KR101920673B1

KR101920673B1 - 컨버터 구동회로, 듀얼 모드 ｌｌｃ 공진 컨버터 시스템 및 듀얼 모드 ｌｌｃ 공진 컨버터 구동방법

Info

Publication number: KR101920673B1
Application number: KR1020120009486A
Authority: KR
Inventors: 한대훈; 이강윤; 최중호; 김홍진; 이주형; 장유진; 공정철; 이재신
Original assignee: 주식회사 솔루엠; 서울시립대학교 산학협력단
Priority date: 2012-01-31
Filing date: 2012-01-31
Publication date: 2018-11-22
Anticipated expiration: 2032-01-31
Also published as: JP6161912B2; JP2013158241A; KR20130088320A; US20130194832A1

Abstract

본 발명은 컨버터 구동회로, 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터 시스템 및 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터 구동방법에 관한 것으로, 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터를 구동하는 것에 있어서, 상기 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터에서 출력된 전압을 피드백하는 피드백 전압 센싱부; 상기 피드백 전압 센싱부와 연결되며, 피드백된 전압으로 구동제어전압을 생성하는 구동제어전압 생성부; 상기 구동제어전압 생성부와 연결되며, 상기 구동제어전압의 변동 범위를 제한하는 상한전압 및 하한전압을 생성하는 구동제어전압 한계 가변 설정부; 및 상기 구동제어전압 생성부와 연결되며, 상기 구동제어전압을 인가받아 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터의 스위치 각각의 온오프를 제어하는 스위치 제어신호를 생성하는 클럭 생성부;를 포함하며, 상기 상한전압 및 상기 하한전압은 상기 구동제어전압의 변화를 반영하여 가변될 수 있다.

Description

컨버터 구동회로, 듀얼 모드 ＬＬＣ 공진 컨버터 시스템 및 듀얼 모드 ＬＬＣ 공진 컨버터 구동방법{CIRCUIT FOR DRIVING CONVERTER, DUAL-MODE LLC RESONANT CONVERTER SYSTEM AND METHOD FOR DRIVING DUAL LLC RESONANT CONVERTER}

본 발명은 컨버터 구동회로, 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터 시스템 및 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터 구동방법에 관한 것이다.

최근 평면 디스플레이의 기술이 발전되면서, 디스플레이 장치들의 대형화가 추세이다. 특히 PDP(Plasma Display Panel) Color TV등과 같이 대형화 추세에 맞추어 제품의 크기 및 무게절감, 그리고 높은 전력밀도와 효율 특성과 저전력 효과를 요구하고 있는데, 이러한 요구를 충족시키기 위하여 다양한 형태의 영전압 스위칭(Zero Voltage Switcing ; ZVS) DC/DC 컨버터가 제안되었다.

한편, 최근에는 전력밀도와 효율특성을 구현하는 동시에 전력소모를 낮추기 위하여 트랜스포머의 2차측에 마스터 단(Master stage)과 슬레이브 단(Slave stage)을 구비하는 듀얼 모드 피드백 LLC 공진 컨버터(2^nd Dual-mode Feedback LLC Resonant Converter)에 대한 연구가 활발하게 진행되고 있다.

종래 LLC 공진 컨버터는 스위칭 주파수에 따라 출력측 이득을 조절하는 단일 출력 시스템(Single-output System)인 반면에, 전술한 듀얼 모드 피드백 LLC 공진 컨버터는 스위칭 주파수와, 스위칭 제어신호의 듀티비(Duty ratio)에 따라 출력 이득을 조절하는 다출력 시스템으로써, 주파수의 변화에 따라 2차측 마스터 단의 출력이 변화하게 되고, 듀티비에 따라 2차측 슬레이브 단의 출력이 변화된다.

이러한 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터는 스위칭 주파수의 변화로 마스터 단의 출력이득이 발생되고, 이에 따라, 부하의 변화에 대하여 전력공급의 최적화를 효과적으로 수행할 수 있다. 또한, 스위칭 신호의 듀티비의 변화로 슬레이브 단의 출력 이득을 얻을 수 있다. 따라서, 스위칭 주파수 및 듀티비를 모두 활용하여 출력 이득을 제어할 수 있으므로 종래의 LLC 공진 컨버터에 비하여 효율성이 향상되고 전력소모가 절감될 수 있다.

한편, 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터는 스위칭 신호의 듀티비를 조절하기 위해서 구동제어전압을 사용하고 있다. 구동제어전압은 컨버터의 2차측에서 피드백 받은 전압을 소정의 기준전압과 비교하여 생성된다.

예를 들면, 피드백된 전압이 기준전압보다 크면 구동제어전압은 증가되며, 이에 따라 듀티비가 조절되면서 슬레이브 단의 출력전압이 감소된다.

반대로, 피드백된 전압이 기준전압보다 작으면 구동제어전압은 감소되며, 이에 따라 듀티비가 조절되면서 슬레이브 단의 출력전압이 증가된다.

그런데, 2차측 슬레이브 단의 로드가 무부하 상태가 되면 피드백 전압이 상승하고, 이로 인하여 듀티비가 일측으로 과도하게 편중되며, 이에 따라 2차측의 주파수에 따라 컨트롤되는 마스터 단에 영향을 미치게 되면서 듀티비의 편중은 더욱 심화된다.

또한, 2차측 슬레이브 단의 로드가 과부하 상태가 되면 피드백 전압이 하강하고, 이로 인하여 듀티비가 타측으로 과도하게 편중되며, 이에 따라 2차측의 주파수에 따라 컨트롤되는 마스터 단에 영향을 미치게 되면서 주파수가 변화되는 문제가 발생하게 된다.

이와 같이, 종래의 구동제어전압을 통한 듀티비 제어는 2차측 슬레이브 단의 로드가 급변할 경우 시스템의 안정성이 유지되지 못한다는 문제가 있었다.

