TW200928420A - Low cost, high performance GPS/GNSS receiver architecture - Google Patents

Description

200928420 九、發明說明 【發明所屬之技術領域】 本發明係有關於GPS/GNSS接收器。更明確地說，本 發明係有關於具有小型記憶體之低成本GPS/GNSS接收 器。 【先前技術】 C/A碼GPS接收器的需求漸增，且C/A碼GPS接收 器不僅成本低，並在廣泛變化的訊號環境中，提供優越的 性能。重要的課題爲較佳的接收器取得靈敏度、首次定位 的時間（TTFF)較短、及更精確地追蹤位置及速度之能力， 甚至是弱的訊號及實質上的多路徑。在此部分中，我們討 論由本發明所改善之目前的低成本接收器的特定差異。本 發明係針對C/A碼GP S接收器來做敘述，但是也可倂入 其他的全球導航衛星系統（GNSS)接收器中。 訊號頻寬及取樣速率 爲了達成小的TIFF，典型的低成本GPS接收器使用 擷取（capture)記憶體（有時被稱爲快照記憶體），其擷取接 收到的GP S訊號之經數位化的時間區段。這些訊號然後 可藉由存取此記憶體，及以相當高速地搜尋都卜勒 (Doppler)及延遲中的訊號而被快速地取得。然而，此記億 體包含接收器成本的主要部分，因此實際上需要儘可能地 小。基於此原因’所以來自典型之低成本接收器前端 -4- 200928420 (RF/IF部分）的訊號具有可以低速率來予以取樣之相當小 的頻寬，因而降低快照記憶體的尺寸大小。 典型之低成本接收器前端的輸出處之IF(中頻）訊號爲 具有4.092 MHz的中心頻率之實數値（當相對於複數値 時），及2 MHz (±1 MHz)之相當窄的RF頻寬，以節省快 照記憶體。不同的取樣技術被使用來將IF輸出轉換成複 數基頻訊號。取樣理論指定此種基頻訊號的最小取樣速率 U 爲2 MHz，以避免將降低訊號雜訊比（SNR)的有害頻譜混 疊。 雖然它們藉由降低快照記憶體的尺寸大小來降低接收 器成本，但是如此之典型的設計參數，特別是窄的RF頻 寬’嚴重地限制可能具有較寬頻寬之最終的接收器性能。 較寬頻寬的優點是有無多路徑的存在兩者均顯著地改善定 位精確度、較佳的追蹤靈敏度、及在接收器受到加速時之 更強健的性能。 φ 若欲避免頻譜混疊及降低的SNR，典型之低成本接收 器中的實數値IF輸出訊號將最大RF頻寬限制成IF中心 頻率的兩倍也是明顯的。此限制與所使用的取樣速率無 關。在一些低成本接收器中，較高的IF頻率被使用來規 避此限制。然而，在習知設計中，可達成之較高的RF頻 寬需要較高的取樣速率及較大的快照記憶體尺寸大小。 參考振盪器頻率的選擇 許多低成本接收器中所發現的另一性能限制是因使用 -5- 200928420 參考振盪器所造成的，此參考振盪器爲GPS訊號（1.023 MHz)的零都卜勒PN(虛擬雜訊）碼切片速率（chipping rate) 之整數倍。例如，普通的溫度補償晶體振盪器（TCXO)頻 率爲1 6.368(1 6x1.023) MHz。這樣會造成取樣頻率與GPS 訊號（其具有接近零都卜勒）的PN碼之間的「拍擊」現 象。此效應爲PN碼追蹤迴路中的振盪誤差，這樣會使定 位精確度降低。 訊號碼及載波追蹤 因爲在不良的訊號環境中，低成本GPS接收器的較 佳性能之需求增加，所以有追蹤GPS PN碼的延遲鎖相迴 路（DLL)，以及追蹤載波的鎖相迴路（PLL)及鎖頻迴路（FLL) 之相對應的需求。各衛星具有其本身的PN碼（衛星獨特的 特定切片序列）。因爲每個C/A(粗調/擷取）PN碼片段， GPS L1訊號正好有1 540個載波週期，所以大部分接收器 可計數來自PLL的載波週期，以精確地建立接收到的切 片速率，包括都卜勒。此資訊係藉由非常精確地控制用於 特定衛星之接收器所產生的參考PN碼之切片速率而用來 「速率輔助」DLL，使得在沒有任何其他的DLL命令中， 接收到的PN碼與參考PN碼相對於彼此是不動的。pn碼 相關器被使用來形成誤差信號，其與接收到的碼與參考碼 之間的延遲差異成比例，且此誤差訊號被使用來使參考 PN碼移動成與接收到的碼對準。因爲甚至在接收器加速 的週期期間，PLL可精確地追蹤載波週期，所以速率輔助 -6- 200928420 顯著地降低DLL的重要性，因此精確地使接收到的PN碼 切片速率與參考PN碼切片速率匹配。 然而，當接收到的訊號小於約-1 49 dBm(—般被視爲 是弱訊號，但並不是與約-160 dBm之所想要的追蹤目的 一樣弱）時，PLL不能維持鎖住。當PLL鎖住失去時，載 波週期的計算將趨於有非常大的誤差，這會造成速率輔助 的DLL也失去鎖住。此問題的典型解決方式是當訊號下 U 降到低於PLL追蹤臨界値時，自PLL切換至FLL操作， 而若訊號上升到高於此臨界値，則自FLL切換回 PLL操 作。FLL的優點是其可比PLL追蹤明顯較小的訊號位準 時之頻率（下降到約-160 dBm)，而且有較大的擺取，或吸 附（pull-in)範圍。FLL也可使用於DLL的速率輔助，但是 因爲其僅追蹤頻率，而非相位，所以將不會與PLL實施 的一樣好。因此，訊號上的雜訊造成相位「週期脫落 (cycle slips)」，這樣造成速率協助誤差。 〇 不幸的是，自FLL至 PLL的切換回操作有嚴重缺 點。可能似乎是切換應該發生在訊號上升到PLL追蹤臨 界値（約-149 dBm)的時候。然而，在此訊號位準，PLL的 吸附（pull-in)範圍（與Hertz的分數一樣小）經常小於FLL 的頻率追蹤誤差。接收器加速的出現使此問題惡化。爲了 證明PLL可吸附，在習知設計中，必須使用於自FLL至 PLL的切換回操作之臨界値顯著地較大（或許爲-144 dBm 或更大）。假設先前已以較強訊號位準來予以吸附，這樣 迫使FLL操作在PLL將正常地能以較佳性能追蹤之區域 200928420 DLL追蹤相關器設計 DLL碼追蹤的標準方法是使用兩個相關器，稱爲早與 晚相關器。用於早相關器的參考碼係慢慢地增加，而晚相 關器的參考碼係因爲相同量之相對於接收器產生的碼（被 稱爲準時參考碼）之時間量而延遲。相關器輸出的大小之 差異形成形成誤差訊號，其表示接收到的參考碼與準時參 考碼的失準程度。誤差訊號通過濾波器，此濾波器的輸出 被使用來使誤差訊號驅動到零之方向上的準時參考碼之相 位偏移。 在大部分的早GPS接收器中，早與晚參考碼係分別 藉由1/2 C/A碼片段（code chip)而超前及落後，而導致1 個片段的早—晚間隔。然而，大約1994年，與較高接收 器頻寬結合的較小間隔將顯著降低由於熱雜訊所產生的僞 距誤差變成廣泛已知。其係顯示具有較小間隔（「窄相關 器」）’來自早與晚相關器的雜訊統計上變成較相關，因 此在形成誤差訊號時’傾向去除。額外優點是也改善多路 徑減緩。使用此知識’具有0.1片段或更低的早-晚間隔 之窄相關器接收器不久開始出現，但是不在低成消費者等 級接收器中。 然而’除非此訊號具有顯著地寬於典型之低成本接收 器中所發現的訊號之頻寬’否則不能增加窄相關器的精確 度及多路徑性能之優點。因此，在典型之低成本接收器設 -8 - 200928420 計中增加頻寬需要較高取樣速率及更大快照記憶體的增加 成本。 多路徑減緩 直到最近，低成本GPS接收器的定位精確度尙未好 到因多路徑所造成的誤差而降低很多。因此，在這些接收 器的許多接收器中，未試圖包括以接收器爲基礎的多路徑 g 減緩技術。但是此情況正改變。現在甚至在多路徑會是嚴 重的城市街道中，較佳的定位精確度之需求增加。 爲了達成有效的多路徑減緩，接收器頻寬必須遠寬於 今曰的典型低成本接收器中之接收器頻寬。再者，對於此 類單元的成本降低而言，這樣與保持頻寬低的需求衝突》 【發明內容】 本發明的實施例提供一種低成本接收器設計，其具有 φ 定位精確度的最佳性能之高頻寬、追蹤的強健性、及多路 徑性能，但是仍具有使用小快照記憶體的小TTFF。與目 前低成本接收器設計的參考振盪器及取樣頻率類似’此參 考振盪器及取樣頻率相當低。此頻寬最高’其理論上優於 所給定之RF/IF前端的輸出之訊號的取樣頻率。此接收器 在追蹤具有高頻寬之其他衛星的同時，也能使用快照記體 取得低頻寬的衛星。此接收器在具有改變的訊號位準之動 態環境中，也具有與追蹤的強健性結合之優越的追蹤靈敏 度，而不會有原本在PLL與FLL的追蹤迴路之間切換的 200928420 問題。每當訊號足夠強（約-149 dBm或更大）時，此接收器 可精確地追蹤相位。此接收器DLL相關器具有等於或更 佳於窄相關器的性能位準，且此接收器倂入低成本但是有 效的多路徑減緩技術。最後，此接收器不具有接近零的都 卜勒頻率之振盪定位誤差。 低成本GPS/GNSS接收器接收RF頻率（fRF)的衛星訊 號。在本發明的一樣態中，該GPS/GNS S接收器包括前端 部分，用以接收該衛星訊號及產生具有第一頻寬的數位複 數訊號，在數位化之前，該接收到的衛星訊號被轉換成複 數訊號；訊號擺取部分，用以搜尋及取得該衛星訊號，該 訊號擷取部分包括擷取記憶體；基頻處理器，用以追蹤該 所取得的衛星訊號；以及訊號分離器，係耦接至該前端部 分。該訊號分離器藉由產生具有實質上小於該第一頻寬的 第二頻寬之窄頻數位複數訊號，而將該數位複數訊號分離 成兩個頻寬。該訊號分離器將該窄頻數位訊號提供給該擷 取記憶體’及將該較寬的第一頻寬數位複數訊號提供給該 基頻處理器。該第一頻寬可爲約16 MHz，而該第二頻寬 可爲約1 MHz。 在本發明的一樣態中，對於該窄頻數位訊號而言，該 訊號分離器包括數位低通濾波器，具有0.5MHz的截止頻 率；次取樣器’係耦接至該數位低通濾波器，用以將取樣 頻率降低至fr/8，其中fr爲該接收器的參考振盪器頻率； 以及位元解碼器，係耦接至該次取樣器。 在本發明的另一樣態中，低成本GPS/GNSS接收器中 200928420 的前端部分包括參考振盪器，用以產生具有參考頻率（fr) 的總體時脈訊號；第一時脈電路，用以產生具有第一頻率 的第一局部時脈訊號；第二時脈電路，用以產生具有第二 頻率的第二局部時脈訊號，該第二時脈訊號爲具有用於I 通道的I分量及用於Q通道的Q分量之複數訊號；第三 時脈電路，用以產生具有第三頻率的第三局部時脈訊號， 該第三時脈訊號爲具有用於I通道的I分量及用於Q通道 @ 的Q分量之複數訊號；第三時脈電路，用以產生具有第 三頻率的第三局部時脈訊號，該第三時脈訊號爲具有用於 I通道的I分量及用於Q通道的Q分量之複數訊號；第一 混頻器，用以將接收到的衛星訊號與該第一局部時脈訊號 相結合，以產生第一 IF訊號；帶通濾波器，用以將該第 一 IF訊號帶通濾波，而具有第一中心頻率及第一頻寬； 第二混頻器’用以藉由將該第一 IF訊號與該第二局部時 脈訊號相結合’以產生複數IF訊號；低通濾波器，用以 φ 將該複數IF訊號低通濾波，而具有第二中心頻率及第二 頻寬；類比/數位轉換器’用以取樣該複數IF訊號，及產 生數位複數訊號；以及第三混頻器，用以藉由將該數位複 數訊號與該第三時脈訊號相結合，以將該數位複數訊號的 中心頻率降低至第三中心頻率。 該參考頻率（M可爲約1 6.36767MHz;該第一頻率可 爲約100 fr;該第二頻率可爲約4 fr;該第三頻率可爲約 fr/4;該第一頻寬可爲約16MHzr;該第一中心頻率可爲約 (100 fr-fRF);該第二中心頻率可爲約 4 fr _(1〇〇 fr-fRF); 200928420 以及該第三中心頻率可爲約fr/5 1 2。 在本發明的又另一樣態中，低成本GPS/GNSS接收器 中的基頻處理器包括都卜勒（Doppler)補償相位旋轉器，用 以接收來自該GPS/GNSS接收器的前端部分之寬頻複數數 位衛星訊號，及產生具有標稱上爲零頻率的複數基頻訊 號，該複數基頻訊號載有所接收到的PN碼；PN碼產生 器，用以產生參考碼；碼追蹤相關器，用以藉由該參考碼 所給定的時序與極性時，取樣該複數基頻訊號，以使該參 考碼與該接收到的PN碼相關，以便產生DLL誤差訊號； 以及DLL碼追蹤迴路，用以將該DLL誤差訊號回授至該 PN碼產生器。該參考碼係依據該DLL誤差訊號而被移 位，使得該參考碼與該接收到的PN碼對準。 該基頻處理器可更包括訊號回復相關器，用以接收該 複數基頻訊號，及使該參考碼與該接收到的PN碼相關， 以便輸出解展頻複數基頻訊號。該訊號回復相關器可包括 混頻器及平均器。該混頻器將該複數基頻訊號與該參考碼 訊號相乘。該平均器將某段時間期間之該經相乘的訊號平 均，且將複數相關値輸出爲該解展頻複數基頻訊號。 該碼追蹤相關器可包括受極性控制的取樣器，用以在 具有一極性之該參考碼的上升邊緣，及具有相反極性之該 參考碼的下降邊緣’取樣該複數基頻訊號，以便輸出經取 樣的複數訊號値；及平均器，用以累積該經取樣的複數訊 號値持續某段時間期間，及輸出經累積的複數値訊號；及 誤差訊號產生器’用以取得該經累積的複數値訊號與該複 -12- 200928420 數相關値的內積，以輸出該dll誤差訊號。 該基頻處理器可更包括多路徑減緩濾波器，係耦接於 該都卜勒補償相位旋轉器與該碼追蹤相關器之間。該多路 徑減緩濾波器取得該複數基頻訊號的二次微分之負數的近 似値。 該基頻處理器可更包括FLL載波追蹤迴路及PLL載 波追蹤迴路。該FLL載波追蹤迴路包括頻率誤差偵測 器，用以根據輸出自該訊號回復相關器的複數個複數相關 値來偵測該複數基頻訊號中的頻率誤差及產生頻率誤差訊 號。該PLL載波追蹤迴路包括相位誤差偵測器，用以根 據輸出自該訊號回復相關器的該複數相關値來偵測該複數 基頻訊號中的相位誤差及產生相位誤差訊號。該頻率誤差 訊號及該相位誤差訊號同時控制該都卜勒（Doppler)補償相 位旋轉器，而不會相互千擾。在該經相乘的訊號係在該訊 號回復相關器的該平均器中被平均於其時間期間之第一週 期的時間開始時，該PLL載波追蹤迴路將該相位誤差訊 號施加於該都卜勒補償相位旋轉器持續一時間區間，該時 間區間係明顯小於該第一週期的時間。 在本發明的又另一樣態中，一種處理低成本GPS/ GNSS接收器中之具有RF頻率（fRF)的衛星訊號之方法。 該方法包括（a)在前端部分接收該衛星訊號；（b)使用複數 時脈訊號’自該接收到的衛星訊號中產生具有第一頻寬的 複數訊號；（〇取樣複數訊號，以產生數位複數訊號；（d) 將該數位複數訊號分離成兩個頻寬；藉由（e)自該分離的 -13- 200928420 數位複數訊號的其中一個該分離的數位複數訊號中產生窄 頻數位複數訊號，該窄頻複數訊號具有實質上小於該第一 頻寬的第二頻寬；（〇將該窄頻數位複數訊號提供給訊號 擷取部分中的擷取記憶體，以搜尋及取得該衛星訊號；以 及（g)該分離的數位複數訊號之另一個該分離的數位複數 訊號提供給該基頻處理器，以追蹤該所取得的衛星訊號。 該第一頻寬可爲約 16 MHz，而該第二頻寬可爲約 1 MHz。 該產生該窄頻數位複數訊號包括（el)以0.5MHz的截 止頻率來低通濾波該數位複數訊號；（e2)以〇/8的取樣頻 率來次取樣該經低通濾波的數位複數訊號，其中fr爲該 接收器參考振盪器頻率；以及（e3)將該經次取樣之經低通 濾波的數位複數訊號位元解碼。 在本發明的又另一樣態中，一種處理低成本GPS/ GNSS接收器中之前端部分處的RF頻率（fRF)之接收到的 衛星訊號之方法。該方法包括（a)產生具有參考頻率（fr)的 總體時脈訊號；（b)產生具有第一頻率的第一局部時脈訊 號；（c)產生具有第二頻率的第二局部時脈訊號，該第二 時脈訊號爲具有用於I通道的I分量及用於Q通道的Q分 量之複數訊號；（d)產生具有第三頻率的第三局部時脈訊 號，該第三時脈訊號爲具有用於I通道的I分量及用於Q 通道的Q分量之複數訊號；（e)將接收到的衛星訊號與該 第一局部時脈訊號相結合’以產生第一 IF訊號；（f)將該 第一 IF訊號帶通濾波，而具有第一中心頻率及第一頻 -14- 200928420 寬；（g)藉由將該第一 IF訊號與該第二局部時脈訊號相結 合，以產生複數IF訊號；（h)將該複數IF訊號低通濾波， 而具有第二中心頻率及第二頻寬；（i)取樣該複數IF訊 號’及產生數位複數訊號；以及（j)藉由將該數位複數訊號 與該第三時脈訊號相結合，以將該數位複數訊號的中心頻 率降低至第三中心頻率。 該參考頻率（fr)可爲約1 6.3 6767MHz;該第一頻率可 U 爲約100 fr;該第二頻率可爲約4 fr;該第三頻率可爲約 fr/4;該第一頻寬可爲約i6MHzr;該第一中心頻率可爲約 (100 fr-fRF);該第二中心頻率可爲約 4 fr ·(10〇 fr_fRF); 以及該第三中心頻率可爲約fr/5 1 2。

