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KR20090083911A - 시간 주파수로 인터리빙된 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 성능 개선 방법 - Google Patents

시간 주파수로 인터리빙된 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 성능 개선 방법 Download PDF

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KR20090083911A
KR20090083911A KR1020097010983A KR20097010983A KR20090083911A KR 20090083911 A KR20090083911 A KR 20090083911A KR 1020097010983 A KR1020097010983 A KR 1020097010983A KR 20097010983 A KR20097010983 A KR 20097010983A KR 20090083911 A KR20090083911 A KR 20090083911A
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KR
South Korea
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impulse response
channel
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KR101396142B1 (ko
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배산쓰 알. 가담
티예얀 푸
이펑 장
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코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Abstract

일실시예에서, TFI-OFDM 수신기 시스템(22)은 채널과 결합된 잡음 분산을 추정하고 대역내 간섭을 완화함에 있어 이들 추정을 사용함으로써 더 신뢰성있게 정보 비트를 디코딩할 수 있다. 또 다른 실시예에서, 수신된 헤더 심볼, 통신 링크와 결합된 TFC 넘버에 의해 제공된 대역 도약 패턴, 추정된 채널 임펄스 응답 및 잡음 분산 추정 및 FFT 프로세서(30)으로부터 발생되는 심볼로부터 기준 OFDM을 생성함으로써 추정된 채널 임펄스 응답 및 잡음 분산을 갱신할 수 있는 TFI-OFDM 수신기 시스템(66)이 개시된다.
Figure P1020097010983
OFDM, TFI, 주파수, 대역, 통신

Description

시간 주파수로 인터리빙된 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 성능 개선 방법{IMPROVING PERFORMANCE IN A TIME-FREQUENCY INTERLEAVED ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING SYSTEM}
본 발명은 일반적으로 무선 통신 및 패킷 기반 직교 주파수 분할 다중화(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템에 관한 것으로서, 더 상세하게는 시간 주파수로 인터리빙된 직교 주파수 분할 다중화 시스템(TFI-OFDM) 시스템에서 간섭 완화 및 성능 개선에 대한 것이다.
전형적인 TFI-OFDM 시스템에서, 주파수 스펙트럼은 각각이 사전 결정된 폭을 갖는 다수의 부대역으로 분할된다. 예를 들면, WiMedia TFI-OFDM 시스템은 각각이 총 약 1.5기가헤르쯔(GHz)에 대하여 528메가헤르쯔(MHz)의 대역폭을 갖는 3개의 부대역을 사용한다. 이 WiMedia 시스템은 초당 약 53.3 메가비트(Mb/s)로부터 약 480Mb/s까지의 데이터 속도를 제공할 수 있다. TFI-OFDM 시스템에 대한 공간적 능력이 시간 주파수 코드(TFC: Time-Frequency Code)를 통하여 제공되며, 각 피코넷은 이 시간 주파수 코들을 이용하여 고유한 주파수 대역 도약(band-hopping) 시퀀스를 나누어준다. 비록 TFC가 복수의 피코넷이 동일한 시간에 통신하는 것을 가능하게 할지라도, 주파수 대역 도약 시퀀스가 피코넷으로 하여금 동일한 주파수 대역 에서 동작하는 것을 야기하는 때 간섭이 발생할 수 있는 예가 있다. 대역내 간섭은 또한 특히 WiMedia 어플리케이션에서 발생할 수 있으며, 여기서 복수의 피코넷은 서로에 대하여 좁은 범위에서 동작하고, 또한 다른 디바이스가 이 대역에서 동시에 동작중인때 협대역 간섭 형태로 동작한다. 이들 타입의 간섭은 다른 채널 조건에서 성능을 심하게 떨어뜨릴 수 있다.
그러므로, TFI-OFDM 시스템에 이입되는 간섭 영향을 완화시킬 수 있는 접근 방식에 대한 필요성이 있다.
일실시예에서, TFI-OFDM 수신기 시스템이 있다. 이 실시예에서, 시스템은 TFC 넘버에 대응하는 특정 주파수 대역으로 전송되는 데이터 패킷을 수신하도록 구성된 수신기를 포함한다. 각 수신된 데이터 패킷은 프리엠블부, 헤더부 및 페이로드부로 분할된 OFDM 심볼을 포함한다. 고속 푸리에 변환 프로세서가 시간 영역으로부터 주파수 영역으로 OFDM 심볼을 변환하도록 구성된다. 채널 추정기가 데이터 패킷에 대하여 채널 임펄스 응답을 추정하도록 구성된다. 채널 추정기는 프리엠블부에서의 주파수 영역 OFDM 심볼로부터의 채널 임펄스 응답을 추정한다. 잡음 분산 추정기는 프리엠블부에서의 주파수 영역 OFDM 심볼로부터 잡음 분산 추정값을 도출하도록 구성된다.
또 다른 실시예에서, TFI-OFDM 수신기 시스템이 개시된다. 본 실시예에서, 이 시스템은 TFC 넘버에 대응하는 특정 주파수 대역으로 전송된 데이터 패킷을 수신하도록 구성되는 수신기를 포함한다. 각 수신된 데이터 패킷은 프리엠블부, 헤더부 및 페이로드부로 분할된 OFDM 심볼을 포함한다. 고속 푸리에 변환 프로세서는 시간 영역으로부터 주파수 영역으로 OFDM 심볼을 변환하도록 구성된다. 채널 추정기는 데이터 패킷에 대하여 채널 임펄스 응답을 추정하도록 구성된다. 이 채널 추정기는 프리엠블부에서의 주파수 영역 OFDM 심볼로부터 채널 임펄스 응답을 추정한다. 잡음 분산 추정기는 프리엠블부에서의 주파수 영역 OFDM 심볼로부터 잡음 분산 추정을 도출하도록 구성된다. 갱신기는 채널 추정기에 의해 추정된 채널 임펄스 응답 및 잡음 분산 추정기에 의해 도출된 잡음 분산 추정값을 갱신하도록 구성된다.
제 3 실시예에서, 통신 링크에서 동작하는 초광대역 디바이스로부터 발생하는 간섭을 보상하는 방법이 개시된다. 본 실시예에서, 이 방법은 TFC 넘버에 대응하는 특정 주파수 대역으로 데이터 패킷을 수신하는 단계를 포함한다. 각 수신된 데이터 패킷은 프리엠블부, 헤더부 및 페이로드부로 분할된 OFDM 심볼을 포함한다. 이 방법은 OFDM 심볼을 시간 영역으로부터 주파수 영역으로 변환하는 단계를 추가로 포함한다. 이 방법은 프리엠블부에서의 주파수 영역 OFDM 심볼로부터 채널 임펄스 응답을 추정하는 단계를 추가로 포함한다. 이 방법은 프리엠블부에서의 주파수 영역 OFDM 심볼로부터 잡음 분산 추정을 도출하는 단계를 추가로 포함한다.
또 다른 실시예에서, 통신 링크에서 동작하는 초광대역 디바이스의 성능을 개선하는 방법이 개시된다. 본 실시예에서, 이 방법은 TFC 넘버에 대응하는 특정 주파수 대역으로 데이터 패킷을 수신하는 단계를 포함한다. 각 수신된 데이터 패킷은 프리엠블부, 헤더부 및 페이로드부로 분할된 OFDM 심볼을 포함한다. 이 방법은 OFDM 심볼을 시간 영역으로부터 주파수 영역으로 변환하는 단계를 추가로 포함한다. 이 방법은 프리엠블부에서의 주파수 영역 OFDM 심볼로부터 채널 임펄스 응답을 추정하는 단계를 추가로 포함한다. 이 방법은 프리엠블부에서의 주파수 영역 OFDM 심볼로부터 잡음 분산 추정을 도출하는 단계를 추가로 포함한다. 이 방법은 추정된 채널 임펄스 응답 및 도출된 잡음 분산 추정을 갱신하는 단계를 추가로 포함한다.
