SE515457C2 - Metod och anordning vid effektransistor - Google Patents

Description

25 30 35 515 457ri Dl 2 begränsa spänningsderivatan respektive strömderivatan i samband med tändning eller släckning av transistorn.

Begreppen tändning och släckning används som beteckning för tillslag resp frânslag av effekttransistorn och motsvaras i engelsk litteratur av termerna turn-on resp turn~off.

Vid tändning av en effekttransistor, exempelvis en IGBT, styrs tändningsprocessen genom styrning av IGBTns styre för att förhindra överbelastning av en till IGBTn anordnad backspänd diod (motstàende diod) orsakad av för snabb strömtillväxt (di/dt) eller för snabbt spänningssammanbrott (dv/dt) över effekttransistorn. Detta är av speciellt stor betydelse för mer högspända dioder (2 1600 V). Högspän* ningssdioder har normalt en relativt stor àterhämtnings- laddning beroende pà en relativt hög laddningsbärarlivstid.

Detta, i kombination med låg dopningsnivå i högfältsomràdet gör dioden mer känslig för dynamisk lavin eller lavininjek- tion under släckning, vilket kan vara skadligt för dioden.

Detta leder till att man måste begränsa beloppet av en under tändningsförloppet negativ strömderivata (di/dt) och spänningstillväxten (dv/dt) till värden som är acceptabla för dioden. Detta kan man göra genom att tända motstående transistor mjukt, dvs genom att hålla spänningsderivatan vid styret låg. Samtidigt önskar man hålla tändförlusterna för effekttransistorn och släckförlusterna för dioden så små som möjligt.

Vid släckning av effekttransistorn kan styrning via styret användas för att kontrollera spänningstillväxten (dv/dt) av flera olika skäl. Man kan med dv/dt-styrning begränsa amplituden på den spänningsöversläng som alltid uppträder vid släckning av en ström i en induktiv krets. Detta kan vara nödvändigt för att begränsa pàkänningarna på transis- torn i enlighet med vad som anges i transistorns datablad.

Kontroll av spänningsderivatan är också i regel nödvändig vid släckning av effekttransistorn då kortslutning eller s k genomtändning uppträder (i samband med att effekttransis- torn strömbegränsar). Utan styrning eller begränsning av spänningsderivatan (dv/dt) är det lätt att skada transis- 10 15 20 25 30 35 515 457 3 toranordningen under släckning av en kortslutningspuls beroende på att höga toppspänningar annars lätt uppträder.

Vid utnyttjande av mer högspända iGBTer (t ex IGBTer i spänningsomràdet 2 l600V) finns dessutom andra svårigheter.

IGBTns SOA (Safe Operating Area) blir beroende av vid vil- ken spänningsderivata släckning sker. Genom att begränsa spänningsderivatan kan högre strömmar släckas eller alter- nativt högre toppspänningar tolereras. Detta kan förklaras med att dv/dt-styrning som är rätt utförd innebär att elek- troninjektionen fortsätter under en stor del av släckför- loppet, vilket undertrycker den process som skapar en dyna- misk lavin, så att högre strömmar/spänningar kan tolereras under släckförloppet än vad som annars vore fallet. dv/dt-styrning kan även användas för att begränsa dv/dt som en last (t ex en motor) utsätts för. Hög dv/dt kan nämligen innebära lokala påkänningar på en isolation i lasten vilket succesivt kan bryta ner isolationen. Likaså kan höga spän- ningsderivator, dv/dt, ge upphov till spänningstransienter som transmitteras ut på en kabel, reflekteras och generera spänningsspikar vilka kan ge isolationsproblem. Höga dv/dt kan också ge upphov till radiostörningar eller störa annan elektronisk.utrustning. för att uppfylla EMC-normer (EMC if Electromagnetic Compatibility kan det då vara nödvändigt att utforma filter somareducerar dessa störningar. dv/dt- styrning kan då vara ett_hjälpmedel för att så att säga angripa problemet vid källan.

En negativ faktor är att styrning av spänningsderivatan dv/dt normalt ökar tänd- och släckförlusterna i viss Ut- sträckning. Med full kontroll av tänd- och släckförloppet kan emellertid förlusterna minimeras. Det finns alltid ett optimalt sätt enligt vilket transistorn kan tändas respek- tive släckas om syftet är att minimera tänd- respektive släckförlusterna. En förutsättning är då att detta optimala sätt är känt och att styrparametrarna kan anpassas så att man alltid tänder/släcker transistorn pà detta optimala sätt. 10 15 20 25 30 35 515 457.- Det finns även andra skäl till varför man önskar styra tänd- och släckförloppet hos en effekttransistor. Ett sådant fall där speciellt höga krav ställs på styrningen är vid seriekoppling av transistorer. Vid sådan seriekoppling av effektransistorer, där enskilda transistorer är avsedda att uppta en del av en hög spänning genom spänningsdelning, finns det ett antal faktorer att ta hänsyn till. Några av de viktigaste frågorna som måste lösas är: - statisk spänningsdelning - dynamisk spänningsdelning - spänningsdelning vid kortslutningsförhållanden.

Av dessa nämnda faktorer söker denna beskrivning i första hand en lösning på frågan om hur dynamisk spänningsdelning åstadkoms på ett optimalt sätt d v s vid tändning och släckning av transistorn. Olika föreslagna principer för detta är kända, bl a flera olika metoder där man använder yttre spänningsdelande element, t ex en kombination av en diod, ett motstånd och en kondensator. Dessa metoder inne- bär dock inte att man löser problemet vid källan utan en- dast att man försöker begränsa de skillnader i spänning som uppkommer över enskilda transistormoduler i en kedja av seriekopplade transistorer till en nivå som man kan _ tolerera, genom att addera yttre komponenter, vilket ökar såväl volym som kostnad på exempelvis en anordning i form av en omriktare uppbyggd enligt sådana kända principer.

