SE508289C2 - Förfarande och anordning vid övervakning och styrning av oscillatorsignal - Google Patents

Description

15 20 25 508 289 Denna frekvensvariation utnyttjas vid moduleringen av den signal som sänds ut från radarantennen. Den utsända signalen reflekteras mot målet och mottages sedan av radarantennen. Genom att betrakta hur skillnaden i frekvens mellan den utsända signalen och den mottagna signalen varierar kan man erhålla màlavstånd och màlhastighet. För att få god noggrannhet i uppmätningen av målavstånd och för att få en effektiv undertryckning av markekon så krävs det en mycket god rätlinjighet hos frekvensvariationen.

En annan sådan tillämpning är testutrustning för spektralanalys.

Vid en sådan analys önskar man bestämma spektralsammansättningen hos en provsignal. Provsignalen blandas då med en oscillerande referenssignal vars frekvens varierar rätlinjigt med tiden.

Genom blandningen erhåller man en ny signal, och den nya signalen passerar genom ett smalt bandpassfilter.

Man kan visa att utsignalen från bandpassfiltret är en signal som momentant oscillerar med en frekvens som är lika med skillnaden mellan referenssignalens frekvens och bandpass- filtrets ndttfrekvens. Man kan även visa att utsignalen från bandpassfiltret har ett momentant toppvärde som är proportionellt mot beloppet av provsignalens fouriertransform vid en frekvens som är lika med skillnaden mellan referenssignalens frekvens och bandpassfiltrets mittfrekvens.

Beloppet av provsignalens fouriertransform som funktion av frekvens kan enkelt åskàdliggöras med hjälp av ett oscilloskop.

För att åstadkomma detta låter man först utsignalen från bandpassfiltret tillföras en toppvärdesdetektor och sedan låter man utsignalen från toppvärdesdetektorn tillföras oscilloskopet. 10 15 20 25 30 508 289_ Sambandet mellan frekvens och styrspänning hos en spänningsstyrd oscillator är vanligtvis inte helt rätlinjigt. Detta gör det svårare att generera ett frekvenssvep där frekvensen varierar rätlinjigt med tiden. Hade sambandet mellan styrspänning och frekvens varit rätlinjigt så hade man fått ett rätlinjigt frekvenssvep om man tillfört en med tiden rätlinjigt varierande spänningsramp som styrspänning till oscillatorn, och en sådan spänningsramp är förhållandevis enkel att generera.

För att med en spänningsstyrd oscillator generera en oscillatorsignal vars frekvens varierar med tiden på ett önskat sätt så måste styrspänningen således variera med tiden på ett förhållandevis komplicerat sätt.

Styrspänningens variation bestäms härvidlag dels av den önskade frekvensvariationen, dels av sambandet mellan frekvens och styrspänning hos den spänningsstyrda oscillatorn.

Det är naturligtvis möjligt att mäta upp sambandet mellan frekvens och styrspänning, och med. vetskap om detta samband konstruera en styrspänningsgenerator som genererar en styr- spänning som ger det önskade resultatet. För att erhålla höga prestanda, i exempelvis en. radartillämpning, så krävs det en mycket noggrann kartläggning av sambandet mellan frekvens och styrspänning, ofta kan det röra sig om storleksordningen tusentals mätvärden.

Ytterligare en komplikation är att sambandet mellan frekvens och styrspänning, bland annat, beror av omgivningstemperaturen.

Detta betyder att man måste göra om uppmätningen av sambandet mellan frekvens och styrspänning då temperaturen ändras; alternativt måste man lagra mätvärden som beskriver sambandet mellan frekvens och styrspänning för ett stort antal temperaturer. Det första alternativet är tidskrävande. Det andra 10 15 20 25 508 289 alternativet kräver mycket minne, och då sambandet mellan och styrspänning frekvens dessutom ändras då oscillator- komponenterna åldras så måste uppmätningarna ändock göras om med jämna tidsmellanrum.

För att kringgå dessa problem brukar man utnyttja någon form av sluten styrning av oscillatorsignalen. Vid en sådan styrning tar man vanligen fram en felindikeringssignal soul på något sätt indikerar avvikelsen hos oscillatorsignalens verkliga variation från dess önskade variation. Felindikeringssignalen utnyttjas sedan för att ta fram en korrektionssignal, som i sin tur utnyttjas för att modifiera den styrsignal som tillförs oscillatorn, sà att oscillatorn avger en oscillatorsignal vars variation efterhand alltmer överensstämmer med den önskade variationen.

I patentlitteraturen återfinns ett flertal sätt för att styra frekvensen hos en spännigsstyrd oscillator så att denna varierar med tiden på ett önskat sätt.

I patentskriften US, A, 4129832 är avsikten att få en rätlinjig frekvensvariation från en spänningsstyrd oscillator. Detta görs genom att man kalibrerar en styrsignal. Styrsignalen fås genom att successivt D/A-omvandla värden som finns lagrade i ett RAM- minne, genom att integrera resultatet av D/A-omvandlingen och genom att tillföra resultatet av integrationen som en styrsignal till den spänningsstyrda oscillatorn.

För att få ett rätlinjigt svep så måste värdena i RAM-minnet kalibreras, vilket tillgår enligt det följande.

Oscillatorsignalen blandas med en tidsfördröjd version av sig själv, varvid resultatet av denna blandning därefter lågpass- filtreras. Signalen som på detta sätt erhålles får en frekvens 10 15 20 25 sos 289 som huvudsakligen är proportionell mot frekvenslutningen - det vill säga frekvensändringen per tidsenhet - hos oscillator- signalen. Denna signal, vars frekvens beror av frekvens- lutningen, jämförs på ett oscilloskop med en signal med en konstant frekvens svarande mot den önskade frekvenslutningen hos svepet. Värdena i RAM-minnet justeras manuellt tills de tvà kurvorna på oscilloskopskärmen fås att sammanfalla.

En nackdel med denna metod är att den är manuell. I ett system med höga krav' på rätlinjighet hos frekvensvariationen måste kalibreringen kunna ske på ett automatiserat sätt.

I patentskriften US, A, 5172123 är avsikten att få en rätlinjig frekvensvariation från en spänningsstyrd oscillator. Det som beskrivs i detta dokument kan, i viss mån, sägas vara en automatisering av den metod som lades fram i den ovan berörda patentskriften.

På ett liknande sätt som i den ovan berörda patentskriften gênereras en detektorsignal var frekvens huvudsakligen är proportionell mot frekvenslutningen hos oscillatorsignalen.

Detektorsignalen analyseras av en nollgenomgàngsdetektor som genererar en fyrkantvàg vars nollgenomgångar är samtidiga med detektorsignalens nollgenomgàngar. Fyrkantvågen används för att styra två räknare, son\ när de är aktiverade räknar antalet pulser som genereras med fix frekvens från en klockkrets.

Antalet pulser som räknarna hinner räkna blir en indikation på frekvenslutningen hos oscillatorsignalen. Från räknarnas värden dras ett börvärde motsvarande det antal pulser som räknarna skulle räkna om oscillatorsignalen hade den önskade frekvenslutningen, erhålles. varvid en tidsdiskret felindikeringssignal 10 15 20 25 sus 289 Korrektionsvärdena som finns lagrade i ett RAM-minne D/A- omvandlas successivt, och resultatet av D/A-omvandlingen integreras. Resultatet av integrationen tillförs efter förstärkning som styrsignal till den spänningsstyrda oscilla- torn.

Varje värde hos den tidsdiskreta felindikeringssignalen adderas till ett motsvarande korrektionsvärde som hämtas från RAM- minnet. Resultatet av additionen lagras på korrektionsvärdets plats i RAM-minnet, varvid man på detta sätt erhåller ett nytt förbättrat korrektionsvärde, som utnyttjas vid nästa styrning av frekvensvariationen.

En nackdel med denna metod är att den kräver en hel komplicerad analog elektronik.

I patentskriften US, A, 4647873 är avsikten att få en räzlp frekvensvariation från en spänningsstyrd oscillator. För ändamål utnyttjas en krets för styrning av fas eller fran hos oscillatorsignalen. Kretsen innefattar en spänningss: ;; oscillator, ett felmätningssystem, ett adaptivt korrektions~ system och styrspänningsgenerator.

Det av felmätningssystemet uppmätta felet hos fas eller frekvens används för att korrigera den av styrspännings- generatorn genererade styrspänningen, vilken utnyttjas för att styra oscillatorn. Denna korrigering sker dels i en bredbandsloop, dels i en adaptiv loop. Bredbandsloopen är till för att korrigera snabbt varierande slumpmässiga fel, och den adaptiva loopen är till för att korrigera för långsamt varierande olinjäriteter hos den spänningsstyrda oscillatorn, exempelvis orsakade av temperaturvariationer. 10 15 20 25 SÛÉ 289 I bredbandsloopen utnyttjas felsignalen direkt för korrigering av styrsignalen, genom att felsignalen helt enkelt adderas till styrsignalen från styrspänningsgeneratorn.

I den adaptiva loopen utnyttjas felsignalen enligt det följande. Felsignalen samplas vid bestämda tidpunkter och A/D- omvandlas. Korrektionsvärden, som hämtas från ett RAM-minne, adderas delvis till de A/D-omvandlade felsignalvärdena. Denna process kallas i dokumentet för "fading memory" och är till för att få ett stabilt system. Resultatet av "fading memory"- processen, vid en viss samplingstidpunkt, lagras i samma minnesutrymme som korrektionsvärdet som utnyttjades vid denna process var lagrat i och utnyttjas således som ett nytt korrektionsvärde för motsvarande samplingstidpunkt vid nästa svep.

Det korrektionsvärde som, vid en viss samplingstidpunkt, hämtas fràn RAM-minnet för användning i "fading memory"-processen utnyttjas även för att korrigera styrsignalen till oscillatorn.