도 1은 패킷 기반 OFDM 시스템에 대한 물리층 수렴 프로토콜(PLCP: Physical Layer Convergence Protocol) 프레임 포맷의 예를 보여주는 도면.
도 2는 TFI-OFDM 시스템에 사용될 수 있는 상이한 TFC에 대한 호핑 패턴의 예를 열거한 테이블을 보여주는 도면.
도 3은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 TFI-OFDM 수신기의 블럭도를 보여주는 도면.
도 4는 도 3에 묘사된 TFI-OFDM 수신기의 동작을 묘사하는 흐름도를 보여주는 도면.
도 5는 본 발명의 제 2 실시예에 따른 TFI-OFDM 수신기의 블럭도를 보여주는 도면.
도 6은 도 5에 묘사된 TFI-OFDM 수신기의 동작을 묘사하는 흐름도를 보여주는 도면.
TFI-OFDM 시스템과 같은 패킷 기반 전송 시스템은 쇼트 버스트(short burst)로 데이터 패킷을 전송한다. 전송시 보내진 각 데이터 패킷은 수신기가 패킷의 전 송 및 수신을 돕기 위해 이용하는 정보를 제공하는 필드를 포함한다. 도 1은 TFI-OFDM 시스템에서 전송된 데이터 패킷에 대한 PLCP 프레임 포맷(10)의 예를 보여준다. PLCP 프레임(10)은 프리엠블부(12), 헤더부(14) 및 페이로드부(16)를 포함한다. 이 프리엠블부(12)는 시간 영역(TD) 훈련 시퀀스(18)와 주파수 영역(FD) 훈련 시퀀스(20)를 포함한다. TD 프리엠블(18)은 24 또는 12개 OFDM 심볼일 수 있는 지속 기간을 갖는다. TD 프리엠블(18)에 대한 지속 기간은 전송 모드(즉, 표준 또는 스트리밍)에 의존할 것이다. TFI-OFDM 시스템 내의 수신기는 패킷 및 프레임 동기화를 위해, TD 프리엠블(18)을 사용한다. TD 프리엠블(18)의 뒤를 있는 FD 프리엠블(20)은 6개 OFDM 심볼의 지속기간을 갖는다. TFI-OFDM 시스템에서의 수신기는 채널 추정(CE)에 대한 FD 프리엠블(20)을 이용한다. 이 6개의 OFDM 심볼은 CE 심볼(즉, CE1, CE2, CE3, CE4, CE5 및 CE6)으로 명칭된다. FD 프리엠블(20)의 뒤를 잇는 헤더부(14)는 헤더 심볼(즉, hdr1, hdr2, hdr3...hdr12)로 명칭된다. 일반적으로는, 헤더 심볼은 53.3 Mb/s의 기본 속도로 전송되고 페이로드부(16)의 디코딩을 위해 지정된 정보를 제공한다. 예를 들면, 이 헤더 심볼은 페이로드의 길이, 페이로드로 전송된 바이트량, 전송의 변조 방식 및 사용된 코딩 속도와 같은 정보를 제공할 수 있다. 헤더부(14)의 뒤를 잇는 페이로드부(16)는 지정된 속도로 전송되는 변동 개수의 페이로드 심볼을 포함하는 지속 기간을 가질 수 있다.
도 2는 TFI-OFDM 시스템에 사용될 수 있는 상이한 TFC에 대한 도약 패턴의 예를 열거하는 테이블을 보여준다. 예를 들면, 도 2에서, TFC 넘버 1은 1, 2, 3, 1, 2, 3을 포함하는 도약 패턴을 갖는다. TFC 1에서 이러한 도약 패턴은 제 1 심볼 이 대역 1로 전송되고, 제 2 심볼이 대역 2로 전송되고, 제 3 심볼이 대역 3으로 전송되며, 이러한 패턴이 매 3개 심볼 마다에 대하여 반복될 것이라는 것을 나타낸다. 1, 3, 2, 1, 3, 2의 도약 패턴을 갖는 TFC 넘버 2는 제 1 심볼이 대역 1로 전송되고, 제 2 심볼이 대역 3으로 전송되고, 제 3 심볼이 대역 2로 전송되며, 이러한 패턴은 매 3개 심볼 마다에 대하여 반복될 것이라는 것을 나타낸다. 이들 도약 패턴은 하나의 피코넷이 하나의 통신 링크에서 동작하는 것으로 허용하는 반면에, 제 2 피코넷은 상이한 TFC 넘버를 이용함으로써 또 다른 링크를 확립할 수 있다. 도약 패턴이 TFC 넘버 5 - 7에서 디스에이블되는 것을 주목하자(즉, 이 심볼은 모두 TFC 넘버에 대하여 동일한 대역으로 전송된다).
TFI-OFDM 시스템에서, PLCP 프레임(10)의 도약 패턴 및 심볼 넘버에서 사용된 TFC 넘버는 프레임의 특정 심볼의 반송파 주파수를 결정한다. 예를 들면, TFC 넘버 1(즉, 1, 2, 3, 1, 2, 3의 도약 패턴) 및 FD 프리엠블 필드의 경우를 고려하면, FD 프리엠블에서의 심볼(CE1 및 CE4)은 대역 1로 전송되고, 심볼(CE2 및 CE5)은 대역 2로 전송되며, 심볼(CE3 및 CE6)은 대역 3으로 전송된다. TFC 넘버 3(즉, 1, 1, 2, 2, 3, 3)의 경우에 대하여, 심볼(CE1 및 CE2)은 대역 1로 전송되며, 심볼(CE3 및 CE4)은 대역 2로 전송되고 심볼(CE5 및 CE6)은 대역 3으로 전송된다. TFC 넘버 1 - 4에 대하여, FD 프리엠블 심볼(즉, CE1, CE2, CE4, CE5 및 CE6)로부터 결정된 채널 추정 시퀀스는 3개 대역의 각각으로 2회 전송된다. 대역 도약이 디스에이블된 고정 주파수 인터리빙(FFI: Fixed Frequency Interleaved) 모드(즉, TFC 넘버 5 - 7)의 경우, 모든 6개 채널 추정 심볼이 동일한 대역으로 전송된다. TFI-OFDM 시스템을 위한 채널 추정의 신뢰성은 이러한 목적을 위해 사용/전송된 심볼의 개수가 증가함에 따라 개선된다. 더 신뢰성있게 채널을 추정할 수 있는 TFI-OFDM 시스템은 수신된 심볼에 대한 채널의 영향을 더 잘 이해할 것이며, 따라서 헤더부(14) 및 페이로드부(16)에서의 심볼을 더 정확하게 처리할 수 있다.
