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KR101835326B1 - 다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 효율적인 피드백 방법 및 장치 - Google Patents

다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 효율적인 피드백 방법 및 장치 Download PDF

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KR101835326B1
KR101835326B1 KR1020110095683A KR20110095683A KR101835326B1 KR 101835326 B1 KR101835326 B1 KR 101835326B1 KR 1020110095683 A KR1020110095683 A KR 1020110095683A KR 20110095683 A KR20110095683 A KR 20110095683A KR 101835326 B1 KR101835326 B1 KR 101835326B1
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이문일
정재훈
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Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로, 보다 상세하게는 다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 효율적인 피드백 방법 및 장치가 개시된다. 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 하향링크 전송에 대한 채널상태정보를 상향링크를 통하여 전송하는 방법은, 제 1 서브프레임에서 랭크 지시자(RI) 및 프리코더 타입 지시(PTI)를 전송하는 단계; 제 2 서브프레임에서, 상기 PTI 가 제 1 값을 가지는 경우에 제 1 프리코딩행렬지시자(PMI)를 전송하고, 상기 PTI 가 제 2 값을 가지는 경우에 제 2 PMI 및 광대역 CQI 를 전송하는 단계; 및 제 3 서브프레임에서, 상기 PTI 가 제 1 값을 가지는 경우에 제 2 PMI 및 광대역 CQI 를 전송하고, 상기 PTI 가 제 2 값을 가지는 경우에 서브대역 CQI 및 제 2 PMI 를 전송하는 단계를 포함하고, 상기 제 1 PMI 및 상기 제 2 PMI 의 조합에 의해 상기 하향링크 전송에 적용될 프리코딩 행렬이 결정되며, 상기 제 2 PMI 에 대하여 랭크 2, 3 및 4 각각에 대한 프리코딩 코드북의 서브샘플링된 코드북이 적용될 수 있다.

