RU2073879C1

RU2073879C1 - Device for determination of angular altitude coordinate of radio-frequency radiation source

Info

Publication number: RU2073879C1
Authority: RU
Inventors: Михаил Владимирович Литвин
Original assignee: Михаил Владимирович Литвин
Priority date: 1992-04-20
Filing date: 1992-04-20
Publication date: 1997-02-20

Abstract

FIELD: radio detection and finding. SUBSTANCE: the device for determination of angular altitude coordinate of radio-frequency radiation source has M channels including one antenna element 1, one receiver 2, one double-quadrature phase detector 3, one two-channel analog-to-digital converter 4, one M-channel double-quadrature signal converter 5, one multi-input signal integrator 6, N phase shifters 7, N channel receivers 8, one beam selection unit 9, one altitude computer and indicator 10. EFFECT: enhanced accuracy. 6 dwg

Description

Изобретение относится к радиолокации и может быть использовано для измерения угломестной координаты источников радиоизлучения воздушных объектов (ВО) и других переотражающих сигнал объектов в аппаратуре угломестных каналов наземных радиолокационных станций (РЛС) с фазированными антенными решетками (ФАР) в условиях, когда наряду с основным сигналом принимается мешающий сигнал, переотраженный земной поверхностью. The invention relates to radar and can be used to measure the elevation coordinate of the sources of radio emission from airborne objects (AT) and other objects reflecting the signal in the equipment of elevation channels of ground-based radar stations with radiated antenna arrays (PAR) under conditions when, along with the main signal, interfering signal reflected by the earth's surface.

В условиях, когда ФАР расположена над земной поверхностью, кроме основного сигнала от источника радиоизлучений принимается еще сигнал, переотраженный земной поверхностью. Этот сигнал оказывает мешающее действие и существенным образом снижает эффективность устройства определения угломестной координаты [1, 2]
Известные методы устранения мешающего действия сигнала, переотраженного земной поверхностью, оказываются достаточно сложными и могут даже определять облик всего устройств, что особенно характерно для радиолокационной техники. Например, в [1] для устранения мешающего действия сигналов земной поверхности рекомендуется сужение ширины диаграммы направленности ФАР в вертикальной плоскости, повышение разрешающей способности РЛС по дальности, экранирование ФАР "забором" для устранения возможности приема сигналов, переотраженных земной поверхностью.In conditions when the PAR is located above the earth's surface, in addition to the main signal from the source of radio emissions, a signal is also received that is reflected by the earth's surface. This signal has an interfering effect and significantly reduces the efficiency of the device for determining elevation coordinates [1, 2]
Known methods for eliminating the interfering action of a signal reflected by the earth's surface are quite complex and can even determine the appearance of the entire device, which is especially characteristic of radar technology. For example, in [1], to eliminate the interfering effect of signals from the earth's surface, it is recommended to narrow the width of the radiation pattern of the headlights in the vertical plane, increase the resolution of the radar in range, and shield the headlights by a "fence" to eliminate the possibility of receiving signals reflected by the earth's surface.

Действительно при сужении ширины диаграммы направленности ФАР в вертикальной плоскости уменьшается область углов, в которой существует сильная корреляция сигналов, принятых непосредственно от источника излучения и переотраженного земной поверхностью. Вне этой зоны сигналы некоррелированы, и результаты обработки их практически независимы. Поэтому снижение эффективности устройства происходит в пределах ширины диаграммы направленности и чем уже она, тем меньше снижается эффективность измерителя. Indeed, when narrowing the width of the radiation pattern of the PAR in the vertical plane, the region of angles decreases in which there is a strong correlation of signals received directly from the radiation source and reflected by the earth's surface. Outside this zone, the signals are uncorrelated, and their processing results are almost independent. Therefore, a decrease in the efficiency of the device occurs within the width of the radiation pattern and the narrower it is, the less the efficiency of the meter decreases.

При повышении разрешающей способности РЛС по дальности тоже может быть достигнут эффект декорреляции сигналов, принятых непосредственно от источника радиоизлучения и переотраженного земной поверхностью. Это возможно, так как переотраженный сигнал "проходит" более длинный путь и, следовательно, запаздывает относительно основного сигнала. Следует заметить, что в интересующей нас зоне малых углов величина разности "путей" сигналов оказывается весьма незначительной. With increasing radar resolution in range, the decorrelation effect of signals received directly from the radio source and reflected by the earth's surface can also be achieved. This is possible, since the re-reflected signal “travels” a longer path and, therefore, is delayed relative to the main signal. It should be noted that in the zone of small angles of interest to us, the difference in the signal paths is very insignificant.

В случае экранирования ФАР "забором" возможно прямое воздействие на переотраженный земной поверхностью сигнал посредством экранирования или поглощения его. In the case of shielding the phased array with a "fence", a direct effect on the signal reflected by the earth's surface is possible by shielding or absorbing it.

Необходимо отметить, что реализация перечисленных выше мер [1] связана с серьезными трудностями. Так, уменьшение ширины диаграммы направленности связано с необходимостью увеличения вертикальных размеров ФАР. Ясно, что это усложняет ее конструкцию и приводит, например, к снижению мобильности РЛС. Необходимое повышение разрешающей способности по дальности (< 1 м) столь велико, что из-за изменения структуры сигналов требует принципиально новых подходов к обработке столь широкополосных сигналов как по элементной базе, так и в алгоритмической части. Использование экранирующих "заборов" связано с необходимостью сооружения сложных и трудоемких конструкций, удаленных от РЛС. It should be noted that the implementation of the above measures [1] is associated with serious difficulties. So, a decrease in the width of the radiation pattern is associated with the need to increase the vertical dimensions of the PAR. It is clear that this complicates its design and leads, for example, to reduced radar mobility. The required increase in range resolution (<1 m) is so great that, due to a change in the signal structure, it requires fundamentally new approaches to processing such broadband signals both in terms of the element base and in the algorithmic part. The use of shielding "fences" is associated with the need to construct complex and labor-intensive structures remote from the radar.

Рассмотренные здесь меры характерны тем, что, устраняя мешающее действие сигнала земной поверхности, они не изменяют существа обработки сигналов для определения угломестной координаты. При этом используются совмещение во времени сигналов, принятых всеми элементами ФАР, и когерентное их суммирование. The measures considered here are characteristic in that, eliminating the interfering effect of the signal of the earth's surface, they do not change the essence of signal processing to determine the elevation coordinate. In this case, the combination in time of the signals received by all elements of the PAR and the coherent summation thereof are used.

Таким образом, среди устройств определения угломестной координаты источника радиоизлучения находят широкое применение устройства, содержащее антенные элементы и фазовращатели, элементы задержки или матричные устройства. В связи с этим в качестве прототипа принято устройство определения угломестной координаты для РЛС с ФАР [2, стр. 77] как наиболее близкое по технической сущности и достигаемому эффекту. Thus, among devices for determining the elevation coordinate of a source of radio emission, there is widespread use of a device comprising antenna elements and phase shifters, delay elements, or matrix devices. In this regard, as a prototype, a device for determining the elevation coordinate for a radar with a phased array [2, p. 77] was adopted as the closest in technical essence and the achieved effect.

Это устройство содержит антенные элементы с линиями передачи и согласующими нагрузками, суммирующие волноводы с согласующими нагрузками и направленными ответвителями, канальные приемники, соответствующие приему сигналов с различных углов места, устройство выбора луча, вычислитель высоты и индикатор. This device contains antenna elements with transmission lines and matching loads, summing waveguides with matching loads and directional couplers, channel receivers corresponding to receiving signals from different elevation angles, a beam picker, a height calculator and an indicator.

Сущность работы устройства заключается в образовании парциальных каналов по угломестной координате за счет обеспечения полной когерентности суммируемых сигналов, принятых от некоторых источников радиоизлучения. При этом положения отсчетов сигналов с одинаковыми значениями фаз для источников радиоизлучения с различными угломестными координатами в линиях передачи не совпадают. Именно это позволяет производить селекцию и определение угломестной координаты. Происходит это в устройстве, принятом за прототип, следующим образом. The essence of the operation of the device is the formation of partial channels along the elevation coordinate by ensuring the complete coherence of the summed signals received from some sources of radio emission. In this case, the positions of the samples of signals with the same phase values for radio sources with different elevation coordinates in the transmission lines do not coincide. This is what allows the selection and determination of elevation coordinates. This happens in the device adopted for the prototype, as follows.

