RU2006872C1

RU2006872C1 - Direction finder

Info

Publication number: RU2006872C1
Authority: RU
Inventors: В.И. Дикарев; Б.В. Койнаш; А.М. Финкельштейн
Original assignee: Дикарев Виктор Иванович; Койнаш Борис Васильевич; Финкельштейн Андрей Михайлович
Priority date: 1990-03-29
Filing date: 1990-03-29
Publication date: 1994-01-30

Abstract

FIELD: radio location and navigation. SUBSTANCE: device has receivers 1, 2, heterodynes 3, 4, mixers 5, 6, 7, band-pass filter 8, intermediate-frequency amplifiers 9, 10, amplitude detectors 11, 12, integrators 13, 14, threshold units 15, 16, multiplexers 17, 18, subtracter 19, modulo-two adder 20, correlation unit 21, delay unit 22, multipliers 23, low-frequency filters, comparators 25, digital converter 26, OR gates 27,28, threshold unit 29, band amplifier 30, matching unit 31, switches 32, 33, phase meter 34. EFFECT: increased functional capabilities. 5 dwg

Description

Изобретение относится к радиолокации, радионавигации и может быть использовано для определения угловой координаты источника излучения фазоманипулированных (ФМн) сигналов. The invention relates to radar, radio navigation and can be used to determine the angular coordinate of the radiation source phase-shift keyed (PSK) signals.

Известные устройства для пеленгации источников излучения сигналов основаны:
на использовании трех приемных каналов, два из которых снабжены направленными антеннами, а третий - ненаправленной антенной (авт. св. N 558584, кл. G 01 S 3/40, 1973);
на использовании антенны, имеющей кардиоидную или восьмеричную диаграмму направленности (авт. св. N 164326, кл. G 01 S 3/10, 1958);
на использовании осциллографического индикатора (ав. св. N 375579, кл. G 01 R 25/00, 1971);
на использовании двух приемных каналов с ненаправленными антеннами (Космические траекторные измерения. Под ред. П. А. Агаджанова и др. - М. : Сов. радио, 1969, с. 244, рис. 7.2 - прототип);
на использовании суммарно-разностных каналов (авт. св. N 568028, кл. G 01 S 3/20, 1974);
на использовании антенн с ярко выраженной диаграммой направленности (Космические траекторные измерения. М. : Сов. радио, 1969, с. 256);
на подавлении дополнительных (зеркальных и комбинационных) каналов приема (авт. св. NN 1602203, 1641096, 1679872 и другие).Known devices for direction finding of radiation sources of signals are based:
using three receiving channels, two of which are equipped with directional antennas, and the third is an omnidirectional antenna (ed. St. N 558584, class G 01 S 3/40, 1973);
using an antenna having a cardioid or octal radiation pattern (ed. St. N 164326, class G 01 S 3/10, 1958);
using an oscillographic indicator (av. St. N 375579, class G 01 R 25/00, 1971);
using two receiving channels with omnidirectional antennas (Space trajectory measurements. Edited by P. A. Agadzhanov et al. - M.: Sov. radio, 1969, p. 244, Fig. 7.2 - prototype);
using total difference channels (ed. St. N 568028, class G 01 S 3/20, 1974);
using antennas with a pronounced radiation pattern (Space trajectory measurements. M.: Sov. radio, 1969, p. 256);
suppression of additional (mirror and combination) reception channels (ed. St. NN 1602203, 1641096, 1679872 and others).

Из известных устройств пеленгации источников излучения сигналов наиболее близким к предлагаемому является пеленгатор (Космические траeкторные измерения. Под ред. П. А. Агаджанова и др. М. : Cов. радио, 1969, с. 244, рис. 7.2), который и выбран в качестве прототипа. При этом пеленгация источника излучения сигналов осуществляется фазовым методом, при котором сигналы принимаются двумя антеннами, фазовые центры которых разнесены в пространстве на расстояние d (измерительная база). Линия визирования источника излучения сигналов образует угол γ с осью, перпендикулярной к линии, соединяющей обе антенны, т. е. с равносигнальным направлением. Of the known devices for direction finding of radiation sources of signals, the direction finder is the closest to the proposed one (Cosmic trajectory measurements. Edited by P. A. Agadzhanov et al. M.: Sov. Radio, 1969, p. 244, Fig. 7.2), which was chosen as a prototype. In this case, direction finding of the radiation source of the signals is carried out by the phase method, in which the signals are received by two antennas, the phase centers of which are separated in space by a distance d (measuring base). The line of sight of the signal radiation source forms an angle γ with an axis perpendicular to the line connecting the two antennas, i.e., with an equal-signal direction.

Расстояния между приемными антеннами А и В и источником излучения сигналов определяются выражениями
R₁ = R + d/2 sin γ , R₂ = R -d/2 sin γ .The distances between the receiving antennas A and B and the radiation source of the signals are determined by the expressions
R ₁ = R + d / 2 sin γ, R ₂ = R -d / 2 sin γ.

Запаздывание сигналов, принимаемых антеннами А и В, определяется разностью хода лучей
Δ R = R₁ - R₂ = d ˙sin γ.The delay of the signals received by antennas A and B is determined by the difference in the path of the rays
Δ R = R ₁ - R ₂ = d ˙sin γ.

Разности расстояний Δ R соответствует разность фаз
Δφ= 2

= 2

Sinγ , где λ - длина волны.The distance difference Δ R corresponds to the phase difference
Δφ = 2

= 2

Sinγ, where λ is the wavelength.

