KR101727303B1 - 통신 장치에서 근거리 방사 및 전자파 흡수율값을 감소시키는 방법 - Google Patents

Abstract

통신 장치에서 근거리 방사 및 전자파 흡수율값을 감소시키는 방법이 제공된다. 통신 장치는 전자파 신호들을 송신 및 수신하는 다중 모드 안테나 구조, 및 상기 안테나 구조와 통신하는 신호들을 프로세싱하기 위한 회로를 포함한다. 안테나 구조는 상기 회로와 동작하도록 커플링되는 복수의 안테나 포트들, 복수의 안테나 엘리먼트들 - 상기 각각의 안테나 엘리먼트는 상기 안테나 포트들 중에서 서로 다른 안테나 포트와 동작하도록 커플링됨 -, 단일한 방사 구조를 형성하도록 커플링된 안테나 포트로부터 이격된 각각의 안테나 엘리먼트에 대한 위치에서 상기 안테나 엘리먼트들을 전기적으로 연결하는 하나 또는 그 이상의 연결 엘리먼트들을 포함하여, 하나의 안테나 엘리먼트에 대한 전류가 연결된 인접한 안테나 엘리먼트로 흐르고, 상기 인접한 안테나 엘리먼트와 커플링된 상기 안테나 포트를 바이패스시키고, 상기 하나의 안테나 엘리먼트 및 상기 인접한 안테나 엘리먼트를 통하여 흐르는 상기 전류가 양적으로 동일하고, 하나의 안테나 포트에 의해 여기되는 안테나 모드가 주어진 바람직한 신호 주파수 범위에서 다른 안테나 포트에 의해 여기되는 모드와 일반적으로 전기적으로 분리되고 상기 안테나 구조는 다양한 안테나 패턴들을 생성한다.
상기 방법은 상기 안테나 구조의 인접한 안테나 포트들에 공급되는 신호들 간의 상대적 위상을 조정하여, 안테나 패턴 제어를 제공하고 수신 포인트에 대한 선택된 방향에서의 이득을 증가시키기 위하여, 상기 하나의 안테나 포트에 공급되는 신호가 상기 인접한 안테나 포트에 공급되는 신호와 다른 위상을 가지는 단계를 포함한다. 상기 방법은 상기 안테나 구조의 무패턴 제어 동작에 사용되는 송신 전력보다 낮은 송신 전력을 사용하여, 상기 통신 장치가 상기 무패턴 제어 동작과 비교하여 감소된 송신 전력을 사용하여 상기 수신 포인트와 동등한 무선 링크 성능을 획득하고, 그 결과 상기 전자파 흡수율을 감소시키는 단계를 포함한다.

Description

통신 장치에서 근거리 방사 및 전자파 흡수율값을 감소시키는 방법{METHODS FOR REDUCING NEAR-FIELD RADIATION AND SPECIFIC ABSORPTION RATE(SAR) VALUES IN COMMUNICATIONS DEVICES}

본 발명은 무선 통신 장치들에 대한 것으로, 보다 자세하게는 무선 통신 장치들에서 근거리 방사(near-field radiation) 및 전자파 흡수율(SAR: specific absorption rate) 값(value)을 감소시키는 방법에 대한 것이다.

많은 통신 장치들은 서로 근접하여 패키지되고(예를 들어, 1/4 파장(wavelength) 미만으로 떨어진) 동일한 주파수 대역 내에서 동시에 동작할 수 있는 다중 안테나들(multiple antennas)을 구비한다. 그러한 통신 장치들의 일반적인 예들은 셀룰러 핸드셋(cellular handsets), PDAs(personal digital assistants), 및 무선 통신망 장치들(wireless networking devices) 또는 PC용 데이터 카드(data cards)와 같은 휴대용 통신 제품을 포함한다. 많은 시스템 아키텍쳐(다중입출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output)) 및 무선 통신 장치들에 대한 표준 프로토콜(무선 LAN에 대한 802.11n, 및 802.16e(WiMAX), HSPDA, 및 1xEVDO와 같은 3G 데이터 통신들)은 동시에 동작하는 다중 안테나들을 요구한다.

본 출원은 2010년 3월 30일에 "다중 모드 안테나 구조"라는 발명의 명칭으로 출원된 미국 특허출원 12/750,196호의 CIP(continuation-in-part) 출원이고, 이는 2008년 4월 8일에 "다중 모드 안테나 구조"라는 발명의 명칭으로 출원된 미국 특허출원 12/099,320호(미국특허 7,688,273호로 등록됨)의 계속 출원이고, 이는 2007년 6월 27일에 "다중 모드 안테나 구조"라는 발명의 명칭으로 출원된 미국 특허출원 11/769,565호(미국특허 7,688,275호로 등록됨)의 CIP 출원이고, 이는 2007년 4월 20일에 "다중 모드 안테나 구조"라는 발명의 명칭으로 출원된 미국 임시특허출원(Provisional application) 60/925,394호 및 2007년 5월 8일에 "다중 모드 안테나 구조"라는 발명의 명칭으로 출원된 미국 임시특허출원 60/916,655호에 기반하고 있다. 이 출원은 역시 2009년 5월 26일에 "다중 모드 안테나 구조"라는 발명의 명칭으로 출원된 미국 임시특허출원 61/181,176호에 기반하고 있다. 상기 명시된 각각의 특허출원은 여기 참조로 포함된다.

본 발명은 통신 장치에서 근거리 방사 및 전자파 흡수율값을 감소시키는 것을 목적으로 한다.

하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 통신 장치에서 근거리 방사 및 전자파 흡수율을 감소시키는 방법이 제공된다. 통신 장치는 전자파 신호들을 송수신하는 다중 모드 안테나 구조(multimode antenna structure) 및 상기 안테나 구조와 통신하는 신호들을 프로세싱하기 위한 회로(circuitry)를 포함한다.

상기 안테나 구조는 상기 회로와 동작하도록 커플링되는(operatively coupled) 복수의 안테나 포트들(antenna ports); 복수의 안테나 엘리먼트들(antenna elements)로서, 상기 각각의 안테나 엘리먼트는 상기 안테나 포트들 중에서 서로 다른 안테나 포트와 동작하도록 커플링되는 안테나 엘리먼트들; 및 단일한 방사 구조(radiating structure)를 형성하도록 커플링된 안테나 포트로부터 이격된(spaced apart) 각 안테나 엘리먼트에 대한 위치(location)에서 상기 안테나 엘리먼트들을 전기적으로 연결하는 하나 또는 그 이상의 연결 엘리먼트들(connecting elements)을 포함하여, 하나의 안테나 엘리먼트에 대한 전류가 연결된 인접한 안테나 엘리먼트(connected neighboring antenna element)로 흐르고, 상기 안테나 포트를 상기 인접한 안테나 엘리먼트와 커플링된 상기 안테나 포트를 바이패스(bypass)시키고, 상기 하나의 안테나 엘리먼트 및 상기 인접한 안테나 엘리먼트를 통하여 흐르는 상기 전류가 양적으로 동일하여(equal in magnitude), 하나의 안테나 포트에 의해 여기되는(excited) 안테나 모드가 주어진 바람직한 신호 주파수 범위에서 다른 안테나 포트에 의해 여기되는 모드와 일반적으로 전기적으로 분리되고(electrically isolated) 상기 안테나 구조는 다양한 안테나 패턴들(antenna patterns)을 생성한다. 상기 방법은 상기 안테나 구조의 인접 안테나 포트들에 공급되는 신호들 간의 상대적 위상(relative phase)을 조정하여, 안테나 패턴 제어(antenna pattern control)를 제공하고 수신 포인트(receive point)에 대한 선택된 방향(selected direction)에서의 이득(gain)을 증가시키기 위하여, 상기 하나의 안테나 포트에 공급되는 신호가 상기 인접한 안테나 포트에 공급되는 신호와 다른 위상을 가진다. 상기 방법은 상기 안테나 구조의 무패턴 제어 동작(non-pattern control operation)에 사용되는 송신 전력(transmit power)보다 낮은 송신 전력을 사용하여, 상기 통신 장치가 상기 무패턴 제어 동작과 비교하여 감소된 송신 전력을 사용하여 상기 수신 포인트와 동등한 무선 링크 성능(equivalent wireless link performance)을 획득하고, 그 결과 상기 전자파 흡수율을 감소시키는 것을 특징으로 한다.

하나 또는 그 이상의 추가 실시예들에 따라서, 통신 장치에서 근거리 방사 및 전자파 흡수율을 감소시키는 방법이 제공된다. 통신 장치는 전자파 신호들을 송신 및 수신하는 안테나 어레이, 및 상기 안테나 어레이와 통신하는 신호들을 프로세싱하기 위한 회로를 포함한다. 상기 안테나 어레이는 복수의 방사 엘리먼트들(radiating elements)을 포함하고, 상기 각각의 방사 엘리먼트는 상기 회로와 동작하도록 커플링된(operatively coupled) 안테나 포트를 구비한다. 상기 방법은 상기 안테나 어레이의 상기 안테나 포트들에 공급되는 신호들 간의 상대적 위상을 조정하여, 안테나 패턴 제어를 제공하고 수신 포인트에 대한 선택된 방향에서의 이득을 증가시키기 위하여, 하나의 안테나 포트에 공급되는 신호가 다른 안테나 포트에 공급되는 신호와 다른 위상을 가지는 것을 포함한다. 상기 방법은 상기 안테나 어레이의 무패턴 제어 동작에 사용되는 송신 전력보다 낮은 송신 전력을 사용하여, 상기 통신 장치가 상기 무패턴 제어 동작과 비교하여 감소된 송신 전력을 사용하여 상기 수신 포인트와 동등한 무선 링크 성능을 획득하고, 그 결과 상기 전자파 흡수율을 감소시키는 것을 포함한다.

본 발명의 다양한 실시예들에 따라서, 통신 장치들에서 전자파 신호들을 송수신하기 위한 다중 모드 안테나 구조들이 제공된다. 통신 장치들은 안테나 구조와 통신하는 신호들을 프로세싱하기 위한 회로를 포함한다. 안테나 구조는 상기 회로와 동작하도록 커플링되는 복수의 안테나 포트들, 및 복수의 안테나 엘리먼트들을 포함하고, 상기 각각의 안테나 엘리먼트는 서로 다른 안테나 포트와 동작하도록 커플링된다. 안테나 구조는 또한 전기적으로 상기 안테나 엘리먼트들을 연결하는 하나 또는 그 이상의 연결 엘리먼트들을 포함하여, 하나의 안테나 포트에 의해 여기되는(excited) 안테나 모드가 주어진 신호 주파수 범위에서 다른 안테나 포트에 의해 여기되는 모드와 일반적으로 전기적으로 분리된다. 또한, 포트들에 의해 생성되는 안테나 패턴들은 상관성이 낮은(low correlation) 잘 정의된 패턴 다이버시티(pattern diversity)를 보여준다.

본 발명의 다양한 실시예들에 따른 안테나 구조들은, 하나 이상의 안테나가 동시에 및 특별히 동일한 주파수 대역 내에서 사용되는 장치들을 포함하여, 서로 근접하여(예를 들어, 1/4 파장 이내로 떨어져) 함께 패키지(packed close together)될 것을 요구하는 통신 장치에서 특히 유용하다. 상기 안테나 구조들이 사용될 수 있는 그러한 장치들의 일반적인 예들은 셀룰러 핸드셋(cellular handsets), PDAs(personal digital assistants), 및 무선 통신망 장치들(wireless networking devices) 또는 PC용 데이터 카드(data cards)와 같은 휴대용 통신 제품을 포함한다. 상기 안테나 구조들은 동시에 다중 안테나들이 동작할 것을 요구하는 다중입출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output) 및 모바일 무선 통신 장치들에 대한 표준 프로토콜(무선 LAN에 대한 802.11n, 및 802.16e(WiMAX), HSPDA, 및 1xEVDO와 같은 3G 데이터 통신들)과 같은 시스템 아키텍쳐에 특히 유용하다.