I dagens omriktare används normalt en mycket enkel metod för att styra eller begränsa dv/dt resp. di/dt. Ett vanligt sätt är att man vid tändning av transistorn anluter styret till en spänningskälla med ett motstånd, ett s k gatemot- stånd. Detta motstånd kommer att begränsa den ström som spänningskällan levererar, varvid man genom lämpligt val av motstånd kan påverka hur snabbt tändningen sker. På samma sätt kan en kombination av en spänningskälla och ett annat motstånd användas för att påverka hur snabbt släckningen skall ske. Denna metod är enkel och vanligt förekommande, men den ger endast begränsade styrmöjligheter. Vid tändning av transistorn kan man ej påverka di/dt respektive dv/dt 10 15 20 25 30 35 515 45"? 5 separat. Likaså blir till exempel spänningsderivatan vid släckning starkt beroende av med vilken ström släckningen sker (ju högre ström, desto större spänningsderivata). För att undvika för hög spänningsöversläng vid släckning av kortslutningsströmmar, används ofta en metod, där man först detekterar om transistorns ledspänning överstiger en given nivå. Om så är fallet bedöms strömmen så hög att släckning måste ske mjukt, dvs med reducerad spänningsderivata, vilket innebär att släckning utföres med ett högre gate- motstånd än vad som normalt är fallet.

Släck- och tändförloppet vid en given ström blir också beroende av transistorns temperatur. Vidare kan stora variationer i släck- respektive tändförlopp även uppträda då man med samma drivdon testar olika exemplar av transis- torer av samma typ. Sådana variationer kan ge problem med transient strömdelning vid parallellkoppling av transis- torer samt med transient spänningsdelning vid seriekoppling av transistorer. Sålunda finns det behov av en metod som på ett bättre sätt kan möjliggöra styrning av effekttransis- torers tänd- respektive släckförlopp, dels med syftet att kunna styra förloppet bättre i sina detaljer för att åstadkomma en mer optimal tändning och släckning, dels med syftet att minska tänd- och släckförloppets beroende av ström, temperatur och naturligt förekommande variationer hos transistorer av samma typ.

På grund av att de kända lösningarna av oss bedöms som icke optimala för våra uppställda krav, är användning av ett enligt uppfinningen visat "intelligent" drivdon för styrning av en effekttransistor, såsom en IGBT, i dess s k linjära eller styrbara region under omkopplingar en utväg.

Den lösning som föreslås i denna beskrivning är något mer komplicerad än den idag vanligast förekommande metoden med anpassning av de s k gate-motstànden, men de uppkomna kostnaderna härför kan i många applikationer mer än väl betala sig, då effekttransistorerna kan utnyttjas effektivare tack vare en mer optimal styrning. 10 15 20 25 30 35 515l457ÉÜ1gï BESKRIVNING AV UPPFINNINGEN Ett antal aspekter av föreliggande uppfinning framgår av kännetecknen i de oberoende patentkraven.

Det beskrivna konceptet baseras delvis på att man hos en effekttransistor känner till styrets uppladdningskarak- teristika (det på engelska benämnda begreppet gate-charge characteristic) under omkoppling av transistorn vid olika kollektorspänningar och att denna karaktäristika inte vari- erar för kraftigt mellan olika exemplar av samma effekt- transistortyp. Detta är av speciell vikt i en anordning som innefattar ett antal i en krets samverkande effekttransis- torer, t ex i en högspänningsventil med seriekopplade effekttransistorer eller i en högströmsventil med parallellkopplade effekttransistorer.

Under omkoppling av en effekttransistor behöver en viss laddning tillföras (eller avlägnas) styret för att en transistor skall fås att växla mellan lägena till och från.

Genom att styra uppladdningströmmen under omkopplingar av effekttransistorn är det möjligt att styra tillslags- och frânslagsprocessen (här kallad tändnings- resp släcknings- processen). Att försöka styra uppladdningsströmmen vid en sådan metod genom att använda en spänningskälla och en resistor kopplad till styret är inte särskilt fördelaktigt.

Uppladdningsströmmens storlek och dess tidsberoende är då beroende av en mängd faktorer, exempelvis läckinduktansen mellan styrdon och effekttransistor, på den interna styres- resistans som ofta av tillverkaren är applicerad internt i transistormodulen, på transistorns tröskelspänning, på transistorns kristalltemperatur och på huvudströmmen genom effekttransistorn.

En bättre metod är enligt en uppfinningsaspekt att påföra styret en väl kontrollerad (t ex strömstyv) uppladdnings- ström medelst en styrbar strömkälla när transistorns arbetspunkt genomlöper den strömbegränsande (vanligen kallad den linjära) delen av transistorns karakteristika. 10 15 20 25 30 35 s1vsf4šf7ï i diff? 7 För att få bättre kontroll över kollektorspänningen och spänningsderivatan, dv/dt, är det också fördelaktigt att öka och linjärisera transistorns Millerkapacitans genom att införa en extra kondensator mellan kollektor och styre.

Denna kondensator måste i allmänhet dämpas för undvikande av oscíllationer.

