KR20130116901A

KR20130116901A - 직교 변조 시스템을 이용하는 무선 오디오 장비

Info

Publication number: KR20130116901A
Application number: KR1020137019167A
Authority: KR
Inventors: 미카엘 조셉 굿슨; 토마스 제이. 쿤드만; 제프리 아서 뫼니에
Original assignee: 슈레 애쿼지션 홀딩스, 인코포레이티드
Priority date: 2010-12-22
Filing date: 2011-12-15
Publication date: 2013-10-24
Also published as: TW201234814A; US20120163627A1; CN103270698B; TWI483594B; JP2014506414A; US8755447B2; JP5899240B2; WO2012087731A1; CN103270698A; EP2656503A1

Abstract

통신 시스템, 예를 들어, 무선 마이크로폰은, 종래의 접근방식들과 관련하여 전력 소모를 감소시키기 위한 직교 변조기 시스템을 통합하고, 일반적으로 사실상 임의의 2-차원 디지털 기법을 지원하기 위한 것이다. 직교 변조기 시스템은, 디지털-아날로그 변환 회로, 기저대역 필터, 및 직교 변조기를 포함하는 상이한 서브시스템들을 포함한다. 디지털-아날로그 변환 회로는 이산 시간 샘플들을 연속적인 시간 신호로 변환하고, 시그마-델타 변조기와 같은 오버샘플링 잡음-성형 변조기를 추가로 포함한다. 다음으로, 기저대역 필터는 샘플링 이미지들 및 양자화 잡음을 포함하는 대역-외 에너지를 제거한다. 회로 컴포넌트들 중 일부는 직교 변조기 시스템에 대한 전력 소모의 감소를 초래할 수 있는 이산 디바이스들을 포함할 수 있다. 대안적으로, 회로 컴포넌트들 중 일부 또는 전부는 단일 전자 디바이스에 통합될 수 있다. 예를 들어, 동위상/직교-위상(I/Q) 컨버터 및 오버샘플링 잡음-성형 변조기는 하나의 필드-프로그래머블 게이트 어레이 내에서 구현될 수 있다.

Description

직교 변조 시스템을 이용하는 무선 오디오 장비{WIRELESS AUDIO EQUIPMENT USING A QUADRATURE MODULATION SYSTEM}

본 개시의 양상들은 디지털 변조 기법들을 이용하여 수신 및 신호 프로세싱 장비로의 무선 통신 채널을 통한 입력 신호의 프로세싱을 포함한다. 특히, 본 발명의 양상들은 무선 오디오 장비(예를 들어, 무선 마이크로폰들)에 관한 것이다.

통상적으로, (라디오 마이크로폰으로 지칭될 수 있는) 무선 마이크로폰은 관련 사운드 레코딩 또는 증폭 장비에 무선 마이크로폰을 직접 접속하는 물리적 케이블을 갖지 않는 마이크로폰이다. 관련 수신 장비로 무선 마이크로폰의 접속을 지원하는데 이용되는 상이한 송신 스펙트럼들 그리고 송신 기술들을 포괄하는 수많은 표준들이 존재한다. 예를 들어, 접속은 아날로그 변조 기법, 예를 들어, 주파수 변조(FM) 또는 진폭 변조(AM)와 함께 극초단파(UHF; ultra-high frequency) 또는 초단파(VHF; very high frequency) 주파수들을 활용할 수 있다. 몇몇 저비용의 무선 모델들은 무선 마이크로폰과 수신 장치 사이에서 직접 가시선(direct line of sight)을 통상적으로 요구하는 적외선을 이용할 수 있지만, 비용이 더 많이 드는 라디오 주파수 모델들은 직접 가시선을 요구하지 않는 라디오 주파수 신호를 이용할 수 있다. 몇몇 모델들은 단일 고정 주파수 상에서 동작하지만, 더욱 진보된 모델들은 간섭을 회피하기 위해 사용자 선택가능 주파수 상에서 대개 동작하여 동시에 수개의 무선 마이크로폰들의 이용을 허용한다.

무선 마이크로폰들은, 아티스트 또는 연설자에게 움직임의 더 큰 자유도, 유선 마이크로폰들에 있어서 공통인 케이블링 문제들의 회피, 및 수행 공간에서의 케이블 "트립 위험요소(trip hazard)들"의 감소를 제공함으로써 통상 유리하다. 그러나, 무선 마이크로폰들은 제한된 범위로부터 초래하는 결함들, 다른 라디오 장비로/로부터의 간섭을 야기하는 초과 범위, 및 제한된 동작 시간을 가질 수 있다. 동작 시간은, 배터리 수명에 관련하여 제한되며, 통상적으로는 여분의 특징들을 제공하는 회로에서의 송신 회로로부터 배터리들의 더 큰 소모(drain)로 인해 표준 콘덴서 마이크로폰보다 더 짧다.

무선 마이크로폰 기술은 현재, FM과 같은 아날로그 접근방식들에서 디지털 접근방식들로 이동하고 있다. 그러나, 디지털 접근방식들은 종종 복합 변조(즉, 송신된 캐리어 파형의 동시 진폭 및 위상 변조)를 수반한다. 이러한 복합 변조는 보통 아날로그 접근방식들과 비교하여 변조기를 복잡하게 만든다. 예를 들어, 통상적인 FM 시스템들은 배터리 수명(즉, 전력 소모) 및 금전상 비용(monetary cost)의 관점에서 통상 대단히 최적화된다.

이 개요는 상세한 설명에서 이하 추가로 설명되는 간략화된 형태로 개념들의 선택을 도입하기 위해 제공된다. 그러나, 이 개요는 본 개시의 중요 특징들 또는 필수 특징들을 식별하기 위한 것으로 의도되지 않는다.

통신 시스템은, 종래의 접근방식들과 관련하여 전력 소모를 감소시키기 위한 직교 변조기 시스템을 통합하며, 임의의 2-차원 디지털 기법을 지원할 수 있다. 직교 변조기 시스템은, 디지털-아날로그 변환 회로, 기저대역 필터, 및 직교 변조기를 포함하는 상이한 서브시스템들을 포함한다. 디지털-아날로그 변환 회로는 이산 시간 샘플들을 연속적인 시간 신호로 변환하고, 추가로 시그마-델타 변조기와 같은 오버샘플링 잡음-성형 변조기를 포함한다. 다음으로, 기저대역 필터는 샘플링 이미지들 및 양자화 잡음을 포함하는 대역-외 에너지를 제거한다. 실시예들은 무선 마이크로폰들 및 오디오 보디 팩들을 포함하는 상이한 유형들의 무선 오디오 장비를 지원할 수 있다.

