KR102409636B1 - 무선 통신 시스템에서 피크 대 평균 전력비 감소를 위한 송수신 방법 및 장치 - Google Patents

Abstract

본 개시는 4G 시스템 이후 보다 높은 데이터 전송률을 지원하기 위한 5G 통신 시스템을 IoT 기술과 융합하는 통신 기법 및 그 시스템에 관한 것이다. 본 개시는 5G 통신 기술 및 IoT 관련 기술을 기반으로 지능형 서비스 (예를 들어, 스마트 홈, 스마트 빌딩, 스마트 시티, 스마트 카 혹은 커넥티드 카, 헬스 케어, 디지털 교육, 소매업, 보안 및 안전 관련 서비스 등)에 적용될 수 있다. 본 발명은 시간 영역 순환 필터링을 수행함으로써, PAPR을 감소시킬 수 있다. 또한 전송 Waveform을 CP-OFDM 또는 DFT-s-OFDM 중에서 선택하여 전송함으로써 데이터 전송률을 향상시키거나, 커버리지를 향상시킬 수 있다.

Description

무선 통신 시스템에서 피크 대 평균 전력비 감소를 위한 송수신 방법 및 장치{Method and apparatus for transmitting and receiving a signal for low peak-to-average power ratio signal in wireless communications systems}

본 개시(disclosure)는 일반적으로 무선 통신 시스템에 관한 것으로, 보다 구체적으로 무선 통신 시스템에서 PAPR(peak-to-average power ratio) 감소를 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.

4G 통신 시스템 상용화 이후 증가 추세에 있는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해, 개선된 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템은 4G 네트워크 이후 (Beyond 4G Network) 통신 시스템 또는 LTE 시스템 이후 (Post LTE) 이후의 시스템이라 불리어지고 있다. 높은 데이터 전송률을 달성하기 위해, 5G 통신 시스템은 초고주파(mmWave) 대역 (예를 들어, 60기가(60GHz) 대역과 같은)에서의 구현이 고려되고 있다. 초고주파 대역에서의 전파의 경로손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위해, 5G 통신 시스템에서는 빔포밍(beamforming), 거대 배열 다중 입출력(massive MIMO), 전차원 다중입출력(Full Dimensional MIMO: FD-MIMO), 어레이 안테나(array antenna), 아날로그 빔형성(analog beam-forming), 및 대규모 안테나 (large scale antenna) 기술들이 논의되고 있다. 또한 시스템의 네트워크 개선을 위해, 5G 통신 시스템에서는 진화된 소형 셀, 개선된 소형 셀 (advanced small cell), 클라우드 무선 액세스 네트워크 (cloud radio access network: cloud RAN), 초고밀도 네트워크 (ultra-dense network), 기기 간 통신 (Device to Device communication: D2D), 무선 백홀 (wireless backhaul), 이동 네트워크 (moving network), 협력 통신 (cooperative communication), CoMP (Coordinated Multi-Points), 및 수신 간섭제거 (interference cancellation) 등의 기술 개발이 이루어지고 있다. 이 밖에도, 5G 시스템에서는 진보된 코딩 변조(Advanced Coding Modulation: ACM) 방식인 FQAM (Hybrid FSK and QAM Modulation) 및 SWSC (Sliding Window Superposition Coding)과, 진보된 접속 기술인 FBMC(Filter Bank Multi Carrier), NOMA(non orthogonal multiple access), 및SCMA(sparse code multiple access) 등이 개발되고 있다.

한편, 인터넷은 인간이 정보를 생성하고 소비하는 인간 중심의 연결 망에서, 사물 등 분산된 구성 요소들 간에 정보를 주고 받아 처리하는 IoT(Internet of Things, 사물인터넷) 망으로 진화하고 있다. 클라우드 서버 등과의 연결을 통한 빅데이터(Big data) 처리 기술 등이 IoT 기술에 결합된 IoE (Internet of Everything) 기술도 대두되고 있다. IoT를 구현하기 위해서, 센싱 기술, 유무선 통신 및 네트워크 인프라, 서비스 인터페이스 기술, 및 보안 기술과 같은 기술 요소 들이 요구되어, 최근에는 사물간의 연결을 위한 센서 네트워크(sensor network), 사물 통신(Machine to Machine, M2M), MTC(Machine Type Communication)등의 기술이 연구되고 있다. IoT 환경에서는 연결된 사물들에서 생성된 데이터를 수집, 분석하여 인간의 삶에 새로운 가치를 창출하는 지능형 IT(Internet Technology) 서비스가 제공될 수 있다. IoT는 기존의 IT(information technology)기술과 다양한 산업 간의 융합 및 복합을 통하여 스마트홈, 스마트 빌딩, 스마트 시티, 스마트 카 혹은 커넥티드 카, 스마트 그리드, 헬스 케어, 스마트 가전, 첨단의료서비스 등의 분야에 응용될 수 있다.

이에, 5G 통신 시스템을 IoT 망에 적용하기 위한 다양한 시도들이 이루어지고 있다. 예를 들어, 센서 네트워크(sensor network), 사물 통신(Machine to Machine, M2M), MTC(Machine Type Communication)등의 기술이 5G 통신 기술이 빔 포밍, MIMO, 및 어레이 안테나 등의 기법에 의해 구현되고 있는 것이다. 앞서 설명한 빅데이터 처리 기술로써 클라우드 무선 액세스 네트워크(cloud RAN)가 적용되는 것도 5G 기술과 IoT 기술 융합의 일 예라고 할 수 있을 것이다.

4G(4th generation) 통신 시스템 상용화 이후 증가 추세에 있는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해, 개선된 5G(5th generation) 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템은 4G 네트워크 이후(Beyond 4G Network) 통신 시스템 또는 LTE(Long Term Evolution) 시스템 이후(Post LTE) 시스템이라 불리어지고 있다.

높은 데이터 전송률을 달성하기 위해, 5G 통신 시스템은 초고주파(mmWave) 대역(예를 들어, 60기가(60GHz) 대역과 같은)에서의 구현이 고려되고 있다. 초고주파 대역에서의 전파의 경로손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위해, 5G 통신 시스템에서는 빔포밍(beamforming), 거대 배열 다중 입출력(massive MIMO), 전차원 다중입출력(Full Dimensional MIMO, FD-MIMO), 어레이 안테나(array antenna), 아날로그 빔형성(analog beam-forming), 및 대규모 안테나(large scale antenna) 기술들이 논의되고 있다.

또한 시스템의 네트워크 개선을 위해, 5G 통신 시스템에서는 진화된 소형 셀, 개선된 소형 셀(advanced small cell), 클라우드 무선 액세스 네트워크(cloud radio access network, cloud RAN), 초고밀도 네트워크(ultra-dense network), 기기 간 통신(Device to Device communication, D2D), 무선 백홀(wireless backhaul), 이동 네트워크(moving network), 협력 통신(cooperative communication), CoMP(Coordinated Multi-Points), 및 수신 간섭제거(interference cancellation) 등의 기술 개발이 이루어지고 있다.

이 밖에도, 5G 시스템에서는 진보된 코딩 변조(Advanced Coding Modulation, ACM) 방식인 FQAM(Hybrid Frequency Shift Keying and Quadrature Amplitude Modulation) 및 SWSC(Sliding Window Superposition Coding)과, 진보된 접속 기술인 FBMC(Filter Bank Multi Carrier), NOMA(Non Orthogonal Multiple Access), 및 SCMA(Sparse Code Multiple Access) 등이 개발되고 있다.

차세대 IoT(internet of things) 기술에 필요한 통신 기술에는 사물 인터넷 등이 있는데, 기존의 셀룰러 통신 체계와는 그 특성이 매우 다르다. 특히, 기존의 셀룰러 통신 시스템에서는 데이터 레이트(data rate)와 QoS(quality of service) 등이 통신 품질의 척도였다면, IoT 환경에서는 매우 많은 수의 연결성(connectivity)을 보장해야 하고, 모바일 기기의 소형화 및 배터리 등의 제한 때문에 구동 전력을 감소시킬 수 있는 PAPR(peak-to-average power ratio)가 중요하다. 또한, 차세대 이동통신의 커버리지 등대 및 셀 가장자리 사용자의 성능을 보장하기 위하여는 어느 정도의 전력 부스트(power boost)가 필요하나, 전력 부스트가 가능한 양은 전력 증폭기의 비선형성 때문에 PAPR과 밀접한 관련이 있으며, PAPR을 낮추는 것은 직접적으로 커버리지 증대 성능과 연관된다.

최근 LTE(Long Term Evolution) 및 LTE-Advanced의 발전에 따라 무선 통신 시스템에서 PAPR(peak-to-average power ratio) 감소를 위한 방법 및 장치가 필요하다.

상술한 바와 같은 논의를 바탕으로, 본 개시(disclosure)는, 무선 통신 시스템에서 신호의 PAPR(peak-to-average power ratio)을 효과적으로 감소시키기 방법 및 장치를 제공한다.