Den beskrivna tekniken enligt uppfinningen ger många förde- lar genom en möjlighet att styra transistorer med MOS- styre, såsom IGBT-transistorer. Vidare medger tekniken styrning av transistorn under omkoppling och strömbegräns- ningsförlopp och har till ändamål att minimera omkopplings- förluster, att öka "Safe Operating Area" (SOA) eller att på ett tillförlitligt sätt se till att transistorn alltid befinner sig inom SOA, att erbjuda en tillförlitlig metod för kortslutningsskydd, att om så önskas begränsa dv/dt i en last eller för att förenkla EMC-skydd, att ge god strömdelning vid parallellkoppling av effekttransistorer och att ge en god spänningsdelning vid seriekoppling av effektransistorer.

Tekniken är synnerligen lämpad för att styra högspännings- IGBT-transistorer (1600 V och högre), eftersom en god kontroll av en sådan transistors uppträdande under omkopp- ling ökar dess SOA samtidigt som kopplingsförluster kan minimeras. Användande av tekniken kan dock komma ifråga även för andra MOS-styrda effekttransistorer, såsom mer lågspända IGBTer och MOSFET-transistorer.

Vid släckning av en effekttransistor kan det vara av stor vikt att det går att styra spänningsderivatan dv/dt för olika värden på kollektorspänningen, dvs att spännings- derivatan med avseende på tiden kan ges olika värden för olika kollektorspänningar. Vid låg kollektorspänning är det normalt fördelaktigt med ett högt värde på nämnda spän- ningsderivata för att hålla omkopplingsförlusterna låga.

Vid hög kollektorspänning, à andra sidan (omkring nominell spänning eller däröver), kan det vara önskvärt att minska spänningstillväxten, dvs att begränsa spänningsderivatan 10 15 20 25 30 35 s1s'4§ïf 8 till ett lägre värde. En begränsning av spänningsderivatan vid denna högre spänning kommer också att öka vad som bru- kar betecknas med SSOA (eng. Switching Safe Operating Area), dvs det säkra arbetsområdet under omkopplingar, för transistorn. Dessutom kan detta vara användbart vid serie- koppling av transistorer i syfte att förbättra den dyna- miska spänningsdelningen. Genom att begränsa spänningsderi- vatan till ett mycket lågt värde så fort som transistorns spänning överstiger en viss nivå kan den maximala spänning som transistorn tar upp i samband med ett släckförlopp begränsas.

Enligt en ytterligare aspekt av uppfinningen styrs spän- ningsderivatan att vara beroende av kollektorspänningen ge- nom att en strömkälla ansluten till styret på effekttrans- istorn styrs av kollektorspänningen över densamma. En spän- ningsdelare används för att avkänna kollektorspänningen, varvid den avkända spänningen används för att reglera värdet på den ström som strömkällan levererar. Detta betyder att drivdonet där den variabla strömkällan ingår anpassar sig till den mest lämpade släckningsoperationen.

Om t ex transistorn släcks i ett fall där den anordning vari transistorn ingår åläggs en strömbegränsning, dvs då en hög kollektorspänning uppträder över transistorn redan innan släckningsoperationen inleds, kan styrets drivdon automatiskt känna av detta och släcka transistorn långsamt (med låg spänningsderivata) för att behålla transistorn inom ett säkert arbetsområde.

Kapacitansen med vilken den nämnda styrande strömkällan samverkar kan i princip utgöras av effekttransistorns egen- kapacitans mellan styre och kollektor. För att skapa en bättre linearitet och bättre kontroll över funktionen före- dras emellertid en kapacitans som huvudsakligen bestämmes av en parallellt med effekttransistorns egenkapacitans ansluten kondensator mellan styret och kollektorn. 10 15 20 25 30 35 515 457~ 9 Den typ av styrning som beskrivits är nästan lastoberoende.

Detta innebär att man åtnjuter full kontroll över släckningsoperationen oberoende av strömmen genom lasten.

Enligt ytterligare en annan aspekt av uppfinningen styrs vid tändning av effekttransistorn, i huvudsak oberoende av varandra, såväl strömderivata som spänningsderivata (avse- ende ström resp. spänning mellan transistorns huvudelektro- der, emitter och kollektor). Styrets spänning förändras med hjälp av en strömkälla ansluten till styrelektroden på sådant sätt att styre-emitter-kapacitansen uppladdas. Vid en viss spänningsnivå, Vth, börjar effekttransistorn att leda. genom transistorn av styrets spänning. Eftersom man nu nor- Under tiden för strömtillväxt (di/dt) styrs strömmen malt, enligt uppfinningen, har kopplat en kondensator som tillför en extra kapacitans (förutom transistorns egenkapa- citans) mellan styre och emitter börjar denna kondensator att laddas så fort som tändningsoperationen inleds. För att ej i onödan öka tändfördröjningen och den laddning som krävs för tändningsoperationen kan man i serie med nämnda kondensator införa en zenerdiod som börjar leda när spän- ningen på styret är ungefär lika med Vw. Detta görs genom att välja en zenerdiod som börjar leda vid en lämplig spän- ning. Den totala kapacitansen mellan styre och emitter (den ytte kondensatorn tillsammans med transistorns egenkapaci- tans) bestämmer tillsammans med storleken på styrströmmen derivatan på spänningen mellan styret och emittern, vilket i sin tur bestämmer strömderivatan (di/dt) över transis- torn. Genom att välja önskat värde på den extra kondensa- torn mellan styre och emitter kan strömderivatan reduceras till önskat belopp. Vid normal tändning (ej kortslutning) styrs på nämnda sätt strömderivatan tills kollektorströmmen når det toppvärde (ipk) som lasten och motstående diod be- stämmer (Se fig. 4!). Vid denna tidpunkt börjar spänningen (vcs) över transistorn att falla. Enligt uppfinningsaspek- ten styrs nu i stället spänningsderivatan dv/dt medelst strömkällan (avsedd för tändningsoperationen) i kombination med kapacitansen mellan kollektor och styre. 10 15 20 25 30 35 51sf“4š?ï 10 Strömkällorna avsedda för släckning resp tändning är spänningsbegränsade, vilket innebär att strömmen fràn dessa går ner mot noll när styrets spänning har nått önskat värde för statiskt till- resp statiskt frànläge hos den styrda transistorn.

