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KR102243152B1 - 2 경로 연속 중계 프로토콜을 위한 다중 처프 기반의 중계기 간 간섭 완화 방법 - Google Patents

2 경로 연속 중계 프로토콜을 위한 다중 처프 기반의 중계기 간 간섭 완화 방법 Download PDF

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KR102243152B1
KR102243152B1 KR1020190004786A KR20190004786A KR102243152B1 KR 102243152 B1 KR102243152 B1 KR 102243152B1 KR 1020190004786 A KR1020190004786 A KR 1020190004786A KR 20190004786 A KR20190004786 A KR 20190004786A KR 102243152 B1 KR102243152 B1 KR 102243152B1
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South Korea
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repeater
ccc
chirp
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iri
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신요안
김광열
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숭실대학교산학협력단
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Abstract

본 발명에 따른 2 경로 연속 중계 프로토콜을 위한 다중 처프 기반의 중계기 간 간섭 완화 방법은 (a) 제1 중계기가 자신의 CCC(Cross-Correlation Coefficient: 상호상관계수)를 계산하여 할당하는 단계; (b) 제2 중계기가 상기 중계기 1과 IRI(Inter-Relay Interference:중계기간간섭)를 회피하기 위해 다중 상호상관계수를 계산하는 단계; (c) 상기 제1 중계기와 상기 제2 중계기가 각각 주어진 분할 대역폭 B△와 M△내에서 데이터를 송·수신하는 단계;를 포함하여 SR-CCC와 IR-CCC를 이용하여 IRI 영향을 완화시킴으로써 낮은 SIR 환경에서도 BER 성능을 향상시킬 수 있는 효과가 있다.

Description

2 경로 연속 중계 프로토콜을 위한 다중 처프 기반의 중계기 간 간섭 완화 방법{A Multiple Chirp Based Inter-Relay Interference Mitigation Technique for Two-Path Successive Relaying Protocol}
본 발명은 2 경로 연속 중계 프로토콜을 위한 다중 처프 기반의 중계기 간 간섭 완화 방법에 관한 것으로써, 더욱 상세하게는 하나의 중계기가 송신단으로부터 데이터를 수신하는 동안 또 다른 중계기는 자신이 전송해야 하는 수신단으로 데이터를 중계하는 방식으로, 두 개의 중계기가 교차적으로 데이터를 수신하고 전송하기 때문에 대역 효율성을 높일 수 있는 2 경로 연속 중계(Two-Path Successive Relaying:TPSR) 프로토콜 기술에서, 중계기 간 발생하는 간섭(Inter-Relay Interference:IRI) 문제를 해결하기 위해 단일 중계기 신호 간 상호상관계수뿐만이 아니라, 중계기 신호 간 상호상관계수를 수식적으로 분석하여 IRI를 완화시킬 수 있는 신호 조합함으로써, TPSR 프로토콜을 위한 다중 처프 기반의 IRI를 완화할 수 있는 2 경로 연속 중계 프로토콜을 위한 다중 처프 기반의 중계기 간 간섭 완화 방법에 관한 것이다.
현재까지 연구된 중계 전송 시스템의 IRI 회피 방식은 크게 시간, 주파수, 전력의 3개의 영역으로 구분할 수 있다. 도 1은 중계 전송 시스템에서 IRI 문제를 해결하기 위한 다양한 영역을 도시한 것이다.
도 1a에 도시된 바와 같이, 시간 분할 ORS 기법 ("TD (Time Division)-ORS") 즉 TD-ORS 기법은 각 중계 노드마다 전송 시간을 분할하여 IRI를 회피하는 기법으로, 중계기 i에서의 BER(Bit Error Rate) 성능은 아래의 [수학식 1]과 같이 일반적인 Antipodal 신호의 BER 성능과 동일하게 표현할 수 있다.
Figure 112019004481955-pat00001
그러나, TD-ORS 기법은 반이중(Half-Duplex) 전송을 수행하기 때문에 대역 효율성이 저하되는 단점이 발행하게 된다.
도 1b에 도시된 바와 같이, 주파수 분할 TPSR 기법 ("(Frequency Division)-TPSR") 즉, FD-TPSR 기법은 각 중계 노드마다 대역폭을 분할하여 IRI를 회피하는 기법으로, 대역폭을 분할해서 전송하기 때문에 PG Gp가 절반으로 줄어들게 된다. 아래의 [수학식 2]는 중계기 i에서의 BER 성능을 표현한 것이다.
