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TWI449363B - 實現數位信號品質度量的方法及裝置 - Google Patents

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TWI449363B
TWI449363B TW097117895A TW97117895A TWI449363B TW I449363 B TWI449363 B TW I449363B TW 097117895 A TW097117895 A TW 097117895A TW 97117895 A TW97117895 A TW 97117895A TW I449363 B TWI449363 B TW I449363B
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digital radio
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TW097117895A
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Paul J Peyla
Brian William Kroeger
Original Assignee
Ibiquity Digital Corp
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Description

實現數位信號品質度量的方法及裝置
本發明係關於數位無線電廣播接收器，且更特定言之，係關於用於在一數位無線電接收器中實現針對一OFDM數位信號之一信號品質度量的方法及裝置。
數位無線電廣播技術向行動、可攜式及固定接收器遞送數位音訊與資料服務。一類型之數位無線電廣播(稱為帶內頻道上(IBOC)數位音訊廣播(DAB))將地面發射器用於既有中頻(MF)與超高頻(VHF)無線電頻帶中。iBiquity Digital Corporation開發的HD RadioTM 技術係針對數位無線電廣播與接收之一IBOC實施方案之一範例。
IBOC DAB信號可以一混合格式來發射，其包括一類比調變的載波結合複數個數位調變的載波，或以一全數位格式傳輸，其中不使用該類比調變的載波。使用混合模式，廣播者可持續地發射類比AM(Amplitude Modulation；調幅)與FM，同時亦發射更高品質與更為強固的數位信號，從而允許廣播者及其收聽者自類比轉換至數位無線電同時維持其目前頻率分配。
數位傳輸系統之一特徵係同時發射數位化音訊與資料的固有能力。因而，該技術還允許來自AM與FM無線電台的無線資料服務。廣播信號可包括元資料，例如藝術家、歌曲標題或電台呼號。還可包括關於事件、交通及天氣的特定訊息。例如，當使用者收聽一無線電台時可橫跨一無線 電接收器的顯示器捲動所有交通資訊、天氣預測、新聞及運動競賽得分。
IBOC DAB技術可提供優於既有類比廣播格式之數位品質的音訊。因為各IBOC DAB信號係在一既有AM或FM頻道分配之頻譜遮罩內發射，故其不要求新的頻譜配置。IBOC DAB促進頻譜的經濟性，同時致能廣播者向現有的收聽者基礎供應數位品質音訊。
多重廣播(其能夠在AM或FM頻譜中之一頻道上遞送數個程式或資料流)致能無線電台在主要頻率之分離的補充或子頻道上廣播多個資料流。例如，多個資料流可包括替代性的音樂格式、區域交通、天氣、新聞及體育。可以與傳統台頻率相同的方式使用調諧或搜尋功能來接取補充頻道。例如，若類比調變的信號以94.1 MHz為中心，則IBOC DAB中的相同廣播可包括補充頻道94.1－1、94.1－2及94.1－3。可將補充頻道上高度特殊化的節目編排遞送至緊密目標化的聽眾，從而為廣告客戶產生更多的機會來整合其商標與節目內容。如本文中所使用，多重廣播包括一或多個節目在一單一數位無線電廣播頻道中或在一單一數位無線電廣播信號上的傳輸。多重廣播內容可包括一主要節目服務(MPS)、補充節目服務(SPS)、節目服務資料(PSD)及/或其他廣播資料。
國家無線電系統委員會(全國廣播業者協會與消費電子協會贊助的標準設定組織)在2005年9月採用一IBOC標準(指定為NRSC－5A)。NRSC－5A(其揭示內容以引用方式併入 本文中)提出在AM與FM廣播頻道上廣播數位音訊與輔助資料的要求。該標準及其參考文件包含RF(Radio Frequency；射頻)/傳輸子系統與運輸與服務多工子系統的詳細說明。可於http：//www.nrscstandards.org/standards.asp自NRSC獲得該標準的複本。iBiquity’s HD RadioTM 技術係該NRSC－5A IBOC標準之一實施方案。可於www.hdradio.com與www.ibiquity.com找到關於HD RadioTM 技術的進一步資訊。
其他類型的數位無線電廣播系統包括衛星系統(例如XM Radio、Sirius及WorldSpace)與地面系統(例如數位無線電調幅聯盟(DRM)、Eureka 147(屬於DAB)、DAB第2版及FMeXtra)。如本文中所使用，短語"數位無線電廣播"涵蓋包括帶內頻道上廣播的數位音訊廣播以及其他數位地面廣播與衛星廣播。
需要具有針對一接收數位信號之品質的度量，因為若干應用要求信號品質之一精確指示，包括(例如)一搜尋掃描功能、300 kHz間隔干擾器之解析度、第一相鄰干擾器旁帶選擇及分集切換。還需要此度量係快速獲得，並且對於FM混合與全數位信號而言較為有效與可靠。還需要在實現度量計算時最小化對既有HD RadioTM 接收器硬體或軟體的任何改變。
在一第一態樣中，本發明提供一用於偵測一數位無線電信號的方法。該數位無線電信號包括一系列符號，其各包 含複數個樣本。該方法包括以下步驟：接收該數位無線電信號；發展一具有對應一符號邊界之一峰值的相關波形；正規化該相關波形；以及計算該正規化相關波形之一峰值，其中該峰值表示該接收的數位無線電信號之品質。
該數位無線電信號可包含上方與下方旁帶，並且可將該方法獨立地應用於該等旁帶之各旁帶以針對該等旁帶之各旁帶產生正規化相關波形之峰值。可藉由計算一峰值指標Δ來驗證數位信號品質度量。該方法可包括針對該等上方與下方旁帶計算對應針對該等正規化相關波形之峰值的峰值指標。接著，可決定一代表針對該等上方與下方旁帶之峰值指標之間的差的峰值指標Δ並且可將該峰值指標Δ與針對該等上方與下方旁帶之峰值與臨限值相比較。還可藉由計算該等上方與下方旁帶之間之一頻率偏移差並決定該差是否滿足一特定臨限值來驗證該數位信號品質度量，從而指示一偵測的信號是否係一所需關注信號或一相鄰干擾信號。
在另一態樣中，本發明提供一用於偵測一數位無線電信號的接收器。該數位無線電信號包括一系列符號，其各包含複數個樣本。該接收器包括：一輸入，其用於接收一數位無線電信號；以及一處理器，其用於計算對應一正規化相關波形之一符號邊界的峰值，其中該峰值表示該接收的數位無線電信號之品質。
圖1至13與本文隨附說明提供一IBOC系統的一般說明， 其包括廣播設備結構與操作、接收器結構與操作及IBOCDAB波形的結構。圖14至24與本文隨附說明提供用於實現依據本發明之一態樣的一數位信號品質度量之一獲取模組的結構與操作之一詳細說明。
IBOC系統與波形
參考圖式，圖1係可用以廣播一FM IBOC DAB信號的一播音室站台10、一FM發射器站台12及一播音室發射器連結(STL)14之相關組件的功能組塊圖。該播音室站台除了別的以外還包括播音室自動化設備34、包括一輸入器18、一輸出器20、一激發器輔助服務單元(EASU)22之一總體操作中心(EOC)16及一STL發射器48。該發射器站台包括一STL接收器54與一數位激發器56，該數位激發器包括一激發器引擎(exgine)子系統58與一類比激發器60。雖然在圖1中該輸出器駐留於一無線電台的播音室站台處並且該激發器位於傳輸站台，但此等元件可共同位於該傳輸站台。
於該播音室站台，該播音室自動化設備將主要節目服務(MPS)音訊42供應至該EASU，將MPS資料40供應至該輸出器，將補充節目服務(SPS)音訊38供應至該輸入器，並將SPS資料36供應至該輸入器。MPS音訊用作該主要音訊節目編排源。在混合模式中，其保存在類比與數位傳輸兩者中既有的類比無線電節目編排格式。MPS資料(亦稱為節目服務資料(PSD))包括諸如音樂標題、藝術家、專輯名稱等的資訊。補充節目服務可包括補充音訊內容以及節目關聯資料。
