RU2747198C2 - Induction heating device - Google Patents
Induction heating device Download PDFInfo
- Publication number
- RU2747198C2 RU2747198C2 RU2019127373A RU2019127373A RU2747198C2 RU 2747198 C2 RU2747198 C2 RU 2747198C2 RU 2019127373 A RU2019127373 A RU 2019127373A RU 2019127373 A RU2019127373 A RU 2019127373A RU 2747198 C2 RU2747198 C2 RU 2747198C2
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- outputs
- inverter
- inputs
- rip
- current
- Prior art date
Links
- 238000010438 heat treatment Methods 0.000 title claims abstract description 25
- 230000006698 induction Effects 0.000 title claims abstract description 15
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims description 7
- 238000012546 transfer Methods 0.000 claims description 7
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 5
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 claims description 4
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 claims description 3
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 claims description 3
- 238000005265 energy consumption Methods 0.000 abstract description 4
- 230000001965 increasing effect Effects 0.000 abstract description 4
- 238000004870 electrical engineering Methods 0.000 abstract description 3
- 239000002184 metal Substances 0.000 abstract description 3
- 229910052751 metal Inorganic materials 0.000 abstract description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 abstract description 2
- 239000000126 substance Substances 0.000 abstract 1
- 102100022419 RPA-interacting protein Human genes 0.000 description 30
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 12
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 6
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 6
- 230000009471 action Effects 0.000 description 4
- 238000010009 beating Methods 0.000 description 4
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 4
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 4
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 4
- 238000013461 design Methods 0.000 description 4
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 4
- 238000009434 installation Methods 0.000 description 4
- RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N Copper Chemical compound [Cu] RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 3
- 229910052802 copper Inorganic materials 0.000 description 3
- 239000010949 copper Substances 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 3
- 238000002473 ribonucleic acid immunoprecipitation Methods 0.000 description 3
- 230000005355 Hall effect Effects 0.000 description 2
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 2
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 2
- 101000971351 Homo sapiens KRR1 small subunit processome component homolog Proteins 0.000 description 1
- 102100021559 KRR1 small subunit processome component homolog Human genes 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000000052 comparative effect Effects 0.000 description 1
- 238000012423 maintenance Methods 0.000 description 1
- 230000014759 maintenance of location Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/40—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC
- H02M5/42—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC by static converters
- H02M5/44—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate DC into AC
-
- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B6/00—Heating by electric, magnetic or electromagnetic fields
- H05B6/02—Induction heating
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к средствам индукционного нагрева металлических деталей в виде стержней, трубок и др. и предназначено для использования в установках для нагрева деталей, требующих повышенной мощности и возможности регулирования мощности и температуры в нескольких отдельных зонах детали.The invention relates to means for induction heating of metal parts in the form of rods, tubes, etc. and is intended for use in installations for heating parts requiring increased power and the ability to control power and temperature in several separate zones of the part.
Известно, устройство индукционного нагрева по патенту RU №2525851, 2010 г., по п. 15 формулы изобретения. Устройство - аналог состоит из одного источника питания, совокупности индукторов, подключенных к одному источнику питания, сравнительных блоков с заданными параметрами, каждый сравнивающий блок соединен с блоком обработки, выполненным с возможностью генерирования команд управления на регулировку тока или напряжения источника питания.It is known an induction heating device according to RU patent No. 2525851, 2010, according to
Недостатком аналога является низкая энергоэффективность устройства, так как в нем не учитываются взаимовлияния источников магнитосвязанных индукторов. Так же недостатком является сложность построения системы управления, которая выполняет множество математических вычислений, даже при отсутствии необходимости контроля всего температурного профиля детали, когда достаточным является контроль температуры в некоторых точках детали.The disadvantage of the analogue is the low energy efficiency of the device, since it does not take into account the mutual influences of the sources of magnetically coupled inductors. The same disadvantage is the complexity of building a control system that performs a lot of mathematical calculations, even if there is no need to control the entire temperature profile of the part, when it is sufficient to control the temperature at some points of the part.
Известно так же устройство по патенту RU №2231905, 2002 г. Данный аналог состоит из разделительного конденсатора, подключенного к источнику питания постоянного тока, и инверторных ячеек с индуктором индукционной установки. Инверторная ячейка содержит управляющие ключи, разделительные конденсаторы, подключенные к инверторной ячейке. В каждую инверторную ячейку включен компенсирующий конденсатор, соединенный с индуктором. Так же в инверторную ячейку включен низкочастотный дроссель.Also known is the device according to the patent RU No. 2231905, 2002. This analogue consists of a separating capacitor connected to a DC power source, and inverter cells with an inductor of an induction installation. The inverter cubicle contains control keys, decoupling capacitors connected to the inverter cubicle. Each inverter cell includes a compensating capacitor connected to an inductor. A low-frequency choke is also included in the inverter cell.
Недостатком аналога является необходимость использования преобразователей на основе полумостового инвертора, что повышает токовую нагрузку элементов схемы, а это в свою очередь приводит к снижению общего КПД системы. Так же в указанном устройстве не учитывается взаимное влияние источников питания близкорасположенных индукторов, что приводит к повышению энергозатрат на проведение нагрева детали.The disadvantage of the analogue is the need to use converters based on a half-bridge inverter, which increases the current load of the circuit elements, and this, in turn, leads to a decrease in the overall efficiency of the system. Also, the specified device does not take into account the mutual influence of power sources of closely located inductors, which leads to an increase in energy consumption for heating the part.
Наиболее близким по своей технической сущности аналогом (прототипом) к заявленному устройству является известное устройство высокочастотного индукционного нагрева по патенту RU №2256303, 2006 г.The closest in technical essence analogue (prototype) to the claimed device is a known high-frequency induction heating device according to RU patent No. 2256303, 2006.
Ближайший аналог состоит из секционированного индуктора, каждая секция которого запитана от одного источника высокочастотного питания. Питание каждой секции обеспечивается соответствующим ей согласующим трансформатором, соединенным источником питания. Резонансный контур образован в каждой секции индуктора ею и резонансной емкостью.The closest analogue consists of a sectioned inductor, each section of which is powered from one high-frequency power source. Power supply of each section is provided by a matching transformer connected to it by a power supply. The resonant circuit is formed in each section of the inductor by it and the resonant capacitance.
Недостатком ближайшего аналога является нарушение заданного температурного профиля нагреваемой детали, ввиду того, что в устройстве используется только один источник питания и, следовательно индивидуальная регулировка мощности в отдельной зоне детали невозможна без изменения мощности в других. К тому же из-за разбросов номиналов отдельных компенсационных емкостей индуктора возможно появление нескольких частотных резонансов, в следствии чего будет наблюдаться малопрогнозируемый перекос мощностей между отдельными секциями индуктора, что приводит к искажению требуемого температурного профиля нагреваемой детали.The disadvantage of the closest analogue is the violation of the specified temperature profile of the heated part, due to the fact that the device uses only one power source and, therefore, individual power control in a separate zone of the part is impossible without changing the power in others. In addition, due to the variation in the ratings of individual compensation capacitances of the inductor, several frequency resonances may appear, as a result of which an unpredictable power imbalance between individual sections of the inductor will be observed, which leads to distortion of the required temperature profile of the heated part.
Целью изобретения является разработка устройства индукционного нагрева, обеспечивающего снижение энергозатрат при нагреве детали многомодульными индукционными нагревателями с близкорасположенными индукторами и повышение точности соответствия реализуемого температурного профиля при нагревании детали желаемому температурному профилю.The aim of the invention is to develop an induction heating device that provides a reduction in energy consumption when heating a part by multimodular induction heaters with closely spaced inductors and an increase in the accuracy of matching the realized temperature profile when the part is heated to the desired temperature profile.