Description

다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 효율적인 피드백 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR EFFICIENT FEEDBACK IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM SUPPORTING MULTIPLE ANTENNA}
이하의 설명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로, 보다 상세하게는 다중 안테나 지원 무선 통신 시스템에서 효율적인 피드백 방법 및 장치에 대한 것이다.
MIMO (Multiple-Input Multiple-Output) 기술은 지금까지 한 개의 전송안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피하여, 다중전송안테나와 다중수신안테나를 채택하여 송수신 데이터 효율을 향상시킬 수 있는 방법을 말한다. 즉, 무선통신시스템의 송신단(transmitting end) 혹은 수신단(receiving end)에서 다중안테나를 사용하여 용량을 증대시키거나 성능을 개선하는 기술이다. MIMO 기술을 다중 안테나 기술로 칭할 수도 있다. 다중 안테나 전송을 올바르게 수행하기 위해서 다중 안테나 채널을 수신하는 수신단으로부터 채널에 대한 정보를 피드백 받는 것이 요구된다.
기존의 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 수신단에서 송신단으로 피드백하는 정보로서, 랭크 지시자(Rank Indicator; RI), 프리코딩 행렬 인덱스(Precoding Matrix Index; PMI), 채널 품질 정보(Channel Quality Information; CQI) 등이 정의되어 있다. 이들 피드백 정보는 기존의 다중 안테나 전송에 적합한 정보로서 구성된다.
기존의 다중 안테나 무선 통신 시스템에 비하여 확장된 안테나 구성을 가지는 새로운 시스템의 도입이 논의되고 있다. 예를 들어, 기존의 시스템에서 4 전송 안테나까지만을 지원하였지만, 확장된 안테나 구성을 갖는 새로운 시스템에서는 8 전송 안테나를 통한 MIMO 전송을 지원하여 보다 증대된 시스템 용량을 제공할 수 있다.
확장된 안테나 구성을 지원하는 새로운 시스템에서는 기존의 MIMO 전송 동작에 비하여 보다 복잡한 MIMO 전송이 수행되므로, 기존의 MIMO 전송 동작을 위해 정의된 피드백 정보만으로는 새로운 시스템에서의 MIMO 동작을 을바르게 지원할 수 없다.
본 발명은 확장된 안테나 구성에 따른 MIMO 동작을 올바르고 효율적으로 지원하기 위한 피드백 정보를 구성 및 전송하는 방법 및 장치를 제공하는 것을 기술적 과제로 한다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 하향링크 전송에 대한 채널상태정보를 상향링크를 통하여 전송하는 방법은, 제 1 서브프레임에서 랭크 지시자(RI) 및 프리코더 타입 지시(PTI)를 전송하는 단계; 제 2 서브프레임에서, 상기 PTI 가 제 1 값을 가지는 경우에 제 1 프리코딩행렬지시자(PMI)를 전송하고, 상기 PTI 가 제 2 값을 가지는 경우에 제 2 PMI 및 광대역 CQI 를 전송하는 단계; 및 제 3 서브프레임에서, 상기 PTI 가 제 1 값을 가지는 경우에 제 2 PMI 및 광대역 CQI 를 전송하고, 상기 PTI 가 제 2 값을 가지는 경우에 서브대역 CQI 및 제 2 PMI 를 전송하는 단계를 포함하고, 상기 제 1 PMI 및 상기 제 2 PMI 의 조합에 의해 단말이 선호하는(preferred) 프리코딩 행렬이 지시되며, 상기 제 2 PMI 에 대하여 랭크 2, 3 및 4 각각에 대한 프리코딩 코드북의 서브샘플링된 코드북이 적용될 수 있다.
상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 다른 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 하향링크 전송에 대한 채널상태정보를 상향링크를 통하여 수신하는 방법은, 제 1 서브프레임에서 랭크 지시자(RI) 및 프리코더 타입 지시(PTI)를 수신하는 단계; 제 2 서브프레임에서, 상기 PTI 가 제 1 값을 가지는 경우에 제 1 프리코딩행렬지시자(PMI)를 수신하고, 상기 PTI 가 제 2 값을 가지는 경우에 제 2 PMI 및 광대역 CQI 를 수신하는 단계; 및 제 3 서브프레임에서, 상기 PTI 가 제 1 값을 가지는 경우에 제 2 PMI 및 광대역 CQI 를 수신하고, 상기 PTI 가 제 2 값을 가지는 경우에 서브대역 CQI 및 제 2 PMI 를 수신하는 단계를 포함하고, 상기 제 1 PMI 및 상기 제 2 PMI 의 조합에 의해 단말이 선호하는(preferred) 프리코딩 행렬이 지시되며, 상기 제 2 PMI 에 대하여 랭크 2, 3 및 4 각각에 대한 프리코딩 코드북의 서브샘플링된 코드북이 적용될 수 있다.
상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 하향링크 전송에 대한 채널상태정보를 상향링크를 통하여 전송하는 단말은, 기지국으로부터 하향링크 신호를 수신하는 수신 모듈; 상기 기지국으로 상향링크 신호를 전송하는 전송 모듈; 및 상기 수신 모듈 및 상기 전송 모듈을 포함하는 상기 단말을 제어하는 프로세서를 포함하며, 상기 프로세서는, 상기 전송 모듈을 통하여, 제 1 서브프레임에서 랭크 지시자(RI) 및 프리코더 타입 지시(PTI)를 전송하고, 상기 전송 모듈을 통하여, 제 2 서브프레임에서, 상기 PTI 가 제 1 값을 가지는 경우에 제 1 프리코딩행렬지시자(PMI)를 전송하고, 상기 PTI 가 제 2 값을 가지는 경우에 제 2 PMI 및 광대역 CQI 를 전송하고, 상기 전송 모듈을 통하여, 제 3 서브프레임에서, 상기 PTI 가 제 1 값을 가지는 경우에 제 2 PMI 및 광대역 CQI 를 전송하고, 상기 PTI 가 제 2 값을 가지는 경우에 서브대역 CQI 및 제 2 PMI 를 전송하도록 구성되며, 상기 제 1 PMI 및 상기 제 2 PMI 의 조합에 의해 단말이 선호하는(preferred) 프리코딩 행렬이 지시되며, 상기 제 2 PMI 에 대하여 랭크 2, 3 및 4 각각에 대한 프리코딩 코드북의 서브샘플링된 코드북이 적용될 수 있다.
상기의 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 하향링크 전송에 대한 채널상태정보를 상향링크를 통하여 수신하는 기지국은, 단말로부터 상향링크 신호를 수신하는 수신 모듈; 상기 단말로 하향링크 신호를 전송하는 전송 모듈; 및 상기 수신 모듈 및 상기 전송 모듈을 포함하는 상기 기지국을 제어하는 프로세서를 포함하며, 상기 프로세서는, 상기 수신 모듈을 통하여, 제 1 서브프레임에서 랭크 지시자(RI) 및 프리코더 타입 지시(PTI)를 수신하고, 상기 수신 모듈을 통하여, 제 2 서브프레임에서, 상기 PTI 가 제 1 값을 가지는 경우에 제 1 프리코딩행렬지시자(PMI)를 수신하고, 상기 PTI 가 제 2 값을 가지는 경우에 제 2 PMI 및 광대역 CQI 를 수신하고, 상기 수신 모듈을 통하여, 제 3 서브프레임에서, 상기 PTI 가 제 1 값을 가지는 경우에 제 2 PMI 및 광대역 CQI 를 수신하고, 상기 PTI 가 제 2 값을 가지는 경우에 서브대역 CQI 및 제 2 PMI 를 수신하도록 구성되며, 상기 제 1 PMI 및 상기 제 2 PMI 의 조합에 의해 단말이 선호하는(preferred) 프리코딩 행렬이 지시되며, 상기 제 2 PMI 에 대하여 랭크 2, 3 및 4 각각에 대한 프리코딩 코드북의 서브샘플링된 코드북이 적용될 수 있다.
본 발명에 따른 상기 실시예들에 대하여 다음의 사항이 공통적으로 적용될 수 있다.
랭크 2 에 대한 상기 프리코딩 코드북은
Figure 112011502812554-pat00001
(여기서,
Figure 112011502812554-pat00116
) 로 구성되고, 상기 제 2 PMI 는 랭크 2 의 경우에 0, 2, 4, 6 중 하나의 값을 가질 수 있다.
랭크 3 에 대한 상기 프리코딩 코드북은
Figure 112011502812554-pat00002
(여기서,
Figure 112011502812554-pat00117
) 로 구성되고, 상기 제 2 PMI 는 랭크 3 의 경우에 2, 3, 10, 11 중 하나의 값을 가질 수 있다.
랭크 4 에 대한 상기 프리코딩 코드북은
Figure 112011502812554-pat00003
(여기서,
Figure 112011502812554-pat00118
) 로 구성되고, 상기 제 2 PMI 는 랭크 4 의 경우에 0, 2, 4, 6 중 하나의 값을 가질 수 있다.
상기 RI 및 PTI 는 상기 제 1 서브프레임 물리상향링크제어채널(PUCCH)을 통해서 전송되고, 상기 제 1 PMI, 또는 상기 제 2 PMI 및 광대역 CQI 는 상기 제 2 서브프레임의 PUCCH 를 통해서 전송되고, 상기 제 2 PMI 및 광대역 CQI, 또는 상기 서브대역 CQI 및 제 2 PMI는 상기 제 3 서브프레임의 PUCCH 를 통해서 전송될 수 있다.
상기 RI, 상기 제 1 PMI, 상기 제 2 PMI 및 상기 CQI 는 하향링크 8 전송 안테나 전송에 대한 채널상태정보일 수 있다.
상기 RI 및 PTI 는 제 1 보고 주기에 따라 전송되고, 상기 제 1 PMI 는 제 2 보고 주기에 따라 전송되고, 상기 제 2 PMI 및 광대역 CQI 는 제 3 보고 주기에 따라 전송되고, 상기 서브대역 CQI 및 제 2 PMI 는 제 4 보고 주기에 따라 전송될 수 있다.
본 발명에 대하여 전술한 일반적인 설명과 후술하는 상세한 설명은 예시적인 것이며, 청구항 기재 발명에 대한 추가적인 설명을 위한 것이다.
본 발명에 따르면, 확장된 안테나 구성에 따른 MIMO 동작을 올바르고 효율적으로 지원하기 위한 피드백 정보를 구성 및 전송하는 방법 및 장치를 제공할 수 있다.
본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 명세서에 첨부되는 도면은 본 발명에 대한 이해를 제공하기 위한 것으로서 본 발명의 다양한 실시형태들을 나타내고 명세서의 기재와 함께 본 발명의 원리를 설명하기 위한 것이다.
도 1은 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 2는 하향링크 슬롯에서의 자원 그리드(resource grid)를 나타내는 도면이다.
도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 5는 다중반송파 지원 시스템의 물리계층(L1) 및 MAC 계층(L2) 구성을 설명하기 위한 도면이다.
도 6은 하향링크 및 상향링크 각각에 대한 구성 반송파(CC)들을 개념적으로 나타내는 도면이다.
도 7는 DL/UL CC 연계의 일례를 나타내는 도면이다.
도 8은 SC-FDMA 전송 방식과 OFDMA 전송 방식을 설명하기 위한 도면이다.
도 9는 단일 안테나 전송과 다중 안테나 전송의 경우의 최대 전송 전력을 설명하기 위한 도면이다.
도 10은 다중 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성을 나타내는 도면이다.
도 11은 다중 안테나 시스템에서 일반적인 CDD 구조를 나타내는 도면이다.
도 12는 코드북 기반 프리코딩을 설명하기 위한 도면이다.
도 13은 PUCCH의 자원 매핑 구조를 나타내는 도면이다.
도 14는 CQI 정보 비트의 채널 구조를 나타내는 도면이다.
도 15는 CQI 및 ACK/NACK 정보의 전송을 설명하기 위한 도면이다.
도 16은 채널상태정보의 피드백을 설명하기 위한 도면이다.
도 17은 CQI 보고 모드의 일례를 설명하기 위한 도면이다.
도 18은 단말이 주기적으로 채널 정보를 전송하는 방식의 일례를 나타내는 도면이다.
도 19는 SB CQI 의 전송을 설명하기 위한 도면이다.
도 20은 WB CQI 및 SB CQI의 전송을 설명하기 위한 도면이다.
도 21은 WB CQI, SB CQI 및 RI의 전송을 설명하기 위한 도면이다.
도 22는 본 발명에 따른 채널상태정보 전송 방법에 대한 순서도이다.
도 23은 본 발명에 따른 기지국 장치 및 단말 장치의 구성을 도시한 도면이다.
이하의 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.
본 명세서에서 본 발명의 실시예들을 기지국과 단말 간의 데이터 송신 및 수신의 관계를 중심으로 설명한다. 여기서, 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드(terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수도 있다.
즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국(BS: Base Station)'은 고정국(fixed station), Node B, eNode B(eNB), 액세스 포인트(AP: Access Point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, 본 문서에서 기지국이라는 용어는 셀 또는 섹터를 포함하는 개념으로 사용될 수 있다. 한편, 중계기는 Relay Node(RN), Relay Station(RS) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. '단말(Terminal)'은 UE(User Equipment), MS(Mobile Station), MSS(Mobile Subscriber Station), SS(Subscriber Station) 등의 용어로 대체될 수 있다.
이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.
본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802 시스템, 3GPP 시스템, 3GPP LTE 및 LTE-A(LTE-Advanced)시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.
이하의 기술은 CDMA(Code Division Multiple Access), FDMA(Frequency Division Multiple Access), TDMA(Time Division Multiple Access), OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access), SC-FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(long term evolution)는 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(Advanced)는 3GPP LTE의 진화이다. WiMAX는 IEEE 802.16e 규격(WirelessMAN-OFDMA Reference System) 및 발전된 IEEE 802.16m 규격(WirelessMAN-OFDMA Advanced system)에 의하여 설명될 수 있다. 명확성을 위하여 이하에서는 3GPP LTE 및 3GPP LTE-A 시스템을 위주로 설명하지만 본 발명의 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다.
도 1을 참조하여 하향링크 무선 프레임의 구조에 대하여 설명한다.
셀룰라 OFDM 무선 패킷 통신 시스템에서, 상/하향링크 데이터 패킷 전송은 서브프레임 (Subframe) 단위로 이루어지며, 한 서브프레임은 다수의 OFDM 심볼을 포함하는 일정 시간 구간으로 정의된다. 3GPP LTE 표준에서는 FDD(Frequency Division Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임(radio frame) 구조와 TDD(Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다.
도 1(a)는 타입 1 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하향링크 무선 프레임(radio frame)은 10개의 서브프레임(subframe)으로 구성되고, 하나의 서브프레임은 시간 영역(time domain)에서 2개의 슬롯(slot)으로 구성된다. 하나의 서브프레임이 전송되는 데 걸리는 시간을 TTI(transmission time interval)이라 하고, 예를 들어 하나의 서브프레임의 길이는 1ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms 일 수 있다. 하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록(Resource Block; RB)을 포함한다. 3GPP LTE 시스템에서는 하향링크에서 OFDMA 를 사용하므로, OFDM 심볼이 하나의 심볼 구간을 나타낸다. OFDM 심볼은 또한 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간으로 칭하여질 수도 있다. 자원블록(Resource Block; RB)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수개의 연속적인 부반송파(subcarrier)를 포함할 수 있다.
하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 CP(Cyclic Prefix)의 구성(configuration)에 따라 달라질 수 있다. CP에는 확장된 CP(extended CP)와 일반 CP(normal CP)가 있다. 예를 들어, OFDM 심볼이 일반 CP에 의해 구성된 경우, 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 7개일 수 있다. OFDM 심볼이 확장된 CP에 의해 구성된 경우, 한 OFDM 심볼의 길이가 늘어나므로, 한 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 일반 CP인 경우보다 적다. 확장된 CP의 경우에, 예를 들어, 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 6개일 수 있다. 단말이 빠른 속도로 이동하는 등의 경우와 같이 채널상태가 불안정한 경우, 심볼간 간섭을 더욱 줄이기 위해 확장된 CP가 사용될 수 있다.
일반 CP가 사용되는 경우 하나의 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하므로, 하나의 서브프레임은 14개의 OFDM 심볼을 포함한다. 이때, 각 서브프레임의 처음 2개 또는 3개의 OFDM 심볼은 PDCCH(physical downlink control channel)에 할당되고, 나머지 OFDM 심볼은 PDSCH(physical downlink shared channel)에 할당될 수 있다.
도 1(b)는 타입 2 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 타입 2 무선 프레임은 2개의 해프 프레임 (half frame)으로 구성되며, 각 해프 프레임은 5개의 서브프레임과 DwPTS (Downlink Pilot Time Slot), 보호구간(Guard Period; GP), UpPTS (Uplink Pilot Time Slot)로 구성되며, 이 중 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다. DwPTS는 단말에서의 초기 셀 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. 보호구간은 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다. 한편, 무선 프레임의 타입에 관계 없이 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다.
무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고, 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 수 또는 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.
도 2는 하향링크 슬롯에서의 자원 그리드(resource grid)를 나타내는 도면이다. 하나의 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 7 개의 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원블록(RB)은 주파수 영역에서 12 개의 부반송파를 포함하는 것으로 도시되어 있지만, 본 발명이 이에 제한되는 것은 아니다. 예를 들어, 일반 CP(Cyclic Prefix)의 경우에는 하나의 슬롯이 7 OFDM 심볼을 포함하지만, 확장된 CP(extended-CP)의 경우에는 하나의 슬롯이 6 OFDM 심볼을 포함할 수 있다. 자원 그리드 상의 각각의 요소는 자원 요소(resource element; RE)라 한다. 하나의 자원블록은 12×7 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원블록들의 NDL의 개수는 하향링크 전송 대역폭에 따른다. 상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다.
도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하나의 서브프레임 내에서 첫 번째 슬롯의 앞 부분의 최대 3 개의 OFDM 심볼은 제어 채널이 할당되는 제어 영역에 해당한다. 나머지 OFDM 심볼들은 물리하향링크공유채널(Physical Downlink Shared Chancel; PDSCH)이 할당되는 데이터 영역에 해당한다. 3GPP LTE 시스템에서 사용되는 하향링크 제어 채널들에는, 예를 들어, 물리제어포맷지시자채널(Physical Control Format Indicator Channel; PCFICH), 물리하향링크제어채널(Physical Downlink Control Channel; PDCCH), 물리HARQ지시자채널(Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel; PHICH) 등이 있다. PCFICH는 서브프레임의 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송되고 서브프레임 내의 제어 채널 전송에 사용되는 OFDM 심볼의 개수에 대한 정보를 포함한다. PHICH는 상향링크 전송의 응답으로서 HARQ ACK/NACK 신호를 포함한다. PDCCH를 통하여 전송되는 제어 정보를 하향링크제어정보(Downlink Control Information; DCI)라 한다. DCI는 상향링크 또는 하향링크 스케줄링 정보를 포함하거나 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 전력 제어 명령을 포함한다. PDCCH는 하향링크공유채널(DL-SCH)의 자원 할당 및 전송 포맷, 상향링크공유채널(UL-SCH)의 자원 할당 정보, 페이징채널(PCH)의 페이징 정보, DL-SCH 상의 시스템 정보, PDSCH 상으로 전송되는 임의접속응답(Random Access Response)과 같은 상위계층 제어 메시지의 자원 할당, 임의의 단말 그룹 내의 개별 단말에 대한 전송 전력 제어 명령의 세트, 전송 전력 제어 정보, VoIP(Voice over IP)의 활성화 등을 포함할 수 있다. 복수의 PDCCH가 제어 영역 내에서 전송될 수 있다. 단말은 복수의 PDCCH를 모니터링할 수 있다. PDCCH는 하나 이상의 연속하는 제어채널요소(Control Channel Element; CCE)의 조합으로 전송된다. CCE는 무선 채널의 상태에 기초한 코딩 레이트로 PDCCH를 제공하기 위해 사용되는 논리 할당 단위이다. CCE는 복수개의 자원 요소 그룹에 대응한다. PDCCH의 포맷과 이용가능한 비트 수는 CCE의 개수와 CCE에 의해 제공되는 코딩 레이트 간의 상관관계에 따라서 결정된다. 기지국은 단말에게 전송되는 DCI에 따라서 PDCCH 포맷을 결정하고, 제어 정보에 순환잉여검사(Cyclic Redundancy Check; CRC)를 부가한다. CRC는 PDCCH의 소유자 또는 용도에 따라 무선 네트워크 임시 식별자(Radio Network Temporary Identifier; RNTI)라 하는 식별자로 마스킹된다. PDCCH가 특정 단말에 대한 것이면, 단말의 cell-RNTI(C-RNTI) 식별자가 CRC에 마스킹될 수 있다. 또는, PDCCH가 페이징 메시지에 대한 것이면, 페이징 지시자 식별자(Paging Indicator Identifier; P-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. PDCCH가 시스템 정보(보다 구체적으로, 시스템 정보 블록(SIB))에 대한 것이면, 시스템 정보 식별자 및 시스템 정보 RNTI(SI-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 임의 접속 프리앰블의 전송에 대한 응답인 임의접속응답을 나타내기 위해, 임의접속-RNTI(RA-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다.
도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 상향링크 서브프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 분할될 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 포함하는 물리상향링크제어채널(Physical Uplink Control Channel; PUCCH)이 할당된다. 데이터 영역에는 사용자 데이터를 포함하는 물리상향링크공유채널(Physical uplink shared channel; PUSCH)이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해서, 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH를 동시에 전송하지 않는다. 하나의 단말에 대한 PUCCH는 서브프레임에서 자원블록 쌍(RB pair)에 할당된다. 자원블록 쌍에 속하는 자원블록들은 2 슬롯에 대하여 상이한 부반송파를 차지한다. 이를 PUCCH에 할당되는 자원블록 쌍이 슬롯 경계에서 주파수-호핑(frequency-hopped)된다고 한다.
반송파 병합(Carrier Aggregation)
일반적인 무선 통신 시스템에서는 상향링크와 하향링크간의 대역폭은 서로 다르게 설정되더라도 주로 하나의 반송파(carrier)만을 고려하고 있다. 예를 들어, 단일 반송파를 기반으로, 상향링크와 하향링크를 구성하는 반송파의 수가 각각 1개이고, 상향링크의 대역폭과 하향링크의 대역폭이 일반적으로 서로 대칭적인 무선 통신 시스템이 제공될 수 있다.
ITU(International Telecommunication Union)에서는 IMT-Advanced의 후보기술이 기존의 무선 통신 시스템에 비하여 확장된 대역폭을 지원할 것을 요구하고 있다. 그러나, 전세계적으로 일부 지역을 제외하고는 큰 대역폭의 주파수 할당이 용이하지 않다. 따라서, 조각난 작은 대역을 효율적으로 사용하기 위한 기술로 주파수 영역에서 물리적으로 다수 개의 밴드를 묶어 논리적으로 큰 대역의 밴드를 사용하는 것과 같은 효과를 내도록 하기 위한 반송파 병합(Carrier Aggregation; 대역폭 병합(Bandwidth Aggregation) 또는 스펙트럼 병합(Spectrum Aggregation)이라고도 함) 기술이 개발되고 있다.
반송파 병합은 증가되는 수율(throughput)을 지원하고, 광대역 RF 소자의 도입으로 인한 비용 증가를 방지하고, 기존 시스템과의 호환성을 보장하기 위해 도입되는 것이다. 반송파 병합이란 기존의 무선 통신 시스템(예를 들어, 3GPP LTE-Advanced 시스템의 경우에는 3GPP LTE release 8 또는 9 시스템)에서 정의되는 대역폭 단위의 반송파들의 복수개의 묶음을 통하여 단말과 기지국간에 데이터를 교환할 수 있도록 하는 기술이다. 여기서, 기존의 무선 통신 시스템에서 정의되는 대역폭 단위의 반송파를 구성반송파(Component Carrier; CC)라고 칭할 수 있다. 상향링크 및 하향링크 각각에서 하나 이상의 구성반송파를 이용하는 반송파 병합 기술 적용될 수 있다. 반송파 병합 기술은 하나의 구성반송파가 5MHz, 10MHz 또는 20MHz의 대역폭을 지원하더라도 최대 5 개의 구성반송파를 묶어 최대 100MHz 까지의 시스템 대역폭을 지원하는 기술을 포함할 수 있다.
하향링크 구성반송파는 DL CC로 표현할 수 있고, 상향링크 구성반송파는 UL CC로 표현할 수 있다. 또한, 반송파 또는 구성반송파는 3GPP의 표준에서의 기능 구성 측면에서 기술하고 표현하는 방식에 따라 셀(cell)로서 표현될 수 있다. 이에 따라 DL CC는 DL cell로 UL CC는 UL cell로 표현될 수 있다. 이하 본 발명에서는 반송파 병합이 적용되는 복수개의 반송파들을, 반송파, 구성반송파, CC 또는 셀(cell) 이라는 용어를 사용하여 표현한다.
또한, 이하의 설명에서 하향링크 전송 주체는 주로 기지국(또는 셀)을 예로 들어 설명하고, 상향링크 전송 주체는 주로 단말을 예로 들어 설명하지만, 이에 제한되는 것은 아니다. 즉, 중계기가 단말로의 하향링크 전송 주체가 되거나 단말로부터의 상향링크 수신 주체가 되는 경우, 또는 중계기가 기지국으로의 상향링크 전송 주체가 되거나 기지국으로부터의 하향링크 수신 주체가 되는 경우에도 본 발명의 내용이 적용될 수 있음을 밝힌다.
하향링크 반송파 병합은, 기지국이 단말로 어떤 시간영역 자원(서브프레임 단위)에서 하나 이상의 반송파 대역 상의 주파수영역 자원(부반송파 또는 PRB(Physical Resource Block))을 이용하여 하향링크 전송을 지원하는 것으로 설명할 수 있다. 상향링크 반송파 병합은, 단말이 기지국으로 어떤 시간영역 자원(서브프레임 단위)에서 하나 이상의 반송파 대역 상의 주파수영역 자원(부반송파 또는 PRB)을 이용하여 상향링크 전송을 지원하는 것으로 설명할 수 있다.
도 5를 참조하여 다중반송파 지원 시스템의 물리계층(제1계층, L1) 및 MAC 계층(제2계층, L2) 구성을 설명한다. 단일 반송파를 지원하는 기존의 무선 통신 시스템의 기지국에는 하나의 반송파를 지원하는 하나의 물리계층(PHY) 개체가 존재하고, 하나의 PHY 개체를 제어하는 하나의 MAC(Medium Access Control) 개체가 제공될 수 있다. PHY 계층에서는, 예를 들어, 기저대역 프로세싱 동작이 수행될 수 있다. MAC 계층에서는, 예를 들어, 송신부에서 MAC PDU(Protocol Data Unit) 생성 및 MAC/RLC 서브 계층을 포괄하는 L1/L2 스케쥴러 동작이 수행될 수 있다. MAC 계층의 MAC PDU 패킷 블록은 논리적인 전송 계층(transport layer)을 거쳐 전송 블록(transport block)으로 변환되어 물리계층 입력 정보 블록으로 매핑된다. 본 도면의 MAC 계층은 L2 계층 전체로 표현되어 MAC/RLC/PDCP 서브레이어들을 포괄하는 의미로서 적용될 수 있다. 이러한 적용은 본 발명 전체에서의 MAC 계층 설명에서 모두 치환되어 적용될 수 있음을 명시한다.
한편, 다중반송파 지원 시스템에서 MAC-PHY 개체가 복수개 제공될 수 있다. 즉, 도 5(a)와 같이 n 개의 구성반송파 각각마다 하나씩의 MAC-PHY 개체가 대응되는 형태로 다중반송파 지원 시스템의 송신부와 수신부가 구성될 수 있다. 구성반송파 별로 독립된 PHY 계층과 MAC 계층이 구성되므로, MAC PDU로부터 물리 계층에서 구성반송파 별로 PDSCH가 생성된다.
또는, 다중반송파 지원 시스템에서 하나의 공통 MAC 개체와 복수개의 PHY 개체로서 구성될 수도 있다. 즉, 도 5(b)와 같이 n 개의 구성반송파 각각에 대응하는 n 개의 PHY 개체가 제공되고, n 개의 PHY 개체를 제어하는 하나의 공통 MAC 개체가 존재하는 형태로 다중반송파 지원 시스템의 송신부와 수신부가 구성될 수도 있다. 이 경우, 하나의 MAC 계층으로부터의 MAC PDU가 전송 계층 상에서 복수개의 구성반송파 각각에 대응하는 복수개의 전송 블록으로 분화될 수 있다. 또는 MAC 계층에서의 MAC PDU 생성 시 또는 RLC 계층에서의 RLC PDU 생성 시에, 각각의 구성반송파 별로 분기될 수도 있다. 이에 따라, 물리 계층에서 구성반송파에 별로 PDSCH가 생성된다.
MAC 계층의 패킷 스케쥴러로부터 생성되는 L1/L2 제어 시그널링의 제어정보들을 전송하는 PDCCH는 개별 구성반송파 마다의 물리 자원에 매핑되어 전송될 수 있다. 여기서, 특정 단말에 대한 PDSCH 또는 PUSCH 전송을 위한 제어정보(하향링크 할당 또는 상향링크 그랜트)를 포함하는 PDCCH는, 해당 PDSCH/PUSCH가 전송되는 구성반송파마다 별도로 인코딩될 수 있다. 이러한 PDCCH를 구분 코딩된(separate coded) PDCCH라 칭할 수 있다. 한편, 복수개의 구성반송파들의 PDSCH/PUSCH 전송을 위한 제어 정보들은 하나의 PDCCH로 구성되어 전송될 수도 있으며, 이를 조인트 코딩된(joint coded) PDCCH라 칭할 수 있다.
반송파 병합을 지원하기 위해서, 제어채널(PDCCH 또는 PUCCH) 및/또는 공유채널(PDSCH 또는 PUSCH)이 전송될 수 있도록 기지국과 단말 (또는 중계기) 사이의 연결이 설정되어 있거나 연결 설정을 위한 준비가 필요하다. 특정 단말 (또는 중계기) 별로 위와 같은 연결/연결설정을 위하여 반송파에 대한 측정(measurement) 및/또는 보고(reporting)가 필요하고, 이러한 측정 및/또는 보고의 대상이 되는 구성반송파들을 할당(assign)할 수 있다. 즉, 구성반송파 할당이란, 기지국에서 구성되는 하향링크/상향링크 구성반송파들 중 특정 단말 (또는 중계기)의 성능(capability)과 시스템 환경을 고려하여 하향링크/상향링크 전송에 이용되는 구성반송파를 설정(구성반송파의 개수 및 인덱스를 지정)하는 것을 의미한다.
이때 구성반송파 할당을 제3계층(L3) RRM(Radio Resource Management)에서 제어하는 경우에, 단말-특정(UE-specific) 또는 중계기-특정(RN-specific) RRC 시그널링을 이용할 수 있다. 또는, 셀-특정(cell-specific)이나 셀 클러스터-특정(cell cluster-specific) RRC 시그널링을 이용할 수 있다. 구성반송파 할당에 일련의 구성반송파 활성(activation)/비활성(deactivation)의 설정과 같은 동적인(dynamic) 제어가 필요한 경우에는 L1/L2 제어 시그널링으로서 소정의 PDCCH를 이용하거나, 구성반송파 할당 제어정보 전용의(dedicated) 물리제어채널 또는 L2 MAC 메시지 형태의 PDSCH를 이용할 수도 있다. 한편, 구성반송파 할당을 패킷 스케쥴러에서 제어하는 경우에는 L1/L2 제어 시그널링으로서 소정의 PDCCH를 이용하거나, 구성반송파 할당 제어정보 전용의(dedicated) 물리제어채널을 이용하거나, 또는 L2 MAC 메시지 형태의 PDSCH를 이용할 수도 있다.