Korrektionsvärdet D/A-omvandlas, resultatet av D/A-omvandlingen làgpassfiltreras och utnyttjas därefter som en korrektions- signal som adderas till styrsignalen från styrspännings- generatorn.

En nackdel med denna metod är att felsignalen baseras på avvikelser i fas eller frekvens. Vid generering av en rätlinjig frekvensvariation mäste man därför generera ett tidsberoende börvärde, vilket ställer större krav vad det gäller tidsnoggrannhet och precision hos felmätningssystemet. 10 15 20 25 30 508 289 REDoGöRELsn FÖR UPPFINNINGEN Den föreliggande uppfinningen avser att lösa problemet att på ett effektivt sätt övervaka och styra en oscillatorsignal från en styrbar oscillator, exempelvis en VCO, på ett sådant sätt att oscillatorsignalens frekvens kan fås att variera med tiden pá ett förutbestämt sätt; speciellt skall frekvensen härvidlag kunna varieras rätlinjigt med tiden med mycket god noggrannhet.

Problemet löses generellt enligt det följande. En korrektionssignal genereras. Korrektionssignalen genereras i en styrloop och utnyttjas för att modifiera den styrsignal som styr oscillatorn. I styrloopen genereras en tidsdiskret representation av en sekundär fas, där den tidsdiskreta representationen representerar den sekundära fasen vid ett antal tidspositioner. Den sekundära fasen är sådan att frekvensen svarande mot den sekundära fasen är lika med skillnaden mellan oscillatorsignalens frekvens och en konstant frekvens. I styrloopen genereras utifrån den tidsdiskreta representationen av den sekundära fasen en tidsdiskret approximationssignal. Den tidsdiskreta approximationssignalens signalvärden, svarande mot de olika tidspositionerna, representerar approximationer till den sekundära fasens andraderivata med avseende pà tiden vid de olika tidspositionerna. Den sekundära fasens andraderivata med avseende på tiden relateras till oscillatorsignalens faktiska frekvenslutning. Den tidsdiskreta approximationssignalen innehåller således information om den faktiska frekvenslutningen hos oscillatorsignalen. I beroende av den tidsdiskreta approximationssignalen genereras det i styrloopen en tidsdiskret felindikeringssignal. Den tidsdiskreta felindikeringssignalen indikerar avvikelsen hos oscillatorsignalens faktiska frekvenslutning från den önskade frekvenslutningen. I styrloppen l0 15 20 25 30 508 289 genereras korrektionssignalen i beroende av den tidsdiskreta felindikeringssignalen. Styrloopen kan vara adaptiv, varvid data genererad vid en styrning av oscillatorn lagras för att användas vid nästa styrning av oscillatorn. Avsikten med uppfinningen är således att med den tidsdiskreta approximationssignalen fastställa oscillatorsignalens frekvenslutning och att med en sluten styrning av oscillatorn styra oscillatorsignalens frekvens så att denna frekvens varierar med tiden pá ett förutbestämt sätt, och uppfinningen omfattar förfaranden och anordningar för dessa ändamål.

Problemet löses mera konkret enligt det följande. I styrlcrçvn kvadraturdemoduleras oscillatorsignalen. Vid kvadra:t;- demoduleringen av oscillatorsignalen genereras en f“- kvadratursignal med den sekundära fasen och en kvadratursignal med en fas som ligger n/2 frán den Q» fasen. Den första och den andra kvadratursignalen A/D-c" vid ett antal tidspositioner, varigenom en tidsdiskret kvadratursignal och en tidsdiskret andra kvadratu:>. v genereras. Den tidsdiskreta första kvadratursignalen u:u;: tillsammans med den tidsdiskreta andra kvadratursignalen den tidsdiskreta representationen av den sekundära fasen. I beroende av de tidsdiskreta kvadratursignalerna genereras en tidsdiskret differenssignal, som representerar förstadifferenser av den sekundära fasen mellan olika tidpunkter. I beroende av den tidsdiskreta differenssignalen genereras den tidsdiskreta approximationssignalen, så att den representerar andra- differenser av den sekundära fasen mellan olika tidpunkter. Vid en adaptiv styrning av oscillatorn har ett antal lagrade korrektionsvärden, vilka vanligen har genererats vid tidigare styrningar av oscillatorn, lagrats i ett minne. I beroende av de lagrade korrektionsvärdena och den tidsdiskreta felindikerings- 10 15 20 25 508 289 1,, signalen generas nya korrektionsvärden i styrloopen.

Genereringen av de nya korrektionsvärdena kan härvidlag göras genon1 att generera en första respektive en. andra tidsdiskret lágpassignal, genom tidsdiskreta làgpassfiltreringar av den tidsdiskreta felindikeringssignalen respektive de lagrade korrektionsvärdena, varvid de nya korrektionsvärdena genereras i beroende av den första och den andra tidsdiskreta lågpassignalen. De nya korrektionsvärdena kan ersätta de gamla lagrade korrektionsvärdena. De nya korrektionsvärdena D/A- omvandlas, och resultatet av D/A-omvandlingen utgör korrektionssignalen.

Den föreliggande uppfinningen har, förutom att lösa ovan formulerade problem, följande fördelar. För det första är den lösning på problemet som uppfinningen erbjuder förhållandevis enkel och ger möjligheter till en effektiv och noggrann signalbehandling. För det andra utnyttjar uppfinningen en felindikeringssignal soul baseras pà en avvikelse hos faktisk frekvenslutning fràn önskad frekvenslutning, vilket förenklar styrningen av en rätlinjig frekvensvariation, eftersom börvärdesinformationen i ett sådant fall är tidsoberoende.

FIGURBESKRIVNING Figur 1 visar en öppen styrning av en spänningsstyrd oscillator enligt vad som är allmänt känt.

Figur 2 visar en kurva som är ett exempel pà ett samband mellan frekvens och styrspänning hos en spänningsstyrd oscillator.

Figur 3 visar en kurva som är ett exempel på en önskad frekvensvariation från en spänningsstyrd oscillator. 10 15 20 25 n sos 282 Figur 4 visar en kurva som är ett exempel pá hur en styrspänning bör variera med tiden för att få en önskad frekvensvariation från en spänningsstyrd oscillator.

Figur 5 visar en sluten styrning av en spänningsstyrd oscillator enligt vad som är allmänt känt.

Figur 6 visar ett blockschema som illustrerar en utföringsform för styrning av en spänningsstyrd oscillator enligt den föreliggande uppfinningen.

Figur 7 visar ett exempel pà en önskad frekvensvariation från en spänningsstyrd oscillator enligt den föreliggande uppfinningen.

Figur 8 visar ett flödesschema som sammanfattar förfarandesteg som är involverade vid styrning av en styrbar oscillator enligt den föreliggande uppfinningen.

Figur 9 visar en anordning för generering av en oscillatorsignal med förutbestämd frekvensvariation enligt den föreliggande uppfinningen.

FÖREDRAGNA UTFöRINGsFom-:ER I figur 1 visas, i enlighet med vad som är allmänt känt, hur öppen styrning av en spänningsstyrd. oscillator 1 - en. VCO - principiellt kan gà till.

Oscillatorn 1 i figur 1 styrs av en styrsignal i form av en med tiden varierande spänning 'V(t) i beroende av och genererar, styrsignalen V(t), en oscillatorsignal cos($t)L $(t) cos($&)) genereras av en styrsignalgenerator 3.

Här betecknar oscillatorsignalens fas. Styrsignalen V(t) 10 15 20 25 12 sus 289 Oscillatorsignalens cos($t)) frekvens f(t) och frekvenslutning u(t) - vilka är storheter som kommer till användning i den fortsatta framställningen - definieras genom följande samband füfl E ÉÉQ (1) 2n ut) E f(t) = - <2).

Här avser prickning, såsom brukligt är, derivering med avseende på tiden.

Oscillatorsignalens cos($t)) frekvens f(t) beror av styr- signalen V(t), och som nämnts tidigare så uppstår ofta behovet av att styra oscillatorn 1 så att dess frekvens f(t) varierar med tiden på något visst önskvärt sätt.

I figur 3 visas, schematiskt, ett exempel på en sådan önskad frekvensvariation fD(t). Som synes är det här önskvärt för f(t) att frekvensen variera med vilket rätlinjigt tiden, naturligtvis får till följd att den önskade frekvenslutningen är en konstant po.

I figur 2 visas, schematiskt, sambandet mellan styrsignalen V och oscillatorsignalens frekvens f. För en ideal oscillator hade detta samband varit helt rätlinjigt. Oscillatorn 1 i figur 1 är dock ej en ideal oscillator, och sambandet som visas i figur 2 är ej heller rätlinjigt. Detta ställer till vissa problem då det gäller att förse oscillatorn 1 med en styrsignal V(t) som skall ge den önskade frekvensvariationen fD(t).

I figur 4 visas, schematiskt, den styrsignal VD(t) fun). som ger den önskade frekvensvariationen Styrsignalen VD(t) blir förhållandevis komplicerad då den, såsom indikeras i figur 4, 10 15 20 25 13 508 289_ måste genereras med hänsyn till både den önskade frekvensvariationen fD(t) och sambandet mellan styrsignal V och frekvens f hos oscillatorn 1.

Såsom nämnts påverkas sambandet mellan styrsignal V och frekvens f exempelvis av omgivningstemperaturen. Detta gör det svårt att med god noggrannhet utföra en öppen styrning av en VCO, varför man vanligen utnyttjar någon form av sluten styrning. I figur 5 visas, i enlighet med vad som är allmänt känt, hur en sådan sluten styrning principiellt kan gå till.

