KR20060072587A - Power supply for low voltage input - Google Patents
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Abstract
디지털 오디오 앰프에 동작 전원을 공급하기 위해 고효율 및 초박형으로 적용되는 저전압 입력용 전원 공급장치에 관한 것이다.The present invention relates to a power supply for low voltage inputs that is applied with high efficiency and ultra-thinness to supply operating power to digital audio amplifiers.
본 발명은 비대칭으로 제어되는 하프 브리지의 형태로 구성되며, 입력단에 부스터 컨버터가 결합되고, 출력단에 전압 체배기가 결합되는 구조로 이루어지는 것을 특징으로 하여, 스위칭 손실 및 도통 손실이 최소화되어 부하에의 동작 전원 공급에 높은 효율성이 제공하고, 자기 소자 및 반도체 소자의 수가 적음으로써 제작원가의 절감과 박형의 전원 공급장치가 구현되는 장점이 있다.The present invention is configured in the form of a half-bridge controlled asymmetrically, characterized in that the booster converter is coupled to the input terminal, the voltage multiplier is coupled to the output terminal, switching loss and conduction loss is minimized to operate on the load High efficiency is provided for power supply, and the number of magnetic and semiconductor devices is small, thereby reducing manufacturing costs and implementing a thin power supply.
그리고, 발생되는 EMI 및 스위칭 노이즈가 최소화 혹은 배제됨에 따라 저전압이 입력되는 차량용 오디오 앰프의 전원으로 적합하게 사용되어진다.As the generated EMI and switching noise are minimized or eliminated, it is suitably used as a power source for a vehicle audio amplifier in which a low voltage is input.
전원 공급장치, 부스터 인덕터, 전압 체배기, 변압기Power Supplies, Booster Inductors, Voltage Multipliers, Transformers
Description
도 1은 본 발명에 따른 저전압 입력용 전원 공급장치의 구성도.1 is a block diagram of a power supply for low voltage input according to the present invention.
도 2 내지 도 5는 본 발명에 따른 저전압 입력용 전원 공급장치의 동작모드 해석에 대한 도면.2 to 5 are views of the operation mode analysis of the power supply for low voltage input according to the present invention.
도 6은 도 2 내지 도 5의 동작 모드 해석에 따른 각 소자별 동작 파형도.6 is an operation waveform diagram for each device according to the operation mode analysis of FIGS. 2 to 5.
도 7은 본 발명에 따른 저전압 입력용 전원 공급장치에서 듀티 비에 따른 입출력 전압의 변환비를 도시한 그래프.7 is a graph showing the conversion ratio of the input and output voltage according to the duty ratio in the power supply for low voltage input according to the present invention.
도 8은 도 1에서 변압기에 대한 모델링 도면.8 is a modeling diagram for the transformer in FIG. 1.
도 9는 도 1에서 2차측 정류 다이오드와 출력 커패시터만을 간략화한 도면.9 is a simplified diagram of only the secondary rectifier diode and output capacitor in FIG.
도 10은 도 1에서 두 개의 스위칭에 대하여 간략화한 도면.10 is a simplified diagram of the two switchings in FIG.
< 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 ><Description of Symbols for Main Parts of Drawings>
VS ; 배터리 LIN ; 부스트 인덕터V S ; Battery L IN ; Boost inductor
CL ; 링크 커패시터 QM ; 주 스위치C L ; Link capacitor Q M ; Main switch
QA ; 보조 스위치 CH : 하프 브리지 커패시터Q A ; Auxiliary Switch C H : Half-Bridge Capacitor
Lk ; 누설 인덕턴스 LM ; 자화 인덕턴스L k ; Leakage inductance L M ; Magnetization inductance
NP ; 변압기 1차측 NS ; 변압기 2차측N P ; Transformer primary side N S ; Transformer secondary
DSA,DSB ; 정류 다이오도 CSA,CSB ; 정류 커패시터D SA , D SB ; Rectifying diodes C SA , C SB ; Rectifier capacitor
CO ; 출력 커패시터 RO ; 출력 부하 저항 C O ; Output capacitor R O ; Output load resistance
본 발명은 전원 공급장치에 관한 것으로, 더 상세하게는 디지털 오디오 앰프에 동작 전원을 공급하기 위해 고효율 및 초박형으로 적용되는 저전압 입력용 전원 공급장치에 관한 것이다.TECHNICAL FIELD The present invention relates to a power supply, and more particularly, to a power supply for low voltage input that is applied with high efficiency and ultra-thin for supplying operating power to a digital audio amplifier.
일반적으로 오디오 앰프로는 아날로그 방식의 앰프, 디지털 방식의 앰프 및 아날로그 방식과 디지털 방식이 혼용으로 적용되는 혼용방식이 사용되고 있다.In general, as an audio amplifier, an analog amplifier, a digital amplifier, and a hybrid method in which analog and digital methods are used in combination are used.
아날로그 방식의 앰프는 선형 영역에서 동작하는 반도체 소자를 사용하고 있으며, 빠른 응답속도와 강한 원음 재생력을 갖는 장점이 있으나 낮은 효율과 발열양이 많은에 따라 큰 방열판이 구비되어야 하고, 높은 생산 원가가 요구되는 단점이 있다.Analogue amplifier uses semiconductor devices that operate in the linear region, and has the advantages of fast response speed and strong original sound reproduction power, but requires large heat sinks due to low efficiency and high heat generation, and requires high production cost. There are disadvantages.