도 1a는 2개의 평행한 쌍극자들(parallel dipoles)을 구비한 안테나 구조를 도시한 것이다.
도 1b는 도 1a의 안테나 구조에서 하나의 쌍극자의 여기로 인한 전류의 흐름을 도시한 것이다.
도 1c는 도 1a의 안테나 구조에 상응하는 모델을 도시한 것이다.
도 1d는 도 1c의 안테나 구조에 대한 산란 계수들(scattering parameters)을 예시한 그래프를 도시한 것이다.
도 1e는 도 1c의 안테나 구조에 대한 전류 비율(current ratios)을 예시한 그래프를 도시한 것이다.
도 1f는 도 1c의 안테나 구조에 대한 이득 패턴(gain patterns)을 예시한 그래프를 도시한 것이다.
도 1g는 도 1c의 안테나 구조에 대한 포락선 상관성(envelope correlation)을 예시한 그래프를 도시한 것이다.
도 2a는 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 연결 엘리먼트들에 의해 연결되는 2개의 평행한 쌍극자들을 구비한 안테나 구조를 도시한 것이다.
도 2b는 도 2a의 안테나 구조에 상응하는 모델을 도시한 것이다.
도 2c는 도 2b의 안테나 구조에 대한 산란 계수들을 예시한 그래프를 도시한 것이다.
도 2d는 2개의 포트에서 매칭되는 집중 소자(lumped element) 임피던스를 가진 도 2b의 안테나 구조에 대한 산란 계수를 예시한 그래프를 도시한 것이다.
도 2e는 도 2b의 안테나 구조에 대한 전류 비율(current ratios)을 예시한 그래프를 도시한 것이다.
도 2f는 도 2b의 안테나 구조에 대한 이득 패턴을 예시한 그래프를 도시한 것이다.
도 2g는 도 2b의 안테나 구조에 대한 포락선 상관성을 예시한 그래프를 도시한 것이다.
도 3a는 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 구불구불한(meandered) 연결 엘리먼트들에 의해 연결되는 2개의 평행한 쌍극자들을 구비한 안테나 구조를 도시한 것이다.
도 3b는 도 3a의 안테나 구조에 대한 산란 계수들을 예시한 그래프를 도시한 것이다.
도 3c는 도 3a의 안테나 구조에 대한 전류 비율을 예시한 그래프를 도시한 것이다.
도 3d는 도 3a의 안테나 구조에 대한 이득 패턴을 예시한 그래프를 도시한 것이다.
도 3e는 도 3a의 안테나 구조에 대한 포락선 상관성을 예시한 그래프를 도시한 것이다.
도 4는 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 접지(ground) 또는 매설지선(counterpoise)을 구비한 안테나 구조를 도시한 것이다.
도 5는 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 균형 잡힌(balanced) 안테나 구조를 도시한 것이다.
도 6a는 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 안테나 구조를 도시한 것이다.
도 6b는 특별한 쌍극자 폭 치수(dipole width dimension)에 대한 도 6a의 안테나 구조에 대한 산란 계수들을 예시한 그래프를 도시한 것이다.
도 6c는 다른 쌍극자 폭 치수에 대한 도 6a의 안테나 구조에 대한 산란 계수들을 예시한 그래프를 도시한 것이다.
도 7은 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 인쇄 회로 기판상에 제작된 안테나 구조를 도시한 것이다.
도 8a는 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 이중 공진(dual resonance)을 구비한 안테나 구조를 도시한 것이다.
도 8b는 도 8a의 안테나 구조에 대한 산란 계수들을 예시한 그래프를 도시한 것이다.
도 9는 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 튜너블(tunable) 안테나 구조를 도시한 것이다.
도 10a 및 도 10b는 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 안테나 엘리먼트들의 길에 따라서 상이한 위치들에 위치한 연결 엘리먼트들을 구비한 안테나 구조를 도시한 것이다.
도 10c 및 도 10d는 도 10a 및 도 10b의 각각의 안테나 구조에 대한 산란 계수들을 예시한 그래프를 도시한 것이다.
도 11은 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 스위치들을 구비한 연결 엘리먼트들을 포함하는 안테나 구조를 도시한 것이다.
도 12는 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 커플링된 필터들을 가진 연결 엘리먼트를 구비한 안테나 구조를 도시한 것이다.
도 13은 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 커플링된 필터들을 가진 2개의 연결 엘리먼트들을 구비한 안테나 구조를 도시한 것이다.
도 14는 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 튜너블(tunable) 연결 엘리먼트를 구비한 안테나 구조를 도시한 것이다.
도 15는 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, PCB 어셈블리(assembly)에 실장된(mounted) 안테나 구조를 도시한 것이다.
도 16은 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, PCB 어셈블리에 실장된 다른 안테나 구조를 도시한 것이다.
도 17은 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, PCB 어셈블리에 실장될 수 있는 다른 안테나 구조를 도시한 것이다.
도 18a는 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 3가지 모드 안테나 구조를 도시한 것이다.
도 18b는 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 도 18a의 안테나 구조에 대한 이득 패턴들을 도시한 것이다.
도 19는 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 안테나 구조에 대한 안테나 및 전력 증폭기 결합기(power amplifier combiner) 어플리케이션을 도시한 것이다.
도 20a 및 도 20b는 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 예를 들어 WiMAX USB 또는 ExpressCard/34 장치에 사용될 수 있는 다중 모드 안테나 구조를 도시한 것이다.
도 20c는 도 20a 및 도 20b의 안테나 구조의 성능을 측정하기 위하여 사용되는 테스트 어셈블리(test assembly)를 도시한 것이다.
도 20d 내지 도 20j는 도 20a 및 도 20b의 안테나에 대한 테스트 측정 결과를 도시한 것이다.
도 21a 및 도 21b는 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 예를 들어 WiMAX USB 동글(dongle)에 사용될 수 있는 다중 모드 안테나 구조를 도시한 것이다.
도 22a 및 도 22b는 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 예를 들어 WiMAX USB 동글에 사용될 수 있는 다중 모드 안테나 구조를 도시한 것이다.
도 23a는 도 21a 및 도 21b의 안테나의 성능을 측정하기 위하여 사용되는 테스트 어셈블리를 도시한 것이다.
도 23b 내지 도 23k는 도 21a 및 도 21b의 안테나에 대한 테스트 측정 결과를 도시한 것이다.
도 24는 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 빔 스티어링 메커니즘(beam steering mechanism)을 가진 안테나 구조의 블록도를 도시한 것이다.
도 25a 내지 도 25g는 도 25a의 안테나에 대한 테스트 측정 결과를 도시한 것이다.
도 26은 피드 포인트들(feedpoints) 간의 위상각 차의 함수로서, 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 안테나 구조의 이득 잇점(gain advantage)을 도시한 것이다.
도 27a는 간단한 이중 대역(dual-band) 브랜치 라인 단극(branch line monopole) 안테나 구조를 도시한 것이다.
도 27b는 도 27a의 안테나 구조에서의 전류 분포(current distribution)를 도시한 것이다.
도 27c는 지선형 대역 소거 필터(spurline band stop filter)를 예시한 구성도를 도시한 것이다.
도 27d 및 도 27e는 도 27a의 안테나 구조에서의 주파수 소거(frequency rejection)를 예시한 테스트 결과들을 도시한 것이다.
도 28은 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 대역 소거 슬롯(band-rejection slot)을 구비한 안테나 구조를 예시한 구성도를 도시한 것이다.
도 29a는 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 대역 저지 슬롯을 구비한 다른 안테나 구조를 도시한 것이다.
도 29b 및 도 29c는 도 29a의 안테나 구조에 대한 테스트 측정 결과들을 도시한 것이다.
도 30은 1900 MHz 대역에서의 패턴 제어 어플리케이션에 대한 2개 포트의 안테나 구조를 구비한 USB 동글의 일례를 도시한 것이다.
도 31은 도 30의 장치에 대한 시뮬레이션에 따라서 결정되는 SAR값들을 도시한 것이다.

도 1a 내지 도 1g는 안테나 구조(100)의 동작을 예시한다. 도 1a는 2개의 평행안테나들, 특히 L 길이를 가진 평행한 쌍극자들(parallel dipoles)(102, 104)을 구비한 안테나 구조(100)를 도시한 것이다. 쌍극자들(102, 104)은 거리 d만큼 떨어져 있고(separated), 어떠한 연결 엘리먼트(connecting element)로 연결되지 않는다. 쌍극자들(102, 104)은 약 L=λ/2에 상응하는 기본 공진 주파수(fundamental resonant frequency)를 가진다. 각각의 쌍극자는 독립된 송신/수신 시스템에 연결되고, 이것은 동일한 주파수에서 동작할 수 있다. 이러한 시스템 연결은 양자의 안테나들에 대해서 동일한 특성 임피던스(characteristic impedance) Z₀를 가질 수 있고, 본 실시예에서는 50 옴(ohms)이다.

하나의 쌍극자가 신호를 송신하고 있을 때, 다른 쌍극자에 의해서 송신되고 있는 신호의 일부는 인접한 쌍극자에 직접 커플(coupled)될 것이다. 커플링의 최대량(maximum amount)은 각 쌍극자의 반파장(half-wave) 공진 주파수 근처에서 일반적으로 일어나고, 거리 d가 작을수록 증가하게 된다. 예를 들어, d < λ/3에 대하여 커플링의 크기는 0.1 또는 -10dB보다 크고, d < λ/8에 대하여, 커플링의 크기는 -5dB보다 크다.

커플링이 없거나(예를 들어, 완전한 분리(isolation)) 또는 안테나들 간의 커플링을 감소시키는 것이 바람직하다. 커플링이 -10dB 이면, 인접한 안테나로 직접 커플링되는 전력량으로 인하여 송신 전력의 10%가 유실된다. 또한, 인접한 안테나에 연결된 수신기의 포화 또는 감도 상실(saturation or desensitization), 또는 인접 안테나에 연결된 송신기의 성능 저하(degradation)와 같은 유해한 시스템 효과가 생길 수도 있다. 인접 안테나에 유도된(induced) 전류는 각각의 쌍극자에 의해서 생성되는 것과 비교하여, 이득 패턴(gain pattern)을 왜곡한다(distort). 이러한 효과는 쌍극자들에 의해서 생성되는 이득 패턴들 간의 상관성을 감소시키는 것으로 알려져 있다. 따라서, 커플링이 일부 패턴 다이버시티(pattern diversity)를 제공하는 반면에, 앞서 서술한 유해한 시스템 영향을 미치게 된다.

밀접한 커플링(close coupling) 때문에, 안테나들은 독립적으로 동작하지 않고, 2쌍의 단자(terminals) 또는 2개의 상이한 이득 패턴들에 대응하는 포트들을 구비한 안테나 시스템으로 간주될 수 있다. 어느 하나의 포트의 사용은 두개 모두의 쌍극자를 포함하는 전체 구조를 실질적으로 수반한다. 인접 쌍극자의 기생 여기(parasitic excitation)는 다이버시티가 근접한 쌍극자 거리에서 이루지도록 하고, 쌍극자에 여기되는 전류는 소스 임피던스(source impedance)를 통과하여, 포트들 간의 상호 커플링(mutual coupling)을 나타나게 한다.

도 1c는 시뮬레이션을 위하여, 도 1a에 도시한 안테나 구조에 상응하는 쌍극자 쌍 모델을 도시한 것이다. 이러한 예에서, 쌍극자들(102, 104)은 1mm × 1mm의 정사각형 단면 및 56mm의 길이(L)를 가진다. 이러한 치수들은 50 옴의 소스(source)에 붙을(attached) 때, 2.45 GHz의 중심 공진 주파수(center resonant frequency)를 생성한다. 이러한 주파수에서의 자유공간 파장(free-space wavelength)은 122mm이다. 10mm 또는 약 λ/12의 이격 거리(d)에 대하여 산란 계수들 S11 및 S12의 그래프가 도 1d에 도시되어 있다. 대칭성 및 상호성(symmetry and reciprocity)에 의해서, S22 = S11 및 S12 = S21가 된다. 간단하게 하기 위해, S11 및 S12 만이 보여지고 논의된다. 이러한 구성에서는, S12에 의해 대표되는 쌍극자들 간의 커플링은 최대 -3.7dB에 이르게 된다.

도 1e는 포트(106)가 여기되고, 포트(108)가 수동적으로 종료된다(passively terminated)는 조건하에서, 쌍극자(102)에 대한 전류에 대하여 안테나 구조의 쌍극자(104)에 대한 수직 전류(vertical current)의 비율(도면에서는 크기(magnitude) I2/I1로 표시됨)을 도시한다. 전류 비율들(쌍극자 104/쌍극자 102)이 최대일 때의 주파수는 쌍극자 전류들 간의 180도 위상차(phase differential)에 상응하고, 도 1d에 도시된 최대 커플링의 지점보다 약간 높은(slightly higher) 주파수이다.

