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KR101199038B1 - 전동기 구동용 전력 변환 장치 - Google Patents

전동기 구동용 전력 변환 장치 Download PDF

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KR101199038B1
KR101199038B1 KR1020117010197A KR20117010197A KR101199038B1 KR 101199038 B1 KR101199038 B1 KR 101199038B1 KR 1020117010197 A KR1020117010197 A KR 1020117010197A KR 20117010197 A KR20117010197 A KR 20117010197A KR 101199038 B1 KR101199038 B1 KR 101199038B1
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히데토시 기타나카
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미쓰비시덴키 가부시키가이샤
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Abstract

제2 제어부(100)는 토크 지령 T*에 기초하여 전동기(6)의 전류 지령을 생성하는 전류 지령 생성부(10)와, 전류 지령에 기초하여 전동기(6)에 인가해야 할 전압 진폭 지표(변조율 PMF)를 연산하는 전압 진폭 지표 연산부(150)와, 변조율 PMF와 전동기(6)의 주파수 FINV에 기초하여 전류 지령을 조정하기 위한 전류 지령 조정량 dV를 생성하는 전류 지령 조정부(80)와, 직류 전압 EFC에 기초하여 전원 2f 성분의 맥동 성분을 억제하기 위한 맥동 억제 신호를 생성하는 맥동 억제 신호 생성부를 포함하고, 인버터(2)에 인가될 게이트 신호(PWM 신호)를 생성하는 전압 지령／PWM 신호 생성부(50)를 구비하여, 전류 지령 조정량 dV에 의해 조정된 전류 지령과 맥동 억제 신호를 포함하는 제어 신호에 의해 PWM 신호를 생성한다.

Description

전동기 구동용 전력 변환 장치{POWER CONVERTER FOR DRIVING MOTOR}
본 발명은 교류 전동기의 제어에 적합한 전동기 구동용 전력 변환 장치에 관한 것이다.
최근, 산업 기기나 가전 분야, 자동차나 전기차 등의 교통 분야의 동력용으로 교류 전동기가 응용되고 있다. 교류 전동기를 구동하기 위해서는 직류 전원 또는 교류 전원이 필요하다. 직류 전원을 입력 전원으로 하는 전동기 구동용 전력 변환 장치에 있어서는 직류 전원으로부터 공급되는 직류 전압을 입력으로 하고, 인버터 회로에 의해 임의 주파수의 교류 전압을 생성하여 교류 전동기를 구동하는 구성이 일반적이다. 또, 교류 전원을 입력 전원으로 하는 전동기 구동용 전력 변환 장치에 있어서는 입력 측에 컨버터 회로를 가지고, 이 컨버터 회로에 의해 수전한 교류 전압을 일단 직류 전압으로 변환하고, 이 직류 전압을 인버터 회로에 공급하여 교류 전동기를 구동하는 구성이 일반적이다.
여기에서, 전동기 구동용 전력 변환 장치의 구성 등에 대해서, 교류 전기 철도에 사용되는 전동기 구동용 전력 변환 장치를 일례로서 설명한다. 교류 전원인 가선 전압은 20kV ~ 25kV의 단상 교류 전압이다. 이 단상 교류 전압을 변압기로 1KV ~ 2kV 정도로 강압하고 나서 전동기 구동용 전력 변환 장치 내의 컨버터 회로에 입력한다. 컨버터 회로는 1KV ~ 2KV의 단상 교류 전압을 입력으로 하여 1500V ~ 3000V 정도의 직류 전압으로 변환하여 인버터 회로에 출력한다.
이때, 컨버터 회로의 출력인 직류 전압에는 교류 전원 주파수의 2배의 주파수 성분(이하 「전원 2f 성분」이라고 칭함)의 맥동이 포함되는 것으로 알려져 있다. 교류 전동기의 주파수가 이 전원 2f 성분에 접근하면, 교류 전동기의 전류가 과전류로 되거나 교류 전동기의 토크에 큰 맥동이 발생하여, 안정한 운전에 지장을 초래하는 우려가 있다.
또한, 하기 특허 문헌 1에는 이와 같은 직류 전압에 포함되는 전원 2f 성분을 추출하고, 이 영향을 제거하도록 인버터 회로의 PWM 펄스의 폭을 조정하는 것이 개시되어 있다.
[특허 문헌 1] 일본국 특개소 제56－49693호 공보
그렇지만, 특허 문헌 1에 도시된 것과 같은 전원 2f 성분을 제거하는 제어가 모든 응용예에 적용될 수 있는 것은 아니다. 예를 들면, 교류 전동기에 인가 전압을 최대화하기 위해서, 인버터 회로의 스위칭 상태로서 소위 1 펄스 모드를 선택하여 사용하는 전기차 등에 적용은 곤란하다.
여기서, 1 펄스 모드란 인버터의 출력선 간 전압 반주기에 포함되는 펄스 수가 1이 되는 스위칭 상태를 사용하는 것이지만, 이 1 펄스 모드에서의 동작 영역에서는 펄스폭을 조정하는 것이 불가능하다. 만일, 1 펄스 모드를 선택하여 사용하는 전기차 등에 특허 문헌 1의 기술을 적용한 경우에는 교류 전동기가 과전류로 되거나 과대한 토크 맥동이 발생하는 문제가 발생한다. 따라서, 인버터 회로에 대한 PWM 펄스폭의 조정을 요지로 하는 특허 문헌 1의 기술은 1 펄스 모드를 선택하여 사용하는 전기차 등에 적용하기가 곤란하다.
본 발명은 상기에 감안하여 이루어진 것으로서, 인버터 회로의 스위칭 상태로서 1 펄스 모드를 선택하여 사용하는 응용예에 있어서, 교류 전동기에서의 과전류나 과대한 토크 맥동의 발생을 억제하면서, 전원 2f 성분의 제거 제어를 가능하게 하는 전동기 구동용 전력 변환 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
상술한 과제를 해결하고 목적을 달성하기 위해서, 본 발명에 관한 전동기 구동용 전력 변환 장치는 교류 전원에 접속되어 상기 교류 전원으로부터의 교류 전압을 직류 전압으로 변환하는 제1 전력 변환부와, 상기 제1 전력 변환부에 접속되어 직류 전압을 교류 전압으로 변환하여 교류 전동기에 출력하는 제2 전력 변환부와, 상기 제1 전력 변환부를 제어하는 제1 제어부와, 상기 제2 전력 변환부를 제어하는 제2 제어부를 구비하여 이루어진 전동기 구동용 전력 변환 장치에 있어서, 상기 제2 제어부는 적어도 토크 지령에 기초하여 상기 교류 전동기의 전류 지령을 생성하는 전류 지령 생성부와, 상기 전류 지령에 기초하여 상기 교류 전동기에 인가해야 할 전압 진폭 지표를 연산하는 전압 진폭 지표 연산부와, 적어도 상기 전압 진폭 지표와 상기 교류 전동기의 주파수에 기초하여 상기 전류 지령을 조정하기 위한 전류 지령 조정량을 생성하는 전류 지령 조정부와, 상기 직류 전압에 기초하여 맥동 억제 신호를 생성하는 맥동 억제 신호 생성부와, 상기 전류 지령 조정량에 의해 조정된 상기 전류 지령과 상기 맥동 억제 신호를 포함하는 제어 신호에 의해 상기 제2 전력 변환부에 인가될 PWM 신호를 생성하는 PWM 신호 생성부를 가진 것을 특징으로 한다.
본 발명에 관한 전동기 구동용 전력 변환 장치에 의하면, 전류 지령을 조정하기 위한 전류 지령 조정량에 의해 조정된 전류 지령과, 전원 2f 성분의 맥동 성분을 억제하기 위한 맥동 억제 신호를 포함하는 제어 신호에 의해서 제2 전력 변환부에 인가될 PWM 신호를 생성하고 있으므로, 인버터 회로의 스위칭 상태로서 1 펄스 모드를 선택하여 사용하는 응용예에 있어서, 교류 전동기에서의 과전류나 과대한 토크 맥동의 발생을 억제하면서, 전원 2f 성분의 제거 제어가 가능하게 된다고 하는 효과를 얻을 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시 형태 1에서의 전동기 구동용 전력 변환 장치의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 2는 도 1에 도시된 전류 지령 생성부의 상세한 구성예를 나타내는 도면이다.
도 3은 도 1에 도시된 전압 지령／PWM 신호 생성부의 상세한 구성예를 나타내는 도면이다.
도 4는 도 3에 도시된 맥동 억제 신호 연산부의 상세한 구성예를 나타내는 도면이다.
도 5는 실시 형태 1에 있어서의 맥동 억제 신호 연산부의 내부 상태예를 나타내는 도면이다.
도 6은 도 1에 도시된 전류 지령 조정부의 상세한 구성예를 나타내는 도면이다.
도 7은 도 6에 도시된 변조율 지령 생성부를 확대하여 도시한 도면이다.
도 8은 실시 형태 1에서의 인버터 출력 주파수 FINV와, 변조율 PMF, 펄스 모드의 천이, 및 선택 스위치(도 3 참조)의 동작 천이와의 관계를 설명하는 도면이다.
도 9는 본 발명의 실시 형태 1과 종래 예에서의 영구자석 동기 전동기의 일반적인 제어 특성을 나타내는 도면이다.
도 10은 본 발명의 실시 형태 1에서의 제어 상태를 설명하는 도면이다.
도 11은 본 발명의 실시 형태 2에서의 전동기 구동용 전력 변환 장치의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 12는 도 11에 도시된 실시 형태 2에서의 직류 전압 지령 생성부의 제1 구성예를 나타내는 도면이다.
도 13은 도 11에 도시된 실시 형태 2에서의 직류 전압 지령 생성부의 제2 구성예를 나타내는 도면이다.
도 14는 종래 예에서의 동작 상태를 설명하는 도면이다.
이하에서 첨부 도면 참조하여, 본 발명에 관한 전동기 구동용 전력 변환 장치의 실시 형태를 상세하게 설명한다. 또한, 이하에서 나타내는 실시 형태에 의해 본 발명이 한정되는 것은 아니다.
실시 형태 1.
도 1은 본 발명의 실시 형태 1에서의 전동기 구동용 전력 변환 장치의 구성예를 나타내는 도면이다. 또한, 도 1은 교류 전동기로서 영구자석 동기 전동기를 제어하는 경우의 구성을 일례로서 나타내고 있다.