본 개시의 다른 양상의 경우, 오버샘플링 잡음-성형 변조기는 디지털 동위상(I; in-phase) 신호 및 디지털 직교(Q) 신호를 양자화된 I 신호로 그리고 디지털 Q 신호를 양자화된 Q 신호로 각각 변환하고, 여기서 양자화된 신호들은 샘플마다 원하는 수의 양자화된 비트들로 양자화된다. 다음으로, 디지털-아날로그 컨버터(DAC)는 그 양자화된 신호들을 대응하는 아날로그 신호들로 변환하며, 이 아날로그 신호들은 잡음 신호 성분들을 감소시키기 위해 추가로 필터링된다. 다음으로, 직교 변조기는 필터링된 신호들 및 로컬 오실레이터 신호를, 무선 수신기로 송신될 수 있는 송신 출력 신호로 변환한다.

본 개시의 다른 양상의 경우, 회로 컴포넌트들 중 일부는 직교 변조기 시스템에 대한 전력 소모의 감소를 초래하는 이산 디바이스들을 포함할 수 있다.

본 개시의 다른 양상의 경우, 회로 컴포넌트들의 일부 또는 전부가 동일한 전자 디바이스에 통합될 수 있다. 예를 들어, 동위상/직교-위상(I/Q) 컨버터 및 오버샘플링 잡음-성형 변조기는 하나의 필드-프로그래머블 게이트 어레이 내에서 구현될 수 있다.

예시적인 실시예들의 더욱 완전한 이해를 위해, 첨부된 도면들을 고려하여 이하의 설명을 참조함으로써 본 발명 및 그 이점들이 습득될 수 있으며, 도면에서는 동일한 참조 번호들은 동일한 특징들을 나타낸다.
도 1은 본 개시의 양상들에 따른 무선 마이크로폰들을 갖는 통신 시스템을 나타낸다.
도 2는 본 개시의 양상들에 따른 직교 변조기 시스템을 나타낸다.
도 3은 본 개시의 양상들에 따라서 오버샘플링 잡음-성형 변조기로서 이용되는 시그마-델타 변조기의 블록도를 나타낸다.
도 4는 본 개시의 양상들에 따라서 오버샘플링 잡음-성형 변조기로서 이용되는 시그마-델타 변조기의 블록도를 나타낸다.
도 5는 본 개시의 양상들에 따라서 낮은 분해능의 디지털-아날로그 컨버터(DAC)에 대한 블록도를 나타낸다.
도 6은 본 개시의 양상들에 따라서 시그마-델타 DAC의 저역 통과 2차 스펙트럼 밀도를 나타낸다.
도 7은 본 개시의 양상들에 따라서 도 6에 나타낸 스펙트럼 밀도의 확대 버전(zoomed version)을 나타낸다.
도 8은 본 개시의 양상들에 따른 이산 직교 변조기의 블록도를 나타낸다.
도 9는 본 개시의 양상들에 따라서 입력 신호를 프로세싱하고, 무선 수신 및 신호 프로세싱 장비에 무선 채널을 통해서 프로세싱된 신호를 송신하는 장치를 나타낸다.

다양한 예시적인 실시예들의 이하의 설명에서, 실시예들의 일부를 형성하는 첨부 도면들에 대한 참조가 이루어지고, 도면에서는 본 발명이 실행될 수 있는 다양한 실시예들이 예시에 의해 도시된다. 다른 실시예들이 활용될 수 있고, 본 발명의 범위로부터 벗어나지 않고 구조적 그리고 기능적 변형들이 행해질 수 있다는 것을 이해해야 한다.

도 1은, 본 개시의 양상들에 따라서, 각각 무선 채널들(153 및 154)을 통해서 무선 수신 및 신호 프로세싱 장비(103)와 통신하는 무선 마이크로폰들(101 및 102)을 갖는 통신 시스템을 나타낸다. 몇몇 실시예들의 경우, (예를 들어, 몇몇 뮤지컬 극장 프로덕션들을 위한 40개 또는 그 이상의 무선 마이크로폰들에 있어서) 1개 보다 많은 무선 마이크로폰이 이용되어 공연 그룹의 (입력 신호(151 및 152)에 대응하는) 다른 멤버들을 지원할 수 있다. 이러한 경우들에서, 무선 장비(103)는, 하프-랙 구성으로 하우징될 수 있어서, 둘은 랙 시스템(rack system) 내에 함께 장착될 수 있다. 도 1이 각각의 무선 마이크로폰(101, 102)과 무선 수신 및 신호 프로세싱 장비(103) 사이에서 오직 하나의 통신 채널을 나타내지만, 몇몇 실시예들은 또한 추가적인 강건성을 제공하기 위해 각각의 마이크로폰으로부터 송신의 다수의 채널들을 수신하는 다이버시티 수신기들을 지원할 수 있다.

실시예들은, 사용자에 부착하는 (예를 들어, 보디 팩) 그리고 별도의 마이크로폰으로부터 획득된 입력 신호를 프로세싱하는 무선 오디오 장비를 지원할 수 있다.

스펙트럼으로 효율적인 복합 변조는, 제한된 대역폭이 존재하는 UHF 대역(TV 유휴대역으로 종종 지칭됨)내에서의 동작으로 인해 스펙트럼 효율(bps/Hz)이 중요한 고려사항이 될 때, 이용될 수 있다. 복합 변조(complex modulation)가 통신 채널들(153 및 154)을 통해서 송신된 캐리어 신호의 동시 진폭 및 위상 변조를 지칭하기 때문에, 복합 변조는 통상적으로 아날로그 변조, 예를 들어, 주파수 변조와 비교하여 변조기를 복잡하게 만든다. 종래 FM 시스템들은 종종, 산업에서 특정 기대치를 설정한 금전상 비용 및 배터리 수명(즉, 전력 소모)의 관점에서 매우 최적화된다. 추가적으로 논의되는 바와 같이, 몇몇 실시예들은 디지털 캐리어 변조의 지원을 위해 비용 고려사항들(예를 들어, 전력, 금전, 및 크기)을 처리한다.

무선 마이크로폰(101)은 디지털 I/Q 컨버터(104), 오버샘플링 잡음-성형 변조기(105a), 낮은 분해능 디지털-아날로그 컨버터(DAC)(105b), 필터(106), 및 아날로그 직교 변조기(107)를 포함한다. 오버샘플링 잡음-성형 변조기(105a) 및 DAC(105b)는 도 1에서 2개의 엘리먼트들로서 나타내지만, 오버샘플링 잡음-성형 변조기(105a)는 DAC(105b)와 일부 공통성을 공유할 수 있고, 단일의 전자 디바이스, 예를 들어, 디지털 신호 프로세서(DSP), 마이크로프로세서, 주문형 반도체(ASIC), 또는 필드-프로그래머블 게이트 어레이(FPGA) 내에서 부분적으로 구현될 수 있다.

디지털 I/Q 컨버터(104)는 (아날로그 파형에 대응하는)입력 신호(151)를, 동위상 (I) 신호 성분 및 (I 신호 성분에 대해 90도 위상 변위를 갖는) 직교-위상 (Q) 신호 성분을 포함하는 디지털 변조 파형(digitally modulated waveform)으로 변환하여 디지털 변조 파형의 2차원적 표현을 제공한다.