도 1f는 포트(106)의 여기와 함께 몇 가지 주파수들에 대한 방위각 이득 패턴(azimuthal gain patterns)을 도시한 것이다. 커플링의 변화하는 크기 및 위상 때문에, 패턴들은 일정하게 무지향성(uniformly omni-directional)이지 않고 주파수에 따라서 변화한다. 대칭성으로 인하여, 포트(108)의 여기로부터 패턴들은 포트(106)에 대한 패턴들과 거울상(mirror image)이 될 것이다.

패턴들 간의 상관 계수(correlation coefficient)는 패턴 다이버시티의 양적인 특성(quatitative characteristic)을 제공한다. 도 1g는 포트(106, 108) 안테나 패턴들 간의 계산된 상관성을 보여준다. 상관성은 이상적인 쌍극자에 대한 클락 모델(Clark's model)에 의해 계산되는 것보다 훨씬 낮다. 이것은 상호 커플링에 의해 도입되는 패턴들에서의 차이에 기인한다.

도 2a-2f는 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 예시적인 2개 포트의 안테나 구조(200)의 동작을 도시한 것이다. 2개 포트의 안테나 구조(200)는 2개의 근접하여 이격된(closely-spaced) 공진 안테나 엘리먼트들(202, 204)을 포함하고, 포트들(206, 208) 간의 낮은 패턴 상관성 및 낮은 커플링을 제공한다. 도 2a는 2개 포트의 안테나 구조(200)을 도시적으로 예시한다. 이러한 구조는 도 1b에서 보여준 한 쌍의 쌍극자들을 포함하는 안테나 구조(100)와 유사하나, 추가적으로 포트들(206, 208)의 어느 하나의 면에 대한 쌍극자들 간의 수평 전도성(horizontal conductive) 연결 엘리먼트들(210, 212)을 포함한다. 2개의 포트들(206, 208)은 도 1의 안테나 구조와 동일한 위치들에 위치한다. 하나의 포트가 여기될 때, 상기 결합된 구조(combined structure)는 붙지 않은(unattached) 한 쌍의 쌍극자의 구조와 유사한 공진을 보이나, 커플링에서의 상당한 감소 및 패턴 다이버시티에서의 증가를 보인다.

10 mm 쌍극자 이격(separation)을 구비한 안테나 구조(200)의 예시적 모델이 도 2b에 도시된다. 이 구조는 일반적으로 도 1c에 도시한 안테나 구조(100)와 동일한 기하학적 구조(geometry)를 가지나, 포트들의 약간 위아래에서 안테나 엘리먼트들을 전기적으로 연결하는 2개의 수평 연결 엘리먼트들(210, 212)을 부가적으로 가지고 있다. 이 구조는 붙지 않은 쌍극자들과 동일한 주파수에서의 강한 공진을 보이나, 도 2c에 도시한 바와 같이 매우 상이한 산란 계수들을 가진다. 커플링에서 -20dB 아래의 깊은 드롭아웃(drop-out)이 있고, S11에 의해 표시되는 입력 임피던스에서의 쉬프트(shift)가 있다. 이러한 예에서, 최고의 임피던스 정합(impedance match)(S11 최대)는 최저의 커플링(S12 최소)과 일치하지 않는다. 정합 통신망(matching network)이 입력 임피던스 정합을 개선시키면서 도 2에 도시한 바와 같이 여전히 낮은 커플링을 달성하기 위해, 사용될 수 있다. 이러한 예에서, 직렬 인덕터(series inductor) 및 그에 뒤이은 분로 커패시터(shunt capacitor)를 포함하는 집중 소자(lumped element) 정합 통신망은 각 포트와 상기 구조 사이에 부가되었다.

도 2e는 포트(206)의 여기로부터 인한, 쌍극자 엘리먼트(202)에 대한 전류에 대하여 쌍극자 엘리먼트(204)에 대한 전류의 비율(도면에서는 크기(magnitude) I2/I1로 표시됨)을 도시한다. 이 그래프는 공진 주파수 이하에서, 전류는 쌍극자 엘리먼트(204)에 대하여 실질적으로 더 크다는 것을 보여준다. 공진 가까이에서, 쌍극자 엘리먼트(204)에 대한 전류는 주파수가 증가함에 따라 쌍극자 엘리먼트(202)의 전류에 관하여 감소하기 시작한다. 최소 커플링(본 케이스에서는 2.44 GHz)의 지점은 양자의 쌍극자 엘리먼트들에 대한 전류가 일반적으로 크기 면에서 동일한 주파수 근처에서 일어난다. 이 주파수에서, 쌍극자 엘리먼트(204)에 대한 전류의 위상은 쌍극자 엘리먼트(202)의 위상보다 약 160도만큼 뒤진다(lag).

연결 엘리먼트들이 없는 도 1c의 쌍극자와 달리, 도 2b의 결합된 안테나 구조(200)의 안테나 엘리먼트(204)에 대한 전류는 포트(208)의 단자 임피던스(terminal impedance)를 통과하도록 강제되지 않는다. 대신에, 도 2a에서 화살표로 표시된 바와 같이, 전류가 연결 엘리먼트(210, 212)를 가로질러 전류가 안테나 엘리먼트(204) 아래로 흐르고, 안테나 엘리먼트(202)로 흐르는 곳에서, 공진 모드가 생성된다(이러한 전류 흐름은 공진 싸이클(cycle)의 1/2로 대표되고, 다른 1/2 동안 전류 방향은 반대가 된다). 결합된 구조의 공진 모드는 다음의 특징들을 가진다. (1) 안테나 엘리먼트(204)에 대한 전류는 대개 포트(208)를 바이패스하여, 포트들(206, 208)간의 높은 분리(isolation)를 가능하도록 하고, (2) 양자의 안테나 엘리먼트들(202, 204)에 대한 전류의 크기는 거의 동일하고, 이것은 이하에서 서술되는 비유사하고(dissimilar) 상관성이 없는(uncorrelated) 이득 페턴들을 가능하도록 한다.

전류의 크기가 안테나 엘리먼트들에 대해서 거의 동일하기 때문에, 붙지 않은(unattached) 쌍극자를 구비한 도 1c의 안테나 구조(100)의 경우보다 훨씬 더 큰 지향성 패턴(directional pattern)이 생성된다(도 2f에 도시됨). 전류가 동일할 때, x (또는 phi=0) 방향으로 패턴 널링(nulling the pattern) 조건은 쌍극자(204)에 대한 전류 위상이 양 π-kd (k=2π/λ이고, λ는 유효 파장(effective wavelength)임)만큼 쌍극자(202)의 위상에 뒤지는 것이다. 이 조건하에서는, 쌍극자로부터 phi=0 방향으로 전파되는 필드는 쌍극자(202)의 필드와 180도 위상이 다를 것이고, 2개 필드의 조합은 phi=0 방향으로 널(null)을 가질 것이다.

도 2b의 모델 예에서는, d는 10 mm 또는 λ/12의 유효 전기적 길이(effective electrical length)이다. 이 경우, kd 는 π/6 또는 30도와 동일시하여, phi=0에 대하여 null 및 phi=180에 대하여 최대 이득을 가진 지향성 방위각 방사 패턴(directional azimuthal radiation pattern)에 대한 조건은 쌍극자(204)에 대한 전류가 쌍극자(202)에 대한 전류에 150도 뒤지는 것이다. 공진에서, 전류는 이러한 조건(도 2e에 도시함)에 근접하여 통과하고, 이것은 패턴들의 지향성(directionality)을 설명한다. 쌍극자(204)의 여기(excitation) 경우에는, 방사 패턴들은 도 2f의 패턴들과 거울 반대(mirror opposite) 형태가 되고, 최대 이득은 phi=0 방향에 있다. 2개의 포트들로부터 생성되는 안테나 패턴들의 차는 도 2g에 도시한 바와 같이, 관련된 낮은 예측 포락선 상관성(predicted envelope correlation)을 가진다. 따라서, 결합된 안테나 구조는 서로 분리된 2개의 포트들을 가지고, 낮은 상관성의 이득 패턴들을 생성한다.

따라서, 커플링의 주파수 응답은 임피던스 및 전기적 길이를 포함하는, 연결 엘리먼트들(210, 212)의 특성에 의존한다. 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 바람직한 분리의 양(desired amount of isolation)이 유지될 수 있는 주파수 또는 대역이 연결 엘리먼트들을 적절히 구성함으로써 제어된다. 교차 연결(cross connection)을 구성하기 위한 하나의 방법은 연결 엘리먼트의 물리적 길이(physical length)를 변화시키는 것이다. 이러한 예는 연결 엘리먼트들(310, 312)의 교차 연결 경로(cross connection path)에 구불구불한 경로(meander)가 부가된 도 3a의 다중 모드 안테나 구조(300)에 의해 예시된다. 산란 계수들, 전류 비율들, 이득 패턴들, 및 패턴 상관성을 포함하는 이 구조의 성능 특성들이 도 3b, 3c, 3d, 및 3e에 각각 도시되어 있다. 이 실시예에서, 물리적 길이의 변화는 구조의 공진 주파수를 상당히 변경시키지는 않고, 곡류가 없는 구조에서보다 더 큰 대역폭 및 더 큰 최소값(minimum value)을 가지고 S12 에서 의미 있는(significant) 변화가 있ㄷ다. 따라서, 연결 엘리먼트들의 전기 특성을 변경시킴으로써, 분리 특성을 최적화 또는 개선시키는 것이 가능하다.

본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 예시적인 다중 모두 안테나 구조들이 접지(ground) 또는 매설지선(counterpoise)(402)(도 4의 안테나 구조(400)에 의해 도시된 바와 같이)로부터 또는 균형 잡힌(balanced) 안테나 구조(도 5의 안테나 구조(500)에 도시된 바와 같이)로서 설계될 수 있다. 어느 하나의 경우에서, 각 안테나 구조는 2개 또는 그 이상의 안테나 엘리먼트들(도 4의 402, 404 및 도 5의 502, 504) 및 하나 또는 그 이상의 전기적으로 전도성 연결 엘리먼트들(도 4의 406 및 도 5의 506, 508)을 포함한다. 일례로서, 2개 포트의 구조가 다이어그램에 예시되어 있다. 그러나, 본 발명의 다양한 실시예들에 따라서, 2개 이상의 포트들을 포함하도록 상기 구조를 확장하는 것도 가능하다. 상기 안테나 구조 또는 포트(도 4의 418, 412 및 도 5의 510, 512)에 대한 신호 연결이 각 안테나 엘리먼트에서 제공된다. 연결 엘리먼트는 주파수 또는 관심있는(of interest) 주파수 범위에서의 2개의 안테나 엘리먼트들간의 전기적 연결(electrical connection)을 제공한다. 안테나가 물리적으로 및 전기적으로 하나의 구조이더라도, 2개의 독립된 안테나들로 간주함으로써 그 동작이 설명될 수 있다. 안테나 구조(100)와 같은 연결 엘리먼트를 포함하지 않는 안테나 구조에 대해서, 상기 안테나 구조의 포트(106)는 안테나(102)에 연결된 것으로 이야기될 수 있고, 포트(108)는 안테나(104)에 연결된 것으로 이야기될 수 있다. 그러나, 안테나 구조(400)과 같은 이러한 결합된 구조의 경우에서, 포트(418)은 하나의 안테나 모드와 연관되고, 포트(412)는 다른 안테나 모드와 연관된 것으로 언급될 수 있다.

안테나 엘리먼트들은 바람직한 주파수 또는 동작 주파수 범위에서 공진되도록 설계될 수 있다. 최저 차수(lowest order)의 공진은 안테나 엘리먼트가 1/4 파장의 전기적 길이를 가질 때 일어난다. 따라서, 간단한 엘리먼트 설계는 불균형한(unbalanced) 구조의 경우에, 1/4 파장(quarter wave) 단극(monopole)이다. 보다 높은 차수 모드들을 사용하는 것이 역시 가능하다. 예를 들어, 1/4 단극들로부터 형성된 구조 역시 기본 주파수의 3배 되는 주파수에서 높은 분리도(high isolation)를 가진 이중 모드(dual mode) 안테나 성능을 보여준다. 따라서, 보다 높은 차수의 모드들이 다중 대역(multiband) 안테나를 생성하기 위하여 활용될 수 있다. 유사하게, 균형 잡힌 구조에서, 안테나 엘리먼트들이 반파장 중앙 급전(half-wave cneter-fed) 쌍극자로서 상보적인(complementary) 반파장 엘리먼트가 될 수 있다. 그러나, 상기 안테나 구조는 바람직한 주파수 또는 주파수 범위에서 공진하는 안테나 엘리먼트들의 다른 타입들로부터 역시 형성될 수 있다. 다른 가능한 안테나 엘리먼트 구성들은, 한정되지는 않으나, 헬리컬 코일들(helical coils), 광대역 평면 형상들(wideband planar shapes), 칩 안테나들(chip antennas), 구불구불한 형상들(meandered shapes), 루프들(loops), 및 평판형 역 에프 안테나들(PIFAs: Planar Inverted-F Antennas)과 같은 유도적으로 분로된 형상(inductively shunted forms)을 포함한다.