Это дает возможность определить угол прихода γ радиоволн по измеренной величине фазового сдвига Δ φ между сигналами, принятыми двумя разнесенными антеннами А и В. Последнее выражение показывает, что фазовый сдвиг Δ φ обращается в нуль не только при γ = 0, но также и при других углах рассогласования, соответствующих условию
γ = arcsin 2Πn/Kd , где n = 1, 2, 3, . . . , K = 2Π/d . Вследствие этого пеленгационная характеристика (см. фиг. 3) U_вых(γ)= U₀×CosΔφ= U₀×Cos(2Π×d/λ×Sinγ), где U₀ - амплитуда сравниваемых колебаний, получается закономерной, обладающей наряду с основным направлением (истинным пеленгом γ_o) многими ложными направлениями (ложными пеленгами γ₁, γ₂, . . . ). В этом заключается причина неоднозначности измерений фазовыми методами.This makes it possible to determine the angle of arrival of γ radio waves from the measured phase shift Δφ between the signals received by two spaced antennas A and B. The last expression shows that the phase shift Δ φ vanishes not only at γ = 0, but also at other matching mismatch
γ = arcsin 2Πn / Kd, where n = 1, 2, 3,. . . , K = 2Π / d. As a result of this, the direction-finding characteristic (see Fig. 3) U _o (γ) = U ₀ × CosΔφ = U ₀ × Cos (2Π × d / λ × Sinγ), where U ₀ is the amplitude of the compared oscillations, it turns out to be regular, possessing, along with the main direction (true bearing γ _o ) by many false directions (false bearings γ ₁ , γ ₂ , ...). This is the reason for the ambiguity of measurements by phase methods.

Фазовому методу пеленгации свойственно противоречие между требованиями точности пеленгации и однозначности отсчета угла. Действительно, пеленгатор тем чувствительнее к изменению угла, чем больше относительный размер базы d/λ . Однако с ростом d/λ уменьшается значение угловой координаты γ , при котором разность фаз Δ φ превосходит значение π2 , т. е. наступает неоднозначность отсчета. The phase direction finding method is characterized by a contradiction between the requirements of direction finding accuracy and the uniqueness of the angle reading. Indeed, the direction finder is all the more sensitive to a change in angle, the larger the relative size of the base d / λ. However, with increasing d / λ, the value of the angular coordinate γ decreases, at which the phase difference Δφ exceeds the value π2, i.e., the reading is ambiguous.

В предлагаемом устройстве для устранения неоднозначности пеленгации источника излучения сигналов используется их корреляционная обработка и двухканальный метод отсчета. In the proposed device to eliminate the ambiguity of direction finding of the signal radiation source, their correlation processing and two-channel reference method are used.

Целью изобретения является повышение точности при пеленгации источника фазоманипулированного сигнала. The aim of the invention is to improve the accuracy during direction finding of a phase-shifted signal source.

Поставленная цель достигается тем, что в устройство введены последовательно соединенные первые усилитель промежуточной частоты, амплитудный детектор, интегратор и пороговый блок, выход которого подключен к первому входу блока совпадения, последовательно соединенные вторые усилитель промежуточной частоты, амплитудный детектор, интегратор и пороговый блок, выход которого подключен к второму входу блока совпадений, выход первого гетеродина соединен с первыми входами первого и третьего смесителей, выход третьего смесителя через полосовой фильтр и первый ключ подключен к первому входу фазометра, выход первого усилителя промежуточной частоты подключен к первым входам первого и второго мультиплексоров, выход второго усилителя промежуточной частоты подключен к вторым входам первого и второго мультиплексоров и к второму входу вычитателя, выход которого соединен с первым входом сумматора по модулю два, выход которого соединен с управляющими входами первого и второго мультиплексоров, выход первого мультиплексора подключен к входу блока задержки, i-й выход блока задержки соединен с первым входом i-го умножителя (i =

), выход i-го умножителя через фильтр низкой частоты подключен к первому входу i-го и второму входу (i+1)-го компаратора, выходы которого подключены к входу цифрового преобразователя, второй вход каждого умножителя соединен с выходом второго мультиплексора, выход первого компаратора соединен с вторым входом сумматора по модулю два, выход каждого умножителя соединен с соответствующим входом первого элемента ИЛИ, выход которого через полосовой усилитель и второй ключ соединен с вторым входом фазометра, выход каждого низкочастотного фильтра соединен с соответствующим входом второго элемента ИЛИ, выход которого через второй пороговый блок соединен с управляющим входом второго ключа, выход цифрового преобразователя является первым выходом устройства, а выход фазометра - вторым выходом устройства.This goal is achieved by the fact that a first intermediate-frequency amplifier, an amplitude detector, an integrator and a threshold block are connected to the device, the output of which is connected to the first input of the coincidence block, a second intermediate-frequency amplifier, an amplitude detector, an integrator and a threshold block are connected in series, the output of which connected to the second input of the coincidence block, the output of the first local oscillator is connected to the first inputs of the first and third mixers, the output of the third mixer through a strip the first filter and the first switch are connected to the first input of the phase meter, the output of the first intermediate frequency amplifier is connected to the first inputs of the first and second multiplexers, the output of the second intermediate frequency amplifier is connected to the second inputs of the first and second multiplexers and to the second input of the subtractor, the output of which is connected to the first input modulo two adders, the output of which is connected to the control inputs of the first and second multiplexers, the output of the first multiplexer is connected to the input of the delay unit, the ith output of the delay unit with connected to the first input of the i-th multiplier (i =

), the output of the i-th multiplier through a low-pass filter is connected to the first input of the i-th and second input of the (i + 1) -th comparator, the outputs of which are connected to the input of the digital converter, the second input of each multiplier is connected to the output of the second multiplexer, the output of the first the comparator is connected to the second input of the adder modulo two, the output of each multiplier is connected to the corresponding input of the first OR element, the output of which is connected through the strip amplifier and the second key to the second input of the phase meter, the output of each low-pass filter with It is connected to the corresponding input of the second OR element, the output of which through the second threshold block is connected to the control input of the second key, the output of the digital converter is the first output of the device, and the output of the phase meter is the second output of the device.

