TWI466427B

TWI466427B - Matrix converter

Info

Publication number: TWI466427B
Application number: TW097126956A
Authority: TW
Inventors: Hidenori Hara; Eiji Yamamoto; Takahiro Uchino
Original assignee: Yaskawa Denki Seisakusho Kk
Priority date: 2007-07-20
Filing date: 2008-07-16
Publication date: 2014-12-21
Also published as: TW200924366A; US8159851B2; JP5126550B2; WO2009013992A1; JPWO2009013992A1; US20100118570A1

Description

矩陣變換器

本發明是關於在交流/交流直接變換裝置，也就是矩陣變換器(PWM循環換流器)，藉由選擇對應於輸出電壓指令的PWM模型，來減低輸出電壓誤差的輸出電壓改善方式。

矩陣變換器被視為具有電力再生功能、輸入電流諧波抑制功能的新式電力變換裝置而受到注目。其原理是利用連結輸入側和輸出側的雙向切換器，藉由直接切換電源電壓，將任意之電壓．頻率輸出至輸出側。

矩陣變換器因直接控制交流電源，而有如PWM反向器之馬達驅動特性，以及如PWM變換器之能夠以單體同時控制輸入電流這樣的大優點。另一方面，由於在相同的PWM循環內進行輸入輸出控制，故與PWM反向器相比，切換的次數增加，而產生輸出電壓精度下降這樣的問題。

圖2顯示PWM模型1(稱為第一模式)，其顯示了習知的切換波形。

(a)~(c)是由圖1之矩陣變換器主電路部3所作成而輸出至負載馬達部5的輸出電壓信號。P1顯示輸入基準電壓的符號切換點。以下將說明該輸入基準電壓的符號切換點P1以後的(a)~(c)之波形模型。首先，(a)在輸入基準電壓的符號切換點P1以後被固定為輸入最大電壓Vmax。另一方面，(b)和(c)使用輸入三相電壓全體來形成PWM波形。此時，(b)顯示輸出最小電壓相，(c)顯示輸出中間電壓相。

本控制方式是藉由根據欲輸出之線間電壓指令，和以線間電壓最大值所振幅調變之三角波做比較來作成PWM波形。

本控制方式是以雙相調變為基準，並以輸入電壓的絕對值為最大之相為基準電壓來進行控制。另外，雙相調變是停止三相之中的某一相，而以剩餘兩相加以調變的方式，其是減低切換損失，而使高效率之運轉為可能的方式。

如圖，當基準電壓為最小電壓時，使輸出電壓的最小相為固定，而以剩餘的兩輸出來實施PWM控制。同樣地，當基準電壓為最大電壓時，使輸出電壓的最大相固定為導通狀態，而以剩餘的兩相進行PWM控制。矩陣變換器同時進行輸出電壓控制和輸入電流控制，而藉由將輸入三相全體用於輸出電壓之模型來分配輸入電流而進行輸入電流控制。換言之，不使用輸入三相全體的話，則輸入電流控制不成立，且在習知方式，有必定經由中間電壓而連接至最大或最小電壓這樣固定的規則來加以輸出。因此，切換次數變得比平常的反向器還多，亦成為電壓精度下降的原因。

專利文獻1：特開2005-295640號公報(參照圖7)

如前文所述，矩陣變換器由於同時控制輸出電壓和輸入電流的控制，而有在一回之切換循環內的切換動作變得比平常之反向器還多這樣的特徵。由於在該切換之際必定會經由輸入中間電壓來切換，故有可縮小電壓變化，且可抑制馬達端子間之突波電壓這樣的優點。但是，在電壓的切換方面，需要防止輸入電源間之短路和不開放輸出電流的整流動作。由於該動作，在輸出電壓指令和實際輸出電壓之間會產生誤差。特別是在需要高速切換的領域會成為負載驅動特性惡化的原因。