Электромагнитная волна, падающая под некоторым углом места θ₁, достигает антенных элементов ФАР последовательно, начиная с верхних. Поэтому равнофазный фронт сигналов в линиях передачи будет расположен на прямой линии, положение которой зависит от положения фронта падающей волны и, следовательно, от угла θ₁. Суммирующие волноводы через направленные ответвители отбирают сигналы из линий передачи. Когерентное суммирование сигналов в суммирующем волноводе будет происходить при условии совпадения равнофазного фронта волны в линиях передачи и точек подключения к ним суммирующего волновода.An electromagnetic wave incident at a certain elevation angle θ ₁ reaches the PAR antenna elements sequentially, starting from the top. Therefore, the equiphase signal front in the transmission lines will be located on a straight line, the position of which depends on the position of the front of the incident wave and, therefore, on the angle θ ₁ . Summing waveguides through directional couplers select signals from transmission lines. Coherent summation of the signals in the summing waveguide will occur subject to the coincidence of the equiphase wave front in the transmission lines and the connection points of the summing waveguide to them.

Таким образом, для данного суммирующего волновода существует определенный фронт электромагнитной волны, а значит, и угол места источника излучения, при котором сигналы когерентно суммируются в данном волноводе. По мере изменения угла места источника когерентность сигналов в данном суммирующем волноводе нарушается, так как изменяется положение равнофазного фронта, и для его восстановления необходимо использовать другой суммирующий волновод с иным расположением точек соединения его с линиями передачи. С этой целью в устройстве предусмотрено несколько суммирующих волноводов для приема сигналов от источника со всеми возможными углами места. После них включены приемники для фильтрации и детектирования сигналов. На выходе этих приемников включено устройство выбора луча, которое выбирает каналы с максимальными сигналами и по соотношению амплитуд этих сигналов определяет точное значение угла места. Thus, for a given summing waveguide, there is a certain front of the electromagnetic wave, and hence the elevation angle of the radiation source, at which the signals are coherently summed in this waveguide. As the source elevation angle changes, the coherence of the signals in this summing waveguide is violated, since the position of the equiphase front changes, and to restore it, it is necessary to use another summing waveguide with a different arrangement of its connection points with the transmission lines. For this purpose, the device provides several summing waveguides for receiving signals from a source with all possible elevation angles. After them, receivers are included for filtering and detecting signals. At the output of these receivers, a beam selection device is included, which selects channels with maximum signals and determines the exact value of the elevation angle from the ratio of the amplitudes of these signals.

Количественные соотношения подтверждают сущность работы известного устройства, принятого за прототип. Действительно для вертикально ориентированной ФАР с равномерно расположенными через расстояние d антенными элементами и источника излучения с углом места θ имеем следующие соотношения. Quantitative ratios confirm the essence of the known device adopted for the prototype. Indeed, for a vertically oriented headlamp with evenly spaced antenna elements and a radiation source with an elevation angle θ, we have the following relationships.

Сигнал, принимаемый ФАР в m-ом элементе

Прием синфазно фронта (Φ_фр=const) сигнала (1) в антенных элементах происходит в моменты времени

Видим, что при θ>0 верхние элементы ФАР принимают сигнал раньше, чем нижние. В линиях передачи геометрическое положение синфазного сигнала определяется углом θ и параметром d. Таким образом, в линиях передачи сохраняется рассредоточение синфазных фронтов входной электромагнитной волны в зависимости от углов q. Поэтому подключение в точках с одинаковыми фазами сигналов суммирующего волновода обеспечивает когерентность сигналов (1) при суммировании. Так происходит в случае, когда точки подключения суммирующего волновода точно соответствуют положению синфазных точек сигналов, принятых с данного угла места. В общем случае для источника излучения с углом q и суммирующего волновода с набегом фаз, пропорциональным Dv, образуется сигнал U_в, модуль которого

Это выражение для амплитуды сигнала в канальном приемнике показывает зависимость ее от изменения угла θ источника излучения. Как известно, это выражение показывает, что с помощью рассматриваемого устройства создается диаграмма направленности, ширина которой соответствует вертикальному размеру (Мd) ФАР.Signal received by PAR in m-th element

Reception of the in-phase front (Φ _fr = const) of signal (1) in the antenna elements occurs at time instants

We see that for θ> 0, the upper elements of the PARS receive the signal earlier than the lower ones. In transmission lines, the geometric position of the common-mode signal is determined by the angle θ and the parameter d. Thus, the dispersion of the common-mode fronts of the input electromagnetic wave depending on the angles q is preserved in the transmission lines. Therefore, the connection at points with the same phases of the signals of the summing waveguide ensures the coherence of the signals (1) during summation. This happens when the connection points of the summing waveguide exactly correspond to the position of the common-mode points of the signals received from a given elevation angle. In the general case, for a radiation source with an angle q and a summing waveguide with a phase advance proportional to Dv, a signal U _в whose modulus

This expression for the signal amplitude in the channel receiver shows its dependence on the change in the angle θ of the radiation source. As you know, this expression shows that using the device under consideration creates a radiation pattern, the width of which corresponds to the vertical size (Md) of the PAR.

Для точного определения угла q используют парциальные каналы и метод сравнения сигналов на выходе их. Таким образом, производят сравнение амплитуд сигналов приемных каналов, образованных соединенными суммирующими волноводами, то есть

. При этом получается монотонно меняющаяся (однозначная) кривая, определяющая калибровку измеряемого угла в пределах половины ширины диаграммы направленности.For accurate determination of the angle q, partial channels and a method for comparing signals at their output are used. Thus, the amplitudes of the signals of the receiving channels formed by the connected summing waveguides are compared, i.e.

. In this case, a monotonously varying (unique) curve is obtained that determines the calibration of the measured angle within half the width of the radiation pattern.

Применение устройства, принятого за прототип, в условиях, когда существует сигнал, переотраженный земной поверхностью, приводит к снижению эффективности измерений в области малых углов θ<Δθ_д. Это связано с невозможностью разделения в пределах ширины диаграммы направленности ФАР (Δθ_д≈λ/Md) сигналов, поступаемых непосредственно от источника и переотраженных земной поверхностью (2, 4). В этих условиях при идеально отражающей земле кроме сигнала (1) в m-ом элементе ФАР присутствует еще сигнал

При малых θ положения синфазных точек этих сигналов в линиях передачи близки и сигналы U_m3 при суммировании искажают сигнал, принимаемый непосредственно от источника. В результате этого возникают дефекты у калибровочной кривой. В некоторой области углов уменьшается до нулевой крутизны ее, в другой нарушается монотонность. Именно эти обстоятельства и вызывают снижение эффективности известного устройства в области малых углов q, так как измерение становится практически невозможным.The use of the device adopted as a prototype in conditions where there is a signal reflected by the earth's surface leads to a decrease in the measurement efficiency in the region of small angles θ <Δθ _d . This is due to the impossibility of separating within the width of the radiation pattern (Δθ _d ≈λ / Md) signals received directly from the source and reflected by the earth's surface (2, 4). Under these conditions, with ideally reflecting earth, in addition to signal (1), there is also a signal in the m-th element of the PAR

For small θ, the positions of the common-mode points of these signals in the transmission lines are close, and the signals U _m3, when summed, distort the signal received directly from the source. As a result, defects in the calibration curve occur. In a certain region of angles, it decreases to zero steepness; in another, monotonicity is violated. It is these circumstances that cause a decrease in the efficiency of the known device in the region of small angles q, since measurement becomes almost impossible.

Следует отметить серьезность этого недостатка известного устройства. Действительно в работе [1] подробно рассмотрены особенности определения угломестных координат ВО в условиях наличия сигнала, переотраженного земной поверхностью, и анализируются мероприятия для устранения его мешающего влияния. It should be noted the seriousness of this disadvantage of the known device. Indeed, the work [1] examined in detail the features of determining the elevation coordinates of VOs in the presence of a signal reflected by the earth's surface, and measures were analyzed to eliminate its interfering influence.