該輸入器包含硬體與軟體以用於供應先進應用服務(AAS)。"服務"係經由一IBOC DAB廣播遞送至使用者的內容，並且AAS可包括未係歸類為MPS、SPS或台資訊服務(SIS)的任何類型之資料。SIS提供台資訊，例如呼叫標誌、絕對時間、與GPS(Global Positioning System；全球定位系統)相關的位置等。AAS資料的範例包括即時交通與天氣資訊、導航地圖更新或其他影像、電子節目指南、多媒體節目編排、其他音訊服務及其他內容。可藉由服務提供商44來供應針對AAS的內容，其經由一應用程式介面(API)向該輸入器提供服務資料46。服務提供商可以係位於該播音室站台之一廣播者或來源於外部的第三方服務與內容提供商。該輸入器可建置多個服務提供商之間的會期連接。該輸入器編碼與多工服務資料46、SPS音訊38及SPS資料36以產生輸出器連結資料24，其係經由一資料連結來輸出至該輸出器。
該輸出器20包含供應用於廣播的主要節目服務與SIS所必需的硬體與軟體。該輸出器透過一音訊介面來接受數位MPS音訊26並壓縮該音訊。該輸出器還多工MPS資料40、輸出器連結資料24及壓縮的數位MPS音訊以產生激發器連結資料52。此外，該輸出器透過其音訊介面來接受類比MPS音訊28並將一預程式化的延遲應用於其以產生一延遲類比MPS音訊信號30。可將此類比音訊作為針對混合IBOCDAB廣播之一備份頻道來廣播。該延遲補償數位MPS音訊之系統延遲，從而允許接收器在數位與類比程式之間混合 而無時間偏移。在一AM傳輸系統中，該延遲MPS音訊信號30係藉由該輸出器轉換成一單音信號並作為該激發器連結資料52之部分係直接傳送至該STL。
EASU 22接受來自該播音室自動化設備的MPS音訊42，將其速率轉換成適當的系統時脈，並輸出該信號的兩個複本，一數位(26)與一類比(28)。該EASU包括一GPS接收器，其係連接至一天線25。該GPS接收器允許該EASU導出一主時脈信號，其係藉由使用GPS單元來與該激發器的時脈同步。該EASU提供藉由該輸出器使用的主系統時脈。若輸出器具有一災難性故障並且不再具操作性，則該EASU還係用以旁通(或重新引導)該類比MPS音訊以通過該輸出器。可將旁通音訊32直接饋送至該STL發射器中，從而消除一死寂事件。
STL發射器48接收延遲類比MPS音訊50與激發器連結資料52。其透過STL連結14來輸出激發器連結資料與延遲類比MPS音訊，其可以係單向或雙向的。例如，該STL連結可以係一數位微波或乙太網路連結，並可使用標準使用者資料元協定或標準TCP/IP(Transmission Control Protocol/Internet Protocol；傳輸控制協定/網際網路協定)。
該發射器站台包括一STL接收器54、一激發器56及一類比激發器60。該STL接收器54透過該STL連結14來接收激發器連結資料，其包括音訊與資料信號以及命令與控制訊息。該激發器連結資料係傳遞至該激發器56，其產生該IBOC DAB波形。該激發器包括一主機處理器、數位升頻 轉換器、RF升頻轉換器及exgine子系統58。該exgine接受激發器連結資料並調變該IBOC DAB波形之數位部分。該激發器56的數位升頻轉換器自數位至類比地轉換該exgine輸出的基頻部分。該數位至類比轉換係基於一GPS時脈，與自該EASU導出之輸出器的基於GPS之時脈相同。因而，該激發器56包括一GPS單元與天線57。一用於同步輸出器與激發器時脈的替代性方法可在美國專利申請案第11/081,267號(公開案第2006/0209941 A1號)中找到，其揭示內容特此以引用方式併入。該激發器的RF升頻轉換器將該類比信號升頻轉換至適當的帶內頻道頻率。接著，該升頻轉換的信號係傳遞至高功率放大器62與天線64以用於廣播。在一AM傳輸系統中，該exgine子系統將備份類比MPS音訊連貫地添加至該混合模式中的數位波形；因而，該AM傳輸系統不包括該類比激發器60。此外，該激發器56產生相位與量值資訊並且該類比信號係直接輸出至該高功率放大器。
可使用各種波形在AM與FM無線電頻帶兩者中發射IBOC DAB信號。該等波形包括一FM混合IBOC DAB波形、一FM全數位IBOC DAB波形、一AM混合IBOC DAB波形及一AM全數位IBOC DAB波形。
圖2係一混合FM IBOC波形70的示意性表示。該波形包括位於一廣播頻道74之中心處之一類比調變信號72，在一上方旁帶78中之一第一複數個均勻間隔的正交分頻多工副載波76及在一下方旁帶82中之一第二複數個均勻間隔的正交 分頻多工副載波80。數位調變副載波係分成分區，並且各種副載波係指定為參考副載波。一頻率分區係一19個OFDM副載波之群組，其包含18個資料副載波與一參考副載波。
該混合波形包括一類比FM調變的信號，加上數位調變的初級主要副載波。該等副載波係位於均勻間隔的頻率位置處。該副載波位置係自－546至＋546來編號。在圖2之波形中，該等副載波處於位置＋356至＋546與－356至－546處。各初級主要旁帶係包含十個頻率分區。初級主要旁帶中還包括副載波546與－546，其係額外的參考副載波。各副載波之振幅可由一振幅比例因數來調整。
圖3係一延伸混合FM IBOC波形90的示意性表示。該延伸混合波形係藉由將初級延伸旁帶92、94添加至存在於該混合波形中的初級主要旁帶來產生。可將一、二或四個頻率分區添加至各初級主要旁帶之內部邊緣。該延伸混合波形包括該類比FM信號加上數位調變的初級主要副載波(副載波＋356至＋546與－356至－546)，及一些或所有初級延伸副載波(副載波＋280至＋355與－280至－355)。
上方初級延伸旁帶包括副載波337至355(一頻率分區)、318至355(兩個頻率分區)或280至355(四個頻率分區)。下方初級延伸旁帶包括副載波－337至－355(一頻率分區)、－318至－355(兩個頻率分區)或－280至－355(四個頻率分區)。各副載波之振幅可藉由一振幅比例因數來調整。
圖4係一全數位FM IBOC波形100的示意性表示。該全數 位波形係藉由停用該類比信號，完全擴張初級數位旁帶102、104之頻寬並在藉由該類比信號所空出的頻譜中添加更低功率的次級旁帶106、108來建構。該解說的具體實施例中的全數位波形包括在副載波位置－546至＋546處之數位調變的副載波，而無類比FM信號。
除了十個主要頻率分區之外，在全數位波形之各初級旁帶中還存在所有四個延伸頻率分區。各次級旁帶亦具有十個次級主要(SM)及四個次級延伸(SX)頻率分區。然而，與該等初級旁帶不同，該等次級主要頻率分區係映射至更靠近頻率中心，其中該等延伸頻率分區遠離該中心。
各次級旁帶亦支援一較小次級受保護(SP)區域110、112，其包括12個OFDM副載波及參考副載波279與－279。該等旁帶係稱之為"受保護"，因為其位於最不可能受類比或數位干擾影響的頻譜區域。一額外的參考副載波係置於該頻道的中心(0)。該SP區域的頻率分區順序因為該SP區域並不包含頻率分區而不適用。
各次級主要旁帶橫跨副載波1至190或－1至－190。該上方次級延伸旁帶包括副載波191至266，而上方次級受保護旁帶包括副載波267至278，加上額外的參考副載波279。下方次級延伸旁帶包括副載波－191至－266，而該下方次級受保護旁帶包括副載波－267至－278，加上額外的參考副載波－279。整個全數位頻譜之總頻率跨距為396,803 Hz。各副載波之振幅可藉由一振幅比例因數來縮放。該等次級旁帶振幅比例因數可由使用者選擇。可選擇該四個中之任一者 來應用到該等次級旁帶。
在該等波形之各波形中，該數位信號係使用正交分頻多工(OFDM)來調變。OFDM係一平行調變方案，其中該資料流調變大量的正交副載波，其係同時傳輸。OFDM本身具有彈性，從而容易允許邏輯頻道至不同的副載波群組的映射。
在該混合波形中，該數位信號係在該混合波形中的類比FM信號之任一側上的初級主要(PM)旁帶中發射。各旁帶之功率位準明顯低於該類比FM信號中的總功率。該類比信號可以係單聲道或立體聲，並可包括授權付費通信(SCA)頻道。
在該延伸混合波形中，該等混合旁帶之頻寬可朝向該類比FM信號延伸以增加數位容量。此額外分配給各初級主要旁帶之內部邊緣的頻譜係稱為初級延伸(PX)旁帶。
在該全數位波形中，該類比信號係移除，並且該初級數位旁帶之頻寬如在該延伸混合波形中係完全延伸。此外，此波形允許更低功率數位次級旁帶在該類比FM信號所空出的頻譜中進行傳輸。
圖5係一AM混合IBOC DAB波形120的示意性表示。該混合格式包括傳統的AM類比信號122(頻寬限於大約±5 kHz)以及一差不多30 kHz寬的DAB信號124。該頻譜係包含於一具有一大約30 kHz之頻寬的頻道126內。該頻道係分成上方130與下方132頻帶。該上頻帶自該頻道之中心頻率延伸至離該中心頻率大約＋15 kHz。該下頻帶自該中心頻率 延伸至離該中心頻率大約－15 kHz。