도 3은 FD 프리엠블 심볼을 이용하여 잡음 분산을 추정할 수 있는 TFI-OFDM 수신기(22)의 블럭도를 보여준다. 도 3에서, 혼합기(24)는 특정 주파수를 갖는 무선 주파수(RF: Radio Frequency) 신호로 구현된 데이터 패킷을 수신하고 발진기(26)로부터 발생된 상이한 주파수에서의 또 다른 신호를 이용하여 이 신호를 하향 변환한다. 혼합기(24)는 모든 RF 처리를 실행하는 RF 프론트-엔드(front-end) 중 하나의 콤포넌트이지만, 그러나 예시를 쉽게하기 위해, 도 3은 RF 프론트-엔드 중 다른 콤포넌트를 보여주지 않는다. 본 발명을 위해, 다른 RF 프론트-엔드 처리가 혼합기(24)에 포함되어 있는 것으로 가정된다. 동기화 유닛(28)은 혼합기(24)로부터 발생된 혼합(mixed-down) 신호를 수신한다. 동기화 유닛(28)은 이 신호의 타이밍과 주파수를 조절하며, 따라서 이 신호는 전송된 신호와 동기화된다. 타이밍 및 주파수 조절에 더하여, 동기화 유닛(28)은 자동 이득 제어(AGC: Automatic Gain Control) 설정을 조절하고 프레임의 시작을 검출한다. 동기화 유닛(28)은 TD 프리엠블(18) 동안 이들 기능을 실행한다. 일단 동기화가 발생하면, FD 프리엠블(20)의 심볼로부터 시작하는 OFDM 심볼의 나머지가 동기화될 것이다. 동기화 유닛(28)이 수행할 수 있는 추가 동작은 잘 알려진 OFDM 수신기 동작을 포함할 수 있으며, 이 OFDM 수신기 동작은 영삽입 시퀀싱 및 보호 구간의 제거에 관련된다.
고속 푸리에 변환(FFT) 프로세서(30)는 신호를 시간 영역에 있는 동기화 유닛(28)로부터 주파수 영역으로 변환한다. 이 신호를 시간 영역으로부터 주파수 영역으로의 변환은 데이터 패킷으로 인코딩된 OFDM 심볼로부터 채널 임펄스 응답을 추정하는 것을 쉽게 한다. 채널 및 잡음 분산 추정 유닛(32)은 주파수 도약 패턴의 다양한 TFC로 제공된 대역 넘버와 FD 프리엠블(20)에 제공된 OFDM 심볼을 이용하여 채널과 이 채널과 결합된 잡음 분산을 추정한다. 채널 임펄스 응답 및 잡음 분산을 추정하는 것에 대하여 이하에서 더 상세하게 논의된다. 비록 도 3이 채널 및 잡음 분산 추정 유닛(32)가 둘 다의 기능을 실행할지라도, 당업자라면 이들 기능이 별도의 처리 콤포넌트에서 수행될 수 있음을 인식할 것이라는 것을 주목하자.
일단 채널 및 잡음 분산 추정 유닛(32)가 채널 및 잡음 분산을 추정하면, 등화 유닛(34)은 헤더부(14) 및 페이로드부(16)의 OFDM 심볼을 채널의 영향에 대하여 등화 또는 보상한다. 채널 및 잡음 분산의 영향에 대하여 헤더부(14) 및 페이로드부(16)의 OFDM 심볼을 등화 또는 보상하는 것에 대하여 이하에서 더 상세하게 논의된다. 덧붙여, 등화 유닛(34)은 공통 위상 에러(CPE: Common Phase Error) 영향에 대하여 헤더부(14) 및 페이로드부(16)의 OFDM 심볼을 등화 또는 보상하는데, 이 공통 위상 에러 영향은 반송파 주파수 오프셋때문에 발생할 수 있다.
등화 유닛(34)이 채널의 영향에 대하여 헤더부(14) 및 페이로드부(16)의 OFDM 심볼을 등화 또는 보상한 이후, 디코더(35)는 심볼을 디코딩한다. 디코더(35)는 헤더부(14)의 OFDM 심볼을 처리하기 위한 분기(branch) 및 페이로드부(16)의 OFDM 심볼을 처리하기 위한 또 다른 분기를 포함한다. OFDM 헤더 심볼을 디코딩하 기 위한 분기는 역확산기 및 디맵퍼(36)를 포함한다. 이 역확산기 및 디맵퍼(36)는 심볼을 역확산하고 이후 이들 심볼로부터 소프트 비트 메트릭(soft bit-metric)을 생성한다. 이후, 비트 디인터리버(38)는 소프트 비트 메트릭을 디인터리빙한다. 비테르비(Viterbi) 디코더(40)는 비트 디인터리버(38)로부터 소프트 비트 메트릭을 수신하고 이 데이터 비트를 디코딩한다. RS 디코더(42)는 비테르비 디코더(40)로부터 디코딩된 비트를 수신하고 헤더 비트를 출력한다.
OFDM 페이로드 심볼을 디코딩하는 분기는 OFDM 헤더 심볼을 처리하는 분기와 유사한데, 왜냐하면 이 분기가 역확산기 및 디맵퍼(44)와 비트 디인터리버(46)를 포함하기 때문이다. 그러나, OFDM 페이로드 심볼을 처리하는 분기는 다른데, 왜냐하면 사전 결정된 위치에 영을 삽입하고(전송기에서 펑처러(puncturer)로 정의됨) 이후 데이터 비트를 디코딩하는 디펑처러(de-puncturer) 및 비테르비 디코더(48)가 있기 때문이다. 디스크램블러(descrambler)(50)는 디펑처러 및 비테르비 디코더(48)로부터 디코딩된 비트를 수신하고 이 비트를 디스크램블링하여 다시 정보 비트를 얻는다.
도 3에 도시된 디코더는 헤더부(14) 및 페이로드부(16)의 OFDM 심볼에 디코딩 동작을 실행할 수 있는 일실시예를 예시한다. 당업자라면 다른 구성이 가능하고, 도 3에 도시된 구현이 이들 구성에 대하여 제한하지 않음을 인식할 것이다. 예를 들면, 당업자라면 디코더(35)가 OFDM 헤더 심볼 및 OFDM 페이로드 심볼의 둘 다 처리를 실행하는 단 하나의 분기를 가질 수 있다 것을 인식할 것이다.
위에 언급된 바와 같이, 채널 및 잡음 분산 추정 유닛(32)은 주파수 도약 패 턴의 다양한 TFC와 결합된 대역 넘버 정보 및 FD 프리엠블(20)의 OFDM 심볼을 사용하여 채널 임펄스 응답을 추정한다. 채널 및 잡음 분산 추정 유닛(32)에 의해 FFT 프로세서(30)로부터 수신된 OFDM 심볼은 다음식과 같이 표현된다:
Figure 112009032274810-PCT00001
여기서, ｋ∈〔0,127〕은 부반송파 지수, n은 OFDM 심볼 넘버이고, m ∈〔1, 2, 3〕은 부대역 지수이며, 이는 도 2에 도시된 FTC 넘버와 심볼 넘버 n의 함수이다. Hm(k)는 대역 m에 관한 부반송파 k에 대한 채널 주파수 응답을 나타내고, Sn(k) 및 Rn(k)는 주파수 영역으로 각기 전송 및 수신된 심볼을 나타내며, N(k)는 부반송파 k에 관한 추가적인 백색 잡음 성분을 나타낸다.
FD 프리엠블부(20)의 OFDM 심볼(즉, CE 심볼)의 경우, 전송된 심볼 Sn(k) = A(k)이며, 여기서 A(k)는 알려진 훈련 시퀀스(training sequence)이다. 채널 임펄스 응답의 추정은 수신된 심볼을 훈련 시퀀스로 나누고 그 대역에서의 심볼 개수 전체를 통틀어 평균을 냄으로써 도출된다. 특히, CE 심볼로부터 도출된 부대역 m에서 부반송파 k에 대한 채널 임펄스 응답의 추정(
Figure 112009032274810-PCT00002
)은 다음식과 같이 유도된다:
Figure 112009032274810-PCT00003
여기서,
Figure 112009032274810-PCT00004
이고,
n(m, p)는 다음식과 같이 주어진다.
Figure 112009032274810-PCT00005
Rn(k) 및 Sn(k)를 수학식 2에 대입하면 결국 다음식과 같다.