在本發明的又另一樣態中，一種追蹤低成本 GPS/GNSS接收器中之接收到的衛星訊號中之pn碼的方 法。該方法包括（a)接收來自GPS/GNSS接收器的前端部 分之寬頻複數數位衛星訊號；（b)產生具有標稱上爲零頻 φ 率的複數基頻訊號’該複數基頻訊號載有接收到的PN 碼；（Ο產生參考碼；（d)藉由該參考碼所給定的時序與極 性’取樣該複數基頻訊號，以使該參考碼與該接收到的 PN碼相關，以產生dll誤差訊號；以及（e)依據該DLL 誤差訊號來移位該參考碼，使得該參考碼與該接收到的 PN碼對準。 該方法可更包括（f)藉由將該參考碼與該複數基頻訊 號相乘’而使該參考碼與該接收到的PN碼相關；以及（g) 將某段時間期間之該經相乘的訊號平均，以將複數相關値 -15- 200928420 輸出爲解展頻複數基頻訊號。 該藉由取樣該複數基頻訊號而使該參考碼與該接收到 的PN碼相關可包括（dl)在具有一極性的該參考碼之上升 邊緣，及具有相反極性的該參考碼之下降邊緣，取樣該複 數基頻訊號，以輸出經取樣的複數訊號値；（d2)累積該經 取樣的複數訊號値持續某段週期的時間，及輸出經累積的 複數値訊號；以及（d3)得到該經累積的複數値訊號與該複 數相關値的內積，以產生該DLL誤差訊號。 _ 該方法可更包括在（d)該使該參考碼與該接收到的PN 碼相關之前，（h)藉由取樣該複數基頻訊號，及藉由取得 該複數基頻訊號的二次微分之負數的近似値，對該複數基 頻訊號實施多路徑減緩。 該方法可更包括（i)根據自該平均該經相乘的訊號所輸 出之該複數相關値，偵測該複數基頻訊號中的頻率誤差， 及產生頻率誤差訊號；（j)根據自該平均該經相乘的訊號所 輸出之該複數相關値，偵測該複數基頻訊號中的相位誤 〇 差，及產生相位誤差訊號；（k)根據該頻率誤差訊號來控 制該複數基頻訊號的頻率；以及（1)根據該相位誤差訊號來 控制該複數基頻訊號的相位。在（1)該經相乘的訊號係在該 平均該經相乘的訊號中被平均於其時間期間之第一週期的 時間開始時，該控制該複數基頻訊號的相位施加該相位誤 差訊號持續一時間區間，該時間區間係明顯小於該第一週 期的時間。 本發明的這些及其他特性將於底下本發明的詳細說明 -16- 200928420 且結合下面的圖式中來做更詳細地說明。 【實施方式】 本發明現在將參考如附圖中所繪示之其一些較佳實施 例來予以詳細說明。在下面的說明中，爲了提供本發明的 全盤瞭解，會提出許多特定細節。然而，對於熟習此項技 術者而言，將顯然可知的是，本發明可在沒有部分或全部 的這些特定細節被實施。在其他例子中，爲了不要多餘的 混淆本發明’不會詳細說明眾所周知的程序步驟及/或結 構。 本發明包括下面之GPS/GNSS接收器中的元件，其一 起操作，以提供低成本高性能：（1)RF/IF部分；（2)訊號 分離器；及（3)基頻處理器，其於下面的詳細予以解釋。 GPS/GNSS接收器還包括衛星訊號擷取部分及訊號追蹤部 分。衛星訊號擷取部分使用窄頻訊號來搜尋及取得衛星訊 號。基頻處理器爲使用寬頻訊號追蹤所取得的衛星訊號之 訊號追蹤部分的一部分。 RF/IF部分 圖1槪要繪示根據本發明的一實施例之RF/IF部分 10的簡化方塊圖。RF輸入訊號13爲具有藉由PN碼（切 片頻率1.023 MHz)所調變的載波頻率1 575.42 MHz之 GPS衛星訊號。參考振盪器12爲具有fr = 1 6x(49280/4928 1 )xl.023 MHzsl 6.3 67667863 8 8263 MHz 的 -17- 200928420 設計頻率之TCXO。參考振盪器12提供用於此系統的不 同元件之總體時脈訊號15。此頻率爲百萬分之20.292， 其比GPS PN碼之零都卜勒（Doppler) 1.023 MHz的16 倍更小，且因爲其完全消除接近零的都卜勒問題’又同時 允許使用除以整數（在大部分情況中爲2的次方）的簡單除 頻器，而最後使頻率轉換成下降至零都卜勒的訊號之容易 方式，所以已予以選擇。邏輯17自時脈訊號15中產生第 一本地振盪器頻率。第一本地振盪器頻率（L0 1)爲 q 100frsl 63 6.7667 863 8 8263 MHz，在結合輸入 RF 訊號 1 3 ( 1 5 75.42 MHz)與L01訊號14之第一混頻器18的輸 出，產生具有 6 1.3 467 863 8 826299 MHz的頻率之第一IF 訊號16(差頻訊號）。L01訊號14可爲VCO(壓控振盪器） 的輸出，VCO係由將除以100的VCO輸出與參考頻率 fr 做比較的 PLL所控制。第一 IF訊號16通過具有16 MHz(±8MHz)的頻寬之SAW帶通濾波器20(經濾波的IF訊 號21)，然後傳送至第二混頻器22 (2 2a，22b)。 ❹ 第二混頻器22(22a，22b)使用具有4 frs65.47067145553052 MHz的頻率之複數値的第二本地振 盪器頻率（L02)訊號24(24a，24b)，其係藉由具有頻率 l〇〇fr之第一本地振盪器頻率（L 01)訊號14所驅動的簡單 L02邏輯26所產生。其中，「複數値」意謂具有餘弦（實 數）分量（1)24 a及正弦（虛數）分量（Q)的L02訊號24，如圖 1中所顯示。在此說明書各處，用於I通道之訊號及電路 的I分量係藉由「a」的參考標號所表示，而用於Q通道 -18- 200928420 之訊號及電路的Q分量係藉由「b」的參考標號所表示。 當一起提及Ϊ及Q的分量或通道時，可使用無「a」或 「b」的對應參考標號。此外，複數値訊號或複數訊號意 謂訊號係以對稱及同步方式，於I通道及q通道中做處 理，使得訊號z⑴係表示爲i(t) + j(Q(t))，其中j = 。 第二混頻器 22的輸出具有 65.47067145553052-61·3 467 863 8 826299 ξ 4.1 23 8 8 5 0672675 3 0 MHz 的第二 IF 頻率，其爲複數値訊號（28a及28b)。69.59455652279805 MHz的影像頻率及1 26.8 1 745 7843 793 5 1 MHz的混頻器輸 出總和頻率係藉由兩個1 2 MHz類比低通濾波器3 0a及 3 0b(用於餘弦分量（I)的類比低通濾波器及用於正弦分量（Q) 的類比低通濾波器）。這些濾波器可爲以立即可用的高速 運算放大器所實施之簡單RLC濾波器或主動濾波器。I濾 波器輸出3 2a及Q濾波器輸出3 2b係饋入至分離的類比-數位轉換器（ADC)34a及34b，其分別產生以產生自參考 振盪器12的參考振盪器頻率〇所取樣之4位元的I數位 輸出3 6a及Q數位輸出3 6b。此階段使用四個位元，以避 免後來處理中的量化損失。在後面階段，位元重新編碼係 使用來減少擷取記憶體大小。應該要注意的是’根據本發 明的一實施例，輸入訊號在數位化之前，會藉由混頻器 22而被轉換成複數値訊號。 來自ADC 34a及34b之數位的I輸出36a及Q輸出 36b係饋入至數位複數混頻器38’其將訊號中心頻率降低 至fr/512s31.9681 kHz，其在基頻處理部分中’後來將被 -19- 200928420 移位至基頻。用於數位複數混頻器38之複數値本地振盪 器L03訊號（L03I訊號42a及L03Q訊號42b)係由簡單邏 輯40所產生，且具有fr/4d.0919 MHz的頻率。此混頻 器輸出之I値48a及Q値48b爲具有由參考振盪器12所 提供之frsl 6.3677 MHz的取樣速率之5位元的2的補 數。 RF/IF部分10的重要特徵是其產生具有16 MHz RF 頻寬之複數形式的輸出訊號（I値48a及Q値48b)，其爲 由相當低的1 6.3677 MHz取樣頻率而無頻譜混疊所支援的 最大可行頻寬。此頻寬遠大於典型低成本接收器提供且需 用於此接收器的高性能之頻寬。因爲此訊號爲複數形式， 所以進一步轉換至基頻可藉由複數相位旋轉器來達成，而 無將在現有的低成本設計中發生之混疊的問題。 爲了促進RF/IF前端部分如何操作的較佳瞭解，圖 2A至2H顯示不同階段之訊號的頻譜，其啓始於61.347 MHz第一 IF且持續至基頻。 圖2A槪要繪示包含自以6 1.347 MHz(更精確而言， 6 1.3 46 8 MHz)爲中心之SAW帶通濾波器20中所產生的衛 星訊號21之61.347 MHz IF雜訊程序的功率頻譜密度 (PSD)。在此點，訊號21爲實數値，所以其功率頻譜有關 於零頻率的共軛對稱，其包括上波瓣（upper lobe)44及下 波瓣（lower lobe)46，如圖2A中所顯示。SAW帶通濾波 器20的頻寬爲16MHz(±8MHz)。 圖2B槪要繪示來自第二混頻器 22的輸出訊號 200928420 28(28a 及 28b)。65.471 MHz 複數 L02 訊號 24 由 I 方波 分量24a及Q方波分量24b(其可由複數指數波形。'加上 包含僅奇數倍的L02角頻率％)所組成。當與6 1.347 MHz 第一IF訊號21相混頻時，這些奇數倍數產生高頻輸出乘 積，其將藉由緊接第二混頻器22之後的12 MHz低通IF 濾波器30a及3 0b所濾出。因此，有效的L02訊號僅是 ，其使6 1.347 MHz IF輸入21的頻譜往上移位，而產 生圖2B中所顯示的頻譜。此頻譜的上波瓣44被移位至 61.347 + 65.471 = 126.818 MHz，所以其也藉由 12 MHz 低 通IF濾波器所濾出。下波瓣46被移位至4.1239 MHz(亦 即，-6 1.3468 + 65.4707)的中心頻率，其係由低通濾波器 30a及30b所通過。 圖2C爲藉由LPF 30的低通濾波之前，第二混頻器輸 出2 8的頻譜之展開圖，且包括藉由C/A碼所展開之衛星 訊號的頻譜。第二混頻器輸出（第二IF訊號）2 8爲具有自 -4 MHz延伸至12 MHz的通帶之複數4.1239 MHz IF訊號 (28a，2 8b)。應該注意的是，通帶不是關於零頻率的對 稱，若4.1 23 9 MHz IF訊號28爲純實數，則其將爲對 稱。也應該注意的是，衛星訊號實際上係埋入雜訊中，且 此階段無法看出來。 如圖2C中所顯示之複數4.1239 MHz IF訊號28然後 通過具有自-12延伸至12 MHz的帶通之I低通濾波器3〇a 及Q低通濾波器30b。低通濾波器30a及30b的轉移函數 大小係顯示於圖2D中。因爲低通濾波器30a及30b中的 -21 - 200928420 每一低通濾波器在其輸入爲實數時，必須產生實數輸出。 此點的IF訊號係以4.1 239 MHz爲中心。爲了保持16 MHz(±8 MHz)訊號頻寬，會選擇低通濾波器30a及30b的 12 MHz截止頻率。要注意的是，展頻衛星訊號的較低旁 波瓣使4 MHz延伸至低於零頻率，如圖2C中所顯示。 在通過低通濾波器30a及30b之後，4.1239 MHz訊 號32的頻譜出現，如圖2E中所顯示。此通帶現在自-4 MHz延伸至12 MHz( 16 MHz的間距）。因爲低端的下降特 徵係僅由16 MHz寬SAW濾波器20所決定，所以此頻譜 關於中心頻率不會完全對稱，但是上端也包括12 MHz第 二IF低通濾波器30的下降。電腦模擬顯示不對稱的影響 可忽略。來自低通濾波器30的輸出訊號32係以使用時脈 訊號15之frS16.3677 MHz的取樣速率，在類比/數位轉 換器3 4處予以數位化。取樣及數位化複製此頻譜，且圖 2E ’以及圖2F、2G、及2H也顯示取樣後的複製。如圖1 中所顯示，根據本發明的一實施例，數位化訊號3 6可由 4位元來予以表示。也可使用較小數目的位元。 以4.1 23 9 MHz爲中心的第二IF訊號頻譜現在係藉由 圖1中所顯示的第三混頻器（複數混頻器）38而被移位至 31.9681 kHz’且最後藉由將於稍後做說明之基頻處理部 分70(圖4)中的相位旋轉器而移位至基頻（圖2F)。圖2F 繪示基頻訊號112(見圖4)，且圖2F中所顯示的頻譜爲 PN碼的頻譜，其在.023 MHz、±2.046 MHz等時具有 零。雖然第三混頻器（複數混頻器）38使用I及Q的本地振 -22- 200928420 盪器方波（來自L03邏輯40的L03)，但是因爲其後的訊 號取樣速率（〇2 1 6.3677 1^1^)與1^03頻率（1 6.3 677/4 = 4.09 19 MHz)的關係產生相同結果，宛如使用正弦[Ο波 形’所以這樣不會造成SNR損失。要注意的是，訊號（及 雜訊）的通帶現在自-8 MHz延伸至8 MHz，而給予8 MHz 的低通截止頻率。 圖2G顯示當在追蹤期間，解展頻訊號時，如何修改 基頻訊號（圖2F)的訊號及雜訊頻譜。如圖2(3中所顯示， 當雜訊分量係些微藉由參考C/A碼解展頻時，訊號在零頻 率（由粗線脈衝所顯示）處佔據非常窄的頻譜區域。 由於在frsl6.3677 MHz的取樣，所以圖2F、2G、及 2H的頻譜具有隔開16.3677 MHz的複製。要注意的是， 基頻訊號的非混疊頻率範圍是自稍微大於-8 MHz至稍微 小於8 MHz。因此一側的低通截止頻率稍微小於8 MHz。 訊號分離器 圖3係根據本發明的一實施例之訊號分離器5〇的方 塊圖。其目的爲使來自RF/IF前端部分1〇的31.9681 kHz IF訊號48(1分量48a及Q分量48b)分離成高頻寬（寬頻 訊號）路徑51及低頻寬（窄頻訊號）路徑53。高頻寬訊號 52(52a，52b)只是通過至基頻處理器70(見圖4)的319681 kHz IF訊號48 (4 8a及48b)本身。然而，若需要，其可藉 由如圖3中所顯示的位元編碼器56而自5位元被位元重 新編碼成2位元，以降低硬體複雜度及基頻處理器的成 -23- 200928420 本。高頻寬訊號52係使用於追蹤及定位， 低頻寬訊號54(54a，54b)係藉由經由具有0.5 MHz的 截止頻率之數位低通瀘波器而通過RF/IF前端輸出的I分 量48a及 Q分量48b所形成，在次取樣器62a及62b 處，於fr/8 s2.04 5 95 8 MHz，將濾波器輸出60a及60b次 取樣，然後藉由位元重新編碼器66a及66b而使位元重新 編碼下降至2位元。此類濾波器的設計係於此項技術中所 熟知，所以省略進一步的細節。此濾波器可爲有限脈衝響 q

