KR19990063551A

KR19990063551A - 전개 스펙트럼 통신 시스템에서 적응 등화를이용하여 간섭을억제하기 위한 통신 장치 및 방법

Info

Publication number: KR19990063551A
Application number: KR1019980060280A
Authority: KR
Inventors: 예브게니 비소트스키; 콜린 디 프랭크; 우파만유 매다우; 라훌 싱그
Original assignee: 비센트 비.인그라시아; 모토로라 인코포레이티드
Priority date: 1997-12-30
Filing date: 1998-12-29
Publication date: 1999-07-26
Anticipated expiration: 2018-12-29
Also published as: GB2333422B; FR2773290B1; KR100312141B1; CN1230059A; JPH11266232A; DE19860094A1; FR2773290A1; AR014207A1; US6175588B1; BR9806431B1; GB9827920D0; BR9806431A; CN1106094C; GB2333422A; RU2168277C2

Abstract

전개 스펙트럼 통신 시스템(spread spectrum communication system)을 위한 이동국(mobile station, 410)과 같은 통신 장치는 수신된 전개 스펙트럼 신호 상의 간섭(interference)을 억제하여 등화 신호(equalized signal, 126)를 발생시키는 적응 등화기(adaptive equalizer, 104)를 갖는 수신기(100)를 포함한다. 파일롯 채널 복조기(pilot channel demodulator, 110)는 등화 신호를 복조하여 파일롯 채널(140)의 추정치를 발생시킨다. 합산기(112)는 파일롯 채널 추정치와 기설정된 데이터 패턴을 비교하여 에러 신호(124)를 발생시킨다. 통화 채널 복조기(traffic channel demodulator, 108)는 등화 신호를 복조하여 하나 이상의 통화 채널을 발생시킨다.

Description

전개 스펙트럼 통신 시스템에서 적응 등화를 이용하여 간섭을 억제하기 위한 통신 장치 및 방법

본 발명은 일반적으로 통신 시스템에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 전개 스펙트럼 통신 시스템(spread spectrum communication system)에서 적응 등화(adaptive equalization)를 이용하여 간섭을 억제하기 위한 통신 장치 및 방법(communication device and method for interference suppression)에 관한 것이다.

전개 스펙트럼 통신 시스템에서, 기지국(base station)에서 이동국(mobile station)으로의 다운링크 전송(downlink transmission)은 파일롯 채널(pilot channel)과 다수의 통화 채널(traffic channel)을 포함한다. 파일롯 채널은 모든 사용자에 의해 복호화될 수 있다. 각 통화 채널은 단일의 사용자에 의해 복호화되기 위한 것이다. 따라서, 각 통화 채널은 기지국과 이동국 양쪽에 알려져 있는 코드를 사용하여 부호화된다. 파일롯 채널은 기지국과 모든 이동국에 알려져 있는 코드를 사용하여 부호화된다. 파일롯 및 통화 채널을 부호화하는 것은 시스템에서 전송 스펙트럼을 전개시킨다(spreads).

전개 스펙트럼 통신 시스템의 일례는 통신산업협회/전기산업협회/잠정규격 (Telecommunications Industries Association/Electronic Industries Association (TIA/EIA) Interim Standard) IS-95인 이중모드 광대역 전개 스펙트럼 셀 방식 시스템을 위한 이동국-기지국 호환성 규격(Mobile Station-Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode Wide Band Spread Spectrum Cellular System) (IS-95)이다. 시스템 내의 개별 사용자는 동일한 주파수를 사용하지만 각자의 전개 코드(spreading codes)를 사용함으로써 각각 구분된다. 다른 전개 스펙트럼 시스템은 흔히 DCS1900으로 알려진 1900MHz에서 동작하는 무선전화(radiotelephone) 시스템을 포함한다. 다른 라디오 및 무선전화 시스템 또한 전개 스펙트럼 기술을 이용한다.

IS-95는 직접 수열 코드 분할 다중 액세스(direct sequence code division multiple access: DS-CDMA) 통신 시스템의 예이다. DS-CDMA 시스템에서 전송은 의사무작위 잡음(pseudorandom noise: PN) 코드에 의해 전개된다. 데이터는 칩들(chips)에 의해 전개되고 칩은 전개 스펙트럼 최소 지속시간 키잉 요소(minimal-duration keying element)이다.

전개 스펙트럼 통신 시스템용 이동국은 RAKE 수신기를 사용한다. RAKE 수신기는 정합 필터 수신기(matched filter receiver)의 한 형태로서 독립적으로 라디오 주파수(RF) 신호를 수신하는 둘 이상의 수신기 지체(receiver fingers)를 포함한다. 각 지체는 채널 이득과 위상을 추정하고 RF 신호를 복조하여 통화 심볼을 발생시킨다. 수신기 지체의 통화 심볼은 하나의 심볼 결합기(symbol combiner)에서 결합되어 수신 신호(received signal)를 발생시킨다.

RAKE 수신기는 전개 스펙트럼 통신 시스템에서 다중 경로 레이(multipath rays)를 결합하여 채널 다양성(channel diversity)을 이용하기 위하여 사용된다. 다중 경로 레이는 송신기로부터 직접 수신되는 시선 레이(line of sight rays)와 물체 및 지표에서 반사되는 레이를 포함한다. 수신기에서 수신되는 다중 경로 레이들은 시간차가 있다. 이 시간 간격(time separation) 또는 시간차는 몇몇 칩 시간 정도이다(on the order of several chip times). 별도의 RAKE 지체 출력들을 결합함으로써 RAKE 수신기는 경로의 다양성(path diversity)을 획득한다.

일반적으로, RAKE 수신기 지체는 가장 강한 다중 경로 레이 세트에 할당된다. 즉, 수신기가 수신된 신호의 국부 최대치를 찾는다. 제1 지체는 가장 강한 신호를 수신하도록 할당되고 제2 지체는 그 다음 강한 신호를 수신하도록 할당되고 나머지도 마찬가지이다. 페이딩(fading) 및 다른 이유에 의해 수신된 신호 강도가 변함에 따라 지체 할당도 변한다. 지체 할당 후에 최대치의 시간 위치(time location)는 천천히 변화하고, 이 위치는 각 할당된 지체내의 시간 추적 회로(time tracking circuits)에 의해 추적된다.

DS-CDMA 수신기의 성능의 한계는 수신기에서 다중 액세스 간섭 또는 잡음이 발생한다는 것이다. 일반적으로 기지국에서 사용자 유니트(subscriber unit)의 전방 링크(forward link)상에는 다중 액세스 간섭의 원인이 두 가지가 있다. 첫 번째는 대상 수신 신호와 동일한 기지국이나 동일 기지국의 동일 섹터에서 발생하는 다중 경로이다. 기지국으로부터 전송되는 다중 통화 신호는 기지국의 송신기에서 직교하는데(orthogonal), 이는 커버하는 월쉬 코드(The covering Walsh codes)가 직교하기 때문이다. RAKE 수신기에서는 직교 수신 통화 신호로부터의 간섭이 완전히 억제된다. 그러나, 기지국과 수신기 간의 채널의 다중 경로는 시간 지연을 발생시킴으로써 월쉬 코드의 직교성을 무너지게 한다. 그 결과, 다중 액세스 간섭이 발생한다.

다중 액세스 간섭의 두 번째 원인은 타 섹터들로부터의 간섭으로서, 이 타 섹터는 사용자 유니트와 소프트-핸드오프(soft-handoff) 상태인 섹터와 소프트-핸드오프 상태가 아닌 섹터를 모두 포함한다. 이웃 섹터들로부터 전송된 신호들은 채널에 상관없이 직교하지 않으므로 다중 액세스 간섭이 수신기에 나타난다. 이와 같은 상황에서 RAKE 수신기 성능은 다중 액세스 간섭에 의해 제한된다.

따라서 DS-CDMA 시스템용 개선된 간섭 억제 기술이 본 분야에서 요구되어 왔다.

도 1은 본 발명에 따른 수신기의 제1 실시예의 블록도.

도 2는 본 발명에 따른 수신기의 제2 실시예의 블록도.

도 3은 본 발명에 따른 수신기의 제3 실시예의 블록도.

도 4는 전개 스펙트럼 통신 시스템의 블록도.

도 5A는 본 발명에 따른 수신기의 블록도.

도 5B는 도 5A의 수신기와 함께 사용될 수 있는 비터비 복호기(Viterbi decoder, 520).

도 5C는 도 5A의 수신기(500)와 함께 사용할 수 있는 복호기.

도 6은 본 발명에 따른 수신기의 블록도.

도 7은 본 발명에 따른 수신기의 블록도.

도 8은 본 발명에 따른 수신기의 블록도.