Figure 112009032274810-PCT00006
당업자라면 채널 추정의 품질이 이 합에서 항(즉, P)의 개수를 증가시킴으로써 개선될 수 있음을 인식할 것이다. 덧붙여, 위에 도출된 채널 추정은 채널 환경에 관한 일부 이전 정보를 이용함으로써 추가로 미세 조정될 수 있다. 이러한 한 가지 방법은 영 서픽스(suffix)의 길이를 같게 하기 위해 채널 임펄스 응답의 길이를 제한함으로써 구현된다.
채널 임펄스 응답을 추정하는 것에 더하여, 채널 및 잡음 분산 추정 유닛(32)은 CE 심볼을 사용하여 부반송파 및 부대역의 각각에서 잡음 분산을 추정한다. 잡음 분산 추정은 간섭이 있는 경우 시스템(22)의 성능을 개선하는 것을 도울 것이다. 잡음 분산 추정이 완화하는 것을 도울 간섭의 한가지 타입은 공통 대역에서 동작하는 협대역 디바이스로부터 발생하는 협대역 간섭이다. 예를 들면, WiMedia 어플리케이션에서 초광대역(UWB:Ultra-WideBand) 시스템의 대역폭은 약 1.5GHz이며, UWB 디바이스가 이 대역에 대하여 배타적으로 사용하지 않으므로, 이 대역에서 동작하는 다른 협대역 디바이스로부터 간섭이 있을 가능성이 높다. 협대역 간섭 시나리오 하에서, 부반송파는 심하게 영향을 받을 것이며, 이는 시스템의 총 성능을 손상시킬 것이다. 대역내 간섭의 또 다른 예는, 즉 WiMedia TFI-OFDM 시 스템에서, 다중 액세스가 도 2에 도시된 것과 같은 주파수 도약 시퀀스를 사용함으로써 얻어지는 것이다. 이 방식의 결과로서, 하나의 피코넷은 만일 피코넷들이 밀접한 범위 내에 있다면 또 다른 피코넷에 대해 간섭을 야기할 수 있다. 피코넷 간섭 및 협대역 간섭 둘 다는 수신기에서 원하는 신호에 대한 백색 잡음(white noise to the desired signal)으로서 명백하게 될 것이다.
보통, 코딩된 시스템에서, 모든 OFDM 심볼은 동일한 신호대잡음비(SNR) 또는 백색 잡음이 가정되며, 그러므로 이 항은 메트릭 계산 유닛으로부터 제거되며, 본 발명에서 이 유닛은 디맵퍼(36 또는 44) 또는 비테르비 디코더(40 또는 48)의 일부가 될 수 있다. 그러나, 이는 위에 언급된 대역내 간섭 시나리오로 인해 실제로는 그렇지 않다. 이들 조건하에서, 잡음 전력에 비례하는 항으로 비테르비 디코더에 대한 메트릭을 스케일링하는 것은 수신기의 성능을 개선하는데 도움이 될 것이다. 이러한 결과는 모든 CE 심볼에 대하여 부반송파의 각각에서 잡음 분산을 추정하기 위한 욕구를 필요로 한다.
채널 및 잡음 분산 추정 유닛(32)은 다음 수학식을 사용함으로써 각 부반송파에서의 잡음 분산을 결정한다:
Figure 112009032274810-PCT00007
여기서, ｎ∈｛1, 2, 3, 4, 5, 6｝은 FD 프리엠블에서의 심볼 넘버를 나타낸다.
잡음 분산 추정의 신뢰도를 향상시키기 위해, 각 심볼에서의 잡음 분산은 다음 수학식에서 도시된 바와 같이 모든 부반송파에 대하여 σCE , n 2(k)를 평균화함으로써 도출된다.
Figure 112009032274810-PCT00008
채널 임펄스 응답 추정 및 잡음 분산 추정을 이용하면, 등화 유닛(34)은 이후 이하에서 도시된 헤더 및 페이로드 심볼에 대하여 잡음 분산 추정에 의한 출력을 등화하고 스케일링한다:
Figure 112009032274810-PCT00009
여기서, Xn(k)는 등화 유닛(34)의 출력이고, Gm(k)는 시스템을 위해 적응된 등화 방식에 기초된
Figure 112009032274810-PCT00010
로부터 도출된다.
Figure 112009032274810-PCT00011
또는,
Figure 112009032274810-PCT00012
여기서 함수 mod (a,b)는 a/b의 나머지를 나타낸다. X는 채널 보상으로부터 발생하고, Y는 잡음 분산 추정에 의해 이러한 출력을 스케일링한 결과이다. Y는 디맵퍼(비트-메트릭 계산 유닛)에 대한 입력이다.
도 4는 도 3에 묘사된 TFI-OFDM 통신 수신기의 동작을 기술하는 흐름도(52)를 보여준다. TFI-OFDM 통신 수신기(22)의 동작은 54에서 시작하고, 여기서 RF 프론트 엔드는 특정 주파수의 RF 신호 및 발진기(26)로부터 발생된 상이한 주파수에서의 또 다른 신호로 구현된 데이터 패킷을 수신한다. 동기화 유닛(28)은 56에서 RF 프론트 엔드로부터 혼합(mixed down) 신호를 수신하고 다양한 동기화 동작을 실행한다. 위에 언급된 바와 같이, 이들 동기화 동작은 혼합 신호의 타이밍 및 주파 수를 조절하는 단계, AGC 설정을 조절하는 단계, 및 영삽입 시퀀싱 및 보호 구간을 제거하는 단계를 포함한다.
FFT 프로세서(30)는 58에서 동기화 유닛(28)으로부터 조절된 신호를 주파수 영역으로 변환한다. 채널 및 잡음 분산 추정 유닛(32)은 이후 60에서 주파수 도약 패턴의 다양한 TFC에서 제공된 대역 넘버와 함께 FD 프리엠블(20)에서의 변환된 OFDM 심볼을 이용하여 채널 임펄스 응답 및 채널과 관련된 잡음 분산을 추정한다. 일단 채널 및 잡음 분산 추정 유닛(32)이 채널 임펄스 응답 및 잡음 분산을 추정하면, 등화 유닛(34)은 62에서 채널의 영향에 대하여 헤더부(14)와 페이로드부(16)에서의 OFDM 심볼을 등화 또는 보상한다. 덧붙여, 등화 유닛(34)은 CPE의 영향에 대하여 헤더부(14) 및 페이로드부(16)에서의 OFDM 심볼을 등화 또는 보상할 수 있다. 등화 이후, 디코더(35)는 64에서 헤더 OFDM 심볼 및 페이로드 OFDM 심볼을 디코딩한다.
도 5는 제 2 실시예에 따른 TFI-OFDM 수신기(66)의 블럭도를 보여준다. 이 실시예에서, 채널 및 잡음 분산 추정 유닛(32)에 의해 발생되는 헤더 심볼에 관한 채널 추정 및 잡음 분산 추정을 갱신하는 갱신기(68)가 개시된다. 헤더 심볼에 관한 채널 추정 및 잡음 분산 추정을 갱신하는 것에 관하여 이하에서 더 상세하게 논의된다. 도 5의 TFI-OFDM 수신기(66)는 스위치(70)를 추가로 포함하는데, 이 스위치는 채널 및 잡음 분산 추정 유닛(32)이 이 스위치가 위치 1에 있을 때 등화 유닛(34)쪽으로 추정된 채널 임펄스 응답 및 잡음 분산 추정을 출력하는 것을 가능하게 한다. 등화 유닛(34)은 위에 기술된 방식으로 채널 및 잡음 분산의 영향에 대하 여 헤더부(14)와 페이로드부(16)에서의 OFDM 심볼을 등화 또는 보상할 것이다.