다음으로, 디지털 변조 파형은, 오버샘플링 잡음-성형 변조기(105a), 낮은 분해능 디지털-아날로그 컨버터(DAC)(105b), 필터(106), 및 아날로그 직교 변조기(107)를 포함하는 직교 변조 시스템(108)에 의해 프로세싱된다. 몇몇 실시예들의 경우, 직교 변조 시스템(108)은 추가적으로 논의될 바와 같이 전력 소모를 최적화한다. 직교 변조 시스템(108)은 (I 및 Q 신호 성분들을 포함하는)디지털 변조 파형을 프로세싱하고, 이하와 같이 표현될 수 있는 아날로그 변조 캐리어(analog modulated carrier)를 형성한다.

무선 수신 및 신호 프로세싱 장비(103)는 채널들(153 및 154)을 통해서 수신된 신호들을 프로세싱하고, 레코딩 매체 상에 기록될 수 있거나 또는 음향 시스템(예를 들어, 스피커 시스템)을 통해서 재생될 수 있는 프로세싱된 신호(155)를 형성한다.

도 2는 본 개시의 양상들에 따른 직교 변조기 시스템(200)을 나타낸다. 직교 변조기 시스템(200)은 최적화된 직교 변조기를 생성하기 위한 서브시스템들의 컬렉션이며, 여기서 중요 메트릭들은 종래 시스템들과 비교할 때 전력 비용, 금전상 비용, 및 크기 비용이다. 몇몇 실시예들의 경우, 컴포넌트들 중 일부는 전자 디바이스(201), 예를 들어, 필드 프로그래머블 게이트 어레이(FPGA) 또는 주문형 반도체(ASIC) 내에서 구현될 수 있다.

종래 시스템들의 경우, 외부 고속 전류-조정(current-steering) 디지털-아날로그 컨버터 집적 회로가 종종 이용된다. 그러나, 몇몇 실시예들의 경우, 직교 변조기 시스템(200)은 I 성분에 대해 시그마-델타 변조기(203) 및 낮은 분해능 DAC(204) 그리고 Q 성분에 대해 시그마-델타 변조기(206) 및 낮은 분해능 DAC(207)를 이용한다. 추가로 논의될 바와 같이, 시그마-델타 변조기들(203 및 206) 및 낮은 분해능 DAC들(204 및 207)은, 무선 오디오 장비 내에서 입력 신호의 이산 시간 프로세싱을 구현하는데 종종 이용되는 동일한 필드-프로그래머블 로직 어레이(FPGA) 또는 주문형 반도체(ASIC) 내에서 구현될 수 있다.

시그마-델타 변조기(203)는 펄스-밀도 변조를 이용함으로써 높은 분해능 신호들을 낮은 분해능 신호들로 인코딩하기 위해 시그마-델타(ΣΔ)(종종, 델타-시그마(ΔΣ)로 지칭됨) 변조를 지원한다.

시그마-델타 변조를 이용하여, 직교 변조 시스템(200)은 통상적으로 종래의 디지털-아날로그 컨버터들과 비교하여 낮은 비용 및 낮은 전력 소모를 갖는다. 예를 들어, 고속 전류 조정 DAC 집적 회로를 이용하는 종래 시스템과 비교하여, 직교 변조 시스템(200)은 대략적으로 70% 낮은 전력을 소모하고, 대략적으로 50% 낮은 비용이 들고, 대략적으로 30% 낮은 크기 비용을 갖는다. 추가적으로, 직교 변조 시스템(200)의 일부 또는 전부는 무선 시스템(101) 내에 이미 존재하는 기존의 디지털 로직(예를 들어, ASIC 또는 FPGA)에 포함될 수 있어, 그 비용 및 전력을 추가적으로 감소시킨다.

종래 시스템들에서 종종 이용되는 외부 DAC들의 배치외에도, 직교 변조 시스템(200)은 또한 선행 디지털 프로세싱과 동일한 전자 칩으로의 DAC들의 통합을 통해서 (I/O 요건들을 감소시키는 것에 대응하여) 디지털 라우팅을 감소시킨다.

실시예들은 상이한 온-오프 칩 조합들을 통합할 수 있다. 예를 들어, 직교 변조 시스템(200)의 모든 기능들은 하나의 칩(전자 디바이스) 상에 있을 수 있다. 대안적으로, 몇몇 실시예들은 오직 디지털 I/Q 발생기, 오버샘플링 잡음-성형 변조기, 및 디지털-아날로그 컨버터를 하나의 칩 상에 통합할 수 있다. 다른 실시예들의 경우, 디지털 I/Q 발생기, 오버샘플링 잡음-성형 변조기, 디지털-아날로그 컨버터, 및 아날로그 직교 변조기는 하나의 칩 상에 있는 반면, 기저대역 필터들은 그 칩 외부에 있을 수 있다. 다른 실시예들의 경우, 디지털 I/Q 발생기, 오버샘플링 잡음-성형 변조기, 및 디지털-아날로그 컨버터는 하나의 칩 상에 있는 한편, 기저대역 필터들 및 아날로그 직교 변조기는 제 2 칩 상에 위치된다.

샘플링이 클록(208)에 의해 구동되는 직교 변조 시스템(200)은, 디지털-아날로그 변환 회로(213), 기저대역 필터(209), 및 아날로그 직교 변조기(212)를 포함하는 3개의 회로 컴포넌트들(서브시스템들)을 포함한다. 이산 시간 샘플들을 연속 시간 신호로 변환하는 디지털-아날로그 변환 회로(213)는 오버샘플링 잡음-성형 변조기(예를 들어, 시그마-델타 변조기)(203) 및 DAC(204)를 추가로 포함한다. 다음으로, 기저대역(BB) 필터(209)는 샘플링 이미지들, 양자화 잡음 등을 포함하는 대역-외 에너지를 제거한다. 몇몇 실시예들에서, 필터(209)는 능동 필터(active filter)를 포함한다. 필터 순서, 필터 형상, 및 필터 컷오프 주파수는 통상적으로 시그마-델타 변조기의 사양들에 의존한다. 예를 들어, 특정 시그마-델타 변조기가 모델링될 수 있고, 스펙트럼 밀도 플롯이 생성될 수 있다. 스펙트럼 밀도 플롯으로부터, 크기 주파수 응답은, 대역-외 잡음 레벨이 바람직한 레벨로 감소되도록, 특정될 수 있다. 이러한 크기 주파수 응답으로부터, 적절한 순서, 형상(예를 들어, Butterworth, Chebyshev 등), 및 컷오프 주파수를 갖는 필터가 선택될 수 있다. 회로 컴포넌트들(202-204 및 209)은 I 신호 프로세싱과 관련되고, 유사한 회로 컴포넌트들(205-207 및 210)은 Q 신호 프로세싱과 관련된다.

다음으로, 아날로그 직교 변조기(212)는, 식(1)에 따라서 RF 오실레이터(211)에 기초하여 원하는 캐리어 주파수의 아날로그 복소 정현파(analog complex sinusoid)와, 발생된 아날로그 형태들의 동위상(I) 및 직교-위상(Q) 파형들을 승산한다.