На фиг. 1 приведена структурная схема предлагаемого пеленгатора; на фиг. 2 - принцип пеленгации источника излучения ФМн сигналов в одной плоскости фазовым методом; на фиг. 3 - пеленгационная характеристика; на фиг. 4 - частотная диаграмма, поясняющая образование дополнительных (зеркальных и комбинационных) каналов приема; на фиг. 5 - таблица истинности. In FIG. 1 shows a structural diagram of the proposed direction finder; in FIG. 2 - the principle of direction finding of the radiation source of PSK signals in the same plane by the phase method; in FIG. 3 - direction finding characteristic; in FIG. 4 is a frequency diagram explaining the formation of additional (mirror and Raman) reception channels; in FIG. 5 - truth table.

Пеленгатор содержит первый 1 и второй 2 приемники, первый 3 и второй 4 гетеродины, первый 5, второй 6 и третий 7 смесители, полосовой фильтр 8, первый 9 и второй 10 усилители промежуточной частоты, первый 11 и второй 12 амплитудные детекторы, первый 13 и второй 14 и интеграторы, первый 15 и второй 16 пороговые блоки, первый 17 и второй 18 мультиплексоры, вычитатель 19, сумматор по модулю два, коррелятор 21, блок 22_i задержки, умножитель 23_i, фильтр 24_i нижних частот, компаратор 25_i (i =

), цифровой преобразователь 26, первый элемент ИЛИ 27, второй элемент ИЛИ 28, третий пороговый блок 29, полосовой усилитель 30, блок 31 совпадения, первый 32 и второй 33 ключи и фазометр 34. Причем к выходу приемника 1(2) последовательно подключены смеситель 5(6), второй вход которого соединен с выходом гетеродина 3(4), усилитель 9(10) промежуточной частоты, амплитудный детектор 11(12), интегратор 13(14), пороговый блок 15 (16), блок 31 совпадения, ключ 32 и фазометр 34. К выходу усилителя 9 промежуточной частоты последовательно подключены вычитатель 19, второй вход которого соединен с выходом усилителя 10 промежуточной частоты, сумматор 20 по модулю два, второй вход которого соединен с выходом первого компаратора 25₁, мультиплексор 17, второй и третий входы которого соединены с выходами усилителей 9 и 10 промежуточной частоты, блок 22_i задержки, умножитель 23_i, второй вход которых через мультиплексор 18 соединен с выходами сумматора 20 по модулю два и усилителей 9 и 10 промежуточной частоты, фильтр 24_i нижних частот, компаратор 25_i и цифровой преобразователь 26, выход которого является первым выходом устройства. К выходам умножителя 23 подключены элемент ИЛИ 27, полосовой усилитель 30, ключ 33, второй вход которого через последовательно включенные элемент ИЛИ 28 и пороговый блок 29 соединен с выходами фильтра 24_i нижних частот, а выход подключен к второму входу фазометра 34, выход которого является вторым выходом устройства.The direction finder contains the first 1 and second 2 receivers, the first 3 and second 4 local oscillators, the first 5, second 6 and third 7 mixers, a band pass filter 8, the first 9 and second 10 amplifiers of intermediate frequency, the first 11 and second 12 amplitude detectors, the first 13 and second 14 and integrators, first 15 and second 16 threshold blocks, first 17 and second 18 multiplexers, subtractor 19, adder modulo two, correlator 21, delay block 22 _i , multiplier 23 _i , low-pass filter 24 _i , comparator 25 _i ( i =

), a digital converter 26, a first OR element 27, a second OR element 28, a third threshold unit 29, a band amplifier 30, a matching unit 31, the first 32 and second 33 keys and a phase meter 34. Moreover, a mixer is connected in series to the output of receiver 1 (2) 5 (6), the second input of which is connected to the output of the local oscillator 3 (4), an intermediate frequency amplifier 9 (10), an amplitude detector 11 (12), an integrator 13 (14), a threshold block 15 (16), a matching block 31, a key 32 and a phase meter 34. A subtractor 19, a second input of which connected to the output of intermediate frequency amplifier 10, an adder 20, modulo two, the second input of which is connected to the output of the first comparator 25 ₁ multiplexer 17, second and third inputs connected to the outputs of the amplifiers 9 and 10, the intermediate frequency block 22 _i delay, a multiplier 23 _i , the second input of which is connected through the multiplexer 18 to the outputs of the adder 20 modulo two and intermediate frequency amplifiers 9 and 10, a low-pass filter 24 _i , a comparator 25 _i and a digital converter 26, the output of which is the first output of the device. The outputs of the multiplier 23 are connected to the OR element 27, a strip amplifier 30, a key 33, the second input of which is connected through the OR element 28 and the threshold unit 29 to the outputs of the low-pass filter 24 _i , and the output is connected to the second input of the phase meter 34, the output of which is the second output of the device.

Принцип устранения неоднозначности отсчета угловой координаты γ , присущей фазовому методу пеленгации, заключается в корреляционной обработке принимаемых ФМн сигналов. При этом разность фаз высокочастотных колебаний, принимаемых двумя антеннами, определяется соотношением
Δφ= 2Π×d/λ×Sinγ .The principle of eliminating the ambiguity of reading the angular coordinate γ inherent in the phase direction finding method is to correlate the received PSK signals. In this case, the phase difference of the high-frequency oscillations received by two antennas is determined by the ratio
Δφ = 2Π × d / λ × Sinγ.

С другой стороны, указанная разность фаз определяется следующим образом:
Δ φ = 2 π f_c (t + τ_o) - 2 π f_c t = = 2 π f_c τ_o, где τ₀= ΔR/c - время запаздывания сигнала, приходящего на одну из антенн по отношению к сигналу, приходящему на другую антенну;
с - скорость распространения радиоволн. Следовательно, приравняв указанные соотношения, получим
2Πf_cτ₀= 2

2Πf_c×d/c×Sinγ₀. .On the other hand, the indicated phase difference is determined as follows:
Δ φ = 2 π f _c (t + τ _o ) - 2 π f _c t = = 2 π f _c τ _o , where τ ₀ = ΔR / c is the delay time of the signal arriving at one of the antennas with respect to the signal, coming to another antenna;
C is the propagation velocity of radio waves. Therefore, equating the indicated relations, we obtain
2Πf _c τ ₀ = 2

2Πf _c × d / c × Sinγ ₀ . .