應（FIR)型或無線脈衝響應（IIR)型。適當濾波器將是四 極巴特沃斯（Butterworth)低通 IIR濾波器。因爲 frsl6.36：77 MHz的取樣速率約爲濾波器截止頻率的32 倍，所以濾波器58a及58b的抑止頻帶不會因爲混疊而降 低。來自濾波器輸出60a及60b之位元重新編碼的I分量 5 4a及Q分量54b會傳送至搜尋及取得衛星訊號中所使用 的訊號擷取記億體。因爲已使訊號的頻寬（±0.5 MHz，總 共1 MHz)、取樣速率（fr/8，取代fr)、及每個樣本的位元 Q 數（2位元，取代5位元）變小，所以可使訊號擷取記憶體 的大小最小，因此降低成本。 可甚至進一步藉由將次取樣器62a及62b的次取樣速 率降低至fr/16sl.02298 MHz(其爲顯著混疊將不會發生的 最低率）而降低擷取記憶體大小。然而，因爲一般需要較 佳的內插技術，所以當需要時，使精確地找出擷取記憶體 中之訊號的延遲及都卜勒之程序有點複雜。 雖然擷取記憶體中所儲存之訊號的中心頻率爲 -24- 200928420 3 1.968 1 kHz，但是這不是因爲在衛星取得搜尋期間存取 擷取記憶體的時候所產生之問題，都卜勒補償必須在一些 搜尋頻率時發生，且補償可包括對3 1.968 1 kHz偏移的補 償。 擷取記憶體中之訊號的取得程序不是此發明的一部 分，且可使用熟知技術來實施。因此省略訊號取得程序的 進一步解釋。 應該瞭解的是，訊號分離器50在其正將低頻寬訊號 5 4a及5 4b儲存於經濟的擷取記憶體中，或在已儲存它們 之後正取得它們的同時，允許接收器追蹤高頻寬訊號52a 及52b。因此，衛星的取得或重新取得將不中斷目前正追 蹤之衛星的追蹤。再者，因爲良好取得性能（高靈敏度及 小TTFF)不需高頻寬訊號且經常不會因爲多路徑干擾而顯 著降低，所以不會使取得程序降低。 也應該瞭解的是，訊號分離器50中的低通濾波器 58a及58b具有等效於1 MHz的RF頻寬之視訊頻寬，大 約許多現有的低成本接收器之頻寬的一半。雖然此視訊頻 寬比2 MHz之GPS L,訊號的第一零點至第一零點頻寬更 窄，但是訊號功率所導致的降低僅爲0.7 dB，支付小價格 能以2的因數降低擷取記憶體的大小。若需要，此損失可 藉由小分數增加擷取記憶體的時間長度而被去除。 基頻處理器 圖4係根據本發明的一實施例之基頻處理器70的方 -25- 200928420 塊圖。與RF/IF部分10及訊號分離器50不同的是，因爲 各衛星的PN碼爲獨特的，所以基頻處理器70對於經處 理的各衛星訊號會予以複製。基頻處理器的主要用途是對 下降至基頻的訊號做都卜勒補償、追蹤訊號載波及PN 碼、及經由相關而得到處理增益，使得進一步操作爲可行 的，如導航位元同步及解調變。其也實施多路徑減緩。基 頻處理器70的主要元件是都卜勒補償相位旋轉器72、參 考PN碼產生及控制電路74、訊號回復相關器76、邊緣 轉態PN碼追蹤相關器78、包括DLL迴路濾波器82的 DLL PN碼追蹤迴路80、多路徑減緩濾波器84、以及特別 同時操作的FLL載波追蹤迴路90及P LL載波追蹤迴路 91 =FLL載波追蹤迴路90包括頻率偵測器92及FLL迴 路濾波器94，而P LL載波追蹤迴路91包括相位偵測器 96及PLL迴路濾波器98，如圖4中所顯示。這些元件現 在將更詳細地予以討論。 都卜勒補償相位旋轉器 具有來自訊號分離器50(見圖3)的中心頻率3 1.968 1 kHz的寬頻複數値訊號52經由使中心頻率移位至零的都 卜勒補償相位旋轉器72而進入基頻處理器70。圖5係根 據本發明的一實施例之都卜勒補償相位旋轉器72的方塊 圖。都卜勒補償相位旋轉器72具有藉由3 60/3 2= 1 1.25度 所分離之3 2個狀態，或相位角度。都卜勒補償相位旋轉 器72包括32個狀態相位旋轉器1 00、△狀態結合器 -26- 200928420 102、上/下（U/D)累積器1〇4、翻轉邏輯1〇6、象限轉換邏 輯108、及暫存器110。可改變其狀態的相位旋轉器輸入 爲fr/16sl.02298 MHz時脈115、來自FLL迴路濾波器94 的頻率輸入95、及來自PLL迴路瀘波器98的△狀態値 99。fr/16時脈115的各上升邊緣產生用於相位旋轉器1〇0 的-1 △狀態値。負△狀態値使旋轉器1 〇 〇以順時針方向前 進’這樣代表相位延遲。FLL頻率輸入95係藉由以 @ fr/32s5 1 1.48962 kHz爲時脈的u/D累積器104所累積， 然而可使用其他比率。 累積器輸出105的2最高有效位元（MSB)係經由簡單 翻轉邏輯106而饋入。若2 MSB自01轉到10，翻轉邏輯 106產生+1 △狀態値，而當在另外方向上，2 MSB自10 轉到〇1時’翻轉邏輯106產生-1△狀態値。因此，U/D 累積器104的正頻率輸入使相位旋轉器1()〇逆時針旋轉， 而使旋轉器輸出的頻率以正向增加。來自所有三個來源的 φ △狀態値通過△狀態結合器1 02，其藉由結合器輸入處之 所有△狀態値的總和而使旋轉器i 0 0的狀態增加。 U/D累積器104中之位元N(不包括符號）的數目依據 所想要的頻率解析度。例如，合理的頻率解析度爲〇. 1