직교 변조 시스템(200)은, 캐리어가 진폭 및 위상 모두(또는 동일하게 동위상 및 직교-위상)에서 변조되게 하여, 디지털 직교 진폭 변조(QAM), 위상 시프트 키잉(PSK), 직교 주파수 분할 멀티플렉싱(QFDM), 및 연속 위상 변조(CPM)를 포함하여 실현될, 임의의 2차원 변조 디지털 방식을 동시에 지원하게 한다. 직교 변조 시스템(200)은, 무선 마이크로폰 시스템들을 포함하는 상이한 유선 및 무선 통신 시스템들에 통합될 수 있다.

디지털 업 컨버터들(DUCs)(202 및 205)은 디지털 I 및 Q 신호들(251 및 252)에 각각 추가적인 샘플들을 부가한다. 예를 들어, 각각의 샘플은, 샘플 레이트가 증가되도록, 반복될 수 있다.

오버샘플링 잡음-성형 변조기(203)의 경우, 시간에 있어서의 분해능은 입력 신호를 오버샘플링함으로써 진폭에 있어서의 분해능(즉, 양자화 레벨)과 교환된다. 몇몇 실시예들에서, 오버샘플링 잡음-성형 변조기(203)는 (또한, 델타-시그마 변조기로 지칭될 수 있는) 시그마-델타 변조기를 포함할 수 있다.

기저대역 필터들(209 및 210)은, 샘플링 이미지들 및 대역-외 양자화 잡음을 제거하기 위해 아날로그 I 신호 및 아날로그 Q 신호 각각의 필터링을 제공한다. 기저대역 필터들(209 및 210)은, 인덕터 사이즈들이 엄청나게 크게 되는 낮은 대역폭 필터들을 생성하기 위해 능동 필터 구성을 가정할 수 있다.

아날로그 직교 변조기(212)의 이산 구현은 전력 소모를 최소화하도록 돕는다. 이는 아날로그 직교 변조기(212)의 각각의 엘리먼트의 최적화를 허용한다. 메인 엘리먼트들은, 도 8에 도시된 바와 같이, 밸런싱된 혼합기들(801 및 802), 위상 스플리터(803), 및 아날로그 합산기(804)를 포함한다. 아날로그 직교 변조기(212)는 (도 1에 도시된 바와 같이, 통신 채널들(153 및 154)을 통해서 반송되는 송신된 신호들에 대응하는)RF 출력 신호(257)를 형성한다.

몇몇 실시예들에서, 서브시스템들 중 일부는 접속부들(253-256)을 통해서 차동 신호들을 이용하여 상호접속될 수 있고, 여기서 송신된 출력 신호들은 신호 손상(signal contamination)을 감소시키기 위해 대응하는 비-반전 그리고 반전 신호들을 포함한다.

도 3은 본 개시의 양상들에 따라서 오버샘플링 잡음-성형 변조기로서 이용되는 (도 2에 도시된 것과 같은 시그마-델타 변조기(203)에 대응하는)시그마-델타 변조기(301)의 블록도를 도시한다. 앞서 논의된 바와 같이, 시그마-델타 변조기(301)는 선행하는 프로세싱 로직(예를 들어, 디지털 I/Q 컨버터(104))과 동일한 전자 회로(예를 들어, FPGA(201))내에 위치될 수 있다. 또한, 낮은 분해능 DAC(306)의 일부 또는 전부는 동일한 전자 디바이스 내에 통합될 수 있다.

변조기 필터(303)의 전달 함수인 H(z), 및 양자화기(304)와 관련된 양자화기 비트들의 수는 시그마-델타 변조기(301)의 주요 조정가능 파라미터들이다.

변조기 필터(303)의 전달 함수 H(z)는, 이하에 의해, 잡음 전달 함수(NTF) 및 신호 전달 함수(STF)로 결정될 수 있다.

예를 들어, NTF = (1-z^-1)²= 1-2Z^-1+z^-2일 때, 2차 필터 전달 함수 H(z)는:

이다.

앞선 NTF는 성능과 복잡도 사이에서 양호한 절충인 2차 H(z)를 초래한다. 더 낮은 차수들은 양자화 잡음(즉, 음조(tonal))과 더욱 상관될 수 있고, 양자화 잡음에서는 더 높은 차수의 변조기들이 안정성 문제들을 가질 수 있다.

시그마-델타 변조기(301)는 신호 조합기(합산기로 지칭될 수 있음)(302), 변조기 필터(303), 및 양자화기(304)를 포함한다. 도 3에 도시된 바와 같이, 신호 조합기(302)는, (도 2에 도시된 것과 같은)디지털 업컨버터(202)로부터의 디지털 I 신호에서 양자화기(304)로부터의 양자화된 출력을 감산한다. 디지털 I 신호가 M개의 비트들(예를 들어, 도 2에 도시된 것과 같이 12개의 비트들)을 갖는 것으로 도시되고, 양자화기(304)로부터의 양자화된 I 신호가 N개의 양자화된 비트들을 갖는 것으로 도시되지만, 신호 조합기(302)가 그 2개의 수들을 감산할 수 있도록, 시그마-델타 변조기(301)는 디지털 I 신호와 관련된 비트들의 수를 일치시키기 위해 양자화기(304)로부터의 비트들의 수를 조절한다. 예를 들어, 양자화된 비트들의 수가 N개와 동일하면, 양자화된 상태들의 수는 2^N과 동일하며, 여기서, 디지털 I 신호의 비트들의 수는 양자화기(304)로부터의 비트들의 수와 일치하도록 감소될 수 있다.

시그마-델타 변조기(301)는 이산 시간에 있어서 실행하고, 이에 따라 디지털 로직 내에서 구현될 수 있다. 양자화기 비트들의 수가 1이 되는 것으로 선택되면(즉, N=1), 시그마-델타 변조기(301)의 출력에서 인터페이싱하는 낮은 분해능 DAC(306)의 설계는 (이것이 오직 2개의 양자화된 상태들을 갖기 때문에) 간략화되고, 표준 디지털 로직 I/O은 도 5에 도시된 바와 같이 낮은 분해능 DAC를 구현하도록 이용될 수 있다. 시그마-델타 변조기(301)로부터 양자화기 상태들의 수가 2 보다 크다고 하더라도, 몇몇 디지털 I/O 회로들은 3개의 상태들보다 더 많은 상태들을 생성하기 위해 조합될 수 있다. 동일한 전자 디바이스 내에 시그마-델타 변조기(301)와 DAC(306)의 통합을 통해서, 관련 비용은 현저하게 감소될 수 있다.

도 4는 본 개시의 양상들에 따른 오버샘플링 잡음-성형 변조기로서 이용되는 시그마-델타 변조기(401)의 블록도를 나타내고, 여기서 블록도(401)는 도 2에 도시된 바와 같이 시그마-델타 변조기(203)의 대안적인 실시예이다.