그리고, 디지털 방식의 앰프는 스위칭 영역에서 동작하는 반도체 소자를 사용하고 있으며, 높은 효율과 작은 방열판 구조 및 낮은 생산 단가가 요구되는 장점이 있으나 느린 응답성 및 약한 원음 재생력을 갖는 단점이 있다.In addition, the digital amplifier uses a semiconductor device operating in a switching region, and has advantages such as high efficiency, a small heat sink structure, and a low production cost, but has a disadvantage of slow response and weak original sound reproduction.
또한, 혼용방식의 앰프는 아날로그 방식과 디지털 방식의 장점만을 결합한 것으로, 높은 효율과 빠른 응답성 및 강한 원음 재생력을 갖는 장점이 있으나 높은 생산 단가와 복잡한 제어 특성을 갖는 단점이 있다.In addition, the hybrid amplifier combines only the advantages of analog and digital methods, and has the advantages of high efficiency, fast response, and strong original sound reproduction, but has disadvantages of high production cost and complicated control characteristics.
상기한 장점 및 단점의 특정을 갖는 오디오 앰프에 동작 전원을 공급하는 전원공급장치로는 선형 전원 공급장치와 스위칭 전원 공급장치가 제공되고 있다.As a power supply for supplying an operating power to an audio amplifier having the above-mentioned advantages and disadvantages, a linear power supply and a switching power supply are provided.
선형 전원 공급장치는 선형 영역에서 동작하는 반도체 소자를 사용함에 따라 깨끗한 출력 전압과 빠른 응답 속도를 갖는 장점이 있으나 낮은 효율과 큰 방열판 구조 및 높은 생산 원가가 요구되는 단점이 있다.The linear power supply has advantages of having a clean output voltage and a fast response speed due to the use of semiconductor devices operating in the linear region, but has a disadvantage of requiring low efficiency, large heat sink structure, and high production cost.
스위칭 전원 공급장치는 스위칭 영역에서 동작하는 반도체 소자를 사용함에 따라 높은 효율과 작은 방열판 구조 및 낮은 생산원가를 갖는 장점이 있으나 스위칭 리플 및 스위칭 노이즈, 느린 응답 속도를 갖는 단점이 있다.The switching power supply has advantages of high efficiency, small heat sink structure, and low production cost due to the use of semiconductor devices operating in the switching area, but has disadvantages of switching ripple, switching noise, and slow response speed.
통상적으로 아날로그 방식 및 디지털 방식의 오디오 시스템에 적용되는 전원 공급장치로 스위칭 전원 공급장치를 적용하고 있는데, 이는 입력단에 부스트 컨버터(Boost Converter)를 구성하고, 출력단에 푸시 풀 컨버터(Push Pull Converter)를 구성하는 2 단형(Two Stage)로 구성함으로써, 입력단의 부스트 컨버터와 출력단의 푸시 풀 컨버터가 최적의 동작이 가능하도록 하고 있다.In general, a switching power supply is applied as a power supply device applied to an analog and digital audio system, which configures a boost converter at an input stage and a push pull converter at an output stage. By configuring two stages, the boost converter at the input stage and the push-pull converter at the output stage can be operated optimally.
그리고, 배터리에서의 입력 전류가 연속적이므로 입력 필터의 크기가 최소화되는 장점과 변압기의 평균 자화 전류가 '0'이 되므로 변압기의 크기를 최소화할 수 있는 장점을 갖고 있다.In addition, since the input current from the battery is continuous, the size of the input filter is minimized, and the average magnetizing current of the transformer becomes '0', thereby minimizing the size of the transformer.
그러나, 카 오디오 시스템에 사용되는 전원 공급장치는 많은 자기 소자(Magnetic Component)와 반도체 소자를 사용하기 때문에 도통 손실이 증가하며, 이 에 따른 생산 비용이 증가하게 되고, 크기 또한 증가하게 되는 단점이 있다.However, the power supply used in the car audio system has a disadvantage in that the conduction loss is increased because of the use of many magnetic components and semiconductor elements, thereby increasing production cost and size. .
또한, 전원 공급장치에 사용되는 스위치와 출력측의 다이오드가 하드 스위칭 (Hard Switching)하므로 이에 따른 전압 스트레스의 증가에 의해 심각한 EMI(Electromagnetic Interference) 및 스위칭 노이즈가 발생하며 이로 인해 디지털 카 오디오 앰프의 음질을 저하시키는 단점이 있다.In addition, since the switch used in the power supply and the diode on the output side are hard switching, severe electromagnetic interference (EMI) and switching noise are generated due to the increase of voltage stress, which causes the sound quality of the digital car audio amplifier. There is a disadvantage of deterioration.
이러한 효과를 해결하기 위해 스너버를 추가하는 경우가 있으나 이 경우에는 효율이 감소하게 되는 단점이 있다. In some cases, a snubber may be added to solve this effect, but in this case, the efficiency may be reduced.
