下降斜率映射回變壓器初級側的量，如方程式(4)所示：
其中△I o 為輸出電流之漣波電流，T s 為切換週期，V o 為輸出電壓。
由圖6可知初級側的電流I 2為I o 最小值映射回變壓器初級側之值，如方程式(5)所示：
由圖6可以看到，當諧振電流從I 2點到I 3點，此階段S 1與S 4導通，故此時變壓器的次級側上的電壓為nV in ，而輸出電壓為V o ，此時電感電壓可表示為：
由方程式(6)，當電感電壓為定值時，此時電流斜率為一條斜直線，故I 3可以表示為：
電流I 3點到I 4點間，此時電路操作於領先臂諧振區間，等效電路如圖7所示。此時若忽略電路上的電阻則可等效視為一LC共振，則此階段i p 可由方程式(8)表示為：
其中L r 為初級側諧振電感，V in 為輸入電壓，C r1為S 1與S 2上的雜散電容與變壓器初級側間的電容C th 所組成，可表示為：
而諧振頻率可以表示為
將初始值V o 代入雜散電容上的初始電壓V in ，而初始電流I 0為I 3點電流，則可得到t 3到t 4期間之電流如方程式(11)所示。
將方程式(7)代入，方程式(11)可化簡為：
由方程式(12)可推導得I 4點電流為：
I 5電流實際為I 1反向，故可得
電流I 5點到I 6點間，此時電路操作於落後臂諧振區間，等效電路如圖8所示，此時忽略電路上的阻抗則可等效視為一LC共振，則此階段的I p 可由方程式(15)表示為：
L r 為初級側諧振電感，L o 為輸出電感，V in 為輸入電壓，C r2為S3與S 4上的雜散電容與變壓器初級側間的電容C th 所組成，可表示為：
而諧振頻率可以表示為
將初始值V 0代入雜散電容上的初始電壓V in ，而初始電流I 0為I 5點電流，則可得到方程式(18)：
將方程式(14)的I 5代入，方程式(18)可化簡為：
由方程式(19)推導可得I 6點電流：
I 7電流實際為I 2反向，故可得
相移式全橋轉換器零電壓切換是由開關上的雜散電容與變壓器上的漏感、初級側諧振電感與輸出電感映射回初級側進行共振，其初級側領先臂諧振電流I 3與落後臂諧振電流I 5的大小會影響零電壓切換，因此相移式全橋轉
換器在輕載時，往往會因為諧振電流太小而無法達成零電壓切換，故相移式全橋轉換器於輕載運轉效率較差。
Ⅱ.本案所提的提升效率的控制方法
相移式全橋轉換器的開關元件具有零電壓切換的特性，其主要是藉由變壓器上的漏感及初級側的諧振電感與映射回初級側的輸出電感來達成領先臂和落後臂的零電壓切換，所以相移式全橋轉換器在輕載時，會因為諧振電流太小而無法達成零電壓切換，導致輕載運轉效率較差。此外初級側循環能量損失、次級側的導通率損失、振鈴現象等，這些皆是相移式全橋轉換器所必須改善的問題。一般相移式全橋轉換器效率提升主要可分成兩個方向：其一是針對電路架構進行改變或增加額外電路，其二則是改變輕載時之控制策略，以達成輕載效率提升。因此本案提出效率提升的控制方法及改良型的電路。
2.1有效責任週期推導
將(4)式與(5)式代入(3)式可得到：
將(22)式代入(2)式可得到有效導通率為：
通常輸出電感L o 都遠大於變壓器的漏感L r ，所以(23)式化簡可表示為：
由(24)式可得知，當L r 越大時D eff 也越小，所以增加諧振電感後△D會越來越大，使次級側導通率損失增加，因此需要更多變壓器匝數比才可讓輸出電壓穩定。
2.2領先臂達成ZVS所需之盲時時間
相移式全橋轉換器領先臂藉由開關上的雜散電容與變壓器上的漏感、初級側諧振電感與耦合到初級側的輸出電感L o 進行共振，將領先臂的雜散電容放電至零電壓，所需的時間為：
其中I p_lead 為領先臂初級側諧振電流，V in 為輸入電壓，C r2為S 3與S 4上的雜散電容與變壓器初級側間的電容C th 所組成，可表示為：