도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명

100 : 수신기

102 : 샘플러

104 : 적응 등화기

106 : 역전개기(despreader)

108 : 통화 채널 복조기(traffic channel demodulator)

110 : 파일롯 채널 복조기

112 : 합산기

도 1을 참조하면, 수신기(100)는 샘플러(102), 적응 등화기(104), 역전개기(despreader, 106), 통화 채널 복조기(traffic channel demodulator, 108), 파일롯 채널 복조기(110), 합산기(112)를 포함한다. 수신기(100)는 전개 스펙트럼 신호를 입력(114)에서 수신하여 출력(116)에 복조 통화 채널(demodulated traffic channel)을 발생시킨다. 도시된 실시예에서, 수신기(100)는 통신산업협회/전기산업협회/잠정규격-95 (TIA/EIA/IS-95)인 이중모드 광대역 전개 스펙트럼 셀방식 시스템을 위한 이동국-기지국 호환성 규격 (IS-95)에 따른 DS-CDMA 통신 시스템용으로 적절하다. 이와 같은 시스템은 다수의 기지국을 포함하고 그 각각은 특정 지역 내의 이동국에 대해 무선 전화 서비스를 제공한다. 특히, 수신기(100)는 원격 기지국에서 이동국으로의 IS-95 다운링크를 수신하는데 매우 적절하다. 그러나, 이 수신기는 다른 어떠한 적절한 전개 스펙트럼 시스템과도 사용 가능하다.

입력(114)에서 수신되는 전개 스펙트럼 신호는 일반적으로 다수의 채널을 포함한다. IS-95 시스템에서, 이 채널들은 파일롯 채널 또는 파일롯 신호, 페이징 채널(paging channel) 및 다수의 통화 채널 또는 통화 신호를 포함한다. 파일롯 채널은 제어 채널을 형성한다. 이 채널은 시스템 획득(acquisition) 용으로 사용되고 통화 데이터는 포함하지 않는다. 다수의 채널은 모두 거의 직교하고 이는 임의의 두 채널의 교차 상관(cross-correlation)이 거의 0이라는 것을 의미한다. 예를 들어 IS-95 시스템에서 다운링크는 64개까지의 논리 채널 (코드 채널)로 구성되어 있다. 채널들은 각각 서로 다른 데이터 스트림을 전송한다는 점에서 독립적이다. 코드 채널은 64개의 월쉬 코드나 하다마드 코드(Hadamard codes)의 세트 중 하나로 처리된다(covered). 파일롯 채널은 월쉬(0)에 의해 처리되고 통화 채널들은 수신기(100)에 알려진 월쉬 코드들로 처리된다. 월쉬 코드가 직교하므로 전송되는 채널들도 직교한다.

샘플러(102)는 수신된 전개 스펙트럼 신호를 샘플링 레이트로 이산 시간 신호로 변환한다. 도시된 실시예에서, 샘플 레이트는 전형적으로 적어도 칩 레이트의 두배이며, 칩 레이트는 IS-95 시스템에서는 초당 1.2288 메가 칩이며 이는 칩당 0.814 μsec의 칩 시간에 해당한다. 칩 레이트는 심볼 레이트보다 빠르다. IS-95에서 심볼 당 64개의 칩이 있다. 샘플 레이트는 칩 레이트의 4배, 8배 또는 그 이상이 될 수도 있다.

적응 등화기(104)는 전개 스펙트럼 신호를 수신할 입력(118)과 에러 신호(124)를 수신할 입력(120)을 갖는다. 적응 등화기는 전개 스펙트럼 상의 간섭을 억제하여 출력(122)에 등화 신호(126)를 발생시킨다. 적응 등화기(104)는 다음 등식에 의해 정의된다.

이때은 등화기의 n개의 계수이다.

적응 등화기(104)는 유한 지연선 필터(finite transversal filter) 또는 다른 적절한 구조로 실현될 것이다. 적응 등화기(104)는 잡음, 간섭, 출력(122)에서의 심볼간 간섭을 최소화하도록 필터의 계수를 적응시킨다. 적응 등화기(104)의 적응은 출력(122)에서 데이터를 더 정확히 표시하기 위해 계수들이 어떻게 변화되어야 하는지를 나타내는 방향을 등화기에 알려주는 에러 신호(124)에 의해 구동된다. 본 발명에 따르면, 적응 등화기(104)는 수신기(100)에 의해 수신된 파일롯 채널을 이용하여 적응하고 등화 신호를 발생시킨다.

역전개기(despreader, 106)는 적응 등화기에 연결되어 있고 기설정된 전개 수열(spreading sequence)에 따라 등화 신호(126)를 역 전개시킨다(despreads). 전개 수열은 셀 방식 통신 시스템의 기지국 등의 송신기와 수신기간에 공유된다.

통화 채널 복조기(108)는 등화 신호(126)를 복조하여 하나 이상의 통화 채널을 발생시킨다. 통화 채널 복조기(108)는 역전개기(130)와 합산기(132)를 포함한다. 역전개기(130)는 적절한 월쉬 코드를 인가하여 등화 신호를 역전개시킨다. 월쉬 코드는 수신기(100)가 작동되는 통신 시스템에 의해 특정된다. 각 통화 채널에는 고유의 월쉬 코드가 할당되어 있고 적절한 월쉬 코드의 명칭(identity)이 수신기(100)로 통신되어 수신기가 할당된 통화 채널을 복조할 수 있도록 한다. 합산기(132)는 기설정된 기간-예를 들어 64칩-동안 칩들을 합산하여 출력(116)에 복조 데이터 심볼(demodulated data symbol)을 발생시킨다.

파일롯 채널 복조기(110)는 통화 채널 복조기(108)와 유사하게 작동된다. 파일롯 채널 복조기(110)는 역전개기(136)와 합산기(138)를 포함한다. 역전개기(136)는 파일롯 채널 월쉬 코드를 인가하여 등화 신호를 역전개시킨다. 도 1에 도시된 바와 같이, IS-95에서 파일롯 채널 월쉬 코드는 월쉬(0)에 해당하는 모든 +1의 데이터 값을 포함한다. 역전개 칩은 합산기(138)에서 기설정된 기간-예를 들어 64칩-동안 합산되어 추정 파일롯 신호(estimated pilot signal, 140)를 생성한다. 이하에서 설명되는 바와 같이, 합산기는 임의의 정수의(integral number) 칩을 합산하여 적응 등화기가 칩 레이트의 임의의 정수배(any integral multiple)로 적응될 수 있도록 한다.

합산기(112)는 추정 파일롯 신호(140)와 기설정된 데이터 패턴을 합산하여 에러 신호(124)를 형성한다. 바람직하게는, 기설정된 데이터 수열은 파일롯 채널을 형성하는 것과 동일한 데이터 수열이다. 도시된 실시예에서, 이는 모두 +1 값인 패턴이다. 합산기(112)는 +1값과 추정 파일롯 신호의 음의 값을 합산하여 에러 신호(124)를 형성한다. 추정 파일롯 신호가 기설정된 데이터 패턴과 일치하면, 에러 신호의 값은 0이 되고 적응 등화기(104)에서 적응이나 조정은 일어나지 않는다. 합산기(112) 대신에 비교기나 다른 논리 장치가 사용될 수도 있다. 합산기(112)는 파일롯 채널 추정치에 응답하여 에러 신호를 생성하기 위한 에러 신호 발생기(error signal generator)를 형성한다.

전술한 바와 같이, IS-95 전방 채널 또는 다운링크는 직교 코드를 사용하여 전방 링크 파일롯, 페이징, 통화 채널을 분리한다. 전방 링크에 직교 월쉬 코드를 사용한 결과, 칩 신호 대 잡음 비(chip signal to noise ratio; chip SNR)가 낮더라도 등화에 의해 잡음 억제가 상당히 달성될 수 있다. 잡음 억제 개선은 채널 및 타셀 간섭(other-cell interference) 대 셀내 간섭(intra-cell interference)의 비율인에 의존하지만 칩 에너지 대 셀내 간섭의 비율인에는 의존하지 않는다. 소기의 기지국 또는 섹터에서 전송되는 월쉬 코드가 직교하므로, 채널에 다중경로가 없으면 수신기에서 셀내 다중 액세스 간섭은 관측되지 않는다. 다중 경로를 갖는 채널에 대해서는 0 강요 등화기(zero forcing equalizer)를 이용하여 채널을 역전시킴으로써(inverting) 셀내 다중 액세스 간섭을 완전히 제거할 수 있다. 셀내 간섭이 타셀 간섭 및 부가 화이트 가우시안 잡음(additive white Gaussian noise: AWGN)에 비해 우세한 상황에서 링크 성능은 채널에 따라 몇 dB 개선될 수 있다.

채널 역전은 타셀 간섭과 배경 AWGN의 합인 부가 잡음을 강화시킬 수도 있다. 수신기(100)는 최소 평균 자승 에러(minimum mean square error: MMSE) 기준을 최소화하는 등화기를 사용하여 셀내 간섭 감소에 의한 이득과 타셀 간섭과 AWGN에 기인한 잡음 증가의 단점을 최적으로 조정할 수 있다.

다중 경로 채널에 의해 필터링된 타셀 간섭은 이용자 유니트에 비화이트 잡음(non-white noise)으로 나타난다. 타셀 간섭이 셀내 간섭보다 우세하면, MMSE 등화기는 타셀 간섭은 억제하고 (화이트화시킴으로써) 성능을 몇 dB 개선시킬 것이다.