도 1에 있어서, 실시 형태 1에서의 전동기 구동용 전력 변환 장치(300)는 주회로로서 교류 전원(230)으로부터 단상 교류 전압을 수전하여 직류 전압으로 변환하는 제1 전력 변환부인 컨버터(220), 직류 전원이 되는 콘덴서(1), 콘덴서(1)의 직류 전압으로부터 임의 주파수의 교류 전압으로 변환하는 제2 전력 변환부인 인버터(2), 및 교류 전동기(이하 「간단하게 전동기」로 기재함, 6)를 구비하여 구성되어 있다. 또한, 컨버터(220)는 단상 2 레벨 PWM 컨버터 또는 단상 3 레벨 PWM 컨버터 등이 바람직하고, 인버터(2)는 삼상 2 레벨 PWM 인버터 또는 삼상 3 레벨 PWM 인버터 등의 전압형 인버터가 바람직하다. 이들 모두, 그 주회로 구성은 공지되어 있기 때문에, 여기서 상세한 설명은 행하지 않는다.
교류 전원(230)은 예를 들면 1KV ~ 2KV의 단상 교류 전압을 출력하는 전원이고, 컨버터(220)는 당해 단상 교류 전압을 입력으로 하여, 예를 들면 1500V ~ 3000V 정도의 직류 전압으로 변환하여 콘덴서(1)에 출력하는 전압 변환부이다. 또한, 컨버터(220)의 출력인 직류 전압(콘덴서(1)의 전압)에는 교류 전원(230)의 전원 주파수의 2배의 주파수 성분(이하 「전원 2f 성분」이라고 칭함)의 맥동이 5％정도 포함된다.
제1 전력 변환부인 컨버터(220)는 교류 전원(230)으로부터의 단상 교류 전압을 받고, 이것을 직류 전압으로 변환하여 콘덴서(1)에 출력한다. 컨버터(220)는 IGBT 등의 스위칭 소자(도시하지 않음)를 사용하여 교류-직류 변환을 실행하는 이른바 PWM 컨버터가 바람직하고, 그 주회로 구성은 공지되어 있으므로, 여기서 자세한 설명은 생략한다.
또한, 전동기 구동용 전력 변환 장치(300)에는 교류 전원(230)으로부터의 입력 전류를 검출하는 전류 검출기(214)가 배치되고, 전류 검출기(214)에 의해서 검출된 입력 전류 IS는 제1 제어부(200)에 입력된다. 또, 컨버터(220)의 스위칭 소자를 제어하기 위한 제어 신호 CG는 제1 제어부(200)에 의해 생성되고, 컨버터(220)에 출력된다.
또, 전동기 구동용 전력 변환 장치(300)에는 콘덴서(1)의 전압(이하 「콘덴서 전압」이라고 칭함) EFC를 검출하는 전압 검출기(8)가 배치되고, 인버터(2)와 전동기(6)를 연결하는 출력선에는 이 출력선에 흐르는 전류 iu, iv, iw를 검출하는 전류 검출기(3, 4, 5)가 배치되고, 전동기(6)에는 회전자(rotor)의 회전 상태를 나타내는 신호(회전자 기계각 θm)를 검출하는 회전 검출기(7)가 배치되어 있고, 각각의 검출 신호는 제2 제어부(100)에 입력된다.
또한, 회전 검출기(7)로부터 얻어진 신호(위치 신호) 대신에, 검출 또는 추정한 전동기(6)의 전압값, 전류값 등으로부터 위치 신호를 연산하여 구하는 회전 센서리스(sensorless) 방식을 사용할 수도 있다. 이 경우, 회전 검출기(7)는 불필요해진다. 즉, 회전 상태의 신호의 취득은 회전 검출기(7)를 사용하는 것에 한정되지 않는다.
전류 검출기(3, 4, 5)는 적어도 2상으로 설치해야만 한다. 이 경우, 나머지의 1상의 전류는 설치한 2상의 전류 검출기의 출력에 기초하여 연산에 의해서 구할 수 있다. 또, 인버터(2)의 직류측 전류를 이용하고, 인버터(2)의 출력 전류를 재현하여 취득하도록 할 수도 있다.
인버터(2)에는 제2 제어부(100)에 의해 생성되는 게이트 신호 U, V, W, X, Y, Z가 입력되고, 인버터(2)에 내장되는 스위칭 소자가 PWM 제어된다. 인버터(2)는 전압형 PWM 인버터가 바람직하고, 그 구성은 공지이기 때문에 상세한 설명은 생략한다.
다음으로, 제2 제어부(100)의 구성에 대해서 설명한다. 도 1에 도시된 바와 같이, 제2 제어부(100)에는 도시되지 않은 외부의 제어장치로부터 토크 지령 T*가 입력되는 구성으로 되어 있다. 이 제2 제어부(100)는 입력된 토크 지령 T*에 전동기(6)의 발생 토크 T가 일치하도록 인버터(2)를 제어하는 기능을 가진 구성부이고, 전류 지령 생성부(10), 전압 진폭 지표 연산부(150), 제어 위상각 연산부(40), 전압 지령／PWM 신호 생성부(50), 전류 지령 조정부(80), 인버터 각주파수 연산부(69), 기준 위상각 연산부(95), 및 삼상-dq축 좌표 변환부(90)를 구비하여 구성된다. 또, 전압 진폭 지표 연산부(150)는 d축 전류 제어부(20), q축 비간섭 연산부(21), d축 비간섭 연산부(22), q축 전류 제어부(23), 및 변조율 연산부(30)를 구비하여 구성된다.
기준 위상각 연산부(95)는 회전자 기계각 θm으로부터 기준 위상각 θe를 산출한다. 삼상-dq축 좌표 변환부(90)는 전류 검출기(3, 4, 5)로부터 검출된 삼상 전류 iu, iv, iw와 기준 위상각 θe으로부터 d축 전류 id, q축 전류 iq를 생성한다. 인버터 각주파수 연산부(69)는 기준 위상각 θe로부터 인버터 출력각 주파수 ω를 산출한다. 전류 지령 생성부(10)는 외부에서 입력된 토크 지령 T*와 전류 지령 조정값 dV로부터 d축 전류 지령 id* 및 q축 전류 지령 iq*를 생성한다.
d축 전류 제어부(20)는 d축 전류 지령 id*와 d축 전류 id의 전류 편차 did를 비례 적분 제어하여, d축 전류 오차 pde를 생성한다. q축 비간섭 연산부(21)는 d축 전류 지령 id*와 인버터 출력각 주파수 ω로부터 q축 피드백 전압 vqFF를 연산한다. d축 비간섭 연산부(22)는 q축 전류 지령 iq*와 인버터 출력각 주파수 ω로부터 d축 피드백 전압 vdFF를 연산한다. q축 전류 제어부(23)는 q축 전류 지령 iq*와 q축 전류 iq의 전류 편차 diq를 비례 적분 제어하여, q축 전류 오차 pqe를 생성한다. 그리고 변조율 연산부(30)는 d축 전류 오차 pde와 d축 피드백 전압 vdFF의 합인 d축 전압 지령ｖd*와, q축 전류 오차 pqe와 q축 피드백 전압 vqFF의 합인 q축 전압 지령 vq*와, 기준 위상각 θe와, 콘덴서 전압 EFC로부터 변조율 PMF를 연산한다.
제어 위상각 연산부(40)는 d축 전압 지령ｖd*와, q축 전압 지령 vq*와, 기준 위상각 θe으로부터 제어 위상각 θ를 연산한다. 전류 지령 조정부(80)는 변조율 PMF와 인버터 출력 주파수 FINV로부터 전류 지령 조정값 dV를 생성한다. 전압 지령／PWM 신호 생성부(50)는 변조율 PMF와, 제어 위상각 θ과 인버터 출력 주파수 FINV로부터 인버터(2)로 인가되는 게이트 신호 U, V, W, X, Y, Z를 생성한다.
상기와 같이 구성된 각 구성부의 기능에 의해, 전압 진폭 지표 연산부(150)는 전류 편차 did, q축 피드백 전압 vqFF, d축 피드백 전압 vdFF, 전류 편차 diq, 콘덴서 전압 EFC, 및 기준 위상각 θe를 이용하여 변조율 PMF, d축 전압 지령ｖd*, 및 q축 전압 지령 vq*를 생성함과 아울러 변조율 PMF를 전압 지령／PWM 신호 생성부(50)에 출력하고, d축 전압 지령ｖd* 및 q축 전압 지령 vq*를 제어 위상각 연산부(40)에 출력한다.
상기와 같이 구성된 각 구성부의 기능에 의해, 제2 제어부(100)는 회전자 기계각 θm, 삼상 전류 iu, iv, iw, 토크 지령 T*, 및 콘덴서 전압 EFC 이용하여 게이트 신호 U, V, W, X, Y, Z를 생성하여, 인버터(2)에 출력한다.
다음으로, 상기에 설명한 각 제어 블록의 상세 구성 및 동작에 대해서 설명한다. 우선, 기준 위상각 연산부(95)는 다음 식에 기초하여 회전자 기계각 θm으로부터 전기각인 기준 위상각 θe를 산출한다.
Figure 112011032999918-pct00001
여기서, PP는 전동기(6)의 극대수(number of pole pairs)이다.
삼상-dq축 좌표 변환부(90)는 다음 식에 기초하여 삼상 전류 iu, iv, iw와 기준 위상각 θe로부터 d축 전류 id, q축 전류 iq를 생성한다.
Figure 112011032999918-pct00002
인버터 각주파수 연산부(69)는 다음 식에 기초하여, 기준 위상각 θe를 미분 함으로써 인버터 출력각 주파수 ω를 산출한다.
Figure 112011032999918-pct00003
이때, 인버터 출력각 주파수 ω를 2π로 제산한 인버터 출력 주파수 FINV도 함께 산출된다.
다음으로, 전류 지령 생성부(10)의 상세한 구성 및 동작에 대해서 도 2를 참조하여 설명한다. 도 2는 도 1에 도시된 전류 지령 생성부(10)의 상세한 구성예를 나타내는 도면이다.