Uppfinningen möjliggör t ex vid seriekoppling att ett godtyckligt antal effekttransistorer kan seriekopplas i en ventil, tack vare att styranordningen enligt uppfinningen begränsar för hög spänningsuppväxt över enskilda transistorer i serien.

Vad som i övrigt kännetecknar uppfinningen framgår av bifogade patentkrav.

FIGURBESKRIVN ING Fig. 1 visar enligt känd teknik en bryggkoppling med två IGBTer och två motstående dioder, där bryggkopplingen kan utgöra en gren för en fas i en 3-fas växelriktare.

Fig. 2 visar en konventionell drivkrets för en IGBT där inställning av tändförlopp och släckförlopp görs genom att respektive gatemotstånd väljs till ett för transistorn och tillämpningen lämpligt värde.

Fig. 3 visar ett exempel på en ideal styrning av spänningsderivatan dv/dt vid släckning av en IGBT för att undvika överspänningar vid exempelvis släckning av stora strömmar i en induktiv krets eller vid seriekoppling av ett antal transistorer, Fig. 4 visar ett exempel på en ideal styrning av di/dt och dv/dt oberoende av varandra vid tändning av en IGBT för att minska tändförlusterna utan att fördenskull överskrida tillåtet belopp för den negativa strömderivata för motstâende diod. 10 15 20 25 30 35 s 1 s 54-53; ll Fig. 5 återger en lösning för styrning av effekttransistorn enligt uppfinningen där man i förväg valt fasta värden för di/dt och dv/dt vid tändning samt dv/dt vid släckning.

Fig. 6 återger en alternativ lösning för styrning av effekttransistorn enligt uppfinningen där man även kan låta styrningen av di/dt och dv/dt vid tändning samt dv/dt vid släckning bero pà den kollektorspänning som uppträder över transistorn före och vid nämnda tänd- respektive släckförlopp.

Fig. 7 visar ett exempel på utförandet av en spännings- begränsad strömkälla som levererar en stabil ström med lågt temperaturberoende, vilket är användbart i det fall man vill styra en effekttransistor på ett mycket väldefinierat sätt, vilket kan vara fallet vid t ex seriekoppling av ett antal transistorer enligt uppfinningen UTFöRANDEExEr/IPEL Med stöd av bifogade figurer redovisas ett antal utföranden av uppfinningen.

Ett typiskt användningsområde för uppfinningsobjektet är vid styrning av en bryggkoppling enligt fig. 1. I denna figur visas enligt känd teknik en bryggkoppling med tvâ effekttransistorer i form av två IGBTer (T1 och T2) deras motstàende dioder (D2 resp Dl). De i beskrivningen och använda beteckningarna framgår av figuren. En likspänning Vbc tillförs bryggan för omriktning i två ventiler som Ström- men som flyter genom en effekttransistor, t ex T1, till- ordnas beteckningen ic, medan strömmen som flyter genom vardera innefattar en effekttransistor Tl resp T2. motstàende diod, enligt exemplet D2, benämns iF. Spänningen över en transistor betecknas vcg. I slingan genom mellan- ledskondensatorn CDC, T1 och D2 (eller CDC, T2 och Dl) finns som regel ingen avsiktlig induktans, men en ofrànkom- lig ströinduktans, här betecknad Ll, påverkar tänd- och 10 15 20 25 30 35 s1s"4ï5"7? 12 släckförloppen. Den omriktade strömmen ut från bryggan betecknas iph (iphase). Drivdon för transistorna Tl och T2 har beteckningarna DUl resp DU2.

Fig. 2 visar ett exempel på ett drivdon som enligt gängse teknik styr en effekttransistor, t ex en IGBT. Styrningen utförs så att en styrenhet GDC styr tvâ switchar synkront att växelvis ansluta styret G hos transistorn till +15 V resp -5 V via var sitt seriemotstånd.

Ett drivdon som utgör en utföringsform av uppfinningen är åskådliggjord i fig. 5. Beteckningarna C, G, E längst till höger i figuren avser kollektor, styre respektive emitter hos en effekttransistor som ska styras med drivdonet enligt figuren.

Enligt exemplet är emittern E ansluten till drivdonets nollspänningsledning. Styret G är via en första strömkälla S1 förbundet med en drivspänning som uppgår till +15 V.