該誤差亦可在輸出電流和輸入電源電壓的狀態下預先預見，且亦能夠於輸出電壓指令加以校正。但是，在將輸出一相固定為輸入之基準相，而以剩餘兩相進行切換之所謂的雙相調變方式，不可能在輸出小電壓時輸出脈衝。作為該電壓誤差的對策，一般是使用進行輸出三相的切換動作，而以全體之相電壓的差分來形成線間電壓的三相調變方式。但是，由於進行三相的切換動作，而伴隨有切換損失增加這樣的缺點。

本發明是鑑於此種問題點所作成，其目的為提供：在低損失之使用雙相調變方式的矩陣變換器，抑制於輸出低電壓之際產生的誤差，而可輸出穩定之電壓的方式。

為了解決上述問題，本發明是如下所構成。

申請專利範圍第1項所記載之發明，是具備以具有自消弧能力之雙向切換器將交流電源之各相和輸出側之各個相直接連接的矩陣變換器主電路、檢測出前述交流電源之輸入電壓的輸入電壓檢測器群、用於驅動前述雙向切換器的閘極驅動器、具有PWM演算部和整流演算部的控制器，且回應輸出電壓指令而輸出可變頻率．可變電壓之交流的矩陣變換器，其特徵為：前述PWM演算部將輸出相一相固定為導通狀態，剩餘兩輸出相其中一方的輸出相使用輸入三相全體進行PWM調變，而另一方的輸出相僅使用輸入基準電壓和輸入中間電壓之兩相進行PWM調變。

又，申請專利範圍第2項所記載之發明，其特徵為：於申請專利範圍第1項，前述PWM演算部將前述輸出電壓指令和預先設定的任意之輸出電壓準位做比較，當前述輸出電壓指令比前述輸出電壓準位還大時，進行切換的兩相使用輸入三相全體進行PWM調變。

又，申請專利範圍第3項所記載之發明，其特徵為：前述剩餘兩輸出相僅使用前述基準電壓和前述輸入中間電壓之兩相進行PWM調變。

又，申請專利範圍第4項所記載之發明，其特徵為：於申請專利範圍第1項，前述PWM演算部將輸出電壓指令和預先設定的任意之輸出電壓準位做比較，當前述輸出電壓指令比前述輸出電壓準位還大時，前述剩餘兩輸出相使用輸入三相全體進行PWM調變，當前述輸出電壓指令比前述輸出電壓準位還小時，前述剩餘兩輸出相僅使用前述基準電壓和前述輸入中間電壓之兩相進行PWM調變。

又，申請專利範圍第5項所記載之發明是，於申請專利範圍第1項，PWM的輸出中間電壓是藉由將輸入中間電壓和輸入最大電壓之比，也就是電流分配率，強制地固定為某數值所作成。

又，申請專利範圍第6項所記載之發明是，於申請專利範圍第3項，PWM的各輸出電壓相是藉由將輸入最大電壓和在輸入中間電壓之間所振幅調變之三角波做比較來作成。

又，申請專利範圍第7項所記載之發明，是具備以具有自消弧能力之雙向切換器將交流電源之各相和輸出側之各個相直接連接的矩陣變換器主電路、檢測出前述交流電源之輸入電壓的輸入電壓檢測器群、用於驅動前述雙向切換器的閘極驅動器、具有PWM演算部和整流演算部的控制器，且回應輸出電壓指令而輸出可變頻率．可變電壓之交流的矩陣變換器，其特徵為：將輸出電壓指令、預先設定之輸出電壓準位1和比前述輸出電壓準位1還大的輸出電壓準位2做比較，當輸出電壓指令＞輸出電壓準位1＞輸出電壓準位2時，進行切換的兩相使用輸入三相全體進行PWM調變；當輸出電壓準位1＞輸出電壓指令＞輸出電壓準位2時，PWM演算部將輸出相一相固定為導通狀態，剩餘兩輸出相其中一方的輸出相使用輸入三相全體進行PWM調變，而另一方的輸出相僅使用輸入基準電壓和輸入中間電壓之兩相進行PWM調變；當輸出電壓準位1＞輸出電壓準位2＞輸出電壓指令時，前述剩餘兩輸出相僅使用前述基準電壓和前述輸入中間電壓之兩相進行PWM調變。