본 발명은 상기와 같이 기존의 전원 공급장치가 갖는 단점을 극복하기 위해 발명한 것으로, 디지털 오디오 앰프에 동작 전원을 공급하기 위한 전원 공급장치를 고효율 및 초박형으로 구현하며, EMI 및 스위칭 노이즈가 발생되지 않도록 함으로써, 오디오 앰프의 음질 저하가 발생되지 않도록 한 것이다.The present invention has been invented to overcome the disadvantages of the existing power supply as described above, and implements a power supply for supplying operating power to the digital audio amplifier with high efficiency and ultra-thin, EMI and switching noise is not generated By doing so, the sound quality of the audio amplifier is not degraded.
상기와 같은 목적을 실현하기 위한 본 발명은 비대칭으로 제어되는 하프 브리지의 형태로 구성되며, 입력단에 부스터 컨버터가 결합되고, 출력단에 전압 체배기가 결합되는 구조로 이루어지는 것을 특징으로 하는 저전압 입력용 전원 공급장치를 제공한다.The present invention for realizing the above object is configured in the form of a half-bridge controlled asymmetrically, the booster converter is coupled to the input terminal, the voltage multiplier is coupled to the output terminal, characterized in that the power supply for a low voltage input Provide the device.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 일 실시예를 상세하게 설명하면 다음과 같다.Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
도 1에 도시된 바와 같이 본 발명은 따른 저전압 입력용 전원 공급장치는, 비대칭으로 제어되는 하프 브리지의 형태로 구성되며, 입력단에는 부스터 컨버터(A)가 결합되고, 출력단에는 전압 체배기(Doubler ; B)가 결합되는 구조를 갖는다.As shown in FIG. 1, the power supply device for low voltage input according to the present invention is configured in the form of a half bridge controlled asymmetrically, a booster converter A is coupled to an input terminal, and a voltage multiplier B to an output terminal. ) Is bonded.
상기 입력단을 구성하는 부스터 컨버터(A)는 부스터 인덕터(LIN)와, 링크 커패시터(CL), 주 스위치(QM), 보조 스위치(QA), 하프 브리지 커패시터(C H), 누설 인덕턴스(Lk), 자화 인덕턴스(LM) 및 변압기 1차측(NP)을 포함하여 구성된다. The booster converter A constituting the input stage includes a booster inductor L IN , a link capacitor C L , a main switch Q M , an auxiliary switch Q A , a half bridge capacitor C H , and a leakage inductance. L k , the magnetizing inductance L M and the transformer primary side N P.
부스터 인덕터(LIN)는 입력 전압원인 배터리(VS)의 일측 단자(+)와 연결되고 다른 일측단은 변압기 1차측(NP)에 연결된다.Booster inductor (L IN) is connected to one terminal (+) of the input voltage causes the battery (V S) and the other one end is coupled to the transformer primary side (P N).
링크 커패시터(CL)는 일측단자(-)가 상기 배터리(VS)의 일측단자(-)에 연결되고 다른 일측단자(+)는 하프 브리지 커패시터(CH)의 일측단자(+)와 연결된다.The link capacitor C L has one terminal (-) connected to one terminal (-) of the battery V S and the other terminal (+) connected to one terminal (+) of the half bridge capacitor C H. do.
주 스위치(QM)와 보조 스위치(QA)는 MOS FET 소자로 이루어지며, 도시되지 않은 제어기에서 게이트 단자에 인가되는 PWM(Pulse Width Modulation) 신호에 의해 스위칭 동작되며, 주 스위치(QM)는 드레인 단자가 부스터 인덕터(LIN)의 일측 단자에 연결되고, 소오스 단자는 입력 전압원인 배터리(VS)의 일측단자(-)와 링크 커패시터(CL)의 일측단자(-)에 병렬로 접속된다.A main switch (Q M) and an auxiliary switch (Q A) is the switching operation by PWM (Pulse Width Modulation) signal applied to the gate terminal of the controller that is composed of a MOS FET device, not shown, a main switch (Q M) The drain terminal is connected to one terminal of the booster inductor (L IN ), the source terminal is connected in parallel to one terminal (-) of the battery (V S ), the input voltage source and one terminal (-) of the link capacitor (C L ) Connected.
그리고, 보조 스위치(QA)는 드레인 단자가 상기 링크 커패시터(CL)와 하프 브리지 커패시터(CH)의 사이에 병렬로 연결되고, 소오스 단자는 상기 부스터 인덕터 (LIN)의 다른 일측 단자에 연결된다.The auxiliary switch Q A has a drain terminal connected in parallel between the link capacitor C L and the half bridge capacitor C H , and a source terminal is connected to the other terminal of the booster inductor L IN . Connected.
하프 브리지 커패시터(CH)는 일측 단자(+)에 링크 커패시터(CL)의 일측 단자(+)과 보조 스위치(QA)의 드레인 단자를 접속하고, 다른 일측 단자(-)는 누설 인덕턴스(Lk)에 연결된다.The half bridge capacitor C H connects one terminal (+) of the link capacitor C L and the drain terminal of the auxiliary switch Q A to one terminal (+), and the other terminal (-) has a leakage inductance ( L k ).
누설 인덕턴스(Lk)는 다른 일측 단자에 자화 인덕턴스(LM)와 변압기 1차측(NP)을 병렬로 연결하며, 자화 인덕턴스(LM)는 변압기 1차측(NP)과 병렬 관계로 부스터 인덕터(LIN)에 연결되고, 변압기 1차측(NP)은 상기 부스터 인덕터(LIN)에 직렬로 연결된다.Leakage inductance (L k) shall magnetization connecting the inductance (L M) and the transformer primary winding (N P) in parallel to the other one terminal, the magnetizing inductance (L M) is a booster in parallel relation with the primary transformer (N P) It is connected to the inductor (L IN ), the transformer primary side (N P ) is connected in series to the booster inductor (L IN ).