△t lead 為領先臂零電壓切換所需之盲時時間，透過方程式(7)可計算得知領先臂諧振時之電流大小，因此將I 3代入(26)之後可得領先臂達成ZVS所需盲時為：
2.3落後臂達成ZVS所需之盲時時間
落後臂則藉由開關上的雜散電容與變壓器上的漏感、初級側諧振電感進行共振，其零電壓導通條件可表示為：
其中I p_lag 為落後臂初級側諧振電流，C r1為S 1與S 2上的雜散電容與變壓器初級側間的電容C th 所組成，可表示為：
△t lag 為落後臂零電壓切換所需之盲時時間，透過方程式(14)可計算得知落後臂諧振時之電流大小，因此將I 5代入(30)之後可得落後臂達成ZVS所需盲時為：
2.4本案之全橋轉換器控制方式
本案將全橋轉換器操作在最佳效率點，根據本案所設計之轉換器規格，其在輸出電流0.5A以前使用突衝模式，輸出電流0.5-2.5A之間使用傳統全橋模式控制，而輸出電流2.5A之後使用相移式全橋模式控制。其中相移式全橋模式控制之採用可變盲時其原理如下所述：由方程式(7)、(14)可得知I 3與I 5的電流方程式，由圖6可知I 3為領先臂、I 5為落後臂電流，再將I 3、I 5代入方程式(26)、(30)可得知領先臂與落後臂零電壓切換所需時間，而其中最大盲時時間設定為四分之一的C r 及L r 的諧振時間為320ns，其最小盲時時間為150ns，其為防止功率元件同時導通所需之時間，並將所計算的△t lead 、△t lag 加上10ns為功率開關之上升時間，並建表將其值寫入處理器中，藉由輸出電流判斷△t lead 、△t lag 以達到可變盲時之效果，可變盲時之值與輸出電流之對照如圖9所示。
2.5控制系統和韌體程式
為了達成數位化之設計，本案使用Microchip公司所推出的dsPIC33FJ16GS502作為控制核心以實現相移式全橋轉換器之控制。將輸出電壓取樣資訊送至微處理器，再經由微處理器內部類比對數位轉換器(Analog-to-Digital Converter,ADC)轉成數位資料，接著將轉換後的輸出資料經過數位濾波器濾波，同時將濾波結果透過數位比例、積分、微分(Proportional、Integrating、Differentiation,PID)補償器運算，依據PID補償器產生之運算結果輸出適當之相位移，再送入PWM模組以產生控制訊號來驅動功率開關，藉由此方式來達到相移式全橋轉換器多模式數位化控制。
韌體程式分為主程式及類比對數位轉換中斷副程式兩部份。主程式負責對所需的全域變數(Global Variable)與區域變數(Local Variable)作宣告，先設定變數名稱、暫存器初始化、暫存器初始值設定、輸出輸入埠設定、模組(PWM、ADC、TIMER等)致能及中斷向量設定，之後進入無窮迴圈等待中斷向量旗標發生。ADC中斷副程式流程圖如圖10(a)、(b)所示，當ADC中斷一旦觸發將會進入ADC中斷副程式，執行ADC轉換、有限脈衝(FIR)濾波以及PID回授補償達成相移控制，程式的最後將會清除ADC中斷旗標，結束ADC中斷程式並進入無窮迴圈等待下一個ADC中斷。ADC中斷又可細分取樣濾波及增量型PID計算兩段。
2.6 PID控制器
PID控制器可表示如(33)式所示，其中u(t)表示控制器之輸出、e(t)表示輸入之誤差量、K P 、K I 、K D 分別表示為比例增益、積分增益和微分增益。在數位PID控制器方面，依據系統的誤差量透過比例、積分及微分之線性組合構成的控制量對受控體進行控制。PID控制器有結構簡單、調整方便及穩定性佳等優點，故常見於各種應用場合。本案使用微處理器實現PID控制，不單省去硬體上的元件成本與功耗，最大優點是令PID控制可以更加靈活具有彈性。圖11為PID控制原理方塊圖，根據命令值x(t)減去輸出回授量y(t)後得到一誤差量e(t)，再經過PID控制器運算出新的控制量u(t)，經由新的控制量u(t)對受控體進行調整，使受控體達到穩定。