본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따른 안테나 구조의 안테나 엘리먼트들은 동일한 기하학적 구조 또는 안테나 엘리먼트의 동일한 타입일 필요는 없다. 안테나 엘리먼트들은 바람직한 주파수 또는 동작 주파수 범위에서 각각 공진을 가져야만 한다.

본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 안테나 구조의 안테나 엘리먼트들은 동일한 기하학적 구조를 가진다. 이것은 설계의 용이성을 위하여, 특히 안테나 성능 요건들이 어느 하나의 포트에 대한 연결에 대해서 동일할 때, 일반적으로 바람직하다.

결합된 안테나 구조의 대역폭 및 공진 주파수는 안테나 엘리먼트들의 대역폭 및 공진 주파수에 의해 제어될 수 있다. 따라서, 더 넓은 대역폭 엘리먼트들이 도 6a, 6B, 및 6C에 예시한, 결합된 구조의 모드들에 대한 더 넓은 대역폭을 생성하기 위하여 사용될 수 있다. 도 6a는 연결 엘리먼트들(606, 608)에 의해 연결된 2개의 쌍극자들(602, 604)을 포함하는 다중 모드 안테나 구조(600)를 예시한다. 각각의 쌍극자(602, 604)는 폭(W) 및 길이(L)을 가지고, 거리(d)만큼 서로 이격되어 있다. 도 6b는 예시적인 치수들, W=1 mm, L=57.2 mm, 및 d=10 mm을 가진 구조에 대하여, 산란 계수들을 예시한 것이다. 도 6c는 예시적인 치수들, W=10 mm, L=50.4 mm, 및 d=10 mm을 가진 구조에 대하여, 산란 계수들을 예시한 것이다. 도시한 바와 같이, 다른 치수들은 일반적으로 동일하게 유지한 반면에, W를 1mm로부터 10mm로 증가시키면 안테나 구조에 대한 더 넓은 분리 대역폭 및 임피던스 대역폭을 초래한다.

안테나 엘리먼트들간의 분리를 증가시키면, 안테나 구조에 대한 분리 대역폭 및 임피던스 대역폭의 증가도 역시 발견된다.

일반적으로, 연결 엘리먼트는 결합된 공진 구조의 고-전류 영역(high-current region) 내에 있다. 따라서, 연결 엘리먼트가 높은 전도성(conductivity)을 가지는 것이 선호된다.

포트들이 서로 별개의 안테나들로서 동작한다면, 포트들은 안테나 엘리먼트들의 피드 포인트들(feed points)에 위치한다. 정합 엘리먼트들 또는 구조들이 포트 임피던스(port imdepance)를 바람직한 시스템 임피던스로 정합하도록 사용될 수 있다.

본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 다중 모드 안테나 구조는 도 7에 도시한 인쇄 회로 기판(printed circuit board)으로 병합된 평면 구조가 될 수 있다. 이 예에서, 안테나 구조(700)는 연결 엘리먼트(706)에 의해서 포트들(708, 710)에서 연결된 안테나 엘리먼트들(702, 704)을 포함한다. 안테나 구조는 인쇄 회로 기판(printed circuit board substrate)(712)에 제작된다. 도면에 도시한 안테나 엘리먼트들은 단순한 1/4 파장 단극(quarter-wave monopoles)들이다. 그러나, 안테나 엘리먼트들은 동등한 유효 전기적 길이(effective electrical length)를 생산하는 어떠한 기하학적 구조(geometry)도 될 수 있다.

본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 이중 공진 주파수들(dual resonance frequencies)을 구비한 안테나 엘리먼트들이 이중 공진 주파수 들 및 이중 동작 주파수들(dual operating frequencies)을 가진 결합된 안테나 구조를 생산하기 위하여 사용될 수 있다. 도 8a는 쌍극자 안테나 엘리먼트들(802, 804)이 동일하지 않은 길이의 2개의 그림들(806, 808 및 810, 812)로 각각 분열된(split) 다중 모드 구조(800)의 예시적 모델을 도시한다. 쌍극자 안테나 엘리먼트들은 각각 2개의 상이한 손가락 길이(finger lengths)와 연관된 공진 주파수들을 구비하고, 따라서 이중 공진을 보인다. 유사하게, 이중-공진 쌍극자 팔(dipole arms)을 이용한 다중 모드 안테나 구조가, 도 8b에 도시한 바와 같이 높은 분리도(high isolation)(또는 작은 S21)가 얻어지는 2개의 주파수 대역들을 보인다.

본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 도 9에 도시한 다중 모드 안테나 구조(900)가 튜너블(tunable) 안테나를 형성하는 다양한 길이의 안테나 엘리먼트들(902, 904)을 구비하면서 제공된다. 이것은 RF 스위치(906)와 같은 제어가능한 장치에 의해서 각각의 안테나 엘리먼트(902, 904)에서 안테나 엘리먼트들의 유효 전기적 길이를 변화시킴으로써 이루어진다. 이러한 예에서, 스위치는 더 짧은 전기적 길이(더 높은 주파수 동작을 위하여)를 생성하기 위하여 개방(open)되거나 또는 더 긴 전기적 길이(더 낮은 주파수 동작을 위하여)를 생성하기 위하여 폐쇄(closed)될 수 있다. 높은 분리도 특성을 포함하는, 안테나 구조(900)를 위한 동작 주파수 대역은 안테나 엘리먼트들을 협력(in concert)하도록 튜닝(tuning)함으로써 튜닝될 수 있다. 이러한 기법은 제어 가능한 유전체(controllable dielectric material)를 이용하는 것, 안테나 엘리먼트들을 MEMs 장치, 버랙터(varactor) 또는 조정가능한 유전체 커패시터(tunalbe dielectric capacitor)와 같은 가변적인 커패시터(variable capacitor)를 구비한 안테나 엘리먼트들의 유효 전기적 길이를 변경하는 것, 또는 기생 소자들(parasitic elements)을 스위치 온 또는 오프시키는 것을 포함하여, 안테나 엘리먼들의 유효 전기적 길이를 변경시키는 다양한 방법들과 함께 사용될 수 있다.

본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 연결 엘리먼트 또는 엘리먼트들은 엘리먼트들 간의 전기적 거리(electrical distance)와 거의 동일한 전기적 길이를 가진 안테나 엘리먼트들 간의 전기적 연결(electrical connenction)을 제공한다. 이러한 조건하에서, 그리고 연결 엘리먼트들이 안테나 엘리먼트들의 포트 종단(port ends)에 붙을 때, 포트들은 안테나 엘리먼트들의 공진 주파수 근처의 주파수에서 분리된다. 이 배열은 특정 주파수에서 거의 완벽한 분리(perfect isolation)를 만들어 낼 수 있다.

또달리, 앞서 설명한 바와 같이, 분리도가 특정값을 넘는 대역폭을 확장하기 위하여, 연결 엘리먼트의 전기적 길이를 증가시킬 수 있다. 예를 들어, 안테나 엘리먼트들 간의 직선 연결(straight connection)은 특정 주파수에서 -25dB의 최소(minimum) S21를 만들어내고, S21 < -10dB 에 대한 대역폭이 100MHz가 될 수 있다. 전기적 길이를 증가시킴으로써, 최소 S21 가 -15dB까지 증가되고, S21 < -10dB 에 대한 대역폭이 150MHz까지 증가될 수 있는 새로운 응답(response)을 얻을 수 있다.

본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 다양한 다른 다중 모드 안테나 구조들이 가능하다. 예를 들어, 연결 엘리먼트는 다양한 기하학적 구조를 가질 수 있고, 안테나 구조의 특징을 변화시키는 컴포넌트들(components)을 포함하도록 설계될 수 있다. 이러한 컴포넌트들은 예를 들어 수동 인덕터(passive inductor) 및 커패시터 엘리먼트들, 공진기(resonator) 또는 필터 구조들(filter structures) 또는 위상 천이기(phase shifters)와 같은 능동 컴포넌트들을 포함할 수 있다.

본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 안테나 엘리먼트들의 길이를 따라 연결 엘리먼트의 위치는 안테나 구조의 특징을 조정하기 위하여 변경될 수 있다. 안테나 엘리먼트들에 대한 연결 엘리먼트의 부착 지점(point of attachment)을 포트들로부터 멀어지고 안테나 엘리먼트들의 말단부(distal end)쪽으로 옮김으로써, 포트들이 분리되는 주파수 대역은 주파수상에서 상향으로 천이될 수 있다. 도 10a 및 도 10b는 다중 안테나 구조들(1000, 1002)을 각각 도시하고, 각 구조는 안테나 엘리먼트들에 전기적으로 연결된 연결 엘리먼트를 가진다. 도 10a의 안테나 구조(1000)에서, 연결 엘리먼트(1004)는 연결 엘리먼트(1004)와 접지 평면(ground plane)(1006)의 윗 단면(top edge) 사이의 간격이 3mm 가 되도록 상기 구조에 위치한다. 도 10c는 높은 분리도가 1.15 GHz의 주파수에서 얻어지는 구조에 대한 산란 계수들을 도시한다. 분로 커패시터(shunt capacitor)/직렬 인덕터 정합 통신망(match network)이 1.15 GHz에서 임피던스 정합을 제공하기 위하여 사용된다. 도 10d는 도 10b의 구조(1002)에 대한 산란 계수들을 보여주는데, 연결 엘리먼트(1008) 및 접지 평면의 윗 단면(1010) 사이의 간격이 19 mm이다. 도 10b의 안테나 구조(1002)는 약 1.50 GHz에서 높은 분리도를 가지는 동작 대역(operating band)을 보여준다.

도 11은 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 다중 모드 안테나 구조(1100)를 도시적으로 예시한다. 안테나 구조(1100)는 2개 또는 그 이상의 연결 엘리먼트들(1102, 1104)를 포함하고, 각 엘리먼트는 안테나 엘리먼트들(1106, 1108)을 전기적으로 연결한다(예시의 편의를 위하여, 단지 2개의 연결 엘리먼트들이 도면에 도시되었다). 연결 엘리먼트들(1102, 1104)은 안테나 엘리먼트들(1106, 1108)을 따라서 서로 이격되어 있다. 각각의 연결 엘리먼트(1102, 1104)는 스위치(1112, 1110)를 포함한다. 피크 분리 주파수들(peak isolation frequencies)은 스위치들(1110, 1112)를 제어함으로써 선택될 수 있다. 예를 들어, 주파수 f1은 스위치(1110)를 폐쇄하고, 스위치(1112)를 개방함으로써 선택될 수 있다. 다른 주파수 f2는 스위치(1112)를 폐쇄하고, 스위치(1110)를 개방함으로써 선택될 수 있다.

도 12는 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 다중 모드 안테나 구조를 도시한 것이다. 안테나 구조(1200)는 필터(1204)를 구비하여, 서로 동작하도록 커플링된 연결 엘리먼트(1202)를 포함한다. 필터(1204)는 안테나 엘리먼트들(1206, 1208) 간의 연결 엘리먼트 연결이 높은 분리도 공진 주파수(high isolation resonant frequency)와 같은 바람직한 주파수 대역 내에서 단지 유효하도록 선택된 저역 통과(low pass) 또는 대역 통과(band pass) 필터가 될 수 있다.

도 13은 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 안테나 구조(1300)를 도시한 것이다. 안테나 구조(1300)는 2개 또는 그 이상의 연결 엘리먼트들(1302, 1304)을 포함하는데, 이 연결 엘리먼트들은 필터들(1306, 1308)을 각각 포함한다(예시의 편의를 위하여, 단지 2개의 연결 엘리먼트들이 도면에 도시되었다. 2개 이상의 연결 엘리먼트들의 사용은 역시 고려되는 것으로 이해되어야 한다). 하나의 가능한 실시예에서, 안테나 구조(1300)는 높은 분리도의 2개의 주파수 대역들, 예를 들어 이중 대역 구조(dual band structure)를 구비한 안테나 구조를 생성하기 위하여, 연결 엘리먼트(1304)(안테나 포트들에 더 근접함)에 대한 저역 통과 필터(1308) 및 연결 엘리먼트(1302)에 대한 고역 통과 필터(1306)를 구비한다.