도 6은 하향링크 및 상향링크 각각에 대한 구성 반송파(CC)들을 개념적으로 나타내는 도면이다. 도 6의 하향링크(DL) 및 상향링크(UL) CC 는 기지국(셀) 또는 중계기에서 할당할 수 있으며, 예를 들어, DL CC들의 개수는 N개로 설정되고 UL CC들의 개수를 M개로 설정될 수 있다.
단말의 초기 액세스(initial access) 또는 초기 배치(initial deployment) 과정을 통해 DL과 UL에 대하여 각각 단일한 임의의 CC를 기반으로 RRC 연결을 설정하는 단계(셀 탐색(cell search), 시스템 정보(system information) 획득/수신, 초기 임의 접속(initial random access) 과정 등)를 수행한 이후에, 단말 별로 고유한 반송파 설정을 전용 시그널링(단말-특정 RRC 시그널링 또는 단말-특정 L1/L2 PDCCH 시그널링)을 통해 기지국으로부터 제공받을 수 있다. 또는, 단말에 대한 반송파 설정이 기지국(셀 또는 셀 클러스터) 단위로 공통으로 이루어지는 경우 셀-특정 RRC 시그널링 또는 셀-특정 단말-공통 L1/L2 PDCCH 시그널링을 통하여 제공될 수도 있다. 또는, 기지국에서 구성하고 있는 반송파 구성 정보에 대하여 RRC 연결 설정을 위한 시스템 정보를 통하여 단말에게 시그널링할 수도 있고, RRC 연결 설정 단계 이후의 별도의 시스템 정보 또는 셀-특정 RRC 시그널링을 통하여 단말에게 시그널링할 수도 있다.
본 문서에서는 DL/UL CC 설정에 대하여 기지국과 단말간의 관계를 중심으로 설명하지만 이에 제한되는 것은 아니다. 예를 들어, 중계기 영역 내의 단말에 대하여, 중계기가 해당 단말의 DL/UL CC 설정을 제공하는 것에 동일하게 적용될 수 있다. 또한, 기지국 영역 내의 중계기에 대하여, 기지국이 해당 중계기의 DL/UL CC 설정을 제공하는 것에도 동일하게 적용될 수 있다. 이하에서는 명료성을 위하여 기지국 및 단말의 관계를 중심으로 DL/UL CC 설정에 대하여 설명하지만, 동일한 내용이 중계기-단말 간 (액세스 상향링크 및 하향링크) 또는 기지국-중계기 간 (백홀 상향링크 및 하향링크)에 적용될 수 있음을 밝힌다.
위와 같은 DL/UL CC들을 개별 단말에 대해 고유하게 할당(assignment)하는 과정에서 묵시적으로(implicitly), 또는 임의의 시그널링 파라미터의 정의를 통하여 명시적으로(explicitly) DL/UL CC 연계가 설정될 수 있다.
도 7은 DL/UL CC 연계의 일례를 나타내는 도면이다. 기지국이 하향링크 CC 2개 (DL CC ＃a 및 DL CC ＃b) 및 상향링크 CC 2개 (UL CC ＃i 및 UL CC ＃j)로 CC를 구성(configuration)하는 경우에, 임의의 단말에 대하여 하향링크 CC 2개 (DL CC ＃a 및 DL CC ＃b) 및 상향링크 CC 1개 (UL CC ＃i)가 할당됨에 따라 정의되는 DL/UL CC 연계를 예시하고 있다. 도 7의 DL/UL CC 연계 설정에 있어서 실선으로 표시된 것은 기본적으로 기지국이 구성하는 DL CC와 UL CC의 연계설정을 나타내는 것이며, 이는 SIB 2 에서 정의될 수 있다. 도 7의 DL/UL CC 연계 설정에 있어서 점선으로 표시된 것은 특정 단말에 대해서 설정되는 DL CC와 UL CC의 연계설정을 나타내는 것이다. 도 7의 DL CC와 UL CC의 연계설정은 단지 예시적인 것이며 이에 한정되는 것은 아니다. 즉, 본 발명의 다양한 실시예들에 있어서, 기지국이 구성하는 DL CC와 UL CC의 개수는 임의의 값으로서 설정되는 것이 가능하고, 이에 따라 상기 구성되는 DL CC들과 UL CC들 내에서 단말-특정으로 설정 또는 할당되는 DL CC와 UL CC들의 개수가 임의의 값으로 설정될 수 있고, 이와 연관된 DL/UL CC 연계도 도 7의 방식과 다른 방식으로 정의될 수 있음을 밝힌다.
또한 단말에게 구성되거나 설정되는 DL 및 UL 구성반송파들 중에서 주 구성반송파(primary CC; PCC) (또는 primary cell; P-cell) 또는 앵커 구성반송파(anchor CC) (또는 anchor cell)가 설정될 수 있다. 일례로서 항상 RRC 연결 설정 상의 구성/재구성 정보의 전송을 목적으로 하는 DL PCC (또는 DL P-cell)이 설정될 수 있고 다른 일례로서 임의의 단말이 상향링크로 전송해야 하는 UCI를 전송하기 위한 PUCCH를 전송하는 UL CC를 UL PCC (또는 UL P-cell)이 설정될 수 있다. 본 DL PCC(P-cell) 및 UL PCC(P-cell)는 단말 별로 특정하게 하나를 설정하는 것을 기본으로 한다. 또는, CC가 단말에게 매우 많이 설정되는 경우나 복수 기지국으로부터 CC를 설정받을 수 있는 상황에서는 임의의 단말에게 하나 또는 하나 이상의 기지국들로부터 각각 하나이거나 복수 개의 DL PCC(P-cell) 및/또는 UL PCC(P-cell)이 설정될 수도 있다. 일단 DL PCC(P-cell)과 UL PCC(P-cell)의 연계(linkage)는 임의로 기지국이 단말 특정하게 구성시킬 수 있는 방법이 고려될 수 있다. 이와 다르게 보다 단순화시키기 위한 방법으로 LTE 릴리즈-8(Rel-8)에서 이미 정의하고 SIB(System Information Block (or Base)) 2로 시그널링되는 기본 연계의 관계에 기초하여 DL PCC(P-cell)와 UL PCC(P-cell)의 연계가 구성될 수도 있다. 상기의 연계가 설정되는 DL PCC(P-cell) 및 UL PCC(P-cell)을 묶어 단말 특정하게 P-cell로서 표현할 수도 있다.
SC-FDMA 전송 및 OFDMA 전송
도 8은 이동통신 시스템에서 SC-FDMA 전송 방식과 OFDMA 전송 방식을 설명하기 위한 도면이다. SC-FDMA 전송 방식은 상향링크 전송에 이용될 수 있고, OFDMA 전송 방식은 하향링크 전송에 이용될 수 있다.
상향링크 신호 전송 주체 (예를 들어, 단말) 및 하향링크 신호 전송 주체 (예를 들어, 기지국) 모두 직렬-병렬 변환기(Serial-to-Parallel Converter; 801), 부반송파 맵퍼(803), M-포인트 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform) 모듈(804) 및 병렬-직렬 변환기(Parallel-to- Serial Converter; 805)를 포함하는 점에 있어서는 동일하다. 직렬-병렬 변환기(801)에 입력되는 입력 신호는 채널 코딩 및 변조된 데이터 심볼이다. 다만, SC-FDMA 방식으로 신호를 전송하기 위한 사용자 기기는 N-포인트 DFT (Discrete Fourier Transform) 모듈(802)을 추가적으로 포함하여, M-포인트 IDFT 모듈(804)의 IDFT 처리 영향을 일정 부분 상쇄함으로써 전송 신호가 단일 반송파 특성을 가지도록 할 수 있다. 즉, DFT 모듈(802)에서는 입력된 데이터 심볼을 DFT 확산시킴으로써 상향링크 전송에서 요구되는 단일 반송파 특성(single carrier property)을 만족하도록 할 수 있다. 이러한 SC-FDMA 전송 방식은 기본적으로 양호한 PAPR(Peak to Average Power Ratio) 또는 CM(Cubic Metric)을 제공하여, 상향링크 송신기가 전력 제한 상황인 경우에도 보다 효율적으로 전송을 할 수 있도록 하여, 사용자 수율을 향상시킬 수 있다.
도 9는 단일 안테나 전송과 다중 안테나 전송의 경우의 최대 전송 전력을 설명하기 위한 도면이다. 도 9(a)는 단일 안테나 전송의 경우를 나타낸다. 하나의 안테나에 하나의 전력 증폭기(PA; Power Amplifier)가 제공될 수 있다. 도 9(a)에서 전력 증폭기의 출력 (Pmax) 는 특정 값을 가질 수 있고, 예를 들어 23 dBm 의 값을 가질 수 있다. 한편, 도 9(b) 및 9(c)는 다중 안테나 전송의 경우를 나타낸다. 도 9(b) 및 9(c)에서 복수개의 전송 안테나 각각에 복수개의 PA가 매핑될 수 있다. 예를 들어, 전송 안테나의 개수가 2 인 경우에는, 2 개의 PA가 각각 전송 안테나에 매핑된다. 2 개의 PA의 출력 값 (즉, 최대 전송 전력)의 설정은 도 9(b) 및 9(c)와 같이 상이하게 구성될 수 있다.
도 9(b)에서는, 단일 안테나 전송의 경우의 최대 전송 전력 값(Pmax)을 PA1 및 PA2 에서 나누어 적용되는 예를 나타낸다. 즉, PA1에 x [dBm] 의 전송 전력 값이 설정되면 PA2에는 (Pmax - x) [dBm] 의 전송 전력 값이 적용될 수 있다. 이러한 경우에 전체 전송 전력이 Pmax 로 유지되므로, 송신기가 전력 제한 상황에서 PAPR의 증가에 보다 강인한 특성을 가질 수 있다.
한편, 도 9(c)에서는, 하나의 전송 안테나(ANT1) 만이 최대 전송 전력 값(Pmax)을 가지고, 나머지 하나의 전송 안테나(ANT2)의 전송 전력 값은 그 반으로 (Pmax/2) 설정되는 예를 나타낸다. 이러한 경우, 하나의 전송 안테나만이 PAPR 증가에 강인한 특성을 가질 수 있다.
다중 안테나 시스템
다중 안테나(MIMO) 기술은, 메시지를 수신하기 위해 단일 안테나 경로에 의존하지 않고 여러 안테나에서 수신된 단편적인 데이터 조각을 한데 모아 완성하는 기술을 응용한 것이다. 다중안테나 기술은 특정 범위에서 데이터 전송 속도를 향상시키거나 특정 데이터 전송 속도에 대해 시스템 범위를 증가시킬 수 있기 때문에 이동 통신 단말과 중계기 등에 폭넓게 사용할 수 있는 차세대 이동통신기술이며, 데이터 통신 확대 등으로 인해 한계 상황에 이른 이동통신의 전송량 한계를 극복할 수 있는 차세대 기술로 관심을 모으고 있다.
도 10(a)는 일반적인 다중 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도이다. 도 10(a)에 도시된 바와 같이 전송 안테나의 수를 NT개로, 수신 안테나의 수를 NR개로 동시에 늘리게 되면, 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적으로 채널 전송 용량이 증가한다. 따라서 전송률(transmission rate)를 향상시키고, 주파수 효율을 획기적으로 향상시키는 것이 가능하다. 채널 전송 용량의 증가에 따른 전송률은 이론적으로 하나의 안테나를 이용하는 경우의 최대 전송률(R0)에 하기의 수학식 1의 증가율(Ri)이 곱해진 만큼 증가할 수 있다.
Figure 112011502812554-pat00004
예를 들어, 4개의 전송 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 대하여 이론상 4배의 전송률을 획득할 수 있다. 이와 같은 다중안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90년대 중반에 증명된 이후 실질적인 데이터 전송률 향상으로 이끌어 내기 위하여 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연구되고 있으며, 이들 중 몇몇 기술들은 이미 3 세대 이동 통신과 차세대 무선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.
현재까지의 다중안테나 관련 연구 동향을 살펴보면 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론 측면 연구, 다중안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구, 그리고 전송 신뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 활발한 연구가 진행되고 있다.
다중 안테나 시스템에 있어서의 통신 방법을 보다 구체적인 방법으로 설명하기 위해 이를 수학적으로 모델링 하는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다. 도 10(a)에 도시된 바와 같이 NT개의 전송 안테나와 NR개의 수신 안테나가 존재하는 것을 가정한다. 먼저, 전송 신호에 대해 살펴보면, NT개의 전송 안테나가 있는 경우 최대 전송 가능한 정보는 NT개이므로, 전송 정보를 하기의 수학식 2와 같은 벡터로 나타낼 수 있다.
Figure 112011502812554-pat00005
한편, 각각의 전송 정보
Figure 112011502812554-pat00119
에 있어 전송 전력을 다르게 할 수 있으며, 이때 각각의 전송 전력을
Figure 112011502812554-pat00120
라 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보를 벡터로 나타내면 하기의 수학식 3과 같다.
Figure 112011502812554-pat00006
또한,
Figure 112011502812554-pat00121
를 전송 전력의 대각행렬 P 를 이용하여 나타내면 하기의 수학식 4와 같다.
Figure 112011502812554-pat00122
한편, 전송전력이 조정된 정보 벡터
Figure 112011502812554-pat00123
에 가중치 행렬 W 가 적용되어 실제 전송되는 NT 개의 전송신호(transmitted signal)
Figure 112011502812554-pat00124
가 구성되는 경우를 고려해 보자. 여기서, 가중치 행렬은 전송 정보를 전송 채널 상황 등에 따라 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 수행한다. 이와 같은 전송신호
Figure 112011502812554-pat00125
는 벡터 X 를 이용하여 하기의 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다. 여기서 Wij 는 i 번째 전송안테나와 j 번째 정보 간의 가중치를 의미한다. W 는 가중치 행렬(Weight Matrix) 또는 프리코딩 행렬(Precoding Matrix)이라고 불린다.
Figure 112011502812554-pat00008
NR개의 수신안테나가 있는 경우 각 안테나의 수신신호
Figure 112011502812554-pat00126
을 벡터로 나타내면 하기의 수학식 6과 같다.
Figure 112011502812554-pat00009
한편, 다중 안테나 통신 시스템에 있어서의 채널을 모델링 하는 경우, 채널은 송수신 안테나 인덱스에 따라 구분할 수 있으며, 전송 안테나 j 로부터 수신 안테나 i 를 거치는 채널을 hij 로 표시하기로 한다. 여기서, hij 의 인덱스의 순서는 수신 안테나 인덱스가 먼저, 전송안테나의 인덱스가 나중임에 유의한다.
이러한 채널은 여러 개를 한데 묶어서 벡터 및 행렬 형태로도 표시 가능하다. 벡터 표시의 예를 들어 설명하면 다음과 같다. 도 10(b)는 NT개의 전송 안테나에서 수신 안테나 i 로의 채널을 도시한 도면이다.
도 10(b)에 도시된 바와 같이 총 NT개의 전송 안테나로부터 수신안테나 i 로 도착하는 채널은 다음과 같이 표현 가능하다.
Figure 112011502812554-pat00010
또한, 상기 수학식 7과 같은 행렬 표현을 통해 NT개의 전송 안테나로부터 NR개의 수신 안테나를 거치는 채널을 모두 나타내는 경우 하기의 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112011502812554-pat00011
실제 채널은 위와 같은 채널 행렬 H 를 거친 후에 백색잡음(AWGN; Additive White Gaussian Noise)이 더해지게 되므로, NR개의 수신안테나 각각에 더해지는 백색잡음
Figure 112011502812554-pat00127
을 벡터로 표현하면 하기의 수학식 9와 같다.
Figure 112011502812554-pat00012
상기 수학식들을 이용하여 구한 수신신호는 하기의 수학식 10과 같다.
Figure 112011502812554-pat00013
한편, 채널 상황을 나타내는 채널 행렬 H 의 행과 열의 수는 전송안테나와 수신 안테나의 개수에 의해 결정된다. 채널 행렬 H 에서 행의 수는 수신 안테나의 개수(NR)과 동일하고, 열의 수는 전송 안테나의 개수(NT)와 동일하다. 즉, 채널 행렬 H는 NR × NT 행렬로 표시될 수 있다. 일반적으로, 행렬의 랭크는 서로 독립적인 행의 수와 열의 수 중에서 더 작은 수에 의해 정의된다. 그러므로, 행렬의 랭크는 행렬의 행의 수나 열의 수보다 더 큰 값을 가질 수 없다. 채널 행렬 H 의 랭크는 다음의 수학식 11에 의해 표현될 수 있다.
Figure 112011502812554-pat00014
다중 안테나 시스템의 운영(operation)을 위해 사용되는 다중 안테나 송수신 기법(scheme)은 FSTD(frequency switched transmit diversity), SFBC(Space Frequency Block Code), STBC(Space Time Block Code), CDD(Cyclic Delay Diversity), TSTD(time switched transmit diversity) 등이 사용될 수 있다. 랭크 2 이상에서는 공간 다중화(Spatial Multiplexing; SM), GCDD(Generalized Cyclic Delay Diversity), S-VAP(Selective Virtual Antenna Permutation) 등이 사용될 수 있다.
FSTD는 각 다중 안테나로 전송되는 신호마다 서로 다른 주파수의 부반송파를 할당함으로써 다이버시티 이득을 얻는 방식이다. SFBC는 공간 영역과 주파수 영역에서의 선택성을 효율적으로 적용하여 해당 차원에서의 다이버시티 이득과 다중 사용자 스케줄링 이득까지 모두 확보할 수 있는 기법이다. STBC는 공간 영역과 시간 영역에서 선택성을 적용하는 기법이다. CDD는 각 송신안테나간의 경로 지연을 이용하여 다이버시티 이득을 얻는 기법이다. TSTD는 다중 안테나로 전송되는 신호를 시간으로 구분하는 기법이다. 공간 다중화는 안테나별로 서로 다른 데이터를 전송하여 전송률을 높이는 기법이다. GCDD는 시간 영역과 주파수 영역에서의 선택성을 적용하는 기법이다. S-VAP는 단일 프리코딩 행렬을 사용하는 기법으로, 공간 다이버시티 또는 공간 다중화에서 다중 코드워드를 안테나 간에 섞어주는 MCW(Multi Codeword) S-VAP와 단일 코드워드를 사용하는 SCW(Single Codeword) S-VAP가 있다.
위와 같은 MIMO 전송 기법들 중에서 STBC 기법은, 동일한 데이터 심볼이 시간 영역에서 직교성을 지원하는 방식으로 반복되어 시간 다이버시티를 획득하는 방식이다. 유사하게, SFBC 기법은 동일한 데이터 심볼이 주파수 영역에서 직교성을 지원하는 방식으로 반복되어 주파수 다이버시티를 획득하는 방식이다. STBC에 사용되는 시간 블록 코드 및 SFBC에 사용되는 주파수 블록 코드의 예시는 아래의 수식 12 및 13과 같다. 수식 12 는 2 전송 안테나 경우의, 수식 13 은 4 전송 안테나의 경우의 블록 코드를 나타낸다.
Figure 112011502812554-pat00015
Figure 112011502812554-pat00016
수학식 12 및 13 에서 Si (i=1, 2, 3, 4)는 변조된 데이터 심볼을 나타낸다. 또한, 수학식 12 및 13의 행렬의 행(row)은 안테나 포트를 나타내고, 열(column)은 시간 (STBC의 경우) 또는 주파수 (SFBC의 경우)를 나타낸다.
한편, 전술한 MIMO 전송 기법들 중에서 CDD 기법은 지연 확산을 인위적으로 증가시켜 주파수 다이버시티를 증가시키는 방식이다. 도 11은 다중 안테나 시스템에서 일반적인 CDD 구조의 예시를 나타낸다. 도 11(a)는 시간 영역에서의 순환 지연을 적용하는 방식을 나타낸다. 도 11(a)의 순환 지연을 적용하는 CDD 기법은, 도 11(b)와 같이 위상-시프트 다이버시티를 적용하는 것으로 구현될 수도 있다.
한편, 전술한 MIMO 전송 기법들과 관련하여, 코드북 기반 프리코딩 기법에 대하여 설명한다. 도 12는 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
코드북 기반 프리코딩 방식에 따를 경우 송수신단은 전송 랭크, 안테나 개수 등에 따라 미리 정해진 소정 개수의 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북 정보를 공유하게 된다. 즉, 피드백 정보가 유한한(finite) 경우에 프리코딩 기반 코드북 방식이 사용될 수 있다. 수신단은 수신 신호를 통해 채널 상태를 측정하여, 상술한 코드북 정보를 기반으로 유한한 개수의 선호하는 프리코딩 행렬 정보(즉, 해당 프리코딩 행렬의 인덱스)를 송신단에 피드백할 수 있다. 예를 들어, 수신단에서는 ML(Maximum Likelihood) 또는 MMSE(Minimum Mean Square Error) 방식으로 수신 신호를 측정하여 최적의 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 도 12에서는 수신단이 송신단에 프리코딩 행렬 정보를 코드워드별로 전송하는 것을 도시하고 있으나, 이에 한정될 필요는 없다.
수신단으로부터 피드백 정보를 수신한 송신단은 수신된 정보에 기반하여 코드북으로부터 특정 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 프리코딩 행렬을 선택한 송신단은 전송 랭크에 대응하는 개수의 레이어 신호에 선택된 프리코딩 행렬을 곱하는 방식으로 프리코딩을 수행하며, 프리코딩이 수행된 전송 신호를 복수의 안테나를 통해 전송할 수 있다.
송신단에서 프리코딩되어 전송된 신호를 수신한 수신단은 송신단에서 이루어진 프리코딩의 역처리를 수행하여 수신 신호를 복원할 수 있다. 일반적으로 프리코딩 행렬은 U*UH = I와 같은 유니터리 행렬(U) 조건을 만족하는바, 상술한 프리코딩의 역처리는 송신단의 프리코딩에 이용된 프리코딩 행렬(P)의 에르미트(Hermit) 행렬(PH)을 수신 신호에 곱하는 방식으로 이루어질 수 있다.
물리상향링크제어채널(PUCCH)
상향링크 제어 정보를 포함하는 물리상향링크제어채널(PUCCH)에 대하여 설명한다.
PUCCH를 통하여 복수개의 단말의 제어 정보가 전송될 수 있고, 각 단말들의 신호를 구별하기 위하여 코드분할다중화(Code Division Multiplexing; CDM)을 수행하는 경우에 길이 12 의 CAZAC(Constant Amplitude Zero Autocorrelation) 시퀀스를 주로 사용한다. CAZAC 시퀀스는 시간 영역 및 주파수 영역에서 일정한 크기(amplitude)를 유지하는 특성을 가지므로 단말의 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio) 또는 CM(Cubic Metric)을 낮추어 커버리지를 증가시키기에 적합한 성질을 가진다. 또한, PUCCH를 통해 전송되는 하향링크 데이터 전송에 대한 ACK/NACK 정보는 직교 시퀀스(orthgonal sequence)를 이용하여 커버링된다.
또한, PUCCH 상으로 전송되는 제어정보는 서로 다른 순환 시프트 값을 가지는 순환 시프트된 시퀀스(cyclically shifted sequence)를 이용하여 구별될 수 있다. 순환 시프트된 시퀀스는 기본 시퀀스(base sequence)를 특정 CS 양(cyclic shift amount) 만큼 순환 시프트시켜 생성할 수 있다. 특정 CS 양은 순환 시프트 인덱스(CS index)에 의해 지시된다. 채널의 지연 확산(delay spread)에 따라 사용가능한 순환 시프트의 수는 달라질 수 있다. 다양한 종류의 시퀀스가 기본 시퀀스로 사용될 수 있으며, 전술한 CAZAC 시퀀스는 그 일례이다.
PUCCH는 스케줄링 요청(Scheduling Request; SR), 하향링크 채널 측정 정보, 하향링크 데이터 전송에 대한 ACK/NACK 정보와 같은 제어 정보를 포함할 수 있다. 채널 측정 정보는 채널품질지시자(Channel Quality Indicator; CQI), 프리코딩행렬인덱스(Precoding Matrix Index; PMI) 및 랭크지시자(Rank Indicator; RI)를 포함할 수 있다.
PUCCH에 포함되는 제어 정보의 종류, 변조 방식 등에 따라서, PUCCH 포맷이 정의된다. 즉, PUCCH 포맷 1은 SR의 전송에 사용되고, PUCCH 포맷 1a 또는 포맷 1b는 HARQ ACK/NACK의 전송에 사용되고, PUCCH 포맷 2는 CQI의 전송에 사용되고, PUCCH 포맷 2a/2b는 CQI 및 HARQ ACK/NACK의 전송에 사용된다.
임의의 서브프레임에서 HARQ ACK/NACK이 단독으로 전송되는 경우에는 PUCCH 포맷 1a 또는 포맷 1b를 사용하고, SR이 단독으로 전송되는 경우에는 PUCCH 포맷 1을 사용한다. 단말은 HARQ ACK/NACK 및 SR을 동일 서브프레임에서 전송할 수도 있으며, 이에 대해서는 후술하여 설명한다.
PUCCH 포맷은 표 1과 같이 요약할 수 있다.
Figure 112011502812554-pat00017
도 13은 상향링크 물리 자원 블록에서 PUCCH의 자원 매핑 구조를 도시한다.
Figure 112011502812554-pat00128
는 상향링크에서의 자원블록의 개수를 나타내고, nPRB 는 물리 자원 블록 번호를 의미한다. PUCCH는 상향링크 주파수 블록의 양쪽 끝단(edge)에 매핑된다. CQI 자원은 주파수 대역 끝단 바로 다음의 물리자원블록에 매핑되고, ACK/NACK 은 그 다음에 매핑될 수 있다.
PUCCH 포맷 1은 SR 전송을 위하여 사용되는 제어 채널이다. 스케줄링 요청(SR)은 단말이 스케줄링되기를 요청하거나 또는 요청하지 않는 방식으로 전송될 수 있다.
PUCCH 포맷 1a/1b 는 ACK/NACK 전송을 위하여 사용되는 제어 채널이다. PUCCH 포맷 1a/1b에 있어서 BPSK 또는 QPSK 변조 방식을 이용하여 변조된 심볼은 길이 12의 CAZAC 시퀀스로 승산(multiply)된다. CAZAC 시퀀스 승산 후에, 직교 시퀀스로 블록 방향으로(block-wise) 확산된다. 일반 ACK/NACK 정보에 대해서는 길이 4의 하다마드(Hadamard) 시퀀스가 사용되고, 짧은(shortened) ACK/NACK 정보 및 참조신호(Reference Signal)에 대해서는 길이 3의 DFT(Discrete Fourier Transform) 시퀀스가 사용될 수 있다. 확장된 CP의 경우의 참조신호에 대해서는 길이 2의 하다마드 시퀀스가 사용될 수 있다.
단말은 HARQ ACK/NACK 및 SR을 동일 서브프레임에서 전송할 수도 있다. 긍정(positive) SR 전송을 위해 단말은 SR용으로 할당된 자원을 통해 HARQ ACK/NACK을 전송할 수 있다. 부정(negative) SR 전송을 위해서는 단말은 ACK/NACK용으로 할당된 자원을 통해 HARQ ACK/NACK을 전송할 수 있다.
다음으로, PUCCH 포맷 2/2a/2b에 대하여 설명한다. PUCCH 포맷 2/2a/2b는 채널 측정 피드백(CQI, PMI, RI)을 전송하기 위한 제어 채널이다.
PUCCH 포맷 2/2a/2b 에서는 CAZAC 시퀀스에 의한 변조를 지원하고, QPSK 변조된 심볼이 길이 12 의 CAZAC 시퀀스로 승산될 수 있다. 시퀀스의 순환 시프트는 심볼 및 슬롯 간에 변경될 수 있다. 참조신호(RS)에 대해서 직교 커버링이 사용될 수 있다.
도 14는 CQI 정보 비트의 채널 구조를 나타내는 도면이다. CQI 정보 비트는 하나 이상의 필드를 포함할 수 있다. 예를 들어, MCS를 결정하는 CQI 인덱스를 지시하는 CQI 필드, 코드북 상의 프리코딩 행렬의 인덱스를 지시하는 PMI 필드, 랭크를 지시하는 RI 필드 등이 CQI 정보 비트에 포함될 수 있다.
도 14(a)를 참조하여, 하나의 슬롯에 포함되는 7 개의 SC-FDMA 심볼 중 3개의 SC-FDMA 심볼 간격만큼 떨어진 2개의 SC-FDMA 심볼에는 참조신호(RS)가 실리고, 나머지 5개의 SC-FDMA 심볼에는 CQI 정보가 실릴 수 있다. 한 슬롯 안에 두 개의 RS가 사용된 것은 고속 단말을 지원하기 위해서이다. 또한, 각 단말은 시퀀스를 사용하여 구분될 수 있다. CQI 정보 심볼들은 SC-FDMA 심볼 전체에 변조되어 전달되고, SC-FDMA 심볼은 하나의 시퀀스로 구성되어 있다. 즉, 단말은 각 시퀀스로 CQI를 변조해서 전송할 수 있다.
하나의 TTI에 전송할 수 있는 심볼 수는 10개이고, CQI 정보의 변조는 QPSK까지 정해져 있다. SC-FDMA 심볼에 대해 QPSK 매핑을 사용하는 경우 2비트의 CQI 값이 실릴 수 있으므로, 한 슬롯에 10비트의 CQI 값을 실을 수 있다. 따라서, 한 서브프레임에 최대 20비트의 CQI 값을 실을 수 있다. CQI 정보를 주파수 영역에서 확산시키기 위해 주파수 영역 확산 부호를 사용할 수 있다.
주파수 영역 확산 부호로는 CAZAC 시퀀스(예를 들어, ZC 시퀀스)를 사용할 수 있다. 또한, 주파수 영역 확산 부호로 상관 특성이 우수한 다른 시퀀스를 적용할 수도 있다. 특히, 각 제어채널은 서로 다른 순환 시프트(cyclic shift) 값을 갖는 CASAC 시퀀스를 적용하여 구분될 수 있다. 주파수 영역 확산된 CQI 정보에 IFFT가 수행된다.
도 14(b)는 확장된 CP의 경우, PUCCH 포맷 2/2a/2b 전송의 예를 나타낸다. 하나의 슬롯은 6 SC-FDMA 심볼을 포함한다. 각 슬롯의 6 OFDM 심벌 중 1 OFDM 심볼에는 RS가 실리고, 나머지 5 OFDM 심볼에는 CQI 정보 비트가 실릴 수 있다. 이를 제외하면, 도 14(a)의 일반 CP의 경우의 예가 그대로 적용될 수 있다.
도 14(a) 및 14(b)의 RS에 대하여 사용되는 직교 커버링은 표 2와 같다.
Figure 112011502812554-pat00018
도 15를 참조하여 CQI 정보와 ACK/NACK 정보의 동시 전송에 대하여 설명한다.
일반 CP의 경우에 PUCCH 포맷 2a/2b을 사용하여 CQI 정보와 ACK/NACK 정보를 동시에 전송할 수 있다. ACK/NACK 정보는 CQI RS가 전송되는 심볼을 통하여 전송될 수 있다. 즉, 일반 CP의 경우 두 번째 RS 는 ACK/NACK 심볼로 변조될 수 있다. ACK/NACK 심볼이 PUCCH 포맷 1a와 같이 BPSK 방식으로 변조되는 경우에는 CQI RS가 ACK/NACK 심볼로 BPSK 방식으로 변조되고, ACK/NACK 심볼이 PUCCH 포맷 1b와 같이 QPSK 방식으로 변조되는 경우에는 CQI RS가 ACK/NACK 심볼로 QPSK 방식으로 변조될 수 있다. 한편, 확장된 CP의 경우에는 PUCCH 포맷 2를 사용하여 CQI 정보와 ACK/NACK 정보를 동시에 전송하며, 이를 위하여 CQI 정보와 ACK/NACK 정보가 조인트 코딩(joint coding)될 수 있다.
전술한 사항 이외에 PUCCH에 대한 설명은 3GPP 표준문서 (예를 들어, 3GPP TS36.211 5.4절)를 참조할 수 있으며, 그 구체적인 내용은 설명의 명확성을 위하여 생략한다. 그러나, PUCCH에 대하여 상기 표준문서에 개시된 내용은 이하에서 설명하는 본 발명의 다양한 실시형태에서 이용되는 PUCCH에 적용될 수 있음을 밝힌다.
채널 상태 정보 피드백
MIMO 기법을 올바르게 수행하기 위해서 수신단에서는 랭크 지시자(RI), 프리코딩 행렬 인덱스(PMI) 및 채널품질지시자(CQI)를 송신단으로 피드백할 수 있다. 이들 RI, PMI 및 CQI 를 통칭하여 채널상태정보(Channel Status Information; CSI)라고 할 수도 있다. 또는, RI, PMI 및 CQI 를 포함하는 채널정보의 개념으로서 CQI 라는 용어를 사용할 수도 있다.
도 16은 채널상태정보의 피드백을 설명하기 위한 도면이다.
도 16을 참조하면, 송신기로부터의 MIMO 전송은 채널(H)를 통해 수신기에서 수신될 수 있다. 수신기는 수신 신호에 기초하여 코드북으로부터 선호하는 프리코딩 행렬을 선택하고, 선택된 프리코딩 행렬 인덱스(PMI)를 송신기로 피드백할 수 있다. 또한, 수신기는 수신 신호의 신호-대-간섭및잡음비(Signal-to-Interference plus Noise Ratio; SINR) 등을 측정하여 채널 품질 정보(CQI)를 계산하여 송신기로 피드백할 수 있다. 또한, 수신기는 수신 신호에 대한 랭크 지시자(RI)를 송신기로 피드백할 수 있다. 송신기는 수신기로부터 피드백 받은 RI 및 CQI 정보를 이용하여 수신기로의 데이터 전송을 위해 적절한 레이어의 개수, 시간/주파수 자원 및 변조및코딩기법(Modulation and Coding Scheme; MCS) 등을 정할 수 있다. 또한, 송신기는 수신기로부터 피드백 받은 PMI가 지시하는 프리코딩 행렬(W l )을 이용하여 프리코딩이 수행된 전송 신호를 복수의 안테나를 통해 전송할 수 있다.
이하에서는 채널 상태 정보의 구체적인 내용에 대하여 설명한다.
RI는 채널 랭크 (송신기로부터의 전송에 이용되는 레이어의 개수)에 대한 정보이다. RI는 할당된 전송 레이어의 개수로부터 결정되며, 관련된 하향링크제어정보(DCI)로부터 획득될 수 있다.
PMI는 송신기로부터의 전송에 이용되는 프리코딩 행렬에 대한 정보이다. 수신기로부터 피드백되는 프리코딩 행렬은, RI에 의하여 지시되는 레이어의 개수를 고려하여 결정된다. PMI 는 폐-루프 공간다중화(SM) 및 긴 지연 CDD(large delay CDD) 전송의 경우에 피드백될 수 있다. 개-루프 전송의 경우에는, 송신기가 미리 결정된 규칙에 따라 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 수신기가 각각의 랭크(랭크 1 내지 4)에 대해서 PMI를 선택하는 과정은 다음과 같다. 수신기는 각각의 PMI에 대하여 후처리(post processing) SINR을 계산하고, 계산된 SINR을 총합 용량(sum capacity)로 변환하여, 총합 용량에 기초하여 최적의(best) PMI를 선택할 수 있다. 즉, 수신기가 PMI를 계산하는 것은 총합 용량에 기초하여 최적의 PMI를 찾는 과정이라 할 수 있다. 수신기로부터 PMI를 피드백 받은 송신기는, 수신기가 추천하는 프리코딩 행렬을 그대로 이용할 수 있고, 이러한 사실을 수신기로의 데이터 전송 스케줄링 할당 정보에 1 비트의 지시자로서 포함시킬 수 있다. 또는, 송신기는 수신기로부터 피드백 받은 PMI가 나타내는 프리코딩 행렬을 그대로 이용하지 않을 수도 있다. 이러한 경우, 송신기가 수신기로의 데이터 전송에 이용하는 프리코딩 행렬 정보를 스케줄링 할당 정보에 명시적으로 포함시킬 수 있다. PMI에 대한 구체적인 사항은 3GPP 표준문서 (예를 들어, 3GPP TS36.211)을 참조할 수 있다.