Hz。假設fr/32的累積器時脈率及32個狀態相位旋轉 器，對於，可決定N的値爲最小正整數，其在此 情況中爲1 8。因此，U/D累積器1〇4將具有包括符號位 元的19個位元，且近似頻率範圍將是±0.1x218=±26214.4 Hz’超過足以涵蓋衛星/接收器所導致的訊號都卜勒移位 -27- 200928420 及低成本TCXO參考振盪器的頻率容忍度之結合。

爲了促進相位旋轉器操作的瞭解，現在將介紹接收器 時間及外視都卜勒（apparent Doppler)的槪念。「接收器時 間」將一秒界定爲TCXO參考振盪器12產生正好是厂週 期期間的區間，其中fr爲振盪器12的設計頻率，且不是 可稍微與設計頻率有所偏差的實際頻率。訊號的「外視都 卜勒」爲以接收器時間做爲參考所觀察到的都卜勒。因 此，非零外視都卜勒不僅可藉由衛星及接收器的運行而產 Q 生，而且可藉由TCXO參考振盪器12與其設計値的偏差 而產生。在底下討論中，時間將總是接收器時間，頻率將 總是以接收器時間做爲參考，而都卜勒將總是外視都卜 勒。 若1 5 75.42 MHz GPS訊號（輸入RF訊號13)有零都 卜勒，相位旋轉器輸入訊號 52的中心頻率正好在 fr/512s3 1.968 1 kHz。依據這些條件，此設計使得若分別 來自FLL迴路濾波器94及PLL迴路濾波器98的輸入95 ❹ 及99爲零，則旋轉器72將正在-(fr/16)/32 = - fr/512 Hz 旋轉（順時針相位器旋轉），因此在相位旋轉器訊號輸出 (基頻訊號）112處，會使輸入訊號頻率移位至正好是0 Hz。當輸入訊號52有非零都卜勒時，FLL載波追蹤迴路 90及PLL載波追蹤迴路91將分別使頻率値95及相位値 99饋入至相位旋轉器 72，這樣將產生包含雜訊分量之標 稱零都卜勒輸出訊號112。 如圖 4中所顯示，相位旋轉器訊號輸出（基頻訊 -28- 200928420 號）1 12係經由可切換多路徑減緩濾波器84而饋入至I及 Q的邊緣轉態PN碼追蹤相關器78，而且經由1時脈週期 延遲86(1/fr秒）而饋入至I及Q的訊號回復相關器76，以 匹配多路徑減緩濾波器84中的1時脈週期延遲。 象限轉換邏輯1〇8每次其狀態通過0、90' 180、或 270度（狀態〇、8、16、或24)時，會自相位旋轉器100中 產生輸出脈衝114，如圖5中所顯示。如圖4中所顯示， 脈衝114係饋入至參考PN碼產生及控制電路74，其中其 產生稍後做解釋的DLL速率輔助。若旋轉係經由象限邊 界而順時針方向，脈衝1 1 4的極性爲正，而若旋轉爲逆時 針方向，脈衝1 1 4的極性爲負。 在暫存器110中，旋轉器的狀態（旋轉器狀態）116總 是可用的，其可藉由來自軟體的命令予以讀取。在週期區 間之旋轉器狀態的知識使接收器能精確地決定多少都卜勒 的載波週期已過時產生。此資訊係使用來決定精確的接收 器速度及整合的都卜勒。 參考PN碼產生及控制 圖6係顯示根據本發明的一實施例之參考PN碼產生 及控制電路74及其方法的方塊圖。參考PN碼產生及控 制電路74包括碼產生器1 20，其係以藉由經由正規上將 頻率除以16之隨意操作模數16計數器122，傳送TCXO 參考頻率frS 1 6.3677 MHz做爲時脈，但是其在領先命令 (A)之後，會往前移動一個計數，或在延遲命令（R)之後， -29- 200928420 會往回移動一個計數。一個計數領先或延遲相當於碼產生 器120中之一個十六分之一片段（1/16片段）的領先或延 遲。若A/R命令沒有正由模數16計數器122所接收，來 自碼產生器 120 之輸出碼 136 的切片速率將爲 fr/16sl.02297941 MHz，其稍微慢於 GPS C/A 碼的 1.023 MHz零都卜勒切片速率。 然而，來自圖6中所顯示的模數385計數器124之翻 轉脈衝將連續串流的A/R命令126提供給模數16計數器 122，其加速碼產生器120的切片速率，以確實匹配接收 到的訊號上之都卜勒的效應。爲了清楚此操作，如圖5中 所顯示，提及16時脈115、FLL頻率輸入95、及自載 波追蹤迴路進入相位旋轉器100的PLL△狀態値99將使 其在每秒f"5 12 + fd轉時，以順時針方向旋轉，其中fd爲 以Hz計的都卜勒移位。然後將在象限轉換邏輯輸出1 1 4 處進行每秒4x(fr/512 + fd)= fr/128 + 4fd正脈衝的均分。這 些脈衝的各脈衝領先模數3 8 5計數器1 2 4 —個計數，所以 計數器翻轉脈衝的平均率爲（fr/l28 + 4fd)/3 85。因爲各正翻 轉脈衝領先模數1 6計數器1 2 2 —個計數，所以模數1 6計 數器122的全部平均計數率將爲： fr+ (fr/128 + 4fd)/3 85 = (4928 1 /49280) fr + (4/3 85)fd =(4928 1/49280)[( 1 6) (49280/4928 1 )( 1.〇23 x 1 06)] + (4/3 8 5)fd =( 1 6) ( 1.023x 1 06)+ (4/3 85 ) fd Hz 200928420 碼產生器切片速率將是此値的1/16 ’或每秒 1.023 X 1 06十fd/1 540片段。因爲每個C/Α碼片段正好有 1 540個載波週期，所以此比率正好匹配接收到的訊號之 外視切片速率。 在以時間計的任何片刻，接收器產生的碼之狀態可藉 由同時讀取模數385計數器124的狀態（來自暫存器 140)，及圖6中所顯示之模數1023x16=16368粗調碼位置 p 計數器130(其接收來自的翻轉輸出之A/R命令126)的狀 態（來自暫存器142)來予以讀取。在接收器啓動時’會使 碼產生器120、模數16計數器122、模數385計數器 124、及粗調碼位置計數器130初始化至其零狀態，且接 收器產生的碼之狀態係由記錄暫存器140及142中之累積 的A/R命令所決定。 雖然模數16計數器122允許待時移的碼以僅十六分 之一片段增加，但是當這些時移發生時，模數3 85計數器 0 1 24可控制。相對於具有非高解析度之接收到的碼，這樣 具有控制平均接收器產生的碼位置之效果。在接收到的碼 之追蹤期間，其粗調（1個十六分之一片段）解析度的狀態 係由粗調碼位置計數器130的輸出（其係藉由模數3 8 5計 數器124的輸出而提升至高解析度）所估測。所產生的解 析度爲十六分之一片段的1/385，或約4.8公分。在任何 給定時間之接收到的碼之狀態的高解析度估測可自此公式 中決定出來： -31 - 200928420 接收到的碼狀態（十六分之一片段） ^粗調碼位置計數器輸出+(模數3 8 5計數器輸出-3 8 5/2)/3 85 圖6也顯示額外外部產生的低解析度A/R輸入命令 132及高解析度A/R輸入命令134。爲了快速使碼移動至 衛星訊號取得期間所計算的近似位置之目的，低解析度十 六分之一片段命令132係自軟體施加至模數16計數器 122，使得可初始化碼追蹤。高解析度1 /3 85十六分之一 片段命令134係自碼追蹤DLL 80(見圖4)施加至模數385 計數器124，以使接收到的碼與接收器產生的碼經由微調 而精確地時間對準。 自以上的討論中，可看出載波追蹤迴路（FLL及 PLL)90及91控制接收器產生的碼之切片速率，使得其精 確地匹配接收到的碼之切片速率，而與都卜勒無關。此程 序稱爲碼速率輔助。因爲載波追蹤固有地非常精確，且可 對於由於衛星及接收器加速所導致的都卜勒改變快速回 應，所以其降低碼追蹤DLL 80的重要性，因此，碼追蹤 D LL 8 0可使用非常小的頻寬來保持碼時間對準，以降低 雜訊，而不會犧牲接收器處理動態的能力。 訊號回復相關器 圖7顯示根據本發明的一實施例之訊號回復相關器 76(76a及76b)，一個用於I通道，而一個用於Q通道。 200928420 這些相關器76a及76b爲習知設計，其中接收到的基頻i 通道訊號112a及Q通道訊號112b中之各通道訊號係藉由 各自的混頻器150a及150b，而乘以frsl6.3677 MHz的比 率時之接收器產生的PN碼136之樣本。所產生的乘積係 在各GPS導航資料位元的20毫秒週期期間，於I累積器 (也被稱爲「平均器」）1 52a及Q累積器152b中計算總和 (稍後所述之FLL的實施例在各資料位元期間，需要兩次 & 1 〇毫秒累積或五次4毫秒累積，但是在另一情況中，2〇 毫秒訊號回復累積可藉由計算資料位元內之個別累積的總 和而獲得。在各位元週期的結束時會讀取累積器152a及 152b的內容’而在圖7中的累積器輸出處形成數値154a 及154b(由I及Q所表示），且累積器152a及152b被重置 成零，以開始下次位元週期期間的累積。因此，每20毫 秒更新發生。 圖8槪要繪示接收到的pn碼訊號（亦即，如圖2F中 ❹所 顯示之基頻訊號112(具有雜訊））與參考PN碼訊號136 對準時之訊號回復相關程序。接收到的PN碼訊號與參考 PN碼訊號136係藉由混頻器150而相乘。因爲接收到的 PN碼訊號112(除了雜訊之外）及參考PN碼訊號總是具有 相同極性’所以所產生的訊號1 56爲固定電壓（DC訊 號）。所產生的固定電壓之頻譜在頻率空間中爲尖峰，如 圖2G中所顯示。因爲在2g中，基頻訊號112之較寬的 頻譜現在極窄，所以此相關運算也稱爲「解展頻」。另一 方面’基頻訊號112中的雜訊圖案基本上是隨機的，因此 -33- 200928420 其極性也是隨機改變。藉由將經相乘的訊號平均某段時間 週期，會使雜訊達到實質上零的平均數，而經相乘的（亦 即，相關的）PN碼訊號係輸出爲零頻率（DC)訊號。因此， 累積器152的操作也視爲低通濾波，以去除高頻雜訊。應 該注意的是，圖2G顯示平均前的訊號。 若接收到的PN碼訊號112與參考PN碼訊號136未 對準（亦即’彼此移位超過1片段），則沒有訊號會自累積 器（平均器）152中輸出。藉由移位參考碼及重複訊號回復 _ 相關程序’接收到的PN碼與參考碼之對準係在最大輸出 處發現。累積器152a及152b的I輸出154a及Q輸出 154b係使用於形成DLL、PLL、及FLL追蹤誤差訊號（敘 述於底下），且也使用於其他程序，如導航資料位元同 步、資料解調變、及SNR的估測。這些額外程序不是本 發明的焦點，所以省略其說明。