Таким образом, измерив величину задержки τ_o и зная измерительную базу d, можно однозначно определить значение истинного пеленга
Sinγ₀= c/d×τ₀. Минимальное (нулевое) значение τ_o ( τ_min = 0) будет соответствовать значению γ_o = 0 (см. фиг. 2, б). Максимальное значение τ_o( τ_max) будет соответствовать углу γ_o = 90^o
τ₀ _max= d/c×Sinγ₀= d/c×Sin90^°= d/c . Следовательно, sin γ_o = τ_o / τ_omax.Thus, by measuring the delay value τ _o and knowing the measuring base d, we can uniquely determine the value of the true bearing
Sinγ ₀ = c / d × τ ₀ . The minimum (zero) value of τ _o (τ _min = 0) will correspond to the value of γ _o = 0 (see Fig. 2, b). The maximum value of τ _o (τ _max ) will correspond to the angle γ _o = 90 ^o
τ ₀ _max = d / c × Sinγ ₀ = d / c × Sin90 ^° = d / c. Therefore, sin γ _o = τ _o / τ _omax .

Измерив τ_o с помощью корреляционной обработки принимаемых ФМн сигналов, можно определить истинный пеленг γ_o . При этом устраняется зависимость результатов измерения от несущей частоты f_c принимаемых ФМн сигналов и неоднозначность измерения, присущая фазовому методу пеленгации источника излучения указанных сигналов.By measuring τ _o using the correlation processing of the received PSK signals, one can determine the true bearing γ _o . This eliminates the dependence of the measurement results on the carrier frequency f _{c of the} received PSK signals and the ambiguity of measurement inherent in the phase method of direction finding of the radiation source of these signals.

Пеленгатор работает следующим образом. The direction finder works as follows.

На первые входы смесителей 5 и 6 с выходов приемников 1 и 2 поступают соответственно ФМн сигналы:
u₁(t) = U_c ˙cos[2 π f_c t + φ_к + φ₁] ,
u₂(t) = U_c ˙cos[2 π f_c t + φ_к + φ₂] , 0≅ t ≅T_c, где U_c, f_c, T_c, φ₁, φ₂ - амплитуда, несущая частота, длительность и начальные фазы сигналов;
φ_к= 0, π - манипулируемая составляющая фазы, отображающая закон фазовой манипуляции, причем φ_к = const при k τ_и< t < (K + 1)τ_и и может изменяться скачком при t = Kτ_и т. е. на границах между элементарными посылками (К = 1, 2, . . . , N);
τ_и , N - длительность и количество элементарных посылок, из которых составлен сигнал длительностью Т_с (Т_с = N ˙τ_и ).The first inputs of the mixers 5 and 6 from the outputs of the receivers 1 and 2 respectively receive the PSK signals:
u ₁ (t) = U _c ˙cos [2 π f _c t + φ _к + φ ₁ ],
u ₂ (t) = U _c ˙cos [2 π f _c t + φ _к + φ ₂ ], 0≅ t ≅T _c , where U _c , f _c , T _c , φ ₁ , φ ₂ is the amplitude carrying frequency, duration and initial phases of signals;
φ _k = 0, π - manipulated component phase mapping law DPSK, wherein φ _a = const when k τ _and <t <(K + 1) τ _u and may vary abruptly at t = Kτ _and ie at the borders.. between elementary premises (K = 1, 2,..., N);
τ _and , N is the duration and number of chips that make up a signal of duration T _s (T _s = N ˙ τ _and ).

На вторые входы смесителей 5 и 6 с выходов гетеродинов 3 и 4 подаются соответственно напряжения:
u_г1 (t) = U_г1 ˙ cos (2 π f_г1 t + φ_г1),
u_г2 (t) = U_г2 ˙ cos (2 π f_г2 t + φ_г2), где U_г1, U_г2, f_г1, f_г2, φ_г1, φ_г2, - амплитуды, частоты и начальные фазы напряжений гетеродинов.The second inputs of the mixers 5 and 6 from the outputs of the local oscillators 3 and 4 are supplied respectively voltage:
u _g1 (t) = U _g1 ˙ cos (2 π f _g1 t + φ _g1 ),
u _g2 (t) = U _g2 ˙ cos (2 π f _g2 t + φ _g2 ), where U _g1 , U _g2 , f _g1 , f _g2 , φ _g1 , φ _g2 , are the amplitudes, frequencies, and initial phases of the local oscillator voltages.

Причем частоты f_г1 и f_г2 гетеродинов 3 и 4 разнесены на удвоенное значение промежуточной частоты f_г2 - f_г1 = 2f_пр и выбраны симметричными относительно частоты f_c основного канала приема f_г2 - f_c = = f_c - f_г1 = f_пр, что приводит к удвоению числа дополнительных (зеркальных и комбинационных) каналов приема (см. фиг. 4). На выходе смесителей 5 и 6 образуются напряжения комбинационных частот. Усилителями 9 и 10 выделяются только напряжения промежуточной (разностной) частоты: u_пр1 (t) = U_пр1 ˙ cos (2 π f_пр t + φ_к + φ_пр1) ; u_пр2 (t) = U_пр2 ˙ cos (2 π f_пр t - φ_к - φ_пр2), 0 ≅ t ≅ T_c, где U