셀내 또는 타셀 간섭 중 우세한 것이 없다면, 최적의 등화기는 소기의 또한 간섭 셀들과 사용자 유니트(subscriber unit)간의 전달 채널(propagation channel) 및 타셀 간섭 대 셀내 간섭의 비율에 따라 다르다.

수신기(100)의 SNR은 RAKE 필터와 같은 정합 필터에 대한 SNR과 비교된다. 등화기의 한계 성능은 무한 임펄스 응답(infinite impulse response: IIR) MMSE 등화기의 SNR를 계산함으로써 가장 직접적으로 평가될 수 있다.

가 소기의 섹터로부터 수신기(100)를 포함하는 이동국으로의 채널의 임펄스 응답의 계수라고 하고,는로 주어지는 채널의 z-변환이라 하자. 본 응용예의 MMSE 등화기는

이고 이때

이며은 타셀 간섭 (AWGN 포함) 대 셀내 간섭의 비율이다.

MMSE 등화기의 출력(122)에서 칩 신호 대 잡음비는

이고 이때

이며는 칩 에너지 대 채널상의 잡음 전체의 비율이다. 비교용으로, RAKE 수신기와 같은 정합 필터 수신기(matched filter receiver)의 칩 신호 대 잡음비는

이고 이때 수열는의 역 z-변환이다. 상기 양 식에서, 채널의 에너지는 1인 것으로 따라서인 것으로(이라는 것을 의미) 가정하였다. 또한 상기 양쪽 식에서, 타셀 간섭는 부가 화이트 가우시안 잡음과 동일한 통계적 특성을 갖는 것으로 가정하였다.

MMSE 등화기로 얻을 수 있는 성능개선은 소기의 통화 채널에 할당된 전방 링크 에너지의 일부(fraction)인과 무관하다. 이는 등화기의 개선이 신호 대 잡음비에 의존하는 표준 단일 사용자 등화기 문제와의 차이점이다. 이런 이유로, 소정의 채널상의 MMSE 등화기의 성능개선은만의 함수이다. 성능 개선 △은 두 수신기의 칩 신호대 잡음비의 비율이고

이다.

적은에 대해 수신기 성능이 크게 개선되는데 이는 MMSE 등화기가 0 강요 등화기에 매우 근사하여 우세한 셀내 간섭(dominant intra-cell interference)을 억제하기 때문이다. 큰에 대해서는 MMSE 수신기와 정합 필터 수신기가 거의 같아서 등화에 의해 성능이 조금밖에 개선되지 않는다. 그러나, 이는 부가 가우시안 잡음이 화이트인 경우에만 해당한다. 다중 경로 채널에 의해 필터링된 타셀 간섭에 기인하는 부가 간섭은 일반적으로 비화이트(non-white)이고 MMSE 등화기로 타셀 간섭을 억제함으로써 성능에 상당한 이득을 볼 수 있다.

도 1에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따르면 MMSE 등화기는 파일롯 신호를 적응적으로 사용함으로써 구현된다. 파일롯 신호에 응답하여 에러 신호가 생성되어 적응 등화기(104)를 적응시키는데 사용된다. 최소 평균 자승(least mean squares: LMS) 또는 반복 최소 평균 자승(recursive least mean squares: RLS) 과 같은 임의의 적절한 적응 알고리즘을 사용할 수 있다.

적응 등화기(104)는 칩레이트의 임의의 정수배로 적응될 수 있다. 즉, 합산기(138)에서 합산되는 칩 수는 임의의 양의 정수로 선택될 수 있다. 적응 MMSE 해법은 에러 측정 이전에 결합된 칩의 수(number of chips combined prior to measurement of the error)와 무관하다 (스케일 팩터 내에서). 에러 측정에 사용되는 관측치의 신호 대 잡음비는 합산되는 칩 수에 따라 증가하는 한편, 알고리즘의 반복 속도(iteration speed)는 감소한다. 적응 알고리즘의 반복 속도에 대한 측정 SNR의 최적의 트레이드 오프(tradeoff)를 결정함으로써 등화기의 수렴 속도는 합산되는 칩의 수에 대해 최적화될 수 있다.

등화기에 할당된 초당 계산 횟수의 한계에 의해 등화기의 최대 반복 속도가 제한될 수 있다. 만일 그렇다면, 적응 알고리즘에서 요구되는 초당 계산 횟수가 특정된 최대치 이하로 내려갈 때까지 에러 측정 이전에 합산될 칩 수를 증가시킬 수 있다.

도 1에서 측정된 평균 자승 에러는 결합된 칩 수가 64의 정수배이고 칩이 합산된 구간이 월쉬 코드 경계와 정렬되어 있지 않은 한(interval over which the chips are summed is aligned with a Walsh code boundary) 진정한 평균 자승 에러가 아니다. 그 이유는 셀내 간섭이 정수개의 월쉬 코드 길이에 대해서만 측정되기 때문이다. 특정 길이-예를 들어 64-의 다른 월쉬 코드(Distinct Walsh codes)는 이 길이에 대해서만 직교성을 갖고 일반적으로 서브 구간에 대해서는 직교성이 없다.

전술한 내용 중에, 타셀 간섭은 부가 화이트 가우시안 잡음으로 취급되었다. 그러나, 임의의 특정 섹터로부터의 간섭은 컬러 가우시안 잡음(colored Gaussian noise)으로 보는 것이 더 적절하다. 단일 섹터 간섭자(single sector interferer)로부터의 타셀 간섭이 다중 경로를 통해 관측되면 그 채널에 의해 도입된 스펙트럼 쉐이핑(spectral shaping)에 의해 간섭은 더 이상 화이트가 아니다. 타셀과 이동 수신기간의 채널의 임펄스 응답이이고 z-변환이라 하자. 이와 같이 정의할 때 타셀 간섭의 전력 스펙트럼은

이고 이때 채널은이 되도록 정규화되었다고 가정한다.

타셀도 다중 경로 채널을 통과하는 이와 같은 문제는 필터를 사용하여 타셀로부터의 잡음을 화이트화시킴으로써 전술한 문제와 동등하게 만들 수 있다. 소기의 섹터에 대해 얻어진 그 동등한 채널은 단순히

이다.

이제를로 대치시키면 전술한 MMSE 수신기에 대한 모든 결과가 맞는다.

비화이트 타셀 간섭에 대해서는 정합 필터 수신기의 성능과 정합 필터에 대한 등화기의 개선에 대한 표현이 모두 갱신되어야 한다. 비화이트 타셀 간섭에 대해서는 정합 필터 수신기의 성능은 다음과 같이 변형된다.

라 하자. 이와 같은 정의를 사용하면 정합 필터 수신기에 대한 SNR은

이고 MMSE 등화기와 정합 필터 수신기간의 SNR의 차분 △은

이며 이때는에 대해서가 아니라에 대해 계산된다.

적응 등화기(104)는 자동으로 타셀 또는 섹터로부터의 비화이트 간섭을 억제한다. 등화기를 변형시킬 필요는 없다.

상수배 내에서(within a multiplicative constant) MMSE 등화기는 동일 섹터로부터 송신되는 모든 통화 채널에 대해 동일하다. 이 결과는 두 가지의 중요한 의미가 있다. 첫째, 등화기는 IS-95에서 사용가능한 비변조 파일롯 신호(unmodulated pilot signal)를 이용하여 훈련될 수 있다(can be trained). 둘째, 다수의 통화 채널이 단일 사용자에게 할당되는 고 데이터 레이트 응용에서는 모든 통화 채널이 동일한 등화기를 이용하여 복조될 수 있다. 등화기가 칩 레이트의 복수배로 갱신될 수 있다는 것이 공식적으로 증명되었다.

수열가 도 1의 등화기의 입력을 나타낸다고 하자. 이 수열은 다음과 같이 정리된다.

이때 j번째 채널 (월쉬 코드)에 대해는 신호 크기를,는 k번째 데이터 심볼을 수열은 전개 수열(spreading sequence) {여기에서 전개 수열은 월쉬 코드와 길이확대된(augmented) MLSR 수열을 합성한 것이다}. 수열는 소기의 섹터와 이동국간의 채널을 나타내고, 수열는 일반적으로 비화이트인 스테이셔너리 가우시안 잡음 수열(stationary Gaussian noise sequence)이다. 도 1에서 파일롯 채널에 대한 월쉬 상관기(correlator)는 N개의 칩에 대해 합산되고 통화 채널에 대한 월쉬 상관기는 (IS-95에서 비트당 칩의 수인) 64개의 칩에 대해 합산된다는 점에 주목한다. 이 파일롯 상관기의 일반화는 등화기가 갱신되는 레이트와 관련된 문제를 언급하기 위해 또 사용될 것이다. 소기의 신호가 채널 1 상에 전송된다고 가정하고 길이가 L인 벡터을 다음과 같이 정의한다.

정의에 따라 길이가 L인 MMSE 등화기는 다음의 평균 자승 에러를 최소화한다.

이때 윗첨자 H는 공액 트랜스포즈(conjugate transpose)를 나타내는 것이다. 상기 정의는 MMSE 등화기가 다음과 같이 주어진다는 것을 증명하는데 사용된다.

이때 공분산(covariance) 행렬은 LxL 차원이고는 길이 L의 벡터로서 그 성분은

이다.