이후, 디코더(72)는 헤더부 및 페이로드부에 대하여 OFDM 심볼을 디코딩한다. 디코더(72)는 도 3에 도시되는 디코더(35)와 유사한데, 왜냐하면 헤더부와 페이로드부의 OFDM 심볼을 디코딩하기 위한 별도의 분기가 있기 때문이다. 도 3과 같이, 이들 분기는 동일한 구성요소(즉, 헤더 심볼 분기를 위한 역확산기 및 디맵퍼(36), 비트 디인터리버(38), 비테르비 디코더(40), RS 디코더(42)와 페이로드 심볼 분기를 위한 역확산기 및 디맵퍼(44), 비트 디인터리버(46), 디펑처러 및 비테르비 디코더(48) 및 디스크램블러(50))를 포함할 수 있는데, 이 구성요소는 위에 기술된 방식으로 동일한 기능을 실행한다. 도 5의 디코더(72)와 도 3의 디코더(35) 사이의 차이는 도 5의 디코더가 헤더부의 OFDM 심볼을 추가로 처리하기 위한 피드백 분기를 포함한다는 점이다.
디코더(72)의 피드백 분기는 디코딩된 헤더 비트로부터 기준 헤더 심볼을 생성하기 위해 인코딩 모듈을 포함한다. 이는 RS 디코더(42)로부터 생성된 헤더 비트를 RS 재인코딩하는 RS 인코더(74)를 포함한다. 콘볼루션(convolution) 인코더(76)는 RS 인코더(74)로부터 RS인코딩된 전송 헤더 비트를 수신하고 콘볼루션적으로 비트를 인코딩한다. 비트 인터리버(78)는 콘볼루션 인코더(76)로부터 콘볼루션적으로 인코딩된 전송 헤더 비트를 수신하고 비트를 비트 인터리빙한다. 맵퍼 및 확산기(80)는 비트 인터리버(78)로부터 비트 인터리빙된 비트를 수신하고 이 비트를 맵핑하여 갱신기(68)에 전송되는 기준 심볼을 생성한다. 이하에서는 피드백 분기에서 실행되는 처리 동작에 대하여 더 상세하게 논의된다.
도 5에 도시된 디코더(72)는 헤더부의 OFDM 심볼에 관해 추가적인 처리 동작을 실행할 수 있는 일실시예를 예시한다. 당업자라면 다른 구성이 가능하고, 도 5에 도시된 구현예가 이들 조건에 대하여 제한되지 않음을 인식할 것이다. 예를 들면, 디코딩-인코딩 체인(즉, RS 디코더(42)와 RS 인코더 블록(74))에서의 대기 시간(latency)은 RS 디코더(42)와 RS 인코더 블록(74)을 제거함으로써 감소될 수 있다. 이 경우, 헤더 체크 시퀀스(HCS: Header Check Sequence)가 사용되어 디코딩된 헤더 비트가 옳은지를 증명하기 위해 사용될 수 있다. 이후, 추정은 헤더 비트가 에러없이 디코딩되는때 만 갱신될 것이다. 또 다른 실시예에서, 역확산기 및 디맵퍼(36), 비트 디인터리버(38), 비테르비 디코더(40), RS 디코더(42), RS 인코더(74), 콘볼루션 인코더(76) 및 비트 인터리버(78)은 슬라이싱을 이용하는 슬라이서로 대체될 수 있으며, 이 슬라이싱은 기준 심볼을 생성하는 단순화된 방법이다. 본 실시예에서, 슬라이서는 갱신기(68)에 대한 기준 심볼을 생성할 것이다.
갱신기 유닛(68)은 맵퍼기 및 확산기(80)로부터 기준 OFDM 헤더 심볼을 수신한다. 이후, 갱신기 유닛(68)은 주파수 도약 패턴의 다양한 TFC로 제공된 대역 넘버, 채널 및 잡음 분산 추정 유닛(32)로부터 생성된 추정된 채널 임펄스 응답 및 잡음 분산 추정(CE 심볼로부터 도출됨), 수신된 심볼로서 명명된 FFT 프로세서(30)으로부터 생성된 심볼 및 디코더(72)의 피드백 분기로부터 갱신기(68)쪽으로 전송된 기준 심볼을 이용함으로써 채널 임펄스 응답 추정 및 잡음 분산 추정을 갱신한다. 채널 임펄스 응답 및 잡음 분산의 재추정에 관하여 이하에서 더 상세하게 논의된다.
채널 임펄스 응답 및 잡음 분산 추정을 갱신한 이후, 스위치(70)는 위치 2로 이동된다. 스위치가 위치 2에 있으면, 갱신기(68)는 갱신된 채널 임펄스 응답 및 잡음 분산 추정을 등화 유닛(34)쪽으로 전송하며, 이 등화 유닛은 채널 영향에 대하여 페이로드부(16)에서의 OFDM 심볼을 등화 또는 보상한다. 디코더(72)는 위에 기술된 방식으로 상단 분기에 있는 페이로드의 OFDM 심볼을 처리한다.
갱신기(68)는 오직 FD 프리엠블 OFDM 심볼 대신에 헤더 심볼을 이용함으로써 수학식 2 및 6에서 도출된 채널 임펄스 추정 및 잡음 분산 추정을 갱신한다. 이 추정을 갱신하기 위해, 이 갱신기는 정보 시퀀스를 알 필요가 있다. 전송된 데이터의 추정은 FFT 프로세서(30)의 출력을 슬라이싱하거나 비테르비 디코더(40)의 출력을 이용함으로서 생성될 수 있다. 채널 임펄스 응답이 패킷의 지속 기간 동안 정적인 것으로 가정되므로, 페이로드 심볼에 대한 추적을 갱신하는 것은 중요한 성능 이득을 제공하지 못한다(대역내 간섭이 패킷의 완전한 지속 기간 동안 존재하는 것을 가정). 덧붙여, 페이로드 심볼에 대한 갱신과 관련된 복잡성 및 대기 시간은 헤더 심볼에 대한 갱신 보다 상당히 더 많다. 덧붙여, 헤더는 보통 최저 데이터 속도로 전송되며, 따라서 페이로드 심볼 보다 채널 에러에 더 탄력이 있다. 덧붙여, 수신기는 헤더가 디코딩된 이후에만 페이로드 심볼을 처리할 수 있다. 이는 헤더 OFDM 심볼에 대한 기준 심볼이 생성될 수 있고 페이로드 심볼이 처리되기 전에 추정이 갱신될 수 있음을 의미한다. 따라서, 갱신기(68)는 FD 프리엠블 OFDM 심볼 및 헤더 OFDM 심볼에 기초하여 채널 임펄스 응답 및 잡음 분산 추정을 갱신한다.
WiMedia TFI-OFDM 시스템에서, 12개 OFDM 심볼(각 대역에서 적어도 4개 심볼 을 구비)이 헤더 정보를 전송하기 위해 사용된다. 채널 추정(
Figure 112009032274810-PCT00013
)은 다음식에 도시된 헤더 심볼로부터 도출될 수 있다:
Figure 112009032274810-PCT00014
여기서,
Figure 112009032274810-PCT00015
는 전송된 심볼 Sn(k)의 추정을 나타내고, 슬라이서 출력 또는 비테르비 디코더 출력으로부터 도출된다. 항 Rn(k)는 수신된 헤더 심볼을 나타낸다(FFT 프로세서(30)이후). 수학식1을 수학식11에 대입하면, 결국 다음식이 된다:
Figure 112009032274810-PCT00016
여기서,
Figure 112009032274810-PCT00017
이고, n(m,p)는 다음식과 같이 주어진다.