또한, 전압 체배기(B)로 구성되는 출력단은 변압기 2차측(NS)과, 정류 다이오드(DSA,DSB), 정류 커패시터(CSA,CSB) 및 출력 커패시터(C O)를 포함하여 구성된다.In addition, the output stage consisting of the voltage multiplier (B) includes a transformer secondary side (N S ), rectifier diodes (D SA , D SB ), rectifier capacitors (C SA , C SB ) and output capacitor (C O ) It is composed.
변압기 2차측(NS)은 입력단에 구성되는 변압기 1차측(NP)와 설정된 비로 권선되어 상기 주 스위치(QM) 및 보조 스위치(QA)의 스위칭 동작 따른 단속에 의해 변압기 1차측(NP)에서 유기되는 배터리(VS)의 전압을 고전압으로 승압하며, 일측 단자가 정류 다이오드(DSA)의 애노드 단자에 연결되고, 다른 일측 단자는 정류 커패시터(CSB)의 일측 단자(+)에 연결된다.The transformer secondary side (N S ) is wound at a predetermined ratio with the transformer primary side (N P ) configured at the input terminal, and the transformer primary side (N) is interrupted by the interruption according to the switching operation of the main switch (Q M ) and the auxiliary switch (Q A ). The voltage of the battery V S induced by P ) is boosted to a high voltage, one terminal of which is connected to the anode terminal of the rectifying diode D SA , and the other terminal of which is connected to the one terminal of the rectifying capacitor C SB (+). Is connected to.
정류 다이오드(DSA,DSB)는 상호 직렬로 연결되어 변압기 2차측(NS)에서 유기되 는 고전압을 반파 정류하여 DC 전압으로 출력하고, 출력 부하 저항(RO)과 직렬로 연결된다.The rectifier diodes D SA and D SB are connected in series to each other, and half-wave rectifies the high voltage induced at the secondary side of the transformer N S to output the DC voltage, and is connected in series with the output load resistor R O.
정류 커패시터(CSA,CSB) 및 출력 커패시터(CO)는 상기 정류 다이오드(D SA,DSB)와 출력 부하 저항(RO)의 사이에 각각 병렬로 연결되고, 정류 커패시터(CSA,CSB ) 상호간은 직렬로 연결된다.Commutation capacitor (C SA, C SB) and the output capacitor (C O) are respectively connected in parallel between the rectifier diode (D SA, D SB) and the output load resistance (R O), the rectifier capacitor (C SA, C SB ) are mutually connected in series.
전술한 바와 같은 구조를 갖는 본 발명에 따른 저전압 입력용 전원 공급장치의 순차적인 동작에 대하여 설명하면 다음과 같다.The sequential operation of the low voltage input power supply apparatus according to the present invention having the structure as described above is as follows.
출력 부하 저항(R0)으로 승압된 고전압의 전원 공급은 MOS FET 소자로 이루어지는 주 스위치(QM)와 보조 스위치(QA)의 동작에 의해 결정된다.The power supply of the high voltage boosted by the output load resistor R 0 is determined by the operation of the main switch Q M and the auxiliary switch Q A composed of the MOS FET elements.
먼저, 주 스위치(QM)가 턴 온되는 제1모드에 대하여 해석하면 다음과 같다.First, the first mode in which the main switch QM is turned on is as follows.
도시되지 않은 제어기로부터 인가되는 PWM 신호에 의해 주 스위치(QN)가 t0 ~ t1 시간 동안 턴 온 되면 도 2에 도시된 바와 같은 전류 루프가 형성된다.When the main switch Q N is turned on for t 0 to t 1 hour by a PWM signal applied from a controller (not shown), a current loop as shown in FIG. 2 is formed.
이때, 배터리(VS) 전압의 인가에 따라 부스터 인덕터(LIN)에서의 전류 선형 증가의 기울기는 하기의 수학식 1로 정의된다.At this time, the slope of the linear increase of the current in the booster inductor (L IN) according to the battery (V S) applied to the voltage is defined by
그리고, 링크 커패시터(CL)와 하프 브리지 커패시터(CH)를 통해 누설 인덕터(LK)에 인가되는 전류의 선형 증가의 기울기는 하기의 수학식 2로 정의된다.The slope of the linear increase in the current applied to the leakage inductor L K through the link capacitor C L and the half bridge capacitor C H is defined by
또한, 도시되지 않은 제어기가 PWM 신호를 통해 주 스위치(QM)와 보조 스위치(QA)를 반복적으로 스위칭 제어함에 있어 중첩되는 것을 방지하기 위하여 주 스위치(QM)를 턴 온 상태에서 턴 오프로 하고, 보조 스위치(QA)를 턴 오프의 상태에서 턴 온의 상태로 절환하는 과정에서 설정된 시간, t1 ~ t2 동안의 지연을 갖는다.In addition, the controller (not shown) is turned off from the main switch (Q M ) in the turned on state to prevent overlapping in switching control of the main switch (Q M ) and the auxiliary switch (Q A ) repeatedly through the PWM signal. The auxiliary switch Q A has a delay for a predetermined time, t1 to t2, in the process of switching from the turn-off state to the turn-on state.