Denna första strömkälla S1 styrs att mata ström till styrets G kontaktledning 1. Strömmen från strömkällan S1 kommer härvid att ladda upp den kapacitans som föreligger mellan styret G och emittern E. Denna kapacitans kan utgöras av egenkapacitansen mellan nämnda elektroder, men företrädesvis används en kondensator Cl inkopplad mellan styre och emitter som komplement till egenkapacitansen i det fall att man fritt vill kunna ställa in såväl di/dt som dv/dt i stort sett oberoende av varandra. I serie med kondensatorn Cl finns en zenerdiod Zl mellan emitter och styre. I enklaste utförande av uppfinningen utelämnas denna zenerdiod, men då måste strömkällan S1 leverera en något större laddning. Strömkällan S1 styrs medelst en styrenhet GDC (av eng. Gate Drive Controller) att leverera ström un- der tändning av den effekttransistor som styrs av driv- donet, varvid spänningen stiger på styrets kontaktledning.

Som nämnts kommer härvid, vid en viss spänningsnivå, Vth, effekttransistorn att leda ström. Beroende på val av värde på zenerdioden Zl, görs denna zenerdiod ledande vid en spänning som är ungefär lika med Vth. Härigenom börjar 10 15 20 25 30 35 515' 457? 13 kondensatorn Cl att laddas parallellt med transistorns inre kapacitans mellan gate och emitter. På så sätt kommer kondensatorn C1 att begränsa hur snabbt spänningen vg mellan styret G och emittern E växer upp, vilket i sin tur bestämmer hur snabbt transistorns kollektorström växer upp.

Valet av kapacitansvärdet pà kondensatorn Cl kommer härvid att bestämma strömderivatans storlek vid tändning av effekttransistorn (se fig. 4), då den befinner sig i sitt strömbegränsande (linjära) arbetsområde, förutsatt att transistorn tänds i en i huvudsak induktiv krets.

Efter tändning av effekttransistorn kommer en kollektor- ström ic att flyta mellan dess huvudelektoder (C, E), varvid strömmen ökar till ett toppvärde, ipk, som bestäms kontrolle- I stället att sjunka och spänningsderivatan av lasten och motstående diod. Från och med nu ras inte effekttransistorns ström av styret G. kommer spänningen VCE dv/dt, dvs spänningssammanbrottet över effekttransistorn styrs med hjälp av den kapacitans som föreligger mellan kollektor C och styre G. Även denna kapacitans skulle en- ligt uppfinningen i princip kunna utgöras av en egenkapa- citans. Men även i detta fall är det fördelaktigt att koppla in en yttre kapacitans mellan kollektor och styre i form av en kondensator C2. Denna kapacitans linjäriserar den interna Millerkapacitansen, vilket gör spänningsderi- vatan i stort sett proportionell mot styrströmmen (se fig. 4). Värdet på kapacitansen hos denna kondensator C2 kommer härvid i kombination med styrströmmens storlek att vara styrande för storleken på spänningsderivatan dv/dt.

För att även kunna styra ett släckningsförlopp hos effekt- transistorn på önskvärt sätt är, enligt ett utförande av uppfinningen, styret G vidare anslutet till en andra ström- källa S2, vilken står i förbindelse med en drivspänning på t ex -5V. Denna andra strömkälla S2 styrs att mata ström till styrets kontaktledning l. Strömkällan S2 levererar därvid en negativ ström som laddar om den kapacitans som föreligger mellan transistorns kollektor och styre. Även vid släckning är det möjligt att låta kapacitansen mellan 10 15 20 25 30 35 515 4SS7a°f 14 kollektor och styre utgöras av egenkapacitansen. För att erhålla bättre kontroll över släckningsförloppet är det fördelaktigare att koppla en yttre kondensator C2 paral- lellt med egenkapacitansen mellan styre G och kollektor C.

Vid släckning av effektransistorn styrs strömkällan S2 medelst en styrenhet GDC att leverera ström under släckning av den effekttransistor som styrs av drivdonet, varvid spänningen på styrets kontaktledning 1 sjunker. Strömkällan kommer härvid att dra ut laddningar ur styret. Om effekt- transistorn utgörs av exempelvis en IGBT sjunker styrets spänning till ca +10 V, innan transistorn börjar ta upp en spänning VCE >> Vcgsat (av eng. saturation) över huvudelek- troderna. Vid vilken spänning på styret detta sker är dock starkt beroende av bl a den ström som vid just detta till- fälle flyter genom transistorn. Under det inledande skedet av spänningsuppväxten kommer strömkällan i huvudsak att ladda den interna Millerkapacitansen mellan styre och kollektor. Allteftersom spänningen växer minskar dock denna kapacitans och vid en spänning på i storleksordningen 40 V kommer istället den yttre kondensatorn C2 att dominera.

Spänningstillväxten (dv/dt) kommer då i huvudsak att betämmas av den ström som strömkällan S2 drar samt av kapacitansvärdet på den yttre kondensatorn C2 (fig. 3).

Enligt de beskrivna förloppen kommer kondensatorn C2 att bestämma spänningsderivatan för transistorn i samverkan med strömmen från strömkällan S1 vid tändning resp strömkällan S2 vid släckning. Därmed kan spänningsderivatorna vid tänd- ning och släckning väljas oberoende av varandra. Storleken på kondensatorn C2 väljs lämpligen så att den dominerar över transistorns Millerkapacitans vid spänningar över exempelvis 50-100V. Den ström som strömkällorna S1 och S2 behöver leverera styrs då av den maximala spänningsderivata vid tändning respektive släckning som vi önskar erhålla.

Den ström som strömkällan S2 levererar blir då normalt så stor att di/dt vid tändning blir för stor för en motstående diod om enbart den interna ingångskapacitansen på transis- Man kan torn (mellan styre och emitter) får bestämma detta. 10 15 20 25 30 35 515. 4s7ffi '75 15 då lägga till en yttre kondensator Cl mellan gate och emitter för att begränsa strömderivatan di/dt vid tändning till ett för motstående diod lämpligt värde. På så sätt kan både di/dt och dv/dt vid tändning väljas i stort sett oberoende av varandra.