I figur 5 visas hur en spänningsstyrd oscillator 5 tillförs en styrsignal i form av en spänning V(t). Styrsignalen V(t) genereras av en styrsignalgenerator 7, vilken även mottager en korrektionssignal K(t). Styrsignalgeneratorn 7 modifierar Styrsignalen V(t) i beroende av den mottagna korrektionssignalen K(t) för att oscillatorsignalens frekvens f(t) skall variera med tiden på det önskade sättet fD(t).

I figur 5 genereras korrektionssignalen K(t) i en styrloop enligt det följande.

Oscillatorsignalen cos@&J) uppmäts, och ett felmätningssystem 9 genererar i beroende av den uppmätta oscillator- signalen cos($&)) en felindikeringssignal e. Felindikerings- signalen e, i figur 5, indikerar avvikelsen hos oscillatorsignalens cos($k)) frekvenslutning p(t) från den önskade frekvenslutningen pm. I figur 5 finns information om den önskade frekvenslutningen pp i ett börvärde B, vilket tillförs felmätningssystemet 9. 10 15 20 25 508 289 14 Det är även. möjligt att utnyttja en felindikeringssignal som indikerar avvikelsen från önskad fas $D(t) eller önskad frekvens fpm.

Av figur 5 framgår vidare att ett felprocesseringssystem 11 genererar korrektionssignalen K(t) i beroende av felindikerings- signalen e. Felprocesseringssystemet 11 kan realiseras pà olika sätt. Felprocesseringssystemet 11 kan i sin enklaste form mer eller mindre direkt överföra felindikeringssignalen e såsom korrektionssignal K(t) till Ett signalgeneratorn 7. mera avancerat felprocesseringssystem JJ. kan. vara adaptivt, varvid systemet kan lagra data så att det för varje gång som man försöker generera den önskade frekvensvariationen fD(t) kan lyckas allt bättre med detta, genom att utnyttja data från tidigare försök.

Den föreliggande uppfinningen skall nu beskrivas, med hänvisning till figur 6 till och med 9.

I figur 6 visas ett blockschema över hur en sluten och adaptiv styrning av frekvensen f(t) hos en oscillator- signal cos($k)) från en spänningsstyrd oscillator 13 går till i enlighet med den föreliggande uppfinningen. Blockschemat i figur 6 skall i första hand ses som beskrivande den förfarandemässiga uppbyggnaden hos uppfinningen, även om blockschemat naturligtvis till vissa delar kan tänkas indikera möjliga konstruktions- mässiga lösningar.

I figur 6 mottager den spänningsstyrda oscillatorn 13 en styrsignal i form av en varierande spänning V(t). Oscillatorn 13 genererar en oscillatorsignal cos($t)) vars frekvens f(t) beror av den mottagna styrsignalen V(t). 10 15 20 25 15 sos 282 I figur 6 genereras styrsignalen V(t) genom att en spänning U0 adderas 17 till en korrektionssignal K(t), varvid den vid additionen 17 erhållna summasignalen integreras 15. Resultatet av integrationen 15 tillförs oscíllatorn 13 såsom styrsignalen V(t). Styrsignalen V(t) modifieras således hela tiden i beroende av korrektionssignalen K(t). den Spänningen U0 bestämmer nominella lutningen på styrsignalen V(t), och värdet på spänningen UO har valts så att den nominella lutningen på styrsignalen får ett lämpligt värde.

I figur '7 visas den önskade frekvensvariationen fpm.

Oscillatorns 13 frekvens f(t) skall styras så att den varierar rätlinjigt med tiden under en tidsperiod I. Den önskade en konstant rätlinjiga frekvensvariationen fD(t) svarar mot önskad frekvenslutning un.

Ibland kan den önskade frekvensvariationen vara sådan att den innefattar flera tidsperioder där frekvensen skall variera rätlinjigt med tiden, varvid de önskade frekvenslutningarna svarande mot de olika tidsperioderna kan vara olika. Den föreliggande uppfinningen kan, i ett sådant fall, naturligtvis utnyttjas för att styra frekvensvariationen för ett valfritt antal av dessa tidsperioder.

Hos utföringsformen i figur 6 skall således korrektionssignalen K(t) genereras så att styrsignalen 'V(t) modifieras på sådant sätt att den fD(t) önskade frekvensvariationen uppnås.

Genereringen av korrektionssignalen görs i figur 6 i en styrloop, som beskrivs i det följande.

Styrloopen i figur 6 inleds med en kvadraturdemodulering av oscillatorsignalen cos(Mt)). Vid kvadraturdemoduleringen av oscillatorsignalen cos(Mt)) genereras det en första kvadratur- 10 15 20 25 16 508 289 signal I(t) (engelsk term: in-phase signal) och en andra kvadratursignal Q(t) (engelsk term: quadrature-phase signal). De tvà kvadratursignalernas I(t) och Q(t) faslägen ligger n/2 från varandra.

Kvadraturdemoduleringen i figur 6 inleds med en uppmätning av oscillatorsignalen cos(Mt)). I indikeras att figur 6 uppmätningen sker medelst en kopplare 19, men uppmätningen kan naturligtvis ske på något annat sätt.

Kvadraturdemoduleringen av oscillatorsignalen cos($ü)) uppmätta i figur 6 fortsätter med att den oscillator- signalen cos@NU) uppdelas i en första del och en andra del, där den första och den andra delen är lika stora.

Den första kvadratursignalen I(t) genereras genom att den första delen av den uppmätta oscillatorsignalen cos($t)) multipliceras 21 med en första harmoniskt oscillerande signal 2cos(coot) och genom att resultatet av multiplikationen 21 làgpassfiltreras 27.

Den första harmoniskt oscillerande signalen 2cos(w0U oscillerar med en konstant frekvens mo/2n.

Den andra kvadratursignalen Q(t) genereras pà liknande sätt genom att den andra delen av den uppmätta oscillatorsignalen cos($t)) multipliceras 23 med en andra harmoniskt oscillerande signal -2sin(w¿à och genom att resultatet multiplikationen 23 làgpassfiltreras 25. Den. andra harmoniskt oscillerande signalen -2sin«n¿J har samma toppvärde och frekvens som den första harmoniskt oscillerande signalen 2cos(w°U ; fasen hos den andra harmoniskt oscillerande signalen -2sin(w°t) ligger dock n/2 före fasen hos den första harmoniskt oscillerande signalen 2cos(m°U. 10 15 20 17 sos 282 I figur 6 indikeras den första och den andra harmoniskt oscillerande signalen som Zcoskoot) och - 2sin(mot). Toppvärdet två och signalernas absoluta fasläge har här endast valts för att förenkla framställningen, och dessa val skall inte ses som begränsande för uppfinningen.

I figur '7 ligger den ëmskade frekvensvariationen fD(t) på en förhållandevis hög grundnivå fb. Den förändring av oscillatorsignalens cos($t)) frekvens f(t) som uppstår vid styrningen är liten i förhållande till denna grundnivå fb.

Frekvensen 0% /2n hos den första och andra harmoniskt oscillerande signalen 2cos(w°O och - Zsinkngfl har valts så att denna är av samma storleksordning som grundnivàn, fb. Utifrån detta visar det sig praktiskt att skriva om oscillatorsignalens fas enligt dan-_) = mot: + 9(t-_) (3).

Här har' det införts en sekundär fas Gtl För den sekundära fasen Ok) gäller det att frekvensen Öt)/'2n svarande mot den sekundära fasen 9%) är lika med skillnaden mellan oscillator- signalens frekvens f(t) och den konstanta frekvensen wo,/2n hos den första och den andra harmoniskt oscillerande signalen 2cos(woU och - 2sin(m°U . Man observerar direkt att ë = öm <4).

Enligt vad som sagts måste det dessutom gälla att IÖQÅ << wo (5). 10 15 20 25 18 508 289 Då den första delen av den uppmätta oscillatorsignalen cos($t)) multipliceras 21 med den första harmoniskt oscillerande signalen 2cos(m¿3 erhålles, med utnyttjande av ekvation (3), 2 cos (mot) cos (mot + 6) = cos (6) + cos (9) cos (Zmot) - sin (9) sin (2m0t) (6) .

Dä den andra delen av den uppmätta oscillatorsignalen cos($&)) multipliceras 23 med den andra harmoniskt oscillerande signalen -2 sin(m°t) erhålles pà motsvarande sätt -2 sin (mot) cos (mot + 9) = sin (9) - cos (6) sin (2m0t) - sin (9) cos (2m0t) (7) .

Vid làgpassfiltreringarna 25 och 27 av signalerna i ekvationerna (6) och (7) bortfiltreras de snabbast varierande termerna, varvid i huvudsak endast de första termerna i högerleden hos ekvation (6) och (7) kommer att kvarstå. Den första kvadratursignalen I(t) och den andra kvadratursignalen Q(t) kan således skrivas I(t) = cos (Q(t)) (8) Qüfl = sinflflü) (9).

Den första kvadratursignalens I(t) fas är, som den synes, sekundära fasen 9(t).

Den första kvadratursignalen I(t) och den andra kvadratursignalen Q(t) har samma frekvens, men den andra kvadratursignalens Q(t) fas ligger n/2 frán den första kvadratursignalens I(t) fas.

Styrloopen i figur 6 fortsätter med att den första kvadratursignalen I(t) och den andra kvadratursignalen Q(t) A/D- omvandlas 31 och 29. 10 15 20 25 508 289. 19 A/D-omvandlingen 31 och 29 sker successivt vid ett antal tidspositioner tk; k=0,1,.H,N under den tidsperiod I vid vilken styrningen. av oscillatorsignalens frekvens f(t) är tänkt att ske. I figur 7 indikeras några av tidspositionerna tk. Av figur 7 framgàr att den första tidspositionen to huvudsakligen sammanfaller med tidsperiodens I början och att den sista tidspositionen tu huvudsakligen sammanfaller med tidsperiodens I slut. Av figur 7 framgår även att tidsskillnaden mellan tvà pà varandra följande tidspositioner, hos den i figur 6 visade utföringsformen, är ett konstant tidsintervall T.