Figure 112019004481955-pat00002
PG가 절반으로 감소하기 때문에 FD-TPSR의 BER 성능이 TD-ORS 기법보다 약
Figure 112019004481955-pat00003
정도 저하될 수 있으나, 전이중 전송이 가능하기 때문에 대역 효율성은 향상될 수 있다.
도 1c에 도시된 바와 같이, 인지무선 기술 기반 TPSR 기법 ("(Cognitive Radio)-TPSR") 즉 CR-TPSR 기법은 간섭 온도(Interference Temperature)를 이용하여 우선권이 부여된 중계기에 간섭을 끼치지 않는 범위 내에서 우선권이 없는 중계기가 전송할 수 있도록 하는 기법이다. 중계기 i에 우선권이 부여되었다고 가정했을 때 중계기
Figure 112019004481955-pat00004
에서의 BER 성능은 아래의 [수학식 3]과 같다.
Figure 112019004481955-pat00005
상기 [수학식 3]에서
Figure 112019004481955-pat00006
이며,
Figure 112019004481955-pat00007
는 중계기 j로부터의 평균 간섭 전력, QTh는 IRI 간섭 허용치이다. 이 때 충분히 많은 데이터를 전송한다면, 전이중 전송이 가능하고 형평성 문제를 해결할 수 있다.
도 2는 그림 2는 일반적인 BOK(Binary Orthogonal Keying)-CSS 모뎀을 도시한 것이다. 그림에서 c1(t)과 c2(t)는 직교 특성을 지닌 서로 다른 단일 선형 처프 (Single Linear Chirp; SLC)이며, SLC의 기저대역 신호 모델은 아래의 [수학식 4]과 같이 표현된다.
Figure 112019004481955-pat00008
상기 [수학식 4]에서 │t│≤Tc/2, Tc는 처프 신호의 스위핑(Sweeping) 시간 구간, f0는 처프 신호의 시작 주파수, μ=B/Tc는 처프율로 처프 신호의 순간 주파수 변화량[Hz/sec], B는 처프 신호의 확산 대역폭이다.
따라서 처프 신호의 송신 신호 s(t)는 전송 비트 i∈{0, 1}에 따라 비트 i=1이면 c1(t), 비트 i=0이면 c0(t)로 전송한다. n(t)는 평균 0인 AWGN이며, y(t)은 수신 신호이다. 따라서 BOK-CSS 모뎀의 BER 성능은 아래의 [수학식 5]와 같이 표현된다.
Figure 112019004481955-pat00009
하지만, 종래 TPSR 프로토콜은 중계기 간 연속적인 중계로 대역 효율성은 높일 수 있으나 IRI 문제를 발생시킬 수 있다는 문제점이 있다.
또한, 단일 선형 처프(Single Linear Chirp)는 완벽하게 직교하지 않기 때문에 처프 간 상호상관계수(Cross-Correlation Coefficient; CCC)를 고려해야 하는 번거로운 문제점이 있다.
대한민국 등록특허공보 제10-1877267호(2018.07.05)
상술한 바와 같은 문제점을 해결하기 위해 본 발명은 하나의 중계기가 송신단으로부터 데이터를 수신하는 동안 또 다른 중계기는 자신이 전송해야 하는 수신단으로 데이터를 중계하는 방식으로, 두 개의 중계기가 교차적으로 데이터를 수신하고 전송하기 때문에 대역 효율성을 높일 수 있는 2 경로 연속 중계(Two-Path Successive Relaying:TPSR) 프로토콜 기술에서, 중계기 간 발생하는 간섭(Inter-Relay Interference:IRI) 문제를 해결하기 위해 단일 중계기 신호 간 상호상관계수뿐만이 아니라, 중계기 신호 간 상호상관계수를 수식적으로 분석하여 IRI를 완화시킬 수 있는 신호 조합함으로써, TPSR 프로토콜을 위한 다중 처프 기반의 IRI를 완화할 수 있는 2 경로 연속 중계 프로토콜을 위한 다중 처프 기반의 중계기 간 간섭 완화 방법의 제공을 목적으로 한다.