即使接收到的PN碼與參考PN碼係藉由初始訊號對 準程序而對準，但是因爲當衛星移動時，都卜勒移位改 Q 變’所以需使PN碼訊號保持對準。衛星運行也導致載波 頻率改變，這樣導致非零基頻頻率。因此，爲了保持對 準’ GPS接收器需記錄pn碼位置及載波頻率。

邊緣轉態PN碼追蹤相關器及DLL

訊號回復相關器76的輸出之大小表示接收到的PN 碼與參考PN碼對準的多好。圖9A槪要繪示相對於±1片 段內的對準誤差之訊號回復相關器輸出。若接收到的PN -34- 200928420 碼與參考PN碼之間的對準誤差大於一片段，相關器輸出 實質上爲零。因此，假設已實施粗調對準（訊號取得），使 得接收到的PN碼與參考pn碼對準在1片段的誤差內。 相關器輸出一般爲三角形，其在零對準誤差處具有峰値。 相關器輸出也可稱爲相關値或對準値。若寬頻訊號係使用 於訊號回復相關，接收到的PN碼訊號將有接近完全的波 形’如圖9B中所顯示，且相關器輸出將有接近完全的三 0 角形’如圖9A中所顯示。然而，在習知的低成本 GPS/GNSS接收器中，接收到的PN碼訊號之波形會退 化，且有較爲圓形的邊緣，如圖9C中所顯示。因此，此 類低成本GPS/GNSS接收器中的相關器輸出有小山似的形 狀，如圖9A中所顯示。然而，對於碼追蹤而言，本發明 的實施例將寬頻訊號使用於訊號回復相關中。 因爲任一方向（早或晚）上的失準會產生相同相關値， 所以相關値本身不能決定實際失準的方向。因此，習知 ❹ 上’接收器產生的PN碼（準時參考碼）在負方向上些微偏 移（典型上-0.1至-0.5片段移位），以產生早參考碼，且也 在正方向上些微偏移相同量（典型上+0.1至+0.5片段移 位）’以產生晚參考碼。若準時參考碼移位，早參考碼及 晚參考碼也會移位，而保持相同偏移。然後，三個相關値 e、P、及1係藉由將早、準時（原始）、及晚參考碼訊號分 別與接收到的PN碼訊號相乘而獲得。圖1 0槪要繪示習 知的早、準時、及晚相關器。 若接收器產生的準時PN碼正好與接收到的pn碼對 -35- 200928420 準，則準時參考碼的相關輸出pi具有最大値，而具有早 參考碼的相關値el(「早相關値」）及具有晚參考碼的相關 値11 (「晚相關値」）爲相同，如圖1 1 A中所顯示。若接收 器產生的準時PN碼早於接收到的PN碼（輸出値p2)，則 早相關値e2大於晚相關値12，如圖1 1A中所顯示。因 此，早相關値e與晚相關値1之間的差値爲正値。同樣 地，若接收器產生的準時PN碼（準時參考碼）晚於接收到 的PN碼，則早相關値小於晚相關値（未顯示出），因此早 相關値e與晚相關値1之間的差値爲負値。因此，早相關 値e與晚相關値1之間的差値（A dse)(其稱爲鑑別器函數） 係使用來表示失準的大小及方向。鑑別器函數的一例係繪 示於圖11B中。應該注意的是，在窄頻訊號（其爲圓形）的 情況中，鑑別器輸出爲弱的，且鑑別器函數的曲線更鬆 散，如圖1 1B中所顯示。相關器/鑑別器輸出（△ dse = e-l)係 使用於習知延遲鎖相迴路中，以控制碼產生器，而使對準 移位，而在量測接收到的訊號之延遲中，準時參考碼係使 用於定位。 在「窄頻相關器」方法中，爲了使用相關器輸出的較 強訊號部分，早參考碼及晚參考碼較靠近準時參考碼，且 離開準時參考碼例如是0.1片段。 另一方面，本發明的實施例使用邊緣轉態相關器來取 代習知的早碼/晚碼相關器。邊緣轉態PN碼追蹤相關器 78(78a，78b)係顯示於圖7中，一個用於I通道，而一個 用於Q通道。與典型GPS接收器中所發現之早碼/晚碼相 -36- 200928420 關器（如以上所討論）不同的是，邊緣轉態PN碼追蹤相關 器78a及7 8b爲受極性控制的取樣相關器，其比甚至是窄 相關器更精確地追蹤。因爲q通道相關器78b的操作類 似’且由一般熟習者所瞭解而不會做進一步解釋，所以將 說明Ϊ通道相關器78a的操作。 來自先前所述之I通道都卜勒補償相位旋轉器72的 基頻訊號11 2a係由受極性控制取樣器1 60a所取樣。基頻 訊號112a選用上可已藉由圖4中的多路徑減緩濾波器做 濾波。取樣時點及極性控制係自接收器產生的準時PN碼 (準時參考碼）136中產生，且樣本僅能在此碼的片段邊界 處取得。基頻訊號樣本係在各接收器產生的PN碼上升邊 緣上取得，而極性反相的樣本係在各接收器產生的PN碼 下降邊緣上取得。在沒有極性改變的片段邊界處，不會取 得樣本。在各GPS導航資料位元（20毫秒）期間，標稱上 的樣本値係在累積器（平均器）1 62a中計算總和，然而，較 短週期的累積是可行的。在各位元週期的結束時會讀取累 積器162a的內容，形成圖7中的數値164a(由IS所表 示），且累積器162 a被重置成零，以開始下次位元週期期 間的累積。因此，每20毫秒更新數値164a(IS)。 爲了促進瞭解，受極性控制的取樣係參考圖12A-12E 做解釋。圖12A、12B、及12C分別槪要繪示接收到的PN 碼r(t)、早參考碼e(t)、及晚參考碼l(t)。鑑別器函數（e-1) 可表示爲： - r⑼⑴s e - /，其中意謂某段時間週期之 -37- 200928420

x(t)y(t)的平均。時間週期可爲 20毫秒。因爲ΚΦ⑴--r(t)l(tj = r(/)[e(〇-/(/)]，所以在平均之前，鑑別器函 數也可使用差値函數e(t)-l(t)(圖12D)獲得。當早參考碼 e(t)及晚參考碼l(t)無限靠近準時參考碼時，差値函數 e(t)-l(t)變成具有固定大小及兩個極性之無限窄脈衝序 列，如圖1 2E中所顯示。正極性相當於準時參考碼的上升 邊緣，而負極性相當於準時參考碼的下降邊緣。固定大小 可設定爲因數一（1)。因此，根據本發明的實施例，使用 Q 在準時參考碼的上升邊緣及下降邊緣之接收到的PN碼r(t) 之簡單取樣。應該注意的是，根據本發明的實施例，僅使 用準時參考碼，而不需產生早參考碼及晚參考碼。再者， 碼產生器僅需產生取樣點，且也不需乘以波形。 圖13顯示根據本發明的一實施例之三種情況的取樣 序列。接收到的PN碼1 70係繪示具有更真實的波形，其 中，上升邊緣及下降邊緣不完全垂直。若接收到的PN碼 1 70之零交越係與參考碼所給定的取樣時間爲時間對準 ❹ (亦即，參考碼與接收到的PN碼對準，如藉由1 72所表 示）’貝(J Ϊ通道受極性控制取樣器1 6 0 a之各樣本的値爲零 (忽視雜訊），而與極性無關，所以累積的數値1 64 a(亦 即’値is) = o。若零交越在取樣時間之前發生（亦即，參考 碼晚於接收到的PN碼，如藉由1 74所表示），則受極性控 制取樣使各樣本的値爲正，所以累積的數値1 6 4 a (亦即，