전류 지령 생성부(10)는 외부에서 입력된 토크 지령 T*에 기초하여 d축 전류 지령 id* 및 q축 전류 지령 iq*를 생성하는 기능을 가지는 구성부이고, d축 기본 전류 지령 생성부(11), q축 전류 지령 생성부(15), 및 가산기(14)를 구비하여 구성된다. d축 전류 지령 id* 및 q축 전류 지령 iq*를 생성하는 방법으로서는 예를 들면, 특정 전류로 최대의 토크를 발생시키는 최대 토크／전류 제어법 또는 전동기의 효율을 최대로 유지하는 최대 효율 제어법 등을 들 수 있다. 이러한 최적 제어 방법은 전동기의 회전 속도, 출력 토크의 크기 등을 파라미터로 하여 소정의 연산식, 또는 미리 테이블에 기억시켜 얻은 최적의 토크 성분 전류 지령(q축 전류 지령 iq*), 자속 성분 전류 지령(d축 전류 지령 id*)에 전동기(6)의 실전류가 일치하도록 제어를 실행하는 방법이다.
본 실시 형태에 관한 전류 지령 생성부(10)에서는 도 2에 나타내는 바와 같이, 토크 지령 T*가 d축 기본 전류 지령 생성부(11)에 입력되고, 제1 d축 전류 지령인 d축 기본 전류 지령 id1*가 생성된다. 또한, d축 기본 전류 지령 id1*의 생성 방법으로서는 전동기(6)가 소망한 토크를 최소의 전류로 발생할 수 있는 최대 토크 제어법이 알려져 있고, 예를 들면 토크 지령 T*에 기초로 맵을 참조하여 최적인 d축 기본 전류 지령 id1*를 얻거나 연산식에 의해 최적인 d축 기본 전류 지령 id1*를 얻는 방법이 있다. 이 중 어느 하나로 하더라도, d축 기본 전류 지령 생성부(11)에 대해서는 여러 가지의 공지 기술을 이용하여 구성할 수 있기 때문에, 여기서는 더욱 상세한 설명은 생략한다.
d축 기본 전류 지령 생성부(11)에 의해 생성된 d축 기본 전류 지령 id1*은 가산기(14)에 입력되어 전류 지령 조정값 dV와 가산됨으로써, 제2 d축 전류 지령인 d축 전류 지령 id*이 생성된다. 전류 지령 조정값 dV는 주로 음(負) 값을 취하고, d축 기본 전류 지령 id1*을 음 방향으로 보정한다. 보다 상세하게 설명하면, 전류 지령 조정값 dV는 d축 전류 지령 id*를 음 방향으로 크게 하고, 전동기(6)에 내장된 영구자석에 의해 발생하는 자속에 대해서, 이것을 제거할 방향의 자속을 발생시켜 전동기(6)의 쇄교(鎖交) 자속을 약하게 하여 전동기(6)의 전압을 저하시키는 소위 약한 자속 제어(weakening magnetic flux control)를 실행하는 제어 출력으로서 작용한다. 또한, 전류 지령 조정값 dV는 전류 지령 조정부(80)에서 생성되는 제어 출력이고, 전류 지령 조정부(80)의 상세한 구성이 후술된다.
d축 전류 지령 id*는 전류 지령 생성부(10)의 출력으로서 전압 진폭 지표 연산부(150)에 출력되는 한편, q축 전류 지령 생성부(15)에 입력된다. q축 전류 지령 생성부(15)에서는 d축 전류 지령 id*와 토크 지령 T*로부터 제1 q축 전류 지령인 q축 전류 지령 iq*가 생성된다. 또한, q축 전류 지령 iq*의 생성 방법으로서는 d축 기본 전류 지령 id1*와 마찬가지로 맵을 참조함으로써 최적의 q축 전류 지령 iq*를 얻거나, 연산식에 의해 최적인 q축 전류 지령 iq*를 얻는 방법이 있다. 이 중 어느 하나로 하더라도, q축 전류 지령 생성부(15)에 대해서는 여러 가지의 공지 기술을 이용하여 구성할 수 있기 때문에, 여기서 추가 상세한 설명은 생략한다.
다음으로, 전압 진폭 지표 연산부(150)의 동작에 대해서 설명한다. 도 1로 돌아가서, q축 전류 제어부(23)는 (4)식에 기초하여 q축 전류 지령 iq*와 q축 전류 iq의 차이를 비례 적분 증폭한 q축 전류 오차 pqe를 생성한다. 또, d축 전류 제어부(20)는 (5)식에 기초하여 d축 전류 지령 id*와 d축 전류 id의 차이를 비례 적분 증폭한 d축 전류 오차 pde를 생성한다.
Figure 112011032999918-pct00004
위의 식에 있어서, K1, K3는 비례 게인, K2, K4는 적분 게인이다.
또한, pqe, pde는 필요에 따라서 제어에 사용할 지 여부(즉 pqe, pde의 값을 0로 할지 여부)를 선택 가능한 제어계로 할 수도 있다.
d축 비간섭 연산부(22)는 (6)식에 기초하여 d축 피드백 전압 vdFF를 연산한다. q축 비간섭 연산부(21)는 (7)식에 기초하여 q축 피드백 전압 vqFF를 연산한다.
Figure 112011032999918-pct00005
위의 식에 있어서, R1은 전동기(6)의 일차 권선 저항(Ω), Ld는 d축 인덕턴스(H), Lq는 q축 인덕턴스(H), φa는 영구자석 자속(Wb), s는 미분 연산자이다.
변조율 연산부(30)는 d축 전류 오차 pde와 d축 피드백 전압 vdFF의 합인 d축 전압 지령ｖd*와, q축 전류 오차 pqe와 q축 피드백 전압 vqFF의 합인 q축 전압 지령 vq*와, 기준 위상각 θe와, 콘덴서 전압 EFC로부터 다음의 식에 기초하여 전압 진폭 지표인 변조율 PMF를 연산한다.
Figure 112011032999918-pct00006
여기서, 상기 (8)식에서의 VMmax, VM*는 다음 식으로 표현된다.
Figure 112011032999918-pct00007
또한, 변조율 PMF는 인버터 출력 전압 지령 벡터의 크기 VM*를, 인버터가 출력 가능한 최대 전압 VMmax((9)식으로 정의)에 대한 비율로 나타낸 것이다. 예를 들면, PMF=1.0인 경우, 인버터 출력 전압 지령 벡터의 크기 VM*는 인버터가 출력 가능한 최대 전압 VMmax와 동일해진다.
또, (2)식 ~ (10)식으로부터 이해할 수 있는 것처럼, 변조율 PMF는 전류 지령 생성부(10)에 의해 생성되는 d축 전류 지령 id* 및 q축 전류 지령 iq*에 의해 변화하는 성질을 가지고 있다.
제어 위상각 연산부(40)는 d축 전류 오차 pde와 d축 피드백 전압 vdFF의 합인 d축 전압 지령ｖd*와, q축 전류 오차 pqe와 q축 피드백 전압 vqFF의 합인 q축 전압 지령 vq*와, 기준 위상각 θe로부터 다음 식(11)에 기초하여 제어 위상각 θ를 연산한다.
Figure 112011032999918-pct00008
여기서, 상기 (11)식에서의 THV는 다음 식으로 표현된다.
Figure 112011032999918-pct00009
다음으로, 전압 지령／PWM 신호 생성부(50)의 구성 및 동작에 대해서 도 3을 참조하여 설명한다. 도 3은 도 1에 도시된 전압 지령／PWM 신호 생성부(50)의 상세한 구성예를 나타내는 도면이다.
전압 지령／PWM 신호 생성부(50)는 도 3에 도시된 바와 같이, 콘덴서 전압 EFC를 입력으로 하여 맥동 억제 신호 BTPMFCMP를 생성하는 맥동 억제 신호 연산부(71)를 가지고, 변조율 PMF에 맥동 억제 신호 BTPMFCMP를 곱셈하여 전압 지령 진폭 지령 신호인 PMFM를 생성한다. 또한, 맥동 억제 신호 연산부(71)의 구성에 대해서 후술한다.
전압 지령 연산부(55)는 신호 PMFM와 제어 위상각 θ으로부터, 다음 식에 기초하여 삼상 전압 지령인 U상 전압 지령 Vu*, V상 전압 지령 Vv*, 및 W상 전압 지령 Vw*를 생성한다.
Figure 112011032999918-pct00010
전압 지령 연산부(55)에 의해 생성된 U상 전압 지령 Vu*, V상 전압 지령 Vv*, W상 전압 지령 Vw*는 비교기(61 ~ 63)에서 캐리어 신호 CAR와 대소 비교되어, 게이트 신호 U, V, W, 및 반전 회로(64 ~ 66)를 통한 반전 게이트 신호 X, Y, Z가 생성된다.
캐리어 신호 CAR는 펄스 모드 절환부로서 기능하는 펄스 모드 절환 처리부(60)에 의해, 선택 스위치(59)에 의해 선택된 신호 중 하나이고, 비동기 다펄스 캐리어 신호 생성부(57)에 의해 생성되는 비동기 다펄스(일반적으로는 1kHz 전후) 캐리어 신호 A, 동기 3 펄스 캐리어 생성부(58)에 의해 생성되는 동기 3 펄스 캐리어 신호 B, 또는 동기 1 펄스 모드에 의해 선택되는 0값 C 중 어느 하나가 선택 스위치(59)를 통하여 선택된다. 또한, 비동기 다펄스 캐리어 신호 A 및 동기 3 펄스 캐리어 신호 B는 0를 중심으로 하여 -1 ~ 1 까지의 값을 취한다.
펄스 모드 절환 처리부(60)는 변조율 PMF 및 제어 위상각 θ값에 따라 선택 스위치(59)를 절환한다. 구체적으로, 선택 스위치(59)는 변조율 PMF가 낮은 영역(0.785 이하)에서는 비동기 다펄스 모드를 선택하는 비동기 다펄스 캐리어 신호 A측으로 절환되고, 변조율 PMF가 0.785 ~ 1.0 미만에서는 동기 펄스 모드를 선택하는 동기 3 펄스 캐리어 신호 B측으로 절환되고, 변조율 PMF가 대략 1.0에 이르면(정확히 1.0이 아니더라도 0.99 등일 수도 있음) 0값 C측으로 절환된다. 이와 같은 구성에 의해, 변조율 PMF가 약 1.0에 동일해지는 타이밍에서 펄스 모드를 동기 1 펄스 모드로 자동적으로 절환하는 것이 가능해지고, 반대로 변조율 PMF가 약 1.0보다 작아지면, 펄스 모드를 동기 3 펄스 모드로 자동적으로 절환하는 것이 가능해진다. 즉, 인버터(2)의 출력 전압을 최소에서 최대까지, 용이하게 천이시키는 것이 가능해진다.