도 14는 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 다중 모드 안테나 구조를 도시한 것이다. 안테나 구조(1400)는 튜너블 엘리먼트(1406)(tunable element)를 구비하여 이와 커플링되는 하나 또는 그 이상의 연결 엘리먼트(1402)를 포함한다. 안테나 구조(1400)는 안테나 엘리먼트들(1408, 1410)을 역시 포함한다. 튜너블 엘리먼트(1406)는 전기적 연결의 지연(delay) 또는 위상을 변경하거나 또는 전기적 연결의 반응 임피던스(reactive impedance)를 변화시킨다. 산란 계수들(S21/S12) 및 주파수 응답은 전기적 지연 또는 임피던스의 변화에 영향을 받고, 안테나 구조는 튜너블 엘리먼트(1406)를 이용하여 특정 주파수들에서 분리도(isolation)에 대하여 적응되거나(adapted) 또는 대략적으로 최적화된다.

도 15는 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 다중 모드 안테나 구조를 도시한다. 다중 모드 안테나 구조(1500)는 예를 들어, WiMAX USB 동글(dongle)에 사용될 수 있다. 안테나 구조(1500)는 2300 내지 2700 MHz의 WiMAX 대역들 내에서의 동작을 위하여 구성될 수 있다.

안테나 구조(1500)는 전도성 연결 엘리먼트(1506)에 의해 연결된 2개의 안테나 엘리먼트들(1502, 1504)들을 포함한다. 안테나 엘리먼트는 바람직한 동작 주파수 범위를 획득하기 위하여, 엘리먼트들의 전기적 길이를 증가시키는 슬롯들(slots)을 포함한다. 이 예에서, 안테나 구조는 2350 MHz의 중심 주파수(center frequency)에 대하여 최적화된다. 슬롯들의 길이는 더 높은 중심 주파수들을 획득하기 위하여 감소될 수 있다. 안테나 구조는 인쇄 회로 기판 어셈블리(board assembly)(1508) 상에 실장된다(mounted) 2개의 컴포넌트 집중 소자 정합(component lumped element match)이 각 안테나 피드(feed)에서 제공된다.

안테나 구조(1500)는 예를 들어, 금속 스탬핑(metal stamping)에 의해 제조될 수 있다. 그것은 예를 들어, 0.2 mm 두께의 구리 합금판(copper alloy sheet)으로부터 제조될 수 있다. 안테나 구조(1500)는 구조물(mass of structures)의 중심에서 연결 엘리먼트에 대한 픽업 특성(1510)(pickup feature)을 포함하고, 이것은 자동화된 픽-앤드-플레이스(pick-and-place) 어셈블리 공정에서도 사용될 수 있다. 상기 안테나 구조는 표면 실장형 리플로우 어셈블리(surface-mount reflow assembly)에도 적합하다.

도 16은 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 다중 모드 안테나 구조(1600)를 도시한다. 도 15의 안테나 구조(1500)와 함께, 안테나 구조(1600)는 예를 들어, 2300 내지 2700 MHz의 WiMAX 대역들 내에서의 동작을 위하여 구성될 수 있다.

안테나 구조(1600)는 2개의 안테나 엘리먼트들(1602, 1604)를 포함하고, 각각은 구부구불한 단극(meandered monopole)을 포함한다. 구불구불한 길이는 중심 주파수를 결정한다. 도면에 도시한 예시 설계는 2350 MHz의 중심 주파수에 대해 최적화된다. 보다 높은 중심 주파수들을 획득하기 위해서는 구불구불한 길이를 감소시킬 수 있다.

연결 엘리먼트(1606)는 안테나 엘리먼트들을 전기적으로 연결한다. 2개의 컴포넌트 집중 소자 정합은 각 안테나 피드에서 제공된다.

안테나 구조는 예를 들어, 플라스틱 캐리어(1608)(plastic carrier) 상에 실장된 연성 인쇄 회로(FPC: flexible printed circuit)로서 구리로부터 제조될 수 있다. 안테나 구조는 FPC의 금속화된 부분(metalized portions)에 의해서 생성될 수 있다. 플라스틱 캐리어는 기계적인 지원(mechanical support)을 제공하고, PCB 어셈블리(1610)로 실장을 용이하게 한다. 또달리, 안테나 구조는 판금(sheet-metal)으로부터 형성될 수 있다.

도 17은 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 다중 모드 안테나 구조(1700)를 도시한 것이다. 안테나 설계는 예를 들어 USB 익스프레스(34)(Experess) 및 익스프레스(54) 데이터 카드 포맷들을 위하여 사용될 수 있다. 도면에 도시한 예시 안테나 구조는 2.3 내지 6 GHz의 주파수에서 동작하도록 설계된다. 안테나 구조는 예를 들어, 판금으로부터 또는 플라스틱 캐리어(1702)에 대한 FPC에 의하여 제조될 수 있다.

도 18a는 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 다중 모드 안테나 구조(1800)를 도시한 것이다. 안테나 구조(1800)는 3개의 포트들을 구비한 3가지 모드 안테나를 포함한다. 이러한 구조에서, 3개의 단극 안테나 엘리먼트들(1802, 1804, 1806)은 인접한 안테나 엘리먼트들을 연결하는 전도성 링(conductive ring)을 포함하는 연결 엘리먼트(1808)를 이용하여 연결된다. 안테나 엘리먼트들은 공통 매설지선(common counterpoise) 또는 슬리브(1810)(sleeve)에 의해서 균형잡히고(balanced), 이것은 단일의 전도성 중공 원통(conductive hollow cylinder)이 된다. 안테나는 안테나 구조를 통신 장치로의 연결을 위하여 연3개의 동축 케이블들(1812, 1814, 1816)(coaxial cables)을 구비한다. 동축 케이블들(1812, 1814, 1816)은 슬리브(1810)의 중공 내부를 통과한다. 안테나 어셈블리는 원통을 둘러 싼 단일의 연성 인쇄 회로(flexible printed circuit)으로부터 구성될 수 있고, 3개의 별개 안테나들을 대신하는 단일의 안테나 어셈블리를 제공하기 위하여 원통형 플라스틱 인클로우져(enclosure)로 패키지될 수 있다. 일례로서, 2.45 GHz에서 포트들 간에 높은 분리도를 가지고 동작하도록, 원통의 직경은 10 mm 이고, 안테나의 전체 길이는 56 mm이다. 안테나 구조는 2.4 내지 2.5 GHz 대역들에서 동작하는 MIMO 또는 802.11N 시스템과 같은 다중 안테나 무선 시스템(multiple antenna radio system)과 함께 사용될 수 있다. 포트들 간의 분리도에 추가하여, 각 포트는 도 18b에 도시한 상이한 이득 패턴을 유리하게(advantageously) 생성한다. 이것은 하나의 특정예인 반면에, 이 구조는 어떠한 바람직한 주파수에도 동작하도록 크기를 조정(scaled)할 수 있는 것으로 이해된다. 앞서 2개 포트의 안테나에서 설명한 뉴닝(tuning), 대역폭 조작(manipulating bandwidth), 및 다중 대역 구조를 생성하기 위한 방법들이 이 다중 포트 구조에도 역시 적용될 수 있는 것으로 이해된다.

상기 실시예는 진정한 원통(true cylinder)으로 예시되었지만, 동일한 잇점을 가지는 3개의 안테나 엘리먼트들 및 연결 엘리먼트들의 다른 배열(arrangements)을 사용하는 것이 가능하다. 이것은, 연결 엘리먼트들이 삼각형 또는 다른 다각형 구조(polygonal geometry)를 형성하기 위하여, 직선 연결들(straight connections)을 구비한 배열을 포함하나, 이것에 한정되지 아니한다. 공통 매설지선을 구비한 3개의 단극 엘리먼트들(dipole elements) 대신에 3개의 개별적인 단극 엘리먼트들을 유사하게 연결함으로써 유사한 구조를 구성하는 것도 역시 가능하다. 역시, 안테나 엘리먼들의 대칭 배열이 각 포트로부터 동등한 성능, 예를 들어 동일한 대역폭, 분리도, 임피던스 정합을 유리하게 생성하는 반면에, 안테나 엘리먼트들을 비대칭적으로 또는 어플리케이션에 따라 다른 이격으로(unequal spacing) 배열하는 것도 역시 가능하다.

도 19는 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 결합기 어플리케이션(combiner application)에서의 다중 모드 안테나 구조(1900)의 사용을 예시한 것이다. 도면에 도시한 바와 같이, 송신 신호들은 안테나 구조(1900)의 양 안테나 포트들에 동시에 인가될 수 있다. 이 구성에서, 다중 모드 안테나는 안테나 및 전력 증폭기 결합기(power amplifier comniner)로 동시에 동작할 수 있다. 안테나 포트들간의 높은 분리도는 2개의 증폭기(1902, 1904) 간의 상호 작용(interaction)을 제한하고, 이것은 신호 왜곡(signal distortion) 및 효율 손실(loss of efficiency)과 같은 바람직하지 못한 효과들을 가지는 것으로 알려져 있다. 1906에서의 선택적인(optional) 임피던스 정합이 안테나 포트들에 제공될 수 있다.

도 20a 및 도 20b는 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 다중 모드 안테나 구조를 예시한다. 안테나 구조(2000)는 예를 들어, WiMAX USB 또는 ExpressCard/34 장치에 사용될 수 있다. 안테나 구조는 예를 들어, 2300 내지 6000 MHz의 WiMAX 대역들 내에서의 동작을 위하여 구성될 수 있다.

안테나 구조(2000)는 2개의 안테나 엘리먼트들(2001, 2004)를 포함하고, 각 엘리먼트는 넓은 단극(broad monopole)을 포함한다. 연결 엘리먼트(2002)는 안테나 엘리먼트들을 전기적으로 연결한다. 슬롯들(또는 다른 컷-아웃들(cut-outs))(2005)은 5000 MHz 이상에서 입력 임피던스 정합을 개선하기 위하여 사용된다. 도면에 도시한 예시 설계는 2300 내지 6000 MHz의 주파수들을 커버하기 위하여 최적화된다.

안테나 구조(2000)는 예를 들어, 금속 스탬핑에 의해서 제조될 수 있다. 그것은 예를 들어, 0.2 mm 두께의 구리 합금판(copper alloy sheet)으로부터 제조될 수 있다. 안테나 구조(2000)는 구조물(mass of structures)의 중심에서 연결 엘리먼트(2202)에 대한 픽업 특성(2003)을 포함하고, 이것은 자동화된 픽-앤드-플레이스 어셈블리 공정에서도 사용될 수 있다. 상기 안테나 구조는 표면 실장형 리플로우 어셈블리에도 적합하다. 안테나의 피드 포인트들(feed points)은 PCB 상에서 무선 회로(radio circuitry)에 대한 연결 포인트들을 제공하고, PCB에 대한 안테나의 구조적 실장을 지원하는 것으로 역시 동작한다. 부가적인 컨택트 포인트들(2007)은 구조적 지원을 제공한다.

도 20c는 안테나 구조(2000)의 성능을 측정하기 위하여 사용되는 테스트 어셈블리(test assembly)(2010)를 도시한 것이다. 안테나(2000)는 ExpressCard/34 장치를 대표하는 30 x 88 mm PCB(2011)에 실장된다. PCB(2011)의 접지 부분(grounded portion)은 전형적인 노트북 컴퓨터의 매설지선의 크기를 대표하기 위하여 보다 큰 금속판(2012)(metal sheet)(이 예에서, 165 x 254 mm의 치수를 가짐)에 붙는다. PCB(2011) 상의 테스트 포트들(2014, 2016)은 50-옴 스트립선로(striplines)를 통하여 안테나에 연결된다.