(월쉬 코드와 같이) 직교 채널을 갖는 CDMA 시스템에 대해 공분산 행렬는 다음과 같다.

이때는 부가 잡음 수열의 공분산이고는 디락 델타 함수(Dirac delta function)를 나타내기 위해 사용되었다. 상관길이 N이 심볼당 칩수인 64와 같다면 합산에서 맨 끝항은 0이다. 무작위 코드(random codes){베르누이 무작위 변수의 독립적으로 동일하게 분포된 수열(independently and identically distributed sequence of Bernoulli random variable)} 를 사용하는 시스템에서 최종항을 곱하는 델타 함수의 팩터가 없어지므로 공분산 행렬은 다음과 같다.

잡음 수열는 스펙트럼 강도의 화이트 가우시안 잡음과 다른 섹터로부터의 다중 액세스 간섭을 둘 다 포함한다. 예시의 목적으로, 하나의 섹터가 소기의 섹터로부터가 아닌 모든 다른 다중 액세스 간섭의 소스인 것으로 가정한다. 수열는 간섭 섹터(interfering sector)와 사용자 유니트 사이의 채널을 나타낸다. 상기 모델에 따르면 부가 잡음 수열의 공분산은

이고 이때는 간섭 섹터로부터의 j번째 채널(월쉬 코드)의 크기이다.

상기의 정의를 이용하면 MMSE 등화기의 출력에서의 평균 자승 에러는

이고 신호대 잡음비는

이다.

위에서 정의된 MMSE 등화기에 대해 다음과 같은 사실을 알 수 있다. 첫째, 상수배 내에서 MMSE 등화기는 모든 통화 채널에 대해 동일하다. 둘째, 상수배 내에서, MMSE 등화기는 (IS-95에서 사용되는 월쉬 코드와 같은) 직교 코드를 사용하는 CDMA 시스템과 무작위 전개 코드를 사용하는 시스템과 동일하다.

첫 번째 사실로부터 특정 섹터로부터 도착하는 모든 통화 채널을 복조하는데 하나의 등화기만이 필요하다는 것을 알 수 있다. 더욱이, 첫 번째 사실은 IS-95 파일롯 신호가 MMSE 등화기를 훈련시키는데 사용될 수 있고 더욱 일반적으로는 임의의 비변조 통화 채널이 MMSE 등화기를 훈련시키는데 사용될 수 있다는 것을 암시한다.

두 번째 사실은 심볼 레이트 이외의 레이트로 MMSE 등화기를 적응시키는 것이 가능하게 하므로 중요하다. 상관 길이 N이 월쉬 코드 길이 64보다 적으면, 대상 채널(channel of interest) 이외의 전개 코드의 상관기 출력에 대한 영향이 더 이상 0이 아니기 때문에 공분산 행렬는 무작위 전개 코드를 갖는 CDMA 시스템과 같다. 따라서, 임의의 상관 길이 N에 대해 파일롯 채널에 대한 MMSE 등화기는 소기의 채널의 MMSE 등화기의 상수배 이내이다. 따라서, 파일롯 채널을 이용하여 등화기를 훈련시킨다면 등화기는 (도 1에서처럼) 칩 레이트의 정수배와 같은 임의의 레이트로 갱신될 수 있다.

상기 사실들은 셔먼-모리슨 등식(Sherman-Morrison Identity)을 이용하여 증명할 수 있다. 우선, 행렬를

라 정의한다. 이에 따라, 직교 코드에 대해

이고 무작위 코드에 대해

상기 식에서는 채널 계수의 벡터이고 곱의 계수는 식에서 정의된 대로이다.및는 어느 채널이 등화되는지에 상관없고 (이 경우에는 채널 1) 통화 채널의 직교 여부와도 상관없다. 더욱이,나어느 것도 결합된 칩의 수인 N에 의존하지 않는다.

상기 정의들을 이용하면

이고 이때는 채널이 직교하는가 무작위인가에 따라또는와 같다. 셔먼 모리슨 등식을 사용하면 상기 식은 적절한 상수인와를 사용하면

이 된다. 마지막 등식으로부터 스케일링 팩터(특정 채널, 결합된 칩수 N, 코드가 직교인가 무작위인가에 따라 다르다.) 내에서 MMSE 등화기는및에만 의존한다는 것이 명백하다. 이에 따라 상기 사실들의 증명이 완료되었다.

MMSE 등화기와 양의 상수 ε만 다른 임의의 등화기는 MMSE 등화기의 출력과 동일한 SNR 출력을 발생시킨다는 점에서 곱의 상수는 중요하지 않다. 그러나, 등화기 출력의 SNR이 곱의 상수에 의해 영향받지 않는 한편 이와 같은 스케일링 팩터는 잠재적으로 두 가지 면에서 역시 중요하다. 첫째, 수신기 설계에 따라, 부적절한 스케일링은 요구되는 수신기 동적 범위(dynamic range)를 증가시킬 수 있다. 각 통화 채널의 MMSE 등화기의 스케일링 팩터가 잠재적으로 다를 수 있지만 임의의 단일 등화기의 이득은 통과하는 모든 통화 채널 신호에 대해 동일하다. 따라서, 수신기에 등화기를 포함시키는 것이 등화기 이후의 신호 경로에서 동적 범위 문제에 영향을 주어서는 안된다. 둘째, 소프트-핸드오프에서 결합된 결과의 SNR을 최대화하기 위해 각 등화기의 출력의 정확한 스케일링이 요구된다. 소프트 핸드오프동안 본 발명에 따른 수신기를 이용하는 것은 도 2 및 도 3과 관련하여 이하에서 설명될 것이다.

적응 등화기를 포함하는 수신기(100)와 같은 수신기를 이용함으로써 중요한 이점이 제공된다. MMSE 등화기는 어떤 채널 (월쉬 코드)이 복조되는가에 관련 없이 같다. 이에 따라 파일롯 채널을 이용하여 적응 등화기를 훈련시키고 적응시키는 것이 가능하다. 더욱이, 고 데이터 레이트로 데이터를 전송하는 일부 응용에서는 단일의 사용자에 몇몇의 월쉬 코드가 할당되기도 한다. 모든 채널에 대해 등화기가 동일하므로, 고 데이터 레이트 사용자는 복조될 모든 채널에 대해 동일한 등화기를 사용할 수 있다.

도 2를 참조하면, 본 발명에 따른 수신기의 제2 실시예가 도시되어 있다. 수신기(200)는 샘플러(202), 제1 수신기 회로(201) 및 제2 수신기 회로(203)를 포함한다. 이 실시예에서, 수신기는 두 개의 원격 트랜시버(transceiver) 또는 기지국간에서 소프트 핸드오프상태인 이동국에 대한 두 개의 MMSE 등화기의 동시 적응(joint adaptation)을 위해 구성되었다.

제1 수신기 회로(201)는 제1 적응 등화기(204), 제1 역전개기(206), 제1 통화 채널 복조기(208), 제1 파일롯 채널 복조기(210), 제1 지연 소자(212), 이득 소자(213)를 포함한다. 마찬가지로, 제2 수신기 회로(203)는 제2 적응 등화기(214), 제2 역전개기(216), 제2 통화 채널 복조기(218), 제2 파일롯 채널 복조기(220), 제2 지연 소자(222), 이득 소자(223)를 포함한다. 각 수신기 회로는 기지국과 같은 원격 전송기로부터의 전개 스펙트럼 신호를 수신하는데 할당될 수 있다. 도 2의 소자들을 완전하기 설명하면, 수신기(200)는 결합기(224), 합산기(226) 및 결합기(228)를 더 포함한다. 수신된 신호는 후속 처리를 위해 결합기(228)에서 결합된다.

수신기 회로(201, 203) 각각은 도 1의 수신기(100)와 유사하게 작동된다. 샘플러(202)는 칩레이트의 정수배의 샘플 레이트-예를 들어 칩 레이트의 1, 2, 4 또는 8배-로 수신된 전개 스펙트럼 신호를 이산 시간 신호로 변환한다. 제1 수신기 회로(201)에서 적응 등화기(204)는 전개 스펙트럼 신호를 수신하기 위한 입력(230)과 에러 신호(234)를 수신하기 위한 입력(232)을 갖는다. 적응 등화기(204)는 전개 스펙트럼 신호상의 간섭을 억제하여 출력(238)에 등화 신호(236)를 발생시킨다. 역전개기(206)는 기설정된 전개 수열에 응답하여 등화 신호(236)를 역전개시킨다. 통화 채널 복조기(208)는 등화되고 역전개된 신호를 복조하여 통화 채널상에 전송된 데이터 수열의 추정치를 발생시킨다. 통화 채널 복조기는 역전개기(240)와 합산기(242)를 포함한다. 역전개기(240)는 대상 통화 채널에 대한 적절한 월쉬 코드를 적용함으로써 등화 신호를 역전개시킨다. 합산기(242)는 64 칩 등의 구간동안 칩을 합산하여 복조 통화 채널을 만든다. 복조 데이터는 제1 지연 소자(212)에서 기설정된 시간만큼 지연되고 이득 소자(213)에서 적절한 이득이 곱해져서 결합기(228)로 전달된다.