변조기 필터(405)의 전달 함수인 Hf(z), 및 양자화기(403)와 관련된 양자화기 비트들의 수는 시그마-델타 변조기(401)의 주요 조정가능 파라미터이다.

변조기 필터(405)의 전달 함수 Hf(z)는 잡음 전달 함수(NTF) 및 신호 전달 함수(STF)로부터 결정될 수 있다.

예를 들어, NTF = (1-z^-1)² = 1-2z^-1 + z^-2일 때, 2차 필터 전달 함수 Hf(z)는:

이다.

시그마-델타 변조기(401)는, 제 1 신호 조합기(합산기)(402), N-비트 양자화기(403), 제 2 조합기(합산기)(404), 및 변조기 필터(405)를 포함한다. 제 1 신호 조합기(402)는, (도 2에 도시된 바와 같이) 변조기 필터(405)로부터의 필터링된 신호와 디지털 업컨버터(202)로부터의 디지털 I 신호를 합산한다. 다음으로, 제 2 신호 조합기(404)는 제 1 신호 조합기(402)의 출력에서 양자화된 출력을 감산한다.

이전의 논의와 협력하여, 시그마-델타 변조기(401)는 양자화기(403)로부터의 비트들의 수를 조절하여 디지털 업컨버터(202)(도 2에 도시된 것과 같음)로부터의 디지털 I 신호와 관련된 비트들의 수를 일치시킨다.

몇몇 실시예들이 2차 시그마-델타 변조기를 포함할 수 있지만, 다른 실시예들은 N차 시그마-델타 변조기를 포함할 수 있으며, 여기서 차수는 2보다 크거나 또는 2보다 작다. 더 높은 차수의 변조기들은 대역-내 신호대 잡음비(SNR)를 증가시킨다.

(도 3 및 도 4에 각각 도시된 바와 같이)시그마-델타 변조기들(301 및 401)이 단일의 스테이지를 포함할 수 있지만, 다른 실시예들은 멀티-스테이지 잡음 성형(MASH; multi-stage noise shaping) 구성을 활용할 수 있으며, 여기서 제 1 차 시그마-델타 변조기들은 더 높은 차수의 잡음 성형을 형성하기 위해 캐스캐이드된다. 더 높은 차수의 단일 스테이지 시그마-델타 변조기가 불안정성 특징들을 초래할 수 있지만, 각각의 1차 루프가 안정적이기 때문에 멀티-스테이지 1차 시그마 델타 변조기 구성을 통해서 안정성이 보증된다.

도 5는 본 개시의 양상들에 따른 낮은 분해능 디지털-아날로그 컨버터(DAC)(204)에 대한 블록도를 나타낸다. DAC(204)는 비-반전 출력(551) 및 반전 출력(552)으로부터의 차동 출력을 제공한다. 비-반전 출력(551) 및 반전 출력(552)은 레지스터들(501 및 502) 각각으로부터 획득되고, 여기서 레지스터들은 DAC 클록(208)(도 2에 도시된 바와 같음)에 의해 클록되고, 레지스터(502)로의 입력은 인버터(503)에 의해 반전된다.

DAC(204)는 하나의 양자화기 비트에 대응하는 2개의 양자화기 상태들(즉, '1'과 동일한 출력(551)/'0'과 동일한 출력(552) 그리고 '0'과 동일한 출력(551)/'1'과 동일한 출력(552))을 지원할 수 있지만, DAC(204)는 버퍼들(504 및 505)의 높은 임피던스 상태를 활성화시킴으로써 제 3 상태를 더 지원할 수 있다. 3상태 버퍼들의 경우, 제 3 상태는 Hi-Z(높은 임피던스) 상태이다. 출력 버퍼들 각각이 높은-Z에 있고, 외부 회로는 바이어스를 생성하지 않을 때, 차동 출력(y(t)=P1-P2)은 '0'일 것이다. 따라서, 차동 상태들의 집합은 +1, -1, 및 0이다. 이러한 접근방식은 시그마-델타 변조기의 동작에 혜택을 줄 수 있는 양자화기에 대해 하나 보다 많은 레벨(2 상태들과 비교하여 3 상태들)을 허용한다.

(필터(209) 또는 필터(210)가 능동 필터를 포함할 때) 능동 필터에 대한 입력 노드가 합산 노드이면, 다수의 상이한 입력 신호들은 능동 필터 이전에 함께 합산될 수 있다. 바이너리 가중(binary weighed) DAC 또는 소위 "R-2R" DAC를 구현할 때, 다수의 신호들은 (능동 필터 내에 갖춰질 수 있는)합산 노드에 저항기들을 통해서 연결될 수 있다.

도 6은 본 개시의 양상들에 따라서 시그마-델타 변조기(203)의 저역 통과 2차 스펙트럼 밀도 응답(600)을 나타낸다. 그러나, 디지털-아날로그 변환 회로(213)(즉, 도 2에 도시된 것과 같이 DAC(204)와 나란한 시그마-델타 변조기(203))에 대한 대응 응답은 0차 홀드 보간(zero-order hold interpolation)의 통합과 유사할 수 있고, 여기서 디지털-아날로그 변환 회로(213)는 대역-외 양자화 잡음을 형상화한다. 도 6은 풀 스케일 톤(full scale tone) 및 오버샘플링 비=960를 갖는 저역 통과 2차 단일 비트 시그마-델타 변조기의 전력 스펙트럼 밀도 플롯을 나타낸다.

(도 2에 도시된 바와 같은)기저대역 필터들(209 및 210)은 증가된 대역-외 잡음을 제거하고, 이에 따라 통상적인 나이퀴스트(Nyquist) DAC가 사용되었을 때(예를 들어, 종래의 시스템들에서 고속 전류 조정 DAC가 사용됨), 보다 더욱 진보적인 필터링 요건들을 요구한다.

통상적으로, 필터들(209 및 210)의 기저대역 필터링 요건들은 타겟 애플리케이션 및 다른 시스템 파라미터들에 의존한다. 예를 들어, 시그마-델타 변조기(203) 및 DAC(204)의 오버샘플링 비(OSR)를 2배만큼 증가시키는 것은 기저대역 필터 코너를 2배만큼 외부로 이동시킬 수 있다. 대단히 효율적인 저항기-커패시터(RC), 인덕터-커패시터(LC), 및 능동 필터들은 상기 요건들에 의존하여 설계될 수 있다. 코너 주파수(corner frequency)들이 1MHz 및 그 아래에 도달할 때, 능동 필터링은 통상적으로 LC 필터들에 있어서의 큰 인덕터 크기들로 인해 유리하게 된다.