Figure 112009032274810-PCT00018
여기서,
Figure 112009032274810-PCT00019
은 x의 정수부를 표현한다.
각 부반송파에서의 잡음 분산은 이후 다음식을 이용하여 계산될 수 있다:
Figure 112009032274810-PCT00020
여기서, n ∈ {1, 2, 3, 4, 5, 6}이다.
각 대역에서의 잡음 분산은 이후 다음 수학식에 도시된 바와 같이 전체 대역 에 대하여 σHDR ,m 2(k)를 평균화함으로써 도출된다.
Figure 112009032274810-PCT00021
TFI-OFDM 통신 시스템(66)에 대한 WiMedia 어플리케이션에서, OFDM 부판송파는 더 낮은 데이터 속도 모드에 대하여 직교 위상 편이 변조(QPSK: Quadrature Phase-Shift Keying) 맵핑을 이용하여 변조된다. 이는 TFI-OFDM 수신기(66)가 단순한 슬라이서를 이용함으로써 심볼에 관해 신뢰할 수 있는 결정을 하는 것을 가능하게 하며, 이 슬라이서는 기준 심볼을 생성하기 위한 단순한 방법이다. 슬라이서의 출력은 다음식에 의해 표현된다.
Figure 112009032274810-PCT00022
이후, 추정된 비트가 심볼로 맵핑되어
Figure 112009032274810-PCT00023
를 형성하며, 이는 추정을 갱신하기 위해 수학식 11 및 15에 이용될 것이다.
TFI-OFDM 수신기(66)의 성능은 반복적인 디코딩을 이용함으로써 추가로 개선 된다. 제 1 디코딩에서(first pass), 채널 임펄스 응답 및 잡음 분산이 FD 프리엠블 심볼(즉, CE 심볼)에 관해 추정된다. 이들 추정은 이후 등화 유닛(34)에 의해 사용되어 FFT 프로세서(30)으로부터 전송되는 수신 데이터를 등화 및 스케일링한다. 디코더(72)의 헤더 처리 분기의 비테르비 디코더 또는 RS 디코더 이후, 비트는 갱신기(68)쪽으로 다시 인코딩되어 기준 심볼(
Figure 112009032274810-PCT00024
)을 생성한다. 채널 추정 및 잡음 분산 추정이 각각 수학식 11 및 15에 따라 갱신된다. 제 2 디코딩에서(second pass), 스위치가 설정 2에 위치된 이후, 갱신된 채널 추정(
Figure 112009032274810-PCT00025
) 및 잡음 분산 추정(σHDR,n 2)이 사용되어 FFT 프로세서(30)로부터 수신된 데이터를 등화하고 스케일링한다. 비록 이러한 접근 방식의 계산적인 복잡성이 표준 수신기와 비교하여 매우 높을 수 있을지라도, 본 발명은 헤더 심볼만의 비테르비 디코더 결정을 고려함으로써 계산적인 복잡성을 감소시킨다. 따라서, 헤더 심볼이 패킷의 나머지를 디코딩하기에 앞서 디코딩된다. 이는 TFI-OFDM 수신기 시스템(66)이 헤더 비트에 대응하는 기준 심볼(
Figure 112009032274810-PCT00026
)을 계산하고 이후 따라서 채널 추정 및 잡음 분산 추정을 갱신하는 것을 가능하게 한다.
또 다른 실시예에서, 갱신기(68)는 헤더 심볼로부터 도출된 추정에 관한 가중 평균화 동작을 실행하여 이 결과를 추가로 개선할 수 있다. 본 실시예에서, 헤더 심볼에 대하여 도출된 추정은 이하에 도시된 바와 같이 CE 심볼에 대하여 도출된 추정을 이용하여 평균화된다:
Figure 112009032274810-PCT00027
Figure 112009032274810-PCT00028
Figure 112009032274810-PCT00029
여기서, 0 ≤ wm ≤ 1은 대역 m에 대한 가중치(weight)를 나타내고 동적으로 수신기 (사용자)에 의해 수정될 수 있다.
Figure 112009032274810-PCT00030
및
Figure 112009032274810-PCT00031
는 CE 심볼 및 헤더 심볼로부터 도출된 부대역m에서의 부판송파 k에 대한 채널 임펄스 응답 추정을 나타내며 각각 수학식 2 및 수학식 11에 의해 주어진다.
Figure 112009032274810-PCT00032
및
Figure 112009032274810-PCT00033
은 각각 CE 심볼 및 헤더 심볼로부터 도출된 부대역m에서의 잡음 분산 추정을 나타낸다.
페이로드 심볼은 다음식을 이용하여 등화된다:
Figure 112009032274810-PCT00034
여기서, Xn(k)는 등화 유닛(34)의 출력이고, Gm(k)는 TFI-OFDM 수신기(66)에 대하여 적응된 등화 방식에 기초하여
Figure 112009032274810-PCT00035
로 부터 도출된다.
도 6은 도 5에 묘사된 TFI-OFDM 수신기(66)의 동작을 설명하는 흐름도(82)를 보여준다. 84에서 TFI-OFDM 수신기(66)의 동작이 시작하고, 여기서 RF 프론트-엔드는 특정 주파수의 RF 신호로 구현된 데이터 패킷을 수신하고 발진기(26)로부터 발생된 상이한 주파수에서의 또 다른 신호를 이용하여 이 신호를 하향 변환한다. 86에서 동기화 유닛(28)은 혼합(mixed down) 신호를 수신하고 다양한 동기화 동작을 실행한다. 위에 언급된 바와 같이, 이들 동기화 동작은 이 신호의 타이밍과 주파수를 조절하는 단계, AGC 설정을 조절하는 단계, 프레임 시작을 검출하는 단계 및 영삽입 시퀀싱 및 보호 구간을 제거하는 단계를 포함한다.
88에서 FFT 프로세서(30)는 동기화 유닛(28)로부터의 조절된 신호를 주파수 영역으로 변환한다. 이후, 90에서 채널 및 잡음 분산 추정 유닛(32)은 주파수 도약 패턴의 다양한 TFC로 제공된 대역 넘버와 함께 FD 프리엠블(20)에서의 변환된 OFDM 심볼(즉, CE 심볼)을 이용하여 채널과 관련된 채널 및 잡음 분산을 추정한다. 다음 으로, 92에서 스위치(70)는 스위치 1로 이동되며, 따라서 94에서 등화 유닛(34)은 채널 및 잡음 분산의 영향에 대하여 헤더부에서의 OFDM 심볼을 등화 또는 보상한다.
이후, 디코더(72)는 96에서 헤더부에 대하여 OFDM 심볼을 디코딩한다. 전송된 헤더 비트는 98에서 생성되고, 100에서 갱신기에 전송되는 기준 심볼을 생성하도록 추가로 처리된다. 이후 갱신기 유닛(68)은 102에서 기준 OFDM 헤더 심볼을 수신하고, 채널 및 잡음 분산 추정 유닛(32)으로부터 생성된 주파수 도약 패턴의 다양한 TFC로 제공된 대역 넘버 및 추정된 채널 임펄스 응답 및 잡음 분산 추정을 갖는 기존 심볼(CE 심볼로부터 도출됨), 및 FFT 프로세서(32)로부터 생성되는 수신된 심볼을 이용함으로써 채널 임펄스 응답 추정 및 잡음 분산 추정을 갱신한다.
채널 임펄스 응답 및 잡음 분산 추정을 갱신한 이후, 104에서 스위치(70)는 위치 2로 이동된다. 106에서 스위치가 위치 2에 있는 때, 이후 갱신기(68)는 갱신된 채널 임펄스 응답 및 잡음 분산 추정을 등화 유닛(34)쪽에 전송하며, 이 등화 유닛은 페이로드부(16)에서의 OFDM 심볼을 등화 또는 보상한다. 이후, 108에서 디코더(72)는 디코더의 상단 분기에 있는 페이로드에서의 OFDM 심볼을 처리한다.
