RU2097925C1 - Receiver of noise-like signals - Google Patents
Receiver of noise-like signals Download PDFInfo
- Publication number
- RU2097925C1 RU2097925C1 SU5025339A RU2097925C1 RU 2097925 C1 RU2097925 C1 RU 2097925C1 SU 5025339 A SU5025339 A SU 5025339A RU 2097925 C1 RU2097925 C1 RU 2097925C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- input
- output
- multiplier
- signal
- phase
- Prior art date
Links
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims description 6
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 claims 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 abstract description 10
- 238000004891 communication Methods 0.000 abstract description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 abstract description 3
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 abstract description 2
- 238000010219 correlation analysis Methods 0.000 abstract 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 abstract 1
- 239000000126 substance Substances 0.000 abstract 1
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 13
- 230000036039 immunity Effects 0.000 description 8
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 8
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 3
- 239000000654 additive Substances 0.000 description 2
- 230000000996 additive effect Effects 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 208000006930 Pseudomyxoma Peritonei Diseases 0.000 description 1
- 101100381996 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) BRO1 gene Proteins 0.000 description 1
- 208000034188 Stiff person spectrum disease Diseases 0.000 description 1
- 229920010524 Syndiotactic polystyrene Polymers 0.000 description 1
- 230000003749 cleanliness Effects 0.000 description 1
- 238000005314 correlation function Methods 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 208000012112 ischiocoxopodopatellar syndrome Diseases 0.000 description 1
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 1
- 229920000306 polymethylpentene Polymers 0.000 description 1
- 238000002490 spark plasma sintering Methods 0.000 description 1
Images
Landscapes
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к технике связи и предназначено для использования в системах передачи дискретной информации в многолучевых каналах связи с переменными параметрами. The invention relates to communication technology and is intended for use in discrete information transmission systems in multi-beam communication channels with variable parameters.
Известно, что для борьбы с селективными по частоте замираниями в пилотных системах наряду с информационным сигналом Sи(t) передается пилотный сигнал Sп(t). Оба сигнала передаются в квадратуре друг относительно друга и отличаются друг от друга по форме (или сдвинуты друг относительно друга на время Δt или по частоте на Δf ) для обеспечения возможности их раздельной обработки на приеме.It is known that to combat frequency selective fading in pilot systems, along with the information signal S and (t), a pilot signal S p (t) is transmitted. Both signals are transmitted in quadrature relative to each other and differ from each other in shape (or are shifted relative to each other by time Δt or in frequency by Δf) to ensure that they can be separately processed at the reception.
Известно устройство квазикогерентной обработки ШПС с помощью коррелятора, на опорный вход которого подается сигнал, сформированный в приемнике с помощью местного генератора псевдослучайной последовательности (ГПП) и несущей, полученной с помощью системы ФАПЧ [1]
Однако при работе в каналах с частотными селективными замираниями сигналов нарушается когерентность принимаемых ШПС, т.е. отдельные частотные составляющие спектра сигнала искажаются в канале некоррелированно, и выделенная в системе ФАЧП несущая частота уже не будет являться идеальным опорным сигналом, если ширина спектра сигнала Δfc превышает интервал частотной корреляции замираний Δfкор. При этом, как показано в работе [2] искажается выходной сигнал коррелятора: появляется множественные выбросы выходной корреляционной функции или боковые лепестки, и часть энергии сигнала существенно задерживается во времени; уменьшается пиковое значение полезного выходного сигнала коррелятора и появляется "дрожание" положения максимума. Эти факторы приводят к резкому снижению помехоустойчивости приема сигналов.A device for quasi-coherent processing of SHPS using a correlator, to the reference input of which a signal is generated, generated at the receiver using a local pseudo-random sequence generator (GLP) and a carrier obtained using the PLL [1]
However, when working in channels with selective frequency fading of signals, the coherence of received BSS is violated, i.e. individual frequency components of the signal spectrum are distorted in the channel uncorrelated, and the carrier frequency allocated in the PLL system will no longer be an ideal reference signal if the signal spectrum width Δf c exceeds the fading frequency correlation interval Δf cor . Moreover, as shown in [2], the correlator output signal is distorted: multiple outliers of the output correlation function or side lobes appear, and part of the signal energy is significantly delayed in time; the peak value of the useful correlator output signal decreases and a “jitter” of the maximum position appears. These factors lead to a sharp decrease in noise immunity of signal reception.
Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому устройству является устройство передачи и приема информации шумоподобными сигналами [3] содержащее первый и второй перемножители, первые входы которых объединены и подключены по входу устройства, фазовращатель, третий перемножитель, выход которого подключен к сигнальному входу интегратора, управляющий вход которого объединен с синхронизирующими входами генератора ГППи и ГППп. The closest in technical essence to the proposed device is a device for transmitting and receiving information with noise-like signals [3] containing the first and second multipliers, the first inputs of which are combined and connected at the input of the device, a phase shifter, a third multiplier, the output of which is connected to the signal input of the integrator, control input which is combined with the synchronizing inputs of the GPPi and GPPp generator.
Однако известное устройство также не позволяет обеспечить высокую помехоустойчивость приема при работе системы связи в условиях существенных частотно-селективных замираний, так как жестко фиксированные формы сигналов на выходах ГППи и ГППп (не учитывающие искажений сигналов в канале с селективными замираниями), что не позволяет формировать опорные сигналы, являющиеся идеальными при оптимальном квазикогерентном приеме сигналов. However, the known device also does not allow for high noise immunity of the reception when the communication system is operating in conditions of significant frequency-selective fading, since the waveforms are fixedly fixed at the outputs of the GLPi and GLPp (not taking into account signal distortions in the channel with selective fading), which does not allow forming reference signals that are ideal for optimal quasi-coherent signal reception.
Цель предлагаемого изобретения состоит в повышении помехоустойчивости приема сигналов на выходе канала с существенными частотно-селективными замираниями (когда интервал частотной корреляции замираний Δfкор меньше ширины спектра сигнала Δfc).The purpose of the invention is to increase the noise immunity of receiving signals at the output of the channel with significant frequency-selective fading (when the frequency correlation interval of fading Δf cor is less than the signal spectrum width Δf c ).
Цель достигается тем, что в известное устройство, содержащее первый и второй перемножители, первые входы которых объединены и подключены ко входу устройства, фазовращатель, третий перемножитель, выход которого подключен к сигнальному входу интегратора, управляющий вход которого соединен с объединенными синхронизирующими входами генераторов ГППи и ГППп, введены блоки: блок формирования управляющих сигналов (БФУС), первый и второй фазовые манипуляторы, первый и второй ФНЧ, а также решающий блок, причем выход первого и второго перемножителей соответственно через первый и второй ПМЧ подключены к первому и второму входу третьего перемножителя, а вход блока формирования управляющих сигналов соединен со входом устройства, первый выход блока формирования управляющих сигналов подключен через фазовый манипулятор ко второму входу первого перемножителя, а через последовательно соединенные фазовращатель и второй фазовый манипулятор подключен ко второму входу второго перемножителя, а второй выход блока формирования управляющих сигналов подключен к объединенным синхронизирующим входам генераторов ГППи и ГППп, и управляющему входу решающего блока, причем выходы генераторов ГППи и ГППп подключены ко вторым входам соответственно первого и второго фазовых манипуляторов, а выход интегратора подключен к сигнальному входу решающего блока, выход которого является выходом устройства. The goal is achieved in that in the known device containing the first and second multipliers, the first inputs of which are combined and connected to the input of the device, a phase shifter, a third multiplier, the output of which is connected to the signal input of the integrator, the control input of which is connected to the combined synchronizing inputs of the generators GPPi and GPPp , the following blocks have been introduced: a block for generating control signals (BFUS), the first and second phase manipulators, the first and second low-pass filters, and also the decisive block, and multiply the output of the first and second respectively, through the first and second PMPs, they are connected to the first and second input of the third multiplier, and the input of the control signal generation unit is connected to the input of the device, the first output of the control signal generation unit is connected through the phase manipulator to the second input of the first multiplier, and through the phase shifter connected in series and the second the phase manipulator is connected to the second input of the second multiplier, and the second output of the control signal generating unit is connected to the integrated clock the input inputs of the GPPi and GPPp generators, and the control input of the decisive unit, the outputs of the GPPi and GPPp generators connected to the second inputs of the first and second phase manipulators, respectively, and the integrator output connected to the signal input of the crucial unit, the output of which is the output of the device.