= 1/2K₁U_сU

; U= 1/2K₂U_cU

;
K₁ - коэффициент передачи смесителей;
f_пр = f_c - f_г1 = f_г2 - f_c - промежуточная частота φ_пр1 = φ₁ - φ_г1; φ_пр2 = φ₂ - φ_г2. Указанные напряжения детектируются в амплитудных детекторах 11 и 12, накапливаются в интеграторах 13 и 14 и сравниваются с пороговым уровнем U_пор1 в пороговых блоках 15 и 16. Причем пороговое напряжение U_пор1выбирается так, чтобы пороговые блоки 15 и 16 не срабатывали от случайных помех.Moreover, the frequencies f _g1 and f _{g2 of the} local oscillators 3 and 4 are spaced apart by twice the intermediate frequency f _g2 - f _g1 = 2f _pr and are chosen symmetrical with respect to the frequency f _{c of the} main receiving channel f _g2 - f _c = = f _c - f _g1 = f _pr , which leads to a doubling of the number of additional (mirror and Raman) reception channels (see Fig. 4). At the output of the mixers 5 and 6, voltages of combination frequencies are generated. Amplifiers 9 and 10 distinguish only the voltages of the intermediate (differential) frequency: u _pr1 (t) = U _pr1 ˙ cos (2 π f _pr t + φ _k + φ _pr1 ); u _pr2 (t) = U _pr2 ˙ cos (2 π f _pr t - φ _k - φ _pr2 ), 0 ≅ t ≅ T _c , where U

= 1 / 2K ₁ U _with U

; U = 1 / 2K ₂ U _c U

;
K ₁ - gear ratio of the mixers;
f _CR = f _c - f _g1 = f _g2 - f _c - intermediate frequency φ _pr1 = φ ₁ - φ _g1 ; φ _pr2 = φ ₂ - φ _g2 . These voltages are detected in amplitude detectors 11 and 12, accumulated in integrators 13 and 14, and compared with threshold level U _por1 in threshold blocks 15 and 16. Moreover, threshold voltage U _por1 is selected so that threshold blocks 15 and 16 do not work from random interference.

В случае приема ФМн сигналов по основному каналу на частоте f_c(см. фиг. 4) напряжения образуются одновременно на выходах пороговых блоков 15 и 16. Эти напряжения поступают на два входа блока 31 совпадения, который сравнивает и своим выходным напряжением открывает ключ 32. Ключи 32 и 33 в исходном состоянии закрыты.In the case of receiving PSK signals along the main channel at a frequency f _c (see Fig. 4), voltages are generated simultaneously at the outputs of threshold blocks 15 and 16. These voltages are applied to two inputs of coincidence block 31, which compares and opens a key 32 with its output voltage. Keys 32 and 33 in the initial state are closed.

Напряжения u_r1(t) и u_r2(t) с выходов гетеродинов 3 и 4 поступают на смеситель 7, на выходе которого образуется напряжение u₃(t)= U_г˙cos[2π(f_г2-f_г1)t+φ_г1+φ_г2] = U_г˙cos[2π(f_г1+f_г2+φ_г1+φ_г2] , где u_г= 1/2K₁U

U

Полосовым фильтром 8 выделяется напряжение u₄(t)= U_г˙cos[2π(f_г2-f_г1)t+φ_г2-φ_г1] = U_г˙cos(4πf_прt+Δφ_г), где f_г2 - f_г1 = 2 f_пр, φ_г2 - φ_г1 = Δ φ_г, которое через открытый ключ 32 поступает на первый вход фазометра 34.The _voltages u _r1 (t) and u _r2 (t) from the outputs of the local oscillators 3 and 4 are supplied to the mixer 7, the output of which produces the voltage u ₃ (t) = U _g ˙cos [2π (f _g2 -f _g1 ) t + φ _g1 + φ _g2 ] = U _g ˙cos [2π (f _g1 + f _g2 + φ _g1 + φ _g2 ], where u _g = 1 / 2K ₁ U

U

The band-pass filter 8 selects the voltage u ₄ (t) = U _g ˙cos [2π (f _g2 -f _g1 ) t + φ _g2 -φ _g1 ] = U _g ˙cos (4πf _pr t + Δφ _g ), where f _g2 - f _g1 = 2 f _CR , φ _g2 - φ _g1 = Δ φ _g , which through the public key 32 is supplied to the first input of the phase meter 34.

Напряжение u_пр1(t) с выхода усилителя 9 промежуточной частоты через мультиплексор 18 поступает на первый вход умножителя 23_i, на второй вход которого с выхода усилителя 10 промежуточной частоты через мультиплексор 17 и блок 22_i задержки подается напряжение u_пр3(t)= u_пр2(t-τ)= U_пр2˙сos[2πf_пр(t-τ)-φ_к-φ_пр2] , 0≅t≅T_c, где τ - время задержки. На выходах умножителя 23ⁱ образуются напряжения суммарной и разностной частоты. На выходе i-го элемента умножителя 23_i образуется на напряжение, которое будет иметь максимальное значение при условии τ_i = τ_o. Фильтром 24_i нижних частот выделяется напряжение разностной частоты, пропорциональное корреляционной функции R(τ ). Причем напряжение будет максимальным только при τ_i = τ_o [R (τ_o), τ_o ≡ γ_o, где γ_o - истинный пеленг] . Следовательно, блок 22_i задержки, умножитель 23_iи фильтр 24_i нижних частот образуют многоканальный коррелятор 21. Получаемая на его выходе корреляционная функция R(τ ) имеет максимальное значение при
τ_i = τ_o= t₁ - t₂ = Δ R/c, где t₁, t₂ - время прохождения сигналами расстояний от источника излучения до первой А и второй В антенн (см. фиг. 2).The voltage u _pr1 (t) from the output of the intermediate frequency amplifier 9 through the multiplexer 18 is supplied to the first input of the multiplier 23 _i , the second input of which from the output of the intermediate frequency amplifier 10 through the multiplexer 17 and the delay unit 22 _i is supplied with the voltage u _pr3 (t) = u _pr2 (t-τ) = U _pr2 ˙сos [2πf _pr (t-τ) -φ _to -φ _pr2 ], 0≅t≅T _c , where τ is the delay time. At the outputs of the multiplier 23 ⁱ formed the voltage of the total and differential frequency. At the output of the i-th element of the multiplier 23 _{i is} formed by a voltage that will have a maximum value provided that τ _i = τ _o . The low-pass filter 24 _i extracts the voltage of the difference frequency proportional to the correlation function R (τ). Moreover, the voltage will be maximum only when τ _i = τ _o [R (τ _o ), τ _o ≡ γ _o , where γ _o is the true bearing]. Therefore, the delay unit 22 _i , the multiplier 23 _i and the low-pass filter 24 _i form a multi-channel correlator 21. The correlation function R (τ) obtained at its output has a maximum value for
τ _i = τ _o = t ₁ - t ₂ = Δ R / c, where t ₁ , t ₂ - the time the signals travel the distances from the radiation source to the first A and second B antennas (see Fig. 2).