또한, 본 개시는, 무선 통신 시스템의 송신단에서 송신되는 신호의 PAPR을 감소시키기 위한 방법 및 장치를 제공한다.

또한, 본 개시는, 무선 통신 시스템의 송신단에서 선택적으로 스펙트럼 셰이핑 및 DFT spreading을 적용시키기 위한 방법 및 장치를 제공한다.

또한, 본 개시는, 무선 통신 시스템의 송신단에서 송신되는 신호의 PAPR을 감소시키면서 데이터의 전송률을 높이기 위한 방법 및 장치를 제공한다.

또한, 본 개시는, 무선 통신 시스템의 수신단에서 PAPR이 감소되어 전송된 신호의 수신률을 높이기 위한 방법 및 장치를 제공한다.

본 개시의 다양한 실시 예들에 따르면, 무선 통신 시스템에서 송신단의 동작 방법은, 수신단으로 데이터를 송신하기 위하여 할당된 자원을 확인하는 과정과, 상기 데이터에 필터를 적용하는 과정과, 상기 필터가 적용된 데이터를 하나 이상의 부반송파에 매핑하는 과정과, 상기 매핑된 데이터를 시간 영역으로 변환하는 과정과, 상기 시간 영역으로 변환된 데이터를 송신하는 과정을 포함하고, 상기 필터는, 상기 할당된 자원에 기초하여 결정되고, 상기 송신단과 상기 수신단에 의해 공유될 수 있다.

본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 장치 및 방법은, 시간 영역 순환 필터링을 수행하거나 주파수 영역 부반송파 별 가중치를 부여하는 필터링을 수행함으로써, PAPR을 감소시킬 수 있다. 또한 전송 Waveform을 CP-OFDM 또는 DFT-s-OFDM 중에서 선택하여 전송함으로써 데이터 전송률을 향상시키거나, 커버리지를 향상시킬 수 있다.

본 개시에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 개시가 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

도 1은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템의 예를 도시한다.
도 2는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 장치의 구성의 예를 도시한다.
도 3은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 송신단의 통신부의 구성의 예를 도시한다.
도 4는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 셀룰러 시스템에서 단말 송신단의 통신부의 구성의 예를 도시한다.
도 5는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 효과를 도시한다.

본 개시에서 사용되는 용어들은 단지 특정한 실시 예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 다른 실시 예의 범위를 한정하려는 의도가 아닐 수 있다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함할 수 있다. 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 용어들은 본 개시에 기재된 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가질 수 있다. 본 개시에 사용된 용어들 중 일반적인 사전에 정의된 용어들은, 관련 기술의 문맥상 가지는 의미와 동일 또는 유사한 의미로 해석될 수 있으며, 본 개시에서 명백하게 정의되지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다. 경우에 따라서, 본 개시에서 정의된 용어일지라도 본 개시의 실시 예들을 배제하도록 해석될 수 없다.

이하에서 설명되는 본 개시의 다양한 실시 예들에서는 하드웨어적인 접근 방법을 예시로서 설명한다. 하지만, 본 개시의 다양한 실시 예들에서는 하드웨어와 소프트웨어를 모두 사용하는 기술을 포함하고 있으므로, 본 개시의 다양한 실시 예들이 소프트웨어 기반의 접근 방법을 제외하는 것은 아니다.

이하 본 개시는 무선 통신 시스템에서 신호를 송수신하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다. 구체적으로, 본 개시는 무선 통신 시스템에서 PAPR(peak-to-average power ratio)을 감소시키기 위한 다양한 실시 예들을 설명한다.

이하 설명에서 사용되는 네트워크 개체(network entity)들을 지칭하는 용어(예: 송신단, 수신단), 신호 처리 수단(예: 필터)를 지칭하는 용어, 장치의 구성 요소를 지칭하는 용어(예: 통신부, 제어부) 등은 설명의 편의를 위해 예시된 것이다. 따라서, 본 개시가 후술되는 용어들에 한정되는 것은 아니며, 동등한 기술적 의미를 가지는 다른 용어가 사용될 수 있다.

도 1은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템을 도시한다. 도 1은 무선 통신 시스템에서 무선 채널을 이용하는 노드(node)들의 일부로서, 송신단 110과 수신단 120을 예시한다. 도 1은 하나의 송신단 110 및 하나의 수신단 120을 도시하나, 복수의 송신단 또는 복수의 수신단을 포함할 수 있다. 또한, 설명의 편의를 위하여, 본 문서에서는 송신단 110과 수신단 120이 별개의 개체인 것으로 설명하나, 송신단 110과 수신단 120의 기능은 서로 바뀔 수 있다. 예를 들어, 셀룰러 통신 시스템의 상향링크에서, 송신단 110은 단말이고, 수신단 120은 기지국이 될 수 있으며, 하향링크에서는, 송신단 110이 기지국이고, 수신단 120이 단말이 될 수 있다. 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 PAPR 감소 기법은 상향링크의 경우뿐만 아니라 하향링크의 경우에도 적용될 수 있다.

송신단 110 및 수신단 120은 밀리미터 파(mmWave) 대역(예: 28GHz, 30GHz, 38GHz, 60GHz)에서 무선 신호를 송신 및 수신할 수 있다. 이때, 채널 이득의 향상을 위해, 송신단 110 및 수신단 120은 빔포밍(beamforming)을 수행할 수 있다. 여기서, 빔포밍은 송신 빔포밍 및 수신 빔포밍을 포함한다. 즉, 송신단 110 및 수신단 120은 송신 신호 또는 수신 신호에 방향성(directivity)을 부여할 수 있다. 이를 위해, 송신단 110 및 수신단 120은 빔 탐색(beam search) 절차를 통해 적어도 하나의 서빙(serving) 빔을 선택할 수 있다. 본 개시의 다양한 실시 예에 따르면, 밀리미터파 대역의 고주파 특성으로 인해, 우수한 PAPR 감소 성능이 요구될 수 있다.

또한, 본 개시의 다양한 실시 예에 따른 무선 통신 시스템은 대규모 단말의 접속이 요구되는 서비스를 제공할 수 있다. 여기서, 상기 서비스는 mMTC(massive machine type communication) 서비스라 지칭될 수 있다. 예를 들어, mMTC 서비스는 사물 인터넷(internet of things, IoT) 기술에 이용될 수 있다. mMTC 서비스는 대규모 단말에 대해 서비스를 제공하기 위하여 넓은 커버리지(coverage)가 요구될 수 있다. 본 개시의 다양한 실시 예에 따르면, 송신단 110과 수신단 120은 mMTC 서비스를 위한 장치로서, 소형화 또는 배터리의 제한으로 인해 우수한 PAPR 감소 성능이 요구될 수 있다.

PAPR은 모바일 기기의 구동 전력을 결정하는 중요한 척도이다. PAPR이 높은 경우 ADC(analog-to-digital converter), DAC(digital-to-analog converter), 전력 증폭기와 같은 비선형 소자를 통과하면 심각한 왜곡이 발생하므로 높은 선형성을 갖는 고성능 소자들이 요구되어 단가가 높아지거나 선형성을 만족하는 고성능 소자라 하더라도 CMOS(complementary metal oxide semiconductor)와 같은 FET(field effect transistor) 계열 소자를 사용하는 경우 전원 전압이 충분히 높아야 하므로 전력 소모가 증가하게 된다. 따라서, 송신 신호의 PAPR이 높은 경우 파워 및 배터리가 한정되어 있는 상향링크에서 큰 문제를 발생시킬 가능성이 높으며, 특히 매우 많은 수의 저전력 기기들이 접속할 것으로 예상되는 5G(5th generation) 통신의 mMTC 환경 등에서는 PAPR을 낮추는 것이 필수적이다. 4G(4th generation) 통신(예: LTE(Long Term Evolution)에서는 PAPR이 높은 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 대신 단일 반송파 성질을 갖는 DFT(discrete Fourier transform)-S-OFDM(DFT-spread-OFDM)을 사용하여 PAPR을 감소시켰다. 차세대 이동통신에서는 더 넓은 커버리지를 요구하게 되면서 셀 가장자리 유저의 성능을 전력 부스트(power boost)를 통해 개선하는 기술들이 고려되고 있다. 하지만, DFT-S-OFDM 기법은 PAPR 성능과 증폭기 성능을 고려하였을 때 전력 부스트하기에 충분하지 않다. 기존 기술들은 왜곡(distortion)을 감수하고 최대치를 넘는 신호를 잘라내거나 추가 주파수 자원을 투입하여 PAPR을 낮추는 기술들이 제안되었다. 하지만, 본 개시에서는 DFT-S-OFDM을 변형하여 추가 주파수 자원 없이 PAPR을 낮추려고 한다. 또한 수신기 구조를 변경하여 수신성능 저하를 최소화 하고자 한다.