도 7은 본 개시의 양상들에 따라서 도 6에 나타낸 스펙트럼 밀도의 확대 버전(700)을 나타낸다. 도 6이 12MHz에 대한 스펙트럼 밀도를 나타내지만, 확대 버전(700)은 2MHz에 걸친다. 무선 마이크로폰 채널에 대한 통상적인 대역폭은 대략적으로 200KHz이며, 여기서 I 및 Q 성분들은 0과 100KHz 사이에서 중요한(meaningful) 정보를 갖는다. 결과적으로, 높은 충실도 영역은, 플롯(700)의 좌측에 있는 0과 100KHz 사이에 있다. 신호 에너지의 나머지(즉, 100KHz 보다 큰 주파수에 있음)는 필터들(209 및 210)에 의해 필터링될 수 있다.

도 8은 본 개시의 양상들에 따른 이산 직교 변조기(예를 들어, 도 2에 나타낸 것과 같은 아날로그 직교 변조기(212))의 블록도(800)를 나타낸다.

종래 시스템들의 경우, 아날로그 직교 변조기들은 몇몇 제조업자들로부터의 집적 회로들로서 통상적으로 발견된다. 대부분의 이용가능한 변조기들은, 고성능(및 이에 따른 고전력)이 필요한, 셀룰러 인프라스트럭쳐 시장들을 타겟으로 한다. 추가적으로, 셀룰러 통신들을 위한 주파수 대역들은 통상적으로 UHF(470MHz-900MHz) 대역들 내에 있지 않다. 예를 들어, 종래의 직교 변조기는, 대략적으로 126mW의 전력 소모를 갖지만, 이산 직교 변조기는 대략적으로 36mW의 전력 소모를 갖는다. 이는 배터리 수명에 있어서 측정가능한 절감들(몇몇 무선 마이크로폰 시스템들에 대해 거의 2시간)로 이해된다.

이산 직교 변조기(800)의 주요 컴포넌트들은 대단히 전력 효율적인 더블 밸런싱된 혼합기들(801 및 802) 및 90-도 위상 분할기(803)이다. 그러나, 다른 혼합기들(예를 들어, 단일 밸런싱된 능동 혼합기들, 수동 혼합기들 등)은 몇몇 실시예들에 통합될 수 있다. 혼합기의 RF 포트에서 로컬 오실레이터(LO) 컴포넌트(805)를 감쇄시키는 것이 바람직한 경우, 밸런싱된 혼합기가 고려되어야 한다. 직교 변조기(800)의 LO 제거는, 혼합기(801 및 802) 자신들 각각이 얼마나 잘 LO 신호를 제거하는지에 관련된다. 결과적으로, 직교 조합은 LO 성분 신호들을 상쇄시키지 않는다. 직교 변조기(800)가 이산 구성을 갖기 때문에, 각각의 혼합기(801 및 802)의 바이어스 포인트(능동 혼합기들에 대한 LO 드라이브 레벨)는 특정 애플리케이션에 따라 튜닝될 수 있고, 이에 따라, 혼합기 성능과 전력 소모 사이의 관계가 존재한다.

이산 합산기(804)는 도 2에 나타낸 바와 같이 RF 출력(257)에 대응하는 RF 출력 신호를 형성하기 위해 혼합기들(801 및 802)로부터 혼합기 출력들을 조합한다.

몇몇 실시예들의 경우, 위상 분할기(803)는 종종 비용을 감소시키는 수동 위상 분할기이다. 수동 위상 분할기들을 구성하기 위한 상이한 방식들이 존재하는데, 각각은 관련 특징들을 갖는다. 위상 분할기(803)의 하나의 중요한 파라미터는 위상 밸런스이며, 이 위상 밸런스는 위상 분할기의 동작 대역폭을 정의한다. 또한, 혼합기 이득들이 LO 드라이브 레벨들을 변화시키는 것에 둔감하게 되기 때문에, 진폭 밸런스는 중요하지만 통상적으로 작은 정도로 중요하다.

몇몇 실시예들이 이산적 형상으로 적어도 몇몇 컴포넌트들을 지원하지만, 다른 실시예들의 경우 복수의 컴포넌트들이 동일한 전자 디바이스들에 포함될 수 있다.

도 9는 본 개시의 양상들에 따라서, 입력 신호를 프로세싱하고, 프로세싱된 신호를 무선 채널을 통해서 무선 수신 및 신호 프로세싱 장비에 송신한다. 프로세싱 디바이스(901)는 데이터 송신 프로세스(본원에 설명된 송신 프로세스들 중 임의의 송신 프로세스 또는 모든 송신 프로세스들)를 수행하기 위해 컴퓨터-판독가능 매체, 예를 들어, 메모리(903)로부터 컴퓨터 실행가능 명령들을 실행할 수 있다. 컴퓨터 저장 매체는, 컴퓨터 판독가능 명령들, 데이터 구조들, 프로그램 모듈들 또는 다른 데이터와 같은 정보의 저장을 위한 임의의 방법 또는 임의의 기술에서 구현된 휘발성 및 비휘발성, 탈착식 및 비탈착식 매체를 포함할 수 있다. 컴퓨터 저장 매체는 랜덤 액세스 메모리(RAM), 판독 전용 메모리(ROM), 전기적 소거가능한 프로그래머블 판독 전용 메모리(EEPROM), 플래시 메모리 또는 다른 메모리 기술, CD-ROM, 디지털 다목적디스크(DVD), 또는 다른 광 디스크 저장장치, 자기 카세트들, 자기 테이프, 자기 디스크 저장장치 또는 다른 자기 저장 디바이스, 또는 원하는 정보를 저장하는데 이용될 수 있고 프로세싱 디바이스(901)에 의해 액세스될 수 있는 임의의 다른 매체를 포함하지만, 이에 한정하지 않을 수 있다. 실행가능 명령들은 본원에 설명된 임의의 또는 모든 방법 단계들을 수행할 수 있다.

몇몇 실시예들의 경우, 프로세싱 디바이스(901)는 하나 또는 그 초과의 프로세서들을 포함할 수 있다. 예를 들어, 프로세싱 디바이스(901)는 하나의 은닉(concealment) 기법을 구현하기 위해 하나 또는 그 초과의 코어들을 활용하는 디지털 신호 프로세서(DSP) 또는 다른 마이크로프로세서들을 포함할 수 있는 한편, 다른 마이크로프로세서는 다른 은닉 기법을 수행할 수 있다.

몇몇 실시예들의 경우, 장치(900)는, 본 명세서에 설명된 하나 또는 그 초과의 임의의 실시예들과 관련하여 설명된 바와 같이, 프로그래머블 로직 디바이스들(PLD들), 필드-프로그래머블 로직 어레이들(FPGAs), 주문형 반도체들(ASICs), 또는 동작들을 수행하기 위한 명령들 또는 논리적인 프로세싱을 갖는 다른 집적 회로들과 같은 비-순차적 및/또는 병렬 프로세싱을 제공하는 하나 또는 그 초과의 프로세싱 디바이스들로서 구현될 수 있다. 상기 명령들은 머신-판독가능 매체에 저장된 소프트웨어 및/또는 펌웨어 명령들일 수 있고, 및/또는 하나 또는 그 초과의 집적 회로들 및/또는 다른 회로 엘리먼트들과 조합된 하나 또는 그 초과의 집적 회로들 내의 일련의 로직 게이트들 및/또는 상태 머신 회로들로서 하드-코딩될 수 있다.