För att ej i onödan öka tändfördröjningen och den laddning som krävs för tändningsoperationen kan man i serie med kon- densator Cl införa en zenerdiod Zl. Vid släckning av effekttransistorn blir zenerdioden Zl ledande och kondensa- tor Cl laddas till i stort sett samma spänning som effekt- transistorns styre G, t ex -5 V. Zenerdiodens genombrotts- spänning bör därför i detta exempel väljas ungefär lika med 5 V + Vgh, så att zenerdioden vid tändning av effekttrans- istorn börjar leda då spänningen på transistorns styre G nått spänningen Vth. Därigenom påverkar kondensator Cl hela tändförloppet ända från det att ström börjar flyta mellan effekttransistorns huvudelektroder. Genom ett lämpligt val av styrets spänningsnivå i effekttransistorns frântillstånd kan man också undvika att kondensator Cl påverkar effekt- transistorns släckförlopp. Om t ex Vth är 5 V och styrets spänningsnivå i effekttransistorns ledande tillstånd är +15 V bör styrets spänningsnivå i effekttransistorns fråntillstànd vara S-5 V. Lämplig genombrottsspänning för nämnda zenerdiod är då 210 V, och när effekttransistorn är tänd har nämnda kondensator inte laddats om till mer än ungefär Vth, dvs +5 V. Vid därpå följande släckning kommer zenerdioden Zl därför inte att leda ström förrän spänningen mellan effekttransistorns styre och emitter understiger Vth. Då kan kondensator Cl inte längre påverka transistorns släckförlopp.

Strömkällorna S1 och S2 är spänningsbegränsade.

Zenerdioderna Z2 och Z3 har främst till uppgift att begrän- sa spänningen på styret så att spänningen ej överstiger (t ex i samband med kortslutning) eller understiger för transistorn specifierade värden. 10 15 20 25 30 35 susšiàäï 16 Åtminstone 2 sätt att styra ut styrenheten GDC kan använ- das. De båda strömkällorna S1 resp S2 kan nämligen styras att leverera en ström som varierar enligt ett förutbestämt förlopp under själva tänd- resp. släckförloppet, ända tills spänningen på styret stigit eller sjunkit till en spän- ningsnivå som ligger nära +15 V resp -5V, utan att kollek- torspänningen VCE avkännes och där styrenheten enbart matas med en insignal In som ger information om till- och från- slagstidpunkter för transistorn. I en annan utföringsform av uppfinningen är en bredbandig spänningsdelare som utgörs av RC-kretsarna RC1 och RC2 ansluten parallellt med effekt- transistorns emitter- och kollektoranslutningar (fig. 6).

Mellan dessa båda RC-kretsar är då en avkänningsledning 2 för avkänning av kollektorspänningen VCE ansluten vid punkten 3. Spänningen på denna avkänningsledning kan därvid utnyttjas för att styra styrenheten GDC för utstyrning av strömmen från den första resp andra strömkällan för erhål- lande av önskade ström- och spänningsderivator enligt ovan vid tändning resp släckning. Styrenheten GDC styr strömmen från den den första S1 resp andra S2 strömkällan att vara en förutbestämd funktion av kollektorspänningen vgg. Styr- signalens beroende av kollektorspänningen beskrivs härvid av funktionen csl(t)= f(vCE(tau), tau S t) som exempel, där både momentana och/eller historiska värden hos VCE kan ut- nyttjas för inverkan på styrsignalen. Detta ger möjlighet att skapa exempelvis en spänningsderivata vid släckning enligt figur 3, där denna nämnda derivata ges olika värden stegvis i beroende av kollektorspänningen. Som ett exempel har i figur 3 visats ett värde 4 kV/ps för derivatan inled- ningsvis vid spänningstillväxten över transistorn, medan derivatans värde minskas till l kV/ps när spänningen närmar sig Vbc. Andra värden än de visade kan naturligtvis väljas, såväl som att spänningsderivatans avtagande värde kan utfö- ras att genomgå fler steg än två eller varieras kontinuerligt.

Styrenheten GDC levererar två styrsignaler, en styrsignal csl för styrning av strömkällan S1 vid tändning och en styrsignal cs2 för styrning av strömkällan S2 vid släckning 10 15 20 25 30 35 s 1 s 45:73 17 av effekttransistorn. Styrenheten GDC utnyttjar endast känd teknik och redovisas ej vidare här. Styrsignalerna csl resp cs2 kan vara såväl digitala som analoga beroende på den styrda strömkällans natur. _ Strömkällorna S1 resp S2 är även de uppbyggda enligt känd teknik. Styrbara strömkällor kan utföras med vanliga trans- istorkopplingar. Om mycket god temperaturstabilitet är önskvärd kan en koppling i enlighet med figur 7 användas.

Figuren illustrerar ett exempel på en strömkälla S2 enligt uppfinningen och utgör i det visade exemplet en modifiering av en strömkälla av ett slag som saluförs av t ex Siliconix Incorporation. Om en styrbar strömkälla önskas med mycket god stabilitet kan man också använda ett större antal digi- talt styrda strömkällor där var och en av dessa har till uppgift att leverera en fix ström. Man kan då åstadkomma en strömkälla som snabbt kan växlas mellan ett antal olika värden på levererad ström, för att på så sätt realisera den nämnda styrning där spänningsderivatan hos transistorn kan ges olika värden i beroende av kollektorspänningens momentanvärde. _ Strömkällan S1 är till sin uppbyggnad av samma slag som den som redogjorts avseende S2. cs2 är i exemplet enligt fig. 7 en digital signal, som styr switchen SW att växla mellan tvà lägen.