CQI는 채널 품질을 나타내는 정보이다. CQI는 미리 결정된 MCS 조합으로서 표현될 수 있다. CQI 인덱스는 다음의 표 3 과 같이 주어질 수 있다.
Figure 112011502812554-pat00019
상기 표 3 에서 나타내는 바와 같이 CQI 인덱스는 4 비트 (즉, CQI 인덱스 0 내지 15)로 표현되고, 각각의 CQI 인덱스는 해당하는 변조기법(modulation scheme) 및 코드 레이트(code rate)를 나타낸다.
CQI 계산 방법에 대하여 설명한다. 3GPP 표준문서(예를 들어, 3GPP TS36.213)에서는 단말이 CQI 인덱스를 계산함에 있어서 다음과 같은 가정을 고려할 것을 정의하고 있다.
(1) 한 서브프레임의 처음 3 개의 OFDM 심볼들은 제어 시그널링에 의해 점유됨
(2) 주 동기신호(primary synchronization signal), 부(secondary) 동기 신호 또는 물리방송채널(PBCH)에 이해 사용되는 자원요소는 없음
(3) 비-MBSFN 서브프레임의 CP 길이
(4) 리던던시 버전(Redundancy Version)은 0 임
(5) PDSCH 전송 기법은 단말에 대해 현재 설정된 전송 모드(디폴트 모드일 수 있음)에 따름
(6) PDSCH EPRE(Energy Per Resource Element) 대 셀-특정 참조신호 EPRE의 비(ratio)는 ρ A 의 예외를 가지고 주어진 바와 같음 (ρ A 는 다음과 같은 가정에 따를 수 있다. 단말이, 임의의 변조 기법에 대해서, 4 개의 셀-특정 안테나 포트 구성의 전송 모드 2로 설정되거나, 또는 4 개의 셀-특정 안테나 포트 구성이면서 관련된 RI가 1인 전송 모드 3으로 설정되는 경우에는, ρ A =P A +Δ offset +10log10(2)[dB] 이다. 그 외의 경우에는, 임의의 변조 기법 및 임의의 레이어 개수에 대해서, ρ A =P A +Δ offset [dB] 이다. Δ offset 은 상위계층 시그널링에 의해 설정되는 nomPDSCH-RS-EPRE-Offset 파라미터에 의해 주어진다.)
이와 같은 가정을 정의한 것은 CQI가 채널 품질에 대한 정보뿐만 아니라 해당 단말에 대한 다양한 정보를 포함하고 있음을 의미한다. 즉, 같은 채널 품질에서도 해당 단말의 성능에 따라 서로 다른 CQI 인덱스를 피드백할 수 있기 때문에 일정한 기준을 정의하는 것이다.
단말이 기지국으로부터 하향링크 참조신호(RS)를 수신하고, 수신된 참조신호를 통해 채널의 상태를 파악할 수 있다. 여기서, 참조신호는 기존의 3GPP LTE 시스템에서 정의하는 공용참조신호(Common Reference Signal; CRS)일 수 있고, 확장된 안테나 구성을 갖는 시스템(예를 들어, 3GPP LTE-A 시스템)에서 정의하는 채널상태정보-참조신호(Channel Status Information Reference Signal; CSI-RS)일 수도 있다. 단말은 참조신호를 통해 파악된 채널에서 CQI 계산을 위해 주어진 가정을 만족하면서, 블록에러율(Block Error Rate; BLER)이 10％를 넘지 않는 CQI 인덱스를 계산할 수 있다. 단말은 계산된 CQI 인덱스를 기지국으로 전송할 수 있다. 단말이 CQI 인덱스를 계산함에 있어서 간섭 추정을 개선하는 방법을 적용하지는 않는다.
단말이 채널의 상태를 파악하고 적합한 MCS를 구하는 과정은 단말 구현 측면에서 다양한 방식으로 설계될 수 있다. 예를 들어, 단말은 참조신호를 이용하여 채널 상태 또는 유효 SINR(Signal-to-Interference plus Noise Ratio)를 계산할 수 있다. 또한, 채널 상태 또는 유효 SINR은 전체 시스템 대역폭 (set S 라 칭할 수 있음) 상에서 측정되거나, 또는 일부 대역폭 (특정 서브밴드 또는 특정 RB) 상에서 측정될 수 있다. 전체 시스템 대역폭(set S)에 대한 CQI를 광대역(Wideband; WB) CQI라 하고, 일부 대역에 대한 CQI를 서브밴드(SB) CQI라 할 수 있다. 단말은 계산된 채널 상태 또는 유효 SINR에 기반하여, 가장 높은 MCS를 구할 수 있다. 가장 높은 MCS는, 디코딩시 전송블록에러율이 10％를 초과하지 않고 CQI 계산에 대한 가정을 만족하는 MCS를 의미한다. 단말은 구해진 MCS에 관련된 CQI 인덱스를 결정하고, 결정된 CQI 인덱스를 기지국으로 보고할 수 있다.
또한, 단말이 CQI 만을 전송하는 경우(CQI-only transmission)를 고려할 수 있다. 이는 PUSCH 상의 데이터 없이 비주기적(aperiodic)으로 CQI를 전송하는 경우에 해당한다. 비주기적인 CQI 전송은 기지국으로부터의 요청에 의해 이벤트 기반(event triggered) 방식으로 수행될 수 있다. 이러한 기지국으로부터의 요청은 하향링크제어정보(DCI) 포맷 0 상에서 1 비트로 정의되는 CQI 요청(CQI request)일 수 있다. 또한, CQI만의 전송을 위해서, 아래의 표 4 에서 MCS 인덱스 (IMCS) 29가 시그널링될 수 있다. 이 경우, DCI 포맷 0 의 CQI 요청 비트는 1 로 설정되고, 4 RB 이하의 전송이 설정되며, PUSCH 데이터 재전송에 있어서의 리던던시 버전1(RV1)이 지시되고, 변조 차수(Modulation Order) Qm 은 2 로 설정될 수 있다. 즉, CQI만을 전송하는 경우에는 변조기법으로 QPSK만이 사용될 수 있다.
Figure 112011502812554-pat00133
이하에서는 채널품질정보의 보고 동작에 대해 구체적으로 설명한다.
3GPP LTE 시스템에서는 하향링크 수신 주체(예를 들어, 단말)가 하향링크 전송 주체(예를 들어, 기지국)에 접속되어 있을 때에, 하향링크로 전송되는 참조신호의 수신강도(RSRP: reference signal received power), 참조신호의 품질(RSRQ: reference signal received quality) 등에 대한 측정을 임의의 시간에 수행하여, 측정 결과를 기지국에게 주기적(periodic)으로 혹은 이벤트 기반(event triggered)으로 보고할 수 있다.
셀룰라 OFDM 무선 패킷 통신 시스템에서 각각의 단말은 하향링크 채널상황에 따른 하향링크 채널정보를 상향링크를 통해 보고하며, 기지국은 각각의 단말로부터 받은 하향링크 채널정보를 이용하여 각각의 단말 별로 데이터 전송을 위해 적절한 시간/주파수 자원 및 변조및코딩기법(Modulation and Coding Scheme; MCS) 등을 정할 수 있다.
기존의 3GPP LTE 시스템(예를 들어, 3GPP LTE 릴리즈-8 시스템)의 경우 이러한 채널정보는 CQI(Channel Quality Indication), PMI (Precoding Matrix Indicator) 및 RI (Rank Indication)로 구성될 수 있고, 각각의 단말의 전송 모드에 따라 CQI, PMI 및 RI 가 모두 전송되거나 그 중 일부만 전송될 수도 있다. CQI는 단말의 수신신호품질(received signal quality)에 의해 정해지는데, 이는 일반적으로 하향링크 참조신호의 측정에 기반하여 결정될 수 있다. 이때 실제로 기지국에게 전달되는 CQI 값은, 단말이 측정한 수신신호품질에서 블록에러율(Block Error Rate; BLER)을 10％ 이하로 유지하면서 최대의 성능을 낼 수 있는 MCS에 해당된다.
또한 이러한 채널정보의 보고방식은 주기적으로 전송되는 주기적 보고(periodic reporting)와 기지국의 요청에 의해서 전송되는 비주기적 보고(aperiodic reporting)로 나눠진다.
비주기적 보고의 경우, 기지국이 단말에게 내려주는 상향링크 스케줄링 정보에 포함된 1 비트의 요청 비트(CQI request bit)에 의해 각각의 단말에게 설정되며, 각각의 단말은 이 정보를 받으면 자신의 전송 모드를 고려한 채널정보를 물리상향링크공유채널(PUSCH)를 통해서 기지국에 전달할 수 있다. 동일한 PUSCH 상에서 RI 및 CQI/PMI 가 전송되지 않도록 설정될 수 있다.
주기적 보고의 경우, 상위계층 신호를 통해 채널정보가 전송되는 주기와 해당 주기에서의 오프셋(offset) 등이 서브프레임 단위로 각각의 단말에게 시그널링되며, 정해진 주기에 따라 각각의 단말의 전송 모드를 고려한 채널정보가 물리상향링크제어채널(PUCCH)를 통해서 기지국에 전달될 수 있다. 정해진 주기에 따라 채널정보가 전송되는 서브프레임에 상향링크로 전송되는 데이터가 동시에 존재하는 경우에는, 이때는 해당 채널정보를 물리상향링크제어채널(PUCCH)이 아닌 데이터와 함께 물리상향링크공유채널(PUSCH)를 통해서 전송할 수 있다. PUCCH를 통한 주기적 보고의 경우에는 PUSCH에 비하여 제한된 비트가 사용될 수 있다. 동일한 PUSCH 상에서 RI 및 CQI/PMI 가 전송될 수 있다.
주기적 보고와 비주기적 보고가 동일한 서브프레임 내에서 충돌하는 경우에는 비주기적 보고만이 수행될 수 있다.
WB CQI/PMI를 계산함에 있어서 가장 최근에 전송된 RI를 사용할 수 있다. PUCCH 보고 모드(reporting mode)에서의 RI는 PUSCH 보고 모드에서의 RI와 독립적(independent)이며, PUSCH 보고 모드에서의 RI는 해당 PUSCH 보고 모드에서의 CQI/PMI 에 대해서만 유효(valid)하다.
PUCCH 보고 모드에 대한 CQI/PMI/RI 피드백 타입은 4 가지로 구분될 수 있다. 타입 1 은 단말이 선택한 서브밴드에 대한 CQI 피드백이다. 타입 2 는 WB CQI 피드백 및 WB PMI 피드백이다. 타입 3 은 RI 피드백이다. 타입 4 는 WB CQI 피드백이다.
표 5를 참조하면, 채널정보의 주기적 보고(periodic reporting)에 있어서 CQI 와 PMI 피드백 타입에 따라, 모드 1-0, 1-1, 2-0 및 2-1의 4가지 보고 모드(reporting mode)로 나눌 수 있다.
Figure 112011502812554-pat00021
CQI 피드백 타입에 따라 WB (wideband) CQI와 SB (subband) CQI로 나눠지며, PMI 전송 여부에 따라 No PMI와 단일(single) PMI 로 나눠진다. 표 5 에서는 No PMI 가 개-루프(Open-loop; OL), 전송 다이버시티(Transmit Diversity; TD) 및 단일-안테나(single-antenna)의 경우에 해당하고, 단일 PMI 는 폐-루프(closed-loop; CL)에 해당함을 나타낸다.
모드 1-0 는 PMI 전송은 없고 WB CQI 가 전송되는 경우이다. 이 경우 RI는 개-루프(OL) 공간 다중화(Spatial Multiplexing; SM)의 경우에만 전송되고, 4 비트로 표현되는 하나의 WB CQI 가 전송될 수 있다. RI가 1 초과인 경우에는, 제 1 코드워드에 대한 CQI 가 전송될 수 있다. 모드 1-0에서는, 설정된 보고 주기 내에서 전술한 피드백 타입 3 및 피드백 타입 4 가 각각 상이한 타이밍에 다중화되어 전송될 수 있다 (이를 시간분할다중화(Time Division Multiplexing; TDM) 방식의 채널정보 전송이라 할 수 있다).
모드 1-1 은 단일 PMI 및 WB CQI 가 전송되는 경우이다. 이 경우, RI 전송과 함께, 4 비트의 WB CQI 및 4 비트의 WB PMI 가 전송될 수 있다. 추가적으로, RI 가 1 초과인 경우에는, 3 비트의 WB 공간 차등 CQI (Wideband Spatial Differential CQI) CQI가 전송될 수 있다. 2 코드워드 전송에 있어서 WB 공간 차등 CQI는, 코드워드 1 에 대한 WB CQI 인덱스와 코드워드 2 에 대한 WB CQI 인덱스의 차이 값을 나타낼 수 있다. 이들 차이값은 집합 {-4, -3, -2, -1, 0, 1, 2, 3} 중 하나의 값을 가지고, 3 비트로 표현될 수 있다. 모드 1-1 에서는, 설정된 보고 주기 내에서 전술한 피드백 타입 2 및 피드백 타입 3 이 각각 상이한 타이밍에 다중화되어 전송될 수 있다.
모드 2-0 은 PMI 전송은 없고 단말이 선택한(UE selected) 대역의 CQI 가 전송되는 경우이다. 이 경우 RI는 개-루프 공간 다중화(OL SM)의 경우에만 전송되고, 4 비트로 표현되는 WB CQI 가 전송될 수 있다. 또한, 각각의 대역폭 부분(Bandwidth Part; BP)에서 최적(Best-1)의 CQI가 전송되고, Best-1 CQI는 4 비트로 표현될 수 있다. 또한, Best-1 을 지시하는 L 비트의 지시자(indicator)가 함께 전송될 수 있다. RI가 1 초과인 경우에는, 제 1 코드워드에 대한 CQI 가 전송될 수 있다. 모드 2-0 에서는, 설정된 보고 주기 내에서 전술한 피드백 타입 1, 피드백 타입 3 및 피드백 타입 4 가 각각 상이한 타이밍에 다중화되어 전송될 수 있다.
모드 2-1 은 단일 PMI 및 단말이 선택한(UE selected) 대역의 CQI 가 전송되는 경우이다. 이 경우, RI 전송과 함께, 4 비트의 WB CQI, 3 비트의 WB 공간 차등 CQI 및 4 비트의 WB PMI 가 전송될 수 있다. 추가적으로, 각각의 대역폭 부분(BP)에서 4 비트의 Best-1 CQI가 전송되고, L 비트의 Best-1 지시자가 함께 전송될 수 있다. 추가적으로, RI가 1 초과인 경우에는, 3 비트의 Best-1 공간 차등 CQI가 전송될 수 있다. 이는 2 코드워드 전송에 있어서, 코드워드 1 의 Best-1 CQI 인덱스와 코드워드 2 의 Best-1 CQI 인덱스의 차이값을 나타낼 수 있다. 모드 2-1 에서는, 설정된 보고 주기 내에서 전술한 피드백 타입 1, 피드백 타입 2 및 피드백 타입 3 이 각각 상이한 타이밍에 다중화되어 전송될 수 있다.
단말이 선택한(UE selected) SB CQI 보고 모드에 있어서, 대역폭 부분(BP)의 서브밴드 크기는 표 6 과 같이 정의될 수 있다.
Figure 112011502812554-pat00022
상기 표 6 에서는 시스템 대역폭의 크기에 따른 대역폭 부분(BP)의 설정 및 각각의 BP 내의 서브밴드의 크기를 나타낸다. 단말은 각각의 BP 내에서 선호하는(preferred) 서브밴드를 선택하고, 해당 서브밴드에 대한 CQI를 계산할 수 있다. 표 6 에서 시스템 대역폭의 크기가 6 또는 7 인 경우는 서브밴드 크기 및 대역폭 부분(BP) 개수의 적용이 없는 것으로 나타내며, 이는 WB CQI 만이 적용될 수 있고 서브밴드는 존재하지 않으며 BP 는 1 인 것을 의미할 수 있다.
도 17은 단말이 선택한(UE selected) CQI 보고 모드를 설명하기 위한 도면이다.
Figure 112011502812554-pat00134
는 전체 대역폭의 RB 개수를 나타낸다. 전체 대역폭은 N (1, 2, 3, ..., N) 개의 CQI 서브밴드로 나뉠 수 있다. 하나의 CQI 서브밴드는 표 6 에서 정의하는 k 개의 RB 를 포함할 수 있다. 전체 대역폭의 RB 개수가 k 의 정수배가 아닌 경우에, 마지막 (N 번째) CQI 서브밴드를 구성하는 RB의 개수는 수학식 14 에 의해 결정될 수 있다.
Figure 112011502812554-pat00023
수학식 14 에서
Figure 112011502812554-pat00135
은 floor 연산을 나타내며,
Figure 112011502812554-pat00136
또는 floor(x)는 x를 초과하지 않는 최대의 정수를 의미한다.
또한, NJ 개의 CQI 서브밴드들은 하나의 대역폭 부분(BP)을 구성하고, 전체 대역폭은 J 개의 BP로 나뉠 수 있다. 단말은 하나의 BP 중에서 선호하는 최적의 하나(Best-1)의 CQI 서브밴드에 대한 CQI 인덱스를 계산하고 PUCCH를 통해 CQI 인덱스를 전송할 수 있다. 이 때, 하나의 BP에서 선택된 Best-1 CQI 서브밴드가 어떤 것인지를 나타내는 Best-1 지시자가 함께 전송될 수 있다. Best-1 지시자는 L 비트로 구성될 수 있고, L 은 수학식 15와 같다.
Figure 112011502812554-pat00024
수학식 15에서
Figure 112011502812554-pat00137
는 ceiling 연산을 나타내며,
Figure 112011502812554-pat00138
또는 ceiling(x) 는 x 보다 작지 않은 최소의 정수를 의미한다.
위와 같은 방식으로 단말이 선택한(UE selected) CQI 보고 모드에 있어서, CQI 인덱스가 계산되는 주파수 대역을 결정할 수 있다. 이하에서는, CQI 전송 주기에 대하여 설명한다.
각각의 단말은 채널정보의 전송 주기와 오프셋의 조합으로 이루어진 정보를 상위 계층에서 RRC 시그널링(signaling)을 통해서 전송 받을 수 있다. 단말은 제공받은 채널 정보 전송 주기에 대한 정보에 기초하여 채널 정보를 기지국으로 전송할 수 있다.
도 18은 단말이 주기적으로 채널 정보를 전송하는 방식의 일례를 도시한다. 예를 들어 채널정보의 전송 주기가 '5' 이고 오프셋이 '1' 을 나타내는 조합의 정보를 단말이 받은 경우에는, 단말은 5개의 서브프레임 단위로 채널정보를 전송하되, 0번째 서브프레임을 기준으로 하여 서브프레임 인덱스가 증가하는 방향으로 하나의 서브프레임 오프셋을 두고 PUCCH를 통해 채널 정보를 전송할 수 있다. 이때 서브프레임의 인덱스는 시스템 프레임 번호(n f )와 시스템 프레임 내의 20 개의 슬롯 인덱스(n s , 0 ∼ 19)의 조합으로 이루어질 수 있다. 하나의 서브프레임은 2 개의 슬롯으로 구성되므로 서브프레임 인덱스는 10×n f +floor(n s /2)로 표현될 수 있다.
CQI 피드백 타입에 따라 WB CQI만을 전송하는 타입과 WB CQI와 SB CQI 모두를 전송하는 타입이 존재한다. WB CQI만을 전송하는 타입의 경우, 매 CQI 전송주기에 해당하는 서브프레임에서 전체 대역에 대한 WB CQI 정보를 전송한다. WB 주기적 CQI 피드백의 전송주기는 {2, 5, 10, 16, 20, 32, 40, 64, 80, 160} ms 또는 전송하지 않음으로 설정될 수 있다. 이때 표 5에서의 PMI 피드백 타입에 따라 PMI도 전송해야 하는 경우에는 PMI 정보를 CQI 정보와 함께 전송한다. WB CQI와 SB CQI 모두를 전송하는 타입의 경우, WB CQI와 SB CQI를 번갈아 가면 전송할 수 있다.
도 19는 WB CQI와 SB CQI 모두를 전송하는 방식의 일례를 나타내는 도면이다. 도 19에서는, 예를 들어, 16개의 자원블록(RB)으로 구성된 시스템을 도시한다. 시스템의 주파수 대역이 16개의 RB를 가진 시스템의 경우, 예를 들어, 두 개의 대역폭부분(BP)으로 구성될 수 있고 (BP0 및 BP1), 각각의 BP는 각각 두 개의 서브밴드(SB)로 구성될 수 있으며 (SB0 및 SB1), 각각의 SB는 4개의 RB로 구성되는 것을 가정한다. 이때 표 6 과 관련하여 설명한 바와 같이 전체 시스템 대역이 몇 개의 RB로 구성되어 있느냐에 따라 BP의 개수 및 각각의 SB의 크기가 정해지며, RB의 개수, BP의 개수 및 SB의 크기에 따라 각각의 BP가 몇 개의 SB로 구성되는지가 결정될 수 있다.
WB CQI와 SB CQI 모두를 전송하는 타입의 경우, CQI 전송 서브프레임에 WB CQI를 전송한 다음, 그 다음 전송 서브프레임에서는 BP0에서 SB0과 SB1중에서 채널 상태가 좋은 SB(즉, Best-1)에 대한 CQI와 해당 SB의 인덱스(즉, Best-1 지시자)를 전송하며, 그 다음 전송 서브프레임에서는 BP1에서의 SB0과 SB1중에서 채널 상태가 좋은 SB(즉, Best-1)에 대한 CQI와 해당 SB의 인덱스(즉, Best-1 지시자)를 전송하게 된다. 이렇게 WB CQI를 전송한 후, 각각의 BP에 대한 CQI 정보를 순차적으로 전송하게 되는데, 이때 한번 전송한 WB CQI와 그 다음에 전송될 WB CQI 사이에 BP에 대한 CQI 정보를 순차적으로 1∼4번까지 전송할 수 있다. 예를 들어, 두 WB CQI 사이에 BP에 대한 CQI 정보를 1번 전송하는 경우, WB CQI → BP0 CQI → BP1 CQI → WB CQI순으로 전송될 수 있다. 다른 예로, 두 WB CQI 사이에 BP에 대한 CQI 정보를 4번 전송하는 경우, WB CQI → BP0 CQI → BP1 CQI → BP0 CQI → BP1 CQI → BP0 CQI → BP1 CQI → BP0 CQI → BP1 CQI → WB CQI순으로 전송될 수 있다. 두 WB CQI 사이에서 BP 에 대한 CQI가 몇 번 순차적으로 전송될 것이냐에 대한 정보는, 상위 계층에서 시그널링되며, WB CQI나 SB CQI나에 상관없이, 상기 도 18 에서 예시한 상위 계층에서 시그널링되는 채널 정보 전송 주기와 오프셋의 조합의 정보에 해당되는 서브프레임에서 PUCCH를 통해서 전송할 수 있다.
이때 PMI 피드백 타입에 따라 PMI도 전송해야 하는 경우에는 PMI 정보를 CQI 정보와 함께 전송하는데, 해당 서브프레임에 상향링크 데이터 전송을 위한 PUSCH가 존재한다면 PUCCH가 아닌 PUSCH를 통해 데이터와 함께 CQI 및 PMI를 전송할 수 있다.
도 20 은 WB CQI와 SB CQI가 모두 전송되는 경우의 CQI 전송 방식의 일례를 나타내는 도면이다. 도 20에서는 상기 도 18과 같이 채널 정보 전송 주기가 '5' 이고 오프셋이 '1' 인 조합의 정보를 시그널링 받고, 두 WB CQI/PMI 사이에 BP 에 대한 정보가 1 번 순차적으로 전송되는 경우의 단말의 채널 정보 전송 동작의 일례를 나타낸다.
한편, RI의 전송의 경우, RI는 WB CQI/PMI 전송 주기의 몇 배수로 전송되는 지와 그 전송 주기에서의 오프셋의 조합으로 시그널링될 수 있다. 이때의 오프셋은 CQI/PMI 전송 오프셋에 대한 상대적 오프셋으로서 정의된다. 예를 들어 CQI/PMI 전송 주기의 오프셋이 '1' 이고 RI의 전송 주기의 오프셋이 '0' 이라면, RI 전송주기의 오프셋은 CQI/PMI 전송 주기의 오프셋과 동일함을 의미한다. RI 전송 주기의 오프셋은 0과 음수인 값으로 정의될 수 있다.
도 21 은 상기 도 20과 같은 CQI/PMI 전송이 설정된 경우, RI 전송 주기가 WB CQI/PMI 전송 주기의 1배이며, RI 전송 주기의 오프셋이 '-1' 인 경우를 예시적으로 나타낸다. RI 전송 주기는 WB CQI/PMI 전송 주기의 1배이므로 동일한 주기를 가지고, RI 오프셋 값 '-1' 은 도 20 에서의 CQI 오프셋 '1' 에 대한 상대적으로 ' -1' 값을 가짐을 의미하므로, 서브프레임 인덱스 0번을 기준으로 RI가 전송될 수 있다.
또한, RI 전송과 WB CQI/PMI 또는 SB CQI/PMI 전송이 겹치는 경우, WB CQI/PMI 또는 SB CQI/PMI 를 누락(dropping)할 수 있다. 예를 들어, 만약 RI의 오프셋이 '-1' 이 아닌 '0' 이라면 WB CQI/PMI와 RI의 전송 서브프레임이 겹치게 되며, 이 경우에는 WB CQI/PMI를 누락하고 RI를 전송할 수 있다.
이와 같은 조합에 의해 CQI, PMI, RI가 전송될 수 있고, 이러한 정보들은 상위 계층의 RRC 시그널링에 의해 각각의 단말에서 전송될 수 있다. 기지국은 각각의 단말의 채널 상황 및 기지국 내의 단말 분포 상황 등을 고려하여, 각각의 단말에 적합한 정보를 전송해 줄 수 있다.
한편, PUCCH 상의 보고 타입에 대한 SB CQI, WB CQI/FMI, RI 및 WB CQI에 대한 페이로드 크기(payload size)는 표 7과 같이 설정될 수 있다.
Figure 112011502812554-pat00025
다음으로, PUSCH를 이용한 비주기적 CQI, PMI, RI 전송에 대하여 설명한다.
비주기적 보고의 경우, 동일한 PUSCH 상에서 RI와 CQI/PMI 가 전송될 수 있다. 비주기적 보고 모드에 있어서 RI 보고는 해당 비주기적 보고 모드에서의 CQI/PMI 보고에 대해서만 유효하다. 모든 랭크 값에 대해서 지원되는 CQI-PMI 조합은 다음의 표 8 과 같다.
Figure 112011502812554-pat00026
표 8 의 모드 1-2는 WB 피드백에 대한 것이다. 모드 1-2에서, 각각의 서브밴드에 대해 선호하는 프리코딩 행렬은 해당 서브밴드에서만의 전송을 가정하여 코드북 서브셋(subset)으로부터 선택될 수 있다. 단말은 코드워드마다 하나의 WB CQI 를 보고할 수 있으며, WB CQI 는 전체 시스템 대역폭(set S)의 서브밴드들 상에서의 전송 및 각각의 서브밴드에서의 대응하는 선택된 프리코딩 행렬을 사용하는 것을 가정하여 계산될 수 있다. 단말은 서브밴드 각각에 대하여 선택된 PMI를 보고할 수 있다. 여기서, 서브밴드 크기는 아래의 표 9와 같이 주어질 수 있다. 표 9 에서 시스템 대역폭의 크기가 6 또는 7 인 경우는 서브밴드 크기의 적용이 없는 것으로 나타내며, 이는 WB CQI 만이 적용될 수 있고 서브밴드는 존재하지 않는 것을 의미할 수 있다.
Figure 112011502812554-pat00027
표 8의 모드 3-0 및 3-1 은 상위계층에 의해 구성되는(configured) 서브밴드 피드백에 대한 것이다.
모드 3-0 에서, 단말은 전체 시스템 대역폭(set S) 서브밴드들 상에서의 전송을 가정하여 계산되는 WB CQI 값을 보고할 수 있다. 단말은 각각의 서브밴드에 대하여 하나의 서브밴드 CQI 값을 또한 보고할 수 있다. 서브밴드 CQI 값은 해당 서브밴드에서만의 전송을 가정하여 계산될 수 있다. WB CQI 및 SB CQI 모두는, RI＞1 인 경우에도, 코드워드 1 에 대한 채널 품질을 나타낼 수 있다.
모드 3-1 에서, 단일 프리코딩 행렬이 전체 시스템 대역폭(set S) 서브밴드들 상에서의 전송을 가정하여 코드북 서브셋으로부터 선택될 수 있다. 단말은 각각의 서브밴드에 대해 코드워드마다 하나의 SB CQI 값을 보고할 수 있다. SB CQI 값은 모든 서브밴드들에서 단일 프리코딩 행렬이 사용되고 대응하는 서브밴드에서의 전송을 가정하여 계산될 수 있다. 단말은 코드워드마다 WB CQI 값을 보고할 수 있다. WB CQI 값은 모든 서브밴드들에서 단일 프리코딩 행렬이 사용되고 전체 시스템 대역폭(set S) 서브밴드들에서의 전송을 가정하여 계산될 수 있다. 단말은 선택된 단일 프리코딩 행렬 지시자를 보고할 수 있다. 각각의 코드워드마다의 SB CQI 값은 2 비트의 서브밴드 차등 CQI 오프셋 (subband differential CQI offset)을 이용하여 WB CQI에 대한 차이값으로서 표현될 수 있다. 즉, 서브밴드 차등 CQI 오프셋은 SB CQI 인덱스와 WB CQI 인덱스의 차이값으로서 정의된다. 서브밴드 차등 CQI 오프셋 값은 {-2, 0, +1, +2} 중 하나의 값을 가질 수 있다. 또한, 서브밴드 크기는 표 9 와 같이 주어질 수 있다.
표 8의 모드 2-0 및 2-2 는 단말이 선택한(UE selected) 서브밴드 피드백에 대한 것이다. 모드 2-0 및 2-2 는 최적의 M 개(best-M)의 평균(average)를 보고하는 것으로 간략하게 설명할 수 있다.
모드 2-0 에서, 단말은 전체 시스템 대역폭(set S) 내에서 M 개의 선호하는 서브밴드의 집합(즉, best-M)을 선택할 수 있다. 하나의 서브밴드 크기는 k 이고, 각각의 시스템 대역폭 범위에 대한 k 및 M 값은 아래의 표 10과 같이 주어질 수 있다. 표 10 에서 시스템 대역폭의 크기가 6 또는 7 인 경우는 서브밴드 크기 및 M 값의 적용이 없는 것으로 나타내며, 이는 WB CQI 만이 적용될 수 있고 서브밴드는 존재하지 않는 것을 의미할 수 있다.
단말은 위에서 결정된 M 개의 선택된(best-M) 서브밴드 상에서만의 전송을 반영하는 하나의 CQI 값을 보고할 수 있다. 이 CQI 값은, RI＞1 인 경우에도, 코드워드 1 에 대한 채널 품질을 나타낼 수 있다. 또한, 단말은 전체 시스템 대역폭(set S) 서브밴드들 상에서의 전송을 가정하여 계산되는 WB CQI 값을 보고할 수 있다. WB CQI 는, RI＞1 인 경우에도, 코드워드 1 에 대한 채널 품질을 나타낼 수 있다.
Figure 112011502812554-pat00028
모드 2-2에서, 단말은 전체 시스템 대역폭(set S) 서브밴드들 내에서 M 개의 선호하는 서브밴드들의 집합(즉, best-M)을 선택하고 (하나의 서브밴드 크기는 k 임), 이와 함께, 상기 선택된 M 개의 서브밴드 상에서 전송에 대해 사용될 코드북 서브셋으로부터 선호하는 단일 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 단말은 선택된 M 개의 서브밴드들 상에서만의 전송 및 M 개의 서브밴드들 각각에서 동일한 선택된 단일 프리코딩 행렬이 사용되는 것을 반영하여 코드워드 당 하나의 CQI 값을 보고할 수 있다. 단말은 상기 M 개의 서브밴드들에 대해 선택된 단일 프리코딩 행렬의 지시자를 보고할 수 있다. 또한, 하나의 프리코딩 행렬(전술한 M 개의 선택된 서브밴드에 대한 프리코딩 행렬과 별개의 프리코딩 행렬)이 전체 시스템 대역폭(set S)의 서브밴드들상에서의 전송을 가정하여 코드북 서브셋으로부터 선택될 수 있다. 단말은 전체 시스템 대역폭(set S)의 서브밴드들에서의 전송 및 모든 서브밴드들에서 상기 하나의 프리코딩 행렬을 사용하는 것을 가정하여 계산된 WB CQI 를 코드워드마다 보고할 수 있다. 단말은 모든 서브밴드에 대해 선택된 하나의 프리코딩 행렬의 지시자를 보고할 수 있다.
단말이 선택한(UE-selected) 서브밴드 피드백 모드 (모드 2-0 및 2-2) 전부에 대하여, 단말은 M 개의 선택된 서브밴드들의 위치를 조합 인덱스(combinatorial index) r 을 이용하여 보고할 수 있다. r 은 수학식 16과 같이 정의될 수 있다.
Figure 112011502812554-pat00029
집합
Figure 112011502812554-pat00139
는 M 개의 정렬된(sorted) 서브밴드 인덱스들을 포함할 수 있다. 수학식 16에서
Figure 112011502812554-pat00140
는, x≥y 인 경우에
Figure 112011502812554-pat00141
이고, x＜y 인 경우에 0 인 확장된 이항 계수(extended binomial coefficient)를 의미한다. 이에 따라, r 은 유일한 레이블(unique label)을 갖게 되고,
Figure 112011502812554-pat00142
이다.
또한, 각각의 코드워드에 대한 M 개의 선택된 서브밴드들에 대한 CQI 값은 WB CQI에 대해 상대적인 차이값으로 표현될 수 있다. 이 상대적인 차이값은 2 비트의 차등 CQI 오프셋 레벨(differential CQI offset level)로 표현될 수 있으며, M 개의 선택된 서브밴드들의 CQI 인덱스 - WB CQI 인덱스의 값을 가질 수 있다. 가능한 차등 CQI 값은 {+1, +2, +3, +4} 중 하나일 수 있다.
또한, 지원되는 서브밴드 크기 k 및 상기 M 값은 상기 표 10 과 같이 주어질 수 있다. 표 10 에서 나타내는 바와 같이 k 및 M 값은 시스템 대역폭의 함수로 주어진다.
선택된 M 개(best-M)의 서브밴드들의 위치를 나타내는 레이블은 L 비트로 표현될 수 있고,
Figure 112011502812554-pat00143
이다.
8 전송 안테나를 위한 프리코더
확장된 안테나 구성을 지원하는 시스템(예를 들어, 3GPP LTE 릴리즈-10 시스템)에서는, 예를 들어 8 개의 전송 안테나를 이용한 MIMO 전송이 수행될 수 있으며, 이를 지원하기 위한 코드북 설계가 요구된다.
8 개의 안테나 포트를 통하여 전송되는 채널에 대한 CSI 보고를 위해서, 표 11 내지 18 과 같은 코드북을 사용하는 것을 고려할 수 있다. 8 개의 CSI 안테나 포트를 안테나 포트 15 내지 22 의 인덱스로 표현할 수 있다. 표 11 은 안테나 포트 15 내지 22 를 이용한 1-레이어 CSI 보고에 대한 코드북의 일례이다. 표 12 는 안테나 포트 15 내지 22 를 이용한 2-레이어 CSI 보고에 대한 코드북의 일례이다. 표 13 은 안테나 포트 15 내지 22 를 이용한 3-레이어 CSI 보고에 대한 코드북의 일례이다. 표 14 는 안테나 포트 15 내지 22 를 이용한 4-레이어 CSI 보고에 대한 코드북의 일례이다. 표 15 은 안테나 포트 15 내지 22 를 이용한 5-레이어 CSI 보고에 대한 코드북의 일례이다. 표 16 은 안테나 포트 15 내지 22 를 이용한 6-레이어 CSI 보고에 대한 코드북의 일례이다. 표 17 은 안테나 포트 15 내지 22 를 이용한 7-레이어 CSI 보고에 대한 코드북의 일례이다. 표 18 은 안테나 포트 15 내지 22 를 이용한 8-레이어 CSI 보고에 대한 코드북의 일례이다.
표 11 내지 18 에 있어서,
Figure 112011502812554-pat00144
및
Figure 112011502812554-pat00215
은 수학식 17 과 같이 주어질 수 있다.
Figure 112011502812554-pat00145
Figure 112011502812554-pat00031
Figure 112011502812554-pat00032
Figure 112011502812554-pat00033
Figure 112011502812554-pat00034
Figure 112011502812554-pat00035
Figure 112011502812554-pat00036
Figure 112011502812554-pat00037
Figure 112011502812554-pat00038
실시예 1
본 실시예 1 에서는 전체 프리코더를 구성하는 서로 다른 프리코더 인덱스의 비트수를 결정하는 방안에 대하여 설명한다.
전술한 표 11 내지 18 에서는 3GPP LTE 시스템에서 8개의 전송 안테나를 갖는 기지국에서 CSI 보고를 위해 정의된 코드북을 정의하고 있다. 상기 표 11 내지 18 와 같은 CSI 보고를 위한 코드북은, 2가지의 피드백 보고에 의해 코드북 요소(codebook element)가 결정될 수 있다. 표 11 내지 18 에서는 이러한 2 가지의 피드백 보고 값을 i1 및 i2 로서 표현하였지만, 이는 전술한 프리코더 인덱스 W1 (또는 PMI1) 및 W2 (또는 PMI2)에 각각 대응하는 개념이다. 2개의 보고 값은 서로 다른 타이밍을 가지고 또한 서로 다른 주파수 단위(frequency granularity)를 가지도록 설정될 수 있다. 그리고 코드북을 구성하는 요소의 개수(# of element)는 전송을 위해 단말이 추천하는 랭크의 수에 따라 서로 다른 값을 갖도록 설정되는데, 아래의 표 19와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112011502812554-pat00039