상술한 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 2 경로 연속 중계 프로토콜을 위한 다중 처프 기반의 중계기 간 간섭 완화 방법은 (a) 제1 중계기가 자신의 CCC(Cross-Correlation Coefficient: 상호상관계수)를 계산하여 할당하는 단계; (b) 제2 중계기가 상기 중계기 1과 IRI(Inter-Relay Interference:중계기간간섭)를 회피하기 위해 다중 상호상관계수를 계산하는 단계; (c) 상기 제1 중계기와 상기 제2 중계기가 각각 주어진 분할 대역폭 B△와 M△내에서 데이터를 송·수신하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상술한 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 2 경로 연속 중계 프로토콜을 위한 다중 처프 기반의 중계기 간 간섭 완화 방법은 상기 제1 중계기가 Front 처프의
Figure 112019004481955-pat00010
를
Figure 112019004481955-pat00011
로 계산하고, Back 처프의
Figure 112019004481955-pat00012
를
Figure 112019004481955-pat00013
로 계산하여, 통과대역 B△에서 MLC의 SR-CCC를
Figure 112019004481955-pat00014
로 계산하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상술한 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 2 경로 연속 중계 프로토콜을 위한 다중 처프 기반의 중계기 간 간섭 완화 방법은 제1 중계기 또는 제2 중계기가 동일한 비트를 전송한 경우, Front 처프의 IR-CCC와 Back 처프의 IR-CCC를 각각
Figure 112019004481955-pat00015
와
Figure 112019004481955-pat00016
으로 계산하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상술한 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 2 경로 연속 중계 프로토콜을 위한 다중 처프 기반의 중계기 간 간섭 완화 방법은 상기 제1 중계기 또는 제2 중계기가 상이한 비트를 전송한 경우, Front 처프의 IR-CCC와 Back 처프의 IR-CCC를 각각
Figure 112019004481955-pat00017
와
Figure 112019004481955-pat00018
으로 계산하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상술한 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 2 경로 연속 중계 프로토콜을 위한 다중 처프 기반의 중계기 간 간섭 완화 방법은 상기 제1 중계기 또는 제2 중계기가 동일한 비트를 전송한 경우와 상이한 비트를 전송한 경우 IR-CCC를
Figure 112019004481955-pat00019
으로 계산하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상술한 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 2 경로 연속 중계 프로토콜을 위한 다중 처프 기반의 중계기 간 간섭 완화 방법은 상기 제1 중계기 또는 제2 중계기가 상기 IR-CCC를 반영한 BER 성능을
Figure 112019004481955-pat00020
으로 계산하되, 상기 수학식에서 정규화된 IR-CCC비율 β는
Figure 112019004481955-pat00021
으로 계산하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따른 2 경로 연속 중계 프로토콜을 위한 다중 처프 기반의 중계기 간 간섭 완화 방법은 SR-CCC와 IR-CCC를 이용하여 IRI 영향을 완화시킴으로써 낮은 SIR 환경에서도 BER 성능을 향상시킬 수 있는 효과가 있다.
도 1은 중계 전송 시스템에서 IRI 문제를 해결하기 위한 다양한 영역을 도시한 도면이다.
도 2는 일반적인 BOK(Binary Orthogonal Keying)-CSS 모뎀을 도시한 도면이다.
도 3은 SLC와 MLC의 시간-주파수 관계를 도시한 도면이다.
도 4는 각각의 중계기에 할당되는 분할 대역폭을 도시한 도면이다.
도 5는 분할 대역폭에 따른 SR-CCC와 IR-CCC를 도시한 것이다.
도 6은 Gp=30이고 Eb/N0=-4[dB]일 때, SIR에 따른 BER 성능을 도시한 것이다.
본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 실시예를 가질 수 있는 바, 특정 실시예들을 도면을 참조하여 상세하게 설명하도록 한다. 그러나 이는 본 발명을 특정한 실시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다. 각 도면을 설명하면서 유사한 참조부호를 유사한 구성요소에 대해 사용하였다.
제1, 제2, A, B 등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안된다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어, 본 발명의 권리범위를 벗어나지 않으면서 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다. 및/또는 이라는 용어는 복수의 관련된 기재 항목들의 조합 또는 복수의 관련된 기재 항목들 중의 어느 항목을 포함한다.
어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결되어" 있다거나 "접속되어" 있다고 언급될 때에는 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되어 있거나 또는 접속되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다고 이해되어야 할 것이다. 반면에, 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "직접 연결되어" 있다거나 "직접 접속되어" 있다고 언급된 때에는, 중간에 다른 구성요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다.