數位控制系統是以固定間隔的離散時間來處理輸入與輸出信號，根據取樣點與輸入命令之誤差量計算輸出控制量，因此(33)式之連續型PID控制演算法無法直接使用，需要採用離散化的方法針對數位取樣值進行計算。離散型PID表示式如(34)式所示，其中e(n)為目前系統誤差量、e(n-1)為系統前一次誤差量、T為取樣週期。
若以數位微處理器實現(34)式之數位PID控制時，因其含有積分項，故需要考慮到積分飽和問題，當系統持續存在某個固定方向之誤差時，積分項會持續累加達到累加器所能表示之最大值，此時積分量可能早就超過開關可調相位移量的上下限值。因此在考量微處理機記憶體寬度所能表示的數值範圍是有限的情況下，同時為了降低微處理機的運算量及提升運算效能，本案採用增量型PID控制方法。增量型PID的輸出只針對現在、前一次與前兩次的誤差有關，因此不會有積分飽和的問題。增量型PID的表示式可經由式(35)推導出，由式(35)可知第n-1次取樣時間的取樣值為
控制增量△u(n)，其表示式如下：△u(n)=u(n)-u(n-1) (36)
將(34)式與(35)式代入式(36)可整理如下所式△u(n)=K P [e(n)-e(n-1)]+K I e(n)+K D [e(n)-2e(n-1)+e(n-2)] (37)
(37)式可簡化為△u(n)=K P A+K IB+K D C，其中：A=e(n)-e(n-1)、B=e(n)及C=e(n)-2e(n-1)+e(n-2)。
增量型PID程式流程如圖12所示，其係先將輸出命令值與FIR濾波器輸出取樣值相減以得誤差值e(n)=ERROR0，再與前一次的誤差值e(n-1)=ERROR1及前兩次的誤差值e(n-2)=ERROR2分別運算以得A=ERROR0-ERROR1、B=ERROR0、C=ERROR0-2*ERROR1+ERROR2，依序乘上K P 、K I、K D 後相加，即得到輸出變動量△u，其PID輸出結果PID out 等於△u，接著與原相位角度PHASE相加。若輸出結果小於最小相位角度PHASEmin或大於最大相位角度PHASEmax，則輸出結果分別等於最小相位角度PHASEmin或最大相位角度PHASEmax，最後將其輸出結果存於PWM模組之PHASE暫存器中，以達到穩定輸出電壓之目的。
Ⅲ.實驗結果
本節將經由實驗結果證明所提出之多模式控制相移式全橋轉換器硬體架構與數位化控制方式之可行性與正確性，驗證項目包含轉換器操作於
不同之控制模式以及盲時時間控制策略之效率比較及數位相移控制方法等，最後將實際量測所得之實驗波形及數據加以說明分析。實驗的電路規格如下：輸入電壓(V in )為360Vdc。
輸出電壓(V out )為48Vdc。
輸出電流(I out )為1A~10A。
輸出功率(P out )為480W。
切換頻率(F s )為75kHz。
滿載有效工作週期(D eff )為0.7。
變壓器繞組圈比(N p ：N s )為22：4。
諧振電感(L r )為30μH。
初級側功率開關(S 1~S 4)的型號為IPP65R110CFD。
輸出電感(L o )為76μH。
次級側整流二極體(D A ~D D )的型號為STTH6002C。
圖13所示為本發明所量到之功率開關控制訊號之二波形圖，圖中V gs1、V gs2、V gs3、V gs4分別是用來驅動初級側的四個功率開關，其間具有一個盲時時間317ns，以防止領先臂之功率開關及落後臂之功率開關同時導通進而造成功率元件的損壞。
圖14為本發明在輸入電壓360V、輸出電流1A時所量到之V gs3、V gs4及變壓器之電壓V p 和電流I p 的波形。