在一範例中，該AM混合IBOC DAB信號格式包含類比調變的載波信號134加上橫跨上方與下方頻帶的OFDM副載波位置。代表要發射之音訊或資料信號的編碼數位資訊(節目材料)係在該等副載波上進行傳輸。由於符號之間之一保護時間所致，符號速率小於該副載波間隔。
如圖5所示，該上頻帶係分成一初級區段136、一次級區段138及一第三區段144。該下頻帶係分成一初級區段140、一次級區段142及一第三區段143。出於此說明之目的，該等第三區段143與144可以係視為包括在圖5中標記為146、148、150及152的複數個副載波群組。接近該頻道之中心定位的第三區段內之副載波係稱為內部副載波，而遠離該頻道之中心定位的第三區段內之副載波係稱為外部副載波。在此範例中，群組148與150中的內部副載波之功率位準係顯示隨與該中心頻率之頻率間隔而線性減小。該等第三區段中的其餘副載波群組146與152具有實質上恆定的功率位準。圖5還顯示用於系統控制的兩個參考副載波154與156，其位準係固定於不同於其他旁帶之一值。
數位旁帶中之副載波的功率顯著低於該類比AM信號中的總功率。一給定初級或次級區段內之各OFDM副載波的位準係固定於一恆定值。可彼此相對地縮放初級或次級區段。此外，狀態與控制資訊係在位於主要載波之各側上的參考副載波上傳輸。可在位於該等上方與下方次級旁帶之頻率邊緣之上與之下的個別副載波中，傳輸一分離的邏輯 頻道，例如一IBOC資料服務(IDS)頻道。各初級OFDM副載波之功率位準係相對於未調變的主要類比載波固定。然而，該等次級副載波、邏輯頻道副載波及第三副載波之功率位準係可調整的。
使用圖5之調變格式，該類比調變載波與該數位調變副載波係在針對美國的標準AM廣播指定的頻道遮罩內進行傳輸。該混合系統使用該類比AM信號以用於調諧與備份。
圖6係針對一全數位AM IBOC DAB波形之副載波指派的示意性表示。全數位AM IBOC DAB信號160包括均勻間隔之副載波的第一與第二群組162與164(稱為初級副載波)，其係定位於上方與下方頻帶166與168中。副載波之第三與第四群組170與172(分別稱為次級與第三副載波)亦係定位於上方與下方頻帶166與168中。該第三群組的兩個參考副載波174與176最接近該頻道的中心。可使用副載波178與180來發送節目資訊資料。
圖7係一AM IBOC DAB接收器200的簡化功能組塊圖。該接收器包括一連接至一天線204、一調諧器或前端206之輸入202，與一用於產生線210上之一基頻信號的數位降頻轉換器208。一類比解調變器212解調變該基頻信號之類比調變部分，以產生線214上之一類比音訊信號。一數位解調變器216解調變該基頻信號之數位調變部分。接著，該數位信號係由一解交錯器218來解交錯，並藉由一維特比(Viterbi)解碼器220來解碼。一服務解多工器222自資料信號分離主要與補充節目信號。一處理器224處理該等節目 信號，以產生線226上之一數位音訊信號。係如區塊228所示，混合該等類比與主要數位音訊信號，或使一補充數位音訊信號通過，以產生線230上之一音訊輸出。一資料處理器232處理該等資料信號，並產生線234、236及238上之資料輸出信號。該等資料信號可包括(例如)一台資訊服務(SIS)、主要節目服務資料(MPSD)、補充節目服務資料(SPSD)，及一或多個輔助應用服務(AAS)。
圖8係一FM IBOC DAB接收器250的簡化功能組塊圖。該接收器包括一輸入252，其係連接至一天線254與一調諧器或前端256。一接收的信號係提供至一類比至數位轉換器與數位降頻轉換器258以產生於輸出260之一基頻信號，其包含一系列複合信號樣本。該等信號樣本係複合的，因為各樣本皆包含一"實數"成分與一"虛數"成分，其係與該實數成分正交取樣。一類比解調變器262解調變該基頻信號之類比調變部分以產生線264上之一類比音訊信號。該取樣的基頻信號之數位調變部分接下來係藉由旁帶隔離濾波器266來濾波，其具有包含存在於接收的OFDM信號中的統一副載波fl 至fn 集之一通帶頻率響應。濾波器268抑制一第一相鄰干擾器的效應。複合信號298係選路至獲取模組296的輸入，其獲取或恢復來自如接收的複合信號298中所示之接收的OFDM符號之OFDM符號時序偏移或誤差與載波頻率偏移或誤差。獲取模組296發展一符號時序偏移Δt與載波頻率偏移Δf，以及狀態與控制資訊。接著，該信號係解調變(區塊272)以解調變該基頻信號之數位調變部分。 接著，該數位信號係藉由一解交錯器274來解交錯，並藉由一維特比解碼器276來解碼。一服務解多工器278自資料信號分離主要與補充節目信號。一處理器280處理該等主要與補充節目信號以產生線282上之一數位音訊信號。該等類比與主要數位音訊信號係如區塊284所示來混合，或使補充節目信號通過，以產生線286上之一音訊輸出。一資料處理器288處理該等資料信號並產生線290、292及294上之資料輸出信號。該等資料信號可包括(例如)一台資訊服務(SIS)、主要節目服務資料(MPSD)、補充節目服務資料(SPSD)及一或多個先進應用服務(AAS)。
實際上，可使用一或多個積體電路來實現圖7與8之接收器中顯示的許多信號處理功能。
圖9a與9b係自發射器的視角看一IBOC DAB邏輯協定堆疊的圖式。自接收器的視角看，將在相反方向上橫穿該邏輯堆疊。在該協定堆疊內的各種實體之間傳遞的大部分資料係協定資料單元(PDU)的形式。一PDU係藉由該協定堆疊之一特定層(或一層內之程序)產生之一結構化資料區塊。一給定層的PDU可囊封來自該堆疊之下一更高層的PDU及/或包括源自該層(或程序)本身的內容資料與協定控制資訊。藉由該發射器協定堆疊中之各層(或程序)產生的PDU係至該接收器協定堆疊中之一對應層(或程序)的輸入。
如圖9a與9b所示，存在一組態管理器330，其係一將組態與控制資訊供應至該協定堆疊內之各種實體的系統功 能。該組態/控制資訊可包括使用者定義的設定以及自該系統內產生的資訊，例如GPS時間與位置。服務介面331表示針對除SIS之外的所有服務的介面。該服務介面可針對各種類型的服務之各服務而不同。例如，對於MPS音訊與SPS音訊而言，該服務介面可以係一音訊卡。對於MPS資料與SPS資料而言，該等介面可以係不同應用程式介面(API)的形式。對於所以其他資料服務而言，該介面係一單一API的形式。一音訊編解碼器332編碼MPS音訊與SPS音訊兩者以產生MPS與SPS音訊編碼封包之核心(流0)與可選增強(流1)流，其係傳遞至音訊運輸333。音訊編解碼器332還將未使用的容量狀態中繼至該系統的其他部分，因而允許包含機會資料。MPS與SPS資料係藉由節目服務資料(PSD)運輸334來處理以產生MPS與SPS資料PDU，其係傳遞至音訊運輸333。音訊運輸333接收編碼的音訊封包與PSD PDU並輸出包含壓縮的音訊與節目服務資料兩者的位元流。SIS運輸335接收來自該組態管理器之SIS資料並產生SIS PDU。一SIS PDU可包含台識別與位置資訊、節目類型以及絕對時間與GPS相關位置。AAS資料運輸336接收來自該服務介面的AAS資料以及來自該音訊運輸的機會頻寬資料，並產生AAS資料PDU，其可基於服務參數的品質。該等運輸與編碼功能係統稱為該協定堆疊之層4並且該等對應的運輸PDU係稱為層4 PDU或L4 PDU。屬於頻道多工層的層2(337)接收來自該SIS運輸、AAS資料運輸及音訊運輸的運輸PDU，並將其格式化至層2 PDU中。一層2 PDU包括協定控制資訊與一封包承載，其可以係音訊、資料或一音訊與資料之組合。層2 PDU係透過正確邏輯頻道選路至層1(338)，其中一邏輯頻道係以一指定的服務級別引導L1 PDU通過層1之一信號路徑。基於服務模式存在多個層1邏輯頻道，其中一服務模式係指定輸送量、效能位準及選擇的邏輯頻道之操作參數的特定組態。作用層1邏輯頻道的數目與界定其之特性針對各服務模式改變。狀態資訊亦在層2與層1之間傳遞。層1將來自層2的PDU與系統控制資訊轉換成一AM或FM IBOC DAB波形以用於傳輸。層1處理可包括擾頻、頻道編碼、交錯、OFDM副載波映射及OFDM信號產生。OFDM信號產生的輸出係一複合、基頻、時域脈衝，其表示針對一特定符號的一IBOC信號之數位部分。離散符號係序連以形成一連續的時域波形，其係調變以產生一IBOC波形以用於傳輸。