Указанный технический результат при использовании заявленного устройства достигается тем, что в устройстве индукционного нагрева, содержащем N≥2 индукторов, подключенных к источнику питания и в полость которых введена деталь, подлежащая нагреву, введены N раздельных источников питания (РИП). Питающие входы n-го индуктора, где n=1, 2…N, подключены к питающим выходам n-го РИП, подключенных к внешней сети питания, и являющимися питающими входами выпрямителя n-го РИП. Питающие выходы выпрямителя подключены к питающим входам n-го инвертора. Силовые выходы инвертора подключены к контрольным входам регулятора помехоустойчивой расстройки инвертора (РПРИ). Управляющие выходы РПРИ по каналу помехи собственного инвертора подключены к соответствующим входам регулировки по каналу помехи инвертора. Входы-выходы связи с РИП магнитосвязанных индукторов являются входами-выходами n-го РИП, которые подключены к соответствующим входам-выходам всех РИП. Выходы РПРИ через компенсатор являются выходами РИП.The specified technical result when using the claimed device is achieved by the fact that in the induction heating device containing N≥2 inductors connected to the power source and into the cavity of which the part to be heated is introduced, N separate power sources (RPS) are introduced. The supply inputs of the n-th inductor, where n = 1, 2 ... N, are connected to the supply outputs of the n-th RIP, connected to the external power network, and are the supply inputs of the rectifier of the n-th RIP. The supply outputs of the rectifier are connected to the supply inputs of the n-th inverter. The power outputs of the inverter are connected to the control inputs of the inverter noise-immune detuning regulator (RTR). The control outputs of the RPRI are connected to the corresponding control inputs along the noise channel of the inverter via the noise channel of the own inverter. The inputs-outputs of communication with the RIP of magnetically coupled inductors are the inputs-outputs of the n-th RIP, which are connected to the corresponding inputs-outputs of all RIPs. The outputs of the RIP through the compensator are the outputs of the RIP.
РПРИ состоит из управляющего процессора (УП), снабженного портами П1, П2 «порты контроля биений тока», П3, П4 «порты контроля амплитуды тока индуктора», П5, П6 «порты контроля фазы между током индуктора и выходным напряжением инвертора» УП и подключены соответственно к выходам A1, А2 «выходы передачи амплитуды биений тока индуктора» детектора амплитуды биений тока (ДАБТ), к выходам Д1, Д2 «выходы передачи амплитуды тока индуктора» и детектора тока индуктора ДТИ и к выходам Ф1, Ф2 «выходы передачи величины фазы» фазового детектора (ФД), входы Ф3, Ф4 «контрольные входы тока индуктора» подключены к выходам Д5, Д6 «выходы передачи сигнала тока индуктора» ДТИ. Входы Д3, Д4 «контрольные входы» ДТИ подключены соответственно к выходам T1, Т2 «выходы передачи преобразованного тока индуктора» датчика тока (ДТ) и к входам A3, А4 «контрольные входы» ДАБТ. Входы Ф5, Ф6 «контрольные входы выходного напряжения инвертора» ФД являются одновременно контрольными и через компенсатор силовыми выходами источника питания.RPRI consists of a control processor (UP) equipped with ports P1, P2 "current beat control ports", P3, P4 "ports for controlling the inductor current amplitude", P5, P6 "ports for controlling the phase between the inductor current and the inverter output voltage" respectively, to the outputs A1, A2 "outputs of the inductor current beating amplitude transfer" of the current beat amplitude detector (DABT), to the outputs D1, D2 "outputs of the inductor current amplitude transfer" and the inductor current detector DTI and to the outputs F1, Ф2 "outputs of the phase value transfer "Phase detector (PD), inputs Ф3, Ф4" control inputs of the inductor current "are connected to outputs Д5, Д6" outputs of the inductor current signal transmission "DTI. Inputs D3, D4 "control inputs" of the DTI are connected respectively to the outputs T1, T2 "outputs of the transfer of the converted inductor current" of the current sensor (DT) and to the inputs A3, A4 "control inputs" of the DABT. Inputs Ф5, Ф6 "control inputs of the output voltage of the inverter" ФД are both control and through the compensator power outputs of the power supply.
Порты П7, П8 «порты воздействия по каналу помехи собственным инвертором» и П9, П10 «порты связи с инверторами магнитосвязанных индукторов» УП являются соответственно выходами 1.5.3, 1.5.4 «выходы регулировки по каналу помехи собственным инвертором» и входами-выходами 1.7, 1.8 «входы-выходы связи с РИП магнитосвязанных индукторов».Ports P7, P8 "ports of action along the interference channel by its own inverter" and P9, P10 "ports of communication with inverters of magnetically coupled inductors" of the UE are respectively outputs 1.5.3, 1.5.4 "control outputs along the interference channel by their own inverter" and inputs-outputs 1.7 , 1.8 "inputs-outputs of communication with RIP magnetically coupled inductors".
Благодаря указанной новой совокупности существенных признаков в заявленном устройстве достигается сохранение индуктивного характера коммутации силовых ключей транзистора в условиях взаимонаводок раздельных источников питания магнитосвязанных индукторов, что обеспечивает снижение энергозатрат и более высокую точность реализации заданного температурного профиля, т.е. достигается сформулированный технический результат при использовании заявленного устройства.Thanks to the specified new set of essential features in the claimed device, the inductive nature of the switching of the power switches of the transistor is maintained under conditions of mutual flooding of separate power supplies of magnetically coupled inductors, which ensures a decrease in energy consumption and a higher accuracy of the implementation of a given temperature profile, i.e. the formulated technical result is achieved using the claimed device.
Заявленное устройство поясняется чертежами, на которых показаны:The claimed device is illustrated by drawings, which show:
на фиг. 1 - Общая структурная схема устройства;in fig. 1 - General block diagram of the device;
на фиг. 2 - Схема регулятора помехоустойчивой расстойки инвертора (РПРИ)in fig. 2 - Scheme of the regulator of the noise-immune proofing of the inverter (RPRI)
на фиг. 3 - Схема компенсатораin fig. 3 - Compensator circuit
на фиг. 4 - Схема инвертораin fig. 4 - Inverter circuit
на фиг. 5 - Алгоритм работы управляющего процессора (УП) РПРИin fig. 5 - Algorithm of the control processor (UP) RPRI
на фиг. 6 - Эпюры токов, напряжений и мощности, поясняющих работу раздельного источника питанияin fig. 6 - Diagrams of currents, voltages and power, explaining the operation of a separate power supply
Заявленное устройство, показанное на фиг. 1, состоит из N≥2 раздельных источников питания (РИП) 11-1N. Питающие выходы 1.1 и 1.2 n-го РИП 1n, где n=1, 2…N, подключены к питающим входам 2.1, 2.2 n-го индуктора 2n. В полости индукторов 21-2N установлена деталь 3, подлежащая нагреву.The claimed device shown in FIG. 1, consists of N≥2 separate power supplies (RPS) 1 1 -1 N. Supply outputs 1.1 and 1.2 of the n-th RIP 1n, where n = 1, 2 ... N, are connected to the supply inputs 2.1, 2.2 of the n-th inductor 2n. In the cavity of inductors 2 1 -2 N ,
Причем n-й РИП 1n состоит из выпрямителя 1.3, питающие входы которого являются питающими входами n-го РИП 1n, которые в свою очередь подключены к внешней сети питания. Питающие выходы 1.3.1, 1.3.2 выпрямителя 1.3 подключены к питающим входам 1.4.1, 1.4.2 инвертора 1.4. Силовые выходы 1.4.5, 1.4.6 инвертора 1.4 подключены к контрольным входам 1.5.1, 1.5.2 регулятора помехоустойчивой расстройки инвертора (РПРИ) 1.5. Управляющие выходы 1.5.3, 1.5.4 РПРИ 1.5 по каналу помехи собственного инвертора подключены соответственно к входам 1.4.3, 1.4.4 регулировки по каналу помехи инвертора 1.4. Входы-выходы 1.5.7, 1.5.8 регулировки по каналу помехи инверторов магнитосвязвязанных индукторов РПРИ 1.5 являются входами-выходами 1.7, 1.8 n-го РИП 1n, которые подключены к соответствующим входам-выходам 1.7, 1.8 всех РИП. Выход 1.5.5 и выход 1.5.6 РПРИ 1.5 через компенсатор 1.6 подключены к силовым выходами 1.1, 1.2 РПИ 1n.Moreover, the n-th RIP 1n consists of a rectifier 1.3, the supply inputs of which are the supply inputs of the n-th RIP 1n, which in turn are connected to an external power supply network. The supply outputs 1.3.1, 1.3.2 of the rectifier 1.3 are connected to the supply inputs 1.4.1, 1.4.2 of the inverter 1.4. Power outputs 1.4.5, 1.4.6 of the inverter 1.4 are connected to the control inputs 1.5.1, 1.5.2 of the inverter noise-immune detuning regulator (RPRI) 1.5. The control outputs 1.5.3, 1.5.4 of RPRI 1.5 are connected to the inputs 1.4.3, 1.4.4 of the inverter 1.4 noise channel via the noise channel of its own inverter, respectively. Inputs-outputs 1.5.7, 1.5.8 adjustments on the noise channel of inverters of magnetically coupled inductors RPRI 1.5 are inputs-outputs 1.7, 1.8 of the n-th RIP 1n, which are connected to the corresponding inputs-outputs 1.7, 1.8 of all RIPs. Output 1.5.5 and output 1.5.6 RPRI 1.5 through compensator 1.6 are connected to power outputs 1.1, 1.2 RPI 1n.