馬達控制的基礎是令頻率和電壓之比為恆定。因此，輸出低電壓之際，馬達的旋轉頻率變小，由旋轉速度ω和轉矩T之積所求得的馬達輸出電力P(P=T．ω)亦變小。據此，矩陣變換器的控制對象，也就是輸入電流亦變小。因此，和高速運轉時相比，輸入電流控制的影響較小。利用此特徵，回應輸出電壓指令而變更輸出電壓的PWM之模型，能夠提供可進行電壓精度之改善來輸出穩定之電壓的方式。

本發明作為矩陣變換器的雙相調變控制方式應用時之減少電壓誤差的方式，採用回應輸出電壓指令而分別使用所使用之輸入電壓的準位。藉由使用此方式，能夠不使用切換損失增加的三相調變方式，而特別在輸出低電壓時進行電壓校正。

用以實施發明之最佳形態

以下將參照圖式來說明本發明的實施形態。

實施例1

圖1是本發明的結構圖。1為三相交流電源，2為輸入濾波器，3為矩陣變換器主電路，4為輸入電壓檢測器群，5是作為驅動對象的負載馬達，6為用於驅動雙向切換器的閘極驅動器，7為實施控制演算的控制器。矩陣變換器是藉由稱為雙向切換器的高速半導體切換元件來使三相交流電源1輸出任意之電壓．電流，而高效率．高精度地驅動負載馬達5的電力變換裝置。

作為用於驅動該矩陣變換器之控制器7的內部結構，7-1是將由輸入電壓檢測器群4所檢測出之輸入電壓送入控制器之際所使用的A/D轉換器，7-2是用於驅動負載馬達5的輸出電壓演算部，7-3是演算由A/D轉換器7-1所數位信號化之輸入電壓的輸入電壓演算部，7-4是根據由輸出電壓演算部7-2和輸入電壓演算部7-3所得到之演算結果來決定雙向切換器之驅動時序的PWM演算部，7-5是實現用以連續地使電流繼續流動之整流動作的整流演算部。藉由該控制結構來實施用於驅動矩陣變換器的演算處理。

圖3顯示PWM模型2(第二模式)，其顯示了用於實現本發明的切換波形。據圖，最大輸出電壓相(a)和最小輸出電壓相(c)雖然和習知的PWM模型1(第一模式)相同，但只有輸出中間電壓相(b)在一回的切換週期之中，僅使用基準→中間→基準的模型。換言之，該情況不使用最小電壓電位來進行PWM控制。

具體來說，(b)能夠藉由將中間電壓和最大電壓之比，也就是電流分配率α，強制地固定為某數值所作成。

藉由使用這種方式，會產生切換次數減少而電壓輸出精度提高這樣的優點，以及只有一相無法控制輸入電流，亦即輸入電流控制精度下降這樣的缺點。

圖4顯示PWM模型3(第三模式)，其顯示了用於實現本發明的切換波形。其另外在(c)中亦如圖3之輸出中間電壓相(b)，僅使用基準→中間→基準的模型。

具體來說，(a)~(c)能夠藉由將最大電壓和在中間電壓之間所振幅調變之三角波做比較來產生PWM信號的方式，以及和PWM模型2同樣地，將電流分配率α強制地固定為某數值所作成。

因此，與使用圖3的PWM模型(第二模式)之時相比，PWM模型3(第三模式)可得到比PWM模型2(第二模式)更進一步之電壓精度提高和輸入電流控制品質惡化這樣的特性。