相移式全橋轉換器在輕載時，因諧振電流較低而無法達成零電壓切換，造成相移全橋轉換器在輕載時轉換效率欠佳。因此本發明在輸出電流小於0.5A時會啟動突衝模式藉以提高空載效率，如圖15所示。在輸出電流介於0.5-2.5A之間啟動傳統全橋模式而在2.5A之後則啟動相移式全橋轉換模式，而本發明在傳統全橋模式和相移式全橋轉換模式之間的模式轉換開關控制信號請參照圖16(a)及圖16(b)。
圖17為本發明之全橋轉換器之多模式切換示意圖。如圖17所示，根據本案所設計之轉換器規格，在輸出電流0.5A之前為突衝模式，輸出電流介於
0.5-2.5A之間為傳統全橋模式控制，而在輸出電流2.5A之後則為相移式全橋模式。圖18所示為本發明的多模式控制與傳統PWM控制和固定盲時控制之全橋轉換效率比較圖。由圖18可看出本發明之多模式控制在所有負載範圍皆擁有最高的效率。
本案所揭示者，乃較佳實施例，舉凡局部之變更或修飾而源於本案之技術思想而為熟習該項技藝之人所易於推知者，俱不脫本案之專利權範疇。
綜上所陳，本案無論就目的、手段與功效，在在顯示其迥異於習知之技術特徵，且其首先發明合於實用，亦在在符合發明之專利要件，懇請 貴審查委員明察，並祈早日賜予專利，俾嘉惠社會，實感德便。
100‧‧‧全橋式開關電路
110‧‧‧變壓器單元
120‧‧‧橋式整流電路
130‧‧‧電感-電容濾波電路
140‧‧‧回授電路
150‧‧‧控制單元
111‧‧‧諧振電感
112‧‧‧變壓器
151‧‧‧類比至數位轉換單元
152‧‧‧濾波運算單元
153‧‧‧比例-積分-微分運算單元
154‧‧‧脈衝寬度調變運算單元
155‧‧‧驅動單元
200‧‧‧負載
Claims (5)
- 一種數位多模式控制之全橋相移轉換器，其具有：一全橋式開關電路，具有二輸入端以與一輸入電壓耦接，四控制端以分別與一第一控制信號、一第二控制信號、一第三控制信號、以及一第四控制信號耦接，且該第一控制信號係與該第二控制信號的作用電位互補且該第三控制信號係與該第四控制信號的作用電位互補；一變壓器單元，具有一諧振電感及一變壓器，該變壓器具有一第一線圈及一第二線圈，且該諧振電感之一端係與該全橋式開關電路之一輸出端耦接，另一端則經由該第一線圈耦接至該全橋式開關電路之另一輸出端；一橋式整流電路，具有二輸入端以與該第二線圈耦接；一電感-電容濾波電路，與該橋式整流電路之二輸出端耦接以提供一輸出電壓及一輸出電流至一負載；一回授電路，用以依該輸出電壓及該輸出電流分別產生一電壓回授信號及一電流回授信號；以及一控制單元，儲存有一韌體程式，用以執行一控制信號產生程序，該控制信號產生程序包含藉由一比例-積分-微分運算調整該第一控制信號和該第三控制信號間之一相移角以產生該第一控制信號、該第二控制信號、該第三控制信號、以及該第四控制信號，其中，該控制信號產生程序係依該電壓回授信號調整該相移角，且該控制信號產生程序係在該電流回授信號小於一第一預設值時提供一突衝模式，在該電流回授信號大於該第一預設值且小於一第二預設值時提供一脈波寬度調變模式，以及在該電流回授信號大於該第二預設值時提供一變動盲時相移模式； 其中該變動盲時相移模式係依與該輸出電流對應之該電流回授信號自預先建立之一對照表獲得一盲時以調整該相移角，其中該對照表儲存有在該輸出電流之不同電流值下使該全橋式開關電路達成零電壓切換之該盲時的對應數值。
- 如申請專利範圍第1項所述之數位多模式控制之全橋相移轉換器，其中該全橋式開關電路包含四顆功率開關。
- 如申請專利範圍第1項所述之數位多模式控制之全橋相移轉換器，其中該控制信號產生程序包含一類比至數位轉換運算。
- 如申請專利範圍第3項所述之數位多模式控制之全橋相移轉換器，其中該控制信號產生程序進一步包含一濾波運算。
- 如申請專利範圍第1項所述之數位多模式控制之全橋相移轉換器，其中該控制單元包含一脈波寬度調變模組以提供該第一控制信號、該第二控制信號、該第三控制信號、以及該第四控制信號。
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