제2 수신기 회로(203)에서 적응 등화기(214)는 샘플링된 전개 스펙트럼 신호를 수신하기 위한 입력(250)과 에러 신호(234)를 수신하기 위한 입력(252)을 갖는다. 적응 등화기(214)는 전개 스펙트럼 신호상의 간섭을 억제하여 출력(258)에 등화 신호(256)를 발생시킨다. 역전개기(216)는 기설정된 전개 수열에 응답하여 등화 신호(256)를 역전개시킨다. 제1 수신기 회로(201) 및 제2 수신기 회로(203)에 의해 사용되는 역전개 수열은 특정 기지국에 대응한다. 소프트 핸드오프에서 각 수신기 회로는 서로 다른 기지국으로부터 신호를 수신하므로 전개 수열은 서로 다르다. 예를 들어 IS-95에서 전개 수열은 공통 수열의 서로 다른 위상이다.

통화 채널 복조기(218)는 등화되고 역전개된 신호를 복조하여 통화 채널상에 전송된 데이터 수열의 추정치를 발생시킨다. 통화 채널 복조기는 역전개기(260)와 합산기(262)를 포함한다. 역전개기(260)는 대상 통화 채널에 대한 적절한 월쉬 코드를 인가함으로써 등화 신호를 역전개시킨다. 합산기(262)는 64 칩 등의 구간동안 칩을 합산하여 복조 데이터를 만든다. 복조 데이터는 제2 지연 소자(222)에서 기설정된 시간만큼 지연되고 이득 소자(223)에서 적절한 이득이 곱해져서 결합기(228)로 전달되어 제1 수신기 회로(201)로부터의 복조 데이터와 결합된다.

제1 수신기 회로(201)의 파일롯 채널 복조기(210)와 제2 수신기 회로(203)의 파일롯 채널 복조기(220)는 수신기(200)의 두 개의 적응 등화기가 동시 적응(joint adaptation)하도록 구성되었다. 각 수신기 회로에서, 파일롯 채널 복조기는 적응 등화기에서 수신된 등화되고, 역전개된 신호를 복조하여 파일롯 채널 추정치를 발생시킨다. 파일롯 채널 복조기(210)는 역전개기(264)와 합산기(266)를 포함한다. 역전개기(264)는 파일롯 채널 월쉬 코드를 인가하여 등화 신호를 역전개시킨다. 역전개 칩들은 기설정된 구간동안 합산기(266)에서 합산되어 추정 파일롯 신호(272)를 발생시킨다. 마찬가지로, 복조기(220)는 역전개기(268)와 합산기(270)를 포함한다. 역전개기(268)는 파일롯 채널 월쉬 코드를 인가하여 등화 신호를 역전개시킨다. 역전개 칩들은 기설정된 구간동안 합산기(270)에서 합산되어 추정 파일롯 신호(274)를 발생시킨다.

도시된 실시예에서, 양 수신기 회로에서 사용된 파일롯 월쉬 코드는 동일한 코드로서 모두 논리 1이다. 이는 IS-95 구현과도 일치하는 것이다. 그러나, 다른 파일롯 채널을 역전개시키기 위해서는 다른 월쉬 코드를 사용하여야 할 수도 있다. 또한, 전술한 바와 같이, 합산기(266)와 합산기(270)는 64 등 임의의 정수개의 칩을 합산할 수 있다.

제1 수신기 회로(201)로부터의 추정 파일롯 신호(272)와 제2 수신기 회로(203)로부터의 추정 파일롯 신호(274)는 결합기(224)에서 결합된다. 결합기(224)는 두 개의 추정 파일롯 신호를 합산하여 그 결과를 합산기(226)에 보낸다. 합산기(226)는 그 결과와 기설정된 데이터 패턴을 결합하여 에러 신호(234)를 형성한다. 도 2에서, IS-95의 파일롯 신호처럼 기설정된 데이터 패턴은 모두 1이다. 에러 신호(234)는 적응 등화기(204)와 적응 등화기(214)에 모두 제공된다.

도 2의 실시예에서, 두 개의 적응 등화기는 공통 에러 신호에 적응한다. 이를 본 명세서에서는 동시 적응(joint adaptation)이라 칭한다. 동시 적응에서, 두 등화기가 결합된 후 에러가 측정된다. 이 구현 예에서, 등화기 계수의 크기는 결합된 결과의 SNR을 최대화하도록 스케일링된다. 그러나, 파일롯 크기들이나 통화 채널들의 크기가 같지 않다면 제시된 이득 정정이 필요하다는 점에 주목한다. 도 2에서,및는 파일롯 크기이고및는 대상 통화 채널의 크기를 나타낸다.

기지 또는 섹터가 통화 채널상에서 대상 사용자에게 전송하는 동안 기지 또는 섹터로부터의 신호는 활성(active)상태이다. 등화기가 할당되지 않아도 활성 상태로 간주된다. 마찬가지로, 기지 또는 섹터가 통화 채널상으로 대상 사용자에게 데이터를 전송하는 동안 기지국 또는 섹터는 사용자와 소프트 핸드오프 상태라고 전형적으로 칭한다. 전형적으로, 이는 사용자 유니트가 섹터에 지체(finger) 또는 등화기를 할당했는지 여부와는 무관한 것이다.

소프트 핸드오프를 위해, 수신기(200)는 제1 원격 송신기로부터의 제1 전개 스펙트럼 신호를 수신하고 제2 원격 송신기로부터의 제2 전개 스펙트럼 신호를 수신한다. 원격 송신기들은 셀 방식 무선 전화 시스템의 셀을 담당하는 기지국이거나 이와 같은 시스템에서 단일셀의 섹터를 담당하는 송신기일 수 있다. 이는 2-웨이 소프트 핸드오프의 예이다. 다른 실시예에서, 부가의 수신기 회로와 적응 등화기가 제공되어 3-웨이, 4-웨이, …, N-웨이 소프트 핸드오프를 가능하게 할 수도 있다.

수신기(200)는 제1 전개 스펙트럼 신호들과 제2 전개 스펙트럼 신호들 중 적어도 하나에 응답하여 에러 신호를 발생시킨다. 도 2의 동시 적응의 경우, 에러 신호는 양 전개 스펙트럼 신호에 응답하여 발생된다. 수신기(200)는 에러 신호에 응답하여 적응적으로 제1 전개 스펙트럼 신호와 제2 전개 스펙트럼 신호를 등화시켜 제1 등화 신호(236)와 제2 등화 신호(256)를 발생시킨다. 수신기(200)는 제1 등화 신호(236)로부터 제1 통화 채널을 제2 등화 신호(256)로부터 제2 통화 채널을 복조한다. 최종적으로, 수신기(200)는 제1 통화 채널과 제2 채널을 결합기(228) 내에서 수신 데이터로서 결합한다.

둘 이상의 셀 또는 섹터가 소프트 핸드오프 상태라면 수신기(200)는 제1 전개 스펙트럼 신호와 제2 전개 스펙트럼 신호를 포함하는 다수의 전개 스펙트럼 신호를 검출할 수도 있다. 수신기가 적응 등화기를 가진 것보다 수신기와 소프트 핸드오프 상태인 섹터가 많다면, 수신기(200)는 최상 품질의 섹터들을 활성 신호로 선택하고 이 활성 신호를 전송하는 송신기와 소프트 핸드오프 상태로 들어간다. 수신기(200)는 제1 적응 등화기를 제1 섹터에 할당하고 제2 적응 등화기를 제2 섹터에 할당한다. 소프트 핸드오프 상태의 섹터 중 등화기가 할당되어 있지 않은 것의 신호 품질 추정치가 등화기가 할당되어 있는 섹터의 신호 품질 추정치를 증가한다면 수신기(200)는 적응 등화기를 재 할당하여 전자를 후자와 맞바꾼다. 이와 같은 방법으로, 수신기(200)는 최상의 신호 품질을 갖는 기지국 또는 섹터에 자원을 재 할당한다

도 3은 본 발명에 따른 수신기의 제3 실시예이다. 수신기(300)는 샘플러(302), 제1 수신기(301), 제2 수신기(303)를 포함한다. 본 실시예에서, 수신기는 두 개의 원격 트랜시버 또는 기지국간에서 소프트 핸드오프 상태인 이동국을 위해 두 개의 MMSE 등화기를 개별적으로 적응시키도록 구성되었다.

제1 수신기(301)는 제1 적응 등화기(304), 제1 역전개기(306), 제1 통화 채널 복조기(308), 제1 파일롯 채널 복조기(310), 제1 에러 신호 발생기(312), 제1 지연 소자(314), 합산기(316), 신호대 잡음비(SNR) 계산기(318), 계수 계산기(320), 이득 소자(322), 이득 소자(324)를 포함한다. 마찬가지로 제2 수신기 회로(303)는 제2 적응 등화기(334), 제2 역전개기(336), 제2 통화 채널 복조기(338), 제2 파일롯 채널 복조기(340), 제2 에러 신호 발생기(342), 제2 지연 소자(344), 합산기(346), SNR 계산기(348), 계수 계산기(350), 이득 소자(352), 이득 소자(354)를 포함한다. 각 수신기 회로로부터의 출력 신호는 합산기(356)에서 합산된다. 수신기 회로는 기지국 등의 서로 다른 전송기로부터 전개 스펙트럼 신호를 수신하도록 할당되어 있다.