본 개시의 다양한 실시 예들에 따르면, 부적절한(improper) 성질을 갖는 BPSK(binary phase shift keying) 심볼의 송신 및 수신을 예로서 설명한다. 다만, 본 개시의 범위가 BPSK 심볼의 송신 및 수신에 제한되는 것이 아니며, 부적절한 성질을 갖는 심볼 또는 다른 타입의 심볼의 송신 및 수신에도 적용이 가능하다. 심볼 벡터의 의사 공분산(pseudo covariance) 행렬이 영행렬(0)인 경우에, 상기 심볼 벡터는 적절(proper)한 것으로 정의된다. 심볼 벡터의 의사 공분산 행렬이 영행렬이 아닌 다른 행렬인 경우, 상기 심볼 벡터는 부적절한 것으로 정의된다. 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 PAPR 감소 기법은 BPSK 심볼의 부적절성(impropriety) 성질을 이용하는 넓은 선형(widely linear) 수신기를 적용할 수 있다.

도 2는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 장치의 구성을 도시한다. 즉, 도 2에 예시된 구성은 송신단 110 또는 수신단 120의 구성으로서 이해될 수 있다. 이하 사용되는 '…부', '…기' 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어, 또는, 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.

도 2를 참고하면, 장치는 제어부 210, 통신부 220, 및 저장부 230을 포함할 수 있다.

제어부 210은 장치의 전반적인 동작들을 제어할 수 있다. 예를 들어, 제어부 210은 통신부 220를 통해 신호를 송신 및 수신할 수 있다. 또한, 제어부 210은 저장부 230에 데이터를 기록하거나 읽을 수 있다. 이를 위해, 제어부 330은 적어도 하나의 프로세서 또는 마이크로(micro) 프로세서를 포함하거나, 또는, 프로세서의 일부일 수 있다. 또한, 통신부 220의 일부 및 제어부 210은 CP(communication processor)라 지칭될 수 있다. 특히, 다양한 실시 예들에 따라, 제어부 210은 신호의 변조 또는 복조에 있어 PAPR 감소를 위한 동작을 수행하도록 통신부 220을 제어한다. 다시 말해, 제어부 210은 통신부 220에 포함된 각 구성들의 동작을 제어할 수 있다. 예를 들어, 제어부 210은 송신단 110 또는 수신단 120이 후술하는 다양한 실시 예들에 따른 동작들을 수행하도록 제어할 수 있다.

통신부 220은 무선 채널을 통해 신호를 송수신하기 위한 기능들을 수행할 수 있다. 예를 들어, 통신부 220은 시스템의 물리 계층 규격에 따라 기저대역 신호 및 비트열 간 변환 기능을 수행할 수 있다. 예를 들어, 데이터 송신 시, 통신부 220은 송신 비트열을 부호화 및 변조함으로써 복소 심벌들을 생성할 수 있다. 또한, 데이터 수신 시, 통신부 220은 기저대역 신호를 복조 및 복호화를 통해 수신 비트열을 복원할 수 있다. 또한, 통신부 220은 기저대역 신호를 RF(radio frequency) 대역 신호로 상향변환(up-conversion)한 후 안테나를 통해 송신하고, 안테나를 통해 수신되는 RF 대역 신호를 기저대역 신호로 하향변환(down-conversion)할 수 있다.

이를 위해, 통신부 220은 송신 필터, 수신 필터, 증폭기, 믹서(mixer), 오실레이터(oscillator), DAC(digital to analog convertor), ADC(analog to digital convertor) 등을 포함할 수 있다. 또한, 통신부 220은 다수의 송수신 경로(path)들을 포함할 수 있다. 나아가, 통신부 220은 다수의 안테나 요소들(antenna elements)로 구성된 적어도 하나의 안테나 어레이(antenna array)를 포함할 수 있다. 하드웨어의 측면에서, 통신부(210)는 디지털 유닛(digital unit) 및 아날로그 유닛(analog unit)으로 구성될 수 있으며, 아날로그 유닛은 동작 전력, 동작 주파수 등에 따라 다수의 서브 유닛(sub-unit)들로 구성될 수 있다.

통신부 220은 상술한 바와 같이 신호를 송신 및 수신한다. 이에 따라, 통신부 220은 '송신부', '수신부' 또는 '송수신부'로 지칭될 수 있다. 또한, 이하 설명에서, 무선 채널을 통해 수행되는 송신 및 수신은 통신부 220에 의해 상술한 바와 같은 처리가 수행되는 것을 포함하는 의미로 사용된다. 또한, 통신부 220은 백홀(backhaul) 망을 통해 연결된 다른 네트워크 개체와의 통신을 위한 백홀 통신부를 포함할 수 있다.

저장부 230은 장치의 동작을 위한 기본 프로그램, 응용 프로그램, 설정 정보 등의 데이터를 저장할 수 있다. 저장부 230은 휘발성 메모리, 비휘발성 메모리 또는 휘발성 메모리와 비휘발성 메모리의 조합으로 구성될 수 있다. 그리고, 저장부 230은 제어부 210의 요청에 따라 저장된 데이터를 제공할 수 있다.

도 3은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 송신단 110의 통신부의 구성의 예를 도시한다. 도 3에 예시된 구성은 통신부 220의 일부 구성으로서 이해될 수 있다. 도 3에 도시된 송신단 110의 통신부는 변조(modulation) 블록 305, 스펙트럼 셰이핑(spectrum shaping) 블록 310, DFT(discrete Fourier transform) 블록 315, 참조 신호(reference signal, RS) 생성 블록 320, 리소스 매핑(resource mapping) 블록 325, IFFT(inverse Fast Fourier transform) 블록 330, 및 CP(cyclic prefix) 삽입 블록 335을 포함할 수 있다.

변조(modulation) 블록 305는 LDPC, Polar 등과 같은 오류정정부호기 및 스크램블러를 거쳐 부호화된 비트열을 입력 받아 주어진 변조 방식에 대응되는 복소 심볼을 생성할 수 있다. 본 개시의 다양한 실시 예들에 따르면, 상기 복소 심볼은 π/2-BPSK, π/4-QPSK, BPSK, QPSK, 16-QAM, 64-QAM, 256-QAM으로 변조된 데이터 심볼일 수 있다. 특히 π/2-BPSK나 π/4-QPSK 변조 방식은 시간 상에서 동위상으로 인한 신호의 보강 확률을 감소시켜, 각각 BPSK, QPSK 변조 방식 대비 송신될 신호의 PAPR을 더 저감시킬 수 있다.

일례로, <표 1>은 변조(modulation) 블록 305에서 π/2-BPSK 변조를 사용할 경우 입력 비트에 대응되는 출력 복소 심볼 매핑(mapping) 규칙을 보여준다. Single bit b(2i) 또는 b(2i+1) 에 대한 변조(modulation) 블록 출력 복소값(complex-valued) 변조 심볼은

이다. 즉, 심볼의 파워가 평균으로 정규화(normalized) 되어 있다고 할 때, 입력 비트열의 인덱스의 짝/홀 여부에 따라 해당 비트의 성상도가 각각

또는

로 변경됨을 의미한다. 아울러 본 개시에서 입력 비트 0/1에 대한 출력 심볼 매핑 규칙은 일대일대응 관계이면 충분하며, <표 1>의 대응 관계로 한정하지 않는다. 즉, <표 1>에서 일대일대응 관계를 바꾸어 1과 0이 각각

로 매핑될 수도 있다. 또한 성상도(constellation)의 경우에도 초기 위상값을 <표 1>과 같이 45°로 한정하지 않는다. 다만 입력 비트의 인덱스가 홀/짝으로 변경될 때 각각의 성상도 간 위상 차가 180°이면 충분하다. 일례로, <표 1>과 같은

또는

를 사용하는 성상도 대신

또는

를 성상도로 사용할 수 있다.

<표 1> π/2-BPSK modulation mapping

또 다른 일례로, <표 2>는 변조(modulation) 블록 305에서 π/4-QPSK 변조를 사용할 경우 입력 비트에 대응되는 출력 복소 심볼 매핑(mapping) 규칙을 보여준다. Single bit b(4i), b(4i+1), b(4i+2), b(4i+3)에 대한 변조(modulation) 블록 출력 복소값(complex-valued) 변조 심볼은

이다. 즉, 심볼의 파워가 평균으로 정규화(normalized) 되어 있다고 할 때, 입력 비트열의 2비트 쌍(pair) 순서에 따라 해당 비트 쌍의 성상도가 각각

또는

로 번갈아 사용됨을 의미한다. 아울러 본 개시에서 입력 비트 쌍 00/01/10/11에 대한 출력 심볼 매핑 규칙은 상기 π/2-BPSK의 경우와 같이 일대일대응 관계이면 충분하며, <표 2>의 대응 관계로 한정하지 않는다. 또한 성상도(constellation)의 경우에도 초기 위상값을 <표 2>와 같이 45°로 한정하지 않는다. 다만 연속되는 입력 비트 쌍의 각각의 성상도 간 위상 차가 90°이면 충분하다. 일례로, <표 2>와 같은

또는

를 사용하는 성상도 중 후자(초기 위상값 0°)를 초기 성상도로 사용할 수도 있다.