圖10自接收器的視角顯示該邏輯協定堆疊。一IBOC波形係藉由實體層(層1(560))來接收，其解調變該信號並處理其以將該信號分成多個邏輯頻道。邏輯頻道的數目與種類將取決於服務模式，並可包括邏輯頻道P1至P3、PIDS、S1至S5及SIDS。層1產生對應該等邏輯頻道的L1 PDU並將該等PDU傳送至層2(565)，其解多工該等L1 PDU以產生針對該主要節目服務與任何補充節目服務的SIS PDU、AAS PDU、PSD PDU及流0(核心)音訊PDU與流1(可選增強)音訊PDU。接著，該等SIS PDU係藉由SIS運輸570來處理以產生SIS資料，該等AAS PDU係藉由AAS運輸575來處理以產 生AAS資料，並且該等PSD PDU係藉由PSD運輸580來處理以產生MPS資料(MPSD)與任何SPS資料(SPSD)。接著，該SIS資料、AAS資料、MPSD及SPSD係傳送至一使用者介面590。接著，若一使用者要求，則可顯示該SIS資料。同樣，可顯示MPSD、SPSD及任何基於文字的或圖形AAS資料。該流0與流1 PDU係藉由層4來處理，其包含音訊運輸590與音訊解碼器595。可能存在對應在該IBOC波形上接收之節目數目的高達N個音訊運輸。各音訊運輸產生編碼的MPS封包或SPS封包，其對應該等接收節目之各節目。層4接收來自該使用者介面的控制資訊，其包括諸如儲存或播放節目與搜尋或掃描廣播一全數位或混合IBOC信號之無線電台的命令。層4還將狀態資訊提供至該使用者介面。
如先前所說明，一IBOC信號之數位部分係使用正交分頻多工(OFDM)來調變。參考圖11a，用於本發明之一OFDM信號的特徵為包含複數個等距間隔的副載波fl 至fn 之一多頻載波信號。相鄰副載波(例如f1 與f2 )係彼此分離一預定頻率增量以使得相鄰副載波彼此正交。就正交而言，其意味著當係適當尼奎斯特(Nyquist)加權時，該等副載波不展現串擾。在併入本發明並使用數位與類比傳輸頻道兩者之一混合系統中，在各旁帶中存在191個載波，其中每一旁帶具有一70 kHz頻寬。在本發明之一全數位實施方案中，在各旁帶中存在267個載波，其中每一旁帶具有一97 kHz頻寬。
圖11b顯示時域中之一OFDM符號5。該符號具有一有效符號週期或時間寬度T與一完全符號週期Tα 。該OFDM副載波正交性要求產生該有效符號週期T與相鄰OFDM副載波之間的頻率間隔之間的功能互依性。明確地說，相鄰副載波之間的頻率分離係限制以等效於各OFDM符號5之有效符號週期T的反轉。即，該頻率分離等於1/T。橫跨各OFDM符號5之有效符號週期T延伸的係一預定數目N之等距間隔的時間符號樣本(圖式中未顯示)。此外，橫跨各OFDM符號5之完全週期Tα 延伸的係一預定數目Nα ＝N(1＋α)之等距間隔的時間符號樣本。α係針對該符號之振幅漸縮因數，並且在此處可以係視為一分率乘數。在調變期間，一OFDM調變器產生一系列OFDM符號5，其各包含對應完全符號週期Tα 的一預定數目Nα 之時間符號樣本，其中各符號之前αN個樣本與最後αN個樣本係漸縮並具有相等的相位。在一具體實施例中，橫跨各完全符號週期Tα 延伸的時間樣本之預定數目Nα 係1080，橫跨各有效符號週期T延伸之時間樣本的預定數目N係1024，並且前αN個樣本與最後αN個樣本之各樣本中的樣本數目係56。此等值僅係範例性並可依據系統要求改變。同樣在調變期間，一循環前置係應用以使得各傳輸的符號之導引與尾隨部分係高度相關。
預定振幅時間輪廓或包絡11、15、13係施加至此等樣本之信號位準上。此振幅輪廓包括分別處於各符號5之導引部分與尾隨部分處的對稱上升與下降的振幅漸縮11、15及 在其間延伸之一平坦振幅輪廓13。在該時域中提供的此等圓形或漸縮的邊緣用作實質上減低該頻域中不合需要的旁波瓣能量，以因而提供一更為頻譜高效的OFDM信號。雖然符號5之完全符號週期Tα 延伸超出該有效符號週期T，但只要符號5之振幅漸縮11、15遵循一尼奎斯特或上升餘弦漸縮函數該頻域(圖11a)中相鄰副載波之間的正交性便不受損。更明確地說，正交性係在本發明中透過組合傳輸符號之根升餘弦加權(或振幅漸縮)與接收符號之根升餘弦匹配濾波來保持。
OFDM符號5之導引與尾隨部分共用一額外重要特徵，即橫跨OFDM符號5之導引部分(其具有一時間持續時間αT)延伸的前αN個OFDM符號樣本具有與橫跨OFDM符號5之尾隨部分(其亦具有一時間持續時間αT)延伸的最後αN個符號樣本實質上等效的相位。再次應注意，α係針對該符號之振幅漸縮因數，並且在此處可以係視為一分率乘數。
獲取模組結構與操作
圖12顯示在美國專利第6,539,063與6,891,898號中說明之一基本獲取模組296之一具體實施例。接收的複合信號298係提供至峰值發展模組1100之輸入，其提供第一階段的信號處理以用於獲取該接收的OFDM信號之符號時序偏移。峰值發展模組1100於其一輸出發展一邊界信號1300，其中具有複數個信號峰值，各信號峰值表示針對在輸入至峰值發展模組1100中的接收信號298中表示之各接收的OFDM符號之一接收符號邊界位置。因為此等信號峰值表示接收符 號邊界位置，故其時間位置指示接收符號時序偏移。更明確地說，因為該接收器不具有真實或實際接收符號邊界位置的初始或先驗知識，此一位置係最初假定或任意產生以致能接收器處理操作。獲取模組296建置存在於此一先驗假設與該真實的接收符號邊界位置之間的符號時序偏移Δt，因而致能該接收器恢復並循跡符號時序。
在發展表示OFDM符號邊界的信號峰值中，峰值發展模組1100利用藉由該發射器應用的循環前置以及各接收的OFDM符號之導引與尾隨部分中固有的預定振幅漸縮與相位性質。特定言之，共軛複數乘積係形成於當前樣本與其N個樣本之前的樣本之間。形成於各符號中的前αN個樣本與最後αN個樣本之間的此類乘積產生對應包含如此形成之αN個共軛乘積的各符號之一信號峰值。
數學上，該等共軛乘積的形成係表示如下。令D(t)表示該接收的OFDM信號，並令Tα ＝(1＋α)T表示該完全OFDM符號持續時間或週期，其中1/T係該OFDM頻道間隔並且α係針對該符號之振幅漸縮因數。邊界信號1300中的信號峰值作為一系列脈衝或信號峰值在D(t)．D＊ (t－T)之共軛乘積中出現。由於施加於各OFDM符號之導引與尾隨部分上的尼奎斯特振幅漸縮，各脈衝或信號峰值皆具有以下形式之一半正弦波振幅輪廓：w(t)＝{sin(πt/(αT))，假設0tαT，以及否則w(t)＝{0。
此外，信號1300之週期(即該系列信號峰值之週期)係 Tα 。參考圖11c，包括於邊界信號1300中的該系列信號峰值具有振幅包絡w(t)與藉由一Tα 之週期間隔的峰值。參考圖11d，重疊的導引與尾隨部分振幅漸縮11、15之乘積乘以該等共軛乘積中的平方量值，從而得出該半正弦波w(t)，其具有對應αN個樣本之一持續時間寬度αT。
再次參考圖12，對於輸入至峰值發展模組1100之各信號樣本而言，一乘積樣本係自乘法器電路1250輸出從而表示該輸入樣本與與其間隔T個樣本之一前趨樣本之間的共軛乘積。共軛複數發展器1200於其輸出處產生各輸入樣本之共軛複數，其輸出係提供為至乘法器1250之一輸入。此輸出處之共軛樣本係針對自延遲電路1150輸出之延遲樣本來相乘。以此方式，共軛複數乘積係形成於該接收信號298與其一延遲的複製信號之間，該延遲的複製信號係藉由使用延遲電路1150延遲該接收信號298預定時間T來獲得。
參考圖13a、13b及13c，繪示針對峰值發展模組1100的有關符號時序。圖13a表示於至峰值發展模組1100之輸入處提供之連續OFDM符號1與2。圖13b繪示作為自延遲電路1150之輸出的OFDM符號1與2之延遲版本。圖13c表示針對各對應的Nα ＝N(1＋α)個乘積樣本集(其在一可行具體實施例中等於1080個樣本)發展的信號峰值，該系列信號峰值係回應圖13a之接收信號與圖13b之其延遲版本之間的共軛乘法來產生。
經由特定舉例，若該接收的OFDM符號週期Tα 對應Nα ＝1080個信號樣本，並且處於該符號之導引與尾隨部分 之各部分處的αN個樣本對應56個信號樣本，則對於至峰值發展模組1100之各1080樣本OFDM符號輸入而言，在邊界信號1300中出現一對應的1080個乘積樣本之集。在此範例中，延遲電路1150賦予一1024－(N)樣本延遲以使得輸入至乘法器1250之各樣本乘以其1024個樣本之前的前趨樣本。針對各對應的1080個乘積樣本之集如此發展的信號峰值僅包含形成於各對應符號的前與最後56個樣本之間的56個共軛乘積。
可以任何數目之方法來實現峰值發展模組1100，只要各符號之導引與尾隨部分之間的對應係以先前說明之方式來利用。例如，峰值發展模組1100可在各樣本到達時操作各樣本，使得針對輸入的各樣本，一乘積樣本係提供於其輸出處。替代地，可(例如)以向量形式來儲存複數個樣本，因而產生當前樣本向量與延遲樣本向量，其向量可以係輸入至一向量乘法器以於其一輸出處形成向量乘積樣本。替代地，該峰值發展模組可以係實現以操作連續而非取樣的離散時間信號。然而，在此一方法中，需要輸入的接收信號298亦係一連續而非一取樣的信號。