본 출원에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 출원에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
다르게 정의되지 않는 한, 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 모든 용어들은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가지고 있다. 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 것과 같은 용어들은 관련 기술의 문맥 상 가지는 의미와 일치하는 의미를 가지는 것으로 해석되어야 하며, 본 출원에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.
명세서 및 청구범위 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성 요소를 포함한다고 할때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성 요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성 요소를 더 포함할 수 있다는 것을 의미한다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
MLC는 균등하게 분할된 처프 시간 동안 서로 다른 처프율로 전송하는 기법으로 주어진 대역폭 내에서 BER 성능을 향상시킬 수 있는 방식이다. 도 3은 이해를 돕기 위해 SLC와 MLC의 시간-주파수 관계를 도시한 것이며, [수학식 6]은 일반적인 MLC의 기저대역 신호 모델을 표현한 것이다.
Figure 112019004481955-pat00022
상기 [수학식 6]에서
Figure 112019004481955-pat00023
와
Figure 112019004481955-pat00024
은 각각 Front 처프와 Back 처프의 지속 시간, Bi는 각 Front 처프에 할당된 대역폭,
Figure 112019004481955-pat00025
와
Figure 112019004481955-pat00026
는 각각 Front와 Back 처프율을 의미한다.
한편
Figure 112019004481955-pat00027
는 처프율 간격 B△은 분할 대역폭이다.
아래의 [수학식 7]은 Front 처프의
Figure 112019004481955-pat00028
를 표현한 것이다.
Figure 112019004481955-pat00029
상기 [수학식 7]에서 변수
Figure 112019004481955-pat00030
로 치환하고, 오일러 공식과 프레넬 적분을 이용하면 아래의 [수학식 8]과 같이 표현된다.
Figure 112019004481955-pat00031
다음으로 Back 처프의
Figure 112019004481955-pat00032
를 표현하면 아래의 [수학식 9]와 같다.
Figure 112019004481955-pat00033
변수 로 치환하기 위해 상기 [수학식 9]를 아래의 [수학식 10]과 같이 변형시킬 수 있다.
Figure 112019004481955-pat00034
최종적으로 오일러 공식과 프레넬 적분을 이용하여 정리하면 아래의 [수학식 11]과 같이 표현된다.
Figure 112019004481955-pat00035
따라서 통과대역에서 MLC의 SR-CCC는 아래의 [수학식 12]와 같다.
Figure 112019004481955-pat00036
이때 상기 SR-CCC만을 고려할 경우에는 동일한 MLC 신호를 이용하기 때문에 IRI의 영향이 줄어들지 않게 된다.
따라서 본 발명에서는 IRI의 영향을 완화시키기 위해 IR-CCC 기반의 다중 분할 대역폭 할당 방법을 제안한다.
<2단계>
도 4는 각각의 중계기에 할당되는 분할 대역폭을 도시한 것이다. 도 4에서 실선은 비트 i=0일 때를 의미하며, 점선은 비트 i=0일 때를 의미한다.
그리고 중계기 1은 분할 대역폭 B△을 이용하며, 중계기 2는 다중 분할 대역폭 M△만큼 떨어진 분할 대역폭을 이용한다. 아래의 [수학식 13]은 중계기 1과 중계기 2에서 전송하는 MLC의 통과대역 신호 모델을 표현한 것이다.
Figure 112019004481955-pat00037
상기 식의
Figure 112019004481955-pat00038
,
Figure 112019004481955-pat00039
는 k번째 중계기의 비트 i에 따라 할당된 대역폭을 의미하며,
Figure 112019004481955-pat00040
와
Figure 112019004481955-pat00041
는 각각 아래의 [수학식 14]와 [수학식 15]로 표현될 수 있다.
Figure 112019004481955-pat00042
Figure 112019004481955-pat00043
여기서,
Figure 112019004481955-pat00044
,
Figure 112019004481955-pat00045
은 중계기 1이 비트 i=1을 보내기 위한 분할 대역폭,
Figure 112019004481955-pat00046
은 중계기 1이 비트 i=0을 보내기 위한 분할 대역폭이다. 이때 중계기 1이 비트 i=1을 전송할 때 발생하는 간섭은 중계기 2가 비트 i=1을 전송할 때와 비트 i=0을 전송할 때로 구분할 수 있다. 따라서 본 발명에서는 중계기 1과 중계기 2가 동일한 비트를 전송했을 때와 상이한 비트를 전송했을 때로 구분하여 IR-CCC를 분석한다.