値IS)爲正。另一方面，若零交越在取樣時間之後發生（亦 即，參考.碼早於接收到的PN碼，如藉由1 76所表示），貝|J -38- 200928420 各樣本的値爲負，所以累積的數値164a(亦即，値IS)爲 負。 參考回到圖7，Q -道受極性控制取樣器1 60b(其以 相同方式操作）的取樣序列係與I通道受極性控制取樣器 160a的取樣序列相同。在產生IS的新値（輸出164a)的同 時，Q通道累積器162b產生新値QS(輸出164b)。用於 DLL PN碼追蹤迴路80的誤差訊號168爲內積E = ISxI + QSxQ，其中I及Q分別是訊號回復相關器76a，76b的輸 出154a及154b，且I及Q選用上可受限爲1位元，以降 低計算。此運算係藉由混頻器1 7 8 a及1 7 8 b，和加法器 180來予以實施，如圖7中所顯示。誤差訊號（E) 168每20 毫秒更新，且傳送至DLL迴路濾波器82。 GPS載波訊號可表示爲I(t)+jQ(t)，其中I(t) = c〇S2TT ft’ Q(t)= sin2;rft’而j = 。因此，在複數混頻器22之 後的複數訊號28係表示爲在複數平面上，以4.1 239 MHz 旋轉的向量。當此訊號引入基頻訊號（在零頻率f，見圖 2F-2H)時，載波訊號向量（I(t)，Q(t)) = (cos0，sin0)在 複數平面上爲不動的，其中爲任意角度，如圖14A中 所顯示。在根據PN碼的獨特圖案之時序，其上的pn碼 使載波訊號的極性反向，如圖14B中所顯示。若角度0發 生爲90度，則I通道沒有訊號輸出，而Q通道有完全訊 號輸出。藉由同時使用I値及Q値，所獲得到的基頻訊號 與任意角度4無關。 邊緣轉態 PN碼追蹤相關器 78a及78b之輸出 -39- 200928420 164a(IS)及164b(QS)在複數平面上係表示爲115+』1(5，而 角度與基頻PN碼訊號相同。若接收到的pn碼與參考 碼完全對準’則IS値及IQ値均爲零（亦即，向量的長度 爲零），如圖15A中所顯示，而當接收到的pn碼與參考 碼偏差時，IS値及IQ値具有增加的非零値，如圖15B及 15C中所顯示。藉由獲得與基頻PN碼訊號的內積，誤差 訊號（E)168 —致反映出對任意角度0不靈敏之失準的數量 及方向（早或晚）。 往回參考圖4，DLL迴路濾波器82可僅爲計算誤差 訊號（E) 168的更新之總和的累積器，且當總和到達給定的 正或負臨界値時，將叢發之高解析度碼的領先或延遲命令 134傳送至圖6的參考PN碼產生及控制部分74。累積器 (DLL迴路瀘波器82)然後將重置爲零，且恢復計算誤差訊 號（E) 168的更新之總和。DLL迴路濾波器82的有效頻寬 可藉由改變臨界値及/或命令叢發中的命令數目而變化。 DLL迴路濾波器82的其他實施例是可能的，且許多 是此項技術中所熟知的。例如，DLL迴路濾波器82可爲 具有兩個累積器的二階濾波器。 多路徑減緩濾波器 來自都卜勒補償相位旋轉器72之I基頻訊號1 12a及 Q基頻訊號112b中的各基頻訊號通過簡單又有效的多路 徑減緩爐波器84，如圖16A中所顯示。因爲Q通道灑波 器84b(未顯示）相同，所以僅顯示I通道濾波器84a，因此 200928420 底下討論將僅考慮I通道。I通道濾波器84a藉由將訊號 互相關函數削尖如圖16B-16E中所表示而達成多路徑減 緩。若僅直接路徑訊號存在而無適當的多路徑減緩，則互 相關函數180之底部爲三角形的兩個片段寬（-Tc至Tc)， 如圖1 6 B中所顯示。由於接收器頻寬，所以此函數的峰値 182及其底部的極點184爲圓形。當多路徑存在時，三角 形1 86之額外的移位及按比例複製係疊置於直接路徑三角 形上，這樣可使相關函數峰値的位置移位，如圖1 6 D中 所顯示。 因爲相關峰値的位置決定使用於定位之訊號延遲及對 應的僞距的估測，所以因爲多路徑所導致之峰値的移位造 成僞距的誤差。若峰値係藉由增加接收器頻寬而變尖，則 將使峰値移位較少。確切而言，這是本發明提供寬訊號頻 寬的一個原因。 然而，峰値可藉由使用圖16A中的多路徑減緩濾波 器84a，適當地改變基頻訊號r(t)(基頻訊號112a)而甚至 變得更尖。根據本發明的一實施例，訊號的二次微分之負 數（不是相關函數）係使用多路徑減緩濾波器84a而近似地 獲得。爲了瞭解這樣如何達成，我們忽視基頻訊號r(t)上 的雜訊，且讓R( 7：)爲圖16B中所顯示之習知互相關函數 180。然後，R(t)的二次微分之負數爲： -41 - 200928420 -Rn (τ) = jr(t)m(t - τ)ώί =--j-j |r(w + T)m(u)du --jrn(u + T)m(u)du =\[-rn(t)\m{t-T)dt 其中m⑴爲接收器產生的碼136。函數-Rn(r)(由190 所表示）係顯示於圖16C中。其峰値192 —般將比習知互

相關函數180更尖。三角形194之額外的移位及按比例複 Q 製也會變尖，於是與直接路徑相關函數192更分離，因 此較不可能使相關函數峰値的位置移位，如圖1 6 E中所顯 示。以上的偏移顯示-Rn( τ )爲具有接收器產生的碼m(t) 之-rn(t)的互相關。多路徑減緩濾波器 84a的輸出訊號 200a 爲 |呛)-Κί-Δ) + |(^-2Δ)，其中 A 爲 TCXO 時脈 15 的取 樣區間。輸出訊號200a爲-rn(t- △)的二重差分近似。因 此，I通道邊緣轉態相關器78a將正追蹤具有變尖的互相 關函數190之訊號而顯著降低由多路徑所造成的追蹤誤 ❹ 差。因爲在輸入處，相同延遲被引入至如圖4中所顯示的 訊號回復相關器76，所以已藉由濾波器84a所引入之延 遲Δ不是問題。由於爲此項技術中所熟知的，所以所有衛 星訊號共同的延遲不影響GPS接收器的定位或速度性 能。多路徑減緩濾波器84近似具有簡單結構的相關函數 之二次微分。當多路徑效應存在時，可設置選用開關 202，以致能多路徑減緩濾波器84，而當沒有多路徑干擾 時除能。 -42- 200928420 多路徑減緩濾波器84可有其他形式。例如，互相關 的進一步變尖係藉由使用四次差分濾波器，而可降低訊號 的有效SNR之費用。然而，此種濾波器可使用於較嚴格 的多路徑環境中。 同時操作的FLL及PLL載波追蹤迴路 本發明的重要組件是訊號載波追蹤迴路，其中FLL U 載波追蹤迴路90及PLL載波追蹤迴路91同時操作，以 保持高追蹤靈敏度、在接收器加速出現時實施良，好、及在 嚴重的訊號分裂之後，獨立回復鎖住載波。 GPS/GNSS接收器的訊號取得部分（或訊號取得模 式）（1)找出訊號，（2)將接收到的PN碼與接收器產生的（參 考）碼定位及對準在±1片段內或較佳在±1/2片段內，及（3) 找到例如在2 0-3 0 Hz的誤差內之近似頻率。頻率誤差是 由於傳送頻率的都卜勒移位、接收器振盪器TCXO中的頻 φ 率誤差、及類似。因此，基頻訊號不會正好是零頻率。然 而，接收器的訊號追蹤部分（訊號追蹤模式）需要零頻率， 或足夠接近零的頻率之基頻訊號，使得訊號回復相關器及 碼追蹤相關器可適當地操作。因此，FLL載波追蹤迴路根 據本發明的一實施例控制都卜勒補償相位旋轉器72，以 使頻率誤差例如是自約25 Hz偏移及修正至約1 Hz或更 低。 載波追蹤迴路的FLL部分90藉由自訊號回復相關器 76(76a，76b)的I及Q輸出154(154a及154b)中產生誤差 -43- 200928420 訊號93之圖4中所顯示的頻率偵測器92，偵測基頻載波 頻率誤差，且使經濾波的誤差訊號95經由FLL迴路濾波 器94而饋入至都卜勒補償相位旋轉器72。 在本發明的一實施例中，FLL誤差訊號93(Efreq)係根 據表示式： E —_~^iQ\_ fre9~(I1+I2)2+(Ql+Q2)2 Ο ，自各20毫秒導航資料位元內的兩次連續10毫秒相關中 產生，其中下標1及2表示位元內的第一相關及第二相 關。在此表示式中，分母爲標稱因數，以使Efre<)的大小 對訊號功率位準相當不靈敏。例如，代表兩個連續輸出 154(見圖4)之時間^的ZfL+jQ!及時間12的Z2 = I2+jQ2 之兩個向量可使用來獲得兩個向量之間的角度△ 0 ，如圖 17中所顯示。從兩個向量的外積，且當△ 0小時，使用2 7Γ ίΔ Τ=Δ ψ «5ίηΔ ψ ，其中ΔΤ:。-。，會獲得以上的方 〇 程式（具有適當因數）。 在另一實施例中，資料位元係分成5個等於4毫秒的 時間區間’且I及Q相關係在各子區間上實施。在此情況 中’連續子區間係藉由-2、-1、0、1、及2來表示，且誤 差訊號Efretl係根據表示式： 2 2

Efreq Σ^Σ^-Σ^Σ^ k^-2 k^-2 k=-2 k:-2 ±h TQk -44- 200928420 而產生。 當然，使用FLL誤差產生方法中的任一種’必須已 經發生位元同步，以找出導航資料位元邊界° FLL迴路濾波器94 (其降低雜訊）應該至少二階’使得 在固定接收器加速期間，訊號可以零誤差追蹤以頻率計的 訊號，且此迴路應該必要地衰減。可選擇FLL迴路濾波 & 器94的增益，以保持與-160 dBm —樣低的追蹤’且在較 高訊號位準，具有快速暫態響應。可使用此項技術中所熟 知的設計。FLL迴路90將基頻訊號保持在零或幾乎零的 頻率。 導航資料（其具有20 m秒的位元長度）以與PN碼類似 的方式，使載波訊號的相位反相，使得資料位元〇有與資 料位元1相反的極性。若基頻訊號具有接近零的頻率，對 應的基頻向量在複數平面上係例如以頻率1 Hz緩慢旋 ❹ 轉。當訊號向量在第一象限中時，資料位元〇相當於第三 象限中的反相（倒轉）向量，如圖18A中所顯示。另一方 面’當訊號向量在第三象限中時，資料位元0相當於第一 象限中的反相（倒轉）向量，如圖18B中所顯示。因此，若 基頻訊號移位至導航資料位元長度的時間週期內之不同象 限，輸出資料將錯誤。 因此’載波追蹤迴路的P L L部分9 1藉由相位偵測器 9 6而偵測出基頻訊號相位，以產生經由p l l迴路濾波器 98而傳送至都卜勒補償相位旋轉器72的相位誤差訊號 -45- 200928420 97。在一實施例中，PLL誤差訊號Ephase係根據表示式： E =_^_

Ephase /2 + g2 而產生，其中I及Q爲完整20毫秒資料位元區間上之訊 號回復相關器76(76a，76b)的輸出154a及15 4b，且輕易 地藉由計算形成上述的FLL誤差訊號之方法中所使用的 較短相關之總和而形成。若向量在第一或第三象限中，則 ❹ 値IQ爲正，而若向量在第二或第四象限中，則値IQ爲 負，如圖19中所顯示。正的FLL誤差訊號造成施加順時 針方向修正，而負的FLL誤差訊號造成施加逆時針方向 修正，使得在任一情況中，訊號向量係與I軸對準，使得 遍及長的資料，資料位元（1或〇)與I軸上之偵測到的極 性（± 1)之間的對應爲一致。何種資料位元具有何種極性可 藉由將前導訊號（preamble)之偵測到的位元圖案與已知圖 案做比較，而自具有已知8位元圖案的導航訊息之前導訊 〇 號中決定出來。