理想上，在邊界信號1300中具有可容易識別的信號峰值，如圖11c與13c所示。然而，實際上，各信號峰值實際上無法自位於相鄰符號中的樣本之不合需要的雜訊乘積區分出來。因為峰值發展模組1100持續形成橫跨各接收符號延伸之樣本與自其延遲的前趨樣本之間的乘積，故邊界信號1300包括所需信號峰值以及雜訊共軛乘積。例如，各符 號中的前αN(56)個樣本係針對其中的最後αN個樣本來相乘，以產生在持續時間內的所需αN個信號峰值樣本。然而，其餘N(1024)個樣本係針對來自回應藉由延遲電路1150(參見圖13)賦予其之延遲的相鄰符號的N個樣本來相乘。此等額外的不合需要乘積具有填充發生該等所需信號峰值之間的雜訊的效應。因而，對應OFDM信號之雜訊乘積可以係明顯的。
除在邊界信號1300中存在上述乘積雜訊以外，還存在得自數位通信技術中為人熟知的其他來源的雜訊。此雜訊係藉由環境雜訊、散射、多路徑與衰退及信號干擾來在信號透過大氣之傳播期間賦予該信號。該接收器之前端亦向該信號添加雜訊。
隨後的信號處理階段係部分專用於針對邊界信號1300中之所需信號峰值對抗上述雜訊之降低的效應，或更明確地說係專用於改良邊界信號1300中存在的信號峰值之信雜比。信號增強模組1350係提供於峰值發展模組1100之輸出處，並包含第一與第二級信號增強電路或模組。該第一級信號增強電路係一附加疊加電路或模組1400而該第二級增強電路係一匹配濾波器1450，其係提供於該第一級增強電路之輸出處。
附加疊加電路1400附加地疊置一預定數目之信號峰值及其周圍的雜訊乘積，以藉由增加邊界信號1300中之信號峰值的信雜比來增強信號峰值可偵測性。為實現此附加疊加程序，首先按時間疊置或重疊邊界信號1300之一預定數目 之連續段。此等疊置的段之各段包含自峰值發展模組1100輸出的一符號週期的共軛乘積樣本，並包括藉由不合需要的雜訊乘積樣本包圍之一所需信號峰值。
在該預定數目或區塊的信號段已係時間重疊之後，在該組疊置的段中佔據一預定時間位置的乘積樣本係累積以形成針對該預定位置之一累積信號樣本。以此方式，一累積信號係發展而針對橫跨該等疊置的邊界信號段延伸的預定樣本位置之各位置包含一累積信號樣本。
若(例如)要疊置32個鄰接的邊界信號段，並且若各段皆包括一符號週期值的1080個樣本，則附加疊加電路1400針對輸入至其之32個段(每段1080個樣本)之各鄰接區塊產生1080個累積樣本。以此方式，32個段(各段中包括1080個樣本、一信號峰值及雜訊)之共軛乘積係藉由逐點加總該32個段之疊置共軛乘積來逐個附加地疊置或"折疊"。基本上，在此折疊程序中，該32個段之乘積係逐點添加至在該32個鄰接符號之上一符號週期(或1080個樣本)遠的對應共軛乘積，以產生其中包含1080個累積樣本之一累積信號段。接著，針對32個邊界信號段之下一鄰接區塊重複該信號處理，以產生另一累積信號段等等。
藉由附加地疊置邊界信號1300的預定數目之鄰接段產生的累積信號段中包括一增強的信號峰值，其展現關於構成的輸入邊界信號段之各段中信號峰值的一增加的信雜比。此增強的原因係該等邊界信號段之疊加對準其個別信號峰值，使得當該等段係累積時各信號峰值加入下一信號峰 值，因而實現基於該等邊界信號峰值之重複性質之一形式的連貫處理增益。
然而該等邊界信號段中之對準的重複性信號峰值連貫地累積以於附加疊加模組1400之輸出處形成一增強的(累積)信號峰值，相反圍繞該等邊界信號段之各段中的信號峰值的雜訊共軛乘積之隨機性質在該附加疊加程序期間產生其不連貫添加。因為該等信號峰值連貫地添加而周圍具有零平均的雜訊乘積不連貫地添加並因而係平均，故自該附加疊加模組1400輸出的增強信號峰值總體展現一改良的信雜比。藉由該附加疊加模組實現的處理增益與信雜比增強與疊置以產生該累積信號段的邊界信號段之數目一起增加。抵消此優點的係獲取延遲之一對應不利的增加，因為更多邊界信號段係收集以產生該累積信號峰值。因而，該特定的預定數目(例如16或32)在任何應用中都表示此等兩個競爭利益之間的平衡，其中平均的數目最終受削弱頻寬限制。
在數學方面，邊界信號1300中存在的共軛乘積之鄰接段的附加疊加可藉由以下等式來表達：
其中k係疊置段的數目，D係至該峰值發展模組1100之輸入298，而K係段的數目(例如16)。上述信號處理之一重要態樣係於其各階段保存符號時序：OFDM符號輸入至峰值發展模組1100，邊界信號段輸入至附加疊加電路1400，以 及自其輸出累積信號段，各具有一Tα 的時間週期(對應N＝1080個樣本)。以此方式，如一信號段內的信號峰值之定位所示，符號時序偏移係從頭到尾地保存。
在操作中，該附加疊加模組1400、總和模組1600及回授延遲模組1650一起提供附加疊加功能。即，總和模組1600將一當前輸入樣本添加至鄰接符號中的樣本之一累積的結果，該等樣本之各樣本係藉由一符號週期Tα (對應1080個樣本)來時間間隔。延遲1650在累積之間賦予該一符號週期延遲。換言之，藉由總和模組1600輸出之各累積結果係延遲1符號週期Tα ，並接著作為一輸入係回授至加總模組1600，其中其係添加至下一輸入樣本。該程序針對橫跨各輸入符號的所有輸入樣本重複。
換言之，該累積信號段中之第一累積樣本表示所有32個邊界信號段之所有第一樣本的累積。第二累積樣本表示所有32個邊界信號段之所有第二樣本的累積，以此類推，橫跨該累積信號段。
在已累積預定數目之信號段產生該累積信號段之後，重設產生器1700將一重設信號提供至延遲模組1650。例如，若要累積之邊界信號段的預定數目係32，則該重設產生器1700針對每32個信號段，將一重設判定給回授延遲模組1650。回應該重設之判定，附加疊加模組1400累積鄰接邊界信號段之下一預定數目。
如先前所說明，附加疊加模組1400的輸出係一包含一系列累積信號段的累積信號，各段中包括一增強信號峰值 1550。在一高雜訊環境中，增強信號峰值1550雖然展現一改良的信雜比，但仍實際上無法自周圍雜訊區分出來。因而，需要進一步增強該增強信號峰值的信雜比。
為了進一步增強該增強信號峰值1550之信雜比，自附加疊加模組1400輸出的累積信號被輸入至匹配濾波器1450。匹配濾波器1450之時間脈衝響應係與輸入至其之增強信號峰值的形狀或振幅包絡相匹配，且在本發明之一具體實施例中遵循一根升餘弦輪廓。明確地說，該匹配濾波器之脈衝響應對應如圖11d所示之函數w(t)，並且係由使符號5之前αN個樣本與其最後αN個樣本逐點相乘來決定。參看圖11b與11d。
雖然可使用一非匹配低通濾波器來平滑化存在於該累積信號中的雜訊，但該匹配濾波器1450在一高斯(Gaussian)雜訊環境中為所需信號(增強信號峰值1550)提供最佳信雜改良。匹配濾波器1450係實現為一有限脈衝響應(FIR)數位濾波器，其於其一輸出處提供一輸入至其之複合樣本之濾波版本。
簡要總結導致該匹配濾波器之輸出的信號處理階段，峰值發展模組1100產生複數個信號峰值，其時間位置表示符號邊界位置，其表示針對各接收之OFDM符號的符號時序偏移。信號增強模組1350藉由首先附加地疊置一預定數目之輸入信號段，以產生其中具有一增強峰值之一累積信號段，其次匹配濾波該累積信號段以產生最佳地準備好隨後峰值偵測處理之一累積的匹配濾波信號段來增強該等信號 峰值的可偵測性。此程序持續運作以於信號增強模組1350之輸出處產生複數個濾波的增強信號峰值。在輸出自信號增強模組1350之匹配濾波之累積信號段內之此等濾波之增強信號峰值的時間位置指示符號邊界位置或OFDM符號時序偏移。
個別且尤其係組合地採用，附加疊加模組與匹配濾波器有利地增強信號峰值可偵測性。其在峰值發展階段之後的引入允許包含大量頻率載波並在一傳播雜訊信號環境中運作之一OFDM信號的有效使用。
要求建置符號時序偏移的下一階段之信號處理係偵測自信號增強模組1350輸出之信號峰值的時間位置。該信號峰值的時間位置在實際中係在自該匹配濾波器輸出之濾波的累積信號段內的增強信號峰值之樣本指標或樣本數目。
自匹配濾波器1450輸出之濾波的複合信號1750係提供為至峰值選擇器模組1900之一輸入，該峰值選擇器模組偵測該增強的濾波信號峰值及其時間位置或樣本指標。在操作中，峰值選擇器1900之平方量值產生器1950平方輸入至其的複合信號樣本之量值以於其輸出處產生一信號波形。平方量值產生器1950的輸出係提供為至最大值尋檢器2000之一輸入，該尋檢器檢查輸入至其的樣本量值並識別對應該信號峰值之時間位置或樣本指標。
該信號峰值之此時間位置基本上係提供為該符號時序偏移，其係藉由獲取模組296提供至一符號時序校正模組(未顯示)之一輸入。應明白，提供為時序偏移Δt的時間位置 可要求略微調整以補償藉由先前信號處理階段引入的各種處理延遲。例如，載入濾波器中的初始化延遲等可添加需要自最終時序偏移估計校準出的延遲。然而，此類延遲一般較小並且係實施方案特定的。