표 19에 따르면 i1은 랭크에 따라서 16, 4 또는 1의 요소(element)를 갖도록 정의되며, i2는 랭크에 따라서 16, 8 또는 1의 요소를 갖도록 정의된다. 그리고 피드백을 위해서 i1은 0 내지 4 비트로 표현될 수 있고, i2는 0 내지 4 비트로 표현될 수 있다. 랭크에 따라서 i1과 i2를 표현할 수 있는 최대 비트 수(Maximum bits)는 표 20 과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112011502812554-pat00040
피드백 정보를 보고하기 위해 정의되는 제어채널의 용량의 한계로 인하여, CSI 보고를 위한 i1과 i2를 표현할 수 있는 비트에 제약이 적용될 수 있다. 즉, CSI 보고를 위해서는 i1과 i2를 모두 전송해야 하는데, i1 를 위한 지시자(indicator) 및/또는 i2를 위한 지시자가 RI 또는 CQI 와 동시에 전송되는 경우에는, 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8 또는 릴리즈-9에서 정의하고 있는 RI 또는 CQI를 보고하는 채널의 에러율(error rate)과 비슷한 수준의 에러율을 갖도록 하면서 피드백 정보를 보내는 것을 고려할 수 있다.
i1 를 위한 지시자 및/또는 i2를 위한 지시자가 RI 또는 CQI 와 동시에 전송되는 경우로는, 예를 들어, 하나의 서브프레임에서 RI를 보고하고, 다른 서브프레임에서 i1을 위한 지시자, i2를 위한 지시자 및 CQI가 동시에 보고되는 경우를 고려할 수 있다. 다른 예로, 하나의 서브프레임에서 RI 및 i1을 위한 지시자를 동시에 보고하고, 다른 서브프레임에서 i2를 위한 지시자 및 CQI를 동시에 전송하는 경우를 고려할 수도 있다.
기존의 3GPP LTE 릴리즈-8 또는 릴리즈-9에서는 RI를 위해서 최대 2 비트의 전송을 가정하고 있으며, PUCCH를 통한 RI 전송의 경우 ACK/NACK과 동일한 코딩방법이 사용될 수 있다. 또한, CQI/PMI를 보고하기 위해서는 최대 11 비트의 전송을 가정하고 있으며 이를 위하여 13 비트까지 지원이 가능한 RM(Reed-Muller) 코드를 사용하여 코딩이 수행될 수 있다.
확장된 안테나 구성을 지원하는 시스템(예를 들어, 3GPP LTE 릴리즈-10 시스템)에서 i1/i2/CQI가 동시에 보고되는 것을 가정한다면, 랭크-1 또는 2인 경우 최대 15 (=4+4+7) 비트가 요구될 수 있다. 15 비트 전송을 위해서는 기존의 RM 코드를 확장하는 코딩방법을 적용하거나, 기존에 정의되어 있는 컨볼루션 코드(convolution code)를 사용하여 제어 신호를 보고하는 것을 고려할 수 있다. 또한 기존의 시스템에서 정의하고 있는 최대 비트 크기와 동일한 수준을 갖도록 하기 위해서, i1과 i2를 위한 지시자 비트의 크기를 줄이는 것도 고려할 수 있다.
표 21 은 i1/i2/CQI가 동시에 보고될 때 요구되는 비트 수를 정리한 것으로, i1과 i2를 위한 지시자 비트가 0 내지 4 인 경우에, 하나의 서브프레임에서 전송되는 비트 수를 나타낸다. 또한, 랭크에 따라서 i1 또는 i2을 위한 지시자 비트의 수가 전체집합(풀셋(full set))일 수도 있고 부분집합(서브셋(subset))일 수도 있다. 예를 들어, i1의 지시자 비트가 4이고 i2의 지시자 비트가 4인 경우, 랭크-1과 랭크-2전송을 위해서는 코드북의 풀셋(fullest)을 모두 사용할 수 있다. 또는, i1(또는 W1)을 위해 2 비트가 사용되고 i2(또는 W2)를 위해 4 비트가 사용되는 경우 랭크-1 또는 2에서는 i1의 서브셋이 사용되고, i2의 풀셋이 사용될 수 있으며, 랭크-3에서는 i1과 i2 모두 풀셋이 사용될 수 있다. 표 21 에서 F 는 풀셋을 나타내고, S 는 서브셋을 나타낸다. 또한, 표 21 에서 F/F, F/S, S/F 또는 S/S 라는 표현에 있어서, '/' 의 앞에 표시되는 것은 i1 에 대한 비트이고 '/' 의 뒤에 표시되는 것은 i2 에 대한 비트를 의미한다.
Figure 112011502812554-pat00041
PUCCH를 통한 피드백 전송에서 기존의 코딩방법을 적용하거나 기존의 피드백 채널과 유사한 수준의 에러율을 얻기 위해서, 하나의 서브프레임에서 13 비트 이하의 비트를 전송하는 것을 고려할 수 있다. 여기서, 너무 적은 개수의 코드북 요소만을 포함하는 서브셋을 사용하는 경우에는, 실제 채널 상태에 적합한 CSI를 표현하기 위한 코드북 요소가 해당 서브셋에 포함될 확률이 낮아지기 때문에 전송의 수율을 떨어뜨릴 수 있다. 따라서, 피드백 비트의 수를 감소하면서도 적당한 수준의 서브셋을 사용하여야 한다.
예를 들어, 랭크-1과 랭크-2를 위해서 i1과 i2는 최대 각각 4 비트가 요구되는데, (i1 지시자를 위한 비트 / i2 지시자를 위한 비트) 가 (4/3), (4/2), (3/3), (3/2), (2/3), (2/2) 등이 되는 인덱스의 서브셋을 사용하는 것을 고려할 수 있다.
또한, 랭크에 따라서 인덱스의 서브셋이 사용될 수도 있고 풀셋이 사용될 수도 있다. 예를 들어, 최대 11 비트의 수준으로 맞추기 위해서는 i1/i2를 위해 2비트/2비트를 사용하는 것을 고려할 수 있다. 이 때, 랭크-1 내지 4 에서는 2비트/2비트가 사용되고, 랭크-5 내지 7에서는 2비트/0비트가 사용되고, 랭크-8에서는 0비트/0비트가 사용되는 것을 고려할 수 있다. 또는, 최대 13 비트의 수준으로 맞추기 위해서 i1/i2를 위해 3비트/2비트를 사용하는 것을 고려할 수 있다. 이 때, 랭크-1 내지 2에서는 3비트/2비트가 사용되고, 랭크-3에서는 2비트/4비트가 사용되고 랭크-4에서는 2비트/3비트가 사용되고, 랭크-5 내지 7에서는 2비트/0비트가 사용되고, 랭크-8에서는 0비트/0비트가 사용되는 것을 고려해 볼 수 있다. 표 22 는 랭크 별로 i1/i2 를 위해 사용될 수 있는 비트수의 예시들을 나타내는 것이다.
Figure 112011502812554-pat00042
표 23 은 RI와 i1 인덱스가 하나의 서브프레임에서 동시에 전송되고, 다른 서브프레임에서 i2 인덱스와 CQI가 동시에 전송되는 경우, 소요되는 비트를 나타낸 표이다.
Figure 112011502812554-pat00146
Figure 112011502812554-pat00147
단말이 수신할 수 있는 최대 랭크 또는 기지국이 전송하고자 하는 최대 랭크에 따라서 단말이 보고하는 최대 랭크 수가 결정되면, 랭크를 지시하기 위한 비트가 결정될 수 있다. RI와 i1 이 결합되어 동시에 전송되는 경우에는, 피드백에 소요되는 최대 비트는 7 (=3+4) 비트가 될 수 있고, 최소 비트는 5 (=1+4) 비트가 될 수 있다.
랭크 정보는 다른 피드백 정보들을 선택 및 계산하는 기반이 되기 때문에 강건하게(robust) 전송될 필요가 있으므로, 랭크가 전송되는 서브프레임에 포함되는 비트 수를 가능한 줄여서 보내는 것이 바람직하다. 이와 같은 전송을 위해서 i1 지시자의 비트를 줄이는 방안에 대해서 고려해 볼 수 있다. 표 24 는 이와 같은 사항을 고려하여 랭크 별로 i1/i2 를 위해 사용될 수 있는 비트수의 예시들을 나타내는 것이다.
Figure 112011502812554-pat00045
i1/i2를 위한 지시자의 서브셋의 설정에 있어서, 예를 들어, 선호하는 랭크에 따라서 i1과 i2의 서브셋의 크기가 다르게 설정될 수 있다. 다른 예로, 단말의 카테고리(UE category)에 따라 i1과 i2의 서브셋의 크기가 다르게 설정될 수도 있다. 단말의 카테고리는 단말의 성능(capability)에 따라 구분될 수 있다.
실시예 2
본 발명에 따라서 서로 다른 프리코더 인덱스 (i1/i2) 를 통해 코드북 서브셋을 설정하는 방안에 대하여 설명한다.
표 25 는 상기 표 11 의 랭크-1 CSI 보고에 적합한 코드북을 다른 방식으로 표현한 것이다. 랭크-1 코드북은 4 Tx DFT 벡터
Figure 112011502812554-pat00216
을 기본으로 하여 구성되며, 위상
Figure 112011502812554-pat00148
과의 조합으로 나타낼 수 있다. i1 의 인덱스가 0 내지 15 로 정의되고, i2 의 인덱스가 0 내지 15 로 정의되는 경우에, 32PSK(Phase Shift Keying)의 위상을 갖는
Figure 112011502812554-pat00217
와 QPSK(Quadrature PSK)의 위상을 갖는
Figure 112011502812554-pat00149
에 의해서 코드북이 구성될 수 있다. 여기서, i1의 인접한 인덱스들 사이에서는 동일한 요소(element)들이 반복되어 배치될 수 있다.
Figure 112011502812554-pat00150
Figure 112011502812554-pat00151
따라서 코드북의 서브셋을 구성할 때는,
Figure 112011502812554-pat00218
를 구성하는 DFT 행렬의 위상 또는
Figure 112011502812554-pat00152
의 위상에 제한을 두는 방법, 하나의 i1에 포함되는 코드북 요소들의 서로 다른 i1의 인덱스에서는 서로 다른 코드북 요소들로 i1을 구성하는 방법 등을 고려할 수 있다. 이와 같은 방법에 따라서 코드북 서브셋을 구성할 수 있다.
i1과 i2의 서브셋을 사용하는 것에 따라서
Figure 112011502812554-pat00219
DFT 벡터와
Figure 112011502812554-pat00153
가 갖는 위상이 결정된다. 예를 들어, i1의 지시(indication)를 위해 3 비트가 사용되고 인덱스는 짝수(0, 2, 4, 6, 8, 10, 12, 14)인 8개가 사용되고, i2의 지시를 위해 3 비트가 사용되고 인덱스는 0, 1, 2, 3, 8, 9, 10, 11 의 8개가 사용될 때,
Figure 112011502812554-pat00220
을 위해서 16 PSK의 위상을 갖는 4Tx DFT 벡터와
Figure 112011502812554-pat00154
위해서 QPSK를 갖도록 구성할 수 있다.
이와 같이 i1을 위한 지시 비트와 i2를 위한 지시 비트가 결정될 때, 각 비트에 맞는 인덱스의 조합에 따라
Figure 112011502812554-pat00221
을 구성하는 4Tx DFT 벡터의 위상과
Figure 112011502812554-pat00155
를 구성하는 위상을 표 26과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112011502812554-pat00049
아래의 표 27은 상기 표 12 의 랭크-2 CSI 보고에 적합한 코드북을 다른 방식으로 표현한 것이다. 랭크-2 CSI 보고에서는 i1과 i2를 위해서 각각 16개의 인덱스(0 내지 15)를 정의한다.
Figure 112011502812554-pat00156
Figure 112011502812554-pat00157
Figure 112011502812554-pat00158
Figure 112011502812554-pat00159
코드북 서브셋을 구성함에 있어서, 이와 같이 i1을 위한 지시 비트와 i2를 위한 지시 비트가 결정될 때, 각 비트에 맞는 인덱스의 조합에 따라
Figure 112011502812554-pat00222
을 구성하는 4Tx DFT 벡터의 위상과
Figure 112011502812554-pat00160
를 구성하는 위상을 표 26과 같이 나타낼 수 있다.
i1과 i2의 서브셋을 사용하는 것에 따라서
Figure 112011502812554-pat00223
DFT 벡터와
Figure 112011502812554-pat00161
가 갖는 위상이 결정된다. 표 27 과 같이 이와 같이 i1을 위한 지시 비트와 i2를 위한 지시 비트가 결정될 때, 각 비트에 맞는 인덱스의 조합에 따라
Figure 112011502812554-pat00224
을 구성하는 4Tx DFT 벡터의 위상과
Figure 112011502812554-pat00162
를 구성하는 위상을 표 28과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112011502812554-pat00058
Figure 112011502812554-pat00163
위와 유사한 방식으로 상기 표 13 내지 18 의 랭크-3 내지 랭크-8 에 적합한 코드북에 대해서, i1/i2 으로 표현되는 코드북의 서브셋을 선택하는 방안이 적용될 수 있다.
예를 들어, 상기 표 13 의 랭크-3 코드북의 i2 는 0부터 15까지 16개의 요소로 구성되어 있으며, 각각은 2개의 벡터를 사용하여 3개의 직교하는 빔(orthogonal beam)을 생성하는 행렬로 구성된다. 2개의 벡터를 사용하여 4가지 타입의 랭크-3 코드북을 구성할 수 있다.
예를 들어, i2 가 0, 1, 2 및 3 의 경우에, 4가지 타입(타입-A, 타입-B, 타입-C 및 타입-D)의 랭크-3 코드북은 각각 다음과 같이 표현될 수 있다.
타입-A 는 제 1 열(1st column)이 '+' 의 공통-위상(co-phase)를 갖는
Figure 112011502812554-pat00164
로 구성되고, 제 2 열(2nd column)이 '-' 의 공통-위상을 갖는
Figure 112011502812554-pat00165
로 구성되고, 제 3 열(3rd column)이 '-' 의 공통-위상을 갖는
Figure 112011502812554-pat00166
로 구성되는 타입을 칭한다 [A: 1st col (
Figure 112011502812554-pat00167
with (+) co-phase), 2nd col (
Figure 112011502812554-pat00168
with (-) co-phase), 3rd col (
Figure 112011502812554-pat00169
with (-) co-phase)].
타입-B 는 제 1 열(1st column)이 '+' 의 공통-위상(co-phase)를 갖는
Figure 112011502812554-pat00170
로 구성되고, 제 2 열(2nd column)이 '-' 의 공통-위상을 갖는
Figure 112011502812554-pat00171
로 구성되고, 제 3 열(3rd column)이 '-' 의 공통-위상을 갖는
Figure 112011502812554-pat00172
로 구성되는 타입을 칭한다 [B: 1st col (
Figure 112011502812554-pat00173
with (+) co-phase), 2nd col (
Figure 112011502812554-pat00174
with (-) co-phase), 3rd col (
Figure 112011502812554-pat00175
with (-) co-phase)].
타입-C 는 제 1 열(1st column)이 '+' 의 공통-위상(co-phase)를 갖는
Figure 112011502812554-pat00176
로 구성되고, 제 2 열(2nd column)이 '+' 의 공통-위상을 갖는
Figure 112011502812554-pat00177
로 구성되고, 제 3 열(3rd column)이 '-' 의 공통-위상을 갖는
Figure 112011502812554-pat00178
로 구성되는 타입을 칭한다 [C: 1st col (
Figure 112011502812554-pat00179
with (+) co-phase), 2nd col (
Figure 112011502812554-pat00180
with (+) co-phase), 3rd col (
Figure 112011502812554-pat00181
with (-) co-phase)].
타입-D 는 제 1 열(1st column)이 '+' 의 공통-위상(co-phase)를 갖는
Figure 112011502812554-pat00182
로 구성되고, 제 2 열(2nd column)이 '+' 의 공통-위상을 갖는
Figure 112011502812554-pat00183
로 구성되고, 제 3 열(3rd column)이 '-' 의 공통-위상을 갖는
Figure 112011502812554-pat00184
로 구성되는 타입을 칭한다 [D: 1st col (
Figure 112011502812554-pat00185
with (+) co-phase), 2nd col (
Figure 112011502812554-pat00186
with (+) co-phase), 3rd col (
Figure 112011502812554-pat00187
with (-) co-phase)].
위 예시에서 코드북에 사용되는 2 개의 벡터는
Figure 112011502812554-pat00188
벡터와
Figure 112011502812554-pat00189
벡터이다. i2=0과 i2=2 에 대해서는 제 1 열을 위해 벡터가 사용되고, i2=1과 i2=3 에 대해서는 제 1 열을 위해
Figure 112011502812554-pat00191
벡터가 사용된다. 또한, i2=0과 i2=1 에 대해서는 제 2 열 및 제 3 열에 2 개의 서로 다른 벡터, 즉,
Figure 112011502812554-pat00192
벡터와
Figure 112011502812554-pat00193
벡터가 사용되어, 두 열 간에 직교성을 갖도록 할 수 있다. 반면, i2=2와 i2=3 에 대해서는 제 2 열 및 제 3 열 모두에 하나의 벡터, 즉,
Figure 112011502812554-pat00194
벡터 또는
Figure 112011502812554-pat00195
벡터가 사용되면서, 공통-위상 성분을 서로 다른 것( '+' 및 '-' )을 사용하여 직교성을 갖도록 할 수 있다.
다음으로, 상기 표 13 의 랭크-3 코드북에서 i2=0, 1, 2, 3 인 경우와 i2=4, 5, 6, 7 인 경우를 비교하면, 코드북을 구성하는 벡터가 다른 것을 알 수 있다. 즉, i2=0, 1, 2, 3 에 대해서는
Figure 112011502812554-pat00196
및
Figure 112011502812554-pat00197
벡터가 사용되는데, i2=4, 5, 6, 7 에 대해서는
Figure 112011502812554-pat00198
및
Figure 112011502812554-pat00199
벡터가 사용된다.
위에서 정의하는 타입 A 내지 D 을 이용하여, 랭크-3 코드북 생성 행렬은 아래의 표 29와 같이 다시 표현될 수 있다.
Figure 112011502812554-pat00060
코드북 지시에 필요한 비트 크기를 줄이기 위한 방법으로 서브-샘플링(sub-sampling)을 적용하는 것을 고려할 수 있다.
예를 들어, 랭크-3 코드북을 구성하는 2개의 지시 비트 크기를, 표 30 와 같은 비트로 줄이는 것을 고려할 수 있다.
Figure 112011502812554-pat00061
코드북 지시를 위한 전체 비트 크기를 4 비트로 구성하는 3 가지 방안(즉, i1+i2=0+4 또는 1+3 또는 2+2)을 고려할 수 있다. 이 중에서 i1을 0 비트로 구성하게 되면, 즉, 1 개의 요소로 구성하게 되면, 빔의 해상도(beam resolution)가 떨어져 성능이 크게 낮아질 수 있다. 이하에서는, i1을 0비트로 하는 방안 이외의 방안들에 대해서 설명한다.
먼저, i1를 위해 1 비트가 할당되고 i2 를 위해 3 비트가 할당되는 경우에 대하여 i1 의 서브셋 및 i2 의 서브셋을 구성하는 방안들에 대하여 설명한다.
i1 및 i2 의 전체 인덱스 중에서 서브셋을 선택하여 사용함에 있어서, 어떤 인덱스를 선택하느냐에 따라서 생성될 수 있는 코드북의 요소가 달라지게 되므로, 좋은 성능을 갖는 코드북이 구성되도록 인덱스를 적절하게 선택하는 것이 요구된다.
i1이 1 비트로 할당되는 경우, i1의 인덱스 (0, 1, 2, 3) 중에서 2 개의 인덱스를 선택할 수 있다. 코드북을 구성하는 재료로 사용될 수 있는 벡터의 개수는, i1의 인덱스 (0, 1, 2, 3) 중에서 무엇을 선택하느냐에 따라서 12개 또는 16개가 된다. 예를 들어, i1의 인덱스 (0, 1, 2, 3) 중에서 (0, 1) 을 선택하는 경우,
Figure 112011502812554-pat00200
(m=0, 2, 4, 6, 8, 10, 12, 14, 16, 18, 20, 22) 의 12개의 벡터가 사용될 수 있다. 다른 예로, i1의 인덱스 (0, 1, 2, 3) 중에서 (0, 2) 를 선택하는 경우,
Figure 112011502812554-pat00201
(m=0, 2, 4, 6, 8, 10, 12, 14, 16, 18, 20, 22, 24, 26, 28, 30) 의 16개의 벡터가 사용될 수 있다. 즉 i1=(0, 1) 일 때 i1=0와 i1=1에 대해서 중복된 벡터들을 사용하는 경우가 있고, I1=(0, 2) 일 때는 i1=0와 i1=2의 대해서 서로 다른 벡터들을 사용하게 된다. 따라서, 빔 해상도(beam resolution) 관점에서는 I1=(0, 2)을 사용하는 것이 바람직하다.
한편, i2 가 3 비트로 할당되는 경우에, 0 내지 15 의 16 개의 i2 의 인덱스 중에서 8 개의 인덱스를 선택할 수 있다. 8 개의 인덱스를 선택하는 첫 번째 방법은 빔 해상도를 높이기 위해서 다양한 벡터들을 포함하도록 i2 의 인덱스를 선택하는 것이고, 두 번째 방법은 랭크-3 요소를 만드는 4가지 타입(타입-A,B,C,D)를 모두 포함하도록 선택하는 것이다.
첫 번째 방법은, 예를 들어, i2 의 인덱스의 (0, 1, 2, 3), (4, 5, 6, 7), (8, 9, 10, 11), (12, 13, 14, 15)의 4개 그룹에서 2개씩을 선택해서 8개의 인덱스를 취하는 방식으로 구현될 수 있다. 예를 들어, i2 의 인덱스로서 (0, 2)., (4, 6), (8, 10), (12, 14) 의 8 개를 선택하면, 8개의 벡터를 사용하여 타입-A/타입-C의 방법을 적용한 랭크-3 코드북 요소를 생성할 수 있다. 다른 예로, i2 의 인덱스로서 (1, 3), (5, 7), (9, 11), (13, 15) 의 8 개를 선택하면, 8개의 벡터를 사용하여 타입-B/타입-D의 방법을 적용한 랭크-3 코드북 요소를 생성할 수 있다.
두 번째 방법은, 예를 들어, (0, 1, 2, 3), (4, 5, 6, 7), (8, 9, 10, 11), (12, 13, 14, 15)의 4개 그룹에서 2개의 그룹을 선택하여 8개의 인덱스를 취하는 방식으로 구현될 수 있다. 랭크-3 코드북을 구성하는 행렬을 살펴보면, 공통-위상(co-phase) 성분으로 +1 및 -1 이 사용됨을 알 수 있다. 또한, 공통-위상 성분에 의해 8 Tx DFT 벡터를 형성할 수 있는 벡터들이 존재한다. 예를 들어, 0, 8, 16, 24 번의 벡터들의 경우에는 공통-위상 성분으로서 +1 을 사용하면 8 Tx DFT 벡터를 형성할 수 있다. 다른 예로, 4, 14, 20, 28 번의 벡터들의 경우에는 공통-위상 성분으로서 -1 을 사용하면 8 Tx DFT 벡터를 형성할 수 있다. 공통-극성을 가진(co-polarized) 안테나 구성을 고려하면, 8Tx DFT 벡터들을 사용하는 것이 높은 성능을 달성할 수 있다.
랭크-3 코드북을 구성하는 행렬에서 사용되는 공통-위상 성분은 +1 및 -1 이므로, 이 공통-위상 성분을 이용하여 8Tx DFT 벡터를 형성할 수 있는 0, 8, 16, 24, 4, 14, 20, 28 번 벡터들을 포함하도록 i2 인덱스를 선택하는 것이 바람직하다. 예를 들어, i2 의 인덱스로서 (0, 1, 2, 3), (8, 9, 10, 11)을 선택할 수 있다.
다음으로, i1 을 위해 2 비트가 할당되고 i2 를 위해 2 비트가 할당되는 경우에, i2 의 서브셋을 구성하는 방안들에 대하여 이하에서 설명한다. i1 은 0, 1, 2 및 3 의 인덱스가 존재하므로 2 비트를 통해 전체 인덱스를 모두 표현할 수 있다.
예를 들어, i2 의 인덱스 0 내지 15 를 (0, 1, 2, 3), (4, 5, 6, 7), (8, 9, 10, 11), (12, 13, 14, 15)의 4개 그룹으로 나누는 경우에, i2 의 인덱스의 서브셋을 선택하는 방법으로서, 한 그룹을 선택하여 해당 그룹의 4개 요소를 모두 사용하거나, 4 개의 그룹의 각각에서 한 개씩의 인덱스를 선택하여 4 개의 요소를 구성하거나, 또는, 4 개의 그룹 중 2 개의 그룹을 선택하고 선택된 그룹 각각에서 2 개씩의 인덱스를 선택하여 4 개의 요소를 구성하는 방법 등을 고려할 수 있다.
랭크-3 코드북 요소를 구성하는 4가지 타입-A/B/C/D 중에서 2가지 타입을 선택적으로 사용할 수 있는 경우의 수는 6 이고, 각각의 경우는, (A, B), (A, C), (A, D), (B, C), (B, D), (C, D) 이다.
또한, i2 의 인덱스의 4 개의 그룹 중에서 2 개의 그룹을 선택하는 경우의 수는 6 이다. i2 의 인덱스 그룹의 제일 앞의 벡터의 숫자로 해당 그룹을 지칭하는 경우에, 각각의 그룹은 0, 4, 8, 12 번 그룹으로 표현할 수 있으며, 4 개의 그룹 중에서 2 개의 그룹을 선택하는 각각의 경우는, (0, 4), (0, 8), (0, 12), (4, 8), (4, 12), (8, 12) 이다.
따라서, 랭크-3 코드북 요소 구성 방법에 대한 6 가지 경우와, 벡터 그룹을 선택하는 6 가지 경우의 조합으로, 총 36 가지의 i2 인덱스의 서브셋을 구성하는 방법이 만들어진다.
위에서 설명한 본 발명의 예시들에 따라서, 랭크-3 코드북에 대해서, i1를 위해 1 비트가 할당되고 i2 를 위해 3 비트가 할당되는 경우, 및 i1 을 위해 2 비트가 할당되고 i2 를 위해 2 비트가 할당되는 경우에, i1 의 서브셋 및 i2 의 서브셋을 구성한 예시들은 아래의 표 31 과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112011502812554-pat00062
랭크 4 에 대한 코드북을 구성하는 경우에도, 다음과 같은 방법의 서브샘플링을 고려할 수 있다. 예를 들어, 전술한 랭크-3 코드북을 구성하는 2개의 지시자(i1 및 i2) 의 비트 크기를 아래의 표 32 와 같이 줄이는 것을 고려할 수 있다.
Figure 112011502812554-pat00063
랭크-4 코드북에 대해서도 전술한 랭크-3 코드북에서 서브셋을 선택하는 것과 유사한 원리에 따라, i1 및 i2 의 인덱스의 서브셋을 선택할 수 있다. 중복되는 사항은 명료성을 위하여 설명을 생략한다.
랭크-4 코드북에 대해서, i1 을 위해 1 비트가 할당되고 i2 를 위해 3 비트가 할당되는 경우, 및 i1를 위해 2 비트가 할당되고 i2 를 위해 2 비트가 할당되는 경우에 대한, i1 의 서브셋 및 i2 의 서브셋을 구성한 예시들은 아래의 표 33 과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112011502812554-pat00064
한편, 위와 같이 선택된 코드북 서브셋은 PUSCH 보고에서도 사용될 수 있다. 예를 들어, PUSCH 보고 모드 1-2와 같이 각 서브대역 별로 PMI를 보고하는 모드에서, PMI에 대한 피드백 오버헤드를 줄이기 위한 방법으로 i1/i2의 서브셋을 사용할 수 있다. 이 때, i1 에 대해서는 WB 에서 하나의 인덱스가 보고되고, i2 에 대해서는 SB 별로 인덱스가 보고될 수 있다.
또한, 3GPP LTE 릴리즈-10 시스템에서는 새로운 PUSCH 보고 모드로서, SB CQI 와 SB PMI가 보고되는 모드를 고려해 볼 수 있다. 이와 같은 보고 모드에서도, 코드북을 나타내기 위한 보고 비트를 줄이기 위한 방안으로 코드북 서브셋을 이용할 수 있다. 이 때, i1 에 대해서는 WB 에서 하나의 인덱스가 보고되고, i2 에 대해서는 SB 별로 인덱스가 보고될 수 있다.
PUCCH 보고 모드의 예시들
우선, 주기적 CQI/PMI/RI 전송에 있어서, CQI, CQI/PMI, 선호하는 서브대역 선택 및 CQI 정보는 마지막으로 보고된 (the last reported) 주기적 RI 를 기반으로 계산될 수 있고, 서브대역 선택 및 CQI 값은 마지막으로 보고된 주기적 WB PMI 및 RI 를 기반으로 계산될 수 있다. 또한, 2 개의 프리코더 인덱스 (I1 및 I2) 는 서로 다른 타이밍에 보고될 수도 있고, 동일한 타이밍에 보고될 수도 있다. 이와 같은 사항을 고려하여, 예를 들어, 피드백 정보들의 전송에 있어서 표 34 와 같은 보고 모드들을 고려할 수 있다.
Figure 112011502812554-pat00065
표 34 에서 I1와 I2는 프리코더 요소(precoder element)들로 구성된 코드북의 인덱스를 의미한다. 또한, PTI는 프리코더 종류 지시(Precoder Type Indication) 비트를 의미한다.
표 34 의 Mode 1-1-1 에서, 프리코더 인덱스 I1 은 현재 서브프레임에서 전송되는 RI를 기반으로 계산 및 선택된 프리코더의 인덱스를 나타낸다. 프리코더 인덱스 I2는 마지막으로 보고된 RI 및 마지막으로 보고된 I1 을 기반으로 계산 및 선택된 프리코더의 인덱스를 나타낸다. CQI 는 마지막으로 보고된 RI, 마지막으로 보고된 I1 및 현재 보고되는 I2 를 기반으로 계산된 값을 나타낸다.
표 34 의 Mode 1-1-2 에서, 프리코더 인덱스 I1 및 I2는 마지막으로 보고된 RI 를 기반으로 계산 및 선택된 프리코더의 인덱스를 나타낸다. CQI는 마지막으로 보고된 RI와 현재 보고되는 I1 및 I2를 기반으로 계산된 값을 나타낸다.
표 34 의 Mode 2-1(1) 에서, 프리코더 인덱스 I1 은 마지막으로 보고된 RI 를 기반으로 계산 및 선택된 프리코더 인덱스를 나타낸다. 프리코더 인덱스 I2는 마지막으로 보고된 RI 및 마지막으로 보고된 I1을 기반으로 계산 및 선택된 프리코더 인덱스를 나타낸다. CQI는 마지막으로 보고된 RI, 마지막으로 보고된 I1 및 현재 보고되는 I2를 기반으로 계산된 값을 나타낸다. (RI+PTI)의 전송 주기 사이에 (I1)과 (I2+CQI)가 보고될 때, (I1)은 한번 보고되고 다수의 (I2+CQI)가 보고될 수 있다. 또는, (RI+PTI)의 전송 주기 사이에 (I1)과 (I2+CQI)가 보고될 때, (I1)은 두번 보고되고 다수의 (I2+CQI)가 보고될 수 있다. 또는, (I1)은 연속해서 보고될 수도 있다. 또는, (I1)은 (I2+CQI)와 교차해서(번갈아) 보고될 수 있다. 또는, (I1)은 (RI+PTI)가 보고된 바로 직후에 보고되고, 다음 (RI+PTI)가 보고되기 전에 보고될 수도 있다.
표 34 의 Mode 2-1(2) 에서, 프리코더 인덱스 I2는 마지막으로 보고된 RI를 기반으로 계산 및 선택된 프리코더 인덱스를 나타낸다. 프리코더 인덱스 I2는 마지막으로 보고된 RI 및 마지막으로 보고된 I1을 기반으로 계산 및 선택된 프리코더 인덱스를 나타낸다. CQI는 마지막으로 보고된 RI, 마지막으로 보고된 I1 및 현재 보고되는 I2를 기반으로 계산된 값을 나타낸다. SB CQI와 SB I2는 마지막으로 보고된 RI와 마지막으로 보고된 I1을 기반으로 계산 및 선택된 값 및 인덱스를 나타낸다.
상기 표 34 의 Mode 2-1 에 대하여 이하에서 보다 구체적으로 설명한다.
상기 표 34 의 Mode 2-1 (Mode 2-1(1) 및 2-1(2))는 상기 표 5 의 PUCCH 보고 모드 2-1 을 확장한 형태의 보고 모드에 해당할 수 있다. 상기 표 5 의 PUCCH 보고 모드 2-1은 3GPP LTE 릴리즈-8/9 시스템에서 정의되는 PUCCH 보고 모드로서, WB PMI/CQI 및 SB CQI 를 보고하는 모드로 정의된다. 여기서, SB CQI는 BP 내에서 선택된 SB 의 CQI를 의미한다. BP 는 시스템 대역폭의 서브셋이며, 시스템 대역폭 내에서 정의될 수 있는 BP 를 시간의 순서에 따라서 순환적(cyclic)으로 선택하여 BP 의 CQI 를 보고하기 때문에, SB CQI 는 다수개가 보고될 수 있다. 즉, (RI)-(WB PMI/CQI)-(첫 번째 BP에서의 SB CQI)-(두 번째 2 BP에서의 SB CQI)-...-(n 번째 BP 에서의 SB CQI) 와 같은 시간 순서로 RI/PMI/CQI가 보고될 수 있다. 이 때, RRC 시그널링을 통해 PMI/CQI의 보고 주기와 오프셋이 결정되면, WB PMI/CQI 및 SB CQI 들은 설정된 보고 주기에 맞춰 보고될 수 있다. 그리고 RI는 WB PMI/CQI가 보고되는 주기를 기준으로 정수배의 주기를 갖도록 설정되며, 오프셋 지시자를 이용하여 WB PMI/CQI 의 전송 타이밍에 비하여 설정된 오프셋만큼의 서브프레임 앞에서 보고되도록 설정될 수 있다.
확장된 안테나 구성을 지원하는 시스템(예를 들어, 3GPP LTE 릴리즈-10 시스템)에서의 PUCCH 보고 모드를 위해서 전술한 바와 같은 표 5 의 PUCCH 보고 모드 2-1 을 확장한 형태의 보고 모드를 정의할 수 있다.
3GPP LTE 릴리즈-8/9 시스템에서 PUCCH 보고 모드에 대한 CQI/PMI/RI 피드백 타입으로 4 가지의 피드백 타입(즉, 타입 1 은 단말이 선택한 서브밴드에 대한 CQI 피드백이고, 타입 2 는 WB CQI 피드백 및 WB PMI 피드백이고, 타입 3 은 RI 피드백이며, 타입 4 는 WB CQI 피드백임)이 정의되는 것과 유사하게, 3GPP LTE 릴리즈-10 시스템에서 PUCCH 보고 모드에 대하여 예를 들어 4 가지의 CQI/PMI/RI 피드백 타입을 정의할 수 있다. 예를 들어, 보고 타입 1 은 RI/PTI 피드백이고, 보고 타입 2 는 WB I1 피드백이고, 보고 타입 3은 WB I2/CQI 피드백이며, 보고 타입 4는 SB I2/CQI 피드백으로 정의할 수 있다. 타입 1 의 PTI 가 설정되는 것에 따라, 보고에 사용되는 타입이 결정될 수 있다. 예를 들어, 타입 1 의 PTI=0 이면 타입 1 - 타입 2 - 타입 3가 보고에 사용되고, 타입 1 의 PTI=1 이면 타입 1 - 타입 3 - 타입 4 가 보고에 사용되는 것으로 정의할 수 있다. 이에 따라, 상기 표 34 의 Mode 2-1(1) 및 Mode 2-1(2) 이 정의될 수 있다.
2 개의 전송 안테나 전송 또는 4 개의 전송 안테나 전송의 경우에서와 같이 하나의 프리코더 인덱스를 사용하여 프리코더 요소를 지시하는 경우에는, PTI를 항상 1로 설정(setting)하여 타입 1 - 타입 3 - 타입 4 가 보고에 사용되도록 정의할 수 있다. 본 방식이 3GPP LTE 릴리즈-8/9 시스템에서의 보고 방식과 상이한 점은, 타입 4 에서 SB PMI/CQI가 전송된다는 점이다. 3GPP LTE 릴리즈-10 시스템에서의 타입 4의 전송이 3GPP LTE 릴리즈-8/9 시스템과 유사하게 동작하도록 하기 위해서, 시스템 대역폭 내의 하나 이상의 BP에 대해서 순환적으로 보고하고 BP 내에서 선호하는 SB 에 대한 PMI/CQI를 보고하는 것으로 정의할 수 있다. 이와 같은 경우, 타입 3 또는 타입 4의 보고 주기는 3GPP LTE 릴리즈-8/9 시스템에서의 PMI/CQI의 주기 설정과 동일한 방법으로 결정할 수 있다. 예를 들어, 타입 3 과 타입 4 는 PMI/CQI를 위해 설정된 주기에 맞춰 보고될 수 있다. 그리고 타입 1을 위한 주기 또한 3GPP LTE 릴리즈-8/9 시스템에서의 RI의 주기 설정과 동일한 방법으로 결정할 수 있다. 예를 들어, 타입 1의 보고 주기는 타입 3가 보고되는 주기를 기준으로 정수배의 관계를 갖도록 설정할 수 있다. 그리고 타입 3가 보고되는 서브프레임을 기준으로 특정 개수만큼 앞선 서브프레임에서 타입 1이 전송되도록 오프셋 값이 설정될 수 있다.