Выпрямитель 1.3, входящий в состав каждого из РИП, обеспечивает преобразование входного переменного сетевого напряжения в постоянное выходное на выходах 1.3.1, 1.3.2, что необходимо для работы инвертора 1.4. Как правило, в мощных источниках питания предпочтительнее использовать 3-х фазные мостовые схемы выпрямления. При этом схемы таких выпрямителей известны и описаны, например, в книге (Мелешин В.И. Транзисторная преобразовательная техника. М.: Техносфера, 2005. С. 190-193).Rectifier 1.3, which is a part of each RIP, provides conversion of the input alternating mains voltage into a constant output voltage at outputs 1.3.1, 1.3.2, which is necessary for the operation of the inverter 1.4. Generally, 3-phase bridge rectifier circuits are preferable for high-power power supplies. Moreover, the circuits of such rectifiers are known and described, for example, in the book (Meleshin V.I. Transistor converter technology. M .: Technosphere, 2005. S. 190-193).
Инвертор 1.4, входящий в состав каждого из РИП, обеспечивает генерацию на выходе переменного напряжения и тока для выделения в нагрузке мощности равной заданной. Инвертор может быть реализован различным образом, например, как показано на фиг. 4. Где входы питания инвертора постоянным током 1.4.1 и 1.4.2 через датчик постоянного тока 1.4.10 подключены к фильтрующему конденсатору С1. В свою очередь фильтрующий конденсатор С1 подключен к силовым контактам соответствующих транзисторных ячеек 1.4.16…1.4.19. Транзисторные ячейки 1.4.16…1.4.19 образуют транзисторный мост, выход которого через конденсатор развязки по постоянному току С2 подключен к входам согласующего трансформатора 1.4.24, в свою очередь, выходы которого являются силовыми выходами инвертора 1.4.5 и 1.4.6.Inverter 1.4, which is a part of each of the RIP, provides generation at the output of alternating voltage and current to generate power equal to the given one in the load. The inverter can be implemented in various ways, for example, as shown in FIG. 4. Where the inputs of the inverter DC supply 1.4.1 and 1.4.2 through the DC sensor 1.4.10 are connected to the filtering capacitor C1. In turn, the filter capacitor C1 is connected to the power contacts of the corresponding transistor cells 1.4.16 ... 1.4.19. Transistor cells 1.4.16 ... 1.4.19 form a transistor bridge, the output of which is connected through the DC decoupling capacitor C2 to the inputs of the matching transformer 1.4.24, in turn, the outputs of which are the power outputs of the inverter 1.4.5 and 1.4.6.
Фильтрующий конденсатор С1 (фиг. 4) обеспечивает постоянство входного тока инвертора 1.4, и его номинал выбран из условия, чтобы на удвоенной рабочей частоте работы инвертора модуль емкостного сопротивления фильтра был, по крайней мере, на порядок меньше активного сопротивления нагрузки. С1 представляет промышленно изготавливаемый конденсатор металлопленочного или электролитического типа, номинал которого находится в пределах от 10 до 1000 мкФ.The filter capacitor C1 (Fig. 4) ensures the constancy of the input current of the inverter 1.4, and its rating is selected so that at the doubled operating frequency of the inverter, the filter capacitance module is at least an order of magnitude less than the active load resistance. C1 is a commercially available metal film or electrolytic type capacitor with a rating ranging from 10 to 1000 μF.
Датчик постоянного тока 1.4.10 (см. фиг. 4) может быть реализован на основе серийно изготавливаемом промышленностью датчика измерения тока на эффекте Холла серии ДТХ или подобных, через который проходит питающая постоянным током шина инвертора, и выходом, который относительно «земляной» площадки подключен к входу интегратора в канале регулировки по мощности 1.4.8. При этом при известности и постоянстве входного постоянного напряжения сигнала с датчика постоянного тока достаточно для контроля активной мощности инвертора.The direct current sensor 1.4.10 (see Fig. 4) can be implemented on the basis of a commercially available sensor for measuring current on the Hall effect of the DTX series or the like, through which the DC bus of the inverter passes, and an output that is relative to the "earth" site connected to the integrator input in the power control channel 1.4.8. In this case, if the input constant voltage is known and constant, the signal from the DC sensor is sufficient to control the active power of the inverter.
Интегратор в канале регулировки по мощности 1.4.8 (см. фиг. 4) одним из входов относительно «земляной» площадки подключен к датчику постоянного тока 1.4.10, а другим к источнику уставки выходной активной мощности 1.4.9. Выход интегратора через диод 1.4.23 подключен на вход генератора, управляемого напряжением (ГУН) 1.4.15. Через диод 1.4.22 на вход ГУН 1.4.15 подключается интегратор в канале регулировки по помехе, входы которого в свою очередь являются входами регулировки по каналу помехи 1.4.3, 1.4.4 инвертора 1.4. Диоды 1.4.22 и 1.4.23 обеспечивает установление на входе ГУН наибольшего выходного напряжения одного из интеграторов. Выход ГУНа через логические элементы «И» 1.4.20 и «И-НЕ» 1.4.21 подключены к индивидуальным драйверам 1.4.11…1.4.14, соответствующих транзисторных ячеек 1.4.16…1.4.19. Логические элементы обеспечивают противофазность сигналов противоположных диагоналей транзисторного моста. Таким образом обеспечивается усиление выходного сигнала ГУНа. Выходное напряжение транзисторного моста через разделительный конденсатор С2 и согласующий трансформатор 1.4.24 подается на силовые выходы инвертора 1.4.5, 1.4.6, тем самым обеспечивая связь воздействующих параметров управления с частотой выходного напряжения инвертора.The integrator in the power regulation channel 1.4.8 (see Fig. 4) is connected with one of the inputs relative to the "ground" area to the direct current sensor 1.4.10, and the other to the source of the setting of the output active power 1.4.9. The output of the integrator through diode 1.4.23 is connected to the input of the voltage controlled generator (VCO) 1.4.15. An integrator is connected to the input of VCO 1.4.15 through the diode 1.4.22 in the noise control channel, the inputs of which, in turn, are the control inputs for the noise channel 1.4.3, 1.4.4 of the inverter 1.4. Diodes 1.4.22 and 1.4.23 ensure that the highest output voltage of one of the integrators is set at the VCO input. The output of the VCO through the logical elements "AND" 1.4.20 and "AND-NOT" 1.4.21 are connected to individual drivers 1.4.11 ... 1.4.14, corresponding to transistor cells 1.4.16 ... 1.4.19. Logic elements provide antiphase signals of opposite diagonals of the transistor bridge. This provides amplification of the VCO's output signal. The output voltage of the transistor bridge through the blocking capacitor C2 and the matching transformer 1.4.24 is fed to the power outputs of the inverter 1.4.5, 1.4.6, thereby providing a connection between the influencing control parameters and the frequency of the output voltage of the inverter.
При этом рабочий частотный диапазон ГУНа 1.4.15 (см. фиг. 4) устанавливается таковым, что в него входит частота на которой в контуре, образованном компенсатором 1.6 и непосредственно подключенным индуктором 2n (фиг. 1), выделяется заданная мощность.In this case, the operating frequency range of the VCO 1.4.15 (see Fig. 4) is set such that it includes the frequency at which the specified power is released in the circuit formed by the compensator 1.6 and the directly connected inductor 2 n (Fig. 1).