在該信號峰值之時間位置已係決定(以建置符號時序偏移)之後，信號處理的下一階段係決定該接收的OFDM信號之載波相位誤差與對應的載波頻率誤差。複合信號1750中之匹配濾波的增強信號峰值表示最清潔的點或最大信雜比的點，於其決定載波相位誤差與頻率誤差。此峰值位置處的複合樣本之相位指示發射器與接收器之間存在的頻率誤差，因為藉由峰值發展模組1100發展的此點處之共軛乘積在不存在載波頻率誤差的情況下應產生一零相位值。在該信號峰值之此點處並且實際上在該信號峰值中的每隔一點處的共軛乘積應產生一零相位值，因為數學上在不存在載波頻率誤差的情況下具有等效相位之符號樣本之間的共軛乘積(如各接收符號之導引與尾隨部分處的樣本)消除相位。存在於自該匹配濾波器輸出之信號的峰值處的任何殘餘相位都與載波頻率誤差成比例，並且一旦決定該殘餘相位，該頻率誤差便易於計算。
數學上，載波頻率誤差Δf在形成一共軛乘積峰值的一OFDM符號之導引與尾隨部分處之樣本之間產生2πΔfT的殘餘相移。因而，該頻率誤差係藉由以下等式來表示：
其中GMax 係該匹配濾波器輸出之峰值而Arg表示該信號峰值處之一複數(複合樣本)之自變數(相位)。Arg函數等效於四象限反正切。因為該反正切不能偵測一2π視窗外的角度，故該頻率估計係含糊至頻道間隔之一倍數1/T。但是，此頻率誤差估計連同藉由該信號峰值之位置提供的時序偏移估計一起足以允許信號解調變的開始。但解調變進行時，隨後的接收器訊框邊界處理(並非本發明之部分)解決頻率模糊。
在圖12中，該匹配濾波的複合信號1750與該時間位置或樣本指標兩者都係提供為至相位擷取器2050之輸入。相位擷取器2050自表示自該匹配濾波器輸出之增強信號峰值的複合樣本來擷取殘餘相位。該擷取相位係提供至僅縮放輸入至其的擷取相位的頻率產生器2100之輸入以產生該載波頻率誤差Δf，其接著係藉由獲取模組296提供至一頻率校正模組(未顯示)。因而，提供於匹配濾波器1450之輸出處的濾波信號峰值之時間位置指示符號時序偏移，並且載波頻率誤差係自此信號峰值之相位導出。
FM數位信號品質度量
上面用於自一接收的OFDM信號獲取或恢復符號時序偏移與載波頻率誤差的方法及裝置提供用於決定不合格符號時序偏移與載波頻率誤差之一基本技術。美國專利第6,539,063與6,891,898號說明用於自一接收的OFDM信號獲取或恢復符號時序偏移與載波頻率誤差的額外技術，其任一者都可用於實現依據本發明之一數位信號品質度量。因 為此等專利中說明的獲取功能係發生於該基頻處理鏈之開始附近與OFDM解調變之前的時域程序，故可利用其提供一有效的數位信號品質度量。
此外，上面說明的該OFDM符號之導引與尾隨部分中固有的預定振幅與相位性質(即各OFDM符號之導引與尾隨部分中的樣本振幅之漸縮及其等效相位)係有利地藉由現有IBOC系統所利用以便在該接收器中有效率地獲取OFDM符號時序與頻率。可依據本發明來使用此等性質以用於實現一數位信號品質度量。因而，在一態樣中，本發明使用一先前存在的FM獲取模組來將此等符號特性用於提供一數位信號品質度量。
較佳的係，用於該數位信號品質度量之獲取演算法包含以下兩個操作：預獲取濾波與獲取處理。預獲取濾波係用於防止在較大第二相鄰頻道上錯誤地獲取。在獲取處理之前各初級旁帶係濾波。在一範例中，該預獲取濾波器係一85分接有限脈衝響應(FIR)濾波器，其係設計以提供40 dB阻帶拒絕同時限制對所需初級旁帶的影響。當計算本發明之品質度量時，可完全重新使用現有預獲取濾波器而不進行修改。在已濾波該等輸入樣本之後，其係傳遞至獲取處理功能組件。
該獲取處理功能組件利用得自藉由該發射器應用於各符號之循環前置的符號內之相關來構造獲取峰值。如先前所說明，該等峰值的位置指示該等輸入樣本內的真實符號邊界之位置，而該等峰值的相位係用於導出該頻率誤差。此 外，可藉由獨立處理該數位無線電信號之上方與下方初級旁帶來實現頻率分集。
該等符號之各符號包括複數個樣本。至獲取處理之輸入係上方與下方初級旁帶樣本之區塊。在一範例中，各區塊係包含940個實數或虛數樣本，速率係每秒372,093.75個樣本。
圖14與19顯示針對計算一數位信號品質度量所修改的獲取演算法。首先參考圖14，將940樣本濾波的資料區塊緩衝至1080樣本符號內，如步驟370所示。如先前所說明，由於循環前置所致各傳輸的符號之前與最後56個樣本係高度相關。獲取處理藉由將一任意符號中之各樣本與其1024個樣本之前的前趨樣本複數共軛相乘(步驟372)來顯示此相關。為了增強所得56樣本峰值的可偵測性，16個鄰接符號之對應乘積係逐個"折疊"以形成一1080樣本獲取區塊(步驟374)。在此具體實施例中使用十六個符號而非相對於先前說明的獲取方法所說明的32個符號，以便加速該數位信號品質度量的計算，但更少符號(例如8個)可以係合需要的並可使用任何其他適合的符號數目。
雖然在該獲取區塊內可見，但56樣本折疊峰值的雜訊極為明顯。因此，步驟376顯示其係以一57分接FIR濾波器來平滑，該濾波器的脈衝響應與該峰值的形狀相匹配：假設k＝0,1,...,1079
其中n係該輸出樣本指標，x係該匹配濾波器輸入，y係 該匹配濾波的輸出，而h[k]係該濾波器脈衝響應，其係定義如下。
假設k＝0,1,...,56。
採用該等匹配濾波的輸出之平方量值(步驟378)藉由將複數值轉換成實數值來簡化符號邊界偵測。此計算增加該輸入的動態範圍，從而使該符號邊界峰值甚至更為清楚並允許在單維(與I與Q值的二維相對)上執行該峰值找尋。該平方量值計算係：y [n ]＝I [n ]2 ＋Q [n ]2 假設n＝0,1,...,1079
其中I係該輸入之實數部分，Q係該輸入之虛數部分，y係該平方量值輸出，而n係該樣本指標。針對各16符號區塊的上方旁帶與下方旁帶匹配濾波的平方量值輸出波形係用於產生該數位信號品質度量。如步驟380所示，獲取程序如上面所說明繼續，並且該品質度量演算法繼續，如圖19所示(步驟450)。
該品質度量演算法中之下一步驟係計算一正規化相關峰值(步驟452至458)以便實現該符號邊界峰值的改良辨別。正規化該相關峰值為評估該信號之品質提供基礎並指示存在一數位信號的機率。該正規化相關峰值之峰值的範圍可自零至一，一之值指示存在一數位信號的最大可能性。該正規化相關峰值之峰值從而提供一數位信號品質度量。
圖15之方塊382顯示用於計算一相關峰值的依據現有獲 取演算法之電路。輸入384係在上方或下方旁帶上接收之一1080樣本符號。該等輸入樣本係藉由1024個樣本來偏移386並且該等偏移樣本之共軛複數388係乘以390該等輸入樣本。十六個符號係如所示藉由區塊392與加法器394折疊。該等折疊的和係藉由根升餘弦匹配濾波器來濾波396並且量值係平方398以產生一相關峰值399。因而，該獲取演算法藉由將一當前輸入樣本乘以藉由1024個樣本延遲的輸入之共軛複數來找到一符號邊界。於一符號之開始處，在下一56個樣本上的共軛乘積之相位針對各OFDM副載波而有效地為零。構成的OFDM副載波在此週期內連貫地組合，但在該符號之其餘樣本上不連貫組合。在折疊16個符號並且應用匹配濾波之後，結果係一可辨別的相關峰值399。
再次參考圖19，顯示依據本發明之額外處理步驟。正規化的相關峰值係藉由首先針對該等上方與下方旁帶波形之各波形計算一正規化波形來決定(步驟452)。由於應用於該發射器的根升餘弦脈衝成形所致，此正規化波形利用一OFDM符號之前與最後56個樣本之間之一振幅相關。參考圖15，區塊400繪示該正規化波形416的計算。各輸入符號之平方量值406係藉由1024個樣本來延386遲並係添加404至當前平方量值樣本402。十六個符號係如所示藉由區塊408與加法器410折疊。該等折疊的和係上升餘弦匹配濾波412，並平方與互易414以產生一正規化波形416。該正規化波形之折疊與匹配濾波與在現有獲取演算法中所執行相 同，不同之處在於現有匹配濾波器分接係平方與減半以確保適當正規化：假設k＝0...56
其中k係該等匹配濾波器中之分接的指標，h[k]係針對共軛相乘的相關峰值之現有分接，而g[k]係針對該正規化波形之新分接。在折疊前16個符號並匹配濾波之後，一符號邊界較為明顯。如圖17所示，該符號邊界之位置的標記係所得波形之振幅的減低。
再次參考圖19，一旦計算該正規化波形，下一步驟便係該相關峰值之正規化，步驟458。使用來自步驟452之正規化波形的相關峰值399之正規化藉由減低除與該符號邊界一致的該些樣本以外的所有樣本之位準來增強該相關峰值。再次參考圖15，該相關峰值399係乘以418該正規化波形416以產生一正規化相關峰值420。圖18顯示在一相對清潔的環境中一正規化相關峰值之一範例，其中x軸表示樣本數目而y軸係該正規化相關值。
一旦正規化該相關峰值，該品質度量演算法中之下一步驟便係找到峰值指標PU 與PL 及峰值QU 與QL (圖19，步驟460)。該峰值指標係對應該正規化相關波形之最大值的樣本數目。PU 與PL 分別係該正規化相關波形針對上方與下方旁帶的峰值指標。峰值係該正規化相關波形之最大值並提供一數位信號品質度量。