또한, 펄스 모드의 절환 시에, 펄스 모드 절환 처리부(60)가 참조하는 신호는 후술하는 맥동 억제 신호 BTPMFCMP가 반영되기 전의 신호인 변조율 PMF로 하는 것이 바람직하다. 변조율 PMF를 참조하는 구성으로 함으로써, 펄스 모드 절환 처리부(60)에 의한 펄스 모드 절환 동작이 불안정해지는 것을 회피할 수 있다.
여기서, 동기 3 펄스 모드는 비동기 다펄스 모드에서는 출력하는 것이 불가능한 변조율 PMF가 0.785 이상의 전압을 출력시키는데 필요한 펄스 모드이다. 또한, 비동기 다펄스 모드, 동기 5 펄스 모드, 동기 9 펄스 모드 등에서 과변조하는 방법을 이용하면, 동기 3 펄스 모드에 상당하는 전압의 출력이 가능해진다. 단, 이 방법을 이용한 경우에는 변조율 PMF 및 인버터(2)의 출력 전압이 현저한 비선형이 되므로, 이것을 보정할 필요가 생겨서 구성이 복잡화된다고 하는 단점이 있다.
또한, 상기에서는 비동기 다펄스 캐리어 신호와 동기 3 펄스 캐리어 신호를 절환하는 변조율 PMF의 임계값을 0.785로 하고 있지만, 이외의 임계값을 이용할 수도 있다.
또, 후술하는 것처럼, 상기의 각 전압 지령과 비교하는 캐리어 신호 CAR는 적어도 비동기 다펄스 캐리어 신호, 동기 캐리어 신호를 가지고, 펄스 모드 제어부인 펄스 모드 절환 처리부(60)에 의해 선택된 펄스 모드에 따라 선택 가능하게 구성된다.
또한, 비동기 다펄스 캐리어 신호는 인버터 출력 주파수 FINV와 상관없이 결정된 주파수의 캐리어 신호이고, 그 주파수는 1000Hz 정도이다.
또, 동기 3 펄스 캐리어 신호 등의 동기 캐리어 신호는 인버터 출력 전압을 구성하는 펄스 수와 그 위치가 인버터 출력 전압의 양(正)측 반주기와 음측 반주기에서 동일하게 되도록, 캐리어 신호의 주파수를 인버터 출력 주파수 FINV의 함수로서 결정한 것이다. 본 실시 형태에 대해서는 동기 캐리어 신호로서 동기 3 펄스 캐리어 신호만을 사용한 예로 설명하지만, 이외의 예를 들면 동기 5 펄스 캐리어 신호 등일 수도 있고, 복수의 동기 캐리어 신호를 준비해 두고 필요에 따라서 절환할 수도 있다.
그런데, 비동기 다펄스 모드가 선택된 상태에 있어서, 인버터 출력 주파수 FINV가 비동기 다펄스 캐리어 신호의 주파수에 근접하면, 인버터 출력 전압의 반주기 중에 포함되는 펄스 수가 적어 진다. 또, 비동기 다펄스 캐리어 신호의 주파수는 인버터 출력 주파수 FINV와 상관없이 결정된 값이다. 따라서, 이와 같은 상태에서 전동기(6)를 구동하면, 인버터 출력 전압의 양의 반주기와 음의 반주기에 각각 포함되는 펄스 수나 펄스 위치가 불평형되거나 시간적으로 변동하여, 전동기(6)에 인가되는 전압의 양음 대칭성이 무너져 전동기(6)에 전류 진동이나 토크 맥동이 발생하여 소음이나 진동의 원인이 된다.
한편, 동기 캐리어 신호를 이용하도록 하면, 인버터 출력 전압의 양의 반주기와 음의 반주기에 각각 포함되는 펄스 수나 펄스 위치가 동일해져서, 전동기(6)에 인가되는 전압의 양음 대칭성이 확보되므로, 전동기(6)에 전류 진동이나 토크 맥동이 발생하는 것을 방지할 수 있어 안정하게 구동하는 것이 가능해진다.
또한, 동기 1 펄스 모드에 관해서도, 인버터 출력 전압 반주기 중에 포함되는 펄스 수는 항상 1이고 시간적으로 변함없이 일정하다. 따라서, 인버터 출력 전압의 양의 반주기와 음의 반주기로 펄스 수와 펄스 위치가 동일해져서, 전동기(6)에 인가되는 전압의 양음 대칭성을 확보할 수 있으므로, 전동기(6)에 전류 진동이나 토크 맥동이 발생하는 염려는 생기지 않는다.
또한, 제어 위상각 θ에 의해, 펄스 모드의 절환 타이밍을 미조정하는 구성을 부가할 수도 있고, 펄스 모드 절환시의 전동기 전류의 리플을 억제할 수 있다고 하는 효과를 얻을 수 있다.
다음으로, 맥동 억제 신호 생성부로서 기능하는 맥동 억제 신호 연산부(71)의 구성 및 동작에 대해서 도 4를 참조하여 설명한다. 도 4는 도 3에 도시된 맥동 억제 신호 연산부(71)의 상세한 구성예를 나타내는 도면이다.
맥동 억제 신호 연산부(71)에서는 도 4에 도시된 바와 같이, 콘덴서 전압 EFC가 밴드 패스 필터(이하 「BPF」라고 기재함, 72)에 입력된다. 콘덴서 전압 EFC는 BPF(72)에 의해 필터링되고, 신호 EFCBP1가 생성된다. 또한, BPF(72)는 교류 전원(230)의 전원 주파수의 2f 성분을 효율적으로 추출할 수 있도록 설정되어 있다.
가산기(73)에서는 상기 생성한 신호 EFCBP1와 콘덴서(1)에 대한 전압 지령인 콘덴서 전압 지령 EFC*의 합인 신호 EFCBP2가 생성된다. 또한, 콘덴서 전압 지령 EFC*는 컨버터(220)가 교류 전원(230)의 교류 전압을 직류 전압(=콘덴서 전압 EFC)으로 변환 제어할 때의 콘덴서 전압 EFC의 목표값이고, 통상 1500V ~ 3000V 정도의 값을 취한다.
또한, 콘덴서 전압 지령 EFC* 대신에, 콘덴서 전압 EFC를 LPF(도시하지 않음)를 통해, 교류 성분을 제거하여 직류 성분만으로 된 신호를 생성하고, 이 신호를 가산기(73)에 의해 신호 EFCBP1에 가산하여 신호 EFCBP2를 생성하는 구성으로 할 수도 있다.
콘덴서 전압 지령 EFC* 및 가산기(73)의 출력인 신호 EFCBP2는 제산기(74)에 입력된다. 제산기(74)에서는 콘덴서 전압 지령 EFC*가 신호 EFCBP2로 제산되고, 제산 결과는 맥동 억제 신호 BTPMFCMP로서 출력된다.
또한, 신호 EFCBP2와 마찬가지로, 콘덴서 전압 지령 EFC* 대신에, 콘덴서 전압 EFC를 LPF(도시하지 않음)를 통해, 교류 성분을 제거하여 직류 성분만으로 된 신호를 생성하고, 이 신호를 제산기(74)에 의해 신호 EFCBP2로 제산하여 맥동 억제 신호 BTPMFCMP를 생성하는 구성일 수도 있다.
이와 같이 하여 얻어진 맥동 억제 신호 BTPMFCMP는 콘덴서 전압 EFC의 직류 성분에 대한 전원 2f 성분의 맥동 성분을 포함한 콘덴서 전압 EFCBP2의 비율의 역수를 나타내게 된다.
도 5는 실시 형태 1에서의 맥동 억제 신호 연산부(71)의 내부 상태예를 나타내는 도면이다. 또한, 도 5는 콘덴서 전압 EFC의 중심치가 3000V인 경우를 일례로서 나타내고 있다.
도 5에 도시된 바와 같이, 콘덴서 전압 EFC에는 전원 2f 성분과 아울러 컨버터(220)의 스위칭 동작에 의해 발생하는 전원 2f 성분보다 주파수의 높은 리플 성분이 포함된다(동 도면 상단부의 파형 참조).
신호 EFCBP1는 BPF(72)의 기능에 의해 리플 성분이 제거되어 전원 2f 성분만이 포함된 신호가 된다(동 도면 중상단의 파형 참조).
신호 EFCBP2는 상기 신호 EFCBP1에 콘덴서 전압 지령인 EFC*가 가산된 값이고, 변동분으로서는 전원 2f 성분만이 포함되는 신호이다(동 도면 중하단부의 파형 참조).
그리고 맥동 억제 신호 BTPMFCMP는 콘덴서 전압 EFC의 직류 성분에 대한 전원 2f 성분의 맥동 성분을 포함한 콘덴서 전압 EFCBP2의 비율의 역수를 나타낸다는 것을 알 수 있다(동 도면 중하단부의 파형 참조).
맥동 억제 신호 연산부(71)의 출력인 맥동 억제 신호 BTPMFCMP는 전압 지령／PWM 신호 생성부(50)의 계산기(70)에 입력되어 변조율 PMF와 곱셈된다(도 3 참조). 맥동 억제 신호 BTPMFCMP를 변조율 PMF와 곱셈함으로써, 콘덴서 전압 EFC의 전원 2f 성분에 의한 맥동 성분을 제거하도록 하는 전압 지령 진폭 지령 신호 PMFM를 생성하는 것이 가능해진다.
또, 도 3에 도시된 바와 같이, 전압 지령 진폭 지령 신호 PMFM에 기초하여 인버터(2)에 대한 출력 전압 지령이 생성된다. 이와 같이 하여 전원 2f 성분을 제거하도록 인버터(2)가 출력하는 전압의 펄스폭의 조정이 가능해지고, 인버터 출력 주파수 FINV와 전원 2f 성분의 주파수가 근접하는 영역에 있어서, 교류 전동기가 과전류로 되거나 과대한 토크 맥동이 발생하는 문제를 해소할 수 있다.
다음으로, 전류 지령 조정부(80)의 구성 및 동작에 대해서 도 6을 참조하여 설명한다. 도 6은 도 1에 도시된 전류 지령 조정부(80)의 상세한 구성예를 나타내는 도면이다.
전류 지령 조정부(80)는 도 6에 도시된 바와 같이, 인버터 출력 주파수 FINV에 기초하여 상술된 전류 지령 조정값 dV를 생성하는 기능을 가지는 구성부이고, 변조율 지령 생성부(85), 감산기(84), 리미터(81), 및 증폭기(82, 게인 K로 함)를 구비하여 구성된다.