한편, 8 개의 전송 안테나 전송과 같이 2 개의 서로 다른 프리코더 인덱스를 사용하여 프리코더 요소를 지시하는 경우에는, PTI의 값에 따라서 (타입 1 - 타입 2 - 타입 3) 또는 (타입 1 - 타입 3 - 타입 4) 가 보고될 수 있다. PTI 에 따라서 2 가지의 상이한 피드백 타입의 집합이 선택될 때, 각각의 피드백 타입을 위한 보고 주기가 결정되어야 한다.
이하에서는 PUCCH 보고 모드들의 서브샘플링에 대해서 설명한다. 우선 기존의 PUCCH 보고 모드 1-1 의 확장에 해당하는 PUCCH 보고 모드-A 및 B 에 대하여 설명한다.
PUCCH 보고 모드-A 및 B 에 대하여 코드북 서브샘플링이 적용되지 않는 경우에, 보고 타입들에 대한 피드백 오버헤드(즉, 요구되는 비트수)를 랭크 값에 따라 정리하면 아래의 표 35 와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112011502812554-pat00066
표 35 에서, PUCCH 모드-B 에서 일부 타입-2 보고는 11 비트를 초과하므로, PUCCH 전송 비트의 제한을 초과하게 된다. 따라서, 이하의 표 36 과 같이 PUCCH 모드-B 에서 타입-2 보고에 대해 코드북 서브샘플링을 적용할 수 있다.
Figure 112011502812554-pat00202
표 35 의 예시에서 타입-2a 보고가 11 비트를 초과하지 않으므로 서브샘플링이 필요하지 않지만, 타입-5 보고는 타입-3 보고에 비해서 2 배의 비트를 필요로 한다. 타입-5 및 타입-3 보고가 랭크 정보를 나르기(carry) 때문에, 이들 보고 타입은 강건한 신뢰성(robust reliability)를 가져야 한다. 랭크 정보는 PUCCH 보고에 있어서 높은 우선순위를 가지며, 동일한 서브프레임에서 복수개의 타입들이 보고되어야 하는 경우에 RI 전송 서브프레임에서 CQI 및 PMI 는 누락(drop)될 수 있다. 이러한 점을 고려하면, 랭크 피드백의 신뢰성을 높이기 위해서 타입-5 보고에도 코드북 서브샘플링이 적용될 수 있다.
타입-5 보고에 대한 서브샘플링의 적용은 예를 들어 표 37 내지 40 과 같이 나타낼 수 있다. 표 37 및 38 은 최대 랭크 2 의 경우에 대한 예시들이고, 표 39 는 최대 랭크 4 인 경우에 대한 예시이고, 표 40 은 최대 랭크 8 인 경우에 대한 예시이다.
Figure 112011502812554-pat00069
Figure 112011502812554-pat00070
Figure 112011502812554-pat00071
Figure 112011502812554-pat00072
표 37 의 예시는 RI에 대한 타입-5의 비트를 5 비트로 고정하고, W1은 풀셋으로 사용할 수 있으므로 시스템 성능을 향상할 수 있다.
표 38 의 예시는 RI에 대한 타입-5의 비트를 4 비트로 사용하기 때문에 표 36 의 예시보다 더 강건하게 RI 를 전송할 수 있다. 한편, W1 의 풀셋을 사용하지 않고 서브샘플링된 W1 를 사용하므로 시스템 성능의 면에서는 표 36 의 예시에 비하여 낮은 성능을 나타낼 수 있다. 한편, 표 38, 39 및 40 의 예시에 따라 구성되는 경우에는 최대 랭크에 무관하게 랭크 1 및 2 의 W1, W2 가 동일한 세트로 구성되므로, 네스티드(nested) 특성을 가질 수 있다.
위에서 설명한 PUCCH 모드-A 및 모드-B 를 비교하면, PUCCH 모드-A 에 대한 코드북 서브샘플링에 의해 공통-위상 특성(co-phase property)을 유지하면서 빔 단위(beam granularity)를 줄일 수 있다. 한편, PUCCH 모드-B 에 대한 코드북 서브샘플링에 의해 PUCCH 모드-A 에 비하여 보다 정밀한 빔 단위가 제공되지만 공통-위상 특성은 낮아지게 된다.
다음으로, 기존의 PUCCH 보고 모드 2-1 의 확장에 해당하는 PUCCH 보고 모드-C 에 대하여 설명한다.
PUCCH 모드-C 에 대해 요구되는 피드백 오버헤드(피드백 비트 수)는 표 41 과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112011502812554-pat00073
표 41에서 나타내는 바와 같이, 타입-6 의 보고에 있어서 PTI=1 인 경우에 랭크 2 내지 4 에서는 타입-8 보고를 위해 요구되는 비트가 11 비트를 초과하게 되므로, 이에 대해 코드북 서브샘플링을 적용할 수 있다. 전술한 PUCCH 모드-B 에 대해 사용된 코드북 서브샘플링과 유사한 원리가 타입-8 의 W2 에 적용될 수 있다. 또한, 표 41 에서 나타내는 바와 같이, PUCCH 모드-C 의 RI 피드백 신뢰성은, 1 비트의 PTI 지시로 인하여 전술한 PUCCH 모드-B 에 비해서 낮아지게 된다. 또한, W1 보고의 동작 주기(duty cycle)는 RI 의 동작 주기에 비해서 길게 된다. 이러한 점을 고려하여, 보고되는 타입들에 대한 보고 타이밍 및 우선순위를 결정할 수 있다.
실시예 3
본 실시예 11 에서는 PUCCH 보고 모드에 적용될 수 있는 코드북 서브샘플링 방안에 대해서 설명한다.
확장된 안테나 구성을 지원하는 시스템(예를 들어, 3GPP LTE 릴리즈-10 시스템)에서 기존의 PUCCH 보고 모드의 확장으로서, 상기 표 38 에서와 같은 3 가지의 PUCCH 보고 모드(Mode 1-1-1, Mode 1-1-2, Mode 2-1) (또는 모드-A, 모드-B, 모드-C)가 적용될 수 있다.
Mode 1-1-1 는 조인트 코딩된 RI 및 I1 을 보고하고, 광대역 CQI 및 광대역 I2 를 보고하는 모드이다. Mode 1-1-2 는 (RI)_WB, (I1 + I2 + CQI)_WB 를 전송하는 모드이다. Mode 2-1은 PTI 에 따라 다른 피드백 정보를 전송할 수 있다. PTI=0 인 경우에는 (RI + PTI(0)), (I1)_WB, (I2 + CQI)_WB 를 전송할 수 있다. PTI=1 인 경우에는 (RI + PTI(1)), (I2 + CQI)_WB, (I2 + CQI)_SB 를 전송할 수 있다. 한편, 본 명세서에서 2 개의 프리코더 인덱스 I1 및 I2 는 각각 W1 및 W2 로 표현될 수도 있다.
이하에서는 각각의 PUCCH 보고 모드에 대해서 코드북 서브샘플링을 적용하여 보고 대역폭 최적화를 달성하면서 PUCCH 피드백 커버리지(coverage)를 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8/9 와 같이 유지하는 방안에 대하여 설명한다.
PUCCH 보고 모드 1-1-1 및 1-1-2 에 대하여 요구되는 시그널링 오버헤드는 상기 표 35 와 같다 (표 35 에서 Mode-A 는 PUCCH 보고 모드 1-1-1 에 해당하고, Mode-B 는 PUCCH 보고 모드 1-1-2에 해당한다).
상기 표 35 를 참조하여 알 수 있는 바와 같이, PUCCH 보고 모드 1-1-1 에서 타입-5(조인트 코딩된 RI 및 W1) 보고를 위해서 6 비트가 요구된다. RI 가 W1 과 조인트 코딩되면서 RI 및 W1 을 위해 6 비트가 할당되기 때문에, RI 전송의 커버리지가 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8 시스템에 비하여 현저하게 낮아지게 된다. 이는 RI 검출실패 또는 성능 저하를 야기할 수 있다. 따라서, RI의 커버리지를 증가시키기 위해서 W1 을 서브샘플링하는 것을 고려할 수 있다. 한편, Mode 1-1-1 에서 타입-2a(W2 및 CQI) 보고는 타입-5 보고에 비하여 더 빈번하게 갱신되기 때문에, 타입-2a(W2 및 CQI)를 반드시 보호할 필요는 없다고 볼 수 있다. 따라서, 보고되는 대역폭이 1 비트 크기를 초과하지 않는 한, W2 에 대한 서브샘플링은 필요하지 않다.
PUCCH 보고 모드 1-1-2 에서는 RI 가 다른 CSI 정보와 조인트 코딩되지 않으므로 RI 커버리지가 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8 시스템과 같이 유지될 수 있다. 그러나, 상기 표 39 에서 나타내는 바와 같이, 랭크 1, 2, 3, 4 에서는 타입-2b(W1+W2+CQI) 보고에 대해서 11 비트가 초과하는 시그널링 오버헤드가 요구된다. 따라서, 3GPP LTE 릴리즈-8 의 PUCCH 포맷 2 를 재사용하기 위해서는 코드북 서브샘플링이 필요하게 된다.
우선, PUCCH 보고 모드 1-1-1 에 대해 적용될 수 있는 서브샘플링 방안에 대하여 설명한다.
W1 후보는 전송 랭크에 따라서 상이한 개수일 수 있다, 즉, 상기 표 11 내지 18 에서와 같이 W1 의 후보의 개수는 랭크 1 내지 8 에 대하여 각각 16개, 16 개, 4 개, 4 개, 4 개, 4 개, 4 개, 1 개가 될 수 있다. RI 및 W1 이 조인트 코딩되어 보고되는 경우, 요구되는 시그널링 오버헤드는 6 (=ceiling(log2(53))) 비트이다. RI 커버리지를 확장하기 위해서, W1 의 서브샘플링을 통해서, 시그널링 오버헤드를 5 또는 4 비트로 줄이는 것을 고려할 수 있다. W1 의 서브샘플링의 예시들은 아래의 표 42와 같다.
Figure 112011502812554-pat00074
이중-단계(dual-stage) 코드북 구조에서는 빔 그룹 간에 중첩되는(overlapped) 빔들이 존재하므로, 표 42 의 Alt-1 방안에서와 같이 코드북에서 홀수 번호의 W1 만을 제외하는 방식으로 W1 에 대해서 서브샘플링이 적용되더라도 코드북의 모든 빔들이 유지될 수 있다. 그러나, 전체 코드북을 구성하기 위한 W1 및 W2 가 다른 서브프레임에서 전송되기 때문에, 서브샘플링이 적용되지 않는 전체 코드북을 사용하는 것에 비하여 성능 저하는 발생할 수 있다. 한편, 상기 표 42 의 Alt-2 방안에서와 같이 더 많은 빔들을 제외하는 서브샘플링되는 적용되는 경우에는, 코드북의 모든 빔을 유지하는 상기 Alt-1 방안과 달리 코드북에서 몇몇 빔들이 사용될 수 없으므로, 성능 저하가 발생할 수 있다.
표 43 는 8×2 SU-MIMO 방식의 전송에 있어서, 코드북 서브샘플링의 적용에 따른 PUCCH 보고 모드 1-1-1 의 시스템 레벨 성능을 나타내는 것이다. 표 43 에서는, 랭크-1 및 2 에 대해 W1 및 W2 의 비트로 4+4 를 사용하는 경우를 기준으로, Alt-1 및 Alt-2 방안이 적용될 때에, 교차-극성(cross-polarized) 및 공통-극성(co-polarized) 안테나 구성의 경우에 대한 평균 스펙트럼 효율(Spectral Efficiency; SE) 및 셀-경계(cell-edge) SE 를 나타낸다. 표 43 의 Alt-1 방안에서는 평균 SE 및 셀-경계 SE 모두에서 미미한(marginal) 성능 저하가 발생하지만, Alt-2 방안에서는 셀-경계 SE 에서 상대적으로 큰 성능 저하가 발생한다.
Figure 112011502812554-pat00075
표 43 에서 알 수 있는 바와 같이, 5 비트로 서브샘플링된 코드북은 시스템 성능을 유지하지만, 4 비트로 서브샘플링된 코드북은 최대 7％ 만큼 시스템 성능을 감소시킨다. 따라서, Alt-1 방안이 Alt-2 방안에 비하여 RI 커버리지는 상대적으로 작게 되지만, 시스템 성능의 관점에서 보다 바람직하다.
다음으로, PUCCH 보고 모드 1-1-2 에 대해 적용될 수 있는 서브샘플링 방안에 대하여 설명한다.
PUCCH 보고 모드 1-1-2 의 W1+W2+CQI 보고에 있어서, W1 및 W2 는 동일한 서브프레임에서 보고된다. 따라서, 보고 대역폭을 11 비트 이하로 유지하기 위해서는 서브샘플링이 적용될 수 있다. 전술한 바와 같이, W1 에 대해서 1 비트만큼 줄이는 서브샘플링이 적용되는 경우 (예를 들어, 16 개의 인덱스 중 8 개의 인덱스 서브셋을 선택하는 경우) 코드북의 모든 빔들을 유지할 수 있으므로, 시스템 성능 저하가 최소화될 수 있다. 그러나, 1 비트 보다 많이 W1를 서브샘플링하는 경우에는 코드북에서 특정 방향의 빔 그룹이 제외되게 되므로 시스템 성능 저하가 크게 발생할 수 있다. 따라서, 랭크 1 내지 4 에 대해서 W1 로부터 1 비트만큼을 서브샘플링하고, W2 에서 보다 많은 비트를 제외하도록 서브샘플링하는 것이 바람직할 수 있다. 이하의 표 44 는 PUCCH 보고 모드 1-1-2 에 적용될 수 있는 서브샘플링 방안의 예시들을 나타낸 것이다.
Figure 112011502812554-pat00076
표 44 에서, Alt-1 및 Alt-2 방안 모두에서, 모든 빔 그룹을 잃지 않기 위해서 랭크 1 내지 4 에 대해 W1 에 1 비트만이 감소된다. 이에 따라서, W2 는 요구되는 대역폭에 따라서 서브샘플링된다.
표 45 는 8×2 SU-MIMO 방식의 전송에 있어서, 표 53 의 Alt-1 및 Alt-2 방안이 적용되는 경우에 대한 PUCCH 보고 모드 1-1-2 의 시스템 레벨 성능을 나타내는 것이다. 표 45 에서는, 링크-1 및 2 에 대해 W1 및 W2 의 비트로 4+4 를 사용하는 경우를 기준으로, Alt-1 및 Alt-2 방안이 적용될 때에, 교차-극성(cross-polarized) 및 공통-극성(co-polarized) 안테나 구성의 경우에 대한 평균 스펙트럼 효율(Spectral Efficiency; SE) 및 셀-경계(cell-edge) SE 를 나타낸다.
Figure 112011502812554-pat00077
표 45 에서 나타내는 바와 같이, 8 전송 안테나에서의 몇몇 빔 조향(steering) 벡터가 W2 서브샘플링으로부터 제외되기 때문에, 교차-극성 안테나 구성에 비하여 공통-극성 안테나 구성에서 성능 저하가 상대적으로 크게 나타난다. 한편, 교차-극성 안테나 구성에 대해서는 미미한(marginal) 성능 저하가 나타난다.
따라서, 3 비트로 서브샘플링된 W1 가 이용되는 경우에 서브샘플링된 코드북을 사용함으로써 발생하는 성능 저하는 수용가능한 것으로 볼 수 있다. 따라서, PUCCH 보고 모드 1-1-2 에 대해서 Alt-1 방안을 적용하는 것이 바람직하다.
다음으로, PUCCH 보고 모드 2-1 에 대해 적용될 수 있는 서브샘플링 방안에 대하여 설명한다.
PUCCH 보고 모드 2-1 에서는 4 개의 상이한 보고 타입((RI+PTI), (W1)_WB, (W2+CQI)_WB, (W2+CQI)_SB)이 피드백될 수 있다. 보고 타입은 PTI 선택에 따라서 달라질 수 있다. 상기 표 41 에서는 PUCCH 모드 2-1 (표 45 에서는 mode-C 로 표현함)의 경우에 각각의 보고 타입에 대해서 요구되는 시그널링 오버헤드에 대해서 나타낸다. 표 41 에서는 PTI=1 에서의 (W2+CQI)_SB 보고의 경우에, 단말이 선택한 서브대역에 대한 L 비트 지시자를 포함하는 것으로 가정한다.
표 41 에서 나타내는 바와 같이, PTI 가 1 이 지시되는 경우의 랭크 2, 3 및 4 의 경우에는, (W2+CQI)_SB 및 SB 에 대한 L 비트 지시자를 보고하기 위해 요구되는 오버헤드가 11 비트를 초과하게 된다. 이에 대한 시그널링 오버헤드를 감소해야, 3GPP LTE 릴리즈-8 의 PUCCH 포맷 2 를 재사용할 수 있다. 시그널링 오버헤드 감소를 위하여 다음과 같은 2 가지 방안을 고려할 수 있다. 첫 번째 방안(option 1)은, L-비트의 선택된 대역 지시자를 사용하지 않고, 미리 약속된 SB 순환(cycling)을 새롭게 정의하는 것이다. 두 번째 방안(option 2)은, W2 를 서브샘플링함으로써 L-비트의 선택된 대역 지시자를 재사용하는 것이다.
방안 1 의 경우에, SB CQI 및 SB W2 가 PUCCH 포맷 2 를 통해서 보고될 수 있다. 그러나, 방안 1 에 따르는 경우 각각의 서브밴드에서의 CQI 보고 주기를 증가시킬 수 있으므로, 미리 정의된 SB 순환을 사용하는 것에 의해, 시간-선택적(time-selective) 채널에서 보다 민감하게 성능 저하가 발생할 수 있다. 또한, 대역폭 부분(BP) 보고 구간(duration)의 순환 사이에서 WB CQI 및 WB W2 가 보고되어야 하므로, 각각의 서브밴드에서의 CQI 보고 주기를 더욱 크게 증가시킬 수 있어서, 보다 큰 성능 저하가 나타날 수 있다.
방안 2 의 경우에, SB CQI 및 SB W2 가 L-비트의 선택된 대역 지시자와 함께 보고되므로, 랭크 2, 3 및 4 에서는 보고를 위해 요구되는 비트의 개수가 11 을 초과하게 된다. 따라서 W2 서브샘플링을 적용할 수 있으며, 아래의 표 46 에서는 W2 서브샘플링의 일례를 나타낸다.
Figure 112011502812554-pat00078
표 47 은 8×2 SU-MIMO 방식의 전송에 있어서, 전술한 2 개의 방안(option 1 및 option 2)이 적용되는 경우에 대한 PUCCH 보고 모드 2-1 의 시스템 레벨 성능을 나타내는 것이다. 표 47 에서는, 2 개의 방안이 적용될 때에, 교차-극성(cross-polarized) 및 공통-극성(co-polarized) 안테나 구성의 경우에 대한 평균 스펙트럼 효율(Spectral Efficiency; SE) 및 셀-경계(cell-edge) SE 를 나타낸다. 시스템 성능의 측정을 위해서, SB CQI 및 SB W2 가 5ms 보고 주기로 보고되고, WB W1 는 45ms 마다 갱신되는 것으로 가정한다. 또한, 방안 2 에 대해서는 2 비트로 서브샘플링된 W2 가 사용되는 것을 가정한다.
Figure 112011502812554-pat00079
표 47 에서 나타내는 바와 같이, 방안 1 은 방안 2 에 비하여 평균 SE 에 있어서 3 내지 4％ 의 시스템 성능 저하를 보인다. 이는, 방안 1 에서의 WB CQI/WB W2 보고 동작 주기가 방안 2 에서의 보고 주기에 비하여 더 길어지기 때문이다. 예를 들어, 시스템 대역폭이 5MHz 인 경우에 미리정의된 SB 순환이 적용되는 경우에서와 같이, 방안 1 에서는 모든 서브대역에 대한 CSI 를 보고하기 때문에 방안 1 에서의 WB CQI/WB W2 보고 주기가 방안 2 의 주기에 비하여 길어지게 된다.
전술한 바와 같이, 방안 2 가 방안 1 에 비하여 높은 성능을 나타내므로, 단말이 선택한 대역에 대한 L-비트 지시자를 포함하고 W2 서브샘플링을 적용하는 것이 성능 관점에서 보다 바람직하다. 또한, 단말의 대역 선택 기능은 기존의 시스템(3GPP LTE 릴리즈-8 시스템)에서 사용된 것이므로, 방안 2 의 구현의 복잡성 역시 감소하게 된다.
따라서, PUCCH 모드 각각에 대하여 적용되는 본 발명에서 제안하는 코드북 서브샘플링 방안에 따르면, 기존의 PUCCH 포맷 2 를 재사용하면서 시스템 성능의 감소를 최소화할 수 있다.
한편, 이하의 표 48 은 상기 표 43, 45 및 47 의 시스템 성능의 시뮬레이션에 적용된 파라미터들을 나타내는 것이다. 또한, 표 49, 50 및 51 은 각각 PUCCH 포맷 1-1-1, 1-1-2 및 2-1 의 시스템 성능의 시뮬레이션에 적용된 파라미터들을 나타낸 것이다.
Figure 112011502812554-pat00080
Figure 112011502812554-pat00203
Figure 112011502812554-pat00204
Figure 112011502812554-pat00205
실시예 4
본 실시예 4 에서는 W1 및 W2 가 조인트 코딩되는 경우에 적용될 수 있는 W1 및 W2 의 서브샘플링 방안에 대하여 설명한다.
상기 표 34 의 PUCCH 보고 모드 1-1-2 의 경우에, W1 및 W2 가 WB CQI 와 함께 전송된다 (표 34 에서는 W1 및 W2 를 I1 및 I2 으로 나타낸다). 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8 의 PUCCH 보고 방식에서의 에러 발생확률과 동일한 수준을 가지도록 피드백 모드를 설정하기 위해서, 각각의 랭크의 프리코더에 대한 비트는 4 비트 크기를 가지도록 설계할 수 있다.
예를 들어, 표 52 와 같이 각각의 랭크에 따른 W1 및 W2 의 비트수를 설정할 수 있다. 표 52 에서 설명하는 W1 및 W2 에 대한 인덱스는 상기 표 11 내지 14 에서 나타내는 코드북에 대한 인덱스 (i1, i2) 에 해당한다. 표 52 에서는 W1 및 W2 의 서브샘플링 방안의 4 가지 예시에 대해서 나타낸다.
Figure 112011502812554-pat00085
실시예 5
본 실시예 5 에서는 PUCCH 보고 모드 2-1 에 적용될 수 있는 W2 서브샘플링 방안에 대하여 설명한다.
상기 표 34 에서 설명한 PUCCH 보고 모드 2-1 에서, PTI=1 인 경우에 SB CQI 가 전송될 때, SB CQI 는 대역폭 부분(BP) 내에서 선택될 수 있다. 즉, 제 1 보고 시간에 WB CQI와 WB W2가 보고되고, 제 2 보고 시간에 어떤 BP 내에서 선택된 SB CQI, 선택된 대역 인덱스 및 SB W2가 보고된다 (표 38 에서는 W1 및 W2 를 I1 및 I2 으로 나타낸다). 제 3 보고 시간에는, 제 2 보고 시간에 고려된 BP 와 다른 BP 내에서 선택된 SB CQI, 선택된 대역 인덱스 및 SB W2가 보고된다.
여기서, SB CQI 는 4 비트 또는 7 비트로 표현된다. 선택된 대역 인덱스는 2 비트로 표현되고, SB W2 는 4 비트로 표현된다. 이를 고려하면, 하나의 보고 시간 (즉, 하나의 서브프레임) 에서 전송되어야 하는 비트의 총합으로 10 또는 13 비트가 요구된다. 그러나, 전술한 바와 같이 PUCCH 를 통해 (예를 들어, PUCCH 포맷 2 를 사용하는 경우) 전송될 수 있는 피드백 정보의 비트 수가 11 비트로 제한되는 것을 고려하면, 랭크-2 이상에서 2 비트를 줄여야 한다.
W2 에서 2 비트를 줄이는 방안으로서, 다음의 표 53 과 같은 W2 서브대역 보고를 적용할 수 있다. 표 53 은 8 전송 안테나 전송의 경우에, 랭크-2, 3 및 4 에 있어서 W2 서브샘플링을 적용하는 2 가지 예시를 나타낸다.
Figure 112011502812554-pat00086
또한, W2 의 서브샘플링을 적용하는 경우에, W1 및 W2 를 통해서 프리코더가 특정되므로, 프리코더 요소의 누락을 피하기 위해서 W1 에 대해서는 서브샘플링을 적용하지 않는 것을 고려할 수 있다.
본 실시예 5 에 있어서 W2 를 2 비트로 서브샘플링하는 구체적인 방안으로서 전술한 본 발명의 다양한 실시예들에서 설명한 방안이 적용될 수 있다.
도 22 를 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 채널상태정보 보고 방법에 대하여 설명한다.
기지국으로부터 단말로의 하향링크 전송에 대해 단말이 하향링크 채널상태를 측정하고 그 결과를 기지국으로 상향링크를 통해서 피드백할 수 있다. 예를 들어, 기지국의 하향링크 전송에 8 전송 안테나가 사용되는 경우에, 기지국은 채널상태정보-참조신호(CSI-RS)를 8 개의 안테나 포트(안테나 포트 인덱스 15 내지 22)를 통해 전송할 수 있다. 단말은 상기 CSI-RS 를 통해서 하향링크 채널 상태를 측정한 결과 (RI, PMI, CQI 등)를 전송할 수 있다. RI/PMI/CQI 의 선택/산출의 구체적인 방안은 전술한 본 발명의 다양한 예시들이 적용될 수 있다. 기지국은 수신한 채널상태정보(RI/PMI/CQI)에 따라서 하향링크 전송의 레이어의 개수, 프리코더, 변조및코딩기법(MCS) 레벨 등을 결정할 수 있고, 이에 따라 하향링크 신호를 전송할 수 있다.
도 22 의 단계 S2210 에서 단말은 제 1 서브프레임에서 RI 및 PTI 를 전송할 수 있다. 단계 S2210 의 PTI 값에 따라서 이후의 서브프레임에서 전송되는 전송되는 정보의 종류가 결정될 수 있다. PTI 값이 제 1 값(=0)을 가지는 경우에 단말은 제 2 서브프레임에서 제 1 PMI 를 전송하고, 제 3 서브프레임에서 제 2 PMI 및 광대역 CQI 를 전송할 수 있다. 한편, PTI 값이 제 2 값(=1)을 가지는 경우에 단말은 제 2 서브프레임에서 제 2 PMI 및 광대역 CQI 를 전송하고, 제 3 서브프레임에서 서브대역 CQI 및 제 2 PMI 를 전송할 수 있다. 제 2 서브프레임은 PTI가 0 인 경우와 1 인 경우에서 상이한 서브프레임일 수 있다. 또한, 제 3 서브프레임은 PTI가 0 인 경우와 1 인 경우에서 상이한 서브프레임일 수 있다.
상기 제 1 PMI 및 상기 제 2 PMI 의 조합에 의해 단말이 선호하는(preferred) 프리코딩 행렬이 지시될 수 있다. 예를 들어, 제 1 PMI 는 상기 하향링크 전송에 대하여 적용되는 프리코딩 행렬의 후보들(candidates)을 지시(indicate)하고, 상기 제 2 PMI 는 상기 후보들 중 하나의 프리코딩 행렬을 지시할 수 있다.
랭크 2, 3 또는 4 의 경우에 상기 제 2 PMI 에 대하여 서브샘플링된 코드북이 적용될 수 있다. 예를 들어, 상기 표 12 내지 14 와 같은 프리코딩 코드북에서 랭크 2 또는 3 의 경우에 제 2 PMI (i2 또는 W2) 는 0 내지 15 의 인덱스로 구성될 수 있고, 랭크 4 의 경우에는 제 2 PMI 는 0 내지 7 의 인덱스로 구성될 수 있다. 서브샘플링된 코드북이 적용된다는 것은, 랭크 2 또는 3 의 경우에 제 2 PMI 인덱스 0 내지 15 중 일부만을 사용함을 의미하고, 랭크 4 의 경우에 제 2 PMI 인덱스 0 내지 7 중 일부만을 사용하는 것을 의미한다. 본 발명에 따르면, 제 2 PMI 는 랭크 2 의 경우에 0, 2, 4, 6 중 하나의 값을 가질 수 있고, 랭크 3 의 경우에 2, 3, 10, 11 중 하나의 값을 가질 수 있고, 랭크 4 의 경우에 0, 2, 4, 6 중 하나의 값을 가질 수 있다.
상기 채널상태정보(RI, 제 1 PMI, 제 2 PMI 및 CQI)는, 각각의 상향링크 서브프레임에서 PUCCH를 통해 전송될 수 있다. 즉, 주기적 방식으로 채널상태정보가 전송되며, 각각의 채널상태정보(RI+PTI/제 1 PMI/제 2 PMI 및 광대역 CQI/서브대역 CQI 및 제 2 PMI)는 각자의 보고 주기에 따라 전송될 수 있다. 채널상태정보의 보고 주기는 전술한 본 발명의 다양한 예시에 따라 결정될 수 있다.
도 22 와 관련하여 설명한 본 발명의 채널상태정보 전송방법에 있어서, 전술한 본 발명의 다양한 실시예에서 설명한 사항들이 독립적으로 적용되거나 또는 2 이상의 실시예가 동시에 적용될 수 있으며, 중복되는 내용은 명확성을 위하여 설명을 생략한다.
또한, 기지국과 중계기간의 (백홀 상향링크 및 백홀 하향링크에서의) MIMO 전송 및 중계기와 단말간의 (액세스 상향링크 및 액세스 하향링크에서의) MIMO 전송에 대한 채널상태정보 피드백에 대해서도 본 발명에서 제안하는 동일한 원리가 적용될 수 있다.
도 23 은 본 발명에 따른 기지국 장치 및 단말 장치의 구성을 도시한 도면이다.
도 23를 참조하여 본 발명에 따른 기지국 장치(2310)는, 수신모듈(2311), 전송모듈(2312), 프로세서(2313), 메모리(2314) 및 복수개의 안테나(2315)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나(2315)는 MIMO 송수신을 지원하는 기지국 장치를 의미한다. 수신모듈(2311)은 단말로부터의 상향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 전송모듈(2312)은 단말로의 하향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 프로세서(2313)는 기지국 장치(2310) 전반의 동작을 제어할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 기지국 장치(2310)는 최대 8 전송 안테나를 통한 하향링크 전송을 하고, 하향링크 전송에 대한 채널상태정보를 단말 장치(2320)로부터 수신하도록 구성될 수 있다. 기지국 장치의 프로세서(2313)는, 수신 모듈(2311)을 통하여, 제 1 서브프레임에서 랭크 지시자(RI) 및 프리코더 타입 지시(PTI)를 수신하도록 구성될 수 있다. 또한, 프로세서(2313)는, 수신 모듈(2311)을 통하여, 제 2 서브프레임에서, 상기 PTI 가 제 1 값을 가지는 경우에 제 1 프리코딩행렬지시자(PMI)를 수신하고, 상기 PTI 가 제 2 값을 가지는 경우에 제 2 PMI 및 광대역 CQI 를 수신하도록 구성될 수 있다. 또한, 프로세서(2313)는, 수신 모듈(2311)을 통하여, 제 3 서브프레임에서, 상기 PTI 가 제 1 값을 가지는 경우에 제 2 PMI 및 광대역 CQI 를 수신하고, 상기 PTI 가 제 2 값을 가지는 경우에 서브대역 CQI 및 제 2 PMI 를 수신하도록 구성될 수 있다. 여기서, 상기 제 1 PMI 및 상기 제 2 PMI 의 조합에 의해 단말이 선호하는(preferred) 프리코딩 행렬이 지시될 수 있다. 또한, 랭크 2, 3 또는 4 의 경우에 상기 제 2 PMI 에 대하여 서브샘플링된 코드북이 적용될 수 있다.
기지국 장치(2310)의 프로세서(2313)는 그 외에도 기지국 장치(2310)가 수신한 정보, 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며, 메모리(2314)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며, 버퍼(미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.
도 23를 참조하여 본 발명에 따른 단말 장치(2320)는, 수신모듈(2321), 전송모듈(2322), 프로세서(2323), 메모리(2324) 및 복수개의 안테나(2325)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나(2325)는 MIMO 송수신을 지원하는 단말 장치를 의미한다. 수신모듈(2321)은 기지국으로부터의 하향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 전송모듈(2322)은 기지국으로의 상향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 프로세서(2323)는 단말 장치(2320) 전반의 동작을 제어할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 단말 장치(2320)는 기지국 장치(2310)로부터의 최대 8 전송 안테나를 통한 하향링크 전송을 수신하고, 이러한 하향링크 전송에 대한 채널상태정보를 기지국으로 피드백하도록 구성될 수 있다. 단말 장치의 프로세서(2323)는, 전송 모듈(2322)을 통하여, 제 1 서브프레임에서 랭크 지시자(RI) 및 프리코더 타입 지시(PTI)를 전송하도록 구성될 수 있다. 또한, 프로세서(2323)는, 전송 모듈(2322)을 통하여, 제 2 서브프레임에서, 상기 PTI 가 제 1 값을 가지는 경우에 제 1 프리코딩행렬지시자(PMI)를 전송하고, 상기 PTI 가 제 2 값을 가지는 경우에 제 2 PMI 및 광대역 CQI 를 전송하도록 구성될 수 있다. 또한, 프로세서(2323)는, 전송 모듈(2322)을 통하여, 상기 전송 모듈을 통하여, 제 3 서브프레임에서, 상기 PTI 가 제 1 값을 가지는 경우에 제 2 PMI 및 광대역 CQI 를 전송하고, 상기 PTI 가 제 2 값을 가지는 경우에 서브대역 CQI 및 제 2 PMI 를 전송하도록 구성될 수 있다. 여기서, 상기 제 1 PMI 및 상기 제 2 PMI 의 조합에 의해 단말이 선호하는(preferred) 프리코딩 행렬이 지시될 수 있다. 또한, 랭크 2, 3 또는 4 의 경우에 상기 제 2 PMI 에 대하여 서브샘플링된 코드북이 적용될 수 있다.
단말 장치(2320)의 프로세서(2323)는 그 외에도 단말 장치(2320)가 수신한 정보, 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며, 메모리(2324)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며, 버퍼(미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.
위와 같은 기지국 장치 및 단말 장치의 구체적인 구성은, 전술한 본 발명의 다양한 실시예에서 설명한 사항들이 독립적으로 적용되거나 또는 2 이상의 실시예가 동시에 적용되도록 구현될 수 있으며, 중복되는 내용은 명확성을 위하여 설명을 생략한다.
또한, 도 23에 대한 설명에 있어서 기지국 장치(2310)에 대한 설명은 하향링크 전송 주체 또는 상향링크 수신 주체로서의 중계기 장치에 대해서도 동일하게 적용될 수 있고, 단말 장치(2320)에 대한 설명은 하향링크 수신 주체 또는 상향링크 전송 주체로서의 중계기 장치에 대해서도 동일하게 적용될 수 있다.
상술한 본 발명의 실시예들은 다양한 수단을 통해 구현될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시예들은 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다.
하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 하나 또는 그 이상의 ASICs(Application Specific Integrated Circuits), DSPs(Digital Signal Processors), DSPDs(Digital Signal Processing Devices), PLDs(Programmable Logic Devices), FPGAs(Field Programmable Gate Arrays), 프로세서, 컨트롤러, 마이크로 컨트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차 또는 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 본 발명의 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어, 당업자는 상술한 실시예들에 기재된 각 구성을 서로 조합하는 방식으로 이용할 수 있다. 따라서, 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.
본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다. 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다. 또한, 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함할 수 있다.
2310 기지국 2320 단말
2311, 2321 수신모듈 2312, 2322 전송모듈
2313, 2323 프로세서 2314, 2324 메모리
2315, 2325 안테나