Разделительный конденсатор С2 инвертора 1.4 (фиг. 4) обеспечивает развязку транзисторного моста, образованного транзисторами 1.4.16…1.4.19 по постоянной составляющей напряжения, исключая насыщение сердечника согласующего трансформатора 1.4.24, представляет из себя промышленно изготавливаемый конденсатор металлопленочного типа, номинал которого должен быть таковым, чтобы на рабочей частоте инвертора модуль его реактивного сопротивления, по крайней мере, на порядок был меньше активного сопротивления индуктора и находился в пределах от 100 до 500 мкФ.The blocking capacitor C2 of the inverter 1.4 (Fig. 4) provides decoupling of the transistor bridge formed by the transistors 1.4.16 ... 1.4.19 by the constant voltage component, excluding the saturation of the core of the matching transformer 1.4.24, it is an industrially manufactured metal-film type capacitor, the nominal value of which should be such that at the operating frequency of the inverter, the modulus of its reactance is at least an order of magnitude less than the active resistance of the inductor and is in the range from 100 to 500 μF.
Согласующий трансформатор 1.4.24 (фиг. 4) обеспечивает согласование номинальных параметров инвертора с параметрами нагрузки. При этом расчет конструкции трансформаторов известен и представлен, например, в книге (Вдовин С.С. Проектирование импульсных трансформаторов. Л.: Энергия, 1971, С. 101-119).Matching transformer 1.4.24 (Fig. 4) provides matching of the nominal parameters of the inverter with the parameters of the load. At the same time, the calculation of the design of transformers is known and is presented, for example, in the book (Vdovin S.S. Design of pulse transformers. L .: Energiya, 1971, S. 101-119).
Компенсатор 1.6 обеспечивает компенсацию реактивной составляющей сопротивления индуктора и компенсацию магнитной связи магнитосвязанных индукторов. Компенсатор 1.6 может быть реализован различным образом, например, как показано на фиг. 3. Где силовые входы 1.6.1 и 1.6.2 через соответственно компенсационную емкость Ск и индуктивность компенсации магнитной связи Ld соединены с силовыми выходами 1.6.3, 1.6.4 компенсатора. Номиналы элементов компенсатора 1.6 (фиг. 3) выбирают такими, чтобы резонансная частота контура, образованного последовательно соединененными компенсатором и индуктором (далее контур) рассчитанная по известной формуле определения резонансной частоты (Бычков Ю.А. Основы теоретической электротехники: учебное пособие 2-е изд / Ю.А. Бычков, В.М. Золотницкий, Э.П. Чернышев. - СПб.: Изд-во «Лань», С.131), во-первых, отличалась по крайней мере на 10% от расчетной резонансной частоты контура магнитосвязанного индуктора в случае продольно чередующихся над деталью индукторов и, во-вторых, входила в рабочий частотный диапазон ГУНа, то есть самого инвертора. В случае концентрически чередующихся индукторов, так как при такой конфигурации магнитная связь достигает максимальных значений, резонансные частоты контуров магнитосвязанных индукторов должны отличаться по крайней мере (в 1,4 раза. Это обусловлено минимизацией взаимонаводимых наводок магнитосвязанных контуров, основанной на фильтрующих свойствах контуров. Индуктивность компенсации связи Ld компенсатора 1.6 представляет из себя воздушную катушку индуктивности, номинал которой находится в пределах реализумых габаритов мощных индукционных систем (от 1 до 30 мкГн) и изготавливается из отожженной медной трубки или высокотемпературного провода. При этом расчет конструкции индуктивных катушек известен и представлен, например, в книге (Калантаров П.Л., Цейтлин Л.А. Расчет индуктивностей: справочная книга. - 3-е изд. Л.: Энергоатомиздат, 1986 С. 257-271). Компенсационная емкость компенсатора С1 представляет из себя промышленно изготавливаемый конденсатор металлопленочного типа, номинал которой находится в пределах от 1 до 500 мкФ. Столь большой диапазон номинал компенсационной емкости обусловлен множеством технологических задач, решаемых заявленным техническим решением.Compensator 1.6 provides compensation for the reactive component of the inductor resistance and compensation for the magnetic coupling of magnetically coupled inductors. The compensator 1.6 can be implemented in various ways, for example, as shown in FIG. 3. Where the power inputs 1.6.1 and 1.6.2 are connected to the power outputs 1.6.3, 1.6.4 of the compensator through the compensation capacitance CK and the inductance of the compensation of the magnetic coupling Ld, respectively. The nominal values of the elements of the compensator 1.6 (Fig. 3) are chosen such that the resonant frequency of the circuit formed by a series-connected compensator and an inductor (hereinafter referred to as the circuit) calculated according to the well-known formula for determining the resonance frequency (Bychkov Yu.A. Fundamentals of theoretical electrical engineering: textbook 2nd ed. / Yu.A. Bychkov, V.M. Zolotnitsky, E.P. Chernyshev. - SPb .: Publishing house "Lan", S. 131), firstly, it differed by at least 10% from the calculated resonant frequency circuit of a magnetically coupled inductor in the case of longitudinally alternating inductors above the part and, secondly, was included in the operating frequency range of the VCO, that is, the inverter itself. In the case of concentrically alternating inductors, since with such a configuration the magnetic coupling reaches its maximum values, the resonant frequencies of the circuits of magnetically coupled inductors should differ at least (by a factor of 1.4. This is due to the minimization of mutually induced pickups of magnetically coupled circuits based on the filtering properties of the circuits. Compensation inductance) connection Ld of the compensator 1.6 is an air inductance coil, the nominal value of which is within the realizable dimensions of powerful induction systems (from 1 to 30 μH) and is made of annealed copper tube or high-temperature wire. In this case, the calculation of the design of inductive coils is known and presented, for example, in the book (Kalantarov PL, Zeitlin LA Calculation of inductances: reference book. - 3rd ed. L .: Energoatomizdat, 1986 pp. 257-271). Compensation capacitance of the compensator C1 is an industrially manufactured metal-film capacitor type, the denomination of which d is in the range from 1 to 500 μF. Such a large range of the nominal compensation capacity is due to a variety of technological problems solved by the claimed technical solution.
Индуктора 21-2n (фиг. 1) охватывают поверхность нагреваемого объекта, при этом каждый из индукторов обеспечивает нагрев собственной зоны детали, которая расположена в его полости. Индуктор может быть изготовлен из отожженной медной трубки, высокотемпературного провода или медной ленты, при этом расчет конструкции индукторов известен и представлен, например, в книге (Слухоцкий А.Е., Рыскин С.Е. Индукторы для индукционного нагрева. Л.: Энергия, 1974, С. 86-102).Inductors 2 1 -2 n (Fig. 1) cover the surface of the heated object, while each of the inductors provides heating of its own area of the part, which is located in its cavity. The inductor can be made of an annealed copper tube, high-temperature wire or copper tape, while the calculation of the design of the inductors is known and presented, for example, in the book (Slukhotskiy A.E., Ryskin S.E. Inductors for induction heating. L .: Energy, 1974, S. 86-102).
РПРИ 1.5, входящий в состав каждого РИП, предназначен для обеспечения индуктивного характера коммутации собственного инвертора и инверторов магнитосвязанных индукторов в условиях взаимоноводок РИП магнитосвязанных индукторов. Его схема может быть реализована различным образом, например как показано на фиг. 2. РПРИ 1.5 состоит из управляющего процессора (УП) 1.5.9, предназначенного для контроля рабочих параметров РИП и выработки управляющего воздействия, детектора амплитуды биений тока (ДАБТ) 1.5.11, предназначенного для измерения амплитуды биений тока, вызванных наводками РИП магнитосвязанных индукторов, детектора тока индуктора (ДТИ) 1.5.10, предназначенного для измерения амплитуды тока индуктора, фазового детектора (ФД) 1.5.12, предназначенного для измерения фазы между током индуктора и выходным напряжением инвертора, и датчика тока (ДТ) 1.5.13, предназначенного для измерения тока индуктора.RPRI 1.5, which is a part of each RIP, is designed to ensure the inductive nature of the commutation of its own inverter and inverters of magnetically coupled inductors under conditions of interconnection of RIP magnetically coupled inductors. Its circuit can be implemented in various ways, for example, as shown in FIG. 2. RPRI 1.5 consists of a control processor (UP) 1.5.9, designed to control the operating parameters of the RIP and generate a control action, a current beat amplitude detector (DABT) 1.5.11, designed to measure the amplitude of the current beats caused by the RIP pickups of magnetically coupled inductors, an inductor current detector (DTI) 1.5.10, designed to measure the amplitude of the inductor current, a phase detector (PD) 1.5.12, designed to measure the phase between the inductor current and the inverter output voltage, and a current sensor (DT) 1.5.13, designed for measuring the inductor current.