도 20d는 테스트 포트들(2014, 2016)에서 측정된 전압 정재파 비(VSWR: Voltage Standing Wave Ratio)를 예시한다. 도 20e는 테스트 포트들 간에서 측정된 커플링(S21 또는 S12)을 예시한다. VSWR 및 커플링은 예를 들어, 2300 내지 6000 MHz의 넓은 주파수 범위에서 유리하게 낮다. 도 20f는 테스트 포트들, 2014(포트 1)(Port 1), 2016(포트 2)(Port 2)로부터 측정된 방사 효율(radiation efficiency)을 도시한다. 도 20g는 테스트 포트 2014(포트 1)의 여기에 의해서 생성되는 방사 패턴들 대(versus) 테스트 포트 2016(포트 2)의 여기에 의해서 생성되는 방사 패턴들 간의 계산된 상관성을 도시한다. 관심 주파수들에서 패턴들 간의 상관성은 유리하게 낮은 반면에, 방사 효율은 유리하게 높다. 도 20h는 2500 MHz의 주파수에서 테스트 포트 2014(포트 1) 또는 테스트 포트 2016(포트 2)의 여기에 의한 원거리(far field) 이득 패턴들을 도시한다. 도 20i 및 20J는 각각 3500 및 5200 MHz 주파수에서의 동일한 패턴 측정을 도시한다. φ = 0 또는 XZ 평면 및 θ = 90 또는 XY 평면에서, 테스트 포트 2014(포트 1)로부터의 패턴들은 테스트 포트 2016(포트 2)의 패턴들에 대하여 상이하고, 상보적이다(complementary).

도 21a 및 도 21b는 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 다중 모드 안테나 구조(2100)를 도시한 것이다. 안테나 구조(2100)는 예를 들어, WiMAX USB 동글(dongle)에 사용될 수 있다. 안테나 구조 2300 내지 2400 MHz의 WiMAX 대역들 내에서의 동작을 위하여 구성될 수 있다.

안테나 구조(2100)는 2개의 안테나 엘리먼트들(2102, 2014)를 포함하고, 각각은 구부구불한 단극(meandered monopole)을 포함한다. 구불구불한 길이는 중심 주파수를 결정한다. 헬리컬 코일들 및 루프들과 같은 다른 구불구불한(tortuous) 구조가 바람직한 전기적 길이를 제공하기 위하여 역시 사용될 수 있다. 도면에 도시한 예시 설계는 2350 MHz 의 중심 주파수에 대하여 최적화된다. 연결 엘리먼트(2106)(도 21b에 도시함)는 안테나 엘리먼트들(2102, 2104)을 전기적으로 연결한다. 2개의 컴포넌트 집중 소자 정합이 각 안테나 피드에서 제공된다.

안테나 구조는 예를 들어, 플라스틱 캐리어(2101)(plastic carrier) 상에 실장된 연성 인쇄 회로(2103)(FPC: flexible printed circuit)로서 구리로부터 제조될 수 있다. 안테나 구조는 FPC(2103)의 금속화된 부분(metalized portions)에 의해서 생성될 수 있다. 플라스틱 캐리어(2101)는 안테나를 PCB 어셈블리(도시하지 않음)에 부착하기 위한 실장 핀들(pins) 또는 핍스(pips)(2107), 및 FPC(2103)를 캐리어(2101)에 고정시키기(securing) 위한 핍스(2105)를 제공한다. 2103의 금속화된 부분은 노출된 부분(exposed portions) 또는 안테나를 PCB 상의 회로로 전기적으로 접촉시키기 위한 패드(pads)(2108)를 포함한다.

보다 높은 중심 주파수를 획득하기 위하여, 엘리먼트들(2102, 2104)의 전기적 길이를 감소시킬 수 있다. 도 22a 및 도 22b는 다중 모드 안테나 구조(2200)를 예시하고, 이 안테나 구조의 설계는 2600 MHz의 중심 주파수에 대하여 최적화된다. 엘리먼트들(2202, 2204)의 말단(end)에서의 금속 피복(metallization)은 제거되었고, 피드 엔드(feed end)에서의 엘리먼트들의 폭이 증가되었기 때문에, 엘리먼트들(2202, 2204)의 전기적 길이는 도 21a 및 21B의 엘리먼트들(2102, 2104)의 전기적 길이보다 짧다.

도 23a는 원거리 패턴들(far-field patterns)에 대한 좌표 참조(coordinate reference)와 함께 도 21a 및 도 21b의 안테나를 사용하는 테스트 어셈블리(test assembly)를 도시한 것이다. 도 23b는 테스트 포트들 2302(포트 1), 2304(포트 2)에서 측정된 VSWR를 도시한다. 도 23c는 테스트 포트들 2302(포트 1), 2304(포트 2) 간에 측정된 커플링(S21 또는 S12)을 보여준다. VSWR 및 커플링은 예를 들어, 2300 내지 2400 MHz의 관심 주파수에서 유리하게 낮다. 도 23d는 테스트 포트들로부터 참조되고, 측정된 방사 효율(radiation efficiency)을 도시한다. 도 23e는 테스트 포트 2302(포트 1)의 여기에 의해서 생성되는 방사 패턴들 대(versus) 테스트 포트 2304(포트 2)의 여기에 의해서 생성되는 방사 패턴들 간의 계산된 상관성을 도시한다. 패턴들 간의 상관성은 관심 주파수들에서 유리하게 낮은 반면에, 방사 효율은 유리하게 높다. 도 23f는 2400 MHz의 주파수에서 테스트 포트 2302(포트 1) 또는 테스트 포트 2304(포트 2)의 여기에 의한 원거리(far field) 이득 패턴들을 도시한다. φ = 0 또는 XZ 평면 및 θ = 90 또는 XY 평면에서, 테스트 포트 2302(포트 1)로부터의 패턴들은 테스트 포트 2304(포트 2)의 패턴들에 대하여 상이하고, 상보적이다(complementary).

도 23g는 안테나(2100) 대신에 안테나(2200)를 구비한 어셈블리(2300)의 테스트 포트들에서 측정된 VSWR를 도시한다. 도 23h는 테스트 포트들 간에 측정된 커플링(S21 또는 S12)을 보여준다. VSWR 및 커플링은 예를 들어, 2500 내지 2700 MHz의 관심 주파수에서 유리하게 낮다. 도 23i는 테스트 포트들로부터 참조되고, 측정된 방사 효율(radiation efficiency)을 도시한다. 도 23J는 테스트 포트 2302(포트 1)의 여기에 의해서 생성되는 방사 패턴들 대(versus) 테스트 포트 2304(포트 2)의 여기에 의해서 생성되는 방사 패턴들 간의 계산된 상관성을 도시한다. 패턴들 간의 상관성은 관심 주파수들에서 유리하게 낮은 반면에, 방사 효율은 유리하게 높다. 도 23k는 2600 MHz의 주파수에서 테스트 포트 2302(포트 1) 또는 테스트 포트 2304(포트 2)의 여기에 의한 원거리(far field) 이득 패턴들을 도시한다. φ = 0 또는 XZ 평면 및 θ = 90 또는 XY 평면에서, 테스트 포트 2302(포트 1)로부터의 패턴들은 테스트 포트 2304(포트 2)의 패턴들에 대하여 상이하고, 상보적이다(complementary).

널 스티어링(null steering) 또는 빔 포인팅(beam pointing)의 목적을 위하여, 본 발명의 하나 또는 추가의 실시예들은 빔 패턴 제어에 대한 기법에 관한 것이다. 그러한 기법들이 종래의 어레이 안테나(array antenna)(파장의 분수만큼 이격되 별개의 안테나 엘리먼트들을 포함함)에 적용될 때, 어레이 안테나의 각 엘리먼트에는 참조 신호 또는 파형(waveform)의 위상 천이된 버젼(phase shifted version)인 신호가 공급된다. 동일한 여기를 가지는 균일한 선형 어레이(uniform linear array)에 대하여, 생성된 빔 패턴은 어레이 팩터(array factor) F에 의해서 기술될 수 있고, 이것은 각 개별 엘리먼트 및 인터-엘리먼트(inter-element) 엘리먼트 이격 d에 의존한다.

여기서, β = 2π/λ, N = 엘리먼트의 총 개수, α = 연속되는 엘리먼트들의 위상 천이, 및 θ = 어레이 축으로부터 각도

위상 α를 α_i값까지 제어함으로써, F의 최대값은 상이한 방향 θ_i까지 조정될 수 있고, 따라서 최대 신호가 브로드캐스트 또는 수신되는 방향을 제어할 수 있다.

종래 어레이 안테나들에서의 인터-엘리먼트 이격은 종종 1/4 파장의 차수(order)이고, 안테나들은 거의 동일한 편광(polarization)을 가지면서 밀접하게 커플링될 수 있다. 커플링은 어레이 안테나들의 설계 및 성능에서 몇가지 문제점들을 일으키기 때문에, 엘리먼트들 간의 커플링을 감소시키는 것이 유리하다. 예를 들어, 패턴 왜곡(pattern distortion) 및 스캔 블라인드니스(scan blindness)("Stutzman, 안테나 이론 및 설계, Wiley 1998, 122-128 페이지, 135-136 페이지, 및 466-472페이지"를 참고하기 바람)와 같은 문제들이 주어진 개수의 엘리먼트들에 대하여 달성될 수 있는 최대 이득의 감소뿐만 아니라, 과도한 인터-엘리먼트 커플링으로부터 발생할 수 있다.

빔 패턴 제어 기법은 하나 또는 그 이상의 연결 엘리먼트들을 구비한 앞서 서술한 모든 다중 모드 안테나 구조들에 유리하게 적용될 수 있고, 이것은 다중 피드 포인트(feedpoints)들 간의 높은 분리도를 보여준다.

높은 분리도 안테나 구조에서 포트들간의 위상은 안테나 패턴을 제어하기 위하여 사용된다. 안테나가 피트 포인트들 간의 감소된 커플링의 결과로서 단순한 빔포밍 어레이(bean-forming array)로 사용될 때, 더 높은 피크 이득(peak gain)이 주어진 방향에서 달성될 수 있다. 따라서, 피드 터미널(feed terminals)들에 존재하는 캐리어 신호들(carrier signals)의 위상 제어를 활용하는 다양한 실시예들에 따라서, 높은 분리도 안테나 구조로부터 더 큰 이득이 선택된 방향으로 달성될 수 있다.

안테나들이 1/4 파장보다 더 짧게 이격되어 있는 핸드셋 어플리케이션(handset applications)에서는, 종래 안테나들의 상호 커플링 효과는 어레이의 방사 효율을 감소시키고, 따라서 달성될 수 있는 최대 이득을 감소시킨다.

다양한 실시예들에 따라서, 높은 분리도 안테나의 각 피드 포인트에 공급되는 캐리어 신호의 위상을 제어함으로써, 안테나 패턴에 의해 생성되는 최대 이득의 방향은 제어될 수 있다. 빔 스티어링(beam steering)에 의해 얻어지는 3dB의 이득 잇점(gain advantage)은 빔 패턴이 고정되고, 장치 지향성(device orientation)이 사용자에 의해 임의로 제어되는 휴대용 장치 어플리케이션들에서는 특히 유리하다. 다양한 실시예들에 따라서 패턴 제어 장치(2400)를 예시하는 도 24의 블록도에 도시한 바와 같이, 상대적 위상 천이 α 는 각 안테나 피드(2404, 2408)로 인가되는 RF 신호들로 위상 천이기(phase shifter)(2402)에 의해 인가된다. 신호들은 안테나 구조(2410)의 각 안테나 포트들로 공급된다.

위상 천이기(2402)는 전기적으로 제어되는 위상 천이 장치들과 같은 표준(standard) 위상 천이 컴포넌트들 또는 표준 위상 천이 통신망을 포함한다.

도 25a-25g는 안테나에 대한 2개의 피드들(feeds) 간의 상이한 위상차 α에 대한 다양한 실시예들에 따라서, 인접하게 이격된(closely spaced) 2-D 종래의 쌍극자 안테나 어레이 및 2-D 높은 분리도 안테나 어레이에 의해서 생성되는 안테나 패턴들의 비교를 제공한다. 도 25a-25g에서, 곡선들은 θ=90도에서의 안테나 패턴들에 대하여 도시한 것이다. 도면들에서의 실선은 다양한 실시예들에 따라서, 분리된 피드 단일 엘리먼트 안테나(feed single element antenna)에 의해 생성되는 안테나 패턴을 표현하는 반면에, 점선들은 단일 엘리먼트 분리되는 피드 구조의 폭과 동일한 거리만큼 분리된 2개의 개별 단극 종래의 안테나(separate monopole conventional antenna)에 의해서 생성되는 안테나 페턴을 표현한다. 따라서, 종래 안테나 및 높은 분리도 안테나가 일반적으로 대등한 크기이다.