Как указывалось ранее, для этого, например, можно уменьшать ширину диаграммы направленности ФАР в вертикальной плоскости, увеличивать разрешающую способность РЛС по дальности или экранировать ФАР "забором". Необходимо отметить, что реализация этих мероприятий существенным образом влияет на характеристики РЛС. Например, необходимое (требуемое) увеличение разрешающей способности выбирается из условия временного разрешения сигналов, принимаемого непосредственно от источника радиоизлучения и переотраженного земной поверхностью. Нетрудно показать, что для ФАР с вертикальным размером Мd, расположенной на земной поверхности, при угле места источника q₁ требуется сигнал с полосой частот

Здесь рассмотрен случай предельно низких углов θ порядка ширины диаграммы направленности ФАР, равной Dq_д=λ/Md..As indicated earlier, for this, for example, it is possible to reduce the width of the radiation pattern of the headlamps in the vertical plane, increase the resolution of the radar in range, or shield the headlamps with a "fence". It should be noted that the implementation of these measures significantly affects the characteristics of the radar. For example, the necessary (required) increase in resolution is selected from the condition of temporary resolution of signals received directly from the source of radio emission and reflected by the earth's surface. It is easy to show that for a headlamp with a vertical size Md located on the earth's surface, with a source elevation angle q ₁ , a signal with a frequency band is required

Here we consider the case of extremely low angles θ of the order of the beam pattern of the PAR, equal to Dq _d = λ / Md ..

В соответствии с (5) требуемая полоса больше несущей частности сигнала. Таким образом, при требуемом увеличении разрешающей способности необходим переход к сигналам совершенно нового типа сверхширокополосным негармоническим сигналам. Генерирование, прием и обработка таких сигналов в настоящее время настолько сложны, что реализация этого метода практически исключена. In accordance with (5), the required band is larger than the carrier of a particular signal. Thus, with the required increase in resolution, a transition to signals of a completely new type of ultra-wideband nonharmonic signals is necessary. The generation, reception and processing of such signals is currently so complex that the implementation of this method is practically excluded.

Как следует из (5), для снижения требований к Δf_s возможно увеличение подъема антенны над земной поверхностью. Однако эта мера, как и увеличение вертикального размера ФАР, связана с усложнением конструкции ФАР, увеличением ее массогабаритных характеристик и, как следствие, приводит к снижению мобильности РЛС, то есть ограничивается область использования таких устройств.As follows from (5), to reduce the requirements for Δf _s, it is possible to increase the rise of the antenna above the earth's surface. However, this measure, as well as an increase in the vertical size of the HEADLIGHTS, is associated with a complication of the design of the HEADLIGHTS, an increase in its overall dimensions and, as a result, reduces the radar mobility, that is, the scope of use of such devices is limited.

Применение экранирующего "забора" связано с созданием сложных экранов или поглощающих структур. Расположение этих экранов не должно искажать сигнальные СВЧ-поля сигналов, принимаемых непосредственно от источника радиоизлучения. Реализация этого мероприятия связана с выполнением компромиссных требований. Кроме этого, ясно, что габариты этих устройств должны быть существенно больше, чем габариты ФАР. The use of a shielding "fence" is associated with the creation of complex screens or absorbing structures. The location of these screens should not distort the signal microwave fields of signals received directly from the source of radio emission. The implementation of this event is related to the implementation of compromise requirements. In addition, it is clear that the dimensions of these devices should be significantly larger than the dimensions of the PAR.

Сложность рассмотренных технических решений не позволяет считать их реализуемыми и еще раз подчеркивает актуальность задачи повышения эффективности устройств определения угломестной координаты в условиях мешающего действия сигнала, переотраженного земной поверхностью. The complexity of the considered technical solutions does not allow us to consider them feasible and once again emphasizes the relevance of the task of increasing the efficiency of devices for determining elevation coordinates in the conditions of the interfering action of a signal reflected by the earth's surface.

Целью настоящего изобретения является повышение точности определения угломестной координаты в области малых значений ее (θ<λ/Md) при наличии сигналов, переотраженных земной поверхностью, за счет использования информации, связанной с фазовой структурой сигналов, принятых от источника радиоизлучения, посредством использования обобщенного двухквадратурного сигнала. The aim of the present invention is to improve the accuracy of determining the elevation coordinate in the region of small values of it (θ <λ / Md) in the presence of signals reflected by the earth's surface, through the use of information related to the phase structure of signals received from a radio source by using a generalized two-quadrature signal .

Поставленная цель достигается тем, что в устройство, взятое за прототип и содержащее М антенных элементов, являющихся входом устройства, N канальных приемников, соответствующих приему сигналов с различных углов места, устройство выбора луча и вычислитель высоты с индикатором, согласно изобретению в каждом из М антенных каналов включены последовательно приемник и двухквадратурные фазовые детектор и аналого-цифровой преобразователь, объединенные по выходам М-входовым двухквадратурным преобразователем сигналов, М двухквадратурных выходов которого и соответственно М выходов аналого-цифрового преобразователя подключены к многовходовому объединителю сигналов, М квадратурных выходов которого соединены с соответствующими входами фазовращателей, а выходы каждого из них соединены с входами упомянутых канальных приемников, присоединенных к последовательно соединенным упомянутым устройству выбора луча и вычислителю высоты с индикатором. Приведены конкретно выполненные преобразователь и объединитель сигналов. This goal is achieved by the fact that in the device, taken as a prototype and containing M antenna elements that are the input of the device, N channel receivers corresponding to the reception of signals from different elevation angles, a beam selection device and a height calculator with an indicator, according to the invention, in each of the M antennas the channels are connected in series with a receiver and a quadrature phase detector and an analog-to-digital converter, combined at the outputs by an M-input two-quadrature signal converter, M two-quadrature outputs of which and, accordingly, the M outputs of the analog-to-digital converter are connected to a multi-input signal combiner, the M quadrature outputs of which are connected to the corresponding inputs of the phase shifters, and the outputs of each of them are connected to the inputs of the said channel receivers connected to the beam selection device and a height calculator connected in series with indicator. Specific transformers and signal combiners are given.

На фиг. 1 изображена структурная схема предложенного устройства, а на фиг. 2 и 3 соответственно преобразователя сигналов и объединителя, где 1 - антенный элемент, 2 приемник, 3 двухквадратурный фазовый детектор, 4 - двухканальный аналого-цифровой преобразователь, 5 М-канальный двухквадратурный преобразователь сигналов, 6 2М-канальный двухквадаратурный преобразователь сигналов, 7 М-канальный двухквадратурный фазовращатель, 8 - канальный приемник, соответствующий приему сигналов определенного угла места, 9 устройство выбора луча, 10 вычислитель высоты с индикатором, 11 умножитель, 12 М-входовый сумматор, 13 электронный коммутатор, 14 - запоминающее устройство, 15 сдвиговый регистр, 16 генератор опорного напряжения (функции), 17 двухвходовый сумматор, 18 инвеpтор, 19 - устройство задержки, V₀, V₀₁ входы для подключения источника сигналов управления, Re и Im обозначение действительной и мнимой составляющих сигналов.In FIG. 1 shows a structural diagram of the proposed device, and in FIG. 2 and 3, respectively, of a signal converter and combiner, where 1 is an antenna element, 2 receiver, 3 two-quadrature phase detector, 4 - two-channel analog-to-digital converter, 5 M-channel two-quadrature signal converter, 6 2M-channel two-quadrature signal converter, 7 M- channel two-quadrature phase shifter, 8 - channel receiver corresponding to the reception of signals of a certain elevation angle, 9 beam selection device, 10 altitude calculator with indicator, 11 multiplier, 12 M-input adder, 13 electronic com mutator, 14 - storage device, 15 shift register, 16 reference voltage generator (functions), 17 two-input adder, 18 inverter, 19 - delay device, V ₀ , V ₀₁ inputs for connecting the control signal source, Re and Im designation of real and imaginary component signals.