Порты П1, П2 «порты контроля биений тока», П3, П4 «порты контроля амплитуды тока индуктора», П5, П6 «порты контроля фазы между током индуктора и выходным напряжением инвертора» УП 1.5.9 подключены соответственно к выходам A1, А2 «выходы передачи амплитуды биений тока индуктора» ДАБТ 1.5.11, к выходам Д1, Д2 «выходы передачи амплитуды тока индуктора» ДТИ 1.5.10 и к выходам Ф1, Ф2 «выходы передачи величины фазы» ФД 1.5.12, входы Ф3, Ф4 «контрольные входы тока индуктора» ФД 1.6.12 подключены к выходам Д5, Д6 «выходы передачи сигнала тока индуктора» ДТИ 1.5.10, входы Д3, Д4 «контрольные входы» ДТИ 1.5.10 подключены соответственно к выходам T1, Т2 «выходы передачи преобразованного тока индуктора» датчика тока ДТ и к входам A3, А4 «контрольные входы» ДАБТ 1.5.11, входы Ф5, Ф6 «контрольные входы выходного напряжения инвертора» ФД являются одновременно контрольными 1.5.1, 1.6.2 и через компенсатор 1.6 силовыми выходами 1.1, 1.2 источника питания 1n. Порты П7, П8 «порты воздействия по каналу помехи собственным инвертором» и П9, П10 «порты связи с инверторами магнитосвязанных индукторов» УП являются соответственно выходами 1.5.3, 1.5.4 «выходы регулировки по каналу помехи собственным инвертором» и входы-выходы 1.7, 1.8 «входы-выходы связи с РИП магнитосвязанных индукторов».Ports P1, P2 "ports for monitoring current beats", P3, P4 "ports for controlling the amplitude of the inductor current", P5, P6 "ports for monitoring the phase between the inductor current and the output voltage of the inverter" UP 1.5.9 are connected respectively to outputs A1, A2 "outputs transmission of the amplitude of the inductor current beats "DABT 1.5.11, to the outputs D1, D2" outputs of the transmission of the inductor current amplitude "DTI 1.5.10 and to the outputs F1, F2" outputs of the transfer of the phase value "FD 1.5.12, inputs F3, F4" control inductor current inputs "FD 1.6.12 are connected to outputs D5, D6" inductor current signal transmission outputs "DTI 1.5.10, inputs D3, D4" control inputs "DTI 1.5.10 are connected respectively to outputs T1, T2" converted current transmission outputs inductor "of the current sensor DT and to inputs A3, A4" control inputs "DABT 1.5.11, inputs Ф5, Ф6" control inputs of the inverter output voltage "FD are simultaneously control 1.5.1, 1.6.2 and through the compensator 1.6 power outputs 1.1, 1.2 power supply 1n. Ports P7, P8 "ports of action along the interference channel by its own inverter" and P9, P10 "ports of communication with inverters of magnetically coupled inductors" of the UE are respectively outputs 1.5.3, 1.5.4 "control outputs along the interference channel by their own inverter" and inputs-outputs 1.7 , 1.8 "inputs-outputs of communication with RIP magnetically coupled inductors".
Управляющий процессор может быть выполнен в виде микроконтроллера, блок схема, поясняющая работу которого представлена на фиг. 5.The control processor can be made in the form of a microcontroller, a block diagram explaining the operation of which is shown in Fig. five.
Детектор тока (ДТ) индуктора 1.5.11 РПРИ 1.5 предназначен для детектирования максимального значения тока индуктора и передачи этого значения на УП. При этом ДТ может быть выполнен различным образом, например, в виде однофазного мостового выпрямителя с емкостным фильтром, схема которого представлена и широко рассмотрена в (Мелешин В. И. Транзисторная преобразовательная техника. М: Техносфера, 2005. С. 204). При этом входы ДЗ, Д4 детектора тока индуктора одновременно будут являться выходами Д5, Д6, которые, в свою очередь, подключаются к входам Ф3, Ф4 фазового детектора 1.5.12.The current detector (DT) of the inductor 1.5.11 RPRI 1.5 is designed to detect the maximum value of the inductor current and transmit this value to the UE. In this case, the DT can be made in various ways, for example, in the form of a single-phase bridge rectifier with a capacitive filter, the circuit of which is presented and widely considered in (Meleshin V.I. Transistor converter technology. M: Technosphere, 2005. S. 204). In this case, the inputs DZ, D4 of the inductor current detector will simultaneously be outputs D5, D6, which, in turn, are connected to the inputs F3, F4 of the phase detector 1.5.12.
Детектор амплитуды биений тока 1.5.11 (ДАБТ) предназначен для детектирования амплитуды биений тока индуктора и передачи данного значения на УП. ДАБТ может быть выполнена различным образом, например, как показано на фиг. 7. Где ДАБТ состоит из однофазного мостового выпрямителя 1.5.11.1, входы которого являются контрольными входами A3, А4 ДАБТ. Выход выпрямителя подключается к входу полосового фильтра (ПФ) 1.5.11.2. Выход ПФ 1.5.11.2 через диод подключатся к фильтрующей емкости С и выходам передачи амплитуды биений тока A1, А2 ДАБТ.The current beat amplitude detector 1.5.11 (DABT) is designed to detect the inductor current beat amplitude and transmit this value to the UE. DABT can be implemented in various ways, for example, as shown in FIG. 7. Where DABT consists of a single-phase bridge rectifier 1.5.11.1, the inputs of which are control inputs A3, A4 DABT. The rectifier output is connected to the input of the bandpass filter (PF) 1.5.11.2. The output of the PF 1.5.11.2 through the diode is connected to the filtering capacitance C and the outputs of the transmission of the current beat amplitude A1, A2 of the DABT.
Однофазный мостовой выпрямитель 1.5.11.1 предназначен для выделения в сигнале тока индуктора спектральной составляющей амплитуды биений. При этом при рассмотрении спектра сигнала, являющегося суммой нескольких гармонических колебаний - в нем будет отсутвствовать в явном виде, как таковая, амплитуда биений и будут лишь наблюдаться спектральные составляющие отдельно каждой гармонической составляющей. Конечно же, можно было бы использовать исключительно полосовой фильтр отсекающий гармоническую составляющую на частоте работы инвертора, однако в таком случае требовалась постоянная подстройка фильтра, что бы усложнило настройку, работу и запуск представленного изобретения. Мостовой выпрямитель широко известен и может быть реализован различным образом, например, схема которого показана в книге (Мелешин В.И. Транзисторная преобразовательная техника. М.: Техносфера, 2005. С. 190-193).Single-phase bridge rectifier 1.5.11.1 is designed to isolate the spectral component of the beat amplitude in the inductor current signal. At the same time, when considering the spectrum of a signal, which is the sum of several harmonic oscillations, there will be no beating amplitude in it explicitly, as such, and only spectral components will be observed separately for each harmonic component. Of course, it would be possible to use only a band-pass filter that cuts off the harmonic component at the frequency of the inverter, but in this case, a constant adjustment of the filter was required, which would complicate the setup, operation and launch of the presented invention. The bridge rectifier is widely known and can be implemented in various ways, for example, the circuit of which is shown in the book (Meleshin V.I. Transistor converter technology. M .: Tekhnosfera, 2005. S. 190-193).
Полосовой фильтр 1.5.11.2 (фиг. 7) предназначен для фильтрации постоянной составляющей выходного напряжения выпрямителя и частот равных и выше рабочих частот инвертора и инверторов магнитосвязанных индукторов. Таким образом на выходе полосового фильтра 1.5.11.2 будет наблюдаться сигнал биений тока индуктора. Выход полосового фильтра через диод 1.5.11.3 подключен к фильтрующей емкости С, предназначенных для фиксации амплитудного значения биений, и именно этот сигнал через выход ДАБТ подается на УП. Полосовой фильтр может быть реализован различным образом, например, как показано в книге (Волович Г.И. схемотехника аналоговых и аналого-цифровых электронных устройств. 2-е изд. - М.: Додэка XXI. 2007 С. 100-101).Bandpass filter 1.5.11.2 (Fig. 7) is designed to filter the constant component of the output voltage of the rectifier and frequencies equal to or higher than the operating frequencies of the inverter and inverters of magnetically coupled inductors. Thus, at the output of the bandpass filter 1.5.11.2, an inductor current beat signal will be observed. The output of the bandpass filter through the diode 1.5.11.3 is connected to the filtering capacitance C, designed to fix the amplitude value of the beats, and it is this signal through the output of the DABT that is fed to the UE. A bandpass filter can be implemented in various ways, for example, as shown in the book (Volovich GI circuitry of analog and analog-digital electronic devices. 2nd ed. - M .: Dodeka XXI. 2007 S. 100-101).