可獨立計算來自各旁帶之一品質估計。該正規化相關波 形之峰值表示該旁帶之相對品質：QU ＝x(PU )QL ＝x(PL )
其中x係該正規化相關波形，QU 係上方旁帶品質，而QL 係下方旁帶品質。參考圖15，識別該峰值指標424並且峰值品質值422係藉由426針對一旁帶來計算。
為了驗證該數位信號品質度量，可視需要地找到與繞回一峰值指標Δ。該峰值指標Δ針對各十六符號區塊比較上方與下方旁帶之峰值指標：Δ＝|P U －P L |。
因為，該等符號邊界係模數1080值，故該等計算的Δ必須係適當繞回以確保使用最小差：若Δ>540，則Δ＝1080－Δ。
一零之峰值指標Δ指示來自各旁帶的峰值指標相同，從而表示來自各旁帶之正規化相關峰值對應一有效數位信號之存在的最大保證。
作為用於驗證該數位信號品質度量之另一方法，視需要地可針對該等上方與下方旁帶計算一頻率偏移差。依據先前說明的獲取演算法，信號1750之峰值位置處的複合樣本之相位指示發射器與接收器之間存在的頻率誤差，因為藉由峰值發展模組1100發展的此點處之共軛乘積在不存在載波頻率誤差的情況下應產生一零相位值。在該信號峰值之此點處並且實際上在該信號峰值中的每隔一點處的共軛乘積應產生一零相位值，因為數學上在不存在載波頻率誤差 的情況下具有等效相位之符號樣本之間的共軛乘積(如各接收符號之導引與尾隨部分處的樣本)消除相位。存在於自該匹配濾波器輸出之信號的峰值處的任何殘餘相位都與載波頻率誤差成比例，並且一旦決定該殘餘相位，該頻率誤差便易於計算。在任一旁帶上測量的頻率偏移範圍係±FFT頻格間隔，其對於一1/T之頻道間隔而言等效於±1/(2T)，如圖11a所示。若(例如)該等上方與下方旁帶之間的頻率偏移估計差在一特定臨限值內(例如±1/16 FFT頻格間隔)，則不大可能任一相鄰干擾器具有與所需關注信號相同的頻率偏移(以及峰值指標)。如此，該頻率偏移差指示該偵測的信號實際上係所需關注信號。
參考圖16，來自個別旁帶之峰值與指標(圖15，項目422與424)係組合以產生該峰值Δ與品質估計。來自該上方旁帶信號處理之峰值相關值430代表該上方旁帶信號品質。來自該下方旁帶信號處理之峰值相關值432代表該下方旁帶信號品質。視需要地，來自該上方旁帶信號處理之峰值指標434與來自該下方旁帶信號處理之峰值指標436之間的差係藉由如減法點438所示自另一指標減去一指標來決定。決定該差之絕對值(區塊440)並且該信號係繞回至540個樣本(區塊442)以產生一峰值指標Δ444。該信號係繞回至540個樣本，因為該符號邊界偏移係模數1/2符號，其意味著至最接近符號邊界之距離始終540個樣本。
一旦已計算峰值指標Δ與品質估計，便可視需要地將其與臨限值相比較以便實現適當的決策規則。除視需要評估 來自兩個旁帶的該峰值指標Δ與該等品質估計的和以外，還可將針對各個別旁帶之品質分別與一臨限值相比較。即使在其旁帶之一者已受干擾所損壞時，此仍允許一信號之一品質評估。此外，可使用反映不同敏感度位準之一品質狀態參數。在一範例中，該品質狀態參數係一2位元值，其向一數位無線電接收器之主機控制器指示當前調諧的頻道之品質。在此範例中，該接收信號的品質隨該等狀態位元自00→11之改變而增加。此允許接收器製造商能夠藉由改變該等品質狀態位元之臨限值來調整該品質演算法之敏感度。
還可使用該數位信號品質度量來產生一接收信號之品質在一接收器之顯示器上的視覺指示。目前，稱為一數位音訊可用性指示器(DAAI)的一系列條指示一接收數位信號的強度。可將該品質狀態參數之狀態位元與此一指示器中之條的數目與大小相關。
閱讀上面的說明可明白，本發明之演算法的簡單限制對先前已知接收器的所要求改變。對該接收器之基頻處理器與主機控制器的影響程度如下。
在處理第一獲取區塊時，該基頻處理器現在必須計算該正規化波形，如圖15所示。此必需計算當前1080樣本輸入符號與一1024樣本延遲版本兩者的平方量值，添加該等平方量值向量，累積對於16個符號之和，將其匹配濾波，並平方所得向量。除MIPS(每秒百萬指令)的增加以外，還必須針對延遲、累積及FIR濾波操作分配額外記憶體。其他 改變包括經由向量分割來正規化該相關峰值，找到該該正規化相關峰值的峰值與指標，及計算該峰值指標Δ。接著，該基頻處理器可應用一決策規則並基於該數位信號品質度量來適當地設定品質狀態參數。
該數位信號品質度量可應用於許多關注領域，例如一FM搜尋掃描功能、300 kHz間隔干擾器之解析度、第一相鄰干擾器旁帶選擇及分集切換。該演算法已在一參考接收器中實現，並在各種環境中在一載波對雜訊比之範圍內加以測試，以便實現一數位搜尋掃描功能。明確地說，在附加白高斯(Gaussian)雜訊(AWGN)、具有一旁帶之AWGN、城市快速(UF)瑞雷(Rayleigh)衰退及具有一－6 dB第一相鄰信號之UF瑞雷衰退中在若干dB之數位音訊臨限值內測試效能。
於各點，強迫進行至少300個重新獲取。針對各嘗試來登入峰值指標Δ與品質估計，並且應用以下決策規則： 或者 或者 (QL ＋QU TQ ＋0.2並且ΔTΔ )。
接著，在TQ 與TΔ 之範圍內計算並繪製停止機率，以允許明智選擇該些臨限值。
圖20至圖23顯示在各種環境中的停止機率對該載波對雜訊比Cd/No，其中TΔ ＝8並且TQ 的範圍係自0.4至0.6。在此 臨限值範圍內，不具有輸入信號的停止機率實際上為零。在各圖式中，數位音訊臨限值係藉由一垂直線500來指示。
在檢視圖20至圖23的繪圖之後，建議的預設臨限值係設定如下：TΔ ＝8，TQ ＝0.5。在所有環境與載波對雜訊比上，在同時最小化錯誤地停止於一弱信號上的機率時此等臨限值產生最佳最小化錯失強台之機率的效能。圖24顯示使用此等預設臨限值的在各種環境中之停止機率。在各曲線上，藉由一方形繪示數位音訊臨限值。
圖24中之曲線指示AWGN之效能相當好。於較高載波對雜訊比，偵測機率較高。同樣，於較低Cd/No之值，假警報速率很低。數位音訊臨限值周圍的陡峭轉變區域較合需要。在一衰退環境中，可採用一更長的停留時間以減低假警報，代價係增加的頻道掃描持續時間。
此發明提供一方法及裝置，其提供快速精確的搜尋與掃描功能以用於偵測一FM數位HD RadioTM 信號的存在。該演算法可與現有類比FM搜尋與掃描技術合併以提供對一般FM搜尋與掃描功能(針對類比、混合及全數位信號)的改良方法。可使用一軟體可程式化數位信號處理器或一可程式化/固線式邏輯器件或足以實施所說明功能性的硬體與軟體之任何其他組合來實現本文說明的方法。
當本發明已利用其較佳具體實施例進行說明，熟習此項技術者將明白對於所揭示的具體實施例可進行各種修改而不脫離在申請專利範圍中所提出的本發明之範疇。
10‧‧‧播音室站台
12‧‧‧FM發射器站台
14‧‧‧播音室發射器連結(STL)
16‧‧‧總體操作中心(EOC)
18‧‧‧輸入器
20‧‧‧輸出器
22‧‧‧激發器輔助服務單元(EASU)
24‧‧‧輸出器連結資料
25‧‧‧天線
26‧‧‧數位MPS音訊
28‧‧‧類比MPS音訊
30‧‧‧延遲類比MPS音訊信號
32‧‧‧旁通音訊
34‧‧‧播音室自動化設備
36‧‧‧SPS資料
38‧‧‧補充節目服務(SPS)音訊
40‧‧‧MPS資料
42‧‧‧主要節目服務(MPS)音訊
44‧‧‧服務提供商
46‧‧‧服務資料
48‧‧‧STL發射器
50‧‧‧延遲類比MPS音訊
52‧‧‧激發器連結資料
54‧‧‧STL接收器
56‧‧‧數位激發器
57‧‧‧天線
58‧‧‧激發器引擎(exgine)子系統
60‧‧‧類比激發器
62‧‧‧高功率放大器
64‧‧‧天線
200‧‧‧AM IBOC DAB接收器
202‧‧‧輸入
204‧‧‧天線
206‧‧‧調諧器
208‧‧‧數位降頻轉換器
212‧‧‧類比解調變器
216‧‧‧數位解調變器
218‧‧‧解交錯器
220‧‧‧維特比解碼器
222‧‧‧服務解多工器
224‧‧‧處理器
232‧‧‧資料處理器
250‧‧‧FM IBOC DAB接收器
252‧‧‧輸入
254‧‧‧天線
256‧‧‧調諧器
258‧‧‧類比至數位轉換器與數位降頻轉換器
260‧‧‧輸出
262‧‧‧類比解調變器
266‧‧‧旁帶隔離濾波器
268‧‧‧濾波器
274‧‧‧解交錯器
276‧‧‧維特比解碼器
278‧‧‧服務解多工器
280‧‧‧處理器
288‧‧‧資料處理器
296‧‧‧獲取模組
298‧‧‧複合信號/輸入
330‧‧‧組態管理器
331‧‧‧服務介面
332‧‧‧音訊編解碼器
333‧‧‧音訊運輸
334‧‧‧節目服務資料(PSD)運輸
335‧‧‧SIS運輸
336‧‧‧AAS資料運輸
337‧‧‧層2
338‧‧‧層1
382‧‧‧電路
384‧‧‧輸入
394‧‧‧加法器
396‧‧‧匹配濾波器
402‧‧‧平方量值樣本