在另一實施例中，PLL誤差訊號係根據表示式 E _QsgnI ——|/| + 向 而產生，其中II代表絕對値，而若I爲正，Sgn I爲+1，若 I爲零，sgn I爲0，若I爲負，sgn I爲-1。使用這些實施 例中的任一實施例，PLL誤差訊號Ephase每20毫秒會更 -46 - 200928420 新。 在一實施例中，當接收PLL誤差訊號97(Ephase)的各 更新時，PLL迴路濾波器98每20毫秒僅將叢發的△狀態 命令發送至都卜勒補償相位旋轉器72。各叢發中的△狀 態命令之數目爲最接近KEphase的整數，其中K爲正增益 常數。大値的K允許PLL追蹤迴路91快速地回應相位暫 態，但是代價是較吵雜的操作。小値的K降低噪音，但 是使迴路相位響應更遲鈍。在另一實施例中，PLL迴路濾 波器98爲習知設計，其可爲二階。 本發明的重要基礎是FLL載波追蹤迴路90及PLL載 波追蹤迴路9 1可同時控制都卜勒補償相位旋轉器72，而 不會彼此干擾之手段。此類同時操作有下列優點： 對於精確碼速率輔助及速度決定而言，PLL載波追蹤 迴路在較高訊號位準（約>-149 dBm)可保持鎖相，而FLL 載波追蹤迴路將獨立地使頻率追蹤持續下降至-160 dBm， 使得某等級的碼速率輔助仍然存在。 FLL載波追蹤迴路藉由驅使頻率誤差朝向零而去除 PLL載波追蹤迴路的重要性。 FLL載波追蹤迴路顯著地延伸PLL載波追蹤迴路的 頻率吸附範圍。 PLL載波追蹤迴路與FLL載波追蹤迴路之間的切換 操作不需要，所以關於何時切換應該發生不需決定。 當在訊號不穩定結束的時候訊號開始增加時，FLL載 波追蹤迴路可保持頻率誤差足夠小，使得PLL載波追蹤 -47- 200928420 迴路可吸附接近其追蹤臨界値，其中其吸附範圍遠小於較 高訊號位準時的吸附範圍。 控制都卜勒補償相位旋轉器72而不會在PLL誤差訊 號與FLL誤差訊號之間相互干擾的方法係顯示於圖20 中。例圖假設以上所呈現之FLL頻率誤差產生的第一實 施例，但是應該清楚的是，可使用第二實施例，或其他實 施例。僅在各資料位元內之第一 1 0毫秒I/Q相關開始時 的小時間區間期間，來自PLL迴路濾波器9 8之輸出的△ φ 狀態輸出99每20毫秒係施加於都卜勒補償相位旋轉器 72。此時間區間可輕易地小於1 0毫秒，其爲此種小分數 的1 〇毫秒相關區間，除了使第一及第二的I/Q相關器輸 出向量移位相同量之外，其對於第一 I/Q相關器輸出的效 果可忽略。因此，因爲FLL誤差訊號係藉由第一及第二 的I/Q相關器輸出向量之共同相位移位而不受影響，但是 FLL誤差訊號95的計算之效果將同樣可忽略。 由本發明的實施例所符合之目標 低成本接收器架構已做說明，其具有定位精確度的最 佳性能之高頻寬、追蹤的強健性、及多路徑性能，但是仍 具有使用小快照記億體的小TTFF。與目前低成本接收器 設計的參考振盪器及取樣頻率類似，此參考振盪器及取樣 頻率相當低。若給定RF/IF前端的輸出之訊號的取樣速 率，則此頻寬最高，其理論上可行而無SNR降低。此設 計係使得接收器在追蹤具有高頻寬之其他衛星的同時，也 -48- 200928420 能使用快照記憶體取得低頻寬的衛星。此接收器在具有改 變的訊號位準之動態環境中’也具有與追蹤的強健性結合 之優越的追蹤靈敏度，而不會有原本在PLL與FLL的追 蹤迴路之間切換的問題。每當訊號足夠強（約-149 dBm或 更大）時，此接收器可精確地追蹤相位。此接收器DLL相 關器將具有等於或更佳於窄相關器的性能位準，且此接收 器倂入簡單但是有效的多路徑減緩技術。此接收器將不具 有接近零的都卜勒頻率之振盪定位誤差。 其他全球導航衛星系統（GNSS)接收器的應用 雖然本發明已於C/A碼GPS接收器的本文中做說 明，但是一般熟習此項技術者將瞭解本發明也可倂入使用 其他載波頻率及PN碼的GPS接收器中，且更一般而言， 也可倂入其他GNSS接收器中。 雖然此發明已就許多較佳實施例的觀點來做說明，但 〇 是有落入此發明的範圍內之變化、變更、修改、及不同的 替代等效。也應該注意的是，實施本發明的方法及設備有 需多變化的方式。因此意謂底下後附申請專利範圍係解讀 爲包括落入本發明的真實精神及範圍內之所有此類變化、 變更、及不同的替代等效。 【圖式簡單說明】 在附圖的圖式中，本發明係經由例子來予以繪示，而 非作爲限制’且其中相似參考標號有關於類似元件，且其 -49- 200928420 中： 圖1係根據本發明的一實施例之RF/IF部分的簡化方 塊圖； 圖2A至2H槪要繪示根據本發明的一實施例之自 61.347 MHz IF輸入訊號的頻譜密度（PSD)至經取樣的基頻 訊號之不同階段的訊號之功率頻譜； 圖3係根據本發明的一實施例之訊號分離器的槪要方 塊圖； 圖4係根據本發明的一實施例之基頻處理器的槪要方 塊圖； 圖5係根據本發明的一實施例之都卜勒補償相位旋轉 器的槪要方塊圖； 圖6係顯示根據本發明的一實施例之參考pn碼產生 及控制電路的槪要方塊圖； 圖7係根據本發明的一實施例之用於I通道及q通道 的訊號回復相關器及邊緣-轉態PN碼追蹤相關器之槪要 方塊圖； 圖8槪要繪示接收到的pn碼訊號與參考PN碼訊號 對準時之訊號回復相關程序； 圖9A係槪要繪示相對於±1片段內的對準誤差之相關 器輸出的圖形； 圖9B係槪要繪示寬頻訊號中之接收到的pn碼之波 形的一例之圖形； 圖9C係槪要繪示窄頻訊號中之接收到的pn碼之波 200928420 形的一例之圖形； 圖10係槪要繪示習知的早、準時、及晚相關器之圖 形； 圖11A槪要繪示來自習知的早、準時、及晚相關器 之輸出的一例； 圖11B槪要繪示碼追蹤鑑別函數的一例； 圖1 2A-1 2E係解釋根據本發明的一實施例之受極性控 U 制的PN碼取樣之圖形； 圖1 3係繪示根據本發明的—實施例之三種情況的pN 碼取樣序列之槪要時序圖； 圖14A-B係槪要繪示複數平面中的載波訊號及pN碼 之圖形； 圖15A_C係槪要繪示複數平面中的DLL誤差訊號及 基頻訊號之圖形； 圖1 6 A係繪示根據本發明的一實施例之多路徑減緩 φ 濾波器的槪要方塊圖； 圖16B及16D槪要繪示無多路徑減緩的習知相關函 數； 圖16C及16E係繪示根據本發明的—實施例之具有 多路徑減緩（負數二次微分）的相關函數之槪圖； 圖17係槪要繪示根據本發明的一實施例之用以產生 FLL誤差訊號的兩個連續基頻相關器輸出訊號之一例的圖 形； 圖18A-B係繪示資料位元上之基頻訊號中的相位誤 -51 - 200928420 差之效應的槪圖； 圖19槪要繪示根據本發明的一實施例之依據FLL誤 差訊號的相位誤差修正之一例；以及 圖20係繪示根據本發明的一實施例之控制無pLL與 FLL的誤差訊號之間的相互干擾之都卜勒補償相位旋轉器 的方法之槪要時序圖。 【主要元件符號說明】 1 0 : RF/IF 部分 1 2 :參考振盪器 13 : RF輸入訊號 1 5 :總體時脈訊號 16 :第一IF訊號 17 :邏輯 18 :第一混頻器 20 : SAW帶通濾波器 21 :經濾波的IF訊號 22 :第二混頻器 22a :第二混頻器 22b :第二混頻器 24:第二本地振盪器頻率（L02)訊號 24a:第二本地振盪器頻率（L02)訊號 24b:第二本地振盪器頻率（L〇2)訊號 26 :簡單L02邏輯 200928420 2 8 a :複數値訊號 28b:複數値訊號 3〇a :類比低通濾波器 3 0b :類比低通濾波器 32: 4.1239 MHz 訊號 3 2 a : I濾波器輸出 32b: Q濾波器輸出 34a :類比一數位轉換器 3 4b :類比—數位轉換器 3 6 :數位化訊號 3 6a : I數位輸出 36b: Q數位輸出 3 8 :數位複數混頻器 40 :簡單邏輯 42a ： L03I 訊號 42b ： L03Q 訊號 44 :上波瓣 46 :下波瓣 48 : IF訊號 48a ： I 値 48b : Q 値 5 0 :訊號分離器 5 1 :高頻寬路徑 52 :高頻寬訊號 -53 200928420 52a:局頻寬訊號 52b :高頻寬訊號 5 3 =低頻寬路徑 5 4 :低頻寬訊號 5 4 a :低頻寬訊號 54b :低頻寬訊號 5 6 :位元編碼器 5 8 a :濾波器 5 8b :濾波器 6〇a :濾波器輸出 60b:濾波器輸出 6 2 a :次取樣器 6 2 b :次取樣器 66a:位元重新編碼器 66b:位元重新編碼器 70 :基頻處理部分 72 :都卜勒補償相位旋轉器 74 :參考PN碼產生及控制電路 76 :訊號回復相關器 76a :訊號回復相關器 76b :訊號回復相關器 7 8 :邊緣轉態PN碼追蹤相關器 80: DLL PN碼追蹤迴路 82 : DLL迴路濾波器 200928420 84 :多路徑減緩濾波器 86 : 1時脈週期延遲 90 : FLL載波追蹤迴路 91 : PLL載波追蹤迴路 92 :頻率偵測器 93 :誤差訊號 94 : FLL迴路濾波器 & 95 :頻率輸入 96 :相位偵測器 97 :相位誤差訊號 98 : PLL迴路濾波器 9 9 : △狀態値 1 00 : 32個狀態相位旋轉器 102 : △狀態結合器 104 :上/下（U/D)累積器 ❹ 105:累積器輸出 106 :翻轉邏輯 108:象限轉換邏輯 110 :暫存器 1 12 :基頻訊號 1 1 2 a : I通道訊號 1 12b : Q通道訊號 1 1 4 :輸出脈衝 115： fr/l 6 Ξ1.02298 MHz 時脈 -55- 200928420 1 1 6 :旋轉器的狀態 120 :碼產生器 122 :模數16計數器 124 :模數3 8 5計數器 126： A/R 命令 130:模數1 023 x 1 6= 1 63 68粗調碼位置計數器 132 :低解析度A/R輸入命令 134 :高解析度A/R輸入命令 _ 1 3 6 :輸出碼 140 :暫存器 142 :暫存器 150a :混頻器 150b :混頻器 152a :累積器 152b :累積器 154a :數値 · 154b :數値 1 56 :訊號 160a :受極性控制的取樣器 160b :受極性控制的取樣器 1 6 2 a :累積器 162b :累積器 1 6 4 a :數値 164b :輸出 -56 200928420 1 68 :誤差訊號 17〇 :接收到的PN碼 的PN碼對準 到的PN碼 到的PN碼 172 :參考碼與接收到 174 :參考碼晚於接收 176 :參考碼早於接收 1 7 8 a ·混頻器 1 7 8 b :混頻器 1 8 0 :加法器 1 8 2 :峰値 1 8 4 :極點 1 8 6 :三角形 190 :函數-Rn( r ) 1 9 2 :峰値 194 :三角形 200a :輸出訊號 2 0 2 :選用開關 -57 -

Claims (1)