한편, 이러한 문제를 해결하기 위하여 구동제어전압의 가변 범위를 소정의 구간 내로 제한하는 기술도 제안되었는데, 이때, 종래의 구동제어전압 가변범위 제한은 고정된 최대값과 최소값에 의하여 이루어지고 있었다.

그러나, 이렇게 고정된 범위로 구동제어전압의 가변범위를 한정할 경우에는 주파수의 변화가 적절히 반영되지 못한다는 문제가 있었다.

예를 들면, 주파수가 상대적으로 낮아졌을 경우에는 더 넓은 구간에서 구동제어전압이 가변되면서 부하의 변화 및 시스템의 변화를 반영함으로써 시스템의 효율을 더 증가시킬 수 있지만, 구동제어전압의 가변범위가 주파수의 변화에 무관하게 고정되어 있게 되면 시스템 효율을 극대화 시키기 어렵다는 한계가 있었던 것이다.

반대로, 주파수가 상대적으로 높아졌을 경우에는 구동제어전압의 가변범위를 더 좁게 한정하여 시스템의 안정적인 운영을 도모해야 하지만, 구동제어전압의 가변범위가 고정되어 있는 종래의 일반적인 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터에서는 주파수의 급격한 증가시에도 평상시의 가변 범위에서 구동제어전압이 변동하게 되므로 시스템 안정성이 감소된다는 문제가 있었던 것이다.

이러한 문제점들은 종래의 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터를 다양한 전자장비에 적용함에 있어서 걸림돌이 되고 있었다.

대한민국 등록특허공보 제10-1053278호

상기와 같은 문제점들을 해결하기 위하여 창안된 본 발명은 피드백 전압의 크기 및 주파수 변화에 따라 구동제어전압의 가변 범위가 조절될 수 있는 컨버터 구동회로, 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터 시스템, 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터 구동방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.

상기와 같은 목적을 달성하기 위하여 창안된 본 발명의 일실시예에 따른 컨버터 구동회로는, 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터를 구동하는 것에 있어서, 상기 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터에서 출력된 전압을 피드백하는 피드백 전압 센싱부; 상기 피드백 전압 센싱부와 연결되며, 피드백된 전압으로 구동제어전압을 생성하는 구동제어전압 생성부; 상기 구동제어전압 생성부와 연결되며, 상기 구동제어전압의 변동 범위를 제한하는 상한전압 및 하한전압을 생성하는 구동제어전압 한계 가변 설정부; 및 상기 구동제어전압 생성부와 연결되며, 상기 구동제어전압을 인가받아 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터의 스위치 각각의 온오프를 제어하는 스위치 제어신호를 생성하는 클럭 생성부;를 포함하며, 상기 상한전압 및 상기 하한전압은 상기 구동제어전압의 변화를 반영하여 가변될 수 있다.

또한, 상기 구동제어전압 한계 가변 설정부는, 한계결정전압을 인가받아 상기 상한전압 및 하한전압을 생성하는 한계전압 생성부; 상기 한계결정전압을 피드백 받아 제어전류를 생성하는 제어전류 생성부; 상기 제어전류 생성부와 연결되며, 상기 제어전류를 상기 구동제어전압과 비교하여 제어주파수신호를 생성하는 제어주파수신호 생성부; 기준주파수신호를 생성하는 기준주파수신호 생성부; 및 상기 제어주파수신호 생성부 및 상기 기준주파수신호 생성부와 연결되며, 상기 제어주파수신호와 상기 기준주파수신호를 비교하여 상기 한계결정전압을 조절하는 한계결정전압 제어부;를 포함할 수 있다.

또한, 상기 구동제어전압 한계 가변 설정부는, 상기 기준주파수신호 생성부에 연결되며, 상기 한계결정전압의 변화에 무관한 기준전류를 생성하는 기준전류 생성부를 더 포함하며, 상기 기준주파수신호 생성부는 상기 기준전류 생성부에서 출력된 기준전류를 상기 구동제어전압과 비교하여 기준주파수신호를 생성하는 것일 수 있다.

또한, 상기 한계결정전압 제어부는, 상기 제어주파수신호와 상기 기준주파수신호를 각각 인가받아, 상기 제어주파수신호와 상기 기준주파수신호의 위상차 및 주파수를 비교하여 그 결과를 출력하는 위상-주파수 비교부; 및 상기 위상-주파수 비교부에서 출력된 신호를 인가받아, 상기 한계결정전압을 생성하는 한계결정전압 생성부;를 포함할 수 있다.

또한, 상기 위상-주파수 비교부는, 상기 제어주파수신호 생성부와 연결되는 제1입력단; 상기 기준주파수신호 생성부와 연결되는 제2입력단; 기준주파수가 제어주파수보다 크면 위상과 주파수의 상대적인 차이 만큼 하이 신호를 출력하는 제1출력단; 및 기준주파수가 제어주파수보다 작으면 위상과 주파수의 상대적인 차이 만큼 하이 신호를 출력하는 제2출력단;를 포함할 수 있다.

또한, 상기 한계결정전압 생성부는, 상기 제1출력단으로부터 하이 신호를 인가받는 동안 상기 한계결정전압을 증가시키고, 상기 제2출력단으로부터 하이 신호를 인가받는 동안 상기 한계결정전압을 감소시키는 것일 수 있다.

또한, 상기 한계전압 생성부는, 상기 한계결정전압이 증가하면 상기 상한전압을 증가시키고 상기 하한전압을 감소시키며, 상기 한계결정전압이 감소하면 상기 상한전압을 감소시키고 상기 하한전압을 증가시키는 것일 수 있다.