변조율 지령 생성부(85)는 전압 진폭 목표 지령 생성부로서 동작하고, 인버터 출력 주파수 FINV에 기초하여 전압 진폭 목표 지령인 변조율 지령 PMF*를 생성한다. 감산기(84)는 변조율 지령 PMF*로부터 변조율 PMF를 뺀 값을 출력한다. 리미터(81)는 감산기(84)의 출력을 입력 신호로 하고, 입력 신호의 부호가 양인 경우는 출력을 0로 하고, 입력 신호의 부호가 음인 경우는 입력 신호를 그대로 출력한다. 증폭기(82, 게인 K로 함)는 리미터(81)의 출력 신호를 증폭하고, 증폭한 신호를 전류 지령 조정값 dV로서 출력한다. 또한, 이 전류 지령 조정값 dV는 다음 식으로 표현된다.
Figure 112011032999918-pct00011
여기서, LIM( )는 ( ) 안의 값의 상하한을 각각, 상기한 방법에 따라서 제한하는 함수를 표현하고 있다.
다음으로, 변조율 지령 생성부(85)의 구성 및 동작에 대해서 도 7을 참조하여 설명한다. 도 7은 도 6에 도시된 변조율 지령 생성부(85)를 확대하여 도시한 도면이다.
상술한 것처럼, 변조율 지령 생성부(85)는 입력된 인버터 출력 주파수 FINV에 기초하여 변조율 지령 PMF*를 생성한다. 여기서, 도 7에 도시된 바와 같이, 변조율 지령 PMF*는 인버터 출력 주파수 FINV가 120Hz 전후(120Hz±30Hz)인 영역에서는 예를 들면 0.95로 설정되고, 그 이외의 영역에서는 1.0이 되도록 설정되어 있다.
이와 같이 구성함으로써, 인버터 출력 주파수 FINV가 120Hz전후(120Hz±30Hz)의 영역에 있는 경우에 있어서, 변조율 PMF가 0.95가 되도록 전류 지령 조정값 dV를 생성하여 제어할 수 있다.
또한, 상기에서는 변조율 PMF를 0.95로 설정하는 영역으로서 인버터 출력 주파수 FINV가 120Hz 전후(120Hz±30Hz)라고 설명되었지만, 이는 교류 전원(230)의 주파수가 60Hz인 경우를 일례로 한 경우이다. 120Hz는 60Hz의 2f 성분에 상당하기 때문이다. 한편, 교류 전원(230)의 주파수가 50Hz인 경우, 2f 성분은 100Hz가 되므로, 변조율 PMF를 0.95로 설정하는 영역은 인버터 출력 주파수 FINV가 100Hz전후(100Hz±30Hz)가 된다.
이러한 도 6, 도 7에 기초한 구성에 의해, 변조율 PMF가 소정의 변조율 지령 PMF*를 초과한 시점에서 리미터(81)에의 입력이 0 이하가 되고, 음의 전류 지령 조정값 dV를 발생시킬 수 있으므로, 인버터(2)의 출력 전압을 변조율 지령 PMF*로 설정한 값에 일치시키는 약한 자속 제어를 실행할 수 있다.
즉, 전압 지령이 인버터(2)의 최대 출력 전압에 대해서 여유가 있는 경우는 전류 지령 조정값 dV가 출력되지 않고, 변조율 PMF가 변조율 지령 PMF*를 초과한 시점(전압 지령이 변조율 지령 PMF*로 설정된 최대 전압을 초과한 시점)에서 리미터(81)의 출력에 음의 값이 생기고, 전류 지령 조정값 dV가 출력되기 때문에, 불필요하게 d축 전류 id를 흘리지 않아 전동기(6)의 전류를 최소화할 수 있다.
도 8은 실시 형태 1에 있어서의 인버터 출력 주파수 FINV와, 변조율 PMF, 펄스 모드의 천이, 및 선택 스위치(59, 도 3 참조)의 동작 천이와의 관계를 설명하는 도면이고, 전기차가 정지상태에서 역행 가속하는 경우를 일례로서 나타내고 있다.
도 8에 도시된 바와 같이, 전기차가 저속시, 즉 인버터 출력 주파수 FINV가 낮을 때 변조율 PMF는 작고, 펄스 모드는 비동기 다펄스 모드이고, 선택 스위치(59)는 A를 선택한다. 한편, 전기차의 속도가 증가하고, 변조율 PMF가 0.785 이상으로 되면, 비동기 다펄스 모드에서는 인버터(2)의 출력 전압이 포화되므로, 선택 스위치(59)가 B로 절환되고, 펄스 모드를 동기 3 펄스 모드로 한다. 전기차의 속도가 더욱 증가하여 변조율 PMF가 1.0에 도달하면, 선택 스위치(59)가 C로 절환되어 펄스 모드를 동기 1 펄스 모드로 절환한다.
또한, 전기차가 회생 브레이크를 걸어 감속하는 경우에 대해서는 도시하지 않았지만, 상기와 반대의 순서에 의해 펄스 모드가 동기 1 펄스 모드로부터 동기 3 펄스 모드, 비동기 다펄스 모드로 천이하고, 선택 스위치(59)가 C, B, A의 순서로 절환된다.
다음으로, 본 실시 형태에 관한 전동기 구동용 전력 변환 장치가 가지는 효과에 대해서 상기한 각 구성요소의 제어 동작에 연관시켜 설명한다.
도 9는 본 발명의 실시 형태 1과 종래 예에서의 영구자석 동기 전동기의 일반적인 제어 특성을 나타내는 도면이다. 여기서, 도 9에 도시된 제어 특성은 전기 차용으로 설계한 영구자석 동기 전동기에 관한 것이고, 최대 출력 토크가 1500Nm, 인버터에 대한 입력 전압 EFC가 3000V임을 상정하고 있다. 또한, 이외의 파라미터로 운전되는 영구자석 동기 전동기라도, 유사한 특성을 나타낸다.
도 9에 있어서, 가로축은 d축 전류 id, 세로축은 q축 전류 iq를 표시하고 있다. 도면에서 오른쪽 위부터 왼쪽 아래에 복수 개 존재하는 곡선(실선)은 토크 일정 곡선이고, 도면의 왼쪽단에 기재되어 있는 각각의 토크 T에서의 d축 전류 id와 q축 전류 iq의 관계(전류 벡터의 관계)를 나타내는 곡선이다. 또, 도면에서 왼쪽 위로부터 오른쪽 아래에의 곡선(파선)은 최소 전류 조건을 나타내는 곡선이고, 특정 토크 T를 출력하는 경우에 전동기 전류가 최소가 되는 곡선이다. 다시 말하면, 최소의 전류로 최대의 토크를 발생하는 소위 최대 토크／전류 제어가 가능한 조건을 나타내는 곡선이다.
상기 최소 전류 조건을 나타내는 곡선과 토크 일정 곡선의 교점에 전류 벡터를 제어하면, 당해 토크 T를 최소의 전류로 얻을 수 있다. 이와 같이 제어함으로써, 어느 토크 T를 얻는 경우의 전동기(6)의 동손(copper loss), 인버터 손실을 최소로 할 수 있어, 전동기(6), 인버터(2)를 소형 경량으로 구성할 수 있다고 하는 메리트가 있다. 예를 들면, 1000Nm의 토크 T를 출력하고 싶은 경우, d축 전류 id=－125A 부근, q축 전류 iq=225A 부근(도시 P1점)이 되도록 인버터(2)에서 전류 제어하면, 최소 전류로 1000Nm를 발생할 수 있다.
또, 도면에서, 산형(山狀)으로 그려진 곡선(일점 쇄선)은 유기 전압 일정 곡선인 전압 제한 곡선이며, 특정 인버터 출력 주파수 FINV에 있어서 전동기(6)의 단자 전압이 최대가 되는 d축 전류 id와 q축 전류 iq의 관계(전류 벡터의 관계)를 도시할 곡선이다. 또한, 도면에는 인버터(2)의 입력 전압 EFC를 3000V로 한 조건으로, 인버터 출력 주파수 FINV를 파라미터로 취한 5개의 경우(60Hz, 90Hz, 120Hz, 150Hz, 180Hz)에 있어서의 전압 제한 곡선을 나타내고 있다.
이론적으로 선택 가능한 d축 전류 id와 q축 전류 iq의 조합(전류 벡터)은 이 전압 제한 곡선의 내측(곡선의 아래측)이다. 전압 제한 곡선의 선상에 존재하는 전류 벡터로 전동기(6)를 운전한 경우, 전동기(6)의 선간 전압은 최대(즉, 인버터(2)의 변조율 PMF는 1.0이고, 최대 전압을 출력하고 있는 상태)가 되고, 이때 출력 가능한 토크 T는 전압 제한 곡선과 토크 일정 곡선의 교점에 해당하는 토크 T가 된다.
전압 제한 곡선의 내측(하측)에 존재하는 전류 벡터로 전동기(6)를 운전한 경우, 전동기(6)의 선간 전압은 0 이상에서 최대값 미만의 값(즉, 인버터(2)의 변조율 PMF는 1.0 미만)을 취한다.
또한, 전압 제한 곡선의 외측(곡선의 상측)에 존재하는 전류 벡터는 인버터(2)의 최대 출력 전압을 초과한 영역이 되므로 선택할 수 없다.
도 9에 도시된 5가지 경우의 인버터 출력 주파수 FINV(60Hz, 90Hz, 120Hz, 150Hz, 180Hz)에서의 전압 제한 곡선으로부터 이해할 수 있는 것처럼, 전동기(6)의 속도가 증가하여 인버터 출력 주파수 FINV가 커짐에 따라, 전압 제한 곡선이 도면의 아래 방향으로 이동하고, 선택 가능한 전류 벡터는 제한되고, 출력 가능한 토크 T의 최대값이 작아진다. 또, 인버터 출력 주파수 FINV가 커짐에 따라, 최소 전류 조건을 나타내는 곡선상에서 발생할 수 있는 토크 T도 작아진다.
콘덴서 전압 EFC가 높아지면 동일 인버터 출력 주파수 FINV에서의 전압 제한 곡선은 도면의 윗방향으로 이동하고, 콘덴서 전압 EFC가 낮아지면 동일 인버터 출력 주파수 FINV에서의 전압 제한 곡선은 도면의 아랫방향으로 이동한다.
예를 들면, 인버터 출력 주파수 FINV가 60Hz인 경우, 최대 토크 1500Nm에서 최소 전류 조건을 충족하는 동작점(d축 전류 id=－175A 부근, q축 전류 iq=295A 부근, 도면에서 A점)은 전압 제한 곡선으로부터 충분히 아랫방향으로 떨어진 점이 된다.