도 4 및 도 6의 전술한 흐름도는 TFI-OFDM 수신기(22 및 66)를 동작시키는 것과 관련된 처리 동작 중 일부를 보여준다. 이 점에서, 흐름도에서의 각 블록은 이들 기능을 실행하는 것과 관련된 처리 동작을 나타낸다. 또한 일부 대안적인 구현예에서, 블럭 내에 지시된 동작은 도면상에 지시된 순서로부터 벗어나 발생할 수 있거나, 또는 예를 들면 사실 관련된 동작에 따라 실질적으로 동시에 또는 역 순서 로 실행될 수 있음을 주목해야 한다. 또한, 당업자라면 이들 처리 동작을 기술하는 추가 블럭이 추가될 수 있음을 인식할 것이다.
TFI-OFDM 수신기(22 및 66)는 전체가 하드웨어 실시예, 전체가 소프트웨어 실시예 또는 하드웨어 및 소프트웨어 구성요소 둘 다를 포함하는 실시예의 형태를 취할 수 있다. 일실시예에서, TFI-OFDM 시스템(22 및 66)에 의해 실행된 동작은 소프트웨어로 구현되며, 이 소프트웨어는 펌웨어, 상주 소프트웨어, 마이크로 코드 등을 포함하나, 이에 한정되지 않는다.
더욱이, TFI-OFDM 수신기(22 및 66)에 의해 실행된 동작은 컴퓨터 또는 임의 명령 실행 시스템에 의한 사용을 위한 또는 이와 연결되어 사용하기 위한 프로그램 코드를 제공하는 컴퓨터로 사용가능하거나 또는 컴퓨터로 읽을 수 있는 매체로부터 접근 가능한 컴퓨터 프로그램 제품의 형태를 취할 수 있다. 이러한 설명을 목적으로, 컴퓨터로 사용 가능하거나 컴퓨터로 읽을 수 있는 매체는 명령 실행 시스템, 장치, 또는 디바이스에 의한 사용을 위한 또는 이와 연결되어 사용하기 위한 프로그램을 포함, 저장, 통신, 전파 또는 전송할 수 있는 임의 장치일 수 있다.
이 매체는 명령 실행 시스템, 장치, 또는 디바이스에 의한 사용을 위한 또는 이와 연결되어 사용하기 위한 이미지 처리 기능을 실행하기 위한 명령어를 포함하는 프로그램을 포함, 저장, 통신, 전파 또는 전송할 수 있는 임의 장치일 수 있다. 컴퓨터로 읽을 수 있는 매체는 전자, 광, 마그네틱, 전자마그네틱, 적외선, 또는 반도체 시스템(즉 장치 또는 디바이스) 또는 전파 매체일 수 있다. 컴퓨터로 읽을 수 있는 매체의 예는 반도체 또는 고체 메모리, 마그네틱 테이프, 착탈식 컴퓨터 디스켓, 랜덤 액세스 메모리(RAM: Random Access Memory), 읽기 전용 메모리(ROM: Read-Only Memory), 정밀 마그네틱 디스크 및 광 디스크를 포함한다. 광 디스크의 현재 예는 컴팩트 디스크-읽기 전용 메모리(CD-ROM: Compact Disk-Read Only Memory), 컴팩트 디스크-읽기/쓰기(CD-R/W: Compact Disk - Read/Write), 및 디지털 비디오 디스크(DVD: Digital Video Disk)를 포함한다.
본 발명으로 TFI-OFDM에서 성능을 개선하는 접근방식이 제공되는 것이 명백하다. 본 발명이 본 발명의 바람직한 실시예와 관련하여 특별하게 도시되고 기술되었을 지라도, 당업자라면 본 발명의 범위를 벗어나지 않으면서도 변형예 및 수정예를 성취할 수 있음이 이해될 것이다.
본 발명은 일반적으로 무선 통신 및 패킷 기반 직교 주파수 분할 다중화(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템에 이용가능하며, 더 상세하게는 시간 주파수로 인터리빙된 직교 주파수 분할 다중화 시스템(TFI-OFDM) 시스템에서 간섭 완화 및 성능 개선에 이용가능하다.
이 시스템은, TFC 넘버에 대응하는 특정 주파수 대역으로 전송되는 데이터 패킷을 수신하도록 구성된 수신기를 포함한다. 각 수신된 데이터 패킷은 프리엠블부, 헤드부 및 페이로드부로 분할된 OFDM 심볼을 포함한다. 고속 푸리에 변환 프로세서가 시간 영역으로부터 주파수 영역으로 OFDM 심볼을 변환하도록 구성된다. 채널 추정기가 데이터 패킷에 대하여 채널 임펄스 응답을 추정하도록 구성된다.

Claims (20)

  1. 시간 주파수로 인터리빙된, 직교 주파수 분할 다중화(TFI-OFDM: Time-Frequency Interleaved Orthogonal Frequency Division Multiplexed) 수신기 시스템(22)으로서,
    시간 주파수 코드(TFC: Time Frequency Code) 넘버에 대응하는 특정 주파수 대역으로 데이터 패킷을 수신하도록 구성된 수신기(24)로서, 각 수신된 데이터 패킷은 프리엠블부(12), 헤더부(14) 및 페이로드부(16)로 분할된 OFDM 심볼을 포함하는, 수신기(24);
    OFDM 심볼을 시간 영역으로부터 주파수 영역으로 변환하도록 구성된 고속 푸리에 변환 프로세서(30);
    데이터 패킷에 대한 채널 임펄스 응답을 추정하도록 구성된 채널 추정기(32)로서, 채널 추정기(32)는 프리엠블부(12)에서의 주파수 영역 OFDM 심볼로부터 상기 채널 임펄스 응답을 추정하는, 채널 추정기(32); 및
    프리엠블부(12)에서의 상기 주파수 영역 OFDM 심볼로부터 잡음 분산 추정을 도출하도록 구성된 잡음 분산 추정기(32)
    를 포함하는, 시간 주파수로 인터리빙된, 직교 주파수 분할 다중화 수신기 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서,
    채널 추정값 및 잡음 분산 추정값에 따라 헤더부(14)와 페이로드부(16)에서의 상기 OFDM 심볼을 보상하도록 구성된 등화 유닛(34)을 추가로 포함하는, 시간 주파수로 인터리빙된, 직교 주파수 분할 다중화 수신기 시스템.
  3. 제 2 항에 있어서,
    헤더부(14)와 페이로드부(16)에서의 보상된 상기 OFDM 심볼을 디코딩하도록 구성되는 디코더(35)를 추가로 포함하는, 시간 주파수로 인터리빙된, 직교 주파수 분할 다중화 수신기 시스템.
  4. 시간 주파수로 인터리빙된, 직교 주파수 분할 다중화(TFI-OFDM) 통신 수신기 시스템(66)으로서,
    TFC 넘버에 대응하는 특정 주파수 대역으로 데이터 패킷을 수신하도록 구성된 수신기(24)로서, 각 수신된 데이터 패킷은 프리엠블부(12), 헤더부(14) 및 페이로드부(16)로 분할된 OFDM 심볼을 포함하는, 수신기(24);
    OFDM 심볼을 시간 영역으로부터 주파수 영역으로 변환하도록 구성된 고속 푸리에 변환 프로세서(30);
    데이터 패킷에 대한 채널 임펄스 응답을 추정하도록 구성된 채널 추정기(32)로서, 채널 추정기(32)는 프리엠블부(12)에서의 주파수 영역 OFDM 심볼로부터 상기 채널 임펄스 응답을 추정하는, 채널 추정기(32);
    프리엠블부(12)에서의 상기 주파수 영역 OFDM 심볼로부터 잡음 분산 추정값 을 도출하도록 구성된 잡음 분산 추정기(32); 및
    채널 추정기(32)에 의해 추정된 채널 임펄스 응답 및 잡음 분산 추정기(32)에 의해 도출된 잡음 분산 추정값을 갱신하도록 구성되는 갱신기(68)
    를 포함하는, 시간 주파수로 인터리빙된, 직교 주파수 분할 다중화 통신 수신기 시스템.