먼저, 중계기 1과 중계기 2가 동일한 비트를 전송했을 때를 IR-CCC를 살펴보면, 두 개의 중계기가 동일하게 비트 i=1을 전송했을 때 Front 처프의 IR-CCC는 아래의 [수학식 16]과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112019004481955-pat00047
상기 수학식에서
Figure 112019004481955-pat00048
관계를 이용하여,
Figure 112019004481955-pat00049
일 때, f0가 포함된 적분 구간을 무시할 수 있다는 조건을 이용하면 상기 [수학식 16]은 아래의 [수학식 17]과 같이 정리할 수 있다.
Figure 112019004481955-pat00050
상기 [수학식 17]에서
Figure 112019004481955-pat00051
,
Figure 112019004481955-pat00052
는 IR-CCC를 얻기 위한 대역폭 분할 간격이다.
다음으로, 동일한 비트를 전송했을 때의 Back 처프의 IR-CCC는 아래의 [수학식 18]과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112019004481955-pat00053
Front 처프에서와 동일하게 코사인 계산과 적분 조건을 이용하면 상기 [수학식 18]을 아래의 [수학식 19]과 같이 정리할 수 있다.
Figure 112019004481955-pat00054
상기 [수학식 19]에서
Figure 112019004481955-pat00055
이다.
한편, 중계기 1과 중계기 2가 상이한 비트를 전송했을 때를 IR-CCC를 살펴보면, 중계기 1이 비트 i=1을 전송하고, 중계기 2가 비트 i=0을 전송했을 때 Front 처프의 IR-CCC는 [수학식 20]과 같다.
Figure 112019004481955-pat00056
상기 [수학식 20]에서 코사인 관계를 이용하고 적분 조건을 이용하면, 상기 [수학식 20]은 아래의 [수학식 21]과 같이 정리할 수 있다.
Figure 112019004481955-pat00057
상기 [수학식 21]에서
Figure 112019004481955-pat00058
,
Figure 112019004481955-pat00059
이다.
다음으로, 상이한 비트를 전송했을 때의 Back 처프의 IR-CCC는 아래의 [수학식 22]과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112019004481955-pat00060
상기 Front 처프에서와 동일하게 코사인 계산과 적분 조건을 이용하면, 상기 [수학식 22]는 아래의 [수학식 23]과 같이 정리할 수 있다.
Figure 112019004481955-pat00061
상기 [수학식 23]에서
Figure 112019004481955-pat00062
이다.
이하에서 이론적인 IR-CCC를 유도해 보면, 동일한 비트를 전송했을 때와 상이한 비트를 전송했을 때의 IR-CCC를 보면 유사한 형태인 것을 볼 수 있다.
따라서 본 발명은 Front 처프와 Back 처프를 다음과 같이 유도한다. Front 처프의 IR-CCC를 유도하기 위해 상기 [수학식 17]과 [수학식 21]를 다음 식과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112019004481955-pat00063
상기 [수학식 24]에서 변수
Figure 112019004481955-pat00064
로 치환하면, 상기 [수학식 24]는 아래의 [수학식 25]와 같이 표현된다.
Figure 112019004481955-pat00065
이때,
Figure 112019004481955-pat00066
관계와 프레넬 코사인 적분을 이용하면, 상기 [수학식 25]는 아래의 [수학식 26]과 같이 표현된다.
Figure 112019004481955-pat00067
다음으로, Back 처프의 IR-CCC를 유도하기 위해 [수학식 19]와 [수학식 23] 을 연립하면 다음 식과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112019004481955-pat00068
이때, 변수
Figure 112019004481955-pat00069
로 치환하기 위해 상기 [수학식 27]을 아래의 [수학식 28]과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112019004481955-pat00070
그리고
Figure 112019004481955-pat00071
관계를 이용하고 프레넬 코사인 적분과 사인 적분을 이용하면, 상기 [수학식 28]은 아래의 [수학식 29]오 k같이 표현된다.
Figure 112019004481955-pat00072
따라서 동일한 비트와 상이한 비트를 전송했을 때의 최종적인 IR-CCC는 다음 식과 같다.