I exemplet enligt figur 5 och 6 är tvà styrbara strömkällor visade. Om enbart ett av tändnings- eller släckningsför- loppen behöver optimerad styrning är det naturligtvis möjligt att utnyttja endast en av de ovan nämnda första eller andra strömkällorna (S1, S2)tillsammansmed tillhörande kondensator för styrning av önskad derivata enligt ovan och att den andra strömkällan i sådant fall ersätts med en konventionell lösning bestående av en spänningskälla, en halvledaromkopplare och ett motstånd i enlighet med figur 2.

Claims (26)

10 15 20 25 30 35 515 457 PATENTKRAV

1. l. Förfarande för styrning av ett kopplingsförlopp som utgörs av ett tänd- eller släckningsförlopp hos en spänningsstyrd effekttransistor, där effekttransistorn (E) mellan vilka huvudelektro- innefattar en styrelektrod (G), en första huvudelektrod och en andra huvudelektrod (C), der transistorns driftstorheter spänning (V) och ström (i) föreligger, kännetecknat av - att effekttransistorns släckningsförlopp styrs genom att omladdningen av en kapacitans mellan effekttransistorns styrelektrod (G) och dess andra huvudelektrod, kollektorn (C) - att denna kapacitans utgörs av summan av effekt- styrs av en strömkälla (S2), transistorns egenkapacitans mellan dess styrelektrod (G) och dess andra huvudelektrod (C), och kapacitansen hos en yttre kondensator (C2), och (dv/dt) (C, E) - att därigenom tidsderivatan av spänningen mellan effekttransistorns huvudelektroder bestäms.

2. Förfarande enligt patentkrav 1, kännetecknat av att effekttransistorns tändningsförlopp styrs genom att omladdningen av kapacitansen mellan effekttransistorns (G) styrs av en ytterligare strömkälla och dess andra huvudelektrod, kollektorn (S1) och att styrelektrod (C). därigenom tidsderivatan (dv/dt) av spänningen mellan effekttransistorns huvudelektroder (C, E) bestäms.

3. Förfarande enligt patentkrav 2, kännetecknat av att effekttransistorns tändningsförlopp styrs genom att omladdningen av kapacitansen mellan effekttransistorns (G) (E),styrs av den ytterligare strömkällan och dess första huvudelektrod, emittern (Sl) och att därigenom tidsderivatan (di/dt) av strömmen genom (C, E) styrelektrod effekttransistorns huvudelektroder bestäms. 10 15 20 25 30 35 515 457 i?

4. Förfarande enligt patentkrav 1, kännetecknat av att (S2) förutbestämt tidsförlopp och att strömkällan styrs av en (cs2). strömkällan levererar en konstant ström med styrsígnal

5. Förfarande enligt patentkrav 2 eller 3, kännetecknat (S1, S2) konstant ström med förutbestämt tidsförlopp och att av att åtminstone en av strömkällorna levererar en strömkällan styrs av en styrsígnal (csl, cs2).

6. Förfarande enligt patentkrav 1, kännetecknat av att (S2) leverera en ström som är beroende av aktuellt värde på strömkällan styrs medelst en styrsígnal (csl, cs2) att kollektorspänningen VCE över effekttransistorn.

7. Förfarande enligt patentkrav 2 eller 3, kännetecknat S2) att leverera en ström som av att åtminstone en av strömkällorna (Sl, styrs medelst en styrsígnal (csl, cs2) är beroende av aktuellt värde på kollektorspänningen VCE över effekttransistorn.

8. Förfarande enligt patentkrav l, kännetecknat av att (S2) (cs2) att leverera en ström som är beroende av aktuellt värde och _ strömkällan styrs medelst en styrsígnal historiska värden på kollektorspänningen VCE över effekttransistorn.

9. Förfarande enligt patentkrav 2 eller 3, kännetecknat (Sl, S2) att leverera en ström som av att åtminstone en av strömkällorna styrs medelst en styrsígnal (csl, cs2) är beroende av aktuellt värde och historiska värden på kollektorspänningen VCE över effekttransistorn. lO. Förfarande enligt patentkrav 8, kännetecknat av att strömkällan (S2) är uppbyggd av ett antal digitalt styrda delströmkällor, där strömmen från strömkällan (S2) väljs

10. 15 20 25 30 35 515 457 .w medelst styrning av varje enskild delströmkälla medelst en till varje delströmkälla anordnad styrsignal.

11. ll. åtminstone en av strömkällorna Förfarande enligt patentkrav 9, kännetecknat av att (S1, S2) antal digitalt styrda delströmkällor, är uppbyggd av ett där strömmen fràn strömkällan (S1, S2) väljs medelst styrning av varje enskild delströmkälla medelst en till varje delströmkälla anordnad styrsignal.

12. Förfarande enligt patentkrav 8, kännetecknat av att strömkällan (S2) är en analogt styrd strömkälla som styrs med en analog styrsignal (csl, cs2).

13. Förfarande enligt patentkrav 9, kännetecknat av att (S1, strömkälla som styrs med en analog styrsignal åtminstone en av strömkällorna S2) är en analogt styrd (csl, cs2).