I den fortsatta framställning förekommer ett antal tidsdiskreta signaler; när det refereras till dessa tidsdiskreta signaler generellt så utnyttjas index k och när det refereras till något visst signalvärde hos dessa tidsdiskreta signaler så utnyttjas index n eller nàgot annat.

A/D-omvandlingen 31 av den första kvadratursignalen I(t) innebär att en tidsdiskret första kvadratursignal Ik; k=O,1p ,N genereras, och pà motsvarande sätt innebär A/D-omvandlingen 29 av den andra kvadratursignalen Q(t) att en tidsdiskret andra kvadratursignal Qk; k=O,1,. ,N genereras. Med utnyttjande av ekvationerna (8) och (9) finner man direkt att vid en given den tidsdiskreta tidsposition tn första kvadratursignalens signalvärde In och den tidsdiskreta andra kvadratursignalens signalvärde Qn svarande mot tidspositionen tn kan skrivas I = cos(9n) (10) Qn = sin(Gn) (11), där Gn E Gän) (12).

Vid en given tidsposition tn utgör den tidsdiskreta första kvadratursignalens signalvärde In i kombination med den lO 15 20 'Q 25 20 508 289 tidsdiskreta andra kvadratursignalens signalvärde Qn en representation av den sekundära fasen Gn vid tidspositionen tn.

Att de tvà signalvärdena In och Qn utgör en representation av den sekundära fasen Bh innebär här att den sekundära fasen Gn direkt kan beräknas (sá när som pà en godtycklig heltalsmultipel av 2n) utifrån signalvärdena In och Q5.

Kvadraturdemoduleringen av den uppmätta oscillatorsignalen cos($&)) ger således en dubbel vinst; dels får man signaler I(t) och Q(t) med en långsammare tidsvariation, vilket förenklar A/D- omvandlingarna 31 och 29, dels får man direkt en representation av den sekundära fasen Sn.

I figur 6 fortsätter styrloopen med att en första tidsdiskret komplex signal Xk; k=O,lpH,N genereras. Svarande mot en given tidsposition tn genereras härvidlag den första tidsdiskreta signalens signalvärde Xn så att dess realdel motsvarar den tidsdiskreta första kvadratursignalens signalvärde In svarande mot tidspositionen tn och sà att dess imaginärdel motsvarar den tidsdiskreta andra kvadratursignalens signalvärde Qn svarande mot tidspositionen tn, det vill säga xn E In + jon = e* (13).

Här är j den imaginära enheten.

Styrloopen i figur 6 fortsätter med att en tidsdiskret differenssignal Yk; k=0,1,. ,N genereras. Svarande mot en given tidsposition tn genereras härvidlag den tidsdiskreta differenssignalens signalvärde Yn så att det motsvarar värdet av en. multiplikation 35 mellan den första tidsdiskreta komplexa signalens och signalvärde Xn svarande mot tidspositionen tn komplexkonjugatet av den första tidsdiskreta komplexa signalens 10 15 20 25 508 289 21 signalvärde Xzvl svarande mot den närmast föregående tidspositionen tnq. Här markerar * komplexkonjugering.

I figur 6 indikeras att det vid genereringen av den tidsdiskreta differenssignalen Yk utnyttjas ett första fördröjningsblock 33.

Detta skall tolkas så att vid en given tidsposition tn den första tidsdiskreta komplexa signalens signalvärde Xml svarande mot närmast föregående tidspositionen tml har fördröjts, till exempel genom att det har lagrats i ett minnesutrymme. Det lagrade signalvärdet Xml komplexkonjugeras och multipliceras 35 med den första tidsdiskreta komplexa signalens nyligen genererade signalvärde Xn. Efter multiplikationen 35 lagras det nya signalvärdet Xn och fördröjs således så att det kan utnyttjas vid nästa tidsposition tnu. Det första fördröjningsblocket 33 indikerar härvidlag att signalvärdet Xn lämpligen lagras i det minnesutrymme där signalvärdet X n-l tidigare var lagrat.

Då det gäller generering av den tidsdiskreta differenssignalens signalvärde YO svarande mot den första tidspositionen to så finns dock inget tidigare signalvärde X4 att utnyttja, eftersom något sådant signalvärde aldrig har genererats. Xnl är därför ett förutbestämt startvärde. I utföringsformen i figur 6 är detta startvärde X4 satt till noll. Startvärdet Xd finns således lagrat i det minnesutrymme som indikeras av det första fördröjningsblocket 33 redan innan styrningen av oscillatorn börjar. Startvärdet X4_ är naturligtvis endast ett fiktivt hjälpvärde svarande mot en likaså fiktiv tidsposition t_1.

Enligt vad som sagts här kan således den tidsdiskreta differenssignalens signalvärde Yn svarande mot en given tidsposition tn skrivas 10 15 20 25 22 508 289 Yn E xnxflvl = e“°fl'°fl-=* = e1^'°~ (14).

Här har det införts en differensoperator AÄ vilken här betecknar bakàtdifferens enligt Afßn E On - 6n_1 (15).

Styrloopen i figur 6 fortsätter med att en tidsdiskret approximationssignal Zk; k=0,1P ,N genereras. Svarande mot en given tidsposition tn genereras härvidlag den tidsdiskreta approximationssignalens signalvärde A1 sà att det motsvarar värdet av en nmltiplikation 39 mellan den tidsdiskreta differenssignalens signalvärde Yn svarande mot tidspositionen En och komplexkonjugatet av den tidsdiskreta differenssignalens signalvärde Yxvl svarande mot den närmast föregående tidspositionen tnfl.

I figur 6 indikeras att det vid genereringen av den tidsdiskreta approximationssignalen Zk utnyttjas ett andra fördröjningsblock 37. Detta skall tolkas pà motsvarande sätt som för det första fördröjningsblocket 33.

Dà det gäller generering av den tidsdiskreta approximations- signalens signalvärde Z0 svarande mot den första tidspositionen to så finns dock inget tidigare signalvärde YQ1 att utnyttja, eftersom något sådant signalvärde aldrig har genererats. Y4 är därför ett förutbestämt startvärde. I utföringsformen i figur 6 är detta startvärde Y4_ satt till noll. Startvärdet finns således lagrat i det minnesutrymme som indikeras av det andra fördröjningsblocket 37 redan innan styrning av oscillatorn börjar. Startvärdet Ya är naturligtvis endast ett fiktivt hjälpvärde svarande mot en likaså fiktiv tidsposition t_r 10 15 20 25 508 289_ 23 Enligt vad som sagts här kan således den tidsdiskreta approximationssignalens signalvärde Zn svarande rmn: en given tidsposition tn skrivas _ * '(A'e,,-A'e,__ > ufufon) (ll-fen zn = YnY M = e” 1 = e] = ef (16).

Den tidsdiskreta approximationssignalen Zk ger information. om den faktiska frekvenslutningen p(t) hos oscillatorsignalen cos($t)L exakt hur detta går till kommer att förklaras ingående längre fram i beskrivningen.

Styrloopen i figur 6 fortsätter med att en andra tidsdiskret komplex signal Ek; k=0,lpH,N genereras. Svarande mot en given tidsposition tn genereras den andra tidsdiskreta komplexa signalens signalvärde En så att det motsvarar värdet av en multiplikation 41 mellan den tidsdiskreta approximations- signalens signalvärde Zn svarande mot tidspositionen tn och ett komplext börvärde b = e*"fl“. Av detta följer att den andra tidsdiskreta komplexa signalens signalvärde En svarande mot en given tidsposition tn kan skrivas E e z b = ef”^'>'°~"=““”==“ n n (17).

I figur 6 fortsätter styrloopen med att en tidsdiskret felindikeringssignal ek; k=O,1p",N genereras. Svarande mot en given tidsposition tn genereras den tidsdiskreta felindikerings- signalens signalvärde en så att det motsvarar värdet av en multiplikation 45 mellan imaginärdelen Im§¶} 43 av den andra tidsdiskreta komplexa signalens signalvärde En svarande mot tidspositionen tn och en reell loopkonstant a. Den tidsdiskreta felindikeringssignalens signalvärde en svarande mot en given tidsposition tn kan således skrivas 10 15 20 25 24 508 289 en -=- a Im{En} = on sin( (A')26n - 2nT2pD) (18) .

Loopkonstanten a har här införts pá grund av oscillatorns orätlinjiga karakteristik. Loopkonstanten a behövs för att stabilisera styrloopen. Värdet pà loopkonstanten a bestäms i huvudsak av oscillatorns 13 maximala frekvensförstårkning, nàgot som år välkänt för en fackman.

Med utnyttjande av approximationerna “ z ät ) och sin(fi ~ x (då x är litet) finner man vidare att a sin( (Avsn - znfrzpn) z awëtn) - znfrïln) = zwwzqutn) - pp) (19) .

Den tidsdiskreta felindikeringssignalens signalvärde indikerar, som synes, avvikelsen hos oscillatorsig:=1-> cos($t)) frekvenslutning pkn) vid den givna tidsposition-: från den önskade frekvenslutningen un.

Styrningen av oscillatorn 13 i figur 6 är adaptiv. Detta inn-1. här att det finns lagrade korrektionsvärden Kk; k=0,1,.U,X svarande mot var och en av tidspositionerna tk. Korrektions- värdena Kk är lagrade i ett minne, och i figur 6 indikeras att detta minne, förslagsvis, utgörs av ett RAM-minne 47.

Om det är första gången som styrningen av frekvensvariationen f(t) sker så är de lagrade korrektionsvärdena Kk, när den första styrningen startar, satta till förutbestämda startvärden, exempelvis kan de vara satta till noll.