또한, 상기 한계전압 생성부는, 상기 한계결정전압이 제1단자에 인가되는 제3앰프; 상기 제3앰프의 출력단이 제어단자에 연결되는 제4 트랜지스터; 상기 제4 트랜지스터의 제1단자에 일단이 연결되며, 타단이 상기 제3앰프의 제2단자에 연결되는 제5저항; 상기 제5저항의 타단에 일단이 연결되며, 타단은 접지되는 제6저항; 상기 제4 트랜지스터의 제2단자에 일단이 연결되고, 제1타단에는 상기 하한전압을 출력하는 단자가 연결되는 제2 커런트 미러; 상기 제2 커런트 미러의 제2타단에 일단이 연결되며, 타단에는 상기 상한전압을 출력하는 단자가 연결되는 제3 커런트 미러; 상기 제2 커런트 미러의 제1타단에 일단이 연결되고, 타단은 접지되는 제7저항; 및 상기 제3 커런트 미러의 타단에 일단이 연결되는 제8저항;을 포함할 수 있다.

또한, 상기 제어전류 생성부는, 상기 한계결정전압이 제어단자에 인가되는 제1 트랜지스터; 상기 제1 트랜지스터의 제1단자에 일단이 연결되는 제1저항; 상기 제1 트랜지스터의 제2단자에 일단이 연결되며, 타단은 접지되는 제2저항; 상기 제1저항이 제1단자에 연결되는 제2 트랜지스터; 상기 제2 트랜지스터의 제어단자에 출력단이 연결되고, 제1단자에는 미리 설정된 제1기준전압이 인가되며, 제2단자는 상기 제2 트랜지스터의 제1단자에 연결되는 제1앰프; 상기 제2 트랜지스터의 제1단자에 일단이 연결되고 타단은 접지되는 제3저항; 및 상기 제2 트랜지스터의 제2단자에 일단이 연결되고, 타단은 상기 제어전류를 출력하는 제1 커런트 미러;를 포함할 수 있다.

또한, 상기 제어주파수신호 생성부는, 상기 제어전류를 인가받는 입력단; 상기 입력단에 일단이 연결되고 타단은 접지되는 제1 캐패시터; 상기 제1 캐패시터의 일단에 제1단자가 연결되고, 제2단자는 접지되는 제3 트랜지스터; 상기 제1 캐패시터의 일단이 제1단자에 연결되고, 제2단자에는 미리 설정된 제2기준전압이 인가되며, 출력단은 상기 제3 트랜지스터의 제어단자에 연결되는 제1 비교기; 및 상기 제1 캐패시터의 일단이 제1단자에 연결되고, 제2단자에는 상기 구동제어전압이 인가되며, 출력단은 상기 제어주파수신호를 출력하는 제2 비교기;를 포함할 수 있다.

또한, 상기 기준주파수신호 생성부는, 상기 기준전류를 인가받는 입력단; 상기 입력단에 일단이 연결되고 타단은 접지되는 제1 캐패시터; 상기 제1 캐패시터의 일단에 제1단자가 연결되고, 제2단자는 접지되는 제3 트랜지스터; 상기 제1 캐패시터의 일단이 제1단자에 연결되고, 제2단자에는 미리 설정된 제2기준전압이 인가되며, 출력단은 상기 제3 트랜지스터의 제어단자에 연결되는 제1 비교기; 및 상기 제1 캐패시터의 일단이 제1단자에 연결되고, 제2단자에는 상기 구동제어전압이 인가되며, 출력단은 상기 기준주파수신호를 출력하는 제2 비교기;를 포함할 수 있다.

한편, 본 발명의 일실시예에 따른 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터 시스템은 전술한 컨버터 구동회로; 상기 컨버터 구동회로에서 출력되는 스위치 제어신호를 인가받는 스위치를 포함하는 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터; 및 상기 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터에 전원을 공급하는 전원부;를 포함할 수 있다.

한편, 본 발명의 일실시예에 따른 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터 구동방법은, 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터에서 출력된 전압을 피드백하여 구동제어전압을 생성하고, 상기 구동제어전압으로 상기 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터의 스위치 각각의 온오프를 제어하는 방법에 있어서, 상기 구동제어전압의 변화를 반영하여 가변되는 상한전압과 하한전압 사이의 범위로 상기 구동제어전압의 변동범위를 제한하는 것일 수 있다.

이때, 상기 상한전압과 하한전압은 한계결정전압에 의존하여 결정되고, 상기 한계결정전압은, 상기 한계결정전압의 변화가 반영되어 생성되는 제어전류를 상기 구동제어전압과 비교하여 제어주파수신호를 생성하는 단계; 미리 설정된 기준주파수신호와 상기 제어주파수신호의 위상차 및 주파수를 비교하여 상기 한계결정전압을 생성하는 단계;를 포함할 수 있다.

또한, 상기 기준주파수신호는, 상기 한계결정전압의 변화에 무관한 기준전류를 상기 구동제어전압과 비교하여 생성되는 것일 수 있다.

또한, 상기 한계결정전압은 PLL 루프에 의하여 생성되는 것일 수 있다.

또한, 상기 상한전압과 하한전압은, 상기 한계결정전압이 증가하면 상기 상한전압을 증가시키고 상기 하한전압을 감소시키며, 상기 한계결정전압이 감소하면 상기 상한전압을 감소시키고 상기 하한전압을 증가시키는 방식으로 가변되는 것일 수 있다.

상기와 같이 구성된 본 발명은, 피드백 전압의 크기 및 주파수의 변화에 따라 구동제어전압의 가변 범위가 조절될 수 있으므로 종래의 듀얼 모드 LLC 컨버터에 비하여 시스템 효율이 개선되는 동시에 시스템의 안정성이 향상된다는 유용한 효과를 제공한다.