이때, 보조 스위치(QA)의 드레인 단자와 소오스 단자에 바이패스로 연결되어 있는 다이오드가 턴 온 되어 도 3에 도시된 바와 같은 전류 루프가 형성된다.At this time, a diode connected to the drain terminal and the source terminal of the auxiliary switch Q A by bypass is turned on to form a current loop as shown in FIG. 3.
따라서, 부스터 인덕터(LIN)에서의 전류 선형 증가의 기울기는 하기의 수학식 3로 정의되며, 감소 기울기가 형성된다.Therefore, the slope of the current linear increase in the booster inductor L IN is defined by
그리고, 링크 커패시터(CL)와 하프 브리지 커패시터(CH)를 통해 누설 인덕터 (LK)에 인가되는 전류의 선형 증가 기울기는 하기의 수학식 4로 정의되며, 역시 감소 기울기로 형성된다.In addition, the linear increase slope of the current applied to the leakage inductor L K through the link capacitor C L and the half bridge capacitor C H is defined by
이후, 도시되지 않은 제어기로부터 인가되는 PWM 신호에 의해 보조 스위치(QA) t2~ t3 시간 동안 턴 온 되면 도 4에 도시된 바와 같은 전류 루프가 형성된다.Thereafter, when the auxiliary switch Q A is turned on for t 2 to t 3 hours by a PWM signal applied from a controller (not shown), a current loop as shown in FIG. 4 is formed.
이때, 배터리(VS) 전압의 인가에 따라 부스터 인덕터(LIN)에서의 전류 선형 증가의 기울기는 하기의 수학식 5로 정의된다.At this time, the slope of the linear increase of the current in the booster inductor (L IN) according to the battery (V S) applied to the voltage is defined by equation (5) below.
그리고, 링크 커패시터(CL)와 하프 브리지 커패시터(CH)를 통해 누설 인덕터(LK)에 인가되는 전류의 선형 증가의 기울기는 하기의 수학식 6으로 정의된다.The slope of the linear increase of the current applied to the leakage inductor L K through the link capacitor C L and the half bridge capacitor C H is defined by Equation 6 below.
또한, 도시되지 않은 제어기가 PWM 신호를 통해 주 스위치(QM)와 보조 스위 치(QA)를 반복적으로 스위칭 제어함에 있어 중첩되는 것을 방지하기 위하여 주 스위치(QM)를 턴 온 상태에서 턴 오프로 하고, 보조 스위치(QA)를 턴 오프의 상태에서 턴 온의 상태로 절환하는 과정에서 설정된 시간, t3 ~ t4 동안의 지연을 갖는다.In addition, the main switch Q M is turned on in order to prevent the controller (not shown) from overlapping in the repetitive switching control of the main switch Q M and the auxiliary switch Q A through the PWM signal. It is turned off and has a delay for a time set from t 3 to t 4 in the process of switching the auxiliary switch Q A from the turn off state to the turn on state.
이때, 보조 스위치(QM)의 드레인 단자와 소오스 단자에 바이패스로 연결되어 있는 다이오드가 턴 온 되어 도 5에 도시된 바와 같은 전류 루프가 형성된다.At this time, a diode connected to the drain terminal and the source terminal of the auxiliary switch Q M by bypass is turned on to form a current loop as shown in FIG. 5.
따라서, 부스터 인덕터(LIN)에서의 전류 선형 증가의 기울기는 하기의 수학식 7로 정의된다.Therefore, the slope of the current linear increase in the booster inductor L IN is defined by Equation 7 below.
그리고, 링크 커패시터(CL)와 하프 브리지 커패시터(CH)를 통해 누설 인덕터(LK)에 인가되는 전류의 선형 증가 기울기는 하기의 수학식 8로 정의된다.In addition, the linear increase slope of the current applied to the leakage inductor L K through the link capacitor C L and the half bridge capacitor C H is defined by Equation 8 below.
상기한 바와 같이 입력단 하프 브리지 컨버터에 대한 각 모드별 동작 관계의 타이밍은 도 7에 도시된 바와 같다.As described above, the timing of each mode operation relationship for the input half-bridge converter is shown in FIG. 7.
상기한 설명에서 입력단을 주 스위치(QM)와 보조 스위치(QA)를 이용하는 부 스터 컨버터로 구성함으로써 입력전류가 연속적이기 때문에 입력 필터의 크기를 줄일 수 있으며, 입력 전류의 RMS(Root Mean Square) 값이 낮아지므로 도통 손실이 절감되고 스위칭 노이즈 출력측으로 전달되지 않게 된다.In the above description, by configuring the input stage as a booster converter using the main switch Q M and the auxiliary switch Q A , the size of the input filter can be reduced because the input current is continuous, and the root mean square of the input current is RMS. The lower value of) reduces the loss of conduction and does not propagate to the switching noise output.
즉, 전원 공급장치로 일정한 출력전력을 공급한다는 가정하에 입력 전류의 평균값은 부스트 컨버터의 존재 여부에 관계없이 일정하게 된다.That is, assuming that a constant output power is supplied to the power supply, the average value of the input current becomes constant regardless of the existence of the boost converter.