Om det inte är första gången som styrningen av frekvensvariationen f(t) sker så är de lagrade korrektions- värdena Kk, när den aktuella styrningen startar, värden som adaptivt har förbättrats vid tidigare styrningar av oscillatorns 10 15 20 25 25 508 2a9_ 13 frekvensvariation f(t). Hur den adaptiva förbättringen av de lagrade korrektionsvärdena Kk gár till kommer att framgà av den fortsatta beskrivningen.

I figur 6 fortsätter styrningen med att korrektionssignalen K(t) genereras. Korrektionssignalen K(t) genereras härvidlag i beroende av dels den tidsdiskreta felindikeringssignalen eb dels de lagrade korrektionsvärdena Kk.

För att generera korrektionssignalen K(t) så genereras en första tidsdiskret làgpassignal LPl(ek); k=O,1,. ,N och en andra tidsdiskret làgpassignal LP2(Kk); k=O,l,. ,N.

Den första tidsdiskreta làgpassignalens signalvärde LP1(eQ svarande mot en given tidsposition tn genereras genom en tidsdiskret làgpassfiltrering 49 av den tidsdiskreta felindikeringssignalen ek vid den givna tidspositionen tn.

Làgpassfiltreringen 49 av den tidsdiskreta felindikerings- signalen ek är i figur 6, förslagsvis, en FIR-filtrering (Finite Impulse Response filter) svarande mot en första tidsdiskret impulssvarsfunktion *hk; k=0,l,.H,ml. Den första tidsdiskreta lágpassignalens signalvärde LPl(en) svarande mot en given tidsposition tn kan i ett sàdant fall skrivas min(n,m1) LPuen) = lhiem (20). i=0 Den andra tidsdiskreta làgpassignalens signalvärde LP2(Kn) svarande mot en given tidsposition tn genereras genom en tidsdiskret làgpassfiltrering 51 av de lagrade korrektions- värdena Kk vid den givna tidspositionen tn ~ de lagrade korrektionsvärdena Kk ses naturligtvis i. detta sammanhang som lagrad tidsdiskret signal. lO 15 20 25 508 289 26 Làgpassfiltreringen 51 av de lagrade korrektionsvärdena Kk är i figur 6, förslagsvis, en FIR-filtrering svarande mot en andra tidsdiskret impulssvarsfunktion zhk; k=-m2,-m2+l,.n,m3-l,m3.

Den andra tidsdiskreta lágpassignalens signalvärde LP2(Kn) svarande mot en given tidsposition tn kan i ett sådant fall skrivas rnin(n,m3) Lpzxn) = 2 *hixmi (21). i=max(n-N,-m2) Hur de tvâ tidsdiskreta impulssvarsfunktionerna lhk och zhk skall väljas för att uppnå önskad lágpass- filtrerande verkan är något som är välkänt för en fackman.

Lágpassfiltreringen 49 som utnyttjas vid genereringen av den första tidsdiskreta lágpassignalen LPl(ek) är en kausal FIR- filtrering. Att så måste vara fallet beror på att filtreringen måste ske i realtid. När' det gäller generering av' den andra tidsdiskreta lágpassignalen LP2(Kk) finns inget krav pà att filtreringen 51 skall vara sådan att den fungerar i realtid, eftersom lagrade alla korrektionsvärden Kk svarande mot tidspositioner tk redan finns tillgängliga. Làgpassfiltreringen 51 av den andra tidsdiskreta lágpassignalen LP2(Kk) kan därför, såsom indikeras av ekvation (21), vara en icke-kausal FIR- filtrering.

När det gäller generering av den andra tidsdiskreta lágpassignalen LP2(Kk) så kan naturligtvis även andra typer av lágpassfiltreringar 51 som inte fungerar i realtid utnyttjas, exempelvis en FFT-baserad filtrering (Fast Fourier Transform).

Svarande mot en given tidsposition tn genereras i figur 6 ett nytt korrektionsvärde Én. Det nya korrektionsvärdet Én svarande lO 15 20 25 27 sus 2s9_ mot tidspositionen tn genereras härvidlag så att det motsvarar värdet av en addition 53 mellan den första tidsdiskreta làgpassignalens signalvärde LP1(en) svarande mot tidspositionen tn och den andra tidsdiskreta làgpassignalens signalvärde LP2(Kn) svarande mot tidspositionen tn. Det vill säga 12 = Lpuen) + LP2(1<,,) (22) . h I figur 6 lagras det nya korrektionsvârdet Én svarande mot en given tidsposition tn pá det minnesutrymme i RAM-minnet där det lagrade korrektionsvârdet Kn svarande mot tidspositionen tn är lagrat. Det lagrade korrektionsvârdet Kn skrivs då över av de: nya korrektionsvârdet É vilket skall tolkas så att if: nl lagrade korrektionsvârdet Kn svarande tidspositionen tn an::; A till att motsvara det nya korrektionsvârdet K n» De nya korrektionsvärdena Ék (k=O,1P ,N) D/A-omvaná. successivt. Resultatet av D/A-omvandlingen 55 utgör i korrektionssignalen K(t).

I och med detta har hela styrloopen gàtts igenom. Uppfinningens funktionssätt skall nu förklaras mera ingående och generaliseras.

I styrloopen genereras den tidsdiskreta felindikeringssignalen ek. Den tidsdiskreta felindikeringssignalen ek indikerar avvikelsen hos den verkliga frekvenslutningen u(tk) hos oscillatorsignalen frán den önskade frekvenslutningen un.

I beroende av den tidsdiskreta felindikeringssignalen ek och de lagrade korrektionsvärdena Kk genereras de nya korrektions- värdena Ék. Vid genereringen av de nya korrektionsvärdena Ék så görs tidsdiskreta làgpassfiltreringar 49 och 51 av den 10 15 20 25 30 508 289 28 tidsdiskreta felindikeringssignalen ek och de lagrade korrektionsvärdena Kk. Orsaken till att dessa làgpassfiltreringar 49 och 51 måste göras ligger i styrloopens stabilitetsegenskaper. Sàsom är välkänt för en fackman, sà bestäms en styrloops stabilitetsegenskaper vanligen av loopbandbredd och loopförstärkning. Vid genereringen av den tidsdiskreta felindikeringssignalen ek utnyttjas två fördröjningar, indikerade av de tvâ fördröjningsblocken 33 och 37. Detta ger upphov till ett speciellt stabilitetsproblem.

På grund av de tvâ fördröjningarna 33 och 37 och det faktum att det alltid finns komponenter i styrloopen som genererar brus så skulle det genereras mer störningar för varje varv i styrloopen än vad som togs bort, och detta även om exempelvis den tidsdiskreta felindikeringssignalen ek làgpassfiltrerades kraftigt. Resultatet blir att de lagrade korrektionsvärdena Kk skulle innehålla mer brus för varje varv i styrloopen. För att komma runt detta problem sà görs de tvà lágpassfiltreringarna 49 och 51, bruset begränsas därmed, och styrloopen stabiliseras.

Korrektionssignalen K(t) genereras genom en D/A-omvandling 55 av de nya korrektionsvärdena Ék. Styrsignalen V(t) genereras i beroende av korrektionssignalen K(t). På det sätt som styrsignalen V(t) genereras i figur 6 så kommer korrektionssignalen K(t) att pàverka styrsignalens V(t) lutning.

Genereringen av styrsignalen V(t) i beroende av korrektionssignalen K(t) kan dock göras pà andra sätt.

Exempelvis skulle korrektionssignalen i. stället kunna adderas efter integrationen 15, korrektionssignalen skulle då påverka styrsignalens V(t) värde direkt. Genereringen av styrsignalen V(t) i beroende av korrektionssignalen K(t) kan naturligtvis även göras enligt något av de sätt som anges av känd teknik. 10 15 20 25 29 sos 282 Det sätt pà vilket uppfinningen genererar den tidsdiskreta felindikeringssignalen ek förtjänar extra uppmärksamhet. Den tidsdiskreta approximationssignalens signalvärde Zn svarande mot en given tidsposition tn representerar, såsom framgår av ekvationerna (16), en andradifferens (AUIGH och kan därmed även (AÜZÛn sägas representera en approximation av den sekundära fasens andraderivata med avseende pá tiden Ötn) vid tidspositionen tn. Med termen tidsdiskret approximationssignal avses här rent allmänt en tidsdiskret signal vars signalvärde svarande mot en given tidsposition tn representerar en approximation till den sekundära fasens andraderivata med avseende pä tiden Öka) vid den givna tidspositionen tn.

Den sekundära fasens 9(t) andraderivata med avseende pà tiden Öt) är lika med andraderivatan med avseende på tiden Ök) av oscillatorsignalens fas $(t). Andraderivatan næd avseende pà tiden öt) av oscillatorsignalens fas (2), $(t) relateras, direkt till frekvenslutningen enligt ekvation u(t) hos oscillatorsignalen cos($&)L Den tidsdiskreta approximationssignalens signalvärde Zn vid en given tidsposition tn fastställer således frekvenslutningen u(tn) hos oscillatorsignalen cos($t)) vid den givna tidspositionen tn.

När nu information om oscillatorsignalens frekvenslutning p(t) erhållits via den tidsdiskreta approximationssignalen Zk så är det, med vetskap om den önskade frekvenslutningen un, enkelt att generera den tidsdiskreta felindikeringssignalen ek i beroende av den tidsdiskreta approximationssignalen Zk.