<표 2> π/4-QPSK modulation mapping

스펙트럼 셰이핑 블록 310은 변조(modulation) 블록 305로부터 제공된 데이터 심볼들에 대하여 시간 영역 스펙트럼 셰이핑(time domain spectrum shaping)을 수행할 수 있다. 도 3을 참고하면, 스펙트럼 셰이핑 블록 310은 변조 블록 305로부터 L개의 복소 데이터 심볼들을 입력 받아 주어진 스펙트럼 셰이핑 필터 계수와의 순환 컨볼루션(circular convolution)을 수행한 L개의 복소 데이터 심볼들을 DFT 블록 315로 출력할 수 있다. 다시 말해 PAPR 감소를 위해 스펙트럼 셰이핑을 적용할 때 추가 주파수 자원을 사용하지 않고 입력된 데이터 심볼 개수 L과 동일한 L개의 필터링된 데이터를 출력하여 DFT 블록 315에 전달한다.

DFT 블록 315는 스펙트럼 셰이핑 블록 310으로부터 제공된 데이터 심볼들에 대하여 DFT를 수행함으로써 주파수 영역의 데이터로 변환할 수 있다. 도 3을 참고하면, DFT 블록 315는 스펙트럼 셰이핑 블록 310으로부터 L개의 복소 심볼들을 입력 받고, L개의 주파수 영역 심볼들로 변환하여 리소스 매핑 블록 325로 출력할 수 있다.

참조 신호(reference signal, RS) 생성 블록 320은 수신단에서 데이터를 원활하게 복조하기 위해 채널 추정을 수행할 때 사용할 수 있도록 송신단과 수신단 사이 기 약속된 신호를 생성할 수 있다. 즉, 참조 신호 생성 블록 320에서 생성되는 신호는 복조 참조 신호(demodulation reference signal, DMRS)일 수 있으며, 신호 생성법은 시스템의 프레임 구조, 할당된 시간/주파수 자원의 크기, DFT 길이, 셀 ID, 사용자 ID 등과 관련된 함수로 표현될 수 있다. 본 개시의 다양한 실시 예들에 따르면, 참조 신호 생성 블록 320은 기지국이 할당해 준 주파수 자원의 크기, 즉 DFT 길이 L의 DMRS를 생성하여 리소스 매핑 블록 325로 출력할 수 있다.

리소스 매핑(resource mapping) 블록 325는 DFT 블록 315 및 참조 신호 생성 블록 320으로부터 제공된 심볼들을 송신단과 수신단 사이 약속된 OFDM 부반송파 및 심볼 위치에 매핑하여 이에 대응하는 IFFT 입력 위치로 심볼들을 출력할 수 있다. 본 개시의 다양한 실시 예들에 따르면, DFT 블록 315로부터 입력 받은 L개의 데이터 심볼과 참조 신호 생성 블록 320으로부터 입력 받은 L개의 DMRS는 데이터의 single carrier 성질을 유지하여 낮은 PAPR을 얻기 위해 OFDM 심볼로 시간 분할 다중화 (time division multiplexing)하여 매핑될 수 있다. 예를 들어, 자원 할당 단위가 14개의 OFDM 심볼로 구성된 슬롯(slot)이 존재할 때, 첫번째와 두번째 OFDM 심볼은 상향링크 제어 채널 (Physical uplink control channel, PUCCH), 세번째 OFDM 심볼은 DMRS, 나머지 11개 심볼은 상향링크 데이터 채널 (Physical uplink shared channel, PUSCH)로 구성된다면, 참조 신호 생성 블록 320으로 입력 받은 L개의 DMRS는 세번째 OFDM 심볼을 생성할 때, IFFT 블록 330으로 출력하며, DFT 블록 315로부터 입력 받은 L개의 데이터 심볼은 나머지 11개 심볼 중 하나의 OFDM 심볼을 생성할 때, IFFT 블록 330으로 출력한다.

IFFT 블록 330은 리소스 매핑 블록 325로부터 제공된 신호를 시간 영역으로 변환할 수 있다. 도 3을 참고하면, IFFT 블록 330은 리소스 매핑 블록 325로부터 제공된 심볼들에 대하여 크기 N의 IFFT(inverse fast Fourier transform)를 적용함으로써, N개의 시간 영역 심볼들로 변환할 수 있다. 이때 리소스 매핑 블록 325로부터 제공되는 L개의 심볼들은 N개의 입력 부반송파 인덱스 중 송신단과 수신단 사이 기 약속된 주파수 영역에 대응되는 L개의 부반송파 인덱스로 매핑되어 입력되고, 나머지 (N-L)개의 부반송파 인덱스 입력에는 0을 입력하여 IFFT를 수행한다. IFFT 블록 330에 의해 변환된 시간 영역 데이터는 CP 삽입 블록 335로 제공될 수 있다.

CP 삽입 블록 335는 시간 영역 데이터에 CP를 삽입할 수 있다. 도 3을 참고하면, CP 삽입 블록 335는 IFFT 블록 330에 의해 시간 영역으로 변환된 N개의 심볼 중 N-Nc+1 ~ N 인덱스에 해당하는 심볼을 인덱스 1 심볼 앞에 추가/복제함으로써 (Nc+N)개의 심볼을 Parallel-to-Serial (P2S) 변환 후 출력할 수 있다. CP 삽입 블록 335에서 출력된 심볼들은 DAC, RF 모듈을 거쳐 상향 변환되어 안테나를 통해 수신단 120으로 송신될 수 있다.

본 개시의 다양한 실시 예들에 따르면, 스펙트럼 셰이핑 필터 계수는 송신단과 수신단이 서로 미리 약속된 유한 개의 필터 중 하나를 선택하여 사용하거나, 자원 할당 크기, 즉 DFT 길이에 따라 일대일대응이 되는 필터 계수를 사용하거나, DFT 길이에 관계 없이 유일한 하나의 필터 계수를 사용할 수 있다.

본 개시의 다양한 실시 예들에 따르면, 스펙트럼 셰이핑 블록 310은 특정 변조 레벨 및 전송 waveform 종류에 한정하여 적용될 수 있다. 예를 들어, 셀룰러 시스템의 상향링크 전송 시 기지국은 단말에게 CP-OFDM 또는 DFT-s-OFDM 중 하나의 waveform을 선택하여 전송하도록 할 수 있고, 스펙트럼 셰이핑은 π/2-BPSK DFT-s-OFDM 전송 시에만 적용하도록 할 수 있다.

또한, 스펙트럼 셰이핑을 의무 사항이 아닌 단말의 능력(capability)으로 간주하여 초기 접속 시 단말이 기지국으로 자신의 능력을 전달하는 (capability negotiation) 과정에서 스펙트럼 셰이핑 가능 유무를 알려 기지국이 해당 단말에게 특정 waveform과 변조 방식의 조합으로 상향링크 데이터 전송 시 스펙트럼 셰이핑 적용 유무를 제어할 수 있다. 일례로, 스펙트럼 셰이핑 능력이 있는 단말에 대해 기지국은 π/2-BPSK DFT-s-OFDM으로 PUSCH 전송 시에 DCI 도는 RRC를 통해 해당 단말에게 스펙트럼 셰이핑을 적용시킬지, 적용시키지 않을지 지시할 수 있다.

추가적으로, 스펙트럼 셰이핑은 단말의 power class와 연관되어 capability negotiation이 이루어 질 수도 있다. 일례로, 단말의 power class에 따라 스펙트럼 셰이핑 적용 가능 여부를 매핑시켜 능력 정보를 기지국으로 전달할 수 있다. 예를 들어, 23dBm 단말에는 스펙트럼 셰이핑 불가, 26dBm 단말에는 스펙트럼 셰이핑 가능 형태로 매핑되어 단말의 해당 power class 정보를 획득하면 기지국은 implicit하게 해당 단말의 스펙트럼 셰이핑 적용 여부를 판단할 수도 있다. 이 경우, 스펙트럼 셰이핑이 가능한 단말에 대해, 특정 waveform과 변조 방식의 조합으로 상향링크 데이터 전송 시 항상 스펙트럼 셰이핑을 적용하여 전송하도록 할 수도 있고 (기지국과 단말이 기 약속하는 형태), 앞서 언급한 바대로 시그널링을 통해 스펙트럼 셰이핑 적용 유무를 변경시킬 수도 있다.

이제 셀룰러 시스템의 상향링크 데이터 채널 (Physical Uplink Shared Channel, PUSCH) 전송 시 본 개시의 단말의 상향링크 송신 신호 생성 방법을 상세히 기술하도록 한다.