따라서, 부스터 컨버터가 존재하는 경우에는 부스터 인덕터의 전류가 입력 전류가 되나, 부스터 컨버터가 존재하지 않는 경우에는 입력 전류의 불연속이 발생됨에 따라 두배 정도의 피크값을 가지게 된다.Therefore, when the booster converter is present, the current of the booster inductor becomes the input current, but when there is no booster converter, the peak current is doubled as discontinuity of the input current occurs.
그러므로, 부스터 컨버터가 적용되지 않는 경우에는 입력 전류의 변동이 크므로 입력 필터의 크기가 커지며, 큰 피크(Peak) 전류에 의한 도통 손실이 발생하게 된다.Therefore, when the booster converter is not applied, the input current is large, so the size of the input filter is large, and a conduction loss due to a large peak current occurs.
이와 같이 부스터 컨버터(A)로 이루어지는 입력단의 전압 을 체배시켜 부하단에 공급하는 출력단의 동작은 다음과 같이 수행된다.In this way, the operation of the output stage of multiplying the voltage of the input stage consisting of the booster converter A and supplying it to the load stage is performed as follows.
입력단에 구성되는 부스터 인덕터(LIN)와 누설 인덕터(LK) 및 자화 인덕터(LM)에 대하여 전압 2차 방정식을 적용하면 하기의 수학식 9와 같이 각 인덕터에 대한 전압(VL)과 하프 브리지 커패시터에 대한 전압(VH), 정류 다이오드에 대한 전압(VSA,VSB)이 결정된다.When the voltage quadrature equation is applied to the booster inductor L IN , the leakage inductor L K , and the magnetizing inductor L M configured at the input terminal, the voltage V L for each inductor and The voltage V H for the half bridge capacitor and the voltages V SA and V SB for the rectifying diode are determined.
상기한 수학식 9를 이용하여 출력단에 구비되는 정류 다이오드(DSA,DSB)의 첨두 전류를 산출하면 하기의 수학식 10에 의해 결정된다.When the peak current of the rectifying diodes D SA and D SB provided at the output terminal is calculated using Equation 9, Equation 10 is determined.
따라서, 부하 저항(VO)에 공급되는 출력 전류는 하기의 수학시 11을 통해 결정된다.Therefore, the output current supplied to the load resistor V O is determined by the following Equation 11.
그러므로, 전술한 수학식들을 대입하여 정리하면 하기의 수학식 12와 같이 입력 전압대 출력 전압의 관계가 결정된다.Therefore, when the above equations are substituted and arranged, the relationship between the input voltage and the output voltage is determined as shown in Equation 12 below.
또한, 본 발명에서 제안되는 변압기는 도 7에 도시된 바와 같이 모델링 할 수 있다.In addition, the transformer proposed in the present invention can be modeled as shown in FIG.
따라서, 키르히호프 전류 법칙으로부터 '1차 전류 = 자화전류 + (NS/NP) × 2차전류"의 조건을 항상 만족한다.Therefore, the Kirchhoff current law always satisfies the condition of "primary current = magnetization current + (N S / N P ) x secondary current".
그리고, 도 1에 도시된 바와 같이 스위칭 상태에 관계없이 변압기 1차측(NP)에는 하프 브리지 커패시터(CH)가 직렬로 연결되어 있고, 변압기 2차측(NS)에는 정류 커패시터(CSA,CSB)가 직렬로 항상 연결되어 있어 이들 커패시터(CH,CSA,CSB)의 "Steady - State" 조건을 만족시키기 위하여 평균 전류는 '0'A를 유지하여야 한다.As shown in FIG. 1, a half bridge capacitor CH is connected in series to the transformer primary side NP regardless of the switching state, and rectification capacitors CSA and CSB are connected in series to the transformer secondary side NS. This is always connected, so the average current must be maintained at '0'A to satisfy the "Steady-State" condition of these capacitors (CH, CSA, CSB).
따라서, 1차 전류의 평균값이 '0' A이고 2차 전류의 평균값도 '0'A가 되어야 하는데, 상기 키르히호프 전류 법칙으로 도출도는 "1차 전류 = 자화전류 + (NS/NP) × 2차전류"의 조건에 의해 자화 전류의 평균값은 항상 '0' A를 만족한다.Therefore, the average value of the primary current should be '0' A and the average value of the secondary current should also be '0' A. The degree of derivation by Kirchhoff's current law is "primary current = magnetization current + (N S / N P The average value of the magnetizing current always satisfies '0' A under the condition
그러므로, 변압기의 크기가 최소화되는 특징을 갖는다.Therefore, the size of the transformer is minimized.
또한, 도 1에서 전압 체배기의 구조를 갖는 출력단(B)에서 정류 다이오드(DSA,DSB)와 출력 커패시터(CO)의 관계를 간략하게 표시하면 도 8과 같이 표현된다.In addition, in FIG. 1, the relationship between the rectifier diodes D SA and D SB and the output capacitor C O at the output terminal B having the structure of the voltage multiplier is briefly expressed as shown in FIG. 8.
도 8에서 알 수 있는 바와 같이 정류 다이오드(DSA)가 턴 온 되면 정류 다이 오드(DSB)에는 출력 커패시터(CO)의 출력 전압(VO)가 걸리게 되고, 반대의 상황에서 정류 다이오드(DSB)가 턴 온되면 정류 다이오드(DSA)에는 출력 커패시터(CO)의 출력 전압(VO)가 걸리게 된다.As shown in FIG. 8, when the rectifying diode D SA is turned on, the rectifying diode D SB receives the output voltage V O of the output capacitor C O , and in the opposite situation, When the D SB ) is turned on, the rectifying diode D SA receives the output voltage V O of the output capacitor C O.