한편, 인버터 출력 주파수 FINV가 150Hz인 경우, 발생할 수 있는 최대 토크는 전압 제한 곡선상이 되는 d축 전류 id=－245A 부근, q축 전류 iq=200A 부근의 대략 1200 Nm(도면에서 P2점)이고, 최소 전류 조건에서 발생할 수 있는 최대 토크는 마찬가지로 전압 제한 곡선상의 d축 전류 id=－120A 부근, q축 전류 iq=210A 부근의 930Nm 정도(도면에서 P3점)가 된다. 또한, 930Nm ~ 1200Nm 사이는 최소 전류 조건에서의 운전은 불가능하고, d축 전류 id를 부(負)로 증가시키는 약한 자속 제어를 실행함으로써 운전이 가능한 영역이다.
단, 약한 자속 제어를 깊게 실시하는 만큼(d축 전류 id를 부로 크게 하는 만큼), d축 전류 id와 q축 전류 iq로 이루어진 전류 벡터는 커지고, 전동기(6)의 전류는 증가한다.
즉, 전동기(6)의 동손, 인버터(2)의 손실을 최소로 하기 위해서, 극력, 최소 전류 조건 곡선 상에 전류 벡터(d축 전류 id와 q축 전류 iq의 조합)를 선택하여 전동기(6)에 소망한 토크를 발생시키도록 인버터(2)를 제어하는 것이 바람직하다. 또, 전동기(6)의 회전 속도의 증가에 수반하여 인버터 출력 주파수 FINV가 증가한 경우에 있어서, 전압 제한 곡선의 제약을 받아 최소 전류 조건 곡선 상에서는 소망한 토크를 출력할 수 없는 영역이 되면, d축 전류 id를 음으로 증가시켜 약한 자속 제어를 실행하는 것이 일반적이다.
또한, 상술한 최소 전류 조건 상에서의 제어(최대 토크／전류 제어) 외, 전동기(6)의 철손(iron loss)을 포함한 전동기(6)의 손실이 최소가 되는 최대 효율 곡선(도시하지 않음) 상에서 전류 벡터를 제어하여 전동기(6)를 운전하는 최대 효율 제어를 적용하는 것도 가능하다.
다음으로, 본 발명의 특징적 부분인, 동기 1 펄스 모드로의 절환 제어를 실행하는 영역 주변(즉 변조율 PMF가 1.0에 가까운 값을 취하는 영역), 또는 동기 1 펄스 모드에서의 운전 중에 인버터 출력 주파수 FINV가 전원 2f 성분에 근접한 경우의 동작을 설명한다.
여기서는 우선, 종래 예에서의 제어 동작을 설명함으로써 과제의 상세 부분을 명확화하고, 그 후 본 발명의 실시 형태 1에서의 과제 해결 수단에 대해서 도 14를 참조하여 설명한다. 도 14는 종래 예에서의 동작 상태를 설명하는 도면이고, MPM, 3PM, 1PM은 각각 비동기 다펄스 모드, 동기 3펄스 모드, 동기 1펄스 모드를 나타내고, 전동기(6)가 정지하고 있는 상태에서부터 전동기(6)를 기동하여 역행 가속시킨 경우의 제어예를 나타내고 있다. 또한, 도 14에서 동작점 A, B, C1, D, E는 도 9에 도시된 동작점 A, B, C1, D, E 각각에 대응하고 있다.
도 14에 있어서, 우선 시각 0에서 인버터(2)를 기동하고, 토크 T의 지령을 1500Nm로 하여 전동기(6)에 전압을 인가하여 가속을 개시한다. 이때, 변조율 PMF는 0으로부터 인버터 출력 주파수 FINV에 비례하여 증가해 간다. 여기서, 시각 0으로부터 변조율 PMF가 0.785에 도달할 때까지는 인버터(2)의 펄스 모드는 비동기 다펄스 모드가 선택되고, 토크 T는 1500Nm로 일정하므로, 전동기(6)는 직선 모양으로 가속하고, 인버터 출력 주파수 FINV는 직선 모양으로 증가해 간다.
변조율이 0.785에 도달된 시점에서 펄스 모드를 동기 3 펄스 모드로 절환한다. A점과 B점의 사이에서 변조율 PMF는 최대인 1.0에 도달하므로, 펄스 모드는 동기 3 펄스 모드에서 동기 1 펄스 모드로 절환된다. 또, A점(인버터 출력 주파수 FINV=60Hz)과 B점(인버터 출력 주파수 FINV=90Hz)의 사이에서, 토크 T의 지령을 1500Nm로부터 인버터 출력 주파수 FINV에 반비례하여 감소시키고 있다. 변조율 PMF가 1.0에 도달한 후에는 인버터 출력 주파수 FINV가 증가함에 따라서 생성되는 전류 지령 조정량 dV는 음측으로 커지고, 이로 인해 d축 전류 지령 id*는 음으로 커짐으로써 약한 자속 제어가 행해진다. 이로 인해 변조율 PMF는 변조율 지령 PMF*(=1.0)에 일치하도록, d축 전류 지령 id*가 조정된다.
이상에서 설명한 제어 상태에서의 전류 벡터의 궤적을 도 9에서 설명한다. 도 9에 있어서, 상술된 것처럼, 동작점 A는 전압 제한 곡선의 하측에 위치하여 전압 제한 곡선으로부터 떨어져 있기 때문에, 변조율 PMF는 1.0 미만이고, 인버터(2)의 출력 전압은 출력 가능한 최대 전압보다도 작은 값이 되어 있다.
동작점 B에서는 토크 T의 지령은 1400Nm이고, d축 전류 지령 id*=－170A 정도, q축 전류 지령 iq*=277A 정도의 포인트에서 전류 벡터가 제어되고 있다. 또 이 동작점 B에서는 전류 벡터가 FINV=90Hz에서의 전압 제한 곡선상에서도 유지되고 있고, 변조율 PMF=1.0이 되도록 전류 지령 조정량 dV가 생성되어 제어되고 있다.
동작점 C1에서는 토크 T의 지령은 1200Nm이고, d축 전류 지령 id*=－163A 정도, q축 전류 지령 iq*=243A 정도의 포인트에서 전류 벡터가 제어되고 있다. 또, 이 동작점 C1에서는 전류 벡터가 FINV=120Hz에서의 전압 제한 곡선상에서도 유지되고 있고, 변조율 PMF=1.0이 되도록 전류 지령 조정량 dV가 생성되어 제어되고 있다.
동작점 D에서는 토크 T의 지령은 1100Nm이고, d축 전류 지령 id*=－177A 정도, q축 전류 지령 iq*=220A 정도의 포인트에서 전류 벡터가 제어되고 있다. 또, 이 동작점 D에서는 전류 벡터가 FINV=150Hz에서의 전압 제한 곡선상에서도 유지되고 있고, 변조율 PMF=1.0이 되도록 전류 지령 조정량 dV가 생성되어 제어되고 있다.
동작점 E에서는 토크 T의 지령은 1000Nm이고, d축 전류 지령 id*=－180A 정도, q축 전류 지령 iq*=195A 정도의 포인트에서 전류 벡터가 제어되고 있다. 또, 이 동작점 E에서는 전류 벡터는 FINV=180Hz에서의 전압 제한 곡선상에서도 유지되고 있고, 변조율 PMF=1.0이 되도록 전류 지령 조정량 dV가 생성되어 제어되고 있다.
이와 같은 종래의 제어예에서는 동작점 A→B→C1→D→E로 제어 동작점이 천이해 간다. 또, 변조율 PMF가 1.0에 도달한 후에는 토크 T를 출력하면서 인버터(2)의 출력 전압을 출력 가능한 최대값으로 유지하도록(변조율 PMF=1.0을 유지하도록) 전류 지령 조정량 dV가 생성되고, 전류 지령 조정량 dV를 포함하는 d축 전류 지령 id*에 의해 약한 자속 제어가 행해진다.
상기 제어에 의해 종래의 제어예에서는, 변조율이 1.0에 도달한 후에는 변조율 PMF를 1.0으로 유지하여 교류 전동기에 인가되는 전압을 최대로 유지하기 위해서, 인버터 회로의 스위칭 상태는 동기 1 펄스 모드가 선택되게 된다. 이 동기 1 펄스 모드에서의 동작 영역에서는 전술한 것처럼, 펄스폭의 조정을 할 수 없으므로, 특히 인버터 출력 주파수 FINV가 전원 2f 성분과 근접하는 영역에서 전원 2f 성분을 제거하는 제어를 할 수 없게 되기 때문에, 교류 전동기가 과전류로 되거나 과대한 토크 맥동이 발생한다고 하는 문제점이 발생하게 된다.
다음으로, 상기 과제를 해소하는 실시 형태 1에서의 제어 동작에 대해서 도 10을 참조하여 설명한다. 도 10은 본 발명의 실시 형태 1에서의 제어 상태를 설명하는 도면이고, 전동기(6)가 정지해 있는 상태에서 전동기(6)를 기동하여 역행 가속시킨 경우의 제어예를 나타내고 있다. 또한, 도 10에서 동작점 A, B, C, D, E는 도 9에 도시된 동작점 A, B, C, D, E에 각각 대응하고 있다.
도 10에 있어서, 우선 시각 0에서 인버터(2)를 기동하고, 토크 T의 지령을 1500Nm로서 전동기(6)에 전압을 인가하여 가속을 개시한다. 변조율 PMF는 0으로부터 인버터 출력 주파수 FINV에 비례하여 증가해 간다. 시각 0으로부터 변조율 PMF가 0.785에 도달할 때까지는 인버터(2)의 펄스 모드는 비동기 다펄스 모드가 선택되고, 토크 T가 1500Nm로 일정해지므로, 전동기(6)가 직선 모양으로 가속하여 인버터 출력 주파수 FINV가 직선 모양으로 증가해 간다.
변조율이 0.785에 도달한 시점에 펄스 모드를 동기 3 펄스 모드로 절환한다. A점과 B점의 사이에서 변조율 PMF가 최대인 1.0에 도달하므로, 펄스 모드는 동기 3 펄스 모드로부터 동기 1 펄스 모드로 절환될 수 있다. 또, A점(인버터 출력 주파수 FINV=60Hz)과 B점(인버터 출력 주파수 FINV=90Hz)의 사이에서, 토크 T의 지령을 1500Nm에서부터 인버터 출력 주파수 FINV에 반비례하여 감소시키고 있다. 변조율 PMF가 1.0에 도달한 후에는, 인버터 출력 주파수 FINV가 증가함에 따라서 생성되는 전류 지령 조정량 dV는 음으로 커지고, 이로 인해 d축 전류 지령 id*는 음으로 커짐으로써 약한 자속 제어가 행해진다. 이로 인해, 변조율 PMF는 변조율 지령 PMF*(=1.0)에 일치하도록 d축 전류 지령 id*가 조정된다. 여기까지의 제어 동작은 종래 예와 동등하다.