Figure 112019004481955-pat00073
결과적으로 동일한 비트를 전송했을 때와 상이한 비트를 전송했을 때의 IR-CCC를 각각 얻을 수 있었다.
IR-CCC에 따른 BER 성능을 분석해 보면, [수학식 1]에서 간섭의 크기 α에 따른 BER 성능은 각각의 중계기가 동일한 Antipodal 신호를 이용했을 때 얻을 수 있는 성능이다.
한편, IR-CCC의 물리적인 의미는 중계기 간 전송하는 신호의 유사도 정도를 비율적으로 표현한 것으로, 유사도 정도가 0인 MLC 신호를 이용할 경우, IRI 영향을 직접적으로 낮출 수 있다. 따라서 IR-CCC를 고려한 BER 성능은 아래의 [수학식 31]과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112019004481955-pat00074
상기 [수학식 31]에서 여기서 ρ는 각 변조 기법의 SR-CCC를 의미하며, β는 정규화된 IR-CCC 비율로서 [수학식 32]와 같이 표현된다.
Figure 112019004481955-pat00075
상기 [수학식 32]에서 L은 다중 분할 대역폭의 총 개수로서 ℓ번째 다중 분할 대역폭마다 β가 계산된다. 결과적으로 식 (31)을 통해 알 수 있는 것은 동일한 SNR 조건에서 TPSR의 IRI 영향을 줄이기 위해서는 중계기 간 직교성이 있는 MLC 조합을 이용해야 한다는 것이다. 즉, β
Figure 112019004481955-pat00076
0인 MLC 조합을 이용할 경우 IRI 영향이 사라지게 되며, AWGN 환경에서의 BER 성능과 동일하게 될 수 있다.
BER 성능을 평가하기 위해 도 1과 도 2의 모델을 고려하였으며, 주요 파라미터는 아래의 [표 1]에 정리하였다. BER 성능은 IRI 영향만을 분석하기 위해 중계기 1에서 측정했으며, 이론적인 성능은 상기 [수학식 31]을 통해 얻었다. 또한, SR-CCC에 따른 BER 성능 비교를 위해 일반적인 대역 확산 기법인 DS/BPSK (Direct Sequence Binary Phase Shift Keying)와 단일 선형 처프 (Single Linear Chirp; SLC)를 고려하였으며, 본 발명의 IR-CCC에 따른 BER 성능의 우수성을 평가하기 위해 IRI 완화 기법인 시간 분할 (Time Division; TD)과 주파수 분할 (Frequency Division; FD)도 고려하였다.
Parameter Value
Bit rate Rb=1/Tc 1[Mbps]
Spreading bandwidth B 30[MHz]
Channel AWGN
Number of simulations 1,000,000
<모의실험을 위한 주요 파라미터>
이하에서 분할 대역폭에 따른 SR-CCC와 IR-CCC 분석을 살펴본다.
도 5는 분할 대역폭에 따른 SR-CCC와 IR-CCC를 도시한 것이다. 여기서 IR-CCC를 구하기 위해서는 먼저 중계기 1의 분할 대역폭 B△을 선택해야 하며, 중계기 1의 채널 상태 또는 임무에 따라 분할 대역폭 B△을 선택할 수 있다.
본 발명에서는 중계기 1이 최적의 SR-CCC를 보장해야 한다는 가정 아래, 분할 대역폭 B△을 2.6 [MHz]로 선택하였다. 그리고 IR-CCC는 분할 대역폭 B△이 2.6 [MHz]일 때를 도시한 것이다.
이론적인 SR-CCC는 [수학식 12], 이론적인 IR-CCC 비율은 [수학식 32]를 이용하였다. 도 5를 통해, 이론적인 수식과 MLC 조합을 직접 계산한 것이 동일한 값을 얻음으로써 이론적인 값을 검증할 수 있었다.
한편, 본 발명의 목적은 IRI 완화를 위한 처프율을 제안하는 것이기 때문에, SR-CCC와 IR-CCC 에 따른 BER 성능 검증을 위해, 도 5의 결과를 기반으로 MLC 조합을 아래의 [표 2]와 같이 설정하였다.