На фиг. 1 приведена структурная схема устройства для приема шумоподобных сигналов, где приняты следующие обозначения: 1, 7 и 12 перемножители; 2 и 13 -ФНЧ; 3 генератор ГППи; 4 и 11 фазовые манипуляторы; 5 блок формирования управляющих сигналов; 6 фазовращатель; 8 интегратор; 9 решающий блок; 10 генератор ГППп. In FIG. 1 shows a structural diagram of a device for receiving noise-like signals, where the following notation: 1, 7 and 12 multipliers; 2 and 13 - low-pass filter; 3 GPPi generator; 4 and 11 phase manipulators; 5 block generating control signals; 6 phase shifter; 8 integrator; 9 crucial unit; 10 generator GPPp.
На фиг. 2 приведена структурная схема блока формирования управляющих сигналов, где 14 блок ФАПЧ; 15 блок системы слежения за задержкой (ССЗ); 16, 18, 25 и 26 перемножители; 17 и 33 элементы задержки; 19 фазовый детектор; 20 и 29 усилители; 21 и 30 фильтры; 22 и 31 управляющие элементы; 23 и 32 управляемые генераторы; 24 и 28 генераторы ГППи и ГППп на регистрах сдвига; 27 вычитающее устройство; 34 первый выход блока формирования управляющих сигналов; 35 второй выход блока формирования управляющих сигналов. In FIG. 2 shows a structural diagram of a block for generating control signals, where 14 is a PLL; 15 block delay tracking system (CVD); 16, 18, 25 and 26 multipliers; 17 and 33 delay elements; 19 phase detector; 20 and 29 amplifiers; 21 and 30 filters; 22 and 31 controls; 23 and 32 controlled generators; 24 and 28 generators of GLPi and GLPp on shift registers; 27 subtractive device; 34 first output of the control signal generation unit; 35 second output of the control signal generation unit.
Устройство работает следующим образом. На вход устройства поступает искаженный в канале полезный сигнал и флуктуационная помеха. Полезный сигнал представляет собой сумму информационного Sи(t) и пилотного Sп(t) сигналов, причем Sи(t) и Sп(t) передаются на одной несущей частоте и занимают одинаковую полосу частот. При передаче информационного символа "1" начальные фазы Sи(t) и Sп(t) одинаковые, а при передаче символа "О" начальные фазы Sи(t) и Sп(t) отличаются на 180o. Для снижения пикфатора суммарного сигнала Sи(t) и Sп(t), сформированные путем фазовой манипуляции на 180o по законам различных псевдослучайных последовательностей ПСПи и ПСПп, передаются в квадратурных каналах.The device operates as follows. The useful signal distorted in the channel and the fluctuation interference arrive at the input of the device. The useful signal is the sum of the information S and (t) and pilot S p (t) signals, with S and (t) and S p (t) being transmitted on the same carrier frequency and occupying the same frequency band. When transmitting the information symbol "1", the initial phases S and (t) and S p (t) are the same, and when transmitting the symbol "O", the initial phases S and (t) and S p (t) differ by 180 o . In order to reduce the sum-signal peak factor, S and (t) and S p (t), formed by 180 ° phase-shift keying according to the laws of different pseudo-random sequences of PSPi and PSPp, are transmitted in quadrature channels.