На фиг.4, 5, 6 изображены эпюры сигналов в некоторых характерных точках заявленного устройства. При этом использованы обозначения:
t время;
Т_г период повторения сигналов;
τ₁ задержка сигнала;
U₀ сигналы синхронизации;
U₁, U₂,U_м сигналы после фазового детектора в каналах ФАР;
Т_кв период квантования;
V₀ сигналы управления;
V₁, V₂,V_м сигналы после преобразователя;
S_in, S_2n,S_мn сигналы после n-го фазовращателя;
S_п сигнал после канальных приемников;
V₀₁ сигнал управления преобразователем сигнала;
Т_кв1 период следования сигнала U₀₁;
Г1, Г2,ГМ опорные функции (напряжения) на выходе генератора;
S₁₂ сигналы на выходе сумматора;
S₁₃₁, S₁₃₂,S_13м сигналы на выходе электронного коммутатора;
S₁₅₁, S₁₅₂,S_15м сигналы сдвигового регистра;
S₁₄₁, S₁₄₂,S_14м сигналы на выходе второго ЗУ;
S₁, S₂, S₃ сигналы на выходе трех соседних канальных приемников;
γ₁₂, γ₂₃ отношения сигналов трех соседних канальных приемников;
d₁ расстояние от земной поверхности до первого элемента ФАР;
d расстояние между соседними элементами ФАР;
1,2,3.m,м номера элементов ФАР;
θ угол места источника радиоизлучений;
AB фронт падающей волны сигнала;
OO земная поверхность.Figures 4, 5, 6 show diagrams of signals at some characteristic points of the claimed device. The following notation was used:
t time;
T _g the signal repetition period;
τ ₁ signal delay;
U ₀ synchronization signals;
U ₁ , U ₂ , U _m signals after the phase detector in the PAR channels;
T _sq quantization period;
V ₀ control signals;
V ₁ , V ₂ , V _m signals after the converter;
S _in , S _2n , S _mn signals after the n-th phase shifter;
S _p signal after channel receivers;
V ₀₁ signal control signal converter;
T _{KV1 the} period of the signal U ₀₁ ;
G1, G2, GM supporting functions (voltage) at the output of the generator;
S ₁₂ signals at the output of the adder;
S ₁₃₁ , S ₁₃₂ , S _13m signals at the output of the electronic switch;
S ₁₅₁ , S ₁₅₂ , S _15m shift register signals;
S ₁₄₁ , S ₁₄₂ , S _14m signals at the output of the second memory;
S ₁ , S ₂ , S ₃ signals at the output of three adjacent channel receivers;
γ ₁₂ , γ ₂₃ signal ratios of three adjacent channel receivers;
d _{1 the} distance from the earth's surface to the first element of the PAR;
d distance between adjacent PAR elements;
1,2,3.m, m numbers of PAR elements;
θ elevation angle of the source of radio emissions;
AB the front of the incident wave of the signal;
OO Earth surface.

Заявленное устройство состоит из М антенных элементов 1, после которых в каждом из М каналов ФАР включены последовательно соединенные приемники 2, двухквадратурный фазовый детектор 3 и двухканальный аналого-цифровой преобразователь 4. Выходы М аналого-цифровых преобразователей 4 объединены М-канальным двухквадратурным преобразователем сигнала 5, М двухквадратурных выходов которого вместе с М двухквадратурными выходами аналого-цифровых преобразователей 4 подключены к М входам объединителя сигналов 6. К двухквадратурным выходам его подключены параллельно входы фазовращателей 7. М двухквадратурных выходов каждого из них соединены соответственно с М входами канальных приемников 8, соответствующих определенным углам места. N выходов канальных приемников 8 соединены с устройством выбора луча 9, к выходу которого подключен вычислитель высоты и индикатор 10. Аналого-цифровой преобразователь 4 и преобразователь сигналов 5 имеют входы для подключения источника сигналов управления V₀ и V₀₁, а фазовые детекторы 3 - входы для подключены источника опорного напряжения.The claimed device consists of M antenna elements 1, after which in each of the M channels of the HEADLIGHTS are connected series-connected receivers 2, a two-quadrature phase detector 3 and a two-channel analog-to-digital converter 4. The outputs of the M analog-to-digital converters 4 are combined by an M-channel two-quadrature signal converter 5 , M two-quadrature outputs of which, together with M two-quadrature outputs of analog-to-digital converters 4 are connected to M inputs of the signal combiner 6. To its quadrature outputs yucheny parallel inputs of the phase shifters 7. dvuhkvadraturnyh M outputs each of them respectively connected to the M inputs 8 channel receivers corresponding to a specific place corners. N outputs of channel receivers 8 are connected to a beam selection device 9, the output of which is connected to a height calculator and indicator 10. The analog-to-digital converter 4 and signal converter 5 have inputs for connecting a control signal source V ₀ and V ₀₁ , and phase detectors 3 have inputs for connected voltage reference source.

Устройство работает следующим образом. Принятые антенными элементами ФАР 1 сигналы после усиления и фильтрации в приемниках 2 поcтупают на двухквадратурные фазовые детекторы 3, которые имеют вторые входы для подключения генератора синфазных опорных колебаний (источник которых не показан на фиг.1) той же частоты, что и детектируемый сигнал. Обе квадратуры полученного в фазовом детекторе 3 сигнала преобразуются в преобразователе 4, на выходе которого тоже получаются две квадратуры оцифрованного входного сигнала. С учетом всех М каналов ФАР преобразователь сигналов 5 имеет М двухквадратурных входов и столько же выходов. В объединителе 6 производится объединение 2М двухквадратурных сигналов с выходов М аналого-цифровых преобразователей 4 и М преобразователей сигнала 5. При этом снова образуются М двухквадратурных сигналов, поскольку в объединителе 6 основная компонента сигнала дополняется преобразованной ортогональной. Далее производится образование парциальных диаграмм направленности путем когерентного суммирования всех М сигналов. Для этого производится необходимый сдвиг фазы сигналов в N фазовращателях 7. При этом сдвиг фазы в каждом фазовращателе 7 пропорционален номеру канала ФАР, а коэффициенты пропорциональности в разных фазовращателях 7 различны. После сдвига фазы сигналы поступают на устройство выбора луча 9, где на основе известной методики (известным образом) определяются максимальные значения сигналов. Информация о точном значении угла q определяется в устройстве 10, где вычисляется высота и производится отображение полученной информации. The device operates as follows. After amplification and filtering in the receivers 2, the signals received by the antenna elements of the PAR 1 are fed to biquadric phase detectors 3, which have second inputs for connecting a common-mode reference oscillation generator (the source of which is not shown in Fig. 1) of the same frequency as the detected signal. Both quadratures of the signal obtained in the phase detector 3 are converted in the converter 4, the output of which also produces two quadratures of the digitized input signal. Taking into account all the M channels of the HEADLIGHTER, the signal converter 5 has M bi-quadrature inputs and the same number of outputs. In combiner 6, 2M two-quadrature signals are combined from the outputs of M analog-to-digital converters 4 and M signal converters 5. In this case, M two-quadrature signals are formed again, since in combiner 6 the main signal component is complemented by the converted orthogonal. Next, partial radiation patterns are formed by coherently summing all M signals. For this, the necessary phase shift of the signals is made in N phase shifters 7. In this case, the phase shift in each phase shifter 7 is proportional to the channel number of the PAR, and the proportionality coefficients in different phase shifters 7 are different. After the phase shift, the signals are fed to the beam selection device 9, where, based on a known technique (in a known manner), the maximum signal values are determined. Information about the exact value of the angle q is determined in the device 10, where the height is calculated and the received information is displayed.

Для правильного согласования работы упомянутых выше блоков заявленного устройства имеются входы для подключения источника сигналов управления у аналого-цифровых преобразователей 4 и преобразователя сигналов 5. For proper coordination of the operation of the above blocks of the claimed device, there are inputs for connecting a source of control signals from analog-to-digital converters 4 and signal converter 5.

Эпюры на фиг.4, 5, 6 изображают сигналы в характерных точках заявленного устройства и поясняют его работу. Рассмотрен наиболее сложный и характерный случай, когда сигнал источника радиоизлучения является импульсным и периодическим. The diagrams in figure 4, 5, 6 depict the signals at the characteristic points of the claimed device and explain its operation. The most complex and characteristic case is considered when the signal of the radio emission source is pulsed and periodic.