1. 200928420 十、申請專利範圍 1· 一種用以接收RF頻率（fRF)的衛星訊號之低成本 GPS/GNSS接收器，該GPS/GNSS接收器包含： 前端部分，用以接收該衛星訊號及產生具有第一頻寬 的數位複數訊號，在數位化之前，該接收到的衛星訊號被 轉換成複數訊號； 訊號擷取部分，用以搜尋及取得該衛星訊號，該訊號 擷取部分包括擷取記憶體； 基頻處理器，用以追蹤該所取得的衛星訊號；以及 訊號分離器，係耦接至該前端部分，該訊號分離器將 該數位複數訊號分離成兩個頻寬， 其中該訊號分離器產生具有實質上小於該第一頻寬的 第二頻寬之窄頻數位複數訊號、將該窄頻數位訊號提供給 該擷取記憶體、及將該較寬的第一頻寬數位複數訊號提供 給該基頻處理器。 2. 如申請專利範圍第1項之低成本GPS/GNSS接收 器，其中該第一頻寬爲約16 MHz，而該第二頻寬爲約1 MHz。 3. 如申請專利範圍第1項之低成本GPS/GNSS接收 器，其中對於該窄頻數位訊號而言，該訊號分離器包括： 數位低通濾波器，具有0.5MHz的截止頻率； 次取樣器’係耦接至該數位低通濾波器，用以將取樣 頻率降低至fr/8 ’其中fr爲該接收器的參考振盪器頻率； 以及 -58- 200928420 位元解碼器，係耦接至該次取樣器。 4. 一種用以接收RF頻率（fRF)的衛星訊號之低成本 GPS/GNSS接收器中的前端部分，該前端部分包含： 參考振盪器，用以產生具有參考頻率（fr)的總體時脈 訊號； 第一時脈電路，用以產生具有第一頻率的第一局部時 脈訊號； g 第二時脈電路，用以產生具有第二頻率的第二局部時 脈訊號’該第二時脈訊號爲具有用於I通道的I分量及用 於Q通道的Q分量之複數訊號； 第三時脈電路，用以產生具有第三頻率的第三局部時 脈訊號’該第三時脈訊號爲具有用於I通道的I分量及用 於Q通道的Q分量之複數訊號； 第一混頻器，用以將接收到的衛星訊號與該第一局部 時脈訊號相結合，以產生第一IF訊號； 〇 帶通濾波器，用以將該第一 IF訊號帶通濾波，而具 有第一中心頻率及第一頻寬； 第二混頻器，用以藉由將該第一 IF訊號與該第二局 部時脈訊號相結合，以產生複數IF訊號； 低通濾波器，用以將該複數IF訊號低通濾波，而具 有第二中心頻率及第二頻寬； 類比/數位轉換器，用以取樣該複數IF訊號，及產生 數位複數訊號；以及 第三混頻器，用以藉由將該數位複數訊號與該第三時 -59- 200928420 脈訊號相結合，以將該數位複數訊號的中心頻率降低至第 三中心頻率。 5 ·如申請專利範圍第4項之低成本GPS/GNSS接收 器，其中： 該參考頻率（fr)爲約1 6.36767MHz; 該第一頻率爲約100 f\; 該第二頻率爲約4 該第三頻率爲約 fr/4 ; 該第 頻寬爲約1 6 Μ Η z !·; 該第一中心頻率爲約（1 〇 〇 f r - f R F ); 該第二中心頻率爲約4 fr -(100 fr-fRF);以及 該第三中心頻率爲約fr/5 1 2。 6.—種低成本GPS/GNSS接收器中的基頻處理器， 該基頻處理器包含： 都卜勒（Doppler)補償相位旋轉器，用以接收來自該 GPS/GNSS接收器的前端部分之寬頻複數數位衛星訊號， 及產生具有標稱上爲零頻率的複數基頻訊號，該複數基頻 訊號載有所接收到的PN碼； PN碼產生器，用以產生參考碼； 碼追蹤相關器’用以藉由以由該參考碼所給定的時序 與極性來取樣該複數基頻訊號，以使該參考碼與該接收到 的PN碼相關，以便產生DLL誤差訊號；以及 DLL·碼追蹤迴路’用以將該DLL誤差訊號回授至該 PN碼產生器，該參考碼係依據該DLL誤差訊號而被移 -60- 200928420 位，使得該參考碼與該接收到的PN碼對準。 1 如申請專利範圍第6項之基頻處理器，更包含： 訊號回復相關器’用以接收該複數基頻訊號，及使該 參考碼與該接收到的PN碼相關，以便輸出解展頻複數基 頻訊號。 8. 如申請專利範圍第7項之基頻處理器，其中該訊 號回復相關器包含： u 混頻器，用以將該複數基頻訊號與該參考碼訊號相 乘；以及 平均器’用以將某段時間期間之該經相乘的訊號平 均’且將複數相關値輸出爲該解展頻複數基頻訊號。 9. 如申請專利範圍第7項之基頻處理器，其中該碼 追蹤相關器包含： 受極性控制的取樣器，用以在具有一極性之該參考碼 的上升邊緣，及具有相反極性之該參考碼的下降邊緣，取 φ 樣該複數基頻訊號，以便輸出經取樣的複數訊號値；及 平均器，用以累積該經取樣的複數訊號値持續某段時 間期間，及輸出經累積的複數値訊號；以及 誤差訊號產生器，用以取得該經累積的複數値訊號與 該複數相關値的內積’以輸出該DLL誤差訊號。 10. 如申請專利範圍第6項之基頻處理器，更包含： 多路徑減緩濾波器’係耦接於該都卜勒補償相位旋轉 器與該碼追蹤相關器之間。 11. 如申請專利範圍第10項之基頻處理器，其中該 -61 - 200928420 多路徑減緩濾波器取得該複數基頻訊號的二次微分之負數 的近似値。 12. 如申請專利範圍第8項之基頻處理器，更包含： FLL載波追蹤迴路，包括頻率誤差偵測器，用以根據 輸出自該訊號回復相關器的複數個複數相關値來偵測該複 數基頻訊號中的頻率誤差及產生頻率誤差訊號；以及 PLL載波追蹤迴路，包括相位誤差偵測器，用以根據 輸出自該訊號回復相關器的該複數相關値來偵測該複數基 頻訊號中的相位誤差及產生相位誤差訊號， 其中該頻率誤差訊號及該相位誤差訊號同時控制該都 卜勒（Doppler)補償相位旋轉器，而不會相互干擾。 13. 如申請專利範圍第12項之基頻處理器，其中在 該經相乘的訊號係在該訊號回復相關器的該平均器中被平 均於其時間期間之第一週期的時間開始時，該PLL載波 追蹤迴路將該相位誤差訊號施加於該都卜勒補償相位旋轉 器持續一時間區間，該時間區間係明顯小於該第一週期的 時間。 14. —種低成本GPS/GNSS接收器中之具有RF頻率 (fRF)的衛星訊號之處理方法，該方法包含： 在前端部分接收該衛星訊號； 使用複數時脈訊號，自該接收到的衛星訊號中產生具 有第一頻寬的複數訊號； 取樣複數訊號，以產生數位複數訊號； 將該數位複數訊號分離成兩個頻寬，藉由自該分離的 -62- 200928420 數位複數訊號的其中一個該分離的數位複數訊號中產生窄 頻數位複數訊號，該窄頻複數訊號具有實質上小於該第一 頻寬的第二頻寬； 將該窄頻數位複數訊號提供給訊號擷取部分中的擷取 記憶體，以搜尋及取得該衛星訊號；以及 該分離的數位複數訊號之另一個該分離的數位複數訊 號提供給該基頻處理器，以追蹤該所取得的衛星訊號。 0 15.如申請專利範圍第14項之方法，其中該第一頻 寬爲約16 MHz，而該第二頻寬爲約1 MHz。 16. 如申請專利範圍第14項之方法，其中該產生該 窄頻數位複數訊號包括： 以0.5MHz的截止頻率來低通濾波該數位複數訊號； 以fr/8的取樣頻率來次取樣該經低通濾波的數位複數 訊號，其中，fr爲該接收器參考振盪器頻率；及 將該經次取樣之經低通濾波的數位複數訊號位元解 ❹ 碼。 17. —種低成本GPS/GNSS接收器中之前端部分處的 RF頻率（fRF)之接收到的衛星訊號之處理方法，該方法包 含： 產生具有參考頻率（fr)的總體時脈訊號； 產生具有第一頻率的第一局部時脈訊號； 產生具有第二頻率的第二局部時脈訊號，該第二時脈 訊號爲具有用於I通道的I分量及用於Q通道的Q分量之 複數訊號； -63- 200928420 產生具有第三頻率的第三局部時脈訊號’該第三時脈 訊號爲具有用於I通道的I分量及用於Q通道的Q分量之 複數訊號； 將接收到的衛星訊號與該第一局部時脈訊號相結合， 以產生第一 if訊號； 將該第一 IF訊號帶通濾波，而具有第一中心頻率及 第一頻寬； 藉由將該第一 IF訊號與該第二局部時脈訊號相結 合，以產生複數IF訊號； 將該複數IF訊號低通濾波，而具有第二中心頻率及 > jfc5 · 弟一頻覓， 取樣該複數IF訊號，及產生數位複數訊號；以及 藉由將該數位複數訊號與該第三時脈訊號相結合，以 將該數位複數訊號的中心頻率降低至第三中心頻率。 18. 如申請專利範圍第17項之方法，其中： 該參考頻率（fr)爲約1 6.36767MHz; 該第一頻率爲約100 fr; 該第二頻率爲約4 fr; 該第三頻率爲約 f"4 ; 該桌一頻見爲約16MHzr; 該第一中心頻率爲約（100 fr-fRF); 該第二中心頻率爲約4 fr -(100 fr-fRF);以及 該第三中心頻率爲約fr/5 1 2。 19. 一種低成本GPS/GNSS接收器中之接收到的衛星 200928420 訊號中之PN碼的追蹤方法，該方法包含·· 接收來自GPS/GNSS接收器的前端部分之寬頻複數數 位衛星訊號； 產生具有標稱上爲零頻率的複數基頻訊號，該複數基 頻訊號載有接收到的PN碼； 產生參考碼； 藉由以由該參考碼所給定的時序與極性來取樣該複數 Q 基頻訊號，以使該參考碼與該接收到的PN碼相關，以便 產生DLL誤差訊號；以及 依據該DLL誤差訊號來移位該參考碼，使得該參考 碼與該接收到的PN碼對準。 20.如申請專利範圍第19項之方法，更包含： 藉由將該參考碼與該複數基頻訊號相乘，而使該參考 碼與該接收到的PN碼相關；以及 將某段時間期間之該經相乘的訊號平均，以將複數相 φ 關値輸出爲解展頻複數基頻訊號。 2 1 .如申請專利範圍第2 0項之方法，其中該藉由取 樣該複數基頻訊號而使該參考碼與該接收到的PN碼相關 包括： 在具有一極性的該參考碼之上升邊緣，及具有相反極 性的該參考碼之下降邊緣，取樣該複數基頻訊號，以輸出 經取樣的複數訊號値； 累積該經取樣的複數訊號値持續某段週期的時間，及 輸出經累積的複數値訊號；以及 -65- 200928420 得到該經累積的複數値訊號與該複數相關値的內積’ 以輸出該DLL誤差訊號。 22. 如申請專利範圍第1 9項之方法’更包含： 在該使該參考碼與該接收到的PN碼相關之前，藉由 取樣該複數基頻訊號，及藉由取得該複數基頻訊號的二次 微分之負數的近似値，對該複數基頻訊號實施多路徑減 緩。 23. 如申請專利範圍第21項之方法，更包含： _ 根據自該平均該經相乘的訊號所輸出之該複數相關 値，偵測該複數基頻訊號中的頻率誤差’及產生頻率誤差 訊號： 根據自該平均該經相乘的訊號所輸出之該複數相關 値，偵測該複數基頻訊號中的相位誤差’及產生相位誤差 訊號， 根據該頻率誤差訊號來控制該複數基頻訊號的頻率： 以及 G 根據該相位誤差訊號來控制該複數基頻訊號的相位’ 其中，該頻率誤差訊號及該頻率誤差訊號同時控制該 複數基頻訊號，而不會相互干擾。 2 4.如申請專利範圍第23項之基頻訊號處理器，其 中在該經相乘的訊號係在該平均該經相乘的訊號中被平均 於其時間期間之第一週期的時間開始時’該控制該複數基 頻訊號的相位施加該相位誤差訊號持續一時間區間，該時 間區間係明顯小於該第一週期的時間。 -66-