도 4는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 송신단 110의 통신부의 구성의 예로서 셀룰러 시스템의 단말의 상향링크 PUSCH 전송 구조를 도시한다. 도 4에 예시된 구성은 통신부 220의 일부 구성으로서 이해될 수 있다. 도 4에 도시된 송신단 110의 통신부는 스크램블링(scrambling) 블록 405, 변조(modulation) 블록 410, 레이어 매핑(layer mapping) 블록 415, 스펙트럼 셰이핑(spectrum shaping) 블록 420, DFT (또는 transform precoder) 블록 425, 프리코딩(precoding) 블록 430, 리소스 매핑 (resource mapping 또는 resource element mapper) 블록 435, CP-OFDM 신호 생성 블록 440을 포함할 수 있다.

단말은 전송하고자 하는 데이터 비트를 기지국과의 기 약속된 규칙으로 오류정정부호화를 거쳐 하나 이상의 codeword를 생성할 수 있다. 각 codeword q에 대하여, 기지국과의 기 약속된 규칙으로 도 4의 스크램블링 블록 405에서 스크램블링을 수행할 수 있다. 스크램블링 블록 405의 출력 비트열을

이라 하면, 도 4의 변조(modulation) 블록 410은 비트열

을 입력 받아 기지국이 지시한 변조 방식에 따라 변조를 수행한 후 변조된 복소(complex-valued) 심볼

을 출력할 수 있다. 복소 변조 심볼들

은 레이어 매핑 (layer mapping) 블록 415를 거쳐 하나 이상의 엔트리(entry)를 갖는 레이어 심볼 벡터

,

에 매핑될 수 있다. 여기서 v는 레이어 수를 의미하며,

는 레이어 당 변조 심볼 수를 의미한다.

5G 셀룰러 시스템에서는 상향링크 waveform으로 CP-OFDM 또는 DFT-s-OFDM을 사용할 수 있는데, 데이터 전송률 향상을 위해서는 MIMO 전송이 가능한 CP-OFDM을 사용하고, 커버리지 향상을 위해서는 단일 레이어 (single layer, SISO) 전송으로 DFT-s-OFDM을 사용할 수 있다. 다시 말하면, 기지국의 선택에 따라 단말은 스펙트럼 셰이핑 블록 420 및 DFT 블록 425를 적용할 수도 있고, by-pass 시킬 수도 있다.

또한, 기지국의 선택에 따라 단말은 스펙트럼 셰이핑 블록 420만 by-pass하고 DFT 블록 425는 적용할 수도 있다. 이는 스펙트럼 셰이핑이 기지국 구현에 따라 선택적으로 전송 가능하게 하기 위함이다.

특히 DFT-s-OFDM은 단일 레이어, 즉 layer 0번을 통해 전송될 수 있고, 이때 레이어 매핑 블록의 역할은 입력 심볼을 아무런 가공 없이 그대로 출력 심볼로 넘겨주는 것이다. 이를 수학식으로 나타내면

이며,

관계가 성립하고, 도 4에서의 스펙트럼 셰이핑 블록 420의 입력은

이 된다.

단말은 PUSCH 전송 시 하향링크 제어 채널 (Physical downlink control channel, PDCCH) 등을 통해 기지국으로부터 전달받은 PUSCH 자원 할당 정보를 통해 DFT 크기

를 추출해낼 수 있다. 이 값은 수학식

으로 표현될 수 있으며, 여기서

는 자원 할당의 단위인 리소스 블록 (resource block, RB) 개수로 표현되는 PUSCH 대역폭을 의미하며,

는 하나의 리소스 블록을 구성하는 OFDM 부반송파(subcarrier) 개수를 의미한다. 구체적으로, 5G 셀룰러 시스템에서

=12 일 수 있고,

는 단말의 DFT 구현 복잡도 감소를 위해 <수학식 1>을 만족시키는 유한한 자연수(natural number) 값들로 한정될 수 있다.

<수학식 1>

where

is a set of non-negative integers and

is the maximum number of subcarriers allocated for PUSCH in the system.

단말은 PDCCH, RRC message 등을 통해 기지국으로부터 PUSCH 전송 시 DFT-s-OFDM 적용 및 스펙트럼 셰이핑 적용을 지시받을 수 있다. 특히, 스펙트럼 셰이핑 적용은 특정 변조 방식에 연계되어 적용할 수 있다. 일례로, 단말은 π/2-BPSK DFT-s-OFDM 전송 또는 π/4-QPSK DFT-s-OFDM 전송 시에만 스펙트럼 셰이핑을 한정적으로 적용할 수 있다.

이제 단말이 PUSCH 전송 시 스펙트럼 셰이핑 및 DFT spreading을 적용할 경우 스펙트럼 셰이핑 블록 420 및 DFT 블록 425의 구체적인 동작을 기술한다.

도 4에서 스펙트럼 셰이핑 블록 420은 DFT 블록 425 이전, 즉 시간 영역에서 스펙트럼 셰이핑을 수행한다. 이 동작은 수학적으로 DFT 블록 길이의 입력 심볼 벡터와 주어진 스펙트럼 셰이핑 필터와의 순환 컨볼루션(circular convolution)을 의미한다.

스펙트럼 셰이핑 필터는 기지국과 단말 사이에 약속된 계수를 사용하여 적용할 수 있다. 이때 스펙트럼 셰이핑 필터 계수를 주파수 영역에서 정의할 경우, 즉 DFT spreading 이후 심볼별 곱셈 연산 계수로 정의할 경우 DFT 크기 종류에 따라 계수를 정의내려야 하므로 규격적으로 표현하기에 어려움이 있다. 이를 해결하기 위해서는 하나의 주파수 영역 스펙트럼 셰이핑 함수를 실수 영역 [0, 2π) 또는 [-π, π)에서 정의하고 DFT 크기에 따라 해당 영역을 균등하게 샘플링(sampling)한 후 정규화(normalization)하여 사용하도록 할 수 있다. 이 경우 수학적으로 동일한 연산을 DFT spreading 이전, 즉 시간 영역 스펙트럼 셰이핑 필터로 간단히 정의하여 수행할 수 있다.

<수학식 2>는 본 개시의 시간 영역 스펙트럼 셰이핑 필터 h_ss[i]에 대한 정의의 일례이다.

<수학식 2>

where

is the delta function in discrete-time domain defined as follows:

<수학식 3>은 본 개시의 시간 영역 스펙트럼 셰이핑 필터 에 대한 정의의 또 다른 일례이다.

<수학식 3>

where

is the delta function in discrete-time domain defined as follows:

스펙트럼 셰이핑 블록 420은 입력

에 대해

개수만큼 분리되어 각

개 심볼에 대해 스펙트럼 셰이핑 필터 h_ss[i] 와 순환 컨벌루션(circular convolution) 연산을 수행하여

을 출력하며, 이는 <수학식 4>로 표현할 수 있다.

<수학식 4>

where L_h is number of filter taps of h_ss[i] (

) and

is modulo operation with

. For example,

.

DFT 블록 425는

개 복소 심볼로 구성된

개 블록에 대해 각각 DFT를 수행하여 출력하며, 이는 <수학식 5>로 표현할 수 있다.

<수학식 5>

프리코딩 블록 430은 상향링크에서 단말이 CP-OFDM waveform으로 SISO 또는 MIMO 전송 시 각 레이어 심볼에 대해 공간적(spatial) 프리코딩을 적용시킨다. 이때 전송 모드에 따라 적용되는 프리코더는 상이할 수 있다. 레이어 매핑 블록 415의 출력을

,

이라 하면, 프리코딩 블록 420은 이를 입력받아 프리코딩 적용 후

,

을 각 안테나 포트 별 리소스 매핑 블록 435로 출력한다. 이때, 레이어 0에 해당하는 출력은 스펙트럼 셰이핑 블록 420, DFT 블록 425를 by-pass하고 바로 프리코더 블록 430의 입력으로 보내질 수 있다. CP-OFDM 전송에 해당하는 프리코딩에 대한 일반적인 수학식은 <수학식 6>과 같이 표현될 수 있다.

<수학식 6>

상향링크에서 단말이 DFT-s-OFDM waveform으로 단일 레이어 전송 시에는 레이어 0의 출력은 스펙트럼 셰이핑 블록 420, DFT 블록 425를 거쳐 프리코딩 블록 430의 입력으로 보내어질 수 있으며, 이때 프리코딩 블록 430의 역할은 해당 신호를 by-pass 시키는 것이며, 이는 <수학식 7>로 표현할 수 있다.

<수학식 7>

도 4에 도시하지는 않았으나 리소스 매핑 블록 435 및 CP-OFDM 신호 생성 블록 440에서 채널 추정을 위한 DMRS (Demodulation RS) 등이 PUSCH 데이터 심볼과 함께 TDM 또는 FDM 형태로 삽입되어 최종적인 CP-OFDM 심볼이 생성될 수 있다.