따라서, 정류 다이오드(DSA,DSB)의 전압은 출력 커패시터(CO)의 출력 전압(V O)에 의해 클램프(Clamp) 되므로, 정류 다이오드(DSA,DSB)는 낮은 전압 스트레스를 갖게 된다.Therefore, since the voltage of the rectifying diodes D SA and D SB is clamped by the output voltage V O of the output capacitor C O , the rectifying diodes D SA and D SB have a low voltage stress. do.
또한, 정류 다이오드(DSA,DSB)의 경우 소자 자체의 특징으로, 내압이 감소하면 정방향 전압 강하가 작아지게 됨에 따라 낮은 전압 스트레스를 가지므로, 정방향 전압 강하가 작은 다이오드를 사용할 수 있게 되고, 이로 인해서 전압과 전류에 의한 의한 도통 손실을 줄일 수 있다,In addition, in the case of the rectifying diodes D SA and D SB , the device itself has a low voltage stress as the forward voltage drop decreases as the breakdown voltage decreases, so that a diode having a small forward voltage drop can be used. This can reduce the conduction loss caused by voltage and current.
그리고, 입력단의 주 스위치(QM)와 보조 스위치(QA)에 대하여 간략하게 나타내면 도 9와 같이 표시할 수 있게 된다.In addition, the main switch Q M and the auxiliary switch Q A of the input terminal may be briefly displayed as shown in FIG. 9.
통상적으로 전력용 MOSFET는 소자특성상 역방향 다이오드과 기생 커패시터를 가진다. Typically, a power MOSFET has a reverse diode and a parasitic capacitor due to device characteristics.
따라서, 주 스위치(QM)가 온 되고 보조 스위치(QA)가 온되기 이전까지는 유입되는 누설 인덕턴스 전류(ILK)는 (+) 값을 가지게 되고, 유입되는 누설 인덕턴스(ILK)는 주 스위치(QM)의 기생 커패시터를 충전시키며, 보조 스위치(QA)의 기생 커패 시터를 방전시킨다. Therefore, until the main switch Q M is turned on and the auxiliary switch Q A is turned on, the incoming leakage inductance current I LK has a positive value, and the incoming leakage inductance I LK is the main. The parasitic capacitor of the switch Q M is charged and the parasitic capacitor of the auxiliary switch Q A is discharged.
보조 스위치(QA)의 기생 커패시터가 완전히 방전되어 보조 스위치(QA)의 전압이 '0' V가 된 후 보조 스위치(QA)가 온 되면, 보조 스위치(QA)의 영전압 스위칭을 이룰 수 있으며, 주 스위치(QM)의 기생 커패시터 전압이 누설 인덕턴스 전류(ILK)에 의하여 완전히 충전 된 후 링크 전압으로 클램핑 되므로, 주 스위치(QM)의 턴 오프 시 링잉(Ringing)이 적게 발생하며, 반대의 경우 역시 동일하게 작용한다. When the auxiliary switch (Q A), the parasitic capacitor completely discharged the ancillary switch (Q A) after the voltage of the auxiliary switch (Q A) of the '0' V on of the zero-voltage switching of the auxiliary switch (Q A) Since the parasitic capacitor voltage of the main switch (Q M ) is fully charged by the leakage inductance current (I LK ) and then clamped to the link voltage, there is less ringing when the main switch (Q M ) is turned off. And vice versa.
즉, 주 스위치(QM)와 보조 스위치(QA)가 비대칭으로 제어되며, 영전압 스위칭을 수행하므로, 턴 온시의 스위칭 손실이 제거되며, 턴 오프시에 발생하는 스위칭 전압의 링잉 현상이 낮아져 EMI 및 스위칭 노이즈가 방지된다.That is, since the main switch Q M and the auxiliary switch Q A are controlled asymmetrically, and zero voltage switching is performed, the switching loss at turn on is eliminated, and the ringing phenomenon of the switching voltage generated at turn off is reduced. EMI and switching noise are avoided.
또한, 주 스위치(QM)가 턴 오프됨에 따라 출력단의 전류(ISEC)가 서서히 감소하여 '0' A가 되면 정류 다이오드(DSA)는 오프되고 정류 다이오드(DSB)는 턴 온된다. In addition, as the main switch Q M is turned off, when the current I SEC of the output terminal gradually decreases to '0' A, the rectifying diode D SA is turned off and the rectifying diode D SB is turned on.
즉, 출력단에 구성되는 정류 다이오드(DSA,DSB)가 동시에 턴 온되는 구간이 발생되지 않도록 소프트 턴 오프하므로 턴 오프시의 스위칭 손실이 제게되며, 이에 따라 링잉 현상이 발생되지 않는다.That is, since the soft turn-off does not occur so that the rectifying diodes DSA and DSB configured at the output stage are turned on at the same time, switching loss during turn-off is eliminated, and thus no ringing phenomenon occurs.
그리고, 출력단에 인덕터가 구성되지 않고 있어 출력단에서의 도통 손실이 발생되지 않는다.In addition, since no inductor is configured at the output terminal, no conduction loss occurs at the output terminal.