본 발명은 본 발명을 수행하는 현재의 모드들을 포함하는 특정 예시들과 관련하여 설명되지만, 당업자들은 첨부된 청구항들에서 설명된 것과 같이 본 발명의 예시적인 실시예들의 정신 및 범위 내에 포함된 앞서 설명된 시스템들 및 기법들의 다양한 변화들 및 치환들이 존재할 수 있다는 것을 이해할 것이다.

Claims

장치로서,
(i) 디지털 동위상(I; in-phase) 신호 및 디지털 직교(Q; quadrature) 신호를 양자화된(quantized) I 신호로, 그리고 (ii) 상기 디지털 Q 신호를 양자화된 Q 신호로 변환하는 적어도 하나의 오버샘플링 잡음-성형 변조기(oversampling noise-shaping modulator) ― 상기 양자화된 I 신호 및 상기 양자화된 Q 신호는 샘플마다 원하는 수의 양자화된 비트들을 이용하여 양자화됨 ― ;
상기 양자화된 I 신호 및 상기 양자화된 Q 신호를 아날로그 I 신호 및 아날로그 Q 신호로 각각 변환하는 적어도 하나의 디지털-아날로그 컨버터(DAC);
필터링된 I 신호 및 필터링된 Q 신호를 형성하기 위해 상기 아날로그 I 신호 및 상기 아날로그 Q 신호의 잡음 성분들을 미리결정된 레벨만큼 감소시키는 적어도 하나의 필터; 및
상기 필터링된 I 신호와 상기 필터링된 Q 신호 및 로컬 오실레이터 신호를 송신된 출력 신호로 변형시키는 아날로그 직교 변조기 ― 상기 송신된 출력 신호는 무선 수신기에 송신됨 ― 를 포함하는,
장치.
제 1 항에 있어서,
입력 신호를 수신하고, 상기 입력 신호를 상기 디지털 동위상(I) 신호 및 상기 디지털 직교(Q) 신호로 변환하는 동위상/직교-위상(I/Q) 컨버터를 더 포함하는,
장치.
제 2 항에 있어서,
상기 입력 신호는 무선 오디오 장비 내에서 수신되는,
장치.
제 3 항에 있어서,
상기 무선 오디오 장비는 무선 마이크로폰을 포함하는,
장치.
제 1 항에 있어서,
상기 적어도 하나의 오버샘플링 잡음-성형 변조기는 시그마-델타(sigma-delta) 변조기를 포함하는,
장치.
제 5 항에 있어서,
상기 시그마-델타 변조기는:
N-비트 양자화기;
합산된 신호를 형성하기 위해 상기 디지털 I 신호로부터 상기 양자화된 I 신호를 감산하는 신호 조합기 ― 상기 양자화된 I 신호는 상기 N-비트 양자화기로부터 획득됨 ―; 및
필터링된 신호를 획득하기 위해 전달 함수에 따라서 상기 합산된 신호를 필터링하는 변조기 필터를 포함하고,
상기 N-비트 양자화기는 N개의 양자화된 비트들에 따라서 상기 양자화된 I 신호를 형성하기 위해 상기 필터링된 신호를 양자화하는,
장치.
제 5 항에 있어서,
상기 시그마-델타 변조기는:
전달 함수로 특징지어진 변조기 필터;
제 1 합산 신호를 형성하기 위해 상기 변조기 필터로부터의 필터링된 신호와 상기 디지털 I 신호를 합산하는 제 1 신호 조합기;
N개의 양자화된 비트들에 따라서 상기 양자화된 I 신호를 형성하기 위해 상기 제 1 합산 신호를 양자화하는 N-비트 양자화기;
제 2 합산 신호를 형성하기 위해 상기 제 1 합산 신호로부터 상기 양자화된 I 신호를 감산하는 제 2 신호 조합기; 및
상기 필터링된 신호를 획득하기 위해 상기 제 2 합산 신호의 잡음 레벨을 감소시키도록 상기 전달 함수에 따라서 상기 제 2 합산 신호를 필터링하는 변조기 필터를 포함하는,
장치.
제 2 항에 있어서,
상기 적어도 하나의 오버샘플링 잡음-성형 변조기 및 상기 I/Q 컨버터는 동일한 전자 디바이스 내에 포함되는,
장치.
제 1 항에 있어서,
상기 적어도 하나의 DAC, 상기 적어도 하나의 필터, 및 상기 아날로그 직교 변조기는 동일한 전자 디바이스 내에 포함되는,
장치.
제 8 항에 있어서,
상기 동일한 전자 디바이스는 필드-프로그래머블 게이트 어레이(FPGA)를 포함하는,
장치.
제 1 항에 있어서,
상기 아날로그 직교 변조기는:
상기 로컬 오실레이터 신호로부터 동위상 로컬 오실레이터 신호 및 직교-위상 로컬 오실레이터 신호를 형성하는 이산 위상 분할기(discrete phase splitter);
제 1 혼합 신호를 형성하기 위해 상기 동위상 로컬 오실레이터 신호와 상기 필터링된 I 신호를 혼합하는 제 1 이산 혼합기;
제 2 혼합 신호를 형성하기 위해 상기 직교-위상 로컬 오실레이터 신호와 상기 필터링된 Q 신호를 혼합하는 제 2 이산 혼합기; 및
송신된 출력 신호를 형성하기 위해 상기 제 1 혼합 신호와 상기 제 2 혼합 신호를 합산하는 이산 합산기를 포함하는,
장치.
컴퓨터-판독가능 저장 매체로서,
상기 컴퓨터-판독가능 저장 매체는, 실행될 때, 프로세서로 하여금 이하의 방법을 수행하게 하는 컴퓨터-실행가능 명령들을 저장하고,
상기 방법은:
증가된 진폭 분해능을 획득하기 위해 디지털 동위상(I) 신호 및 디지털 직교(Q) 신호를 오버샘플링하여, 상기 디지털 I 신호 및 상기 디지털 Q 신호를 양자화된 I 신호로 변환하고 상기 디지털 Q 신호를 양자화된 Q 신호로 변환하는 단계 ― 상기 양자화된 I 신호 및 상기 양자화된 Q 신호는 샘플마다 원하는 수의 양자화된 비트들로 양자화됨 ― ;
상기 양자화된 I 신호 및 상기 양자화된 Q 신호를 아날로그 I 신호 및 아날로그 Q 신호로 각각 변환하는 단계;
필터링된 I 신호 및 필터링된 Q 신호를 형성하기 위해 상기 아날로그 I 신호 및 상기 아날로그 Q 신호의 잡음 성분들을 미리결정된 레벨만큼 감소시키는 단계; 및
상기 필터링된 I 신호와 상기 필터링된 Q 신호 그리고 로컬 오실레이터 신호를 송신된 출력 신호로 변형시키는 단계 ― 상기 송신된 출력 신호는 무선 수신기에 송신됨 ― 를 포함하는,