도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터 시스템을 개략적으로 예시한 도면이다.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 컨버터 구동회로를 개략적으로 예시한 도면이다.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 구동제어전압 한계 가변 설정부를 개략적으로 예시한 도면이다.
도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 제어전류 생성부를 개략적으로 예시한 도면이다.
도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 기준전류 생성부를 개략적으로 예시한 도면이다.
도 6은 본 발명의 일실시예에 따른 주파수신호 생성부를 개략적으로 예시한 도면이다.
도 7은 도 6에 예시된 회로의 작동원리를 설명하기 위한 도면이다.
도 8은 본 발명의 일실시예에 따른 위상-주파수 비교부를 개략적으로 예시한 도면이다.
도 9는 본 발명의 일실시예에 따른 한계결정전압 생성부를 개략적으로 예시한 도면이다.
도 10a 및 도 10b는 본 발명의 일실시예에 따른 한계결정전압 생성원리를 설명하기 위한 도면이다.
도 11은 본 발명의 일실시예에 따른 한계전압 생성부를 개략적으로 예시한 도면이다.
도 12a 및 도 12b는 본 발명의 일실시예에 따른 한계전압 생성원리를 설명하기 위한 도면이다.

본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 기술 등은 첨부되는 도면들과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시예를 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시예에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있다. 본 실시예는 본 발명의 개시가 완전하도록 함과 더불어, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공될 수 있다. 명세서 전문에 걸쳐 동일 참조 부호는 동일 구성 요소를 지칭한다.

본 명세서에서 사용된 용어들은 실시예를 설명하기 위한 것이며 본 발명을 제한하고자 하는 것은 아니다. 본 명세서에서, 단수형은 문구에서 특별히 언급하지 않는 한 복수형도 포함한다. 명세서에서 사용되는 '포함한다(comprise)' 및/또는 '포함하는(comprising)'은 언급된 구성요소, 단계, 동작 및/또는 소자는 하나 이상의 다른 구성요소, 단계, 동작 및/또는 소자의 존재 또는 추가를 배제하지 않는다.

이하에서는 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 구성 및 작용효과를 더욱 상세하게 설명한다.

도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터 시스템을 개략적으로 예시한 도면이다.

도 1을 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터 시스템은 크게 전원부(30), 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터(20), 컨버터 구동회로(10)를 포함할 수 있다.

전원부(30)는 일반적으로 널리 적용되고 있는 역률개선장치(Power Factor Correction ; PFC)를 포함할 수 있다.

듀얼 모드 LLC 공진 컨버터(20)는 일차측에 제1스위치(M1)와 제2스위치(M2)가 구비되며, 이차측은 마스터 단과 슬레이브 단을 포함할 수 있다.

컨버터 구동회로(10)는 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터의 출력 전압을 피드백 받아 출력 전압의 변화에 따라 최적화된 스위치 제어신호(S1, S2)를 생성하여 제1스위치(M1)와 제2스위치(M2)에 인가하는 역할을 수행한다.

도 1에 예시된 바와 같이 스위치 제어신호(S1, S2)는 트랜스포머를 통해 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터(20)의 제1스위치(M1) 및 제2스위치(M2) 각각의 제어단자에 연결되도록 함으로써 컨버터 구동회로(10)와 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터(20) 사이의 절연성을 확보할 수 있으며, 직접 연결되는 경우에 비하여 전력소모를 감소시킬 수 있다.

도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 컨버터 구동회로(10)를 개략적으로 예시한 도면이다.

도 2를 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 컨버터 구동회로(10)는 피드백 전압 센싱부(11), 구동제어전압 생성부(12), 구동제어전압 한계 가변 설정부(100) 및 클럭 생성부(13)를 포함할 수 있다.

피드백 전압 센싱부(11)는 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터(20)에서 출력된 전압을 피드백 하여 구동제어전압 생성부(12)에 전달하는 역할을 수행하며, 통상의 센싱저항 등으로 구현될 수 있다.

구동제어전압 생성부(12)는 피드백된 전압을 인가받아 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터(20)의 제1스위치(M1)와 제2스위치(M2)의 듀티비를 조절하기 위한 구동제어전압을 생성한다.

한편, 구동제어전압 생성부(12)는 소정의 범위 내에서 가변적으로 결정되는 구동제어전압을 생성한다.

구동제어전압 한계 가변 설정부(100)는 구동제어전압 생성부(12)와 연결되며, 구동제어전압(Vcp)의 변동범위를 제한하는 상한전압(Vmax) 및 하한전압(Vmin)을 생성하는 역할을 수행한다.

이때, 구동제어전압 한계 가변 설정부(100)는 상한전압(Vmax) 및 하한전압(Vmin)을 생성함에 있어서 구동제어전압(Vcp)을 반영한다.

클럭 생성부는 구동제어전압 생성부(12)와 연결되며, 구동제어전압(Vcp)을 인가받아 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터(20)의 제1스위치(M1) 및 제2스위치(M2) 각각의 온오프를 제어하는 스위치 제어신호(S1, S2)를 생성하는 역할을 수행한다.

도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 구동제어전압 한계 가변 설정부(100)를 개략적으로 예시한 도면이다.

도 3을 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 구동제어전압 한계 가변 설정부(100)는 제어전류 생성부(110), 기준전류 생성부(120), 제어주파수신호 생성부(130), 기준주파수신호 생성부(130), 위상-주파수 비교부(140), 한계결정전압 생성부(150) 및 한계전압 생성부(160)를 포함할 수 있다.

한계전압 생성부(160)는 한계결정전압 생성부(150)에서 출력되는 한계결정전압(Vc)을 인가받아 한계결정전압(Vc)의 변화를 반영하여 상한전압(Vmax) 및 하한전압(Vmin)을 생성하고 출력한다.

이때, 한계결정전압(Vc)은 제어전류 생성부(110)에 피드백 되며, 제어전류 생성부(110)에서는 한계결정전압(Vc)의 변화에 따라 변화되는 제어전류(I_D)가 생성된다.

한편, 기준전류 생성부(120)는 제어전류 생성부(110)와 달리 한계결정전압(Vc)의 변화가 반영되지 않은 소정의 기준전류(I_R)를 생성하여 출력한다.

또한, 제어주파수신호 생성부(130)와 기준주파수신호 생성부(130)는 제어전류 및 기준전류 각각을 인가받아 구동제어전압(Vcp)과 비교하여 제어주파수신호(V_FD) 및 기준주파수신호(V_FR)를 생성하는 역할을 수행한다.