  5. 제 4 항에 있어서,
    갱신된 채널 추정 및 갱신된 잡음 분산 추정값에 따라 페이로드부(16)에서의 상기 OFDM 심볼을 보상하도록 구성된 등화 유닛(34)을 추가로 포함하는, 시간 주파수로 인터리빙된, 직교 주파수 분할 다중화 통신 수신기 시스템.
  6. 제 5 항에 있어서,
    헤더부(14)와 페이로드부(16)에서의 보상된 OFDM 심볼을 디코딩하도록 구성된 디코더(72)를 추가로 포함하는, 시간 주파수로 인터리빙된, 직교 주파수 분할 다중화 통신 수신기 시스템.
  7. 제 6 항에 있어서,
    디코더(72)는 헤더부(14)에 대해 디코딩된 재인코딩 OFDM 심볼을 갱신기(68)에 피드백하도록 구성된 분기(branch)를 포함하는, 시간 주파수로 인터리빙된, 직교 주파수 분할 다중화 통신 수신기 시스템.
  8. 제 7 항에 있어서,
    갱신기(68)는 헤더부(14)에 대해 디코딩되는 피드백된 OFDM 심볼에 따라 채널 임펄스 응답 및 잡음 분산 추정값을 재추정하되, 상기 OFDM 심볼은 고속 푸리에 변환 프로세서(30) 및 상기 채널 임펄스 응답 및 잡음 분산의 초기 추정에 의해 변환되는, 시간 주파수로 인터리빙된, 직교 주파수 분할 다중화 통신 수신기 시스템.
  9. 제 8 항에 있어서,
    갱신기(68)는 채널 임펄스 응답과 잡음 분산의 초기 추정값 및 재추정된 채널 임펄스 응답 및 잡음 분산의 가중 평균화를 실행하는, 시간 주파수로 인터리빙된, 직교 주파수 분할 다중화 통신 수신기 시스템.
  10. 제 8 항에 있어서,
    채널 추정기(32)에 의해 추정된 채널 임펄스 응답 및, 잡음 분산 추정기(32)에 의해 도출된 잡음 분산 추정값을 헤더부(14)에서의 OFDM 심볼을 디코딩하기 위한 제 1 설정으로 등화 유닛(34)쪽으로 출력하고,
    페이로드부(16)에서의 OFDM 심볼을 디코딩하기 위해, 재추정된 채널 임펄스 응답 및 잡음 분산 추정을 갱신기(68)로부터 등화 유닛(34)족으로 출력하도록 구성된 스위칭 매커니즘(70)을 추가로 포함하는, 시간 주파수로 인터리빙된, 직교 주파수 분할 다중화 통신 수신기 시스템.
  11. 통신 링크에서 동작하는 초광대역 디바이스로부터 발생하는 간섭을 보상하는 방법으로서,
    전송 채널에 대응하는 특정 주파수 대역으로 데이터 패킷을 수신하는 단계로서, 각 데이터 패킷은 프리엠블부(12), 헤더부(14) 및 페이로드부(16)로 분할된 OFDM 심볼을 포함하는, 데이터 패킷을 수신하는 단계;
    상기 OFDM 심볼을 시간 영역으로부터 주파수 영역으로 변환하는 단계;
    프리엠블부(12)에서의 주파수 영역 OFDM 심볼로부터 채널 임펄스 응답을 추정하는 단계; 및
    프리엠블부(12)에서의 주파수 영역 OFDM 심볼로부터 잡음 분산 추정값을 도출하는 단계
    를 포함하는, 초광대역 디바이스로부터 발생하는 간섭을 보상하는 방법.
  12. 제 11 항에 있어서,
    채널 추정값과 잡음 분산 추정값에 따라 헤더부(14)와 페이로드부(16)에서의 OFDM 심볼을 보상하는 단계를 추가로 포함하는, 초광대역 디바이스로부터 발생하는 간섭을 보상하는 방법.
  13. 제 12 항에 있어서,
    헤더부(14)와 페이로드부(16)에서의 보상된 OFDM 심볼을 디코딩하는 단계를 추가로 포함하는, 초광대역 디바이스로부터 발생하는 간섭을 보상하는 방법.
  14. 제 12 항에 있어서,
    상기 채널 임펄스 응답 및 잡음 분산 추정을 갱신하는 단계를 추가로 포함하는, 초광대역 디바이스로부터 발생하는 간섭을 보상하는 방법.
  15. 통신 링크에서 동작하는 초광대역 디바이스의 성능을 개선하는 방법으로서,
    TFC 넘버에 대응하는 특정 주파수 대역으로 데이터 패킷을 수신하는 단계로서, 수신된 각 데이터 패킷은 프리엠블부(12), 헤더부(14) 및 페이로드부(16)로 분할된 OFDM 심볼을 포함하는, 데이터 패킷을 수신하는 단계;
    OFDM 심볼을 시간 영역으로부터 주파수 영역으로 변환하는 단계;
    프리엠블부(12)에서의 주파수 영역 OFDM 심볼로부터 채널 임펄스 응답을 추정하는 단계;
    프리엠블부(12)에서의 주파수 영역 OFDM 심볼로부터 잡음 분산 추정값을 도출하는 단계; 및
    추정된 채널 임펄스 응답 및 도출된 잡음 분산 추정값을 갱신하는 단계
    를 포함하는, 초광대역 디바이스의 성능을 개선하는 방법.
  16. 제 15 항에 있어서,
    갱신된 채널 추정값과 갱신된 잡음 분산 추정값에 따라 페이로드부(16)에서 의 상기 OFDM 심볼을 보상하는 단계를 추가로 포함하는, 초광대역 디바이스의 성능을 개선하는 방법.
  17. 제 16 항에 있어서,
    헤더부(14) 및 페이로드부(16)에서의 보상된 OFDM 심볼을 디코딩하는 단계를 추가로 포함하되, 상기 디코딩하는 단계는 헤더부(14)에 대해 디코딩된 OFDM 심볼을 피드백하는 단계를 포함하는, 초광대역 디바이스의 성능을 개선하는 방법.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 갱신하는 단계는, 헤더부(14)를 위해 디코딩되는 피드백된 OFDM 심볼, 변환된 OFDM 심볼 및 채널 임펄스 응답과 잡음 분산의 초기 추정값에 따라 상기 채널 임펄스 응답 및 잡음 분산 추정값을 재추정하는 단계를 포함하는, 초광대역 디바이스의 성능을 개선하는 방법.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 채널 임펄스 응답 및 잡음 분산의 초기 추정값, 및 재추정된 채널 임펄스 응답 및 잡음 분산의 가중 평균을 실행하는 단계를 추가로 포함하는, 초광대역 디바이스의 성능을 개선하는 방법.
  20. 컴퓨터로 읽을 수 있는 매체로서,
    제 15 항의 방법을 실행하기 위한 컴퓨터로 실행가능한 명령어를 갖는, 컴퓨터로 읽을 수 있는 매체.
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