На эпюре фиг.4 U₀ изображает импульсы с периодом повторения Т_г, которые определяют моменты обновления сигналов. В случае радиолокации это могут быть таковые импульсы РЛС. На той же фиг.4 эфиры U₁,U_м отображают сигналы на выходе одной квадратуры фазовых детекторов 3. Сигналы источника радиоизлучения, изображенные на этих эпюрах, запаздывают относительно импульсов U₀ на время t₁. Начальная фаза этих сигналов может быть случайной или детерминированной. На рассматриваемой эпюре для большей наглядности отображен случай локации ВО, двигающегося с оптимальной скоростью. При этом в смежных периодах повторения фазы сигналов отличаются на π радиан. Если в первом периоде сигналы U₁,U_м положительные, то в следующем периоде они отрицательные. На эпюре отражен важный факт, заключающийся в наличии модуляции амплитуды сигналов U₁,U_м при изменении номера m канала ФАР. Возникновение этой модуляции обязано интерференции сигналов, поступивших в ФАР непосредственно от источника радиоизлучения и переотраженных земной поверхностью. Если воспользоваться приведенными ранее выражениями (1) и (4), то величина этого сигнала для каждой квадратуры определится из следующего выражения:

Заметим, что рассматривается случай идеальной земной поверхности. Поэтому при получении (6) интерферировали противофазные сигналы. В этих условиях амплитуда сигнала изменяется по гармоническому закону, номер канала m и угол θ источника излучения являются параметрами этого изменения.In the diagram of FIG. 4, U ₀ depicts pulses with a repetition period T _g , which determine the update times of the signals. In the case of radar, these may be such radar pulses. In the same figure 4, the ethers U ₁ , U _m display the signals at the output of one quadrature of the phase detectors 3. The signals of the radio source shown in these diagrams are delayed relative to the pulses U ₀ by time t ₁ . The initial phase of these signals may be random or deterministic. In the diagram under consideration, for greater clarity, the case of a VO location moving at an optimal speed is shown. Moreover, in adjacent repetition periods, the phases of the signals differ by π radians. If in the first period the signals U ₁ , U _{m are} positive, then in the next period they are negative. The plot shows an important fact, which consists in the presence of modulation of the amplitude of the signals U ₁ , U _m when changing the number m of the PAR channel. The occurrence of this modulation is due to the interference of signals received in the PAR directly from the source of radio emission and reflected by the earth's surface. If we use the above expressions (1) and (4), then the value of this signal for each quadrature is determined from the following expression:

Note that the case of an ideal earth surface is considered. Therefore, upon receipt of (6), antiphase signals interfered. Under these conditions, the signal amplitude varies in harmonic law, the channel number m and the angle θ of the radiation source are the parameters of this change.

Эпюры вторых квадратур фазовых детекторов 3 отличаются лишь начальными фазами, так как опорные колебания при квадратурном детектировании отличаются на p/2 радиан. Поэтому они не приводятся. The diagrams of the second quadrature phase detectors 3 differ only in the initial phases, since the reference vibrations during quadrature detection differ by p / 2 radians. Therefore, they are not given.

Эпюры V₀ на фиг.4 отображают импульсы квантования. Они периодические и следуют с интервалом Т_кв. Величина его выбирается в соответствии с теоремой Котельникова и для сигнала длительностью Т_и необходимо Т_кв≅Т_и. Импульсы квантования управляют работой аналого-цифрового преобразователя 4. В результате этого с поступлением каждого нового импульса V₀ на выходе 4 образуется цифровой код сигнала, действующего на входе аналого-цифрового преобразователя 4. Как видно из эпюр U₁,U_м и V₀, цифровой код сигнала будет образовываться не менее одного раза за время действия сигналов. Импульсы V₀ (источник не показан) используются для синхронизации всех аналого-цифровых преобразователей 4. Цифровые коды сигналов во всех М каналах обновляются синхронно. Поскольку эти сигналы отличаются от сигналов U₁,U_м лишь цифровой формой, то эпюры их опущены.Charts V ₀ in figure 4 display the quantization pulses. They are periodic and follow with an interval of T _sq . Its value is selected in accordance with the Kotelnikov theorem and for a signal of duration T, _and it is necessary T _sq ≅T _and . The quantization pulses control the operation of the analog-to-digital converter 4. As a result of this, with the arrival of each new pulse V ₀ , output 4 generates a digital code of the signal acting at the input of the analog-to-digital converter 4. As can be seen from the diagrams U ₁ , U _m and V ₀ , a digital signal code will be generated at least once during the duration of the signals. The pulses V ₀ (source not shown) are used to synchronize all analog-to-digital converters 4. The digital signal codes in all M channels are updated synchronously. Since these signals differ from the signals U ₁ , U _m only in digital form, their plots are omitted.

В преобразователе 5 сохраняются цифровая форма сигнала и его длительность, и они объединяются в блоке 6 без изменения их длительности. Таким образом, сохраняется период Т_кв, определяющий моменты обновления кодов сигнала.The converter 5 stores the digital waveform and its duration, and they are combined in block 6 without changing their duration. Thus, the period T _kv is determined, which determines the update moments of the signal codes.

Преобразование сигналов с блоке 5 производится на основании преобразования Гильберта. В результате этого происходит устранение мешающего действия переотраженного сигнала и вследствие этого сигнал на выходе объединителя 6 оказывается немодулированным. На эпюре V₁,V_м (фиг.4) изображены сигналы той же квадратуры на выходе объединителя 6. Видно, что после преобразования величина сигнала с изменением номера канала тоже меняется. Однако в этом случае (после преобразования) в отличие от (6) изменение сигнала определяется только сигналом (1) и для одной квадратуры составляет

(7)
Здесь ψ_o определяется начальными фазами сигнала и опорных колебаний.The conversion of signals from block 5 is based on the Hilbert transform. As a result of this, the interfering action of the rereflected signal is eliminated and, as a result, the signal at the output of combiner 6 is unmodulated. On the plot V ₁ , V _m (Fig. 4) the signals of the same quadrature at the output of combiner 6 are shown. It can be seen that after the conversion, the magnitude of the signal with the change of the channel number also changes. However, in this case (after conversion), in contrast to (6), the signal change is determined only by the signal (1) and for one quadrature is

(7)
Here ψ _o is determined by the initial phases of the signal and reference oscillations.

Эпюры S_1n,S_мn отображают сигналы на выходе фазовращателя 7 в канале с номером n. В этом n-ом канале после сдвига фаз сигналы оказались синфазными, так как сдвиги фаз фазовращателя 7 и фазы сигналов были согласованы. Поэтому далее для сигналов именно этого канального приемника (одного из N) оказывается возможным когерентное суммирование всех М сигналов. Эпюра S_mn (фиг.4) отображает результат накопления и детектирования в блоках 8. Как и следовало ожидать, сигналы в смежных периодах на эпюре не отличаются, поскольку использовалось амплитудное детектирование.Plots S _1n , S _Mn display the signals at the output of the phase shifter 7 in the channel number n. In this nth channel, after the phase shift, the signals turned out to be in phase, since the phase shifts of the phase shifter 7 and the phase of the signals were matched. Therefore, further for the signals of this particular channel receiver (one of N) it turns out to be possible to coherently sum all M signals. Diagram S _mn (Fig. 4) displays the result of accumulation and detection in blocks 8. As expected, the signals in adjacent periods on the diagram do not differ, since amplitude detection was used.

В других парциальных каналах сигналы поcле фазовращателя сохраняют модуляцию амплитуды. Это происходит из-за несогласованности начальных фаз сигналов и значений ΔΦ, пропорционально которым производится сдвиг фазы сигнала в фазовращателях 7 этих каналов. В этих каналах когерентного накопления сигнала не происходит. In other partial channels, the signals after the phase shifter retain amplitude modulation. This is due to the inconsistency of the initial phases of the signals and the ΔΦ values proportional to which the phase shift of the signal is made in the phase shifters 7 of these channels. In these channels, no coherent signal accumulation occurs.

На эпюре S_n (фиг.5) изображены амплитуды сигналов на N выходах канальных приемников 8. Как указывалось ранее, сдвиг фазы Dv связан с номером n канального приемника 8. Поэтому амплитуды на выходе канальных приемников 8 образуют дискретные выборки диаграммы направленности ФАР. Видим, что лишь в двух каналах сигналы максимальны. Они соответствуют выборкам, приходящимся на основной лепесток диаграммы направленности. Именно эти дискреты позволяют определить точное значение угла места q.The diagram S _n (Fig. 5) shows the amplitudes of the signals at the N outputs of the channel receivers 8. As mentioned earlier, the phase shift Dv is associated with the number n of the channel receiver 8. Therefore, the amplitudes at the output of the channel receivers 8 form discrete samples of the beam pattern. We see that only in two channels the signals are maximum. They correspond to the samples falling on the main lobe of the radiation pattern. It is these discretes that allow us to determine the exact value of the elevation angle q.