위상-주파수 비교부(140)는 제어주파수신호 생성부(130) 및 기준주파수신호 생성부(130)와 연결되어 제어주파수신호와 기준주파수신호의 위상차 및 주파수를 비교하여 그 결과를 출력하는 역할을 수행한다.

한계결정전압 생성부(150)는 위상-주파수 비교부(140)와 연결되어 위상-주파수 비교결과에 따라 한계결정전압(Vc)을 생성하는 역할을 수행한다.

도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 제어전류 생성부(110)를 개략적으로 예시한 도면이다.

도 4를 참조하면, 제어전류 생성부(110)는 제1 트랜지스터(Q1), 제1저항(RGT1), 제2저항(RGT2), 제2 트랜지스터(M11), 제1앰프(Amp1), 제3저항(RGT), 제1 커런트 미러(CM1)를 포함할 수 있다.

제1 트랜지스터(Q1)는 제1저항(RGT1)과 제2저항(RGT2) 사이에 구비되어 제어단자에 한계결정전압(Vc)이 인가된다.

제2 트랜지스터(M11)는 제2단자가 제1 커런트 미러(CM1)의 일단에 연결되며, 제1단자는 제1저항(RGT1)의 타단 및 제3저항(RGT)의 일단에 연결된다.

제1앰프(Amp1)는 제1단자에 소정의 제1기준전압(Vr1)이 인가되고, 제2단자에는 제2 트랜지스터(M11)의 제2단자가 연결되며, 출력단은 제2 트랜지스터(M11)의 제어단자에 연결된다.

이에 따라, 제어전류 생성부(110)는 한계결정전압(Vc)을 인가받아 제1기준전압(Vr1)과 비교하고, 그 비교결과에 따라 생성되는 제어전류(I_D)를 제1 커런트 미러(CM1)를 통해 출력할 수 있다.

도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 기준전류 생성부(120)를 개략적으로 예시한 도면이다.

도 5를 참조하면, 기준전류 생성부(120)는 제4저항(RRT)과 트랜지스터(M21) 및 소정의 제2기준전압(Vr2)에 따라 일정하게 생성되는 기준전류(I_R)를 생성하여 출력한다.

도 6은 본 발명의 일실시예에 따른 주파수신호 생성부(130)를 개략적으로 예시한 도면이고, 도 7은 도 6에 예시된 회로의 작동원리를 설명하기 위한 도면이다.

도 6을 참조하면, 주파수신호 생성부(130)는 입력단을 통해서 기준전류(I_R)를 입력받아 기준주파수신호(V_FR)를 출력하거나 제어전류(I_D)를 입력단으로 입력받아 제어주파수신호(V_FD)를 출력할 수 있다.

제1 캐패시터(C31)는 입력단과 접지단자 사이에 연결되어 입력된 전류에 따른 전압값(Vc31)을 제1 비교기(COMP1)의 비반전단자에 인가한다. 또한, 제1 비교기(COMP1)의 반전단자에는 소정의 상한값(V_H)이 인가된다.

이때, 제1 캐패시터(C31)의 일단에는 제3 트랜지스터(M31)의 제1단자가 연결되며, 제3 트랜지스터(M31)의 제2단자는 접지되고, 제1 비교기(COMP1)의 출력단이 제3 트랜지스터(M31)의 제어단자에 인가된다.

이에 따라, 기준전류 또는 제어전류가 제1 캐패시터(C31)에 충전됨에 따라 전압값(Vc31)은 증가하고, 소정의 상한값(V_H)에 도달하면 제3 트랜지스터(M31)가 턴온되어 제1 캐패시터(C31)에 충전된 전압이 제거되면서 전압값(Vc31)이 0으로 감소되는 과정을 도 7에 예시한 바와 같이 반복하게 된다.

한편, 전압값(Vc31)은 제2 비교기(COMP2)의 비반전단자에도 연결되는데, 이때, 제2 비교기(COMP2)의 반전단자에 구동제어전압(Vcp)이 인가됨에 따라 도 7에서 예시한 바와 같이 전압값(Vc31)과 구동제어전압(Vcp)을 비교하여 제2 비교기(COMP2)의 출력단으로 구형파 형태의 주파수신호(V_F)가 출력되는 것이다.

또한, 전술한 바와 같이 기준전류(I_R)는 한계결정전압(Vc)의 변동이 반영되지 않고 소정의 값으로 일정하게 유지되는데, 제어전류(I_D)는 한계결정전압(Vc)의 변동에 따라 그 크기와 주파수가 가변되는 특성을 갖는다.

또한, 기준주파수신호(V_FR)와 제어주파수신호(V_FD)는 구동제어전압(Vcp)과의 비교에 따라 생성되는 것이므로 구동제어전압(Vcp)의 변동이 반영된다.

이에 따라, 기준주파수신호(V_FR)는 구동제어전압(Vcp)의 변동만 반영된 특성을 가지며, 제어주파수신호(V_FD)는 한계결정전압(Vc)의 변동 및 구동제어전압(Vcp)의 변동이 모두 반영된 특성을 갖게 된다.

도 8은 본 발명의 일실시예에 따른 위상-주파수 비교부(140)를 개략적으로 예시한 도면이다.

도 8을 참조하면, 위상-주파수 비교부(140)는 제어주파수신호(V_FD)를 입력받는 제1입력단, 기준주파수신호(V_FR)를 입력받는 제2입력단, 제1출력단(UP) 및 제2출력단(DN)을 포함할 수 있다.

이때, 복수 개의 논리소자의 조합으로 이루어지는 위상-주파수 비교부(140)(Phase Frequency Detector ; PFD)는 신호의 위상 및 주파수를 비교하는 수단으로써 이미 널리 사용되고 있는 구성이므로 상세한 설명은 생략한다.

한편, 기준수파수가 제어주파수보다 클 경우, 위상과 주파수의 상대적인 차이만큼 제1출력단(UP)으로 하이 신호가 출력되고, 제어주파수가 기준주파수보다 클 경우, 위상과 주파수의 차이만큼 제2출력단(DN)으로 하이 신호가 출력된다.