Фазовый детектор (ФД) 1.5.12 предназначен для детектирования фазы между током индуктора и выходным напряжения инвертора 1.4. Причем силовые выходы инвертора подключается к контрольным входам выходного напряжения инвертора Ф5, Ф6 ФД, а сигнал выходного тока инвертора через детектор тока индуктора 1.5.10 подключается к контрольным входам тока индуктора Ф3, Ф4 (см. фиг. 2). ФД может быть реализован различным образом, например, так, как показано на фиг. 8. Где ФД входы Ф3, Ф4 подключены к входам компаратора 1.5.12.1, а входы Ф5, Ф6 подключены к входам компаратора 1.5.12.2.Phase detector (PD) 1.5.12 is designed to detect the phase between the inductor current and the output voltage of the inverter 1.4. Moreover, the power outputs of the inverter are connected to the control inputs of the output voltage of the inverter Ф5, Ф6 ФД, and the output current signal of the inverter through the inductor current detector 1.5.10 is connected to the control inputs of the inductor current Ф3, Ф4 (see Fig. 2). PD can be implemented in various ways, for example, as shown in FIG. 8. Where PD inputs Ф3, Ф4 are connected to the inputs of the comparator 1.5.12.1, and inputs Ф5, Ф6 are connected to the inputs of the comparator 1.5.12.2.
Компараторы 1.5.12.1 и 1.5.12.2 (фиг. 8) предназначены для детектирования момента перехода через ноль сигнала соответственно тока и напряжения. В момент перехода сигнала через «ноль» в положительное значение компараторы мгновенно меняют свое выходное напряжение с нулевого на положительное, что позволяет корректно детектировать сигнал логическим элементам ФД «исключающее ИЛИ» 1.5.12.3 и D-триггеру со срабатыванием по положительному фронту 1.5.12.4. Причем входы логических элементов «исключающее ИЛИ» 1.5.12.3 и D-триггера со срабатыванием по положительному фронту подключены к выходам компараторов 1.5.12.1 и 1.5.12.2. Выход 1.5.12.3 подключен к первому входу электронного переключателя 1.5.12.6, и через инвертирующий операционный усилитель с единичным коэффициентом усиления 1.5.12.5 к второму входу электронного перключателя 1.5.12.6. Выход D-триггера со срабатыванием по положительному фронту подключен к управляющему входу электронного переключателя. Выход электронного переключателя 1.5.12.6 подключен к входу ФНЧ 1.5.12.7. выходы которого являются выходами Ф1, Ф2 ФД.Comparators 1.5.12.1 and 1.5.12.2 (Fig. 8) are designed to detect the moment of zero crossing of the signal, respectively, of current and voltage. At the moment the signal crosses "zero" to a positive value, the comparators instantly change their output voltage from zero to positive, which allows the signal to be correctly detected by the logical elements of the "exclusive OR" PD 1.5.12.3 and the D-flip-flop triggered by a positive edge 1.5.12.4. Moreover, the inputs of the logical elements "exclusive OR" 1.5.12.3 and the D-flip-flop with a positive edge are connected to the outputs of the comparators 1.5.12.1 and 1.5.12.2. Output 1.5.12.3 is connected to the first input of the electronic switch 1.5.12.6, and through an inverting operational amplifier with a unity gain of 1.5.12.5 to the second input of the electronic switch 1.5.12.6. The D-flip-flop output is connected to the control input of the electronic switch. The output of the electronic switch 1.5.12.6 is connected to the input of the LPF 1.5.12.7. the outputs of which are outputs F1, F2 FD.
Логический элемент «исключающее ИЛИ» 1.5.12.3 (фиг. 8) предназначен для выработки выходного сигнала в момент времени, когда один из сигналов тока или напряжения с компараторов соответственно 1.5.12.1, 1.5.12.2 больше нуля или равен «логической» единице, таким образом при прохождении через ФНЧ данный сигнал может быть трактован, как фаза между током индуктора и выходным напряжением инвертора в величинах напряжения.The logical element "exclusive OR" 1.5.12.3 (Fig. 8) is designed to generate an output signal at the time when one of the current or voltage signals from the comparators, respectively 1.5.12.1, 1.5.12.2, is greater than zero or equal to a "logical" unit, such Thus, when passing through the low-pass filter, this signal can be interpreted as a phase between the inductor current and the output voltage of the inverter in terms of voltage.
D-триггер со срабатыванием по положительному фронту 1.5.12.4 выступает в роле детектора емкостного рассогласования, то есть момента времени, когда фаза принимает отрицательное значение. На вход синхронизации поступает сигнал от компаратора 1.5.12.2, на вход триггера поступает сигнал от компаратора 1.5.12.1, то есть компараторов, детектирующих переход через ноль сигналов соответственно напряжения и тока. При переходе выходного напряжения компаратора 1.5.12.2 из «0» в «1», то есть напряжения, при индуктивном рассогласовании инвертора, т.к. в это время сигнал тока равен логическому «0» - выходной сигнал D-триггера равен логическому «нулю». Однако при емкостном рассогласовании в момент перехода сигнала напряжения из «0» в «1» на входе D-тригтера уже имеется «1» сигнала тока, что переводит выходной сигнал D-триггера в логическую «1», что в свою очередь приводит к переключению 1-го входа электронного переключателя 1.5.12.6 на второй. При переключении входов электронного переключателя с первого на второй на вход ФНЧ 1.5.12.7 начинает поступать сигнал от инвертирующего операционного усилителя 1.5.12.5 отрицательной полярности, что приводит к снижению выходного сигнала ФНЧ, относительно текущего момента времени. Тем самым производится измерение фазы с учетом, как индуктивного рассогласования инвертора, так и емкостного.D-flip-flop with a positive edge 1.5.12.4 acts as a capacitive mismatch detector, that is, a moment in time when the phase takes a negative value. The synchronization input receives a signal from the comparator 1.5.12.2, the trigger input receives a signal from the comparator 1.5.12.1, that is, the comparators detecting the zero crossing of the voltage and current signals, respectively. When the output voltage of the comparator 1.5.12.2 goes from "0" to "1", that is, voltage, with an inductive mismatch of the inverter, because at this time, the current signal is equal to the logical "0" - the output signal of the D-flip-flop is equal to the logical "zero". However, with a capacitive mismatch at the moment of transition of the voltage signal from "0" to "1", there is already a "1" of the current signal at the input of the D-flip-flop, which translates the output signal of the D-flip-flop into a logical "1", which in turn leads to switching The 1st input of the electronic switch 1.5.12.6 to the second. When the inputs of the electronic switch are switched from the first to the second, a signal from the inverting operational amplifier 1.5.12.5 of negative polarity begins to arrive at the input of the LPF 1.5.12.7, which leads to a decrease in the output signal of the LPF relative to the current time. Thus, the phase is measured taking into account both the inductive mismatch of the inverter and the capacitive one.
Датчик тока 1.5.13 может быть реализован на основе серийно изготавливаемом промышленностью датчике измерения тока на эффекте Холла серии ДТХ или подобных, через который проходит выходная шина инвертора, и выходом, который подключен к входу компаратора 1.5.12.2.The current sensor 1.5.13 can be implemented on the basis of a serially manufactured sensor for measuring current on the Hall effect of the DTX series or similar, through which the output bus of the inverter passes, and the output, which is connected to the input of the comparator 1.5.12.2.
Аналоговый переключатель 1.5.12.6, предназначен для подачи на вход ФНЧ импульсов положительной полярности от логического элемента исключающее ИЛИ» 1.5.12.3 при индуктивном рассогласовании инвертора, то есть положительного значения фазы и импульсов отрицательной полярности на вход ФНЧ при емкостном рассогласовании инвертора. При этом Аналоговый переключатель может быть реализован, например, в виде серийно изготавливаемой промышленностью микросхемы ADG419BNZ.Analog switch 1.5.12.6 is designed to supply pulses of positive polarity to the input of the low-pass filter from the logical element exclusive OR "1.5.12.3 in case of inductive mismatch of the inverter, that is, a positive phase value and pulses of negative polarity to the input of the low-pass filter at the capacitive mismatch of the inverter. In this case, the analog switch can be realized, for example, in the form of a commercially available microcircuit ADG419BNZ.