Claims (16)

  1. 무선 통신 시스템에서 단말이 기지국으로 PUCCH (Physical Uplink Control Channel)를 통하여 CSI (channel status information)를 주기적으로 전송하는 방법으로서,
    RI (rank indicator) 및 PTI (precoder type indicator)를 포함하는 제 1 타입 보고를 전송하는 단계;
    상기 PTI 가 제 1 값을 가지는 경우, 상기 제 1 타입 보고 전송 후 광대역을 위한 제 1 PMI (first precoding matrix indicator)를 포함하는 제 2 타입 보고 및 광대역을 위한 제 2 PMI 및 광대역 CQI를 포함하는 제 3 타입 보고를 전송하는 단계; 및
    상기 PTI 가 제 2 값을 가지는 경우, 상기 제 1 타입 보고 전송 후 상기 제 3 타입 보고 및 서브대역을 위한 상기 제 2 PMI 및 서브대역 CQI를 포함하는 제 4 타입 보고를 전송하는 단계를 포함하고,
    상기 제 2 PMI는 서브샘플링된 코드북에서의 코드북 인덱스를 지시하며,
    상기 서브샘플링된 코드북은 랭크 2, 랭크 3 및 랭크 4 각각에 대하여 4 개의 코드북 인덱스들을 포함하고,
    랭크 2 에 대한 코드북은
    Figure 112016088813447-pat00225