또한, 제1출력단(UP)자의 신호가 하이에서 로우로 변화될 때, 제2출력단(DN)자의 신호는 순간적으로 하이로 발생된다. 이는 내부적인 리셋신호로 인하여 발생되는 리셋 딜레이(Reset Delay)이다.

이러한 위상-주파수 비교부(140)의 제1출력단(UP)과 제2출력단(DN)의 출력신호는 도 10a 및 도 10b에서 확인할 수 있다.

도 9는 본 발명의 일실시예에 따른 한계결정전압 생성부(150)를 개략적으로 예시한 도면이고, 도 10a 및 도 10b는 본 발명의 일실시예에 따른 한계결정전압(Vc) 생성원리를 설명하기 위한 도면이다.

도 9, 도 10a 및 도 10b를 참조하면, 한계결정전압 생성부(150)는 위상-주파수 비교부(140)의 제1출력단(UP)으로부터 하이 신호를 인가받는 동안에는 한계결정전압(Vc)을 증가시키고, 위상-주파수 비교부(140)의 제2출력단(DN)으로부터 하이 신호를 인가받는 동안에는 한계결정전압(Vc)을 감소시키는 방식으로 한계결정전압(Vc)을 생성한다.

한편, 도 9에 예시한 바와 같이 본 발명의 일실시예에 따른 한계결정전압 생성부(150)는 공지의 차지펌프(Charge Pump ; CP)(151)와 루프필터(Loop Filter ; LP)(152)로 구현될 수 있다.

도 11은 본 발명의 일실시예에 따른 한계전압 생성부(160)를 개략적으로 예시한 도면이고, 도 12a 및 도 12b는 본 발명의 일실시예에 따른 한계전압 생성원리를 설명하기 위한 도면이다.

도 11을 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 한계전압 생성부(160)는 제3앰프(Amp3), 제4 트랜지스터(M51), 제5저항(R61), 제6저항(R62), 제7저항(Rmin), 제8저항(Rmax), 제2 커런트 미러(CM2) 및 제3 커런트 미러(CM3)를 포함할 수 있다.

제3앰프(Amp3)의 제1단자에는 한계결정전압(Vc)이 인가되고, 그 출력단은 제4 트랜지스터(M51)의 제어단자에 인가된다.

제4 트랜지스터(M51)의 제1단자는 제5저항(R61)에 연결되고, 제5저항(R61)은 제6저항(R62)과 연결된다.

이때, 제5저항(R61)과 제6저항(R62)의 연결노드는 제3앰프(Amp3)의 제2단자와 연결된다.

또한, 제4 트랜지스터(M51)의 제2단자는 제2 커런트 미러(CM2)의 일단에 연결되고, 제2 커런트 미러(CM2)의 제1타단은 제7저항(Rmin)에 연결되고, 제2 커런트 미러(CM2)의 제2타단은 제3 커런트 미러(CM3)의 일단에 연결된다.

또한, 제3 커런트 미러(CM3)의 타단은 제8저항(Rmax)에 연결된다.

제2 커런트 미러(CM2)의 제1타단과 제7저항(Rmin) 사이의 노드에서 하한전압(Vmin)이 출력될 수 있고, 제8저항(Rmax)과 제3 커런트 미러(CM3)의 타단 사이의 노드에서 상한전압(Vmax)이 출력될 수 있다.

이에 따라, 한계전압 생성부(160)는 한계결정전압(Vc)이 증가하면 상한전압(Vmax)을 증가시키고 하한전압(Vmin)을 감소시키며, 한계결정전압(Vc)이 감소하면 상한전압(Vmax)을 감소시키고 하한전압(Vmin)을 증가시키는 방식으로 작동하며 한계전압을 생성할 수 있는 것이다.

즉, 주파수의 차이가 상대적으로 크게 발생하면 한계결정전압(Vc)이 상승하면서 상한전압(Vmax)과 하한전압(Vmin) 사이의 폭이 넓어지게 되고, 주파수의 차이가 상대적으로 적게 발생하면 한계결정전압(Vc)이 하강하면서 상한전압(Vmax)과 하한전압(Vmin) 사이의 폭이 좁아지게 된다.

이렇게 상한전압(Vmax)과 하한전압(Vmin)이 주파수의 상대적인 차이에 따라 변동됨으로써 구동제어전압(Vcp)의 변동범위가 조절될 수 있는 것이며, 또한, 구동제어전압(Vcp)의 변동범위가 조절됨에 따라 듀얼 모드 LLC 컨버터의 효율이 개선되거나 안정성이 향상될 수 있는 것이다.

본 발명의 일실시예에 따른 듀얼 LLC 공진 컨버터 구동방법은 구동제어전압(Vcp)의 변화를 반영하여 가변되는 상한전압(Vmax)과 하한전압(Vmin) 사이의 범위로 구동제어전압(Vcp)의 변동범위를 제한함으로써 듀얼 LLC 공진 컨버터를 구동할 수 있다.

이때, 상한전압(Vmax)과 하한전압(Vmin)은 한계결정전압(Vc)에 의존하여 결정되는데, 한계결정전압(Vc)은 한계결정전압(Vc)의 변화가 반영되어 생성되는 제어전류(I_D)를 구동제어전압(Vcp)과 비교하여 제어주파수신호(V_FD)를 생성한 후, 미리 설정된 기준주파수와 제어주파수의 위상차 및 주파수를 비교하여 한계결정전압(Vc)이 생성될 수 있다.

이때, 기준주파수신호(V_FD)는 한계결정전압(Vc)의 변화와 무관하게 생성되는 기준전류(I_R)를 구동제어전압(Vcp)과 비교하여 생성될 수 있다.

또한, 이러한 한계결정전압(Vc)은 PLL루프에 의하여 생성될 수 있다.