Следует отметить, что эпюры V₁,_м и S_n на фиг.4 отображают сигналы в аналоговой форме. В действительности эти сигналы существуют в устройстве в цифровом коде. Однако отображение их на эпюре в таком виде и восприятие такой информации затруднительно и поэтому заменено обычной аналоговой формой, доступной непосредственному восприятию.It should be noted that the diagrams V ₁ , _m and S _n in figure 4 display the signals in analog form. In fact, these signals exist in the device in digital code. However, displaying them on a diagram in this form and perceiving such information is difficult and therefore replaced by the usual analog form, accessible to direct perception.

Эпюры U₀, V₀ и V₀₁ отображают сигналы управления для согласования работы отдельных блоков устройства во времени. Сигналы U₀ представляют импульсы, определяющие периодичность работы устройства. В случае радиолокации такими сигналами могут быть зондирующие или тактовые импульсы. Сигналы V₀ используются для одновременного управления всеми аналого-цифровыми преобразователями 4. Именно эти сигналы определяют моменты времени, в которые в блоке 4 производится кодирование входных сигналов. Эти сигналы периодические. Период их Т_кв и длительность сигнала связаны согласно теореме Котельникова Т_кв≅Т_и. Целесообразно, чтобы сигналы имели кратные периоды, поскольку это упрощает работу с устройством.Plots U ₀ , V ₀ and V ₀₁ display control signals to coordinate the operation of individual units of the device in time. The signals U ₀ represent pulses that determine the frequency of operation of the device. In the case of radar, such signals can be probing or clock pulses. The signals V ₀ are used for simultaneous control of all analog-to-digital converters 4. It is these signals that determine the times at which the input signals are encoded in block 4. These signals are periodic. Their period T _q and the signal duration are related according to the Kotelnikov theorem T _q ≅ T _and . It is advisable that the signals have multiple periods, since this simplifies the work with the device.

Сигналы V₀, V₀₁ используются для управления преобразователем сигнала 5. В преобразователе обрабатываются М каналов ФАР. Такое преобразование должно закончиться за время действия сигнала (Т_кв). Период следования сигналов V₀₁ должен составлять Т_кв/М. При этом должно выполняться условие синфазности этих последовательностей, т. е. кратности периодов следования их (сигналов V₀, V₀₁). Именно это и отображено на двух последних эпюрах фиг.6, где сигналы V₀, V₀₁ отображены при увеличенном масштабе времени.The signals V ₀ , V ₀₁ are used to control the signal converter 5. In the converter, M channels of the PAR are processed. Such a conversion should end within the duration of the signal (T _sq ). The repetition period of the signals V ₀₁ should be T _sq / M. In this case, the condition of phase matching of these sequences must be fulfilled, i.e., the multiplicity of their repetition periods (signals V ₀ , V ₀₁ ). This is what is shown on the last two diagrams of FIG. 6, where the signals V ₀ , V _{01 are} displayed at an enlarged time scale.

Остановимся подробнее на преобразователе сигналов 5 и объединителе 6. Как указывалось выше, поставленная цель достигается за счет восстановления истинной двухквадратурности сигнала. Для этого можно использовать, например, гильбертово преобразование для сигнала. В случае дискретных сигналов это интегральное преобразование переходит в следующую сумму:

Для реализации этого преобразования, как и вообще линейных интегральных преобразований, достаточно иметь умножитель, генератор опорного напряжения (функции) 1/π(m-i) и сумматор. Кроме этого, понадобятся коммутатор и запоминающее устройства (ЗУ) для согласования во времени работы всех элементов устройства.Let us dwell in more detail on signal converter 5 and combiner 6. As indicated above, the goal is achieved by restoring the true two-quadrature signal. For this, you can use, for example, the Hilbert transform for a signal. In the case of discrete signals, this integral transformation goes into the following sum:

To implement this transformation, as well as linear integral transforms in general, it is enough to have a multiplier, a reference voltage generator (function) 1 / π (mi) and an adder. In addition, you will need a switch and a storage device (memory) to coordinate in time the operation of all elements of the device.

На фиг. 2 изображена структурная схема такого преобразователя сигналов. На входе его имеются М умножителей 11, соединенных по первым входам с аналого-цифровыми преобразователями 4, по выходам соответственно с М-входовым сумматором 12, а по вторым входам с генератором опорного напряжения (функции) 16. Выход сумматора 12 соединен с электронным коммутатором 13, каждый из М выходов которого соединен с двумя последовательно включенными ЗУ 14, выходы которых являются выходом преобразователя сигналов 5. Отметим, что это устройство двухквадратурное и в нем обрабатывается одинаково каждая квадратура входного сигнала, т.е. все входы и выходы рассматриваемого преобразователя 5 двухквадратурны. Генератор 16 имеет вход для подключения источника сигналов управления V₀₁. Кроме этого, преобразователь сигналов содержит сдвиговый регистр 15, М выходов которого соединены с управляющими входами электронного коммутатора 13 и управляющими входами М первых ЗУ 14. Вход импульсов управления V₀ в регистре 15 соединен с управляющими входами М оконечных ЗУ 14, второй вход регистра 15 соединен с входом источника сигналов управления V₀₁ генератора 16.In FIG. 2 shows a block diagram of such a signal converter. At its input there are M multipliers 11 connected at the first inputs with analog-to-digital converters 4, at the outputs respectively with the M-input adder 12, and at the second inputs with a voltage reference generator (function) 16. The output of the adder 12 is connected to the electronic switch 13 , each of the M outputs of which is connected to two memory devices 14 connected in series, the outputs of which are the output of the signal converter 5. Note that this device is two-quadrature and each quadrature of the input signal is processed identically in it, i.e. all the inputs and outputs of the converter 5 in question are two-quadrature. The generator 16 has an input for connecting a control signal source V ₀₁ . In addition, the signal converter contains a shift register 15, the M outputs of which are connected to the control inputs of the electronic switch 13 and the control inputs M of the first memory 14. The input of the control pulses V ₀ in the register 15 is connected to the control inputs of the terminal memory 14, the second input of the register 15 is connected with the input of the control signal source V _{01 of the} generator 16.

Преобразователь сигналов 5 работает следующим образом. Сигналы М каналов поступают на первые входы умножителей 11. На вторые входы этих умножителей поступают выборки опорной функции от генератора 16. При этом значение этой функции во всех М каналах различны (8). Произведения сигналов и опорных напряжений (функций) с выхода умножителей 11 поступают в М-входовый сумматор 12, где суммируются для всех М каналов. Далее сигнал с выхода сумматора 12 поступает на вход электронного коммутатора 13. В соответствии с управляющим сигналом коммутатор 13 подключает сигнал на один из М его выходов. Сигнал на входе умножителей 11 существует во времени на интервале квантования (фиг.4). The signal Converter 5 operates as follows. The signals of the M channels are supplied to the first inputs of the multipliers 11. The second inputs of these multipliers receive samples of the reference function from the generator 16. Moreover, the value of this function in all M channels is different (8). The products of the signals and reference voltages (functions) from the output of the multipliers 11 enter the M-input adder 12, where they are summed for all M channels. Next, the signal from the output of the adder 12 is fed to the input of the electronic switch 13. In accordance with the control signal, the switch 13 connects the signal to one of M of its outputs. The signal at the input of the multipliers 11 exists in time on the quantization interval (figure 4).

Чтобы сохранить временные параметры сигнала при рассматриваемом преобразовании, необходимо за это время М раз изменить отсчеты опорных напряжений (функций) в соответствии с выражением (8). Так, для получения преобразованного сигнала в первом канале (m=1) необходимы отсчеты

, для второго канала

, третьего

и т.д. до М-го канала. Значения опорных функций вырабатываются генератором 16. Для смены значений опорных напряжений (функций) генератор 16 имеет вход для подключения источника сигналов управления V₀₁. За время существования сигналов Т_кв должно произойти М переключений.In order to preserve the temporal parameters of the signal during the considered transformation, it is necessary during this time to change the reference voltage readings (functions) M times in accordance with expression (8). So, to obtain the converted signal in the first channel (m = 1), samples are needed

for the second channel

third

etc. to the M-th channel. The values of the reference functions are generated by the generator 16. To change the values of the reference voltages (functions), the generator 16 has an input for connecting a control signal source V ₀₁ . During the existence of the signals T _k must occur M switching.