여기서 15[MHz]는 균등 분할 대역폭에 따라 선택한 값이다. 그리고 6.6[MHz]는 중계기 2의 BER 성능을 고려한 것이며, 9.2[MHz]는 β
Figure 112019004481955-pat00077
0을 고려한 것이다. 상기 [표 2]를 통해 Case #1과 Case #2는 두 개의 중계기가 동일한 신호(β=1)를 사용하기 때문에 IRI의 영향을 직접적으로 줄일 수 없을 것으로 예상되며, Case #3과 Case #4는 IR-CCC β의 비율에 따라 IRI의 영향을 직접적으로 줄일 수 있을 것으로 예상된다. 그리고 특별히 Case #4(β
Figure 112019004481955-pat00078
0)는 IRI 영향을 배제시킬 수 있을 것으로 예상된다.
Legend Protocl Signal
Type		 B△ M△ ρ β
TD-DS/BPSK Half-duplex Antipodal - -1 1
FD-DS/BPSK Half-duplex Antipodal - -1 1
TPSR-DS/BPSK Full-duplex Antipodal - -1 1
TPSR-SLC Full-duplex SLC - 0.0914 1
TPSR-Case #1 Full-duplex MLC 15[MHz] 15[MHz] -0.0180 1
TPSR-Case #2 Full-duplex MLC 2.6[MHz] 2.6[MHz] -0.1121 1
TPSR-Case #3 Full-duplex MLC 2.6[MHz] 6.6[MHz] -0.1121 -0.273
TPSR-Case #4 Full-duplex MLC 2.6[MHz] 9.26[MHz] -0.1121 0.007
<모의실험을 위한 대역폭 조합>
다음으로 SIR에 따른 BER 성능 분석을 살펴본다.
도 6은 Gp=30이고 Eb/N0=-4[dB]일 때, SIR에 따른 BER 성능을 도시한 것이다.
도 6의 결과를 통해, TD-DS/BPSK 기법과 FD-DS/BPSK 기법은 반이중(Half-Duplex) 중계를 수행하기 때문에 IRI 영향을 받지 않는 것을 볼 수 있다.
그러나 TD-DS/BPSK 기법은 반이중 중계를 수행하기 때문에 대역 효율성이 떨어지는 단점이 발생될 수 있으며, FD-DS/BPSK 기법은 전이중 (Full-Duplex) 중계를 수행하지만 전송 대역폭을 절반으로 분할하기 때문에 처리 이득이 약 3[dB] 낮아지는 단점이 있다.
반면, TPSR 프로토콜은 주어진 대역폭을 모두 사용하면서 전이중 중계를 수행하기 때문에, IRI 영향이 커질수록 BER 성능이 저하되는 것을 볼 수 있다.
한편, SR-CCC 고려 방법에 따라 최적의 처프율이 할당된 Case #2 성능이 일반적인 균등 할당 방식인 Case #1 보다 향상된 BER 성능을 얻는 것을 볼 수 있다.
하지만, 각각의 중계기가 동일한 분할 대역폭을 이용한 경우 (B△=M△)에는 SR-CCC의 특성으로 인해 TPSR-DS/BPSK 기법보다 BER 10-2에서 약 3 [dB] 정도 저하된 것을 볼 수 있다.
그러나 각각의 중계기에 서로 다른 분할 대역폭을 할당한 결과, Case #3은 BER 10-3에서 TPSR-DS/BPSK 기법보다 약 6 [dB] 정도 IRI를 완화시킬 수 있었으며, Case #4는β
Figure 112019004481955-pat00079
0인 MLC를 이용함으로써 IRI의 영향을 배제시킬 수 있는 것을 볼 수 있다.
특히, Case #4의 성능은 MLC가 Gp=30이고 Eb/N0=-4[dB]에서 얻을 수 있는 최적의 BER 성능과 동일한 성능을 얻었으며, SIR=-20~10 [dB]까지 TPSR-DS/BPSK 기법과 FD-DS/BPSK 기법보다 BER 성능이 우수한 것을 볼 수 있다.
결과적으로, 제안된 기법은 SR-CCC와 IR-CCC를 이용하여 IRI 영향을 완화시킴으로써 낮은 SIR 환경에서도 BER 성능을 향상시킬 수 있음을 보였다.
상술한 바와 같이, 본 발명은 간섭의 크기를 줄이는 방법으로 IR-CCC를 기반으로 직교성이 있는 신호를 이용하였다. 주어진 대역폭 내에서 다중 분할 대역폭에 따른 IRI 영향을 수식적으로 도출하였으며, 중계기 마다 IRI 영향을 최소화시킬 수 있는 다중 분할 대역폭을 할당할 수 있었다.