이상의 상세한 설명은 본 발명을 예시하는 것이다. 또한 전술한 내용은 본 발명의 바람직한 실시 형태를 나타내고 설명하는 것에 불과하며, 본 발명은 다양한 다른 조합, 변경 및 환경에서 사용할 수 있다. 즉, 본 명세서에 개시된 발명의 개념의 범위, 저술한 개시 내용과 균등한 범위 및/또는 당업계의 기술 또는 지식의 범위 내에서 변경 또는 수정이 가능하다. 전술한 실시예들은 본 발명을 실시하는데 있어 최선의 상태를 설명하기 위한 것이며, 본 발명과 같은 다른 발명을 이용하는데 당업계에 알려진 다른 상태로의 실시, 그리고 발명의 구체적인 적용 분야 및 용도에서 요구되는 다양한 변경도 가능하다. 따라서, 이상의 발명의 상세한 설명은 개시된 실시 상태로 본 발명을 제한하려는 의도가 아니다. 또한 첨부된 청구범위는 다른 실시 상태도 포함하는 것으로 해석되어야 한다.

10 : 컨버터 구동회로
11 : 피드백 전압 센싱부
12 : 구동제어전압 생성부
13 : 클럭 생성부
20 : 듀얼 모드 LLC 컨버터
30 : 전원부
100 : 구동제어전압 한계 가변 설정부
110 : 제어전류 생성부
120 : 기준전류 생성부
130 : 제어주파수신호 생성부
130' : 기준주파수신호 생성부
140 : 위상-주파수 비교부
150 : 한계결정전압 생성부
160 : 한계전압 생성부
Q1 : 제1 트랜지스터
M11 : 제2 트랜지스터
M31 : 제3 트랜지스터
M51 : 제4 트랜지스터
RGT1 : 제1저항
RGT2 : 제2저항
RGT : 제3저항
RRT : 제4저항
Amp1 : 제1앰프
Amp2 : 제2앰프
Amp3 : 제3앰프
CM1 : 제1 커런트 미러
CM2 : 제2 커런트 미러
CM3 : 제3 커런트 미러
C31 : 제1 캐패시터
COMP1 : 제1 비교기
COMP2 : 제2 비교기
UP : 제1출력단
DN : 제2출력단