각 수신기 회로(301, 303)는 도 1의 수신기(100)와 유사하게 작동된다. 제1 수신기 회로(301)에서, 샘플러(302)는 수신 전개 스펙트럼 신호를 샘플 레이트로 이산 신호로 변환시킨다. 샘플 레이트는 칩 레이트의 1배, 2배, 4배, 8배 등 칩 레이트의 정수배이다. 적응 등화기(304)는 전개 스펙트럼 신호를 수신하기 위한 입력(360)과 에러 신호(364)를 수신하기 위한 입력(362)을 갖는다. 적응 등화기(304)는 전개 스펙트럼 신호상의 간섭을 억제하여 출력(368)에 등화 신호(366)를 발생시킨다. 역전개기(306)는 기설정된 전개 수열에 응답하여 등화 신호(366)를 역전개시킨다. 통화 채널 복조기(308)는 등화되고 역전개된 신호를 복조하여 통화 채널 상에 전송된 데이터 수열의 추정치를 발생시킨다. 통화 채널 복조기(308)는 역전개기(370)와 합산기(372)를 포함한다. 역전개기(370)는 대상 통화 채널에 대해 적절한 월쉬 코드를 인가함으로써 등화 신호를 역전개시킨다. 합산기(372)는 IS-95에 대하여는 예를 들어 64칩 등의 구간동안 칩을 합산하여 복조 데이터를 발생시킨다. 복조 데이터는 제1 지연 소자(314)에서 기설정된 시간만큼 지연되고 이득 소자(322, 324)에서 적절한 이득이 곱해진 후 합산기(356)에 전달된다.

파일롯 채널 복조기(310)는 역전개기(306) 및 적응 등화기(304)로부터의 등화되고 역전된 신호를 복조하여 파일롯 채널 추정치를 발생시킨다. 파일롯 채널 복조기(310)는 역전개기(374)와 합산기(376)를 포함한다. 역전개기(374)는 파일롯 채널 월쉬 코드-예를 들어 모두 논리 1임-를 인가하여 등화 신호를 역전개시킨다. 역전개 칩들은 합산기(376)에서 기설정된 구간-예를 들어 64 칩-동안 합산되어 추정 파일롯 신호(377)를 발생시킨다. 합산기(316)에서, 추정 파일롯 신호(377)는 기설정된 데이터 수열-예를 들어 모두 논리 1인 파일롯 신호의 데이터 수열-과 비교된다. 제1 에러 신호 발생기(312)는 합산기들(378, 379)을 포함한다. 합산기(378)는 역전개기(374)로부터의 역전개 칩들을 수신하여 기설정된 구간동안 칩들을 합산한다. 상기 구간은 칩 레이트의 임의의 정수배일 수 있다. 합산기(378)의 출력은 합산기(379)에서 기설정된 데이터 수열-예를 들어 모두 논리 1인 파일롯 신호의 데이터 수열-과 비교되어 에러 신호(364)를 발생시킨다.

제2 수신기 회로(303)도 거의 유사하게 작동된다. 적응 등화기(334)는 에러 신호(384)에 응답하여 전개 스펙트럼 신호상의 간섭을 억제하여 등화 신호(386)를 발생시킨다. 역전개기(336)는 기설정된 전개 수열에 응답하여 등화 신호(386)를 역전개시킨다. 통화 채널 복조기(338)는 등화되고 역전개된 신호를 복조하여 통화 채널 상에 전송된 데이터 수열의 추정치를 발생시킨다. 통화 채널 복조기(338)는 제1 수신기 회로(301)의 역전개기(370)와 합산기(372)와 유사하게 작동되는 역전개기(390)와 합산기(392)를 포함한다. 복조 통화 심볼은 제2 지연 소자(344)에 제공되어 기설정된 시간만큼 지연된 후 이득 소자(352, 354)로 제공된다. 파일롯 채널 복조기(340)는 역전개기(394)와 합산기(396)를 포함한다. 역전개기(394)와 합산기(396)는 추정 파일롯 신호(397)를 발생시킨다. 합산기(346)에서는 추정 파일롯 신호(397)가 기설정된 데이터 수열-예를 들어 모두 논리 1인 파일롯 신호의 데이터 수열-과 비교된다. 제2 에러 신호 발생기(342)는 합산기(398)와 합산기(399)를 포함한다. 합산기(398)는 역전개기(394)로부터의 역전개 칩을 수신하여 기설정된 구간동안 칩을 합산한다. 상기 구간은 칩 레이트의 임의의 정수배일 수 있다. 합산기(398)의 출력은 합산기(399)에서 기설정된 데이터 수열-예를 들어 모두 논리 1인 파일롯 신호의 데이터 수열-과 비교되어 에러 신호(384)를 발생시킨다.

따라서, 수신기(300)는 적응 등화기들을 개별적으로 적응시키고 두 수신기 회로의 출력을 결합한다. 개별 적응(individual adaptation)에서는 최적 결합 계수가 계산될 수 있도록 각 등화기의 신호대 잡음비가 추정 또는 측정되어야 한다. SNR 계산기(318, 348)는 각 수신기 회로에 대한 SNR을 추정한다. 계수 계산기(320, 350)는 각 수신기 회로에 대한 최적 결합 계수를 결정한다. 일반적으로, 등화기 출력의 평균 및 분산이 각각및라면 최적 결합 계수는이다. 도 2에 도시된 동시 적응의 경우에는, 파일롯 크기가 동일하지 않거나 통화 채널 크기가 동일하지 않으면을 이용하여 표시된 이득 정정이 필요하다. 여기에서는 두 섹터의 파일롯 크기를 나타내고는 통화 채널 크기를 나타낸다. 별도 또는 개별 적응을 사용하는 경우 평균 자승 에러의 측정 이전에 결합되는 칩수가 64칩의 배수이고 결합 구간은 월쉬 코드 경계(Walsh code boundaries)와 정렬되어야만 한다. 파일롯 채널과 통화 채널의 크기에 대해 이득이 정정된다. 적응 등화기는 칩 레이트의 임의의 정수 배로 갱신될 수 있다.

수신기(300)를 사용하는 소프트 핸드오프는 도 2의 수신기(200)를 사용하는 소프트 핸드오프와 유사하게 작동된다. 그러나, 에러 신호는 각 수신기 회로에 대해 별도로 발생되며 각 등화기의 적응에 사용된다.

도 4는 본 발명이 이용될 수 있는 전개 스펙트럼 통신 시스템(400)을 도시한다. 통신 시스템(400)은 기지국(402)과 기지국(404)을 포함하는 다수의 기지국을 포함한다. 각 기지국은 시스템 내부 및 시스템과 공중 스위칭 전화 네트워크(public switched telephone network, 408)간의 통신을 제어하는 이동 스위칭 센터(mobile switching center)에 별도로 결합되어 있다. 통신 시스템(400)은 IS-95에 따라 작동되는 셀 방식 전화 시스템, 다른 타입의 셀 방식 또는 이동 통신 시스템, 고정 무선 국부 루프 시스템(fixed wireless local loop system) 또는 다른 타입의 라디오 시스템일 수 있다.

각 기지국은 이동국(410)과 같은 고정 또는 이동 트랜시버와 라디오 주파수(RF) 통신하도록 구성되어 있다. 따라서, 각 기지국은 기지국(402)의 수신기(412) 및 기지국(404)의 수신기(414)와 같은 수신기와 기지국(402)의 송신기(416) 및 기지국(404)의 송신기(418)와 같은 송신기를 포함한다. 각 송신기는 제1 신호 및 제2 신호-제1 신호와 제2 신호는 거의 직교함-를 포함하는 전개 스펙트럼 신호를 전송한다. 제1 신호는 예를 들어 IS-95 구현의 파일롯 채널일 수 있고 제2 신호는 하나 이상의 통화 채널일 수 있다. IS-95에서 파일롯 채널과 통화 채널은 각각 월쉬 또는 하다마드(Hadamard) 코드를 이용하여 다루어지므로 전송기 각 채널은 거의 직교한다.

이동국(410)은 아날로그 전방 종단부(analog front end, 420), 수신기(424), 송신기(426), 제어부(428), 사용자 인터페이스(430)를 포함한다. 아날로그 전방 종단부(420)는 전개 스펙트럼 신호를 필터링하여 기저대역 신호를 변환한다(provides conversion to baseband signals). 아날로그 전방 종단부(420)는 아날로그 디지털 변환도 수행하여 후속 처리를 위해 기저 대역 신호를 디지털 데이터 스트림으로 변환한다. 수신기(424)는 디지털 데이터를 복조하여 복조 데이터를 제어부(428)에 제공한다. 수신기(424)는 바람직하게는 수신기(100)(도 1), 수신기(200)(도 2), 또는 수신기(300)(도 3)으로 구현된다. 제어부(428)는 이동국이 기지국(402) 및 기지국(404)과 소프트 핸드오프상태인 경우 수신기 내의 적응 등화기의 할당을 비롯한 이동국(410)의 전 동작을 제어한다. 제어부는 라디오 소자와 사용자 인터페이스(430)의 상호작용 또한 제어한다. 사용자 인터페이스는 전형적으로 디스플레이, 키보드, 스피커, 마이크로폰을 포함한다. 송신기(426)는 기지국의 원격 수신기 중 하나 등의 원격 수신기로의 전송을 위해 데이터를 복조한다. 복조 데이터는 아날로그 전방 종단부(420)에 의해 처리되어 라디오 주파수로 전송된다.