컴퓨터-판독가능 저장 매체.
제 12 항에 있어서,
상기 방법은:
무선 마이크로폰 시스템 내에서 입력 신호를 수신하고, 상기 입력 신호를 상기 디지털 동위상(I) 신호 및 상기 디지털 직교-위상 (Q) 신호로 변환하는 단계를 더 포함하는,
컴퓨터-판독가능 저장 매체.
제 12 항에 있어서,
상기 방법은:
합산된 신호를 형성하기 위해 상기 디지털 I 신호와 상기 양자화된 I 신호를 합산하는 단계;
필터링된 신호를 획득하기 위해 상기 합산된 신호의 잡음 레벨을 감소시키도록 상기 합산된 신호를 필터링하는 단계; 및
N개의 양자화된 비트들에 따라서 상기 양자화된 I 신호를 형성하기 위해 상기 필터링된 신호를 양자화하는 단계를 더 포함하는,
컴퓨터-판독가능 저장 매체.
제 12 항에 있어서,
상기 방법은:
제 1 합산된 신호를 형성하기 위해 상기 디지털 I 신호와 필터링된 신호를 합산하는 단계;
N개의 양자화된 비트들에 따라서 상기 양자화된 I 신호를 형성하기 위해 상기 제 1 합산된 신호를 양자화하는 단계;
제 2 합산된 신호를 형성하기 위해 상기 제 1 합산된 신호로부터 상기 양자화된 I 신호를 감산하는 단계; 및
상기 필터링된 신호를 획득하기 위해 상기 제 2 합산된 신호의 잡음 레벨을 감소시키도록 상기 제 2 합산된 신호를 필터링하는 단계를 더 포함하는,
컴퓨터-판독가능 저장 매체.
방법으로서,
증가된 진폭 분해능을 획득하기 위해 디지털 동위상(I) 신호 및 디지털 직교(Q) 신호를 오버샘플링하고 상기 디지털 I 신호 및 상기 디지털 Q 신호를 양자화된 I 신호로 그리고 상기 디지털 Q 신호를 양자화된 Q 신호로 변환하는 단계 ― 상기 양자화된 I 신호 및 상기 양자화된 Q 신호는 샘플마다 원하는 수의 양자화된 비트들로 양자화됨 ― ;
상기 양자화된 I 신호 및 상기 양자화된 Q 신호를 아날로그 I 신호 및 아날로그 Q 신호 각각으로 변환하는 단계;
필터링된 I 신호 및 필터링된 Q 신호를 형성하기 위해 상기 아날로그 I 신호 및 상기 아날로그 Q 신호의 잡음 성분들을 미리결정된 레벨만큼 감소시키는 단계; 및
상기 필터링된 I 신호와 상기 필터링된 Q 신호 및 로컬 오실레이터 신호를 송신된 출력 신호로 변형시키는 단계 ― 상기 송신된 출력 신호는 무선 수신기에 송신됨 ― 를 포함하는,
방법.
제 16 항에 있어서,
무선 마이크로폰 시스템 내에서 입력 신호를 수신하고, 상기 입력 신호를 상기 디지털 동위상(I) 신호 및 상기 디지털 직교-위상(Q) 신호로 변환하는 단계를 더 포함하는,
방법.
제 16 항에 있어서,
합산된 신호를 형성하기 위해 상기 디지털 I 신호 및 상기 양자화된 I 신호를 합산하는 단계;
필터링된 신호를 획득하기 위해 상기 합산된 신호의 잡음 레벨을 감소시키도록 상기 합산된 신호를 필터링하는 단계; 및
N개의 양자화된 비트들에 따라서 상기 양자화된 출력 신호를 형성하기 위해 상기 필터링된 신호를 양자화하는 단계를 더 포함하는,
방법.
제 16 항에 있어서,
제 1 합산된 신호를 형성하기 위해 상기 디지털 I 신호와 필터링된 신호를 합산하는 단계;
N개의 양자화된 비트들에 따라서 상기 양자화된 I 신호를 형성하기 위해 상기 제 1 합산된 신호를 양자화하는 단계;
제 2 합산된 신호를 형성하기 위해 상기 제 1 합산된 신호로부터 상기 양자화된 I 신호를 감산하는 단계; 및
상기 필터링된 신호를 획득하기 위해 상기 제 2 합산된 신호의 잡음 레벨을 감소시키도록 상기 제 2 합산된 신호를 필터링하는 단계를 더 포함하는,
방법.
무선 마이크로폰 시스템으로서,
상기 무선 마이크로폰 시스템 내에서 입력 신호를 수신하고, 상기 입력 신호를 디지털 동위상(I) 신호 및 디지털 직교-위상(Q) 신호로 변환하는 동위상/직교-위상(I/Q) 컨버터;
상기 디지털 I 신호 및 상기 디지털 Q 신호를 양자화된 I 신호로 변환하고 상기 디지털 Q 신호를 양자화된 Q 신호로 변환하는 적어도 하나의 오버샘플링 잡음-성형 변조기 ― 상기 양자화된 I 신호 및 상기 양자화된 Q 신호는 샘플마다 하나의 양자화된 비트로 양자화됨 ― ;
상기 양자화된 I 신호 및 상기 양자화된 Q 신호를 아날로그 I 신호 및 아날로그 Q 신호 각각으로 변환하는 적어도 하나의 디지털-아날로그 컨버터(DAC);
필터링된 I 신호 및 필터링된 Q 신호를 형성하기 위해 상기 아날로그 I 신호 및 상기 아날로그 Q 신호의 잡음 성분을 미리결정된 레벨만큼 감소시키는 적어도 하나의 필터; 및
상기 필터링된 I 신호와 상기 필터링된 Q 신호 및 로컬 오실레이터 신호를 송신된 출력 신호로 변형시키는 아날로그 직교 변조기 ― 상기 송신된 출력 신호는 무선 수신기에 송신됨 ― 를 포함하는,
무선 마이크로폰 시스템.
제 20 항에 있어서,
상기 적어도 하나의 샘플링 잡음-성형 변조기는 시그마-델타 변조기를 포함하는,
무선 마이크로폰 시스템.
제 1 항에 있어서,
상기 아날로그 I 신호는 차동 출력을 포함하고,
상기 차동 출력은 3개의 차동 상태들 중 하나의 상태를 가지며,
상기 차동 상태들 중 상기 하나의 상태는 높은 임피던스 상태에 대응하는,
무선 마이크로폰 시스템.
제 5 항에 있어서,
상기 시그마-델타 변조기는 2와 동일하지 않은 차수를 갖는 N차 시그마-델타 변조기를 포함하는,
무선 마이크로폰 시스템.
제 5 항에 있어서,
상기 시그마-델타 변조기는 복수의 1차 시그마-델타 변조기들을 포함하는,
무선 마이크로폰 시스템.