Из принимаемого суммарного колебания по сигналу Sп(t) системой ФАПЧ блока формирования управляющих сигналов выделяется гармоническое колебание несущей частоты, а по сигналу Sи(t) системой слежения за задержкой блока формирования управляющих сигналов выделяются синхронизирующие импульсы, которые используются для запуска генераторов ГППи и ГППп, а также для запуска и сброса интегратора и стробирования решающего блока в моменты принятия решений об информационном параметре.The harmonic carrier frequency oscillation is extracted from the received total oscillation by the signal S p (t) by the PLL system of the control signal generating unit, and by the signal S and (t), the synchronization pulses that are used to start the GPPi and ГППп, as well as for starting and resetting the integrator and gating the decisive block at the time of decision-making about the information parameter.
Квазиортогональные ПСП информационного и пилотного сигналов соответственно с выходов ГППи и ГППп манипулируют по фазе выделенную несущую частоту в фазовых манипуляторах ФМ1 и ФМ2, причем для компенсации фазового сдвига на 90o, внесенного на передаче в пилотный сигнал, выделенное колебание несущей частоты поступает на ФМ2 через фазовращатель на 90o. На выходах ФМ1 и ФМ2 формируются опорные фазоманипуляционные сигналы, идентично отличающиеся соответственно от информационного и пилотного ШПС, искаженных также идентично в канале с частотно-селективными замираниями. Если бы сигналы передавались в канале с постоянными известными параметрами и не было бы флуктуационных помех, то колебание на выходе ФМ2 было бы идентично пилотному ШПС, а колебание на выходе ФМ1 было бы идентично информационному ШПС (при передаче информационного символа "1"), или находилось бы в инверсии по отношению к информационному ШПС (при передаче информационного символа "0"). При этом на выходе ФНЧ2 был бы постоянный положительный уровень, допустим +1В, а на выходе ФНЧ1 уровень был бы равен ±1В (в зависимости от последовательности информационных импульсов). Эта же последовательность импульсов с амплитудой ±1 поступила бы на интегратор и в моменты стробирования в решающем блоке принимались бы решения о принимаемых символах путем сравнения выходного напряжения интегратора с нулевым пороговым уровнем. При учете флуктуационных помех рассмотренная схема идентична идеальному приемнику Котельникова, обеспечивающему потенциальную помехоустойчивость приема сигналов на фоне гауссовских помех с равномерным энергетическим спектром (чем и характеризуются флуктуационные помехи).The quasi-orthogonal SRP of the information and pilot signals, respectively, from the outputs of the GLPi and GLPp manipulate in phase the allocated carrier frequency in the phase manipulators FM1 and FM2, and to compensate for the 90 o phase shift introduced into the pilot signal, the extracted carrier frequency oscillation is transmitted to FM2 through a phase shifter at 90 o . At the outputs FM1 and FM2, phase-shift reference signals are generated that are identically different, respectively, from the information and pilot SPSs, which are also distorted identically in a channel with frequency selective fading. If the signals were transmitted in a channel with constant known parameters and there would be no fluctuation interference, then the oscillation at the output of FM2 would be identical to the pilot BSC, and the oscillation at the output of FM1 would be identical to the information BSC (when transmitting the information symbol "1"), or would be inverted with respect to the informational NPS (when transmitting the information symbol "0"). In this case, the output of the low-pass filter 2 would have a constant positive level, say + 1V, and the output of the low-pass filter 1 would be ± 1V (depending on the sequence of information pulses). The same sequence of pulses with an amplitude of ± 1 would arrive at the integrator and at the gating instants in the decision block decisions would be made about the received symbols by comparing the output voltage of the integrator with a zero threshold level. When fluctuation noise is taken into account, the considered circuit is identical to the Kotelnikov ideal receiver, which provides potential noise immunity of signal reception against the background of Gaussian noise with a uniform energy spectrum (which is what fluctuation noise is characterized for).