Claims

듀얼 모드 LLC 공진 컨버터를 구동하는 것에 있어서,
상기 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터에서 출력된 전압을 피드백하는 피드백 전압 센싱부;
상기 피드백 전압 센싱부와 연결되며, 피드백된 전압으로 구동제어전압을 생성하는 구동제어전압 생성부;
상기 구동제어전압 생성부와 연결되며, 상기 구동제어전압의 변동 범위를 제한하는 상한전압 및 하한전압을 생성하는 구동제어전압 한계 가변 설정부; 및
상기 구동제어전압 생성부와 연결되며, 상기 구동제어전압을 인가받아 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터의 스위치 각각의 온오프를 제어하는 스위치 제어신호를 생성하는 클럭 생성부;
를 포함하며,
상기 상한전압 및 상기 하한전압은 상기 구동제어전압의 변화를 반영하여 가변되고,
상기 구동제어전압 한계 가변 설정부는,
한계결정전압을 인가받아 상기 상한전압 및 하한전압을 생성하는 한계전압 생성부;
상기 한계결정전압을 피드백 받아 제어전류를 생성하는 제어전류 생성부;
상기 제어전류 생성부와 연결되며, 상기 제어전류를 상기 구동제어전압과 비교하여 제어주파수신호를 생성하는 제어주파수신호 생성부;
기준주파수신호를 생성하는 기준주파수신호 생성부; 및
상기 제어주파수신호 생성부 및 상기 기준주파수신호 생성부와 연결되며, 상기 제어주파수신호와 상기 기준주파수신호를 비교하여 상기 한계결정전압을 조절하는 한계결정전압 제어부;
를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터 구동회로.
삭제
제1항에 있어서,
상기 구동제어전압 한계 가변 설정부는,
상기 기준주파수신호 생성부에 연결되며, 상기 한계결정전압의 변화에 무관한 기준전류를 생성하는 기준전류 생성부를 더 포함하며,
상기 기준주파수신호 생성부는 상기 기준전류 생성부에서 출력된 기준전류를 상기 구동제어전압과 비교하여 기준주파수신호를 생성하는 것인
컨버터 구동회로.
제3항에 있어서,
상기 한계결정전압 제어부는,
상기 제어주파수신호와 상기 기준주파수신호를 각각 인가받아, 상기 제어주파수신호와 상기 기준주파수신호의 위상차 및 주파수를 비교하여 그 결과를 출력하는 위상-주파수 비교부; 및
상기 위상-주파수 비교부에서 출력된 신호를 인가받아, 상기 한계결정전압을 생성하는 한계결정전압 생성부;
를 포함하는
컨버터 구동회로.
제4항에 있어서,
상기 위상-주파수 비교부는,
상기 제어주파수신호 생성부와 연결되는 제1입력단;
상기 기준주파수신호 생성부와 연결되는 제2입력단;
기준주파수가 제어주파수보다 크면 위상과 주파수의 상대적인 차이 만큼 하이 신호를 출력하는 제1출력단; 및
기준주파수가 제어주파수보다 작으면 위상과 주파수의 상대적인 차이 만큼 하이 신호를 출력하는 제2출력단;
를 포함하는
컨버터 구동회로.
제5항에 있어서,
상기 한계결정전압 생성부는,
상기 제1출력단으로부터 하이 신호를 인가받는 동안 상기 한계결정전압을 증가시키고,
상기 제2출력단으로부터 하이 신호를 인가받는 동안 상기 한계결정전압을 감소시키는 것인
컨버터 구동회로.
제1항에 있어서,
상기 한계전압 생성부는,
상기 한계결정전압이 증가하면 상기 상한전압을 증가시키고 상기 하한전압을 감소시키며,
상기 한계결정전압이 감소하면 상기 상한전압을 감소시키고 상기 하한전압을 증가시키는,
컨버터 구동회로.
제7항에 있어서,
상기 한계전압 생성부는,
상기 한계결정전압이 제1단자에 인가되는 제3앰프;
상기 제3앰프의 출력단이 제어단자에 연결되는 제4 트랜지스터;
상기 제4 트랜지스터의 제1단자에 일단이 연결되며, 타단이 상기 제3앰프의 제2단자에 연결되는 제5저항;
상기 제5저항의 타단에 일단이 연결되며, 타단은 접지되는 제6저항;
상기 제4 트랜지스터의 제2단자에 일단이 연결되고, 제1타단에는 상기 하한전압을 출력하는 단자가 연결되는 제2 커런트 미러;
상기 제2 커런트 미러의 제2타단에 일단이 연결되며, 타단에는 상기 상한전압을 출력하는 단자가 연결되는 제3 커런트 미러;
상기 제2 커런트 미러의 제1타단에 일단이 연결되고, 타단은 접지되는 제7저항; 및
상기 제3 커런트 미러의 타단에 일단이 연결되는 제8저항;
을 포함하는
컨버터 구동회로.
제1항에 있어서,
상기 제어전류 생성부는,
상기 한계결정전압이 제어단자에 인가되는 제1 트랜지스터;
상기 제1 트랜지스터의 제1단자에 일단이 연결되는 제1저항;
상기 제1 트랜지스터의 제2단자에 일단이 연결되며, 타단은 접지되는 제2저항;
상기 제1저항이 제1단자에 연결되는 제2 트랜지스터;
상기 제2 트랜지스터의 제어단자에 출력단이 연결되고, 제1단자에는 미리 설정된 제1기준전압이 인가되며, 제2단자는 상기 제2 트랜지스터의 제1단자에 연결되는 제1앰프;
상기 제2 트랜지스터의 제1단자에 일단이 연결되고 타단은 접지되는 제3저항; 및
상기 제2 트랜지스터의 제2단자에 일단이 연결되고, 타단은 상기 제어전류를 출력하는 제1 커런트 미러;
를 포함하는
컨버터 구동회로.
제1항에 있어서,
상기 제어주파수신호 생성부는,
상기 제어전류를 인가받는 입력단;
상기 입력단에 일단이 연결되고 타단은 접지되는 제1 캐패시터;
상기 제1 캐패시터의 일단에 제1단자가 연결되고, 제2단자는 접지되는 제3 트랜지스터;
상기 제1 캐패시터의 일단이 제1단자에 연결되고, 제2단자에는 미리 설정된 제2기준전압이 인가되며, 출력단은 상기 제3 트랜지스터의 제어단자에 연결되는 제1 비교기; 및
상기 제1 캐패시터의 일단이 제1단자에 연결되고, 제2단자에는 상기 구동제어전압이 인가되며, 출력단은 상기 제어주파수신호를 출력하는 제2 비교기;
를 포함하는
컨버터 구동회로.
제3항에 있어서,
상기 기준주파수신호 생성부는,
상기 기준전류를 인가받는 입력단;
상기 입력단에 일단이 연결되고 타단은 접지되는 제1 캐패시터;
상기 제1 캐패시터의 일단에 제1단자가 연결되고, 제2단자는 접지되는 제3 트랜지스터;
상기 제1 캐패시터의 일단이 제1단자에 연결되고, 제2단자에는 미리 설정된 제2기준전압이 인가되며, 출력단은 상기 제3 트랜지스터의 제어단자에 연결되는 제1 비교기; 및
상기 제1 캐패시터의 일단이 제1단자에 연결되고, 제2단자에는 상기 구동제어전압이 인가되며, 출력단은 상기 기준주파수신호를 출력하는 제2 비교기;
를 포함하는
컨버터 구동회로.
제1항, 제3항 내지 제11항 중 어느 한 항에 따른 컨버터 구동회로;
상기 컨버터 구동회로에서 출력되는 스위치 제어신호를 인가받는 스위치를 포함하는 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터; 및
상기 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터에 전원을 공급하는 전원부;
를 포함하는
듀얼 모드 LLC 공진 컨버터 시스템.
듀얼 모드 LLC 공진 컨버터에서 출력된 전압을 피드백하여 구동제어전압을 생성하고, 상기 구동제어전압으로 상기 듀얼 모드 LLC 공진 컨버터의 스위치 각각의 온오프를 제어하는 방법에 있어서,
상기 구동제어전압의 변화를 반영하여 가변되는 상한전압과 하한전압 사이의 범위로 상기 구동제어전압의 변동범위를 제한하고,
상기 상한전압과 하한전압은 한계결정전압에 의존하여 결정되고,
상기 한계결정전압은,
상기 한계결정전압의 변화가 반영되어 생성되는 제어전류를 상기 구동제어전압과 비교하여 제어주파수신호를 생성하는 단계;
미리 설정된 기준주파수신호와 상기 제어주파수신호의 위상차 및 주파수를 비교하여 상기 한계결정전압을 생성하는 단계;
를 포함하는 것인
듀얼 모드 LLC 공진 컨버터 구동방법.
삭제
제13항에 있어서,
상기 기준주파수신호는,
상기 한계결정전압의 변화에 무관한 기준전류를 상기 구동제어전압과 비교하여 생성되는 것인
듀얼 모드 LLC 공진 컨버터 구동방법.
제15항에 있어서,
상기 한계결정전압은 PLL 루프에 의하여 생성되는 것인
듀얼 모드 LLC 공진 컨버터 구동방법.
제15항에 있어서,
상기 상한전압과 하한전압은,
상기 한계결정전압이 증가하면 상기 상한전압을 증가시키고 상기 하한전압을 감소시키며,
상기 한계결정전압이 감소하면 상기 상한전압을 감소시키고 상기 하한전압을 증가시키는
방식으로 가변되는 것인
듀얼 모드 LLC 공진 컨버터 구동방법.