14. Förfarande enligt patentkrav ll eller 13, kännetecknat (GDC) till den ytterligare strömkällan av att styrenheten levererar minst en styrsignal (csl) (S1), styrsignalen styr strömkällan sà att en förutbestämd (di/dt) (dv/dt) vid tändning av effekttransistorn erhàlls. där tidsderivata av strömmen och/eller spänningen

15. kännetecknat Förfarande enligt patentkrav 10 eller 12, av att styrenheten (GDC) (cs2) till strömkällan (S2), strömkällan sà att en förutbestämd tidsderivata av levererar minst en styrsignal där styrsignalen styr spänningen (dv/dt) vid släckning av effekttransistorn erhàlls.

16. kännetecknat av att styrenheten Förfarande enligt patentkrav ll eller 13, (GDC) (cs2) till strömkällan som styr släckningsförloppet levererar minst en styrsignal (S2), där styrsignalen styr strömkällan sà att en förutbestämd 10 15 20 25 30 35 515 457 4! tidsderivata av spänningen (dv/dt) vid släckning av effekttransistorn erhàlls.

17. av att styrsignalen Förfarande enligt patentkrav 15 eller 16, kännetecknat (cs2) som styr släckningsförloppet styr strömmen fràn strömkällan, (S2), släckningsförlopp utförs med avtagande värden pà spännings- (dv/dt). så att transistorns derivatan

18. utgöres av ett tänd- eller släckningsförlopp hos en Anordning för styrning av ett kopplingsförlopp som spänningsstyrd effekttransistor, där effekttransistorn (G), (C), der transistorns driftstorheter spänning (v) och ström (i) (E) mellan vilka huvudelektro- innefattar en styrelektrod en första huvudelektrod och en andra huvudelektrod föreligger, kännetecknad av -att åtminstone kapacitansen mellan effekttransistorns (G) (C), utgörs av summan av effekttransistorns egenkapacitans styrelektrod och dess andra huvudelektrod, kollektorn mellan dess styrelektrod (G) och dess andra huvudelektrod (C), och kapacitansen hos en yttre kondensator (C2) kopplad mellan styrelektroden (G) och den andra huvudelektroden (C) kollektorn; (S2) är anordnad vid effekttransistorns för att vid släckning av effekttransistorn -att en strömkälla styrelektrod (G) styra omladdningen av kapacitansen mellan effekttransistorns styrelektrod (G) och dess andra huvudelektrod, kollektorn (C), tidsderivatan av spänningen (dv/dt) mellan och därigenom bestämma effekttransistorns huvudelektroder (C, E).

19. även kapacitansen mellan effekttransistorns styrelektrod Anordning enligt patentkrav 18, kännetecknad av att (G) och dess första huvudelektrod, emittern (E), utgörs av summan av egenkapacitansen och kapacitansen hos en yttre (Cl) (G) första huvudelektroden (E) kondensator kopplad mellan styrelektroden och den emittern. 10 15 20 25 30 35 515- 45,7 4D.

20. av att en ytterliggare strömkälla (S1) (G) effekttransistorn styra omladdningen av kapacitansen mellan Anordning enligt patentkrav 18 eller 19, kännetecknad är anordnad vid effekttransistorns styrelektrod för att vid tändning av effekttransistorns styrelektrod (G) och dess andra huvud- elektrod, kollektorn (C), och därigenom bestämma tidsderi- vatan av spänningen (dv/dt) (C, E). mellan effekttransistorns huvudelektroder

21. den ytterligare strömkällan (S1) är anordnad vid Anordning enligt patentkrav 20, kännetecknad av att effekttransistorns styrelektrod (G) för att vid tändning av effekttransistorn styra omladdningen av kapacitansen mellan effekttransistorns styrelektrod (G) och dess första huvudelektrod, tidsderivatan av strömmen (di/dt) (C, E). emittern (E), och därigenom bestämma genom effekttransistorns huvudelektroder

22. av att en styrenhet (GDC) är anordnad att alstra en Anordning enligt patentkrav 18 eller 19, kännetecknad styrsignal (cs2) som styr strömkällan (S2) att leverera en förutbestämd ström under släckningsförloppet.

23. Anordning enligt patentkrav 20 eller 21, kännetecknad av att en styrenhet (GDC) är anordnad att alstra styrsignaler (csl, cs2) som styr strömkällorna (S1, S2) att leverera förutbestämda strömmar under tändningsförlopp resp släckningsförlopp.

24. Anordning enligt patentkrav 20 eller 21, kännetecknad av att en spänningsdelare (RC1, RC2) bàda huvudelektroder (C, E) kollektorspänningen och för att alstra en àterkopplings- mellan transistorns är anordnad att avkänna signal som pàföres en styrenhet (GDC), varigenom strömmen fràn minst en strömkälla (S1, S2) medelst styrsignaler 10 15 515 457 Q3 (csl, cs2) styrs att utgöra en funktion av kollektorspänningen.

25. Anordning enligt patentkrav 20 eller 21, kännetecknad av att en spänningsdelare (RCl, RC2) bàda huvudelektroder (C, E) är anordnad att avkänna kollektorspänningen och för att alstra en àterkopplings- (GDC). S2) medelst styrsignaler mellan transistorns signal som pàföres en styrenhet varigenom strömmen (S1, styrs att vara beroende av momentant värde och frán minst en strömkälla (csl, cs2) historiskt värde pà kollektorspänningen. kännetecknad är uppbyggd

26. Anordning enligt patentkrav 20 eller 21, av att åtminstone en av strömkällorna (S1, S2) av ett flertal digitalt styrda delströmkällor.