Период следования сигналов управления генератором 16 должен быть в М раз меньше интервала квантования. С помощью сдвигового регистра 15 из этих сигналов управления формируются импульсы для управления электронным коммутатором 13. Таким образом, смена значений опорного напряжения (функции) в генераторе 16 и подключение выхода сумматора 13 к входам М первых ЗУ 14 происходит синхронно, т. е. для первой группы отсчетов опорного напряжения (функции) генератора 16 электронный коммутатор 13 соединяет вход и выход для первого канала (m=1), для второй группы отсчетов вход и выход для второго канала (m= 2) и т.д. Таким образом, в каждом из М каналов образуется преобразованный в соответствии с выражением (8) сигнал. The repetition period of the control signals of the generator 16 should be M times less than the quantization interval. Using the shift register 15, pulses are generated from these control signals to control the electronic switch 13. Thus, the change of the reference voltage (function) in the generator 16 and the connection of the output of the adder 13 to the inputs M of the first memory 14 are synchronous, i.e., for the first the group of samples of the reference voltage (function) of the generator 16, the electronic switch 13 connects the input and output for the first channel (m = 1), for the second group of samples the input and output for the second channel (m = 2), etc. Thus, in each of the M channels, a signal is transformed in accordance with expression (8).

Далее он поступает на последовательно соединенные ЗУ 14. В первом из них сигнал запоминается до конца интервала квантования, а во втором на весь следующий интервал квантования. На вторые входы ЗУ 14 подаются напряжения сигналов управления для предварительного обнуления информации. Выходы вторых ЗУ 14 являются выходами преобразователя сигналов 5. Then it goes to the sequentially connected memory 14. In the first of them, the signal is stored until the end of the quantization interval, and in the second for the entire next quantization interval. The second inputs of the memory 14 are supplied with control signal voltages for preliminary resetting of information. The outputs of the second memory 14 are the outputs of the signal Converter 5.

Эпюры фиг. 6 поясняют работу преобразователя сигналов 5. Эпюры Г изображают отсчеты опорных напряжений (функций). Видим, что на интервале квантования Т_кв (эпюра V₀) на каждом из М выходов генератора 16 производится М изменений отсчетов опорных напряжений (функций). Значения их соответствуют указанным выше значениям, соответствующим выражению (8). Так, например, для первого интервала протяженностью Т_кв/М эти значения

изображены на эпюре Г1-ГМ. Аналогично для остальных М-1 интервалов. На эпюре S₁₂ отображен сигнал после сумматора 12. Поскольку значения опорного напряжения (функции) изменяются М раз на интервале Т_кв, то аналогично изменяется и сигнал после сумматора 12, что и изображено на эпюре S₁₂. С помощью коммутатора 13 сигнал после сумматора 12 (эпюра S₁₂) подключается к М каналам. Эпюры этих сигналов изображены на S₁₃₁, S₁₃₂,S_13м. Для управления электронным коммутатором 13 в сдвиговом регистре 15 формируется последовательность импульсов, показанная на эпюрах S₁₅₁, S₁₅₂, S_15м. В запоминающих устройствах 14 сигналы запоминаются до окончания ближайших интервалов квантования. Эти сигналы изображены на эпюрах S₁₃₁, S₁₃₂, S_13м (пунктирная линия) для первого ЗУ 14 и на эпюрах S₁₄₁, S₁₄₂,S_14м для второго ЗУ 14. Как и ранее сигналы изображены для наглядности в аналоговой форме.The diagrams of FIG. 6 explain the operation of the signal converter 5. Diagrams D show the reference voltage readings (functions). We see that on the quantization interval T _kV (plot V ₀ ) on each of the M outputs of the generator 16, M changes are made in the samples of the reference voltages (functions). Their values correspond to the above values corresponding to expression (8). So, for example, for the first interval of length T _sq / M, these values

depicted on the plot G1-GM. Similarly for the remaining M-1 intervals. The signal after the adder _{12 is} displayed on the diagram S 12. Since the values of the reference voltage (function) change M times over the interval T _kv , the signal after the adder 12 also changes in the same way, as is shown in the diagram S ₁₂ . Using the switch 13, the signal after the adder 12 (plot S ₁₂ ) is connected to the M channels. Plots of these signals are depicted on S ₁₃₁ , S ₁₃₂ , S _13m . To control the electronic switch 13 in the shift register 15, a sequence of pulses is formed, shown in the diagrams S ₁₅₁ , S ₁₅₂ , S _{15 m} . In the storage devices 14, the signals are stored until the end of the nearest quantization intervals. These signals are depicted in Diagrams S _131, S _132, S _{13 m} (dashed line) for the first memory 14 and in the Diagrams S _141, S _142, S _14m for the second memory 14. As previously shown for clarity signals in analog form.

На фиг. 3 изображена структурная схема объединителя сигналов 6. Объединитель сигналов 6 состоит из 2М сумматоров 17, М инверторов 18 и 2М устройств задержки 19. У него 2М двухквадратурных входов. М входов для действительной компоненты сигналов (преобразованной в блоке 5) соединены с входами М инверторов 18. Выходы инверторов 18 соединены соответственно с первыми входами М первых сумматоров 17. Вторые входы этих сумматоров через устройства задержки 19 соединены с входами для мнимых составляющих (непреобразованных) входного сигнала. Выходы М указанных сумматоров 17 образуют выходы объединителя 6 для мнимой составляющей сигналов. Первые входы М оставшихся сумматоров 17 соединены соответственно через устройства задержки 19 с М входами для действительной непреобразованной, а вторые входы этих сумматоров с М входами мнимой преобразованной в блоке 5 составляющими сигналов. Выходы этих М вторых сумматоров 17 вместе с выходами М первых сумматоров 17 образуют М двухквадратурных выходов объединителя сигналов 6. In FIG. 3 shows a block diagram of signal combiner 6. Signal combiner 6 consists of 2M adders 17, M inverters 18 and 2M delay devices 19. It has 2M dual-quadrature inputs. M inputs for the actual signal component (converted in block 5) are connected to the inputs of the M inverters 18. The outputs of the inverters 18 are connected respectively to the first inputs M of the first adders 17. The second inputs of these adders are connected to the inputs for the imaginary components of the (non-converted) input via delay devices 19 signal. The outputs M of these adders 17 form the outputs of combiner 6 for the imaginary component of the signals. The first inputs M of the remaining adders 17 are connected respectively through delay devices 19 with M inputs for the actual non-converted, and the second inputs of these adders with M inputs of the imaginary signal components converted in block 5. The outputs of these M second adders 17 together with the outputs M of the first adders 17 form M two-quadrature outputs of the signal combiner 6.

Работает объединитель 6 следующим образом. К 2М входам его подаются двухквадратурные сигналы, а на выходе образуется М двухквадратурных сигналов. Действительные составляющие М выходных сигналов образуются суммированием в М сумматорах 17 (нижних на фиг.4) М действительных составляющих сигналов, поступающих непосредственно от аналого-цифровых преобразователей 4, и М мнимых составляющих этого сигнала, предварительно преобразованных в преобразователе сигналов 5. Ранее указывалось, что в преобразователе сигналов 5 сигналы задерживаются на время Т_кв. Поэтому в объединителе 5 сигналы с выходов аналого-цифровых преобразователей 4 перед суммированием задерживаются в устройствах задержки 19 на время Т_кв. М мнимых составляющих выходного сигнала объединителя образуются в М других сумматорах 17 (верхние на фиг.4). При этом на вход этих сумматоров 17 подаются через устройства задержки 19, где производится задержка сигналов на Т_кв, М мнимых составляющих сигналов от аналого-цифровых преобразователей 4 и М действительных составляющих этих сигналов после предварительного преобразования их в преобразователе сигналов 5 и изменения знака в инверторах 18, имеющихся в объединителе сигналов 6. Инверторы 18 изменяют знак сигналов, действующих на их входах, на противоположный, т.е. плюс на минус и соответственно минус на плюс.Combiner 6 works as follows. Two-quadrature signals are fed to its 2M inputs, and M two-quadrature signals are generated at the output. The actual components M of the output signals are formed by summing in the M adders 17 (lower in FIG. 4) the M actual components of the signals coming directly from the analog-to-digital converters 4, and the M imaginary components of this signal, previously converted in the signal converter 5. It was previously indicated that in the signal converter 5, the signals are delayed by the time T _square . Therefore, in the combiner 5, the signals from the outputs of the analog-to-digital converters 4 are delayed before the summation in the delay devices 19 for the time T _sq . M imaginary components of the output signal of the combiner are formed in M other adders 17 (the upper ones in FIG. 4). In this case, the input of these adders 17 is fed through delay devices 19, where the signals are delayed by T _kV , M imaginary signal components from analog-to-digital converters 4 and M real components of these signals after their preliminary conversion in signal converter 5 and sign change in inverters 18, available in the signal combiner 6. Inverters 18 reverse the sign of the signals acting on their inputs, i.e. plus to minus and, accordingly, minus to plus.