임의의 통신 시스템에서, 수신 채널 심볼의 품질 또는 신뢰성은 채널 품질에 따라 다르다. 이동 셀 방식 시스템에서, 다른 요인 뿐 아니라 이동국 또는 사용자 유니트의 이동에 따라 채널이 변화한다. 그 결과, 채널이 쇠퇴하고(fades) 채널의 다중 경로 프로파일은 시간에 따라 변화한다.

콘볼루션 부호화(convolutional coding)를 이용하는 IS-95와 같이 부호화를 사용하는 시스템에서, 신뢰성 정보(reliability information)가 복호기에 의해 이용될 수 있다. IS-95에서 비터비 복호기가 이동국에서 수신된 전송내용을 복호화하는데 이용된다. 비터비 복호기는 최대-개연성 복호기(maximum likelihood decoder)로서 특정 복호 메트릭(decoding metric)을 최소화하는 정보 수열을 선택 또는 복호화한다. 다른 타입의 코드 및 복호기는 신뢰성 정보 또한 이용한다. 최대 개연성 복호화와 최소 거리 복호화(minimum distance decoding) (혹은 일반화된 최소 거리 복호화)는 트렐리스 코드(trellis codes), 리드 솔로몬 코드(Reed-Solomon codes), BCH 코드 등에 적용될 수 있다.

부호화를 이용하는 시스템에서 등화를 가장 잘 이용하기 위하여 도 1의 출력(116)에서의 복조 데이터와 같은 등화기의 출력 또는 도 3의 합산기(356)로부터의 데이터와 같은 소프트 핸드오프 상태의 시스템에서의 결합된 등화기 출력이 신호대 잡음비의 추정치로 스케일링되어야 한다. 다수의 등화기(예를 들어 도 2 참조)를 적절히 (최적으로) 스케일링하고 결합하는데 신호 대 잡음비가 사용되는 것과 마찬가지로 비터비 복호기가 수신된 전송내용을 최적으로 복호화하도록 (최대 개연성 복호화) 단일 등화기의 출력이나 다수 등화기의 결합된 합을 스케일하는데 신호대 잡음비가 사용될 수 있다. 혹은, 다른 타입의 부호화와 복호기에 대해, 복호기에 복조 출력 및 이 출력에 대한 신호 대 잡음비의 추정치를 제공함으로써 복호 연산을 개선시킬 수 있다.

도 5A는 본 발명에 따른 수신기(500)의 블록도를 도시하고 있다. 수신기(500)는 (도 1의) 수신기(100) 및 (도 3의) 수신기(300)와 유사하게 구성되어 있고 이 수신기들과 유사하게 작동된다. 수신기(500)는 샘플러(502), 적응 등화기(504), 역전개기(506), 통화 채널 복조기(508), 파일롯 채널 복조기(510), 에러 신호 발생기(512), 신호 대 잡음비 (SNR) 추정기(514), 결합기(516)를 포함한다.

도 5A에서, 통화 채널 복조기(508)로부터의 데이터인 등화기의 출력은 SNR 추정기로부터의 신호 대 잡음비의 추정치에 의해 스케일링된다. 도 5A에서 등화기의 출력은 (1) 심볼 추정치(Symbol Estimate)로 표시되어 있고, SNR의 추정치는 (2) SNR 추정치로 표시되어 있다. 수신기(500)의 출력은 (3) 가중 심볼 추정치(Weighted Symbol Estimate)로 표시되어 있다.

도 5B는 도 5A의 수신기(500)과 함께 사용할 수 있는 비터비 복호기(520)를 도시하고 있다. 비터비 복호기(520)는 수신기(500)로부터 가중 심볼 추정치를 수신한다. 도 5C는 도 5A의 수신기(500)과 함께 사용할 수 있는 더 일반적인 복호기(530)를 도시한다. 콘볼루션 부호화 이외의 부호화를 이용하지만 최대 개연성 혹은 최소 거리 복호화를 이용하는 시스템에 대해, 도 5C에 도시된 바와 같이, 복조 심볼과 별도로 신호 대 잡음비 추정치를 복호기(530)에 제공하는 것이 적절하다.

하나의 등화기가 각 섹터에 할당되어 있는 소프트 핸드오프 상태에서, 수신기는 다수의 등화기의 결합된 출력을 결합된 신호 대 잡음비의 추정치로 스케일링하거나 혹은 수신기가 결합된 신호 대 잡음비의 명확한 추정치(explicit estimate)를 복호기에 별도로 제공하여야 한다. 도 3에서, 등화기 출력이 결합된 신호 대 잡음비의 추정치로 이미 스케일되어 있다는 점에 주목한다. 따라서, 도 3의 수신기(300)의 출력은 도 5의 복호기(520)와 같은 비터비 복호기의 입력으로 직접 연결될 수 있다.

최근에, 파일롯 심볼과 데이터 심볼간에 같은 전개 코드가 공유되는 CDMA 시스템이 제안되었다. 이와 같은 시스템 중 하나는 FRAMES 모드 2로도 알려진 유니버살 이동 원거리통신 서비스에 대한 알파 제안(Alpha proposal to Universal Mobile Telecommunications Service (UMTS))이다. 이와 같은 시스템에는 적응 방법이 변경되어야 하기는 하지만 적응 등화기가 적용될 수 있다. 등화기는 파일롯 심볼이 수신되었을 때만 적응되어야 하는데 이는 전송 신호가 알려졌을 때만 등화기/역전개기의 출력에서의 에러를 측정할 수 있기 때문이다.

파일롯 심볼 간 또는 버스트 파일롯 심볼(bursts of pilot symbols) 간에 수신된 데이터 심볼에 대해 등화기 계수의 정의에 대해 기본적으로 두가지 옵션이 가능하다. 도 6에 도시된 제1 옵션은 파일롯 심볼간의 구간에서 등화기 계수를 고정시키는(freeze) 것이다. 도 6은 본 발명에 따른 수신기(600)의 블록도이다. 수신기(600)는 샘플러(602), 적응 등화기(604), 역전개기(606), 통화 채널 복조기(608), 파일롯 채널 복조기(610), 에러 신호 발생기(612)를 포함한다. 수신기(600)의 구조와 작동은 전술된 수신기들의 구조 및 작동과 유사하다. 그러나, 파일롯 심볼과 데이터 심볼간에 전개 코드를 공유하기 위해 수신기(600)는 스위치(614) 및 스위치(616)를 더 포함한다. 파일롯 심볼 또는 버스트 파일롯 심볼이 수신되면, 스위치(616)가 폐쇄되어 파일롯 심볼에 응답하여 등화기(604)가 적응되도록 한다. 데이터 심볼들이 수신되면, 스위치(616)가 개방되고 스위치(614)가 폐쇄되어 수신기(600)로부터의 복조 데이터를 전달한다. 이 옵션에서는, 연이은 버스트 파일롯 심볼간의 모든 데이터 심볼을 복조하는데 동일한 등화기 계수가 사용된다.

도 7에 도시된 제2 옵션은 파일롯 버스트 간의 데이터 심볼을 복조하는데 사용되는 등화기 계수를 정의하기 위해 선형 또는 기타의 보간법(interpolation methods)을 사용하는 것이다. 도 7은 본 발명에 따른 수신기(700)의 볼록도이다. 수신기(700)는 샘플러(702), 적응 등화기(704), 파일롯 역전개기(706), 통화 역전개기(708), 통화 채널 복조기(710), 파일롯 채널 복조기(712), 에러 신호 발생기(714)를 포함한다. 또한, 수신기(700)는 도 7에 C_int(z)로 표시된 보간 등화기(interpolated equalizer, 716), 버퍼 혹은 지연부(718), 지연부(720)도 포함한다.

도 7에서 C_int(z)는 보간 등화기를 표시하기 위해 사용되었고 여기에서 보간이라 함은 대상 데이터 심볼 양단 파일롯 버스트의 종단에서 적응 등화기(704)에 의해 결정되는 적응 등화기 계수간의 보간이다. 도 7에 도시된 바와 같이, 보간이 사용되면 인접하는 파일롯 버스트간에 데이터 심볼을 지연부(718)에 버퍼링하여야 한다. 마찬가지로, 데이터 심볼과 전개 수열의 시간 정렬을 유지하기 위해 전개 수열이 지연부(720)에서 버퍼링되어야 한다. 새로운 버스트 파일롯 심볼이 수신된 후에, 이전 파일롯 버스트와 새로운 파일롯 버스트간의 모든 데이터 심볼은 복조될 수 있다. 스위치(722)와 스위치(724)는 각각 수신기(700)로부터의 복조 데이터의 제공과 등화기(704)의 적응을 제어한다. 보간은 데이터 버스트 전체에 걸쳐 등화기 계수를 적응시키는데 이용된다.