При наличии же существенных частотных селективных замираний, когда ширина спектра сигнала превышает интервал частотной корреляции замираний, сформированные опорные сигналы отличаются от принимаемых информационного и пилотного ШПС. В этом случае сигналы на выходах ФНЧ1 и ФНЧ2 будут искаженными низкочастотными колебаниями, причем при передаче "1" они будут идентичными, а при передаче "0" противоположными, т.е. In the presence of significant frequency selective fading, when the signal spectrum width exceeds the fading frequency correlation interval, the generated reference signals differ from the received informational and pilot SHPS. In this case, the signals at the outputs of LPF1 and LPF2 will be distorted by low-frequency oscillations, moreover, when transmitting “1”, they will be identical, and when transmitting “0”, they will be opposite, i.e.
Коррелятор, состоящий из третьего перемножителя и интегратора, вырабатывает напряжение, пропорциональное энергии принимаемого сигнала, которое может быть либо положительным, либо отрицательным. Решающий блок, сравнивая решающее напряжение интегратора с нулевым порогом, принимает решение о переданном символе "1" или "0", если на приеме известны значения времени многолучевости, или времени памяти канала L, и величина доплеровского расширения спектра Bν, то известны и длительность и ширина спектра принимаемого сигнала. Это позволяет при соответствующем выборе частот среза ФНЧ и интервале интегрирования обеспечить помехоустойчивость приема практически не отличающуюся от помехоустойчивости приема сигналов без частотно-селективных искажений сигналов.
The correlator, consisting of a third multiplier and an integrator, produces a voltage proportional to the energy of the received signal, which can be either positive or negative. The deciding unit, comparing the integrator's deciding voltage with a zero threshold, decides on the transmitted symbol "1" or "0", if the reception knows the values of the multipath time, or channel memory time L, and the magnitude of the Doppler spread of the spectrum B ν , then the duration and the width of the spectrum of the received signal. This allows, with an appropriate choice of cutoff frequencies of the low-pass filter and the integration interval, to provide noise immunity of reception practically not different from noise immunity of signal reception without frequency-selective distortion of signals.
Работа блока формирования управляющих сигналов, схема которого, приведена на фиг. 2, является модификацией базовой схемы [4, стр. 316 317] Как отмечается в [4] на основе этой схемы разработано много приемников, осуществляющих прием информации при слежении за временем задержки и за чистотой. Там же описан и принцип работы базовой схемы. Особенность модификации базовой схемы применительно к предлагаемому устройству для приема шумоподобных сигналов заключается в следующем. The operation of the control signal generation unit, the circuit of which is shown in FIG. 2, is a modification of the basic circuit [4, p. 316 317] As noted in [4], based on this circuit, many receivers have been developed that receive information while monitoring the delay time and cleanliness. The principle of the basic circuit is also described there. A feature of the modification of the basic circuit in relation to the proposed device for receiving noise-like signals is as follows.
Периодически повторяющийся пилотный сигнал используется в блоке ФАПЧ. В перемножителе 16 происходит свертка по частоте пилотного сигнала. По свернутому ШПСп в блоке 14 формируется квазигармоническое колебание несущей частоты. Это колебание после свертки информационного сигнала во времени в перемножителе 18 используется в блоке слежения за задержкой 15, на выходе которого формируется тактовые импульсы, следующие за частотой, обратной длительностям принимаемых информационных сигналов. Сформированные тактовые импульсы используются как для запуска генераторов ПСП 3, 10, 24 и 28, так и для управления работой интегратора 8 и решающего блока 9. Сравнение заявляемого технического решения с устройством-прототипом показывает, что применение новых блоков приводит к повышению помехоустойчивости приема сигналов в каналах с существенными частотно-селективными замираниями за счет следующих факторов. A periodically repeating pilot signal is used in the PLL. In the