모의실험 결과를 통해, 제안한 기법의 이론적인 성능을 검증할 수 있었으며, 제안된 기법이 전이중 전송을 수행하면서도 낮은 SIR 환경에서 TPSR 프로토콜의 IRI 영향을 완화시킴으로써 BER 성능을 향상시킬 수 있음을 확인하였다.
따라서 제안된 방법은 처프 기반 TPSR 프로토콜의 IRI 영향을 줄일 수 있는 하나의 방법으로 고려될 수 있으며, 시스템 설계에서 요구되는 증폭 전력을 할당하는데 활용될 수 있을 것으로 기대된다.
이상의 설명은 본 발명의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 사람이라면 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 따라서, 본 발명에 개시된 실시예들은 본 발명의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시예에 의하여 본 발명의 기술 사상의 범위가 한정되는 것은 아니다. 본 발명의 보호 범위는 아래의 청구범위에 의하여 해석되어야 하며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 기술 사상은 본 발명의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.

Claims (6)

  1. (a) 제1 중계기가 자신의 CCC(Cross-Correlation Coefficient: 상호상관계수)를 계산하여 할당하는 단계;
    (b) 제2 중계기가 상기 제1 중계기와 IRI(Inter-Relay Interference:중계기간간섭)를 회피하기 위해 다중 상호상관계수를 계산하는 단계;
    (c) 상기 제1 중계기와 상기 제2 중계기가 각각 주어진 분할 대역폭 B△와 M△내에서 데이터를 송·수신하는 단계;를 포함하고,
    상기 다중 상호상관계수를 계산하는 단계는 상기 제1 중계기 및 상기 제2 중계기가 동일한 비트를 전송하는 경우와 상이한 비트를 전송하는 경우를 구분하여 각 중계기 간 전송하는 신호의 유사도 정도를 계산하는 2 경로 연속 중계 프로토콜을 위한 다중 처프 기반의 중계기 간 간섭 완화 방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 제1 중계기는
    Front 처프의
    Figure 112019004481955-pat00080
    를
    Figure 112019004481955-pat00081
    로 계산하고, Back 처프의
    Figure 112019004481955-pat00082
    를
    Figure 112019004481955-pat00083
    로 계산하여, 통과대역 B△에서 MLC의 SR-CCC를
    Figure 112019004481955-pat00084
    로 계산하는 2 경로 연속 중계 프로토콜을 위한 다중 처프 기반의 중계기 간 간섭 완화 방법.
  3. 제 2항에 있어서,
    상기 제1 중계기 또는 제2 중계기는
    동일한 비트를 전송한 경우, Front 처프의 IR-CCC와 Back 처프의 IR-CCC를 각각
    Figure 112019004481955-pat00085
    와
    Figure 112019004481955-pat00086
    으로 계산하는 2 경로 연속 중계 프로토콜을 위한 다중 처프 기반의 중계기 간 간섭 완화 방법.
  4. 제 3항에 있어서,
    상기 제1 중계기 또는 제2 중계기는
    상이한 비트를 전송한 경우, Front 처프의 IR-CCC와 Back 처프의 IR-CCC를 각각
    Figure 112019004481955-pat00087
    와
    Figure 112019004481955-pat00088
    으로 계산하는 2 경로 연속 중계 프로토콜을 위한 다중 처프 기반의 중계기 간 간섭 완화 방법.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 제1 중계기 또는 제2 중계기는
    동일한 비트를 전송한 경우와 상이한 비트를 전송한 경우 IR-CCC를
    Figure 112019004481955-pat00089
    으로 계산하는 2 경로 연속 중계 프로토콜을 위한 다중 처프 기반의 중계기 간 간섭 완화 방법.
  6. 제 5항에 있어서,
    상기 제1 중계기 또는 제2 중계기는 상기 IR-CCC를 반영한 BER 성능을
    Figure 112019004481955-pat00090
    으로 계산하되, 상기 수학식에서 정규화된 IR-CCC비율 β는
    Figure 112019004481955-pat00091
    으로 계산되는 2 경로 연속 중계 프로토콜을 위한 다중 처프 기반의 중계기 간 간섭 완화 방법.
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