한편, 동작점 B에서부터 동작점 D의 사이는 인버터 출력 주파수 FINV와 전원 2f 성분이 근접하는 영역이다. 동작점 C는 인버터 출력 주파수 FINV가 120Hz가 되는 동작점이고, 교류 전원(230)의 주파수가 60Hz인 경우의 전원 2f 성분의 주파수와 인버터 출력 주파수 FINV가 정확하게 일치하는 점이다.
이 때문에 본 실시 형태에서는 인버터 출력 주파수 FINV와 전원 2f 성분이 근접 또는 일치하는 범위가 되는 동작점 B에서부터 동작점 D까지의 범위에서, 변조율 지령 PMF*를 1.0에서 0.95까지 감소시킨다. 이 제어에 수반하여, 변조율 PMF와 변조율 지령 PMF*의 편차가 발생하기 때문에, 이 편차에 기초하여 전류 지령 조정량 dV가 생성되고, 전류 지령 조정량 dV에 기초하여 생성된 d축 전류 지령 id*가 음방향으로 커지도록 조작된다. 이로 인해, d축 전류 지령 id*와 q축 전류 지령 iq*는 토크 T의 지령에 따른 일정 토크 곡선 상에 또한 FINV=120Hz 부근에서의 전압 제한 곡선의 내측(하측)에 위치하는 전류 벡터로서 생성된다. 이와 같이 하여 생성된 d축 전류 지령 id*와 q축 전류 지령 iq*에 의해, 전동기(6)에 대한 약한 자속 제어는 보다 깊어지고, 전동기(6)의 유기 전압이 더욱 낮아지므로 변조율 PMF도 저하되어, 변조율 PMF가 변조율 지령 PMF*와 일치하도록 제어된다.
이 영역에 있어서, 본 실시 형태의 전동기 구동용 전력 변환 장치에서는 변조율 PMF를 통상보다도 저하시킴으로써, 펄스 모드를 동기 펄스 모드인 동기 3 펄스 모드로 절환한다. 이 때문에, 맥동 억제 신호 연산부(71)의 출력인 맥동 억제 신호 BTPMFCMP에 의해서 인버터(2)가 출력하는 출력 전압의 펄스폭 조정이 가능해지고, 전원 2f 성분을 제거하는 제어가 가능해진다. 이 제어에 의해, 교류 전동기가 과전류로 되거나 과대한 토크 맥동이 발생한다고 하는 문제점을 해소할 수 있다.
또, 펄스 모드로서 동기 펄스 모드인 동기 3 펄스 모드가 선택되기 때문에, 인버터(2)의 출력 전압의 양의 반주기와 음의 반주기에 각각 포함되는 펄스 수나 펄스 위치가 동일해지고, 전동기(6)에 인가되는 전압의 양음 대칭성이 확보되므로, 전동기(6)에 전류 진동이나 토크 맥동이 발생하는 것을 방지할 수 있음과 아울러 전류 진동이나 토크 맥동에 기인하는 소음이나 진동의 발생을 회피할 수 있어 전동기(6)의 안정 구동이 가능해진다. 또한, 동작점 D 이후에는 상술한 종래 예의 경우와 동등하다.
이와 같이, 본 실시 형태에 의한 제어에서는 동작점 A→B→C→D→E의 순서로 동작점이 천이된다. 또한, 동작점 A, B, C, D, E에서의 토크 T의 지령은 각각 1500Nm, 1400Nm, 1200Nm, 1100Nm, 1000Nm이고, 종래 예의 동작점 A, B, C1, D, E의 경우와 같다. 즉, 본 실시 형태에서는 전원 2f 성분을 제거하는 제어를 실행하고 있는 동안에 있어서, 동작점 C를 포함하고, 토크 T의 출력 특성에는 영향을 주지 않는다.
한편, 종래 예의 동작점 C1과 본 실시 형태의 동작점 C는 소정의 토크 지령값에 따른 동일한 토크 일정 곡선상(1200Nm)에 위치하기 때문에, 전동기(6)가 출력하는 토크는 양자에서 동일해진다. 즉, 본 실시 형태에서는 전동기(6)의 출력 토크를 동일하게 유지하면서 전동기(6)의 유기 전압을 저하시켜 인버터(2)의 출력 전압을 저하시킴으로써, 변조율 PMF를 예를 들면 0.95로 감소시킬 수 있고, 변조율 PMF를 통상보다 저하시키고, 또한 펄스 모드를 동기 펄스 모드인 동기 3 펄스 모드로 절환하므로, 맥동 억제 신호 연산부(71)의 출력에 의해 인버터(2)가 출력하는 전압의 펄스폭을 조정할 수 있고, 전원 2f 성분을 제거하는 제어가 가능해진다. 이것으로부터, 교류 전동기가 과전류로 되거나 과대한 토크 맥동이 발생하는 종래의 문제점이 해소된다.
또, 변조율 PMF가 변조율 지령 PMF*에 일치하도록 하는 전류 지령(d축 전류 지령 id*, q축 전류 지령 iq*)을 생성하는 구성으로 하고 있으므로, 전동기(6)의 출력 토크를 소정값으로 유지하면서 전동기(6)의 유기 전압을 저하시켜 인버터(2)의 출력 전압을 저하시킴으로써, 변조율 PMF를 예를 들면 0.95로 감소시킬 수 있다.
또한, 이상의 설명에서는 전동기(6)를 정지상태에서 역행 가속시키는 경우를 예로서 설명했지만, 고속 회전 중에 전동기(6)를 회생 운전하여 정지시키는 경우 에 대해서도, 본 실시 형태에 도시된 구성을 적용할 수 있다.
실시 형태 2.
실시 형태 1에서는 전동기 구동용 전력 변환 장치에 대한 전류 지령을 조정하기 위한 전류 지령 조정량을 바람직하게 제어하고, 또는 펄스 모드의 절환을 바람직하게 제어함으로써, 인버터(2)가 출력하는 전압의 펄스폭을 조정할 수 있고, 인버터(2)의 출력 전압에 포함되는 전원 2f 성분을 제거하는 제어를 효과적으로 실행할 수 있는 구성에 대해서 개시하였다. 실시 형태 2에서는 이에 더하여 컨버터(220)를 제어하기 위한 컨버터 전압 지령을 매우 적합하게 생성함으로써, 전동기(6)에 흘리는 전류를 효과적으로 작게 할 수 있는 구성에 대해서 개시한다.
도 11은 본 발명의 실시 형태 2에서의 전동기 구동용 전력 변환 장치의 구성예를 나타내는 도면이고, 도 1에 도시된 전동기 구동용 전력 변환 장치의 구성에서 제1 전력 변환부인 컨버터(220)의 좀 더 상세한 구성에 대해서 나타내고 있다. 또한, 도 11의 구성 중에서, 도 1과 동일한 구성부에 대해서는 이미 설명하였으므로, 여기서는 실시 형태 2에 관련하는 구성부를 중심으로 설명한다.
도 11에 도시된 바와 같이, 제1 제어부(200)에는 제2 제어부(100)가 생성한 변조율 PMF, 인버터 출력 주파수 FINV, 전압 검출기(8)가 검출한 콘덴서 전압 EFC, 전류 검출기(214)가 검출한 입력 전류 IS가 입력되는 구성으로 되어 있다. 이 제1 제어부(200)는 컨버터(220)의 출력 전압(직류 전압)을 제어하는 기능을 가진 구성부이고, 직류 전압 지령 생성부(210) 및 직류 전압 제어부(280)를 구비하여 구성된다.
직류 전압 지령 생성부(210)는 콘덴서 전압의 목표값이고, 콘덴서 전압 지령 EFC*이기도 한 직류 전압 지령 EFC*를 생성한다. 전압 제어부(211)는 직류 전압 지령 EFC*와 콘덴서 전압 EFC가 입력되고, 양자의 편차에 기초하여 전류 지령 IS*를 생성 출력한다. 전류 제어부(212)는 전류 지령 IS*와 전류 검출기(214)가 검출한 입력 전류 IS가 입력되고, 양자의 편차에 기초하여 컨버터 전압 지령 VC*를 생성한다. PWM 신호 생성부(213)는 컨버터 전압 지령 VC*가 입력되고, 컨버터(220)의 입력측(교류 전원측)의 전압을 컨버터 전압 지령 VC*와 일치시키는 컨버터(220)의 스위칭 소자(도시하지 않음)에 대한 온 오프 신호(PWM 신호) CG를 생성한다.
상기와 같이 구성된 전압 제어부(211), 전류 제어부(212), 및 PWM 신호 생성부(213)의 기능에 의해, 직류 전압 제어부(280)는 직류 전압 지령 EFC*, 콘덴서 전압 EFC 및 입력 전류 IS를 이용하여, PWM 신호 CG를 생성하고 컨버터(220)에 출력한다.
다음으로, 직류 전압 지령 생성부(210)의 상세한 구성 및 동작에 대해서 도 12를 참조하여 설명한다. 도 12는 도 11에 도시된 실시 형태 2에서의 직류 전압 지령 생성부(210)의 제1 구성예를 나타내는 도면이다.
도 12에 도시된 바와 같이, 제1 구성예인 직류 전압 지령 생성부(210)는 직류 전압 지령 테이블(240)을 구비하고 있다. 직류 전압 지령 테이블(240)은 인버터 출력 주파수 FINV에 기초하여 직류 전압 지령 EFC*를 생성하여 출력한다.
여기서, 인버터 출력 주파수 FINV가 전원 2f 성분의 주파수의 근방에 없는 경우, 직류 전압 지령 테이블(240)은 직류 전압 지령 EFC*로서 통상시의 전압을 출력한다. 한편, 인버터 출력 주파수 FINV가 전원 2f 성분의 주파수의 근방에 있는 경우, 직류 전압 지령 테이블(240)은 직류 전압 지령 EFC*로서 통상시의 전압보다도 높은 전압 지령을 출력한다.