이상에서 설명한 바와 같이 본 발명에 따른 전원 공급장치는 스위칭 손실 및 도통 손실이 최소화됨으로써, 부하에의 동작 전원 공급에 높은 효율성이 제공된다.As described above, the power supply device according to the present invention minimizes switching loss and conduction loss, thereby providing high efficiency in supplying operating power to a load.
또한, 자기 소자 및 반도체 소자의 수가 적음으로써 제작원가의 절감과 박형의 전원 공급장치가 구현되는 장점이 있다.In addition, the number of magnetic devices and semiconductor devices is small, which reduces manufacturing costs and provides a thin power supply device.
그리고, 발생되는 EMI 및 스위칭 노이즈가 최소화 혹은 배제됨에 따라 저전압이 입력되는 차량용 오디오 앰프의 전원으로 적합하게 사용되어진다.
As the generated EMI and switching noise are minimized or eliminated, it is suitably used as a power source for a vehicle audio amplifier in which a low voltage is input.
Claims (8)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1020040111264A KR100634615B1 (en) | 2004-12-23 | 2004-12-23 | Power supply for low voltage input |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1020040111264A KR100634615B1 (en) | 2004-12-23 | 2004-12-23 | Power supply for low voltage input |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| KR20060072587A true KR20060072587A (en) | 2006-06-28 |
| KR100634615B1 KR100634615B1 (en) | 2006-10-16 |
Family
ID=37165749
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| KR1020040111264A Expired - Fee Related KR100634615B1 (en) | 2004-12-23 | 2004-12-23 | Power supply for low voltage input |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| KR (1) | KR100634615B1 (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100820461B1 (en) * | 2006-07-10 | 2008-04-10 | 현대자동차주식회사 | DC / DC Converter Circuits for Automotive Digital Amplifier Power Supplies |
| US7973492B2 (en) | 2007-09-27 | 2011-07-05 | Samsung Sdi Co., Ltd. | Power supply for plasma display panel, plasma display device including the same, and associated methods |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100206299B1 (en) | 1992-01-09 | 1999-07-01 | 윤종용 | A high-voltage power supply |
| JP2000125560A (en) | 1998-10-15 | 2000-04-28 | Nagano Japan Radio Co | Switching power supply |
| JP2001008448A (en) | 1999-06-18 | 2001-01-12 | Mitsumi Electric Co Ltd | Power supply device |
-
2004
- 2004-12-23 KR KR1020040111264A patent/KR100634615B1/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100820461B1 (en) * | 2006-07-10 | 2008-04-10 | 현대자동차주식회사 | DC / DC Converter Circuits for Automotive Digital Amplifier Power Supplies |
| US7973492B2 (en) | 2007-09-27 | 2011-07-05 | Samsung Sdi Co., Ltd. | Power supply for plasma display panel, plasma display device including the same, and associated methods |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR100634615B1 (en) | 2006-10-16 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A201 | Request for examination | ||
| PA0109 | Patent application |
St.27 status event code: A-0-1-A10-A12-nap-PA0109 |
|
| PA0201 | Request for examination |
St.27 status event code: A-1-2-D10-D11-exm-PA0201 |
|
| D13-X000 | Search requested |
St.27 status event code: A-1-2-D10-D13-srh-X000 |
|
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|
| E902 | Notification of reason for refusal | ||
| PE0902 | Notice of grounds for rejection |
St.27 status event code: A-1-2-D10-D21-exm-PE0902 |
|
| E13-X000 | Pre-grant limitation requested |
St.27 status event code: A-2-3-E10-E13-lim-X000 |
|
| P11-X000 | Amendment of application requested |
St.27 status event code: A-2-2-P10-P11-nap-X000 |
|
| P13-X000 | Application amended |
St.27 status event code: A-2-2-P10-P13-nap-X000 |
|
| PG1501 | Laying open of application |
St.27 status event code: A-1-1-Q10-Q12-nap-PG1501 |
|
| E701 | Decision to grant or registration of patent right | ||
| PE0701 | Decision of registration |
St.27 status event code: A-1-2-D10-D22-exm-PE0701 |
|
| GRNT | Written decision to grant | ||
| PR0701 | Registration of establishment |
St.27 status event code: A-2-4-F10-F11-exm-PR0701 |
|
| PR1002 | Payment of registration fee |
St.27 status event code: A-2-2-U10-U11-oth-PR1002 Fee payment year number: 1 |
|
| PG1601 | Publication of registration |
St.27 status event code: A-4-4-Q10-Q13-nap-PG1601 |
|
| R18-X000 | Changes to party contact information recorded |
St.27 status event code: A-5-5-R10-R18-oth-X000 |
|
| FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20091001 Year of fee payment: 4 |
|
| PR1001 | Payment of annual fee |
St.27 status event code: A-4-4-U10-U11-oth-PR1001 Fee payment year number: 4 |
|
| PN2301 | Change of applicant |
St.27 status event code: A-5-5-R10-R13-asn-PN2301 St.27 status event code: A-5-5-R10-R11-asn-PN2301 |
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| LAPS | Lapse due to unpaid annual fee | ||
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| PC1903 | Unpaid annual fee |
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|
| PN2301 | Change of applicant |
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|
| P22-X000 | Classification modified |
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|
| R18-X000 | Changes to party contact information recorded |
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