圖5顯示本發明的PWM演算流程圖。

於圖5，S2是判斷條件「輸出電壓指令(Vref)＞第一輸出電壓設定值(V1)」是否成立的步驟。當該條件成立時，前進至選擇PWM模型1的步驟(S3)。S4是進行根據PWM模型1之PWM演算的步驟。當該條件不成立時，前進至選擇PWM模型2的步驟(S5)。S6是進行根據PWM模型2之PWM演算的步驟。S7是結束PWM模型選定處理的步驟。

如前文所述，一旦使用PWM模型2(第二模式)，便會產生輸入電流控制精度下降這樣的缺點。但是，本來電壓精度為問題之低電壓輸出時，由於馬達的旋轉速度亦低，故有輸入電流減少這樣的傾向。因此，採用預先將臨限值準位設為輸出電壓指令，而在該準位以下之情況，僅使用PWM模型這樣的流程。據此，能夠在輸出低電壓時採用PWM模型2(第二模式)，在輸出其以上之電壓時採用平常的PWM模型1(第一模式)，且在通過範圍等輸入電流諧波之影響很少的過渡性動作時，能夠提高電壓精度。

圖6顯示本發明的PWM演算流程圖。

於圖6，S22是判斷條件「輸出電壓指令(Vref)＞第一輸出電壓設定值(V1)」是否成立的步驟。當該條件成立時，前進至選擇PWM模型1的步驟(S23)。S24是進行根據PWM模型1之PWM演算的步驟。當該條件不成立時，前進至選擇PWM模型3的步驟(S25)。S26是進行根據PWM模型3之PWM演算的步驟。S27是結束PWM模型選定處理的步驟。

圖7顯示用以實現本發明的PWM演算流程圖。

於圖7，S42是判斷條件1「輸出電壓指令(Vref)＞第一輸出電壓設定值(V1)」是否成立的步驟。當該條件1成立時，前進至選擇PWM模型1的步驟(S43)。S44是進行根據PWM模型1之PWM演算的步驟。當該條件1不成立時，前進至判斷條件2「輸出電壓指令(Vref)＞第二輸出電壓設定值(V2)」是否成立的步驟(S45)(但假設第二輸出電壓設定值(V2)＜第一輸出電壓設定值(V1))。當該條件2成立時，前進至選擇PWM模型2的步驟(S46)。S47是進行根據PWM模型2之PWM演算的步驟。當該條件2不成立時，前進至選擇PWM模型3的步驟(S48)。S49是進行根據PWM模型3之PWM演算的步驟。S50是結束PWM模型選定處理的步驟。

其可利用圖5和圖6的組合，藉由兩階段設定準位，進而實現在穩定之過渡範圍的負載驅動。

另外，亦有效應用於：在要求電壓精度之馬達的調整時，僅採用第二模式或第三模式來實現高精度之調整的方法、因瞬間停電而一旦負載斷開之後要搜尋負載速度時所使用等之使用方法。

產業利用性

由於抑制在輸出低電壓之際產生的誤差而可輸出穩定之電壓，故可廣泛地適用於電動機的可變速控制裝置。特別是，由於可節能地驅動電動機，故可利用於升降機、電動汽車、工作機械、風力發電等之用途。

1．．．三相交流電源

2．．．輸入濾波器

3．．．矩陣變換器主電路

4．．．輸入電壓檢測器群

5．．．負載馬達

6．．．閘極驅動器

7．．．控制器

7-1．．．A/D轉換器

7-2．．．輸出電壓演算部

7-2-1．．．輸出電壓飽和處理部

7-3．．．輸入電壓演算部

7-4．．．PWM演算部

7-5．．．整流演算部

P1．．．輸入中間電壓的符號切換點

圖1是實施本發明之際所需的矩陣變換器電路之結構圖。

圖2是顯示習知切換波形的模型例1。

圖3是顯示用於實現本發明之切換波形的模型例2。

圖4是顯示用於實現本發明之切換波形的模型例3。

圖5是用以實現本發明的PWM演算流程圖。

圖6是用以實現本發明的PWM演算流程圖。

圖7是用以實現本發明的PWM演算流程圖。