    (여기서,
    Figure 112016088813447-pat00226
    ) 로 구성되고,
    상기 제 1 PMI는 상기 코드북의 i1를 지시하고, 상기 제 2 PMI는 상기 코드북의 i2를 지시하며,
    랭크 2 에 대한 상기 서브샘플링된 코드북은 0, 2, 4, 6 중 하나의 값을 가지는 것을 특징으로 하는,
    CSI 전송 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    랭크 3 에 대한 코드북은
    Figure 112016088813447-pat00227

    로 구성되고,
    랭크 3 에 대한 상기 서브샘플링된 코드북은 2, 3, 10, 11 중 하나의 값을 가지는 것을 특징으로 하는,
    CSI 전송 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    랭크 4 에 대한 코드북은
    Figure 112016088813447-pat00228

    로 구성되고,
    랭크 4 에 대한 상기 서브샘플링된 코드북은 0, 2, 4, 6 중 하나의 값을 가지는 것을 특징으로 하는,
    CSI 전송 방법.
  4. 무선 통신 시스템에서 기지국이 단말로부터 PUCCH (Physical Uplink Control Channel)를 통하여 CSI (channel status information)를 주기적으로 수신하는 방법으로서,
    RI (rank indicator) 및 PTI (precoder type indicator)를 포함하는 제 1 타입 보고를 수신하는 단계;
    상기 PTI 가 제 1 값을 가지는 경우, 상기 제 1 타입 보고 수신 후 광대역을 위한 제 1 PMI (first precoding matrix indicator)를 포함하는 제 2 타입 보고 및 광대역을 위한 제 2 PMI 및 광대역 CQI를 포함하는 제 3 타입 보고를 수신하는 단계; 및
    상기 PTI 가 제 2 값을 가지는 경우, 상기 제 1 타입 보고 수신 후 상기 제 3 타입 보고 및 서브대역을 위한 상기 제 2 PMI 및 서브대역 CQI를 포함하는 제 4 타입 보고를 수신하는 단계를 포함하고,
    상기 제 2 PMI는 서브샘플링된 코드북에서의 코드북 인덱스를 지시하며,
    상기 서브샘플링된 코드북은 랭크 2, 랭크 3 및 랭크 4 각각에 대하여 4 개의 코드북 인덱스들을 포함하고,
    랭크 2 에 대한 코드북은
    Figure 112016088813447-pat00229

    (여기서,
    Figure 112016088813447-pat00230
    ) 로 구성되고,
    상기 제 1 PMI는 상기 코드북의 i1를 지시하고, 상기 제 2 PMI는 상기 코드북의 i2를 지시하며,
    랭크 2 에 대한 상기 서브샘플링된 코드북은 0, 2, 4, 6 중 하나의 값을 가지는 것을 특징으로 하는,
    CSI 수신 방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    랭크 3 에 대한 코드북은
    Figure 112016088813447-pat00231

    로 구성되고,
    랭크 3 에 대한 상기 서브샘플링된 코드북은 2, 3, 10, 11 중 하나의 값을 가지는 것을 특징으로 하는,
    CSI 수신 방법.
  6. 제 4 항에 있어서,
    랭크 4 에 대한 코드북은
    Figure 112016088813447-pat00232

    로 구성되고,
    랭크 4 에 대한 상기 서브샘플링된 코드북은 0, 2, 4, 6 중 하나의 값을 가지는 것을 특징으로 하는,
    CSI 수신 방법.
  7. 무선 통신 시스템에서 기지국으로 PUCCH (Physical Uplink Control Channel)를 통하여 CSI (channel status information)를 주기적으로 전송하도록 설정된 단말로서,
    송신기;
    수신기; 및
    프로세서를 포함하고,
    상기 프로세서는,
    RI (rank indicator) 및 PTI (precoder type indicator)를 포함하는 제 1 타입 보고를 전송하고, 상기 PTI 가 제 1 값을 가지는 경우, 상기 제 1 타입 보고 전송 후 광대역을 위한 제 1 PMI (first precoding matrix indicator)를 포함하는 제 2 타입 보고 및 광대역을 위한 제 2 PMI 및 광대역 CQI를 포함하는 제 3 타입 보고를 전송하며, 상기 PTI 가 제 2 값을 가지는 경우, 상기 제 1 타입 보고 전송 후 상기 제 3 타입 보고 및 서브대역을 위한 상기 제 2 PMI 및 서브대역 CQI를 포함하는 제 4 타입 보고를 전송하도록 설정되며,
    상기 제 2 PMI는 서브샘플링된 코드북에서의 코드북 인덱스를 지시하며,
    상기 서브샘플링된 코드북은 랭크 2, 랭크 3 및 랭크 4 각각에 대하여 4 개의 코드북 인덱스들을 포함하고,
    랭크 2 에 대한 코드북은
    Figure 112016088813447-pat00233

    (여기서,
    Figure 112016088813447-pat00234
    ) 로 구성되고,
    상기 제 1 PMI는 상기 코드북의 i1를 지시하고, 상기 제 2 PMI는 상기 코드북의 i2를 지시하며,
    랭크 2 에 대한 상기 서브샘플링된 코드북은 0, 2, 4, 6 중 하나의 값을 가지는 것을 특징으로 하는,
    단말.
  8. 제 7 항에 있어서,
    랭크 3 에 대한 코드북은
    Figure 112016088813447-pat00235

    로 구성되고,
    랭크 3 에 대한 상기 서브샘플링된 코드북은 2, 3, 10, 11 중 하나의 값을 가지는 것을 특징으로 하는,
    단말.
  9. 제 7 항에 있어서,
    랭크 4 에 대한 코드북은
    Figure 112016088813447-pat00236

    로 구성되고,
    랭크 4 에 대한 상기 서브샘플링된 코드북은 0, 2, 4, 6 중 하나의 값을 가지는 것을 특징으로 하는,
    단말.
  10. 무선 통신 시스템에서 단말로부터 PUCCH (Physical Uplink Control Channel)를 통하여 CSI (channel status information)를 주기적으로 수신하도록 설정된 기지국으로서,
    송신기;
    수신기; 및
    프로세서를 포함하고,
    상기 프로세서는,
    RI (rank indicator) 및 PTI (precoder type indicator)를 포함하는 제 1 타입 보고를 수신하고, 상기 PTI 가 제 1 값을 가지는 경우, 상기 제 1 타입 보고 수신 후 광대역을 위한 제 1 PMI (first precoding matrix indicator)를 포함하는 제 2 타입 보고 및 광대역을 위한 제 2 PMI 및 광대역 CQI를 포함하는 제 3 타입 보고를 수신하며, 상기 PTI 가 제 2 값을 가지는 경우, 상기 제 1 타입 보고 수신 후 상기 제 3 타입 보고 및 서브대역을 위한 상기 제 2 PMI 및 서브대역 CQI를 포함하는 제 4 타입 보고를 수신하도록 설정되며,
    상기 제 2 PMI는 서브샘플링된 코드북에서의 코드북 인덱스를 지시하며,
    상기 서브샘플링된 코드북은 랭크 2, 랭크 3 및 랭크 4 각각에 대하여 4 개의 코드북 인덱스들을 포함하고,
    랭크 2 에 대한 코드북은
    Figure 112016088813447-pat00237

    (여기서,
    Figure 112016088813447-pat00238
    ) 로 구성되고,
    상기 제 1 PMI는 상기 코드북의 i1를 지시하고, 상기 제 2 PMI는 상기 코드북의 i2를 지시하며,
    랭크 2 에 대한 상기 서브샘플링된 코드북은 0, 2, 4, 6 중 하나의 값을 가지는 것을 특징으로 하는,
    기지국.
  11. 제 10 항에 있어서,
    랭크 3 에 대한 코드북은
    Figure 112016088813447-pat00239

    로 구성되고,
    랭크 3 에 대한 상기 서브샘플링된 코드북은 2, 3, 10, 11 중 하나의 값을 가지는 것을 특징으로 하는,
    기지국.
  12. 제 10 항에 있어서,
    랭크 4 에 대한 코드북은
    Figure 112016088813447-pat00240

    로 구성되고,
    랭크 4 에 대한 상기 서브샘플링된 코드북은 0, 2, 4, 6 중 하나의 값을 가지는 것을 특징으로 하는,
    기지국.
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  15. 삭제
  16. 삭제
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