도면들에 도시한 모든 경우에서, 다양한 실시예들에 따른 높은 분리도 안테나에 의해 생성되는 피크 이득은, 2개의 개별 종래의 쌍극자들과 비교할 때, 빔 패턴의 방위각 제어(azimuthal control)를 제공하는 동안, 더 큰 이득 여유(gain margin)를 생성한다. 이런 특성은 특정 방향으로 추가 이득이 필요하거나 바람직한 송신 또는 수신 어플리케이션들에서 높은 분리도 안테나를 사용하는 것이 가능하도록 한다. 방향은 드라이브포인트(drivepoint) 신호들 간의 상대적 위상을 조정함으로써 제어될 수 있다. 이것은 기지국(base station)과 같은 수신 포인트로 에너지를 향하게 할 필요가 있는 휴대용 장치에 특히 유리하다. 결합된 높은 분리도 안테나는, 서로 유사한 방식으로 위상을 가지는 2개의 단일 종래 안테나 엘리먼트들과 비교할 때, 더 큰 이점을 제공한다.

도 25a에 도시한 바와 같이, 본 발명의 다양한 실시예들에 따라서, 결합된 단극(combined dipole)은 위상차 α=0 (0도 위상차)에 대하여 균일한 방위각 패턴 (θ=90)에서 더 큰 이득을 보여준다.

도 25b에 도시한 바와 같이, 본 발명의 다양한 실시예들에 따라서, 결합된 단극은 비대칭 방위각 패턴(α=30 (피드 포인트들 간의 30도 위상차)에 대하여 θ=90인 그래프)을 가진 더 큰 피크 이득(φ=0)을 보여준다.

도 25c에 도시한 바와 같이, 본 발명의 다양한 실시예들에 따라서, 결합된 단극은 천이된 방위각 패턴(α=60 (피드 포인트들 간의 60도 위상차)에 대하여 θ=90인 그래프)을 가진 더 큰 피크 이득(φ=0)을 보여준다.

도 25d에 도시한 바와 같이, 본 발명의 다양한 실시예들에 따라서, 결합된 단극은 천이된 방위각 패턴(α=90 (피드 포인트들 간의 90도 위상차)에 대하여 θ=90인 그래프)을 가진 더 큰 피크 이득(φ=0)을 보여준다.

도 25e에 도시한 바와 같이, 본 발명의 다양한 실시예들에 따라서, 결합된 단극은 천이된 방위각 패턴(α=120 (피드 포인트들 간의 120도 위상차)에 대하여 θ=90인 그래프(plot) 더 큰 백로브(backlobe)(φ=180에서))을 가진 더 큰 피크 이득(φ=0)을 보여준다.

도 25f에 도시한 바와 같이, 본 발명의 다양한 실시예들에 따라서, 결합된 단극은 천이된 방위각 패턴(α=150 (피드 포인트들 간의 150도 위상차)에 대하여 더 큰 백로브(backlobe)(φ=180에서)를 가지고, θ=90인 그래프)을 가진 더 큰 피크 이득(φ=0)을 보여준다.

도 25g에 도시한 바와 같이, 본 발명의 다양한 실시예들에 따라서, 이중 로브된(double lobed) 방위각 패턴(α=180 (피드 포인트들 간의 180도 위상차)에 대하여 θ=90인 그래프)을 가진 더 큰 피크 이득(φ=0)을 보여준다.

도 26은 2개의 개별 쌍극자(separate dipoles)에 대하여 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 결합된 높은 분리도 안테나의 이상적 이득 이점(ideal gain advantage)을 2개의 피드 포인트 안테나 어레이에 대한 피드 포인트들 간의 위상각 차(phase angle difference)의 함수로서 예시한다.

본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, 구불구불한 연결 엘리먼트들(meandered connecting elements)에 의해 연결된 2개의 병령 쌍극자 안테나를 가진 안테나 구조를 이용한 패턴 제어(pattern control)에 의해 획득되는 증가된 이득은 무선 링크(wireless link)의 범위(range) 또는 신뢰도(reliability)를 개선시키는데 사용될 수 있다. 또달리, 증가된 이득은 휴대용 또는 다른 장치가 감소된 송신 전력으로 대등한 무선 링크 성능(link performance)을 획득하도록 허용할 수 있다. 예를 들어, 동일한 링크 성능을 유지하는 동안, 패턴 제어로부터 획득된 3dB의 평균 송신 이득 개선은 송신 전력이 3dB 감소되도록 한다. 송신 전력의 감소는 여러가지 점에서 유리하다. 첫째로, 휴대용 무선 장치들은 일반적으로 전자파 흡수율(SAR) 규제 허용치를 만족할 것으로 요구되고, 이는 성능 타협(performance compromise) 없이는 만족시키기가 쉽지 않다. 송신 전력의 감소는 성능 타협 없이, 피크 SAR 값의 상응하는 감소를 제공할 수 있다. 추가로, 더 낮은 송신 전력은 출력 PA 에 대한 부담(burden)을 감소시켜, 더 낮은 전력 및 높은 선형성에 대한 설계를 가능하도록 한다.

위상 제어의 사용이 원거리(far-field) 이득의 바람직한 증가를 생성하는 반면에, 위상 여기(phase excitation)의 변화들은 근거리 필드들을 변화시키고, SAR 값들에 영향을 미친다. 순수한 SAR값 감소를 실현하기 위하여, 안테나 원거리 이득 증가는 피크 SAR 값에서의 어떠한 증가보다 더 커야만 한다. 실험을 통하여, 지원자들은 SAR 값에서의 변화가 원거리 이득과 비교하여 위상에 대하여 상대적으로 적다는 것을 발견하였다.

1900 MHz 대역에서의 패턴 제어 어플리케이션에 대한 2개 포트의 안테나 구조를 구비한 예시적인 USB 동글이 도 30에 도시된다. 도 31에 도시한 바와 같이, 도 30의 구성에 대하여 시뮬레이션(simulation)에 의해 결정되는, SAR 값은 패턴 제어를 위하여 사용되는 드라이브포인트(drivepoint) 신호들 간의 상대적 위상과 상대적으로 독립적이어서, 빔 패턴의 전면적인 방위각 제어(full azimuthal control)를 제공하는 동안에도, 측정된 피크 SAR 값의 감소 혜택이 모든 상대적 위상 값에 대하여 달성e될 수 있다.

근거리 방사 레벨들 및 SAR 값들을 감소시키기 위한 상기한 기법들은 안테나 엘리먼트들을 전기적으로 연결하는 연결 엘리먼트들을 구비한 상기한 다중 모드 안테나 구조들에도 우선적으로 사용된다. 그러나, 안테나 패턴 제어를 제공하고 선택된 방향으로 이득을 증가시키기 위하여, 상기한 기법들은 위상 스티어러블한(beam steerable) 복수의 방사 엘리먼트들을 포함하는 안테나 어레이들에도 보다 일반적으로 사용될 수 있다.

본 발명의 추가 실시예들은, 주어진 주파수 범위에서 서로 근접하여 동작하는 다중-대역 안테나 포트들 간의 증가된 높은 분리도를 제공하는 다중 모드 안테나 구조들에 대한 것이다. 이러한 실시예들에서는, 슬롯이 튜닝되는 주파수에서의 감소된 커플링을 제공하기 위하여, 대역-소거(band-rejection) 슬롯이 안테나 구조의 안테나 엘리먼트들 중의 하나에 병합된다(incorporated).

도 27a는 간단한 이중 대역(dual-band) 브랜치 라인 단극(branch line monopole) 안테나 구조를 도시한 것이다. 안테나(2700)는 대역-소거 슬롯(2702)을 포함하고, 이는 2개의 브랜치 공진기들(2704, 2706)를 정의한다. 안테나는 신호 발생기(signal generator)(2708)에 의해 구동된다. 안테나(2700)가 구동되는 주파수에 따라서, 다양한 전류 분포들(current distributions)이 2개의 브랜치 공진기들(2704, 2706) 상에서 실현된다.

도 27a에 도시한 바와 같이, 슬롯(2702)의 물리적 치수들은 폭 Ws 및 길이 Ls에 의해 정의된다. 여기 주파수가 Ls = lo/4 조건을 만족할 때, 슬롯 특성은 공진이 된다. 이 지점에서, 전류 분포는 도 27b에 도시한 바와 같이, 분포는 슬롯의 짧은 부분(shorted section) 근처에 집중된다.

브랜치 공진기들(2704, 2706)을 통하여 흐르는 전류는 거의 동일하거나 슬롯(2702)의 옆(sides)을 따라서 서로 반대로 향한다. 이것은 안테나 구조(2700)가 지선형 대역 소거 필터(spurline band stop filter)(2700)(도 27c에 도시함)와 유사한 방식으로 동작하도록 하는데, 이는 안테나 입력 임피던스를 통상의 소스 임피던스(source impedance)보다 더 낮도록 상당히 낮게 변환시킨다. 도 27d 및 도 27e에 도시한 바와 같이, 큰 임피던스 부정합(mismatch)은 매우 큰 VSWR를 초래하고, 그 결과로서 바람직한 주파수 소거(freqeuency rejection)를 가져온다.

대역-소거 슬롯 기법은 하나의 안테나 엘리먼트가 바람직한 주파수의 신호들을 전달할 필요가 있고, 다른 하나의 안테나 엘리먼트는 전달할 필요가 없는, 서로 근접하여 위치하여 동작하는 2개(또는 그 이상의) 안테나 엘리먼트들을 구비한 안테나 시스템에도 적용할 수 있다. 도 28은 안테나 구조(2800)를 예시하고, 이는 제1 안테나 엘리먼트(2802), 제2 안테나 엘리먼트(2804), 및 연결 엘리먼트(2806)를 포함한다. 안테나 구조(2800)는 안테나 엘리먼트들(2802, 2804) 각각에서, 포트들(2808, 2810)을 포함한다. 이 예에서, 신호 발생기는 안테나 구조(2802)를 포트(2808)에서 구동시키는 반면에, 계량기(meter)가 포트(2810)에서의 전류를 측정하기 위하여 포트(2810)와 커플링된다. 그러나, 포트들의 어느 하나 또는 양자 모두는 신호 발생기들에 구동될 수 있다는 것이 이해되어야만 한다. 안테나 엘리먼트(2802)는 대역-소거 슬롯(2812)를 포함하고, 이는 2개의 브랜치 공진기들(2814, 2816)을 정의한다. 이 실시예에서, 브랜치 공진기들은 안테나 구조의 주요한 송신 부분(main transmit section)을 포함하는 반면에, 안테나 엘리먼트(2804)는 안테나 구조의 다이버시티 수신 부분(diversity receive portion)을 포함한다.

대역-소거 슬롯(2812)을 구비한 안테나 엘리먼트(2802)의 포트에서의 큰 부정합에 기인하여, 안테나 엘리먼트(2802) 및 다이버시티 수신 안테나 엘리먼트(2804)는 슬롯 공진 주파수에서 실질적으로 매칭되는데, 이들간의 상호 커플링은 매우 작거나 또는 상대적으로 높은 분리도를 야기한다.