Заявленное устройство работает следующим образом. Определяют необходимый температурный профиль детали, например, как показано в работе (Демидович В.Б., Чмиленко Ф.В., Ситька П.А., Андрушкевич В.В., Перевалов Ю.Ю. Модульные индукционные установки для непрерывного нагрева заготовок перед обработкой давлением. Известия СПбГЭТУ «ЛЭТИ». - 2016. - №9. - С. 34-37). Формирование общего температурного профиля детали осуществляется за счет нагрева индивидуальных зон детали, расположенных внутри отдельных индукторов. При этом для для точного контроля, удержания или регулировки температуры питание индукторов следует осуществлять от отдельных собственных источников питания, вплоть до того, что на определенных стадиях нагрева требуется снятие мощности с отдельных зон детали с выключением их источников. Расчет необходимой мощности, которую необходимую подавать в отдельный индуктор для достижения необходимой температуры может быть рассчитан, например, как показано в книге (Слухоцкий А.Е., Рыскин С.Е. Индукторы для индукционного нагрева. Л.: Энергия, 1974, С. 42-47). При этом заявленное устройство позволяет разделить зоны нагрева на меньшие, для достижения общей необходимой мощности с помощью нескольких отдельных РИП. Возможно так же автоматическое установление необходимой температуры при введении в инвертор цепи обратной связи по температуре, которой на фиг. 1 не изображено, однако построенной тем же образом, как и канал регулировки по мощности. Сигнал обратной связи может быть снят с поверхности детали, например, с помощью контактных датчиков температуры (термопар). Установление необходимой мощности осуществляется с помощью у ставки по мощности 1.4.9 для каждого инвертора 1.4 индивидуально.The claimed device operates as follows. The required temperature profile of the part is determined, for example, as shown in the work (Demidovich V.B., Chmilenko F.V., Sitka P.A., Andrushkevich V.V., Perevalov Yu.Yu. Modular induction installations for continuous heating of workpieces before by pressure treatment. News of ETU "LETI". - 2016. - No. 9. - P. 34-37). The formation of the general temperature profile of the part is carried out by heating the individual zones of the part located inside the individual inductors. At the same time, for precise control, retention or regulation of the temperature, the inductors should be powered from separate own power sources, up to the fact that at certain stages of heating it is required to remove power from individual zones of the part with the shutdown of their sources. The calculation of the required power that must be supplied to a separate inductor to achieve the required temperature can be calculated, for example, as shown in the book (Slukhotskiy A.E., Ryskin S.E. Inductors for induction heating. L .: Energiya, 1974, S. 42-47). At the same time, the claimed device makes it possible to divide the heating zones into smaller ones in order to achieve the total required power using several separate RIPs. It is also possible to automatically set the required temperature when a temperature feedback loop is introduced into the inverter, which is shown in FIG. 1 is not shown, but constructed in the same way as the power control channel. The feedback signal can be read from the surface of the part, for example, using contact temperature sensors (thermocouples). The setting of the required power is carried out using the power rate 1.4.9 for each inverter 1.4 individually.
Все РИП 1 (фиг. 1) выполнены идентично и работают следующим образом. Частотный диапазон генаратора, управляемого напряжением (ГУН) 1.4.15 в данном случае настроен таким образом, что его нижняя рабочая частота соответствует той частоте, на которой инвертор выдает мощность равную заданной, и которая ниже резонансной. В таком режиме РИП работает длительное время. В «0» момент времени включается РИП магнитосвязанного индуктора. Отражается это появлением биений амплитуды тока рассматриваемого РИП (фиг. 6а), вызванных наведенными от магнитосвязанного индуктора токами. Что так же проявляется появлением сигнала от ДАБТ 1.5.11 (фиг. 6в). При этом расчетный УП 1.5.9 ток «I11» (фиг. 6г), вызванного собственным инвертором 1.4 РИП отличается от абсолютной амплитуды тока индуктора «Im» (фиг. 6 г), сигнал которого поступает от ДТ 1.5.10 на УП 1.5.9. Однако условие 5 (фиг. 5), алгоритма по которому работает УП 1.5.9 (фиг. 2), не выполняется, следовательно, наведенные токи не оказывают влияния на устойчивую работу инвертора. При этом наблюдается плавное увеличение амплитуды биений тока (фиг б.а), следовательно, сигнал с датчика амплитуды биений тока (фиг. 6.в) начинает возрастать. В момент времени t1 наступает момент, где происходит невыполнение условия 5 (фиг. 5), характеризующиеся невыполнением соотношения «I11⋅sin(ϕ11)≥IN1», где I11 - расчетный ток индуктора, создаваемый напряжением инвертора рассчитывается УП в пункте 4 (фиг. 5), ϕ11 - фаза между током индуктора и выходным напряжением инвертора, записывается в память УП в пункте 3 (фиг. 5), IN1 - величина амплитуды биений тока, записывается в память УП в пункте 2 (фиг. 5). Невыполнение условия 5 (фиг. 5) приводит к выработке управляющего сигнала в пункте 8 (фиг. 5) на собственный инвертор «Uy» (фиг. 66), при условии единовременного выполнения условия 6 (фиг. 5). При этом выходное напряжение интегратора 1.4.7 инвертора 1.4 начинает возрастать «SUy», что в свою очередь приводит к увеличению рабочей частоты инвертора. Увеличение частоты приводит к увеличению фазы между выходным напряжением и током инвертора (фиг. 6д). Что так же приводит к снижению выходной мощности инвертора «Р установившаяся» (фиг. 6е). При этом, если не удается достичь выполнение условия 5 (фиг. 5) путем снижения мощности собственного инвертора в пункте 9 (фиг. 5) вырабатывается управляющий импульс на снижение мощности РИП магнитосвязанных индукторов. Однако это необходимо для удержания инвертора в режиме работы с достижением максимального его КПД в условиях наведенных в индукторе сторонних токов от РИП магнитосвязаннх индукторов. Как следствие инвертор остается работоспособен и обеспечивает нагрев и не происходит его поломка. РПРИ удерживает инвертор в режиме, при котором ток индуктора в любом момент времени всегда отстает от выходного напряжения инвертора, тем самым обеспечивается оптимальный режим работы РИП, который широко описан в книге (Васильев А.С., Конрад Г., Дзлиев С.В. Источники питания высокочастотных электротермических установок: монография. Новосибирск: НГТУ, 2006. С. 257-288). Дальнейшее воздействие РПРИ на инвертор в данном случае заключается в поддержании необходимого выходного напряжения интегратора на необходимом уровне путем подачи периодических, коротких импульсов. Аналогичным образом происходит снижение мощности рассматриваемого РИП при наличии сигнала на портах П9, П10 УП 1.5.9, сообщающего о не достижении условия 5 (фиг. 5) РИП магнитосвязанных индукторов путем снижения мощности их инверторов. Установление входов-выходов 1.5.7, 1.5.8 РПРИ на ввод-вывод осущевствляется за счет программной поочередной перенастройки портов П9, П10 на ввод и вывод данных. Для исключения негативного эффекта снижения мощности следует увеличить индуктивность компенсации связи Ld компенсатора 1.6 (фиг. 3) от текущего значения и, или уменьшить коэффициент трансформации согласующего трансформатора 1.4.24 (фиг. 4). При этом авторы считают допустимым и незначительным снижение мощности от заданной на 10%.All RIP 1 (Fig. 1) are made identically and operate as follows. The frequency range of the voltage-controlled generator (VCO) 1.4.15 in this case is set in such a way that its lower operating frequency corresponds to the frequency at which the inverter outputs power equal to the specified one, and which is lower than the resonant one. In this mode, the RIP works for a long time. At the "0" moment of time, the RIP of the magnetically coupled inductor is switched on. This is reflected by the appearance of beats of the current amplitude of the considered RIP (Fig. 6a), caused by currents induced from a magnetically coupled inductor. This is also manifested by the appearance of a signal from DABT 1.5.11 (Fig. 6c). In this case, the calculated UP 1.5.9 current "I 11 " (Fig. 6d) caused by its own inverter 1.4 RIP differs from the absolute current amplitude of the inductor "Im" (Fig. 6 d), the signal of which comes from DT 1.5.10 to UP 1.5 .nine. However, condition 5 (Fig. 5), according to the algorithm according to which the UP 1.5.9 (Fig. 2) operates, is not fulfilled, therefore, the induced currents do not affect the stable operation of the inverter. In this case, a smooth increase in the amplitude of the current beatings is observed (Fig. B.a), therefore, the signal from the current beat amplitude sensor (Fig. 6c) begins to increase. At the moment of time t1, there comes a moment where condition 5 is not met (Fig. 5), characterized by the failure of the relationship "I 11 ⋅sin (ϕ 11 ) ≥I N1 ", where I 11 is the estimated inductor current generated by the inverter voltage is calculated by the UE at the point 4 (Fig. 5), ϕ 11 is the phase between the inductor current and the output voltage of the inverter, is recorded in the UP memory in step 3 (Fig. 5), I N1 is the value of the amplitude of the current beatings, is recorded in the UE memory in step 2 (Fig. five). Failure to meet condition 5 (Fig. 5) leads to the generation of a control signal at point 8 (Fig. 5) to its own inverter "U y " (Fig. 66), provided that condition 6 is fulfilled (Fig. 5). In this case, the output voltage of the integrator 1.4.7 of the inverter 1.4 begins to increase "SU y ", which in turn leads to an increase in the operating frequency of the inverter. Increasing the frequency leads to an increase in the phase between the output voltage and the inverter current (Fig. 6e). This also leads to a decrease in the output power of the inverter "P steady" (Fig. 6e). In this case, if it is not possible to achieve the fulfillment of condition 5 (Fig. 5) by reducing the power of its own inverter in point 9 (Fig. 5), a control pulse is generated to reduce the power of the RIP of magnetically coupled inductors. However, this is necessary to keep the inverter in the operating mode with the achievement of its maximum efficiency under the conditions of external currents induced in the inductor from the RIP magnetically coupled inductors. As a result, the inverter remains operational and provides heating and does not break down. RPRI keeps the inverter in a mode in which the inductor current at any moment of time always lags behind the output voltage of the inverter, thereby ensuring the optimal operating mode of the RPI, which is widely described in the book (Vasiliev A.S., Konrad G., Dzliev S.V. Power supplies of high-frequency electrothermal installations: monograph.Novosibirsk: NSTU, 2006. S. 257-288). Further influence of RPRI on the inverter in this case consists in maintaining the required output voltage of the integrator at the required level by supplying periodic, short pulses. Similarly, there is a decrease in the power of the considered RIP in the presence of a signal at ports P9, P10 UP 1.5.9, indicating that condition 5 (Fig. 5) of the RIP of magnetically coupled inductors has not been reached by reducing the power of their inverters. The establishment of inputs-outputs 1.5.7, 1.5.8 of the RPRI for input-output is carried out due to the software alternate reconfiguration of ports P9, P10 for input and output of data. To eliminate the negative effect of reducing the power, the inductance of the coupling compensation Ld of the compensator 1.6 (Fig. 3) should be increased from the current value and, or the transformation ratio of the matching transformer 1.4.24 (Fig. 4) should be reduced. At the same time, the authors consider it permissible and insignificant to decrease the power from the specified one by 10%.
Таким образом в заявленном устройстве обеспечивается нагрев детали несколькими индукторами и питание их от раздельных источников питания с заданными параметрами нагрева. При этом установление, поддержание заданных параметров нагрева и оптимального режима работы РИП индукторов осуществляется автоматически за счет выработки, при необходимости, управляющих воздействий на корректировку мощности, подаваемой на соответствующий индуктор, чем достигается требуемый процесс нагрева со снижением энергетических затрат и повышением стабильности нагрева детали несколькими индукторами с раздельными источниками питания, то есть достигается, при использовании заявленного устройства, сформулированный технический результат.Thus, the claimed device provides heating of the part by several inductors and their power supply from separate power sources with specified heating parameters. At the same time, the establishment and maintenance of the specified heating parameters and the optimal mode of operation of the RIP inductors is carried out automatically due to the generation, if necessary, of control actions to adjust the power supplied to the corresponding inductor, which achieves the required heating process with a decrease in energy costs and an increase in the stability of heating the part by several inductors. with separate power supplies, that is, the formulated technical result is achieved when using the claimed device.
Claims (2)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2019127373A RU2747198C2 (en) | 2019-08-29 | 2019-08-29 | Induction heating device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2019127373A RU2747198C2 (en) | 2019-08-29 | 2019-08-29 | Induction heating device |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU2019127373A RU2019127373A (en) | 2021-03-01 |
| RU2019127373A3 RU2019127373A3 (en) | 2021-04-07 |
| RU2747198C2 true RU2747198C2 (en) | 2021-04-29 |
Family
ID=74857010
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| RU2019127373A RU2747198C2 (en) | 2019-08-29 | 2019-08-29 | Induction heating device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| RU (1) | RU2747198C2 (en) |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU12315U1 (en) * | 1999-01-22 | 1999-12-16 | Московский энергетический институт (Технический университет) | DEVICE FOR INDUCTION HEATING |
| RU2256303C2 (en) * | 2003-05-12 | 2005-07-10 | Общество с ограниченной ответственностью (ООО) "Магнит" | Induction heating apparatus with sectional inductor |
| US6992406B2 (en) * | 2001-08-14 | 2006-01-31 | Inductotherm Corp. | Induction heating or melting power supply utilizing a tuning capacitor |
| US8592735B2 (en) * | 2007-02-16 | 2013-11-26 | Nippon Steel & Sumitomo Metal Corporation | Induction heating apparatus |
-
2019
- 2019-08-29 RU RU2019127373A patent/RU2747198C2/en active
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU12315U1 (en) * | 1999-01-22 | 1999-12-16 | Московский энергетический институт (Технический университет) | DEVICE FOR INDUCTION HEATING |
| US6992406B2 (en) * | 2001-08-14 | 2006-01-31 | Inductotherm Corp. | Induction heating or melting power supply utilizing a tuning capacitor |
| RU2256303C2 (en) * | 2003-05-12 | 2005-07-10 | Общество с ограниченной ответственностью (ООО) "Магнит" | Induction heating apparatus with sectional inductor |
| US8592735B2 (en) * | 2007-02-16 | 2013-11-26 | Nippon Steel & Sumitomo Metal Corporation | Induction heating apparatus |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| RU2019127373A3 (en) | 2021-04-07 |
| RU2019127373A (en) | 2021-03-01 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| TWI606010B (en) | Small configurable power supply for supplying energy to the odor generating unit | |
| US20210028652A1 (en) | Voltage regulation in wireless power receivers | |
| KR101984311B1 (en) | Multilevel converter and a control method for operating a multilevel converter | |
| CN100409727C (en) | vacuum plasma generator | |
| JP6630358B2 (en) | Main power coupled inverter, inverter arrangement, and method of operation for inverter arrangement | |
| US5077652A (en) | Dual feedback loop DC-to-AC converter | |
| US20150357926A1 (en) | Method and apparatus for providing power conversion using an interleaved flyback converter with automatic balancing | |
| JPH11155245A (en) | Primary power supply side power device in non-contact power supply | |
| US9343975B2 (en) | Power converter and method of stabling voltage gain | |
| US9042125B1 (en) | Series resonant power converter system and method with improved efficiency | |
| WO2014152415A1 (en) | Multiphase converter with active and passive internal current sharing | |
| CN107834887B (en) | Inverter and method for operating inverter | |
| EP3231076B1 (en) | Quasi-resonant magnetron power supply | |
| RU2675726C1 (en) | Voltage converter | |
| US20180083525A1 (en) | Method for generating harmonics free dc to ac inverters | |
| RU2747198C2 (en) | Induction heating device | |
| JP2011229365A (en) | High frequency power supply device | |
| KR101114032B1 (en) | Controller for power converter circuit | |
| HK1243559A1 (en) | Fast response active reactive power (kvar) compensator | |
| RU2626815C2 (en) | Method and device for transmission of electric power | |
| JP7373842B2 (en) | Contactless power supply system and contactless power supply control method | |
| US20210297000A1 (en) | Dc-to-dc converter and operation thereof | |
| Hakeem et al. | A modified capacitor voltage control algorithm for suppressing the effect of measurement noise on grid-connected z-source inverters controllers | |
| KR101177635B1 (en) | Apparatus for Providing Power for Capacitive Load and Method for Controlling That Apparatus | |
| Abramov et al. | Regulated power transfer using self-tuned networks for capacitive wireless systems |