Den tidsdiskreta approximationssignalen Zk genereras i beroende av den tidsdiskreta första kvadratursignalen Ik och den 10 15 20 25 508 289 30 tidsdiskreta andra kvadratursignalen Qk. I figur 6 görs detta genom att först generera den tidsdiskreta differenssignalen Yk. tidsdiskreta Den differenssignalen Yk är sådan att dess signalvärde Y; svarande mot en given tidsposition tn representerar en differens ATQ nællan den sekundära fasen Gm vid den givna tidspositionen tn och den sekundära fasen GN1 vid den närmast föregående tidspositionen twif vilket väl enklast framgår genom betraktande av ekvationerna (14). Den tidsdiskreta approximationssignalen Zk kan sedan genereras i beroende av den tidsdiskreta differenssignalen Yk.

Det sätt på vilket approximationssignalen Zk, i figur 6, genereras i beroende av den tidsdiskreta första kvadratur- signalen Ik och den tidsdiskreta andra kvadratursignalen Qk är ett föredraget sätt. Uppfinningen skall dock inte ses som begränsad till detta sätt att i beroende av den tidsdiskreta första kvadratursignalen Ik och den tidsdiskreta andra kvadratursignalen Qk generera en tidsdiskret approximations- signal Zk, utan detta kan naturligtvis tänkas tillgå på något annat sätt.

Ett sådant annat sätt är' att fràn. den representation. av' den sekundära fasen Gk som ges av den tidsdiskreta första kvadratursignalen Ik och den tidsdiskreta andra kvadratur- signalen Qk direkt beräkna den sekundära fasen Ok vid tidspositionerna tk. Vid en sådan beräkning bör man ha i áminnelse att den sekundära fasen 9(t), så som den är definierad här, är deriverbar och kontinuerlig med avseende på tiden. En fackman har dock inte ha några problem att konstruera en beräkningsalgoritm för beräkning av den sekundära fasen Bk vid 10 15 20 25 sos 2s9_ 31 varje tidsposition. tk som är förenlig med hur den sekundära fasen 9(t) är definierad.

När den sekundära fasen Bk har beräknats för olika tidspositioner tk så är det enkelt att utifrân dessa beräkningar ta fram en approximation av fasens den sekundära andraderivata Ökn) för olika tidspositioner tn. Exempelvis kan detta göras pä liknande sätt som i figur 6, genom en direkt generering av en tidsdiskret signal av första- differenser ATL; k=0,1p ,N och genom en direkt generering av en tidsdiskret signal. av andradifferenser (A¶2Q¿ k=O,l,. ,N i beroende av den tidsdiskreta signalen av första differenser Aïk. Den tidskdiskreta signalen av andra- differenser (AUZGK utnyttjas härvidlag lämpligen som tidsdiskret approximationssignal Zk.

Approximationer till den sekundära fasen andraderivata med avseende på tiden Öt) kan naturligtvis tas fram, utifrån beräkningarna av den sekundära fasen Ok vid olika tidspositioner tk, på mera sofistikerade sätt - och här får man hänvisa till den matematiska litteraturen, förslagsvis teorin för serieutvecklingar.

Det sätt som man enligt den föreliggande uppfinningen fastställer oscillatorsignalens frekvenslutning u(t) - det vill säga bildandet av en tidsdiskret approximationssignal Zk på de sätt som innefattas i uppfinningen - kan naturligtvis användas även i andra sammanhang där det är önskvärt att fastställa frekvenslutningen p(t) hos en oscillatorsignal, exempelvis vid andra typer av förfaranden för styrning av en styrbar oscillator. 10 15 20 25 508 289 32 Förfarandet som illustreras i figur 6 kan med vissa modifikationer användas vid styrning av en styrbar oscillator då den önskade frekvensvariationen fD(t) inte är rätlinjig. I ett sådant fall kommer dock den önskade frekvenslutningen pD(t) att variera med tiden, vilket får till följd att börvärdesinformationen som utnyttjas vid styrningen även den mäste variera med tiden. Således skulle man för att kunna utnyttja förfarandet i figur 6 behöva generera en tidsdiskret komplex börvärdessignal bk = eü"f““" svarande mot de olika tidspositionerna tk, istället för det komplexa börvärdet b - i övrigt kan förfarandet användas i oförändrat skick. Dä börvärdesinformationen varierar med tiden ställs dock högre krav pá systemets tidsnoggrannhet och precision.

I figur 8 sammanfattas generellt förfarandesteg som är involverade vid den i figur 6 beskrivna styrningen.

Det första steget 61 i figur 8 är generering av en styrsignal V(t) för styrning av den styrbara oscillatorn 13.

Det andra steget 63 i figur 8 är generering av en tidsdiskret representation Ik och Qk av en sekundär fas 9(t) utifrån oscillatorsignalen cos($t)L För den sekundära fasen G(t) skall härvidlag gälla att frekvensen Ök)/2n svarande mot den sekundära fasen 9(t) är lika med skillnaden mellan oscillatorsignalens frekvens f(t) och en konstant frekvens wo / 2n.

Det tredje steget 65 i figur 8 är generering av en tidsdiskret approximationssignal Zk i beroende av den tidsdiskreta representationen L, och Qk av den sekundära fasen. 6(t). Den tidsdiskreta approximationssignalen Zk genereras härvidlag så 10 l5 20 25 33 508 289 att den ger information om den faktiska frekvenslutningen p(t) hos oscillatorsignalen cos($t)L Det fjärde steget 67 i figur 8 är generering av en tidsdiskret felindikeringssignal ek i beroende av den tidsdiskreta approximationssignalen Zk. Den tidsdiskreta felindikerings- signalen ek genereras härvidlag så att den indikerar skillnaden mellan faktisk u(t) och önskad un frekvenslutning hos oscillatorsignalen cos($&)L Det femte steget 69 i figur 8 är generering av korrektionssignalen K(t) i beroende av den tidsdiskreta felindikeringssignalen ek. Korrektionssignalen K(t) utnyttjas för att modifiera styrsignalen V(t).

Figur 9 visar en anordning för generering av en oscillatorsignal med en förutbestämd frekvensvariation fD(t). Anordningen i figur 9 kan användas för att under någon tidsperiod I generera en med tiden rätlinjig frekvensvariation, och de styrförfaranden som innefattas i den föreliggande uppfinningen kan med fördel utnyttjas i denna anordning.

Anordningen i figur 9 innefattar en styrbar oscillator 71, och i figur 9 är denna oscillator 71 en VCO. Den styrbara oscillatorn innefattar en styrsignalingàng 75, via vilken den styrbara oscillatorn 71 mottager en styrsignal V(t), och en oscillatorsignalutgâng 73, via vilken den styrbara oscillatorn cos($@)L frekvens f(t) beror härvidlag av styrsignalen V(t). 71 avger en oscillatorsignal Oscillatorsignalens Styrsignalen V(t) genereras i figur 9 av en styrsignalgenerator 77. Styrsignalgeneratorn 77 innefattar en styrsignalutgàng 79 och ena korrektionssignalingàng 81” Styrsignalgeneratorn 'T7 är 10 15 20 25 34 508 289 anordnad att avge styrsignalen V(t) via styrsignalutgàngen 79 och att modifiera styrsignalen V(t) i beroende av en via korrektionssignalingången 81 mottagen korrektionssignal K(t).

Styrsignalutgàngen 79 är ansluten till styrsignalingàngen 75. I styrssignalgeneratorn 77 tillförs korrektionssignalen Kit) och en spänning UO till signalingàngarna pá en adderare 83.

Signalutgàngen hos adderaren 83 är ansluten till en integrator 85, och styrsignalen V(t) utgörs i detta fall utsignalen från integratorn 85. Spänningen U0 bestämmer den nominella lutningen pá styrsignalen V(t), och värdet pä spänningen UO har valts sä att den nominella lutningen pà styrsignalen får ett lämpligt värde. Denna konstruktion av styrsignalgeneratorn 77 skalï endast ses som en möjlighet, och styrsignalgeneratorn 77 1-1.; givetvis vara konstruerad på något annat sätt, exempelvis av de sätt som anges av känd teknik.

Korrektionssignalen K(t), som tillförs styrsignalgeneratin genereras i figur 9 i en styrloop enligt det följande.

Styrloopen i figur 9 innefattar organ för kvadraturdemodule:;;: av oscillatorsignalen cos(MU). Ett mätorgan 87 för uppmätning av oscillatorsignalen cos($&)) är anslutet till oscillatorsignalutgàngen 73. I figur 9 är mätorganet 87 en kopplare. En signalingàng 91 hos en kvadraturdemodulator 89 är ansluten till mätorganet 87. Kvadraturdemodulatorn 89 är anordnad att kvadraturdemodulera den på signalingàngen 91 mottagna signalen mot en konstant frekvens wo/2n och att via en första respektive en andra kvadratursignalutgàng 93 och 95 avge en första respektive en andra kvadratursignal I(t) och Q(t). Den första kvadratursignalen I(t) har härvidlag en sekundär fas 6(t), och den andra kvadratursignalen Q(t) har en fas som ligger 10 15 20 25 508 289. 35 n/2 från den sekundära fasen Q(t).

Konstruktionen av en kvadraturdemodulator är något som är välkänt för en fackman.

Styrloopen i figur 9 innefattar vidare en styrenhet 97 och en till styrenheten 97 ansluten analog indata/utdata-enhet 99.

Styrenheten 97 innefattar processororgan, minnesorgan och klockorgan. Styrenheten 97 innefattar vidare program, lagrade i minnesorganen, för styrning av styrenhetens 97 arbete.

Indata/utdata-enheten 99 innefattar en första och en andra analog indataport 103 och 101 samt en analog utdataport 105.

Indata/utdata-enheten 99 innefattar vidare A/D-omvandlare anslutna till indataportarna 101 och 103 och en D/A-omvandlare ansluten till utdataporten 105. Styrenheten 97 är härvidlag ansluten till indata/utdata-enheten 99 på sådant sätt att den kan styra var och när indata respektive utdata skall inhämtas respektive avges via indata/utdata-enheten 99. I figur 9 är den första respektive den andra indataporten 101 och 103 ansluten till den första respektive den andra kvadratursignalutgàngen 93 och 95, och utdataporten 105 är ansluten till korrektionssignalingången 81.