DFT-s-OFDM waveform으로 단일 스트림 전송 시 기저대역 신호는 일반적으로 <수학식 8>과 같이 나타낼 수 있다.

<수학식 8>

여기서

는 기지국이 단말에게 할당해준 주파수 자원에 해당하는 부반송파 인덱스이며, 리소스 매핑 규칙에 따라 해당 인덱스는 달라질 수 있다.

는 OFDM의 부반송파 이격(subcarrier spacing)을, N_{CP ,l}은 l번째 OFDM 심볼의 CP 길이를 기준 시간 T_s로 나눈 정수 샘플 수를,

은 안테나 포트 p의 (k,l)번째 리소스 엘리먼트 (resource element)에 매핑될 송신 심볼을 각각 의미한다. (k는 주파수 축 부반송파 인덱스이며, l은 OFDM 심볼 인덱스를 의미한다.)

<수학식 4>의 스펙트럼 셰이핑 계수는 상향링크 전송 신호의 PAPR, 수신단의 EVM/BLER 등 성능, 구현 복잡도 등을 종합적으로 고려하여 결정될 수 있다. 구현 복잡도 감소 측면에서는 <수학식 2> 또는 <수학식 3>과 같은 하나의 계수로 통일시킬 수도 있으나, 특정 조건을 명시하여 단말의 구현 자유도를 높일 수도 있다. 일례로, <수학식 4>와 같은 시간 영역 스펙트럼 셰이핑 (TDSS)의 경우 고정된 계수를 명시하는 대신 다음과 같은 조건들을 명시할 수 있다.

● 전력 정규화 (Power normalization):

● 최대 필터 탭 수: 일례로, L_h≤3 또는 L_h=2

● 필터 계수의 특성: 일례로, real-symmetric, conjugate-symmetric, equal-gain, low-pass, high-pass 등

● DFT 크기에 대한 의존성: 일례로 계수가 function of L인지 여부

상기 조건들은 동시에 모두 한정될 수도 있고, 일부 조건들만 선택적으로 채용하여 한정될 수도 있다. 일례로, <수학식 2>의 필터 계수는 상기 조건 중 전력 정규화, 최대 필터 탭 수 2, real-symmetric, equal-gain, high-pass, DFT 크기에 대한 무의존성 조건을 만족한다. <수학식 3>의 필터 계수는 상기 조건 중 전력 정규화, 최대 필터 탭 수 2, equal-gain, high-pass, DFT 크기에 대한 의존성 조건을 만족한다. 여기에 추가적으로 단말이 특정하지 않은 계수를 사용하더라도 기지국이 수신 시 EVM 요구 조건을 만족시킬 수 있도록 필터 계수가 선택되어야 할 것이다.

상기 조건들 중 최대 필터 탭 수는 필터의 지연 및 구현 복잡도와 밀접한 연관이 있다. 시간 영역 스펙트럼 셰이핑은 순환 컨벌루션 (circular convolution) 연산을 통해 이루어지므로 non-zero tap 수가 증가할수록 그 복잡도가 2차/3차 다항식 형태로 증가하므로 가능하면 non-zero tap 수가 적은 것이 복잡도를 낮추는데 용이하다. 또한 non-zero tap이 h_ss[0]부터 존재하지 않고 그 이후부터 존재한다면 필터의 특성 상 지연으로 인해 전송 시 DFT 이전의 데이터 심볼 순서와 수신 복조 시 IDFT 이후의 데이터 심볼 순서가 서로 달라져 성능 열화가 크게 발생할 수 있다. 따라서, 이를 방지하기 위해서는 필터 계수를 명시하여 기지국과 단말이 서로 알고 있도록 하거나, 필터 계수를 명시하지 않되 상기 조건을 명시하여 데이터 심볼의 필터 지연에 의한 순환 이동 현상을 방지할 수 있다.

상기 조건들 중 low-pass/high-pass 구별의 이유는 <수학식 8>과 같이 CP-OFDM, DFT-s-OFDM과 같이 waveform 종류에 무관하게 상향링크 OFDM 신호 생성 방식을 정의할 때, TDSS의 계수로 high-pass 필터로 정의해야 리소스 매핑 블록 435에서 추가적인 규칙 생성 없이 DFT 출력을 순차적으로 IFFT에 매핑시킬 수 있기 때문이다. 만약, low-pass 필터도 정의내릴 경우에는 DFT 출력을 IFFT에 매핑시킬 때 DFT 크기의 반만큼 순환 이동 (circular shift)하여 매핑해야만 송신 스펙트럼이 할당된 대역의 중앙으로 에너지가 집중될 수 있다.

상기 조건들 중 계수에 대한 weight symmetry (대칭성) 조건은 필터의 group delay를 주파수에 무관하게 일정하게 유지시켜줄 수 있고 (즉, 선형 위상 (linear phase) 필터가 가능해진다), 구현적인 측면에서도 다양한 저복잡도 구조를 고려할 수 있는 장점이 존재한다.

<수학식 2>와 <수학식 3>의 필터 계수는 DFT 크기에 대한 의존성 여부 차이가 있는데, 구현적으로는 <수학식 2>가 더 간단한 장점이 있으나 전송 스펙트럼의 에너지 대칭성 측면에서는 <수학식 3>이 더 좋아 ACLR 조건 만족 등에 용이할 수 있다. <수학식 2>의 주파수 응답을 보면 H[0] 값이 항상 0이고 나머지 H[1], …, H[L-1]의 크기(gain)가 H[L/2]를 기준으로 서로 대칭적인 형태가 되어 전체 DFT 크기 기준으로는 에너지 대칭성이 없고 우측 (high frequency 쪽)으로 약간 치우쳐진 형태가 되며, 이를 보정하는 역할을 하는 것이 <수학식 3>의 필터 계수이다.

다른 한편으로, 시간 영역 스펙트럼 셰이핑 필터의 조건 대신 주파수 영역 스펙트럼 셰이핑 (FDSS) 필터(연산의 형태 상 윈도우라고 부를 수도 있다)의 조건으로 단말에 구현 자유도를 부여할 수도 있다. FDSS 계수 추출은 DFT 크기에 따라 변동될 수 있기 때문에 DFT 크기에 따라 실시간으로 계수를 생성해내려면 기존에 잘 알려진 window function들 중 하나를 택하여 DFT 크기 만큼 할당된 대역에 맞추어 샘플링하여 FDSS 계수를 추출할 수 있다. Root Raised Cosine 같은 윈도우 함수가 대표적인데, roll-off에 해당하는 excess bandwidth가 존재하므로 DFT 크기 만큼만으로 대역 확장 없이 사용하기 위해 roll-off 영역의 계수를 모두 0으로 만든 truncated RRC 윈도우를 생각해 볼 수 있다. 이때, 전송 대역 중앙 부분 쪽 FDSS 계수들의 weight가 서로 동일한 영역을 ‘spectrum flatness’ 영역이라하고, 전송 대역 가장자리(edge) 부분 쪽, 즉 roll-off의 영향을 받은 FDSS 계수들 영역을 ‘spectrum non-flatness’ 영역이라할 때, FDSS 계수의 조건을 non-flatness 계수가 곱해질 톤 수를 일정 값 이내로 한정하여 spectrum flatness를 유지할 수 있게 하여 기지국 수신기가 정확한 스펙트럼 셰이핑 계수를 모르고도 그 영향을 가능한 줄일 수 있게 할 수 있다. 그러나 이러한 방식은 스펙트럼 셰이핑에 의한 전송 신호의 PAPR 감소 능력이 떨어지기 때문에 서로 장/단점을 최적으로 절충할 필요가 있을 수 있다. 따라서 ‘spectrum non-flatness’ 영역의 톤 수로 FDSS 계수 조건을 한정하려할 때, 해당 톤 수는 할당된 DFT 크기에 의존시키지 않고 고정된 값으로 결정하거나, roll-off 값을 고려하여 할당된 DFT 크기에 의존하는 값으로 결정할 수 있다. 일례로, 자원 할당 단위인 Physical Resource Block (PRB) 내 부반송파 개수가 12일 때, 최소 자원 할당 단위를 고려하여 FDSS non-flatness 톤 수를 2 또는 4이하로 한정하거나, <수학식 1>에 언급한 바와 같이 다양한 DFT 크기

에 RRC의 roll-off 값 β(0≤β≤1)에 해당하는 톤 수 즉,

이하로 한정할 수 있다. Spectrum flatness 영역을 늘리려면 0에 가까운 β값을 설정하면 되고,

는 floor 함수를 의미한다 (.을 넘지않는 최대 정수)

이제 상기한 바와 같이 기지국과 단말이 서로 약속된 스펙트럼 셰이핑 계수를 사용하지 않고 단말이 한정된 조건 내에서의 스펙트럼 계수를 사용하여 상향링크 전송을 할 경우, 기지국이 단말이 사용한 스펙트럼 셰이핑 계수를 모르는 상태에서도 수신 성능을 큰 열화없이 유지하기 위한 단말의 전송 방법을 설명한다.