도 29a는 본 발명의 하나 또는 그 이상의 실시예들에 따라서, GPS 대역에서 대역-소거 슬롯 기법을 활용하는 다중-대역 다이버시티 수신 안테나 시스템을 포함하는 다중 모드 안테나 구조(2900)의 투시도이다(GPS 대역은 20 MHz 대역폭을 가진 1575.42 MHz 임). 안테나 구조(2900)는 플렉스 필름 유전체 기판(flex film dielectric substrate) 상에 형성되고, 이는 유전체 캐리어(2904) 상의 계층으로 형성된다. 안테나 구조(2900)는 안테나 구조(2900)의 주요(primary) 송신 안테나 엘리먼트(2908) 상에 GPS 대역 소거 슬롯(2906)을 포함한다. 안테나 구조(2900)는 다이버시티 안테나 엘리먼트(2910), 및 다이버시티 안테나 엘리먼트(2910)와 주요 송신 안테나 엘리먼트(2908)를 연결하는 연결 엘리먼트(2912)를 역시 포함한다. GPS 수신기(도시하지 않음)는 다이버시티 수신 안테나 엘리먼트(2910)와 연결된다. 주요 송신 안테나 엘리먼트(2908)로부터 안테나 커플링을 일반적으로 최소화하고, 이들 주파수에서 다이버시티 안테나 방사 효율을 일반적으로 최대화하기 위해, 주요 안테나 엘리먼트(2908)는 대역-소거 슬롯(2906)을 포함하고, GPS 대역의 중심 근처에서 전기적 1/4 파장에 튜닝된다. 다이버시티 수신 안테나 엘리먼트(2910)는 그러한 대역 소거 슬롯을 포함하지 않고, 주요 안테나 소스 임피던스에 적절히 정합되는 GPS 안테나 엘리먼트를 포함하여, 이 안테나 엘리먼트와 GPS 수신기 간의 최대 전력의 전달(maximum power transfer)이 일반적으로 있을 것이다. 양 안테나 엘리먼트들(2908, 2910)이 근접한 위치에 공존하더라도, 주요 송신 안테나 엘리먼트(2908)에서의 슬롯(2906)으로 인하여, 슬롯(2906)이 튜닝되는 주파수에서 높은 VSWR이 주요 안테나 엘리먼트 소스 저항에 대한 커플링을 감소시킨다. GPS 대역 내의 2개 안테나 엘리먼트들(2908, 2910) 간의 결과적인 부정합(mismatch)이 충분히 커서, 도 29b 및 29C에 도시한 시스템 설계에 대한 분리 요건들을 만족시키기 위하여 안테나 엘리먼트들을 디커플링 시킨다(decouple).

상기한 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 안테나 구조들에서는, 안테나 엘리먼트들 및 연결 엘리먼트들은 단일한 집적 방사 구조(single integrated radiating structure)를 형성하여, 어느 하나의 포트로의 신호 공급이 전체 안테나 구조가 개별적인 방사 구조들이라기 보다는 전체로서 방사되도록 여기시킨다. 이와 같이, 상기한 기법은 안테나 피드 포인트들에서 통신망의 디커플링 없이 안테나 포트들의 분리도를 제공하게 된다.

지금까지 본 발명이 특정 실시예들의 관점에서 기술되었음에도 불구하고, 앞서의 실시예들은 단지 예시적인 것으로, 본 발명의 범위를 제한하지 않음은 이해되어야 한다.

다음을 포함하되 한정되지 않는 다양한 다른 실시예들 역시 청구범위의 범위에 속한다. 예를 들어, 여기서 언급된 다양한 다중 모드 안테나 구조들의 엘리먼트들 또는 컴포넌트들은 동일한 기능을 수행하기 위한 보다 적은 컴포넌들을 형성하기 위하여, 추가적인 컴포넌트들로 더 분리되거나 서로 결합될 수 있다.

본 발명의 선호되는 실시예들을 기재하였고, 본 발명의 사상 및 범위로부터 벗어남이 없이 수정이 가능함은 명백하다.

100: 안테나 구조
102, 104: 평행한 쌍극자들
106, 106: 포트

Claims (22)

1. 통신 장치에서 근거리 방사 및 전자파 흡수율값을 감소시키는 방법에 있어서,
   상기 통신 장치는 전자파 신호들을 송신 및 수신하는 다중 모드 안테나 구조, 및 상기 안테나 구조와 통신하는 신호들을 프로세싱하기 위한 회로를 포함하고,
   상기 안테나 구조는
   상기 회로와 동작하도록 커플링된 복수의 안테나 포트들;
   복수의 안테나 엘리먼트들 - 상기 각각의 안테나 엘리먼트는 상기 안테나 포트들 중에서 서로 다른 안테나 포트와 동작하도록 커플링됨 -; 및
   상기 안테나 엘리먼트들 중 임의의 안테나 엘리먼트와 그에 인접한 안테나 엘리먼트를 상기 각 안테나 엘리먼트의 방사 영역에서 전기적으로 서로 연결하여 단일 방사체가 되도록 하는, 안테나 패턴으로 이루어진 하나 이상의 연결 엘리먼트를 포함하고,
   상기 하나 이상의 연결 엘리먼트에 의해 상기 인접한 안테나 엘리먼트와 커플된 안테나 포트를 바이패스하면서 상기 임의의 안테나 엘리먼트에서 상기 인접한 안테나 엘리먼트로 전류가 흘러 상기 임의의 안테나 엘리먼트와 상기 인접 안테나 엘리먼트의 전류 크기가 같아지게 되어, 상기 임의의 안테나 엘리먼트와 연결된 안테나 포트에 의해 여기된 안테나 모드는 기 설정된 바람직한 신호 주파수 범위에서 상기 인접 안테나 엘리먼트와 연결된 안테나 포트에 의해 여기된 안테나 모드와 전기적으로 분리되고,
   상기 안테나 구조의 인접 안테나 포트들에 공급되는 신호들 간의 상대적 위상을 조정하여, 안테나 패턴 제어를 제공하고 수신 포인트에 대한 선택된 방향에서의 이득을 증가시키기 위하여, 상기 하나의 안테나 포트에 공급되는 신호가 상기 인접한 안테나 포트에 공급되는 신호와 다른 위상을 가지는 단계; 및
   상기 안테나 구조의 무패턴 제어 동작에 사용되는 송신 전력보다 낮은 송신 전력을 사용하여, 상기 통신 장치가 상기 무패턴 제어 동작과 비교하여 감소된 송신 전력을 사용하여 상기 수신 포인트와 동등한 무선 링크 성능을 획득하고, 그 결과 상기 전자파 흡수율을 감소시키는 단계
   를 포함하는 근거리 방사 및 전자파 흡수율값을 감소시키는 방법.
2. 제1항에 있어서,
   상기 신호들간의 상대적 위상을 조정하는 단계는 전기적으로 제어되는 위상 천이 장치를 사용하여 상기 신호들 간의 상기 상대적 위상을 조정하는 근거리 방사 및 전자파 흡수율값을 감소시키는 방법.
3. 제1항에 있어서,
   상기 신호들간의 상대적 위상을 조정하는 단계는 위상 천이 통신망을 사용하여 상기 신호들 간의 상기 상대적 위상을 조정하는 근거리 방사 및 전자파 흡수율값을 감소시키는 방법.
4. 제1항에 있어서,
   상기 신호들간의 상대적 위상을 조정하는 단계는 상기 각각의 안테나 포트에 제공되는 캐리어 신호의 상기 위상을 제어함으로써, 상기 신호들 간의 상기 상대적 위상을 조정하는 근거리 방사 및 전자파 흡수율값을 감소시키는 방법.
5. 제1항에 있어서,
   상기 통신 장치는 셀룰러 핸드셋, PDA, 무선 통신망 장치, 또는 PC용 데이터 카드인 근거리 방사 및 전자파 흡수율값을 감소시키는 방법.
6. 제1항에 있어서,
   상기 안테나 엘리먼트들은 헬리컬 코일들, 광대역 평면 형상들, 칩 안테나들, 구불구불한 형상들, 루프들, 또는 유도적으로 분로된 형상을 포함하는 근거리 방사 및 전자파 흡수율값을 감소시키는 방법.
7. 제1항에 있어서,
   상기 다중 모드 안테나 구조는 인쇄 회로 기판상에 제작된 평면 구조를 포함하는 근거리 방사 및 전자파 흡수율값을 감소시키는 방법.
8. 제1항에 있어서,
   상기 다중 모드 안테나 구조는 자동화된 픽앤드플레이스 어셈블리 공정에 사용되는 부품 덩어리의 중심에서 픽업 특성을 포함하는 스탬핑된 금속 부품을 포함하는 근거리 방사 및 전자파 흡수율값을 감소시키는 방법.
9. 제1항에 있어서,
   상기 다중 모드 안테나 구조는 플라스틱 캐리어 상에 또는 플라스틱 장치 하우징 상에 실장된 연성 인쇄 회로를 포함하는 근거리 방사 및 전자파 흡수율값을 감소시키는 방법.
10. 제1항에 있어서,
    상기 수신 포인트는 기지국, 모바일 단말기, 또는 라우터인 근거리 방사 및 전자파 흡수율값을 감소시키는 방법.
11. 제1항에 있어서,
    상기 신호들간의 상대적 위상을 조정하는 단계는 인접한 안테나 포트들에 공급되는 신호들 간의 상기 상대적 위상을 상기 수신 포인트에 대한 통신 링크를 유지하도록 동적으로 조정하는 근거리 방사 및 전자파 흡수율값을 감소시키는 방법.
12. 통신 장치에서 근거리 방사 및 전자파 흡수율값을 감소시키는 방법에 있어서,
    상기 통신 장치는 전자파 신호들을 송신 및 수신하는 안테나 어레이, 및 상기 안테나 어레이와 통신하는 신호들을 프로세싱하기 위한 회로를 포함하고,
    상기 안테나 어레이는 복수의 방사 엘리먼트들을 포함하고, 상기 각각의 방사 엘리먼트는 상기 회로와 동작하도록 커플링된 안테나 포트를 구비하고,
    상기 안테나 어레이의 상기 안테나 포트들에 공급되는 신호들 간의 상대적 위상을 조정하여, 안테나 패턴 제어를 제공하고 수신 포인트에 대한 선택된 방향에서의 이득을 증가시키기 위하여, 하나의 안테나 포트에 공급되는 신호가 다른 안테나 포트에 공급되는 신호와 다른 위상을 가지는 단계; 및
    상기 안테나 어레이의 무패턴 제어 동작에 사용되는 송신 전력보다 낮은 송신 전력을 사용하여, 상기 통신 장치가 상기 무패턴 제어 동작과 비교하여 감소된 송신 전력을 사용하여 상기 수신 포인트와 동등한 무선 링크 성능을 획득하고, 그 결과 상기 전자파 흡수율을 감소시키는 단계
    를 포함하는 근거리 방사 및 전자파 흡수율값을 감소시키는 방법.
13. 제12항에 있어서,
    상기 신호들간의 상대적 위상을 조정하는 단계는 전기적으로 제어되는 위상 천이 장치를 사용하여 상기 신호들 간의 상기 상대적 위상을 조정하는 근거리 방사 및 전자파 흡수율값을 감소시키는 방법.
14. 제12항에 있어서,
    상기 신호들간의 상대적 위상을 조정하는 단계는 위상 천이 통신망을 사용하여 상기 신호들 간의 상기 상대적 위상을 조정하는 근거리 방사 및 전자파 흡수율값을 감소시키는 방법.
15. 제12항에 있어서,
    상기 신호들간의 상대적 위상을 조정하는 단계는 상기 각각의 안테나 포트에 제공되는 캐리어 신호의 상기 위상을 제어함으로써, 상기 신호들 간의 상기 상대적 위상을 조정하는 근거리 방사 및 전자파 흡수율값을 감소시키는 방법.
16. 제12항에 있어서,
    상기 통신 장치는 셀룰러 핸드셋, PDA, 무선 통신망 장치, 또는 PC용 데이터 카드인 근거리 방사 및 전자파 흡수율값을 감소시키는 방법.
17. 제12항에 있어서,
    상기 방사 엘리먼트들은 헬리컬 코일들, 광대역 플레이너 형태들, 저가 안테나들, 구불구불한 형태들, 루프들, 또는 유도적으로 분로된 형상을 포함하는 근거리 방사 및 전자파 흡수율값을 감소시키는 방법.
18. 제12항에 있어서,
    상기 안테나 어레이는 인쇄 회로 기판상에 제작된 평면 구조를 포함하는 근거리 방사 및 전자파 흡수율값을 감소시키는 방법.
19. 제12항에 있어서,
    상기 안테나 어레이는 자동화된 픽앤드플레이스 어셈블리 공정에 사용되는 부품 덩어리의 중심에서 픽업 특성을 포함하는 스탬핑된 금속 부품을 포함하는 근거리 방사 및 전자파 흡수율값을 감소시키는 방법.
20. 제12항에 있어서,
    상기 안테나 어레이는 플라스틱 캐리어 상에 또는 플라스틱 장치 하우징 상에 실장된 연성 인쇄 회로를 포함하는 근거리 방사 및 전자파 흡수율값을 감소시키는 방법.
21. 제12항에 있어서,
    상기 수신 포인트는 기지국, 모바일 단말기, 또는 라우터인 근거리 방사 및 전자파 흡수율값을 감소시키는 방법.
22. 제12항에 있어서,
    상기 신호들간의 상대적 위상을 조정하는 단계는 상기 안테나 포트들 간의 상기 상대적 위상을 상기 수신 포인트에 대한 통신 링크를 유지하도록 동적으로 조정하는 근거리 방사 및 전자파 흡수율값을 감소시키는 방법.

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