В устройстве-прототипе на опорные входы перемножителей приемника поступают двоичные псевдослучайные последовательности с генераторов ГППи и ГППп. На выходе первого перемножителя (информационный тракт) после первого полосового фильтра (ПФ1) с полосой пропускания Dfu формируется узкополосный фазоманипулированный сигнал, начальная фаза посылок которого в моменты пТс принимает значение 0 или 180o в соответствии с передаваемыми информационными символами (если не учитывать влияния замираний и аддитивных помех). На выходе второго перемножителя (пилотный тракт) после второго полосового фильтра (ПФ2 с полосой пропускания Δfn) формируется квазигармоническое колебание, которое в случае Δfu>>Δfn можно считать практически гармоническим. Помехоустойчивость приема сигналов в устройстве-прототипе будет тем выше, чем уже полоса пропускания Δfn по сравнению с Δfu. При наличии доплеровских эффектов смещения и расширения спектра принимаемого сигнала, это условие не выполняется и Δfn≈ Δfu. Такие условия характерны для низкоскоростных систем связи, в которых длительность информационных посылок соизмерима с интервалом корреляции замирений. Равенство полос пропускания информационных и опорного трактов имеет место в автокорреляционных системах связи с ШПС. Как отмечается в [5] в таких системах энергетический проигрыш по сравнению с взаимно-корреляционными составляет при вероятностях ошибок Pош≥10-4 не менее 9 15 дБ.In the prototype device, the reference inputs of the receiver multipliers receive binary pseudo-random sequences from the GPPi and GPPp generators. At the output of the first multiplier (information path) after the first band-pass filter (PF1) with a passband of Df u , a narrow-band phase-shifted signal is generated, the initial phase of the packets at the time of which takes 0 or 180 o in accordance with the transmitted information symbols (if you do not take into account the effects of fading and additive interference). At the output of the second multiplier (pilot path) after the second bandpass filter (PF2 with a passband Δf n ), a quasi-harmonic oscillation is formed, which in the case of Δf u >> Δf n can be considered almost harmonic. The noise immunity of signal reception in the prototype device will be the higher, the narrower the passband Δf n compared to Δf u . In the presence of Doppler effects of displacement and expansion of the spectrum of the received signal, this condition is not satisfied and Δf n ≈ Δf u . Such conditions are characteristic of low-speed communication systems, in which the duration of information packets is commensurate with the interval of correlation of fading. Equal bandwidths of information and reference paths occur in autocorrelation communication systems with ShPS. As noted in [5], in such systems the energy loss in comparison with cross-correlation is at least 9 15 dB for error probabilities P Ош ≥10 -4 .
В предлагаемом же устройстве наличие блока фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), входящего в блок формирования управляющих сигналов, позволяет уменьшить уровень аддитивных помех как в информационном, так и в пилотном трактах за счет снижения частоты среза первого и второго ФНЧ. In the proposed device, the presence of a phase-locked loop (PLL) included in the block for generating control signals makes it possible to reduce the level of additive noise in both the information and pilot paths by reducing the cutoff frequency of the first and second low-pass filters.
Литература. Literature.
1. Смирнов Н.И. Заличев Н.И. Помехоустойчивость систем передачи информации при различных вариантах синхронизации. Радиотехника, 1982, N 1, c. 3 11. 1. Smirnov N.I. Zalichev N.I. Noise immunity of information transmission systems with various synchronization options. Radio Engineering, 1982, N 1, c. 3 11.
2. Богут Р.Л. и др. Влияние частотно-селективных эффектов распространения радиоволн на автоматическое слежение за сигналом в приемниках широкополосных систем связи. ТИИЭР, 1981, N 7, c. 21 42. 2. Bogut R.L. et al. Influence of frequency-selective effects of radio wave propagation on automatic signal tracking in receivers of broadband communication systems. TIIER, 1981, N 7, c. 21 42.
3. Окунев Ю.Б. и др. Использование сложных сигналов для построения системы передачи дискретной информации, инвариантной к изменениям их частоты и фазы. Радиотехника, 1979, N 11, c. 26 30. 3. Okunev Yu.B. etc. The use of complex signals to build a system for transmitting discrete information that is invariant to changes in their frequency and phase. Radio Engineering, 1979, N 11, c. 26 30.
4. Варакин Л. Е. Системы связи с шумоподобными сигналами. М. Радио и связь, 1985. 4. Varakin L. E. Communication systems with noise-like signals. M. Radio and Communications, 1985.