<도 3> 및 <도 4>와 같은 전송 구조는 기지국과 단말이 기 약속된 스펙트럼 셰이핑 계수를 사용하여 단말이 데이터를 전송할 때 PUSCH에 대한 DMRS 심볼에는 스펙트럼 셰이핑을 적용하지 않고 전송하여 기지국은 해당 DMRS 심볼을 통해 채널을 추정, 등화한 후 기 약속된 스펙트럼 셰이핑에 대한 적절한 후처리 (예를 들면, matched filtering)를 통해 단말의 데이터 심볼을 복조할 수 있다. 그러나, 기지국이 단말이 사용한 스펙트럼 셰이핑 계수를 모르는 경우 이러한 방식을 사용할 경우 스펙트럼 셰이핑으로 인한 유효 채널 (effective channel) 변경으로 인해 성능이 열화될 수 있다. 따라서 이 경우에는 DMRS 심볼에도 단말이 스펙트럼 셰이핑을 적용하여 전송시키면 기지국이 스펙트럼 셰이핑을 실제 채널과 결합한 유효 채널로 간주하여 채널 추정을 하고 등화한 후 데이터 심볼을 복조하는데 큰 도움을 줄 수 있다.

DFT-s-OFDM으로 PUSCH 전송 시, 기존 LTE 때와 마찬가지로 DMRS는 변조 방식과는 무관하게 설계된 시퀀스 및 패턴을 사용할 수 있다. 일례로, DFT-s-OFDM으로 PUSCH 전송 시 사용 가능한 변조 방식으로 π/2-BPSK, QPSK, 16-QAM, 64-QAM, 256-QAM이 존재한다고 할 때, 스펙트럼 셰이핑은 π/2-BPSK으로 변조시에만 선택적으로 적용되므로 이 경우에만 DMRS에 스펙트럼 셰이핑을 적용할 수 있다. 그러나 보통 DMRS는 transform precoding (DFT)을 적용하지 않고 주파수 영역으로 설계되어 IFFT에 직접 매핑되므로 시간 영역에서 정의된 circular convolution 필터를 바로 적용할 수는 없다. 이 경우, 다음과 같은 2가지 방식(혹은 장치)으로 스펙트럼 셰이핑을 적용한 π/2-BPSK DFT-s-OFDM 전송 시 사용할 DMRS를 생성할 수 있다.

① 데이터 심볼 전송에 사용하는 시간 영역 필터 계수에 DFT를 적용하여 주파수 영역 계수를 생성 후 DMRS 시퀀스에 tone-by-tone으로 곱셈을 취하여 DMRS에 스펙트럼 셰이핑을 적용한 후 IFFT에 매핑

② 주파수 영역에서 설계된 DMRS에 IDFT를 적용하여 시간 영역 시퀀스를 생성한 후 이를 데이터 심볼 전송에 사용하는 시간 영역 필터 계수와 순환 컨벌루션을 수행 후 DFT를 다시 적용하여 IFFT에 매핑

방법 ①을 이용할 경우, <도 3>의 RS 생성 블록 320에서 스펙트럼 셰이핑 블록 310 내 필터 계수를 이용하여 해당 과정을 수행할 수 있다. 이때 신호의 전력이 정규화되도록 하는 방법/장치가 요구된다. 보통 시간 영역 스펙트럼 셰이핑 필터 계수가 <수학식 2> 또는 <수학식 3>과 같이 계수 파워의 합이 1로 정규화되어 있고, DFT 연산이 <수학식 5>와 같이 일반적으로 입출력 파워가 변하지 않도록 정규화 되어 있는 경우를 상정할 때 (

을 곱하였다), DMRS에 곱할 주파수 영역 스펙트럼 셰이핑 (frequency domain spectrum shaping, FDSS) 계수는 다음과 같이 도출할 수 있다.

<수학식 9>

여기서 <수학식 5>와 달리 정규화 계수

이 삭제된 이유는 FDSS의 경우 tone-by-tone 형태로 이후 곱셈이 이루어질 것이기 때문에 할당된 톤에 적용될 FDSS 계수 파워 합이 1이 될 경우 곱셈 이후 신호 파워의 합이 1로 정규화 되어버려 원래 전송 데이터 심볼의 파워의 합 (보통 평균적으로 DFT 크기인

)보다 줄어들게 된다. 따라서 이를 방지하기 위해 FDSS 계수 H_ss[k]는 그 파워의 합이 1이 아닌 DFT 크기, 즉,

이 되어야 하며, <수학식 9>가 이를 반영한 생성 식이다.

매번 필터 계수를 DFT 처리하는 것이 구현적으로 부담이 될 경우, 큰 양의 메모리를 활용하여 해당 시간 영역 필터 계수에 대한 DFT 크기 별 출력 계수들을 미리 계산하여 저장해두고 기지국이 할당해 준 DFT 크기에 따라 그 값을 읽어 들여 DMRS 시퀀스와 곱셈을 수행할 수도 있다.

단일 레이어 전송이라고 하더라도 2개 이상의 논리적 안테나 포트로 프리코더를 통해 상향링크 전송을 하는 경우 데이터 심볼과 TDM 되어 있는 DMRS 심볼은 포트 별로 서로 매핑될 DMRS 자원 (RE, resource element)가 직교성을 유지할 수 있도록 interleaving되어 전송될 수 있다. 일례로, port 0의 DMRS는 할당된 부반송파 자원 중 짝수 부반송파 인덱스에, port 1의 DMRS는 홀수 부반송파 인덱스에 매핑될 수 있다. 이 때 스펙트럼 셰이핑을 다음과 같이 각 포트의 DMRS에 적용시킬 수 있다.

<수학식 10>

즉, 각 포트의 DMRS 시퀀스를 할당된 DFT 크기의 반 길이만큼 생성한 뒤 짝수 인덱스 톤의 스펙트럼 셰이핑 계수를 이용하여 포트 0의 DMRS와 곱한 뒤 포트 0의 IFFT에 매핑하고 (홀수 인덱스 톤에는 zero 삽입), 홀수 인덱스 톤의 스펙트럼 셰이핑 계수를 이용하여 포트 1의 DMRS와 곱한 뒤 포트 1의 IFFT에 매핑할 수 있다 (짝수 인덱스 톤에는 zero 삽입). 이와 동일한 방식으로 3개 이상의 다중 안테나 포트로의 전송 시 DMRS에 대한 스펙트럼 셰이핑 규칙을 확장시킬 수 있다. 이 경우 전송 전력은 상기한 바와 같은 <수학식 2>, <수학식 5>, <수학식 9>의 전송 전력 정규화 규칙을 준수한다면 다중 포트 전송의 경우에도 단일 포트 전송 시와 동일한 송신 전력을 유지시킬 수 있다.

다른 한편으로, 단말이 단일 포트 데이터 전송을 하려할 때, 해당 포트에 대한 DMRS가 이미 다중 포트 전송을 위해 균일한 간격으로 interleaving 되어 설계되었을 경우 해당 DMRS에 스펙트럼 셰이핑을 적용하려 할 때, 할당된 주파수 자원 내 DMRS로 약속된 RE에만 FDSS 계수가 곱해지고, 다른 포트를 위해 약속된 나머지 RE에는 FDSS 계수가 0과 곱해질 것이므로 <수학식 9>와 같이 FDSS 계수를 만든다고 하더라도 정규화가 용이하지 않을 수 있다. 이 경우, <수학식 9>에서 생성된

개의 FDSS 계수들 중에서 다시 해당 포트에 약속된 RE 자원에 해당하는 계수들만으로 그 파워 합이

이 되도록 한번 더 정규화할 수도 있고, FDSS 계수에 대한 재 정규화없이 DMRS에 power control 파라미터 (계수)를 적용하여 interleaving 간격 만큼 해당 비율로 데이터 심볼 전력 대비 줄어드는 전력을 보상시킬 수도 있고, 상기 2가지 방식을 결합시켜 정규화 과정을 진행할 수도 있다.

방법 ②를 이용할 경우, 주파수 영역 DMRS에 IDFT 적용 후 <도 3>의 데이터 심볼 생성 블록을 그대로 활용하여 변조 블록 305 출력 대신 해당 출력을 스펙트럼 셰이핑 블록 310 입력으로 넣어 DMRS 심볼을 생성할 수 있다. 만약 실시간으로 DMRS IDFT 적용이 구현적으로 부담이 될 경우, 큰 양의 메모리를 활용하여 주파수 영역의 DMRS에 대한 IDFT 출력 값들을 주파수 자원 영역 위치와 DFT 크기에 따라 미리 계산하여 저장해두고 기지국의 자원 스케줄링 지시에 따라 그 값을 읽어들여 스펙트럼 셰이핑 블록 310 입력으로 넣어 DMRS 심볼을 생성할 수 있다.