Напряжения разностной частоты с выходов фильтра 24_i нижних частот через элемент ИЛИ 28 поступает на вход порогового блока 29, где сравниваются с пороговым напряжением U_пор2. При этом пороговый уровень U_пор2 в пороговом блоке 29 превышается только при максимальном значении корреляционной функции R( τ_o) и не превышается боковыми лепестками этой функции. При превышении порогового уровня U_пор2 в пороговом блоке 29 формируется постоянное напряжение, которое поступает на управляющий вход ключа 33 и открывает его. При этом суммарное напряжение u_Σ(t)= U_Σ˙cos[2π(f_г2-f_г1)t+2π(f_c-f_г2)τ+Δφ_г+Δφ] , 0≅t≅T_c, где U_Σ= 1/2K₂U

U

;
К₂ - коэффициент умножителя 23_i,
Δ φ = φ₁ - φ₂ - разность фаз сигналов, определяющая направление на источник излучения, с выходов умножителя 23_i через элемент ИЛИ 27 выделяется полосовым усилителем 30 и через открытый ключ 33 поступает на второй вход фазометра 34, образуется напряжение, пропорциональное фазовому сдвигу Δ φ . Напряжение с выходов фильтра 24_i нижних частот одновременно поступаeт на входы компараторов 25_i (i =

). В каждом аналоговом компараторе сравниваются два напряжения - входное U_вх и опорное U_оп. В случае превышения входного напряжения над опорным (U_вх > U_оп), на выходе компаратора 25_i формируется напряжение, соответствующее логической "1". Следует отметить, что напряжения с выхода фильтра 24_i нижних частот подаются на компараторы 25_i так, что на два соседних компаратора подается одно и то же напряжение. Причем на один из компараторов в количестве входного напряжения U_вх, а на другой - опорного U_оп. Таким образом, на выходах компараторов образуется параллельный двоичный код, в котором "1" соответствует превышению напряжения в (i+1)-ом канале коррелятора над напряжением в i-ом канале. Последовательность единиц двоичного кода соответствует возрастанию корреляционной функции R(τ ) , a последовательность нулей соответствует спаду корреляционной функции R( τ ). Следовательно, последняя единица в двоичном коде будет соответствовать максимальному значению корреляционной функции R( τ_o). Подсчитав количество единиц двоичного кода, можно определить номер канала, в котором τ_i = τ_o. , a следовательно, и значение τ_o.The voltage of the differential frequency from the outputs of the low-pass filter 24 _i through the OR element 28 is supplied to the input of the threshold unit 29, where they are compared with the threshold voltage U _pore2 . Moreover, the threshold level U _pore2 in the threshold block 29 is exceeded only at the maximum value of the correlation function R (τ _o ) and is not exceeded by the side lobes of this function. When the threshold level U _pore2 is exceeded, a constant voltage is generated in the threshold block 29, which is supplied to the control input of the key 33 and opens it. The total voltage u _Σ (t) = U _Σ ˙cos [2π (f _g2 -f _g1 ) t + 2π (f _c -f _g2 ) τ + Δφ _g + Δφ], 0≅t≅T _c , where U _Σ = 1 / 2K ₂ U

U

;
To ₂ - the coefficient of the multiplier 23 _i ,
Δ φ = φ ₁ - φ ₂ is the phase difference of the signals, which determines the direction to the radiation source, from the outputs of the multiplier 23 _i through the OR element 27 is allocated by a strip amplifier 30 and through the public key 33 is fed to the second input of the phase meter 34, a voltage proportional to the phase shift Δ φ. The voltage from the outputs of the low-pass filter 24 _i simultaneously arrives at the inputs of the comparators 25 _i (i =

) Each analog comparator compares the two voltage - input U _IN and U reference _op. If the input voltage exceeds the reference voltage (U _I > U _op ), a voltage corresponding to the logical "1" is formed at the output of the comparator 25 _i . It should be noted that the voltage from the output of the low-pass filter 24 _i is supplied to the comparators 25 _i so that the same voltage is applied to two neighboring comparators. Moreover, on one of the comparators in the amount of input voltage U _I , and on the other - the reference U _op . Thus, a parallel binary code is formed at the outputs of the comparators, in which "1" corresponds to the excess voltage in the (i + 1) -th channel of the correlator over the voltage in the i-th channel. The sequence of units of the binary code corresponds to an increase in the correlation function R (τ), and the sequence of zeros corresponds to the decline of the correlation function R (τ). Therefore, the last unit in the binary code will correspond to the maximum value of the correlation function R (τ _o ). By counting the number of units of the binary code, you can determine the channel number in which τ _i = τ _o . , and therefore, the value of τ _o .

Для устранения неоднозначности отсчета угловой координаты γ , обусловленной нечувствительностью пеленгационной характеристики к знаку угла γ (см. фиг. 3), и правильной работы многоканального коррелятора 21 используется вычитатель 19, сумматор 20 по модулю два и мультиплексоры 17 и 18. To eliminate the ambiguity of the reading of the angular coordinate γ, due to the insensitivity of the direction-finding characteristic to the sign of the angle γ (see Fig. 3), and the correct operation of the multi-channel correlator 21, a subtractor 19, an adder 20 modulo two, and multiplexers 17 and 18 are used.