Таким образом, в объединителе сигналов 6 производится следующая линейная операция над сигналом:
ReS₆(m)=ReS₄(m)+ImS₅(m);
ImS₆(m)=ImS₄(m)-ReS₅(m). (9)
Здесь m=1,2,М номер канала ФАР;
S₆, S₄, S₅ соответственно сигналы на выходе объединителя сигналов 6, преобразователей 4 и 5;
ReS, ImS соответственно действительная и мнимая составляющие сигналов.Thus, in signal combiner 6, the following linear operation is performed on the signal:
ReS ₆ (m) = ReS ₄ (m) + ImS ₅ (m);
ImS ₆ (m) = ImS ₄ (m) -ReS ₅ (m). (9)
Here m = 1.2, M is the channel number of the PAR;
S ₆ , S ₄ , S _5, respectively, the signals at the output of the combiner of signals 6, converters 4 and 5;
ReS, ImS, respectively, the real and imaginary components of the signals.

Если учесть преобразование в блоке 5, что соотношения (9) можно дополнить уравнением связи, определенным ранее (8):
ImS₅(m)=G{ImS₄(m)}
ReS₅(m)=G{ReS₄(m)}
Здесь G{•} определяет интегральный (дискретный) оператор из (8).If we take into account the transformation in block 5, that relations (9) can be supplemented by the coupling equation defined previously (8):
ImS ₅ (m) = G {ImS ₄ (m)}
ReS ₅ (m) = G {ReS ₄ (m)}
Here G {•} defines the integral (discrete) operator from (8).

Как следует из вышеизложенного, преобразователь 5 и объединитель сигналов 6 содержат стандартные элементы (умножители, сумматоры, коммутаторы, запоминающие устройства, инверторы и др.) для обработки сигналов. Генератор опорных напряжений (функций) 16 в устройствах цифровой обработки выполняется на основе постоянных запоминающих устройств (ПЗУ). В отличие от обычных ЗУ в ПЗУ предварительно записывается необходимая информация и затем эта информация считывается в требуемые моменты времени. В нашем случае такой информацией являются упомянутые выше М² значений опорных напряжений (функций) (8).As follows from the foregoing, the converter 5 and the signal combiner 6 contain standard elements (multipliers, adders, switches, storage devices, inverters, etc.) for signal processing. The reference voltage generator (functions) 16 in digital processing devices is performed on the basis of read-only memory (ROM). Unlike conventional memories, the necessary information is pre-recorded in the ROM and then this information is read at the required time points. In our case, such information is the M ² values of the reference voltages (functions) mentioned above (8).

Для оценки эффективности заявленного устройства было проведено моделирование его работы с помощью ЭВМ. При этом сигналы от источника радиоизлучения принимались в форме (1) и в форме (4) для переотраженного луча. Для последнего учитывалась величина модуля коэффициента отражения Гс, т.е. использовалось несколько его значений

0; -0,33; -0,66; -1. Эти сигналы суммировались в элементах ФАР, преобразовывались согласно выражению (8), объединялись (9) и далее сдвигались по фазе, суммировались и детектировались (3). При этом рассматривались три соседних парциальных диаграммы направленности, начиная с диаграммы направленности, соответствующей оптимальному приему сигналов от источника радиоизлучений с нулевого угла места. В соответствии с (3) для этого канала необходимо ΔΦ=0. Для выбранных трех каналов подсчитывались выходные сигналы для разных значений угла θ источника излучений. В результате этого получались зависимости S₁(θ), S₂(θ), S₃(θ). Кроме этого, определялись отношения амплитуд сигналов соседних каналов γ₁₂(θ)=S₁(θ)/S₂(θ), γ₂₃(θ)=S₂(θ)/S₃(θ). Эти функции позволяют уточнять значение угла θ..To assess the effectiveness of the claimed device, a simulation of its operation was carried out using a computer. In this case, the signals from the radio source were received in the form of (1) and in the form of (4) for the reflected beam. For the latter, the magnitude of the reflection coefficient modulus Гс was taken into account, i.e. several of its meanings were used

0; -0.33; -0.66; -one. These signals were summed in PAR elements, converted according to expression (8), combined (9) and then shifted in phase, summed and detected (3). In this case, three neighboring partial radiation patterns were considered, starting with the radiation pattern corresponding to the optimal reception of signals from the source of radio emissions from a zero elevation angle. In accordance with (3), ΔΦ = 0 for this channel. For the selected three channels, the output signals were calculated for different values of the angle θ of the radiation source. As a result of this, the dependences S ₁ (θ), S ₂ (θ), S ₃ (θ) were obtained. In addition, the ratios of the amplitudes of the signals of adjacent channels were determined: γ ₁₂ (θ) = S ₁ (θ) / S ₂ (θ), γ ₂₃ (θ) = S ₂ (θ) / S ₃ (θ). These functions allow you to refine the value of the angle θ ..

Использование изобретения позволит повысить точность определения угломестной координаты в области малых значений (θ≅ λ/Md) при наличии сигналов, переотраженных земной поверхностью, за счет использования информации, связанной с фазовой структурой сигналов. Using the invention will improve the accuracy of determining the elevation coordinate in the region of small values (θ≅ λ / Md) in the presence of signals reflected by the earth's surface due to the use of information related to the phase structure of the signals.

Claims

A device for determining the elevation coordinate of a radio emission source, containing M channels, including M antenna elements, N channel receivers whose outputs are connected to the corresponding inputs of the beam selection unit, the output of which is connected to the input of the height calculator with an indicator, characterized in that in each of the M channels to the output of the antenna element is connected in series with a receiver, a quadrature phase detector and an analog-to-digital converter, an M-input two-quadrature signal converter, the signal combiner and N phase shifters, while the outputs of the analog-to-digital converters are connected to the corresponding inputs of the M-input two-quadrature signal converter, the M two-quadrature outputs of which and the M outputs of the analog-to-digital converters are connected to the corresponding inputs of the multi-input signal combiner, the M two-quadrature outputs of which are connected to the inputs of the respective N phase shifters, M two-quadrature outputs of each of which are connected to the respective inputs of each of the N channel receivers,
the second inputs of the analog-to-digital converters and the additional inputs of the M-input two-quadrature signal converter are inputs of the control signals, and the second inputs of the phase detectors are inputs of the signals of the reference voltage generator, the M-input two-quadrature signal converter contains M multipliers, the first inputs of each of which are the inputs of the converter signals, and the second inputs are connected to the M outputs of the reference voltage generator, the outputs of the multipliers are connected to the corresponding inputs of M odovogo adder whose output is connected to the input of the electronic switch to each of the M outputs of which two serially connected between a storage unit are connected, the outputs of each second storage unit are dvuhkvadraturnymi M outputs of the signal converter,
a shift register, the first input of which is connected to the input of the reference voltage generator and is the first input of the control signal, and the outputs are connected to the control inputs of the first memory blocks and the electronic switch, the second input of the shift register is the second input of the control signal and connected to the control inputs of the second memory blocks, and the multi-input signal combiner contains 2M adders whose outputs are M two-quadrature outputs of the signal combiner, M inverters and M delay units, per s inputs M first and M second adder are connected to inputs of combiner signals respectively through inverters M and M delay units, and the second inputs of adders 2M connected to the other inputs of the 2M signal combiner respectively through delay units directly.