5. Семенов А. М. Сикарев А.А. Широкополосная радиосвязь. М. Воениздат, 1970 г. 5. Semenov A. M. Sikarev A. A. Broadband radio. M. Military Publishing House, 1970
Claims (1)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SU5025339 RU2097925C1 (en) | 1992-01-31 | 1992-01-31 | Receiver of noise-like signals |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SU5025339 RU2097925C1 (en) | 1992-01-31 | 1992-01-31 | Receiver of noise-like signals |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU2097925C1 true RU2097925C1 (en) | 1997-11-27 |
Family
ID=21595905
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| SU5025339 RU2097925C1 (en) | 1992-01-31 | 1992-01-31 | Receiver of noise-like signals |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| RU (1) | RU2097925C1 (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2206180C2 (en) * | 2001-07-24 | 2003-06-10 | Закрытое акционерное общество "Кодофон" | Device for initial synchronization of pseudorandom signal receiver |
| RU2296432C1 (en) * | 2005-10-07 | 2007-03-27 | Военно-космическая академия имени А.Ф. Можайского | Method for autocorrelation receipt of noise-like signals |
| RU2598784C1 (en) * | 2015-07-17 | 2016-09-27 | Закрытое акционерное общество Научно-технический центр "Модуль" | Method of encrypting messages transmitted by means of noise-like signals |
-
1992
- 1992-01-31 RU SU5025339 patent/RU2097925C1/en active
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| Радиотехника, т.34, N 11, 1979, с.26 - 30. * |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2206180C2 (en) * | 2001-07-24 | 2003-06-10 | Закрытое акционерное общество "Кодофон" | Device for initial synchronization of pseudorandom signal receiver |
| RU2296432C1 (en) * | 2005-10-07 | 2007-03-27 | Военно-космическая академия имени А.Ф. Можайского | Method for autocorrelation receipt of noise-like signals |
| RU2598784C1 (en) * | 2015-07-17 | 2016-09-27 | Закрытое акционерное общество Научно-технический центр "Модуль" | Method of encrypting messages transmitted by means of noise-like signals |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4017798A (en) | Spread spectrum demodulator | |
| US3305636A (en) | Phase-shift data transmission system having a pseudo-noise sync code modulated with the data in a single channel | |
| US4926440A (en) | Spread-spectrum communication apparatus | |
| EP0084461B1 (en) | Method of and apparatus for detecting the presence of a frequency shift keyed signal | |
| US3916313A (en) | PSK-FSK spread spectrum modulation/demodulation | |
| US5625641A (en) | Correlator, synchronizer provided with the correlator, and fast frequency hopping spread spectrum receiver provided with the synchronizer | |
| EP0603788A2 (en) | Receiving apparatus for a spread spectrum signal | |
| US4215239A (en) | Apparatus for the acquisition of a carrier frequency and symbol timing lock | |
| US5081644A (en) | Spread spectrum receiving device | |
| US5157688A (en) | Spread spectrum transmitter for degrading spread spectrum feature detectors | |
| US4477916A (en) | Transmitter for angle-modulated signals | |
| RU2097925C1 (en) | Receiver of noise-like signals | |
| RU2277760C2 (en) | Method for transferring information in communication systems with noise-like signals and a software product | |
| RU2127486C1 (en) | Method and device for transmitting messages by broad-band signals | |
| JP3666018B2 (en) | Transmission device, reception device, transmission method, and reception method | |
| RU2248097C2 (en) | Method for transmitting information | |
| RU2358401C1 (en) | Device for transmitting and receiving discrete messages using signals with direct spreading and autocorrelation compression of spectrum | |
| RU2240653C1 (en) | Time-division multiple access data transfer system | |
| JP3033374B2 (en) | Data transceiver | |
| RU2118052C1 (en) | Method and device for information transmission in multiple beam channel | |
| RU2210860C1 (en) | Broadband-signal communication system | |
| RU2782450C1 (en) | Method for demodulating signals with relative phase manipulation | |
| JP3452855B2 (en) | Data receiving device | |
| Zegers | Common bandwidth tranmission of information signals and pseudonoise synchronization waveforms | |
| RU2233027C1 (en) | Radio link |