На выходе вычитателя 19 формируется логическая единица "1" в том случае, когда u_пр1 (t) ≠ u_пр2 (t) (см. фиг. 2, а, в). Если u_пр1 (t) ≈ u_пр2 (t) (см. фиг. 2, б) (источник излучения находится на равносигнальном направлении), то на выходе вычитателя 19 формируется логический "0".The logic unit "1" is formed at the output of the subtractor 19 in the case when u _pr1 (t) ≠ u _pr2 (t) (see Fig. 2, a, c). If u _CR1 (t) ≈ u _CR2 (t) (see Fig. 2, b) (the radiation source is on the equal signal direction), then a logical "0" is formed at the output of the subtractor 19.

Если источник излучения ФМн сигналов находится в правой полуплоскости (см. фиг. 2а), то на выходе первого компаратора 25₁формируется логическая "1", потому что при сравнении сигналов первого и второго каналов корррелятора 21 сигнал первого канала и имеет большую задержку, чем сигнал второго канала, т. е. ближе расположен к максимальному значению корреляционной функции R( τ_o) и, следовательно, имеет большую величину. При этом выход усилителя 9 промежуточной частоты оказывается подключенным непосредственно к умножителю 23_i, а выход усилителя 10 промежуточной частоты - к блоку 22_i задержки.If the radiation source of the QPSK signals is in the right half-plane (see Fig. 2a), then the logical ₁ is formed at the output of the first comparator 25 ₁ , because when comparing the signals of the first and second channels of the correlator 21, the signal of the first channel has a longer delay than the signal of the second channel, i.e., is closer to the maximum value of the correlation function R (τ _o ) and, therefore, has a large value. The output of the intermediate frequency amplifier 9 is connected directly to the multiplier 23 _i , and the output of the intermediate frequency amplifier 10 is connected to the delay unit 22 _i .

Если источник излучения ФМн сигналов находится в левой полуплоскости (см. фиг. 2, в), то сигнал второго канала коррелятора будет больше сигнала первого канала и на выходе первого компаратора 25₁формируется логический "0". В этом случае на выходе сумматора 20 по модулю два формируется сигнал, соответствующий уровню логической "1". Мультиплексоры 17 и 18 под воздействием управляющего сигнала, соответствующего "1", осуществляют коммутацию приемных каналов, при котором усилитель 9 промежуточной частоты подключается к блоку 22_iзадержки, а усилитель 10 промежуточной частоты - к умножителю 23_i.
Если источник излучения ФМн сигналов находится на равносигнальном направлении (см. фиг. 2, б), то переключения каналов не происходит. Коммутация приемных каналов осуществляется согласно таблицы истинности (фиг. 5).If the radiation source of the QPSK signals is in the left half-plane (see Fig. 2, c), then the signal of the second channel of the correlator will be larger than the signal of the first channel and a logical "0" is generated at the output of the first comparator 25 ₁ . In this case, at the output of the adder 20 modulo two, a signal is generated corresponding to the logic level “1”. The multiplexers 17 and 18 under the influence of a control signal corresponding to "1", carry out the switching of the receiving channels, in which the intermediate frequency amplifier 9 is connected to the delay unit 22 _i , and the intermediate frequency amplifier 10 is connected to the multiplier 23 _i.
If the radiation source of the PSK signals is on the equal signal direction (see Fig. 2, b), then the channel switching does not occur. Switching of the receiving channels is carried out according to the truth table (Fig. 5).

Описанная работа пеленгатора соответствует случаю приема ФМн сигналов по основному каналу на частоте f_c (см. фиг. 4).The described operation of the direction finder corresponds to the case of receiving the PSK signals along the main channel at a frequency f _c (see Fig. 4).

Если ложный сигнал (помеха) принимается по первому зеркальному каналу на частоте f_з1 или по второму зеркальному каналу на частоте f_з2 , или по любому другому дополнительному (комбинационному) каналу приема, то после преобразования по частоте он будет выделяться усилителем 9 или 10 промежуточной частоты. При этом напряжение будет присутствовать на выходе порогового блока 15 или 16. Блок 31 совпадения не срабатывает, ключ 32 не открывается и ложный сигнал (помеха), принимаемый по первому f_з1 или второму f_з2 зеркальному каналу, подавляется.If a false signal (interference) is received through the first mirror channel at a frequency f _s1 or through a second mirror channel at a frequency f _s2 , or through any other additional (combinational) receive channel, then after frequency conversion it will be allocated by an amplifier 9 or 10 of an intermediate frequency . In this case, a voltage will be present at the output of the threshold block 15 or 16. The coincidence block 31 does not work, the key 32 does not open, and the false signal (interference) received via the first f _s1 or second f _s2 mirror channel is suppressed.

Если ложные сигналы (помехи) поступают одновременно по первому f_з1 и второму f_з2 зеркальным каналам, то блок 31 совпадения срабатывает и ключ 32 открывается. При этом напряжение u₄(t) c выхода полосового фильтра 8 через открытый ключ 32 поступает на первый вход фазометра 34. Однако на второй вход фазометра 34 в этом случае напряжение не подается. Это объясняется тем, что канальные сигналы образуются разными ложными сигналами (помехами), принимаемыми на разных зеркальных частотах f_з1 и f_з2 . Между канальными сигналами существует слабая корреляционная связь. Выходное напряжение коррелятора 21 не превышает порогового уровня U_пор2 в пороговом блоке 29, ключ 33 не открывается и ложные сигналы (помехи), принимаемые одновременно по зеркальным каналам на частотах f_з1 и f_з2 , подавляются. По аналогичной причине подавляются и ложные сигналы (помехи), принимаемые одновременно по комбинационным каналам на частотах f_к1 и f_к2 или на частотах f_к3 и f_к3 или на любых других частотах.If false signals (interference) arrive simultaneously through the first f _s1 and second f _s2 mirror channels, then the matching unit 31 is activated and the key 32 is opened. In this case, the voltage u ₄ (t) from the output of the bandpass filter 8 is supplied through the public key 32 to the first input of the phase meter 34. However, the voltage is not supplied to the second input of the phase meter 34. This is due to the fact that channel signals are generated by different false signals (interference) received at different mirror frequencies f _s1 and f _s2 . There is a weak correlation between channel signals. The output voltage of the correlator 21 does not exceed the threshold level U _pore2 in the threshold block 29, the key 33 does not open and false signals (interference) received simultaneously through the mirror channels at frequencies f _s1 and f _s2 are suppressed. For a similar reason, false signals (interference) are received at the same time via combination channels at frequencies f _k1 and f _k2 or at frequencies f _k3 and f _k3 or at any other frequencies.