다른 한편으로, 기지국과 단말이 스펙트럼 셰이핑 계수를 서로 약속하여 미리 알고 있다고 하더라도 DFT-s-OFDM용 DMRS 심볼의 PAPR (LTE에서는 약 2~5dB 수준)이 스펙트럼 셰이핑을 적용한 π/2-BPSK DFT-s-OFDM 데이터 심볼의 PAPR (약 1~3dB 수준)이 큰 경우가 발생하면 단말이 전력 증폭기 임계치 근방에서 상향링크 전송을 할 경우에 전력 증폭기의 비선형성으로 인해 상대적으로 더 높은 PAPR을 가진 DMRS 심볼의 선형성이 데이터 심볼에 비해 더 많이 파괴되어 기지국 수신 시 채널 추정 성능에 열화를 가져올 수 있다. 따라서, 이 경우에도 π/2-BPSK DFT-s-OFDM 데이터 심볼과 마찬가지로 DMRS 심볼에도 스펙트럼 셰이핑을 적용하여 PAPR을 낮추어 전송하도록 하여 기지국 수신 성능을 향상시킬 수 있다. 이 경우 기지국은 스펙트럼 셰이핑 계수를 미리 알고 있으므로 다양한 방법을 통해 DMRS에 적용된 스펙트럼 셰이핑 효과를 제거한 채널을 효과적으로 얻어내거나, 스펙트럼 셰이핑 계수를 몰랐을 때처럼 스펙트럼 셰이핑을 결합한 유효 채널을 이용하여 등화시킬 수도 있다.

변조 방식에 무관하게 설계된 DMRS를 이용하여 스펙트럼 셰이핑을 적용한 π/2-BPSK DFT-s-OFDM 수신 성능이 상대적으로 높은 PAPR을 갖는 DMRS에 의해 성능 열화가 크게 발생할 경우, π/2-BPSK 변조 시 QPSK, 16QAM 등 고차 변조 전송 시 사용되는 DMRS와 별도로 PAPR 저감에 특화된 DMRS를 설계하여 운용할 수도 있다.

한편, 본 명세서와 도면에 개시된 본 발명의 실시예들은 본 발명의 기술 내용을 쉽게 설명하고 본 발명의 이해를 돕기 위해 특정 예를 제시한 것일 뿐이며, 본 발명의 범위를 한정하고자 하는 것은 아니다. 즉 본 발명의 기술적 사상에 바탕을 둔 다른 변형예들이 실시 가능하다는 것은 본 발명의 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 것이다. 또한 상기 각각의 실시 예는 필요에 따라 서로 조합되어 운용할 수 있다.

Claims (16)

1. 무선 통신 시스템에서 통신 장치의 신호 전송 방법에 있어서,
   시간 도메인 스펙트럼 셰이핑(spectrum shaping) 필터에 이용되는 계수를 결정하는 단계;
   상기 시간 도메인 스펙트럼 셰이핑에 의하여, 상기 계수를 갖는 변조된 심볼들의 순환 컨볼루션(circular convolution)을 수행하는 단계; 및
   수신 장치로, 상기 시간 도메인 스펙트럼 셰이핑에 의하여 처리된 데이터 심볼들에 기반한 신호를 전송하는 단계를 포함하고,
   상기 계수는, 기 설정된 필터 탭의 최대 개수인 2 또는 3을 만족하고,
   상기 시간 도메인 스펙트럼 셰이핑 필터에 입력되는 상기 변조된 심볼들의 개수는, 상기 시간 도메인 스펙트럼 셰이핑 필터에 의하여 처리된 상기 데이터 심볼들의 개수와 동일한 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
2. 제1항에 있어서,
   상기 통신 장치는, 사용자 장치(user equipment)이고,
   상기 신호는, 상향 링크 신호인 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
3. 제1항에 있어서,
   상기 계수는, 전력 정규화(power normalization), 필터 계수의 특성, 또는 DFT(Discrete Fourier Transform) 크기에 대한 의존성 중 적어도 하나에 기반하여 결정되는 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
4. 제3항에 있어서,
   상기 필터 계수의 특성은, real-symmetric 필터, conjugate-symmetric 필터, equal-gain 필터 또는 low-pass 필터 중 적어도 하나와 대응되는 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
5. 제1항에 있어서,
   상기 시간 도메인 스펙트럼 셰이핑 필터 h_ss[i]은 하기의 식을 만족하고,
   

   

   ,
   여기에서 δ[i]는 델타 함수인 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
6. 제1항에 있어서,
   상기 시간 도메인 스펙트럼 셰이핑 필터 h_ss[i]은 하기의 식을 만족하고,
   

   

   ,
   여기에서 δ[i]는 델타 함수이고,
   

   

   은 PUSCH(Physical Uplink Shared Channel) 전송 동안 DFT(Discrete Fourier Transform) 크기인 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
7. 제1항에 있어서,
   상기 시간 도메인 스펙트럼 셰이핑 필터에 의한 스펙트럼 셰이핑은, π/2 BPSK(Binary Phase Shift Keying) 변조 방식의 DFT-s-OFDM(Discrete Fourier Transform-spread-orthogonal frequency division multiplexing) 전송 동안에만 적용되는 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
8. 제1항에 있어서,
   주파수 맵을 생성하기 위해, 복조 기준 신호(demodulation reference signal, DMRS) 시퀀스의 각 톤을 곱하는 단계; 및
   상기 주파수 맵을 상기 DMRS 시퀀스에 대응되는 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)에 적용하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 전송 방법.
9. 무선 통신 시스템에서 신호 전송을 위한 통신 장치에 있어서,
   송수신부; 및
   시간 도메인 스펙트럼 셰이핑(spectrum shaping) 필터에 이용되는 계수를 결정하고, 상기 시간 도메인 스펙트럼 셰이핑에 의하여, 상기 계수를 갖는 변조된 심볼들의 순환 컨볼루션(circular convolution)을 수행하며, 수신 장치로, 상기 시간 도메인 스펙트럼 셰이핑에 의하여 처리된 데이터 심볼들에 기반한 신호를 전송하도록 상기 송수신부를 제어하는 제어부를 포함하고,
   상기 계수는, 기 설정된 필터 탭의 최대 개수인 2 또는 3을 만족하고,
   상기 시간 도메인 스펙트럼 셰이핑 필터에 입력되는 상기 변조된 심볼들의 개수는, 상기 시간 도메인 스펙트럼 셰이핑 필터에 의하여 처리된 상기 데이터 심볼들의 개수와 동일한 것을 특징으로 하는 통신 장치.
10. 제9항에 있어서,
    상기 통신 장치는, 사용자 장치(user equipment)이고,
    상기 신호는, 상향 링크 신호인 것을 특징으로 하는 통신 장치.
11. 제9항에 있어서,
    상기 계수는, 전력 정규화(power normalization), 필터 계수의 특성, 또는 DFT(Discrete Fourier Transform) 크기에 대한 의존성 중 적어도 하나에 기반하여 결정되는 것을 특징으로 하는 통신 장치.
12. 제11항에 있어서,
    상기 필터 계수의 특성은, real-symmetric 필터, conjugate-symmetric 필터, equal-gain 필터 또는 low-pass 필터 중 적어도 하나와 대응되는 것을 특징으로 하는 통신 장치.
13. 제9항에 있어서,
    상기 시간 도메인 스펙트럼 셰이핑 필터 h_ss[i]은 하기의 식을 만족하고,
    

    

    ,
    여기에서 δ[i]는 델타 함수인 것을 특징으로 하는 통신 장치.
14. 제9항에 있어서,
    상기 시간 도메인 스펙트럼 셰이핑 필터 h_ss[i]은 하기의 식을 만족하고,
    

    

    ,
    여기에서 δ[i]는 델타 함수이고,
    

    

    은 PUSCH(Physical Uplink Shared Channel) 전송 동안 DFT(Discrete Fourier Transform) 크기인 것을 특징으로 하는 통신 장치.
15. 제9항에 있어서,
    상기 시간 도메인 스펙트럼 셰이핑 필터에 의한 스펙트럼 셰이핑은, π/2 BPSK(Binary Phase Shift Keying) 변조 방식의 DFT-s-OFDM(Discrete Fourier Transform-spread-orthogonal frequency division multiplexing) 전송 동안에만 적용되는 것을 특징으로 하는 통신 장치.
16. 제9항에 있어서,
    상기 제어부는,
    주파수 맵을 생성하기 위해, 복조 기준 신호(demodulation reference signal, DMRS) 시퀀스의 각 톤을 곱하고, 상기 주파수 맵을 상기 DMRS 시퀀스에 대응되는 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)에 적용하는 것을 특징으로 하는 통신 장치.
    

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