Anordningen i figur 9 kan utnyttjas för att erhålla en oscillatorsignal cos($t)) med en förutbestämd frekvensvariation fD(t); speciellt kan anordningen användas för att erhålla en rätlinjig frekvensvariation, varvid något av de styrförfaranden som lagts fram enligt den föreliggande uppfinningen kan användas.

Således kan styrenheten 97 i kombination med indata/utdata- enheten 99 få till stånd en A/D-omvandling av kvadratursignalerna I(t) och Q(t) vid ett antal tidspositioner tk, 'varvid tidsdiskreta kvadratursignaler' Ik och Qk erhålles. 10 15 20 508 289 36 Utifrån de tidsdiskreta kvadratursignalerna Ik och Qk kan styrenheten 97 vidare generera en tidsdiskret approximations- signal Zk, indikerande oscillatorsignalens cos($&)) faktiska frekvenslutning u(t). Styrenheten 97 genererar vidare i beroende av den tidsdiskreta approximationssignalen Zk en tidsdiskret felindikeringssignal ek, indikerande avvikelsen hos oscillator- signalens cos(@&)) faktiska frekvenslutning p(t) fràn frekvens- lutningen un svarande mot den önskade rätlinjiga frekvens- variationen fD(t). Styrenheten 97 i kombination med indata/utdata-enheten 99 kan vidare i beroende av den tidsdiskreta felindikeringssignalen ek generera en korrektionssignal K(t), som avges via utdataporten 105.

Genereringen av korrektionssignalen K(t) kan vara adaptiv, varvid de lagrade korrektionsvärdena Kk är lagrade i styrenhetens 97 minnesorgan.

Det sätt pà vilket anordningen i figur 9 är anordnad att fastställa oscillatorsignalens frekvenslutning - det vill säga genom bildandet av en tidsdiskret approximationssignal Zk - kan naturligtvis utnyttjas i andra anordningar där det är önskvärt att fastställa frekvenslutningen hos en oscillatorsignal, exempelvis andra typer av anordningar för styrning av styrbar oscillator.

Claims (23)

10 15 20 25 508 289. 37 PATENTKRAV

1. Förfarande för styrning av en oscillatorsignal (cos($&)) från en styrbar oscíllator (13) under en tidsperiod (1) då oscillatorsignalens (cos($k))) frekvens (f(t)) avses att variera rätlinjigt med tiden svarande mot en förutbestämd frekvenslutning (MD), varvid oscillatorn (13) styrs av en styrsignal (V(t)) som modifieras under tidsperioden (I) i beroende av en korrektionssignal K(t), k ä n n e t e c k n a t av: a) kvadraturdemodulering av oscillatorsignalen (cos($t))) mot en konstant frekvens (mo /2n), varigenom en ftzr kvadratursignal (I(t)) med en sekundär fas (6(t)) och en kvadratursignal (Q(t)) med en fas som ligger n/2 frå: sekundära fasen (6(t)) genereras; b) A/D-omvandling (31,29) av kvadratursignalerna (I«t vid ett antal tidspositioner (tk; k=O,l, .,N) under tids;~: (I), varigenom tidsdiskreta kvadratursignaler (Ik,Qk; k=O,1, genereras; c) generering av en tidsdiskret approximationssignal (ZU k=0,1,. ,N) i beroende de tidsdiskreta kvadratursignalerna (IKQK), sà att den tidsdiskreta approximationssignalens signalvärde (Zn), svarande mot en given tidsposition (tg, representerar en approximation av den sekundära fasens (9(tH andraderivata med avseende pá tiden @ü¿)) vid den givna tidspositionen (tn); d) generering av en tidsdiskret felindikeringssignal (ek; k=0,l,...,N) i (Zk), signalvärde beroende av den tidsdiskreta approximations- signalen sà att den tidsdiskreta felindikeringssignalens (en), svarande mot en given tidsposition (tu), 10 15 20 25 38 508 289 indikerar avvikelsen hos oscillatorsignalens (cos($(t)) frekvenslutning från (p(tn)) vid den givna tidspositionen (tQ den förutbestämda frekvenslutningen (pD); e) och generering av korrektionssignalen (K(t)) i beroende av den tidsdiskreta felindikeringssignalen (ek).

2. Förfarande, enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a t av: f) att steg c) innefattar generering av en tidsdiskret differenssignal (Yk; k=0,1p ,N) i beroende av de tidsdiskreta kvadratursignalerna (Ik,QQ, så att den tidsdiskreta differenssignalens signalvärde (Yn), svarande mot en given tidsposition (tn), representerar en differens (ATL) mellan den sekundära fasen (GQ vid den givna tidspositionen (tn) och den sekundära fasen (GH4) vid närmast föregående tidsposition (tn-1)f g) och att steg c) innefattar att genereringen av den tidsdiskreta approximationssignalen (ZQ göres i. beroende av den tidsdiskreta differenssignalen (Yk), så att den tidsdiskreta approximationssignalens signalvärde (Zn), svarande mot en given tidsposition (tn), representerar en differens ((AW29n) mellan den differens (ACGH) som representeras av den tidsdiskreta differenssignalens signalvärde (Yn), svarande mot den givna tidspositionen (tm), och den differens (Aï) ) som representeras av den tidsdiskreta n-l differenssignalen signalvärde svarande mot den närmast (ïfn-1) , föregående tidspositionen (tml).

3. Förfarande, enligt krav 2, k å n n e t e c k n a t av: h) att steg f) innefattar generering av en första tidsdiskret komplex signal (Xk; k=0,lpn,N), så att den första tidsdiskreta komplexa signalens signalvärde (Xn), svarande mot en given 10 15 20 25 508 282 39 tidsposition (tn), har en realdel respektive en imaginärdel motsvarande den tidsdiskreta första respektive andra kvadratursignalens signalvärden (In,Qn) vid den givna tidspositionen (tn); i) och att steg f) innefattar att genereringen av den tidsdiskreta differenssignalen (Yk) göres så att dess signalvärde (Yn), svarande mot en given tidsposition (tn), (35) mellan den första (Xn), motsvarar värdet av en nmltiplikation tidsdiskreta komplexa signalens signalvärde svarande mot den givna tidspositionen (tQ, och komplexkonjugatet av den första tidsdiskreta komplexa signalens signalvärde (XÄP1), svarande mot den närmast föregående tidspositionen (tn4).

4. Förfarande, enligt krav 3, k ä n n e t e c k n a t av j) att steg g) innefattar att genereringen av den tidsdiskreta approximationssignalen (Zk) göres så att dess signalvärde (tn), [ svarande mot en given tidsposition motsvarar värdet av en multiplikation (39) (Yn) I mellan den tidsdiskreta differenssignalens signalvärde svarande mot den givna tidspositionen (tQ, och komplexkonjugatet av den tidsdiskreta differenssignalens signalvärde (Y;d'), svarande mot den närmast föregående tidspositionen (tnq).

5. Förfarande, enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a t av: k) lagring av lagrade korrektionsvärden (Kk; k=0,l,. ,N), svarande mot var och en av tidspositionerna (tk), varvid lagringen görs innan tidsperiodens (I) början; l) och att steg e) innefattar att genereringen av korrektionssignalen (K(t)) sker även i beroende av de lagrade korrektionsvärdena (Kk).

6. Förfarande, enligt krav 5, k ä n n e t e c k n a t av: 10 15 20 25 40 508 289 m) att steg l) innefattar tidsdiskret lågpassfiltrering (49) av' den tidsdiskreta felindikeringssignalen (ek), varigenom en första tidsdiskret làgpassignal (LP1(ek); k=0,1,_ ,N)) genereras; n) att steg l) innefattar tidsdiskret làgpassfiltrering (Kk) I (51) av de lagrade korrektionsvärdena varigenom en andra tidsdiskret làgpassignal (LP2(Kk); k=O,1,. ,N) genereras; o) att steg 1) innefattar generering av nya korrektionsvärden (Ék; k=O,l,. ,N) i beroende av den tidsdiskreta första och andra làgpassignalen (LPl(ek),LP2(KQ); p) och att steg l) innefattar generering av korrektions- signalen (K(t)) genom en D/A-omvandling (55) av de nya korrektionsvärdena (Ék)

7. Förfarande, enligt krav 6, k ä n n e t e c k n a t av q) att den tidsdiskreta làgpassfiltreringen (49) i steg m) är en kausal FIR-filtrering.

8. Förfarande, enligt krav 6, k ä n n e t e c k n a t av r) att den tidsdiskreta làgpassfiltreringen (51) i steg n) är en FIR-filtrering.

9. Förfarande, enligt krav 6, k ä n n e t e c k n a t av s) att steg o) innefattar att det nya korrektionsvärdet (ÉHL svarande mot en given tidsposition (tn), genereras att motsvara mellan den första och den andra värdet av en addition (53) tidsdiskreta làgpassignalens signalvärden (LPl(en),LP2(KQ), svarande mot den givna tidspositionen (tQ.

10. Förfarande, enligt krav 6, k ä n n e t e c k n a t av t) ändring av de lagrade korrektionsvärdena så att det (Kn), (Kk) | lagrade korrektionsvärdet svarande mot en given 10 15 20 25 30 sos 289 41 (tn), ändras till att tidsposition motsvara det nya korrektionsvârdet (Én), svarande mot den givna tidspositionen (tn).