Если полезный ФМн сигнал принимается по основному каналу на частоте f_c, то блок 31 совпадения срабатывает, ключ 32 открывается и напряжение u₄(t) поступает на первый вход фазометра 34.If the useful PSK signal is received on the main channel at a frequency f _c , then the matching unit 31 is activated, the key 32 is opened and the voltage u ₄ (t) is supplied to the first input of the phase meter 34.

В этом случае канальные напряжения u_пр1 t и u_пр2 (t) образуются одним и тем же сигналом, принимаемым на одной частоте f_c и между ними существует сильная корреляционная связь. Выходное напряжение коррелятора 21 превышает пороговый уровень U_пор2 в пороговом блоке 29, ключ 33 открывается и полезный ФМн сигнал с выхода умножителя 23_i через элемент ИЛИ 27 и полосовой усилитель 30, а также открытый ключ 33 поступает на второй вход фазометра 34.In this case, the channel voltages u _pr1 t and u _pr2 (t) are formed by the same signal received at the same frequency f _c and there is a strong correlation between them. The output voltage of the correlator 21 exceeds the threshold level U _pore2 in the threshold block 29, the key 33 opens and the useful PSK signal from the output of the multiplier 23 _i through the OR element 27 and the strip amplifier 30, as well as the public key 33 is supplied to the second input of the phase meter 34.

Таким образом, предлагаемый пеленгатор по сравнению с базовым объектом обеспечивает повышение точности пеленгации источника излучения ФМн сигналов. Это достигается увеличением измерительной базы d, a возникающая при этом неоднозначность отсчета угловой координаты γ , присущая фазовому методу пеленгации, и зависимость результатов пеленгации от несущей частоты принимаемых ФМн сигналов устраняются корреляционной обработкой указанных сигналов. При этом используются две шкалы: фазовая шкала для точного измерения разности фаз между сигналами двух приемных каналов (точная, но неоднозначная шкала измерений); временная шкала для измерения разности запаздываний Δ τ огибающей сигнала в тех же приемных каналах (грубая, но однозначная шкала измерений). Thus, the proposed direction finder in comparison with the base object provides an increase in the accuracy of direction finding of the radiation source of the PSK signals. This is achieved by increasing the measurement base d, while the ambiguity in reading the angular coordinate γ inherent in the phase direction finding method and the dependence of the direction finding results on the carrier frequency of the received PSK signals are eliminated by correlation processing of these signals. In this case, two scales are used: a phase scale for accurate measurement of the phase difference between the signals of the two receiving channels (accurate, but ambiguous measurement scale); time scale for measuring the difference of the delays Δ τ of the envelope of the signal in the same receiving channels (rough, but unambiguous measurement scale).

Кроме того, предлагаемый пеленгатор позволяет представить результаты пеленгации в цифровом виде, что обеспечивает возможность для их длительного хранения, передачи на большие расстояния по каналам связи и сопряжения с вычислительной техникой. (56) П. А. Агаджанов и др. Космические траекторные измерения. М. : Сов. радио, 1969, с. 244. In addition, the proposed direction finder allows you to present the results of direction finding in digital form, which provides the opportunity for long-term storage, transmission over long distances through communication channels and interfacing with computer technology. (56) P.A. Agadzhanov et al. Cosmic trajectory measurements. M.: Sov. radio, 1969, p. 244.

Claims

DIRECTOR including first and second receivers, first and second mixers, phase meter, characterized in that, in order to improve accuracy during direction finding of a phase-manipulated signal source, the first connected intermediate frequency amplifier, amplitude detector, integrator and threshold block, the output of which is connected to the first input of the coincidence block, the second intermediate frequency amplifier, the amplitude detector, the integrator and the threshold block, the output of which is connected to the second input, are connected in series coincidence block, the output of the first local oscillator is connected to the first inputs of the first and third mixers, the output of the second local oscillator is connected to the second inputs of the second and third mixers, the output of the third mixer through a bandpass filter and a key is connected to the first input of the phase meter, the output of the first intermediate frequency amplifier is connected to the first inputs the first and second multiplexers, the output of the second intermediate frequency amplifier is connected to the second inputs of the first and second multiplexers and to the second input of the subtractor, the output of which is connected to ervym input of the adder of modulo two, the output of which is connected to the control inputs of the first and second multiplexers, the first multiplexer output connected to the input of delay unit, i-th output of the delay unit is connected to a first input of multiplier i-th (i =

), the output of the i-th multiplier through a low-pass filter is connected to the first input of the i-th and second input of the (i + 1) -th comparator, the outputs of the latter are connected to the input of the digital converter, the second input of each multiplier is connected to the output of the second multiplexer, the output of the first the comparator is connected to the second input of the multiplier modulo two, the output of each multiplier is connected to the corresponding input of the OR element, the output of which is connected through the strip amplifier and the second key to the second input of the phase meter, the output of each low-pass filter with union of the corresponding input AND gate whose output is via a second threshold unit connected to the control input of the second switch, digital converter output is the first output device and the output of the phase meter - the second output device.