UMTS 알파 개념 문서(Alpha concept document)에서, 동기화 채널이 정의된다. 일단 동기화가 달성되면, 바람직하다면(if desirable) 동기화 채널도 채널 추적에 사용될 수 있다. UMTS 알파 개념에서 두 개의 동기화 버스트-주 및 부(the primary and the secondary)-는 각 시간 슬롯 동안 전송된다. 공유 파일롯/데이타 채널상의 파일롯 버스트에 부가하여 이 동기화 버스트 쌍방이 등화기 적응에 사용될 수 있다.

등화기의 적응을 달성하기 위한 한 방법이 도 8에 도시되어 있다. 도 8은 본 발명에 따른 수신기(800)의 블록도이다. 수신기(800)는 샘플러(802), 적응 등화기(804), 통화 채널 복조기(808)를 포함한다. 데이터 심볼이 통화 채널상에 존재할 때 스위치(810)가 폐쇄되어 복조 데이터를 수신기(800)의 출력으로 제공한다. 복조기(804)를 적응시키기 위한 에러 신호를 발생시키기 위해 에러 신호 발생기(834)가 파일롯 심볼-주 동기화 버스트 및 부 동기화 버스트-에 따라 신호를 수신한다. 파일롯 채널 복조기(812)는 파일롯 채널을 복조한다. 도시된 실시예에서, 복조 파일롯 심볼은 승산기(814)에서 데이터 채널의 크기에 의해 스케일링된다. 파일롯 심볼이 있으면 스위치(816)는 폐쇄된다. UMTS 알파 시스템에서 동기화 버스트는 전개되지 않으므로 적응 등화기(804)의 출력은 역전개기(806)를 지나쳐(bypass) 직접 주 동기화 버스트 복조기(818)와 부 동기화 버스트 복조기(820)로 제공된다. 부 동기화 버스트는 전송시에 변조되므로 이 변조는 승산기(821)에 의해 제거된다. 양 복조 동기화 버스트는 승산기(822)와 승산기(824)에서 동기화 채널의 크기로 스케일링된다. 스위치(826)는 주 동기화 버스트가 있을 때 폐쇄되고 스위치(828)는 부 동기화 버스트가 있을 때 폐쇄된다. 결합기(832)는 주 및 부 동기화 버스트를 결합시키고 결합기(830)는 이 결과를 파일롯 심볼과 결합시킨다. 합은 에러 신호 발생기(834)에 제공된다. 스위치(836)는 파일롯 심볼이 있거나, 동기화 버스트 중 하나가 있는 경우 폐쇄되고 적응 등화기(804)는 에러 신호에 응답하여 적응된다.

따라서, 도 8에서 등화기는 파일롯/동기 버스트 간에서는 고정된다. 혹은, 도 7의 실시예와 유사하게 데이터 심볼이 버퍼링된다면 보간이 이용될 수 있다. 도 8에서도 승산기(821)를 사용하여 부 동기 채널상에 사용된 변조 수열을 지워야 한다는 점에 유의하여야 한다.

이상에서 알 수 있는 바와 같이, 본 발명은 전개 스펙트럼 통신 시스템에서 적응 등화를 이용하여 간섭을 억제하는 통신 장치 및 방법을 제공한다. 통신 장치의 수신기는 IS-95 시스템의 파일롯 채널과 같은 파일롯 신호를 이용하여 적응하는 적응 등화기를 포함한다. 본 발명의 통신 장치와 방법은 중요한 장점을 갖는다.

첫째, 본 발명은 RAKE 수신기와 같은 정합 필터 수신기에 비해 상당한 성능상의 이점을 제공한다.이 작을 때 큰 이득을 달성할 수 있다.일 때 타셀 간섭이 하나 또는 두 섹터에서만 우세하다면 상당한 이득을 달성할 수 있다. 등화기가 최적 또는 근사-최적(near-optimal)해로 적응하면, MMSE 등화기의 성능은 최소한 정합 필터 수신기만큼은 좋다.

둘째, 적응 등화기를 사용하면 수신기가 계속하여 이동국과의 소프트 핸드오프상태인 섹터에서 수신된 다양한 다중경로 요소간에 RAKE 수신기 지체를 할당하고 재할당할 필요가 없다. 대신, 소프트 핸드오프 상태인 각 섹터에 하나의 등화기가 할당된다. 5-20 MHz 대역폭을 갖는 제안된 광대역 CDMA 시스템에 대해, 이동국이 모든 주요 다중 경로에 지체를 할당하지 않는다면 다중 경로 레이를 분간하는(resolve) 수신기의 능력이 좋을수록 수신기 성능이 실제로는 저하된다는 것이 몇몇 연구결과 증명되었다. 광대역 CDMA 시스템에 대해 모든 주요 다중 경로를 결합하는데 필요한 지체의 수는 상당히 클 수도 있다. 예를 들어, 현 CDMA 이동국은 1.25MHz 대역의 시스템에서 3 내지 4개의 RAKE 지체를 사용한다. 수신기에서 요구되는 지체의 수가 대역에 따라 결정되면 제안된 5, 10, 20 MHz 시스템에서는 16, 32, 64 RAKE 지체가 요구될 것이다. 이렇게 많은 수신기 지체를 성공적으로 할당하고 재할당하는 것은 어려운 일이다.

본 발명의 특정 실시예가 도시되고 설명되었지만 변형될 수 있다. 예를 들어 도 2 및 도 3의 수신기에 포함된 수신기 회로의 수는 임의의 적절한 수로 증가될 수 있다. 따라서 부가된 특허청구범위에서 발명의 진정한 사상과 범위 내의 모든 변화와 변형을 포함하는 것으로 의도된 것이다.

첫째, RAKE 수신기와 같은 정합 필터 수신기에 비해 상당한 성능상의 잇점을 제공하고, 둘째, 적응 등화기를 사용하면 수신기가 계속하여 이동국과의 소프트 핸드오프 상태인 섹터에서 수신된 다양한 다중경로 요소간에 RAKE 수신기 지체를 할당하고 재할당할 필요가 없다.

Claims

수신기(100)에서 라디오 주파수(radio frequency: RF) 신호를 수신하는 방법에 있어서,

적응 등화기(adaptive equalizer, 104)에서 RF 신호를 등화시켜서 등화 신호(equalized signal, 126)를 발생시키고,

상기 등화 신호를 복조하여 복조 데이터(demodulated data, 116)를 발생시키고,

상기 등화 신호의 파일롯 채널(pilot channel)과 기설정된 데이터 수열을 비교함으로써 에러 신호(124)를 발생시키고,

상기 에러 신호에 응답하여 상기 적응 등화기를 적응시키는 것

을 특징으로 하는 수신 방법.
제1항에 있어서,

상기 RF 신호에 대한 신호 대 잡음비의 추정치(an estimate of signal to noise ratio(SNR))를 발생시키고(318),

상기 SNR의 추정치에 응답하여 상기 복조 데이터를 스케일링하는(322) 것

을 더 특징으로 하는 수신 방법.
제2항에 있어서,

상기 스케일링된 복조 데이터(scaled demodulated data)를 최대 개연성 부호화 알고리즘(maximum likelihood coding algorithm)에 따라 복호화하는(530) 것을 더 특징으로 하는 수신 방법.
제1항에 있어서,

제1 시간 간격 동안(during first time intervals) 파일롯 심볼을 수신하고,

상기 제1 시간 간격 사이에 산재되어 있는(interspersed with the first time intervals) 제2 시간 간격 동안 데이터 심볼을 수신하고,

상기 제1 시간 간격 동안에만 상기 적응 등화기(604)를 적응시키는 것(616)

을 더 특징으로 하는 수신 방법.
제4항에 있어서, 상기 복조 데이터를 상기 제2 시간 간격 동안에만 제공하는(614) 것을 더 특징으로 하는 수신 방법.
제1항에 있어서,

제1 시간 간격 동안 파일롯 심볼을 수신하고,

상기 제1 시간 간격 사이에 산재되어 있는 제2 시간 간격 동안 데이터 심볼을 수신하고,

상기 제1 시간 간격 동안 상기 적응 등화기(704)를 적응시켜 제1 등화 신호를 발생시키고,

상기 제2 시간 간격 동안 상기 적응 등화기(704)로부터의 계수를 이용하여 보간 등화기(interpolated equalizer, 716)를 보간하여 제2 등화 신호를 발생시키는 것

을 더 특징으로 하는 수신 방법.
제6항에 있어서,

상기 제1 등화 신호에 응답하여 상기 에러 신호를 발생시키고(724),

상기 제2 등화 신호를 복조하여(722) 상기 복조 데이터를 발생시키는 것

을 더 특징으로 하는 수신 방법.
제1항에 있어서,

상기 RF 신호의 파일롯 채널과 하나 이상의 동기화 채널을 검출하고,

상기 파일롯 채널과 상기 하나 이상의 동기화 채널에 응답하여 상기 에러 신호를 발생시키는 것

을 더 특징으로 하는 수신 방법.