11. ll. Anordning för oscillator- generering av en signal (cos($t))) med en förutbestämd frekvensvariation (fD(t)), (fD(t)) tidsperiod (I) då frekvensen (f(t)) skall variera rätlinjigt med varvid frekvensvariationen innefattar minst en tiden svarande mot en för den aktuella tidsperioden (1) förutbestämd frekvenslutning (un), innefattande: en styrbar oscillator (71), i sin tur innefattande en styrsignalingàng (75) och en oscillatorsignalutgáng (73), varvid den styrbara oscillatorn (71) är anordnad att via oscillatorsignalutgángen (cos($(t)) (73) avge en oscillatorsignal vars frekvens (f(t)) ingången (75) mottagen styrsignal (V(t)); beror av en via styrsignal- en styrsignalgenerator (77), i sin tur innefattande en styrsignalutgàng (79) och en korrektionssignalingàng (81), där styrsignalutgàngen (79) är ansluten till styrsignalingàngen (75) hos den styrbara oscillatorn (71), varvid styrsignalgeneratorn (77) är anordnad att via styrsignalutgàngen (79) avge styrsignalen (V(t)) som modifieras i beroende av en via korrektionssignalingàngen (81) mottagen korrektionssignal (K(t)), k ä n n e t e c k n a d av: att anordningen innefattar organ (87,89) för kvadratur- demodulering av oscillatorsignalen (cos($ü))) mot en konstant frekvens (mo/2%), där organen (87,89) för kvadraturdemodulering i sin tur innefattar en första och en andra kvadratursignalutgàng (93,95), varvid organen (87,89) för kvadraturdemodulering är anordnade att via den första respektive den andra kvadratursignalutgàngen (93,95) avge en första 10 15 20 25 30 42 508 289 kvadratursignal (I(t)) med en sekundär fas (6(t)) respektive en andra kvadratursignal (Q(t)) med en fas som ligger n/2 fràn den sekundära fasen (9(t)); att anordningen innefattar organ (97,99) för A/D-omvandling av kvadratursignalerna (I(t),Q(t)), varvid organen (97,99) för A/D- omvandling är anordnade att A/D-omvandla kvadratursignalerna (I(t),Q(t)) vid ett antal tidspositioner (tk; k=0,l,. ,N) under tidsperioden (1) och därvid generera tidsdiskreta kvadratursignaler (Ik,Qk; k=O,1,. ,N); att anordningen innefattar organ (97) för generering av en tidsdiskret approximationssignal (Zk; k=0,1p ,N) i beroende av de tidsdiskreta kvadratursignalerna (Ik,QQ, så att den tidsdiskreta approximationssignalens signalvärde (Zn), svarande mot en given tidsposition (tn), representerar en approximation andraderivata (Öt )) med avseende pà fl av den sekundära fasens tiden vid den givna tidspositionen (tn); att anordningen innefattar' organ (97) för~ generering av en tidsdiskret felindikeringssignal (ek; k=0,1P ,N) i beroende av den tidsdiskreta approximationssignalen (Zk), så att den tidsdiskreta felindikeringssignalens signalvärde svarande (eQ, mot en given tidsposition (tn), indikerar avvikelsen hos oscillatorsignalens (cos($k)) frekvenslutning vid den (p(tQ) givna tidspositionen (tn) från den förutbestämda frekvens- lutningen (pD); och att anordningen innefattar organ (97,99) för generering av korrektionssignalen (K(t)) i beroende av den tidsdiskreta felindikeringssignalen (eg, varvid organen (97,99) för generering av korrektionssignalen (K(t)) är anslutna till korrektionssignalingángen (81).

12. Anordning, enligt krav ll, k ä n n e t e c k n a d av: 10 15 20 25 sus 2s9_ 43 att anordningen innefattar en styrenhet (97), i sin tur innefattande minnesorgan, processororgan, klockorgan och program; och att anordningen innefattar en analog indata/utdata-enhet (99), i sin tur innefattande en första och en andra analog indataport (101,l03) och en analog utdataport (105), där den första respektive den andra indataporten (101,103) är ansluten till den första respektive den andra kvadratursignalutgången (93,95) och där utdataporten (105) är ansluten till korrektionssignalingången (81), varvid indata/utdata-enheten (99) är ansluten till styrenheten (97).

13. Anordning, enligt krav 12, k ä n n e t e c k n a d av att organen (97,99) för A/D-omvandling av kvadratursignalerna (I(t),Q(t)) utgörs av styrenheten (97) i kombination med indata/utdata-enheten (99).

14. Anordning, enligt krav 12, k ä n n e t e c k n a d av att organen (97) för generering av den tidsdiskreta approximationssignalen (Zk) utgörs av styrenheten (97).

15. Anordning, enligt krav 12, k ä n n e t e c k n a d av att organen (97) för generering av den tidsdiskreta felindikeringssignalen (ek) utgörs av styrenheten (97).

16. Anordning, enligt krav 12, k ä n n e t e c k n a d av att organen (97,99) för generering av korrektionssignalen (K(t)) utgörs av styrenheten (97) i kombination med indata/utdata-enheten (99).

17. Anordning, enligt krav 11, k ä n n e t e c k n a d av: att organen (87,89) för kvadraturdemodulering av oscillatorsignalen (cos($t)) innefattar en kvadraturdemodulator lO 15 20 25 44 508 289 (89), i sin tur innefattande en signalingàng (91) och kvadratursignalutgàngarna (93,95); och att organen (87,89) för kvadraturdemodulering av oscillatorsignalen (cos($k)) innefattar ett mâtorgan (87) för uppmätning av oscillatorsignalen (cos($t)), varvid mätorganet (87) är anslutet till oscillatorsignalutgàngen (73) samt anslutet till signalingàngen (91) hos kvadraturdemodulatorn (89).

18. Anordning, enligt krav 17, k ä n n e t e c k n a d av att mätorganet (87) utgörs av en kopplare (87).

19. Förfarande för fastställande av en oscillatorsignals frekvenslutning, k ä n n e t e c k n a t av: a) kvadraturdemodulering av oscillatorsignalen (cos(ók))) mot en konstant frekvens (wo /2n), varigenom en första (I(t)) (Q(t)) kvadratursignal med en sekundär fas (9(t)) och en andra kvadratursignal med en fas som ligger n/2 från den sekundära fasen (9(t)) genereras; b) A/D-omvandling (3l,29) av kvadratursignalerna (I(t),Q(t)) vid ett antal tidspositioner (tk), varigenom tidsdiskreta kvadratursignaler (Ik,Qk) genereras; c) och generering av en tidsdiskret approximationssignal (ZQ i beroende de tidsdiskreta kvadratursignalerna så att (Ikpk) , den tidsdiskreta approximationssignalens signalvärde (ZQ, svarande mot en given tidsposition (tn), representerar en approximation av den sekundära fasens (9(t)) andraderivata med avseende pà tiden (Ö&n)) vid den givna tidspositionen (tn), varvid approximationssignalen (ZQ fastställer oscillator- signalens frekvenslutning (p(t)), då denna frekvenslutning 10 15 20 25 sne 282 45 (p(t)) direkt relateras till den sekundära fasens (6(t)) andraderivata med avseende pà tiden (Öt))

20. Förfarande, enligt krav 19, k ä n n e t e c k n a t av: d) att steg C) innefattar generering av en tidsdiskret differenssignal (Yk) i beroende av de tidsdiskreta kvadratursignalerna (Ik,Qk), så att den tidsdiskreta differenssignalens signalvärde (Yu), svarande mot en given tidsposition (tn), representerar en differens (Aïä) mellan den sekundära fasen (Gn) vid den givna tidspositionen (tg (OW1) och den sekundära fasen vid närmast föregående tidsposition (tn_1)f e) och att steg c) innefattar att genereringen av den tidsdiskreta approximationssignalen (ZQ göres i. beroende av den tidsdiskreta differenssignalen (Yk), så att den tidsdiskreta approximationssignalens signalvärde (Zn), svarande mot en given tidsposition (tn), representerar en differens (wfe) mellan den differens (Ne) n H SOITI rêpresentêfas av den tidsdiskreta differenssignalens signalvärde (YQ, svarande mot den (tn), och den givna tidspositionen differens Uïßnq) som representeras av den tidsdiskreta differenssignalen signalvärde (Yml), svarande mot den närmast föregående tidspositionen (tml).

21. Förfarande, enligt krav 20, k ä n n e t e c k n a t av: f) att steg d) innefattar generering av en första tidsdiskret komplex signal (Xk), sà att den första tidsdiskreta komplexa signalens signalvärde (Xn), (En), svarande mot en given tidsposition har en realdel respektive en imaginärdel motsvarande den tidsdiskreta första respektive andra kvadratursignalens signalvärden (In,Qn) vid den givna tidspositionen (tn); 10 15 sos 289 46 g) och att steg d) innefattar att genereringen av den tidsdiskreta differenssignalen (Yk) göres så att dess signalvärde (Yk), svarande mot en given tidsposition (tn), (35) mellan. den första (Xn), motsvarar värdet av en nmltiplikation tidsdiskreta komplexa signalens signalvärde svarande mot den givna tidspositionen (tg, och komplexkonjugatet av den första tidsdiskreta komplexa signalens signalvärde (XÄP1), svarande mot den närmast föregående tidspositionen (tnq).

22. Förfarande, enligt krav 21, k ä n n e t e c k n a t av h) att steg e) innefattar att genereringen av den tidsdiskreta approximationssignalen (Zk) göres så att dess signalvärde (ZQ, svarande mot en given tidsposition (tm), motsvarar värdet av en multiplikation (39) (Yn), mellan den tidsdiskreta differenssignalens signalvärde svarande mot den givna tidspositionen (tn), och komplexkonjugatet av den tidsdiskreta differenssignalens signalvärde (Y;ü'), svarande mot den närmast föregående tidspositionen (tn4).

23. Användning av förfarande enligt något av kraven 19 till och med 22 vid styrning av styrbar oscillator.