410‧‧‧加法器
412‧‧‧匹配濾波器
560‧‧‧層1
565‧‧‧層2
570‧‧‧SIS運輸
575‧‧‧AAS運輸
580‧‧‧PSD運輸
585‧‧‧使用者介面
590‧‧‧音訊運輸
595‧‧‧音訊解碼器
1100‧‧‧峰值發展模組
1150‧‧‧延遲電路
1200‧‧‧共軛複數發展器
1250‧‧‧乘法器電路
1300‧‧‧邊界信號
1350‧‧‧信號增強模組
1400‧‧‧附加疊加電路或模組
1450‧‧‧匹配濾波器
1600‧‧‧總和模組
1650‧‧‧回授延遲模組
1700‧‧‧重設產生器
1750‧‧‧濾波的複合信號
1950‧‧‧平方量值產生器
2000‧‧‧最大值尋檢器
2050‧‧‧相位擷取器
2100‧‧‧頻率產生器
圖1係用於帶內頻道上數位無線電廣播系統中之一發射器的方塊圖。
圖2係一混合FM IBOC波形的示意性表示。
圖3係一延伸混合FM IBOC波形的示意性表示。
圖4係一全數位FM IBOC波形的示意性表示。
圖5係一混合AM IBOC DAB波形的示意性表示。
圖6係一全數位AM IBOC DAB波形的示意性表示。
圖7係一AM IBOC DAB接收器的功能組塊圖。
圖8係一FM IBOC DAB接收器的功能組塊圖。
圖9a與9b係自該廣播的視角看一IBOC DAB邏輯協定堆疊的圖式。
圖10係自該接收器視角看一IBOC DAB邏輯協定堆疊的圖式。
圖11a係頻域中一OFDM信號的圖形表示。
圖11b係時域中該OFDM信號的圖形表示。
圖11c係表示符號邊界的共軛乘積信號峰值的圖形表示。
圖11d係以圖形繪示乘以個別振幅漸縮的共軛乘積。
圖12係一獲取模組之一具體實施例的方塊圖。
圖13a、13b及13c係以圖形表示針對一峰值發展模組的符號時序。
圖14係信號獲取處理之一第一部分的流程圖。
圖15係繪示一獲取演算法的功能組塊圖。
圖16係旁帶組合的功能組塊圖。
圖17係繪示接近一符號邊界之波形正規化的圖式。
圖18係一正規化相關峰值的曲線圖。
圖19係信號獲取處理之一第二部分的流程圖。
圖20至24係在依據本發明之一數位信號品質度量之一搜尋掃描應用中針對各種條件於一特定頻率處之停止機率的曲線圖。
(無元件符號說明)

Claims (32)

  1. 一種用於偵測一數位無線電信號之品質的方法，該方法包含以下步驟：接收一包括一系列符號之數位無線電信號；發展一具有對應一符號邊界之一峰值之相關波形；正規化該相關波形；以及計算該正規化相關波形之一峰值，其中該峰值表示該接收之數位無線電信號的品質，其中該數位無線信號包括一旁帶，且該等符號在該旁帶上被接收。
  2. 如請求項1之方法，其中該數位無線信號包括上方與下方旁帶，且發展一相關波形之步驟係針對該數位無線電信號之該等上方與下方旁帶來執行，以產生一上方旁帶相關波形與一下方旁帶相關波形。
  3. 如請求項2之方法，其中正規化該相關波形之步驟係針對該等上方與下方旁帶相關波形來執行。
  4. 如請求項3之方法，其中計算該正規化之相關波形之該峰值之步驟係針對該等正規化之上方與下方旁帶相關波形來執行。
  5. 如請求項4之方法，進一步包含以下步驟：比較該等正規化之上方與下方旁帶相關波形之該等峰值與一第一預定臨限值，及比較該等正規化之上方與下方旁帶相關波形之該等峰值的和與一第二預定臨限值。
  6. 如請求項4之方法，進一步包含以下步驟： 決定該正規化之上方旁帶相關波形之一峰值指標與該正規化之下方旁帶相關波形之一峰值指標；及計算一峰值指標△，其代表針對該等正規化之上方與下方旁帶相關波形之該等峰值指標之間的差。
  7. 如請求項6之方法，進一步包含以下步驟：比較該等正規化之上方與下方旁帶相關波形之該等峰值的和與一第一預定臨限值；及比較該峰值指標△與一第二預定臨限值。
  8. 如請求項1之方法，進一步包含以下步驟：比較該正規化相關波形之該峰值與一預定臨限值。
  9. 如請求項1之方法，其中該數位無線電信號包括上方與下方旁帶，且在該等上方與下方旁帶上接收的該等符號係分別處理。
  10. 如請求項9之方法，進一步包含以下步驟：在發展一相關波形的步驟之前，濾波該數位無線電信號中之各旁帶。
  11. 如請求項10之方法，其中該濾波步驟係使用一有限脈衝響應濾波器來執行。
  12. 如請求項1之方法，其中該相關波形係基於正交分頻多工符號之導引與尾隨部分之樣本的振幅。
  13. 如請求項12之方法，其中該等正交分頻多工符號之該等導引與尾隨部分之該等振幅係漸縮的。
  14. 如請求項1之方法，其中該等符號包含正交分頻多工符號，且該相關波形係基於一應用於該等符號之循環前 置。
  15. 一種用於偵測一數位無線電信號之品質的方法，該方法包含以下步驟：接收一包括一系列符號之數位無線電信號；發展一具有對應一符號邊界之一峰值之相關波形；正規化該相關波形；計算該正規化相關波形之一峰值，其中該峰值表示該接收之數位無線電信號的品質；以及設定一狀態旗標，以指示該接收的數位無線電信號是否超過一預定品質臨限值。
  16. 一種用於偵測一數位無線電信號之品質的方法，該方法包含以下步驟：接收一包括一系列符號之數位無線電信號；發展一具有對應一符號邊界之一峰值之相關波形；正規化該相關波形；計算該正規化相關波形之一峰值，其中該峰值表示該接收之數位無線電信號的品質，其中發展一相關波形之步驟係針對該數位無線電信號之上方與下方旁帶來執行，以產生一上方旁帶相關波形與一下方旁帶相關波形；以及針對該等上方與下方旁帶之該等相關波形來計算一頻率偏移差。
  17. 如請求項16之方法，進一步包含比較該頻率偏移差與一預定臨限值的步驟。
  18. 一種用於偵測一數位無線電信號的接收器，該接收器包含：一輸入，用於接收包括一系列符號之一數位無線電信號；以及一處理器，用於計算一對應一正規化相關波形之一符號邊界的峰值，其中該峰值表示該接收之數位無線電信號的品質，其中該數位無線信號包括一旁帶，且該等符號在該旁帶上被接收。
  19. 如請求項18之接收器，其中該數位無線電信號包括上方與下方旁帶，且該處理器計算一正規化之上方旁帶相關波形與一正規化之下方旁帶相關波形之該等峰值。
  20. 如請求項19之接收器，其中該處理器比較該等正規化之上方與下方旁帶相關波形之該等峰值之至少一者與一預定臨限值。
  21. 如請求項19之接收器，其中該處理器比較該等正規化之上方與下方旁帶相關波形之該等峰值與一第一預定臨限值，並比較該等正規化之上方與下方旁帶相關波形之該等峰值的和與一第二預定臨限值。
  22. 如請求項19之接收器，其中該處理器決定針對該正規化之上方旁帶相關波形之一峰值指標與該正規化之下方旁帶相關波形之一峰值指標，及代表針對該等正規化之上方與下方旁帶相關波形之該等峰值指標之間之差之一峰值指標△。
  23. 如請求項22之接收器，其中該處理器比較該等正規化之 上方與下方旁帶相關波形之該等峰值的和與一第一預定臨限值，並比較該峰值指標△與一第二預定臨限值。
  24. 如請求項18之接收器，其中該數位無線電信號包括上方與下方旁帶，且在該等上方與下方旁帶上接收的該等樣本係分別處理。
  25. 如請求項24之接收器，進一步包含：一濾波器，用於在該處理器計算一正規化相關波形之該峰值之前，濾波該數位無線電信號中之各旁帶。
  26. 如請求項25之接收器，其中該濾波器包含一有限脈衝響應濾波器。
  27. 如請求項18之接收器，其中該相關波形係基於正交分頻多工符號之導引與尾隨部分之樣本的振幅。
  28. 如請求項27之接收器，其中該等符號之該等導引與尾隨部分之該等振幅係漸縮的。
  29. 如請求項18之接收器，其中該等符號包含正交分頻多工符號，且該相關波形係基於一應用於該等符號之循環前置。
  30. 一種用於偵測一數位無線電信號的接收器，該接收器包含：一輸入，用於接收包括一系列符號之一數位無線電信號；以及一處理器，用於計算一對應一正規化相關波形之一符號邊界的峰值，其中該峰值表示該接收之數位無線電信號的品質，且其中該處理器設定一狀態旗標，以指示該 接收的數位無線電信號超過一預定品質臨限值。
  31. 一種用於偵測一數位無線電信號的接收器，該接收器包含：一輸入，用於接收包括一系列符號之一數位無線電信號；一處理器，用於計算一對應一正規化相關波形之一符號邊界的峰值，其中該峰值表示該接收之數位無線電信號的品質；其中該數位無線信號包括上方與下方旁帶，且該處理器計算一正規化之上方旁帶相關波形與一正規化之下方旁帶相關波形之該等峰值；以及其中該處理器針對該等上方與下方旁帶之該等相關波形計算一頻率偏移差。
  32. 如請求項31之接收器，其中該處理器比較該頻率偏移差與一預定臨限值。
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