예를 들면 교류 전원 주파수가 60Hz인 경우, 직류 전압 지령 테이블(240)은 인버터 출력 주파수 FINV가 전원 2f 성분의 주파수인 120Hz를 중심으로 하는 90Hz ~ 150Hz 정도의 범위에 없는 경우에는 직류 전압 지령 EFC*로서 예를 들면 3000V를 출력하고, 인버터 출력 주파수 FINV가 90Hz ~ 150Hz 정도의 범위에 있는 경우에는 직류 전압 지령 EFC*로서 통상시보다 5 ~ 10％ 정도 증가시킨, 예를 들면 3300V를 출력한다.
이와 같이 구성함으로써, 인버터 출력 주파수 FINV가 전원 2f 성분의 주파수의 근방 영역인, 예를 들면 90Hz ~ 150Hz의 영역에 있는 경우에 있어서, 콘덴서 전압 EFC를 높게 제어할 수 있어, 그만큼 인버터(2)의 출력 가능한 최대 전압을 높게 하는 것이 가능해진다. 이 제어에 의해, 필요한 약한 자속량을 줄일 수 있다. 그 결과, 전류 지령 조정량 dV도 줄일 수 있어 d축 전류 지령 id*의 크기를 작게 할 수 있다. 따라서, 실시 형태 2에 관한 제1 제어부(200)의 구성을 적용하지 않는 경우와 비교하여, 전동기(6)의 전류를 작게 하는 것이 가능해진다.
또한, 직류 전압 지령 생성부(210)는 도 12의 구성으로 한정되지 않고, 예를 들면 도 13과 같이 구성할 수도 있다. 또한, 도 13은 도 11에 도시된 실시 형태 2에서의 직류 전압 지령 생성부(210)의 제2 구성예를 나타내는 도면이다.
도 13에 나타내는 직류 전압 지령 생성부(210)는 인버터 출력 주파수 FINV 및 변조율(전압 진폭 지표) PMF의 목표값인 변조율 지령 PMF*에 기초하여 직류 전압 지령 EFC*를 생성하는 구성부로서, 변조율 지령 테이블(250), 감산기(251), 리미터(252), 비례 적분기(253), 및 가산기(254)를 구비하여 구성된다.
변조율 지령 테이블(250)은 입력된 인버터 출력 주파수 FINV에 기초하여, 변조율 지령 PMF*를 생성한다. 감산기(251)는 변조율 PMF 및 변조율 지령 PMF*가 입력되고, 변조율 PMF에서 변조율 지령 PMF*를 뺀 편차 신호를 생성하여 리미터(252)에 출력한다. 리미터(252)는 입력 신호의 부호가 양인 경우는 입력 신호를 그대로 출력하고, 입력 신호의 부호가 음인 경우에는 입력 신호의 값에 관계없이 출력을 0으로 한다. 비례 적분기(253)는 리미터(252)의 출력을 비례 적분 연산하여 얻은 값을 출력한다. 가산기(254)는 비례 적분기(253)의 출력과 기본 직류 전압 지령 EFC0*(예를 들면, 3000V)를 가산하여, 가산한 신호를 직류 전압 지령 EFC*로서 출력한다.
예를 들면 교류 전원 주파수가 60Hz인 경우, 변조율 지령 테이블(250)은 인버터 출력 주파수 FINV가 전원 2f 성분의 주파수인 120Hz를 중심으로 하는 90Hz ~ 150Hz 정도의 범위에 없는 경우에는 변조율 지령 PMF*로서 예를 들면 1.0을 출력한다. 한편, 인버터 출력 주파수 FINV가 90Hz ~ 150Hz 정도의 범위에 있는 경우에는 변조율 지령 PMF*로서 예를 들면 0.95를 출력한다.
이와 같이 구성함으로써, 인버터 출력 주파수 FINV가 예를 들면 90Hz ~ 150Hz의 영역에 있는 경우에 있어서, 인버터(2)의 변조율 PMF가 예를 들면 0.95가 되도록 콘덴서 전압 EFC를 높게 할 수 있어, 그만큼 인버터(2)의 출력 가능한 최대 전압을 높게 하는 것이 가능해진다. 이 제어에 의해, 필요한 약한 자속량을 줄일 수 있다. 그 결과, 전류 지령 조정량 dV도 줄일 수 있어 d축 전류 지령 id*의 크기를 작게 할 수 있다. 따라서, 실시 형태 2에 관한 제1 제어부(200)의 구성을 적용하지 않는 경우와 비교하여 전동기(6)의 전류를 작게 하는 것이 가능해진다.
이상에 도시된 실시 형태 1의 구성에 의하면, 인버터 출력 주파수 FINV가 전원 2f 성분의 주파수에 근접하는 영역에서, 전동기(6)의 출력 토크를 소정의 지령값으로 유지하면서 전동기(6)의 유기 전압을 저하시키고, 인버터(2)의 출력 전압을 저하시킴으로써, 변조율 PMF를 예를 들면 0.95로 감소시킬 수 있다. 이로 인해, 펄스 모드를 동기 펄스 모드인 동기 3 펄스 모드로 절환하므로, 맥동 억제 신호 연산부(71)의 출력인 맥동 억제 신호 BTPMFCMP에 의해 인버터(2)가 출력하는 전압의 펄스폭을 조정할 수 있어 전원 2f 성분을 제거하는 제어가 가능해진다. 이로부터, 교류 전동기가 과전류로 되거나 과대한 토크 맥동이 발생하는 문제를 해소할 수 있다.
또, 실시 형태 1의 구성에 의하면, 변조율 PMF가 변조율 지령 PMF*에 일치하도록 전류 지령(d축 전류 지령 id*, q축 전류 지령 iq*)을 생성하는 구성으로 하고 있으므로, 전동기(6)의 출력 토크를 소정의 지령값으로 유지하면서 전동기(6)의 유기 전압을 저하시켜 인버터(2)의 출력 전압을 저하시킴으로써, 변조율 PMF를 예를 들면 0.95로 감소시킬 수 있다.
또, 실시 형태 1의 구성에 의하면, 펄스 모드로서 동기 펄스 모드인 동기 3 펄스 모드가 선택되기 때문에, 인버터(2)의 출력 전압의 양의 반주기와 음의 반주기에 각각 포함되는 펄스 수나 펄스 위치가 동일해져서, 전동기(6)에 인가되는 전압의 양음 대칭성이 확보되므로, 전동기(6)에 전류 진동이나 토크 맥동이 발생하는 것을 방지할 수 있음과 아울러 전류 진동이나 토크 맥동에 기인하는 소음이나 진동의 발생을 회피할 수 있어 전동기(6)의 안정 구동이 가능해진다.
그리고 실시 형태 2의 구성에 의하면, 실시 형태 2를 적용하지 않는 실시 형태 1의 구성과 비교하여, 전동기(6)의 전류를 작게 하는 효과가 크다. 또, 전동기(6)의 전류를 더욱 작게 할 수 있으므로, 인버터(2)나 전동기(6)의 손실을 더욱 저감하는 것이 가능해진다.
또한, 이상의 실시 형태의 설명에서는 영구자석 동기 전동기를 제어하는 전동기 구동용 전력 변환 장치를 대상으로 하여 설명하였지만, 다른 종류의 전동기를 구동 제어하는 전동기 구동용 전력 변환 장치에 상술한 제어 방법을 적용할 수도 있다.
또, 상기 실시 형태에 도시된 구성은 본 발명의 내용의 일례이고, 다른 공지의 기술과 조합하는 것도 가능하고, 본 발명의 요지를 일탈하지 않는 범위에서 일부를 생략하는 등 변경하여 구성하는 것도 가능한 것은 말할 필요도 없다.
그리고 본 명세서에서는 전기차용의 전동기 구동용 전력 변환 장치에 적용을 중심으로 하여 설명하고 있지만, 적용 분야는 이것에 한정되는 않고, 그 외의 산업분야에 응용이 가능한 것도 말할 필요도 없다.
[산업상의 이용 가능성]
이상과 같이, 본 발명에 관한 전동기 구동용 전력 변환 장치는 교류 전동기에서의 과전류나 과대한 토크 맥동의 발생을 억제하면서, 전원 2f 성분의 제거 제어를 가능하게 하는 발명으로서 유용하다.
1: 콘덴서 2: 제2 전력 변환부(인버터)
3, 4, 5: 전류 검출기 6: 전동기
7: 회전 검출기 8: 전압 검출기
10: 전류 지령 생성부 11: d축 기본 전류 지령 생성부
14: 가산기 15: q축 전류 지령 생성부
20: d축 전류 제어부 21: q축 비간섭 연산부
22: d축 비간섭 연산부 23: q축 전류 제어부
30: 변조율 연산부 40: 제어 위상각 연산부
50: 전압 지령／PWM 신호 생성부 55: 전압 지령 연산부
57: 비동기 다펄스 캐리어 신호 생성부
58: 동기 3 펄스 캐리어 생성부 59: 선택 스위치
60: 펄스 모드 전환 처리부 61 ~ 63: 비교기
64 ~ 66: 반전 회로 69: 인버터 각주파수 연산부
70: 계산기 71: 맥동 억제 신호 연산부
72: 밴드 패스 필터(BPF) 73: 가산기
74: 제산기 80: 전류 지령 조정부
81: 리미터 82: 증폭기
84: 감산기 85: 변조율 지령 생성부
90: 삼상-dq축 좌표 변환부 95: 기준 위상각 연산부
100: 제2 제어부 150: 전압 진폭 지표 연산부
200: 제1 제어부 210: 직류 전압 지령 생성부
211: 전압 제어부 212: 전류 제어부
213: PWM 신호 생성부 214: 전류 검출기
220: 제1 전력 변환부(컨버터) 230: 교류 전원
240: 직류 전압 지령 테이블 250: 변조율 지령 테이블
251: 감산기 252: 리미터
253: 비례 적분기 254: 가산기
280: 직류 전압 제어부 300: 전동기 구동용 전력 변환 장치

Claims (17)

  1. 교류 전원에 접속되어 상기 교류 전원으로부터의 교류 전압을 직류 전압으로 변환하는 제1 전력 변환부와, 상기 제1 전력 변환부에 접속되어 직류 전압을 교류 전압으로 변환하여 교류 전동기에 출력하는 제2 전력 변환부와, 상기 제1 전력 변환부를 제어하는 제1 제어부와, 상기 제2 전력 변환부를 제어하는 제2 제어부를 가져서 이루어진 전동기 구동용 전력 변환 장치에 있어서,
    상기 제2 제어부는
    적어도 토크 지령에 기초하여 상기 교류 전동기의 전류 지령을 생성하는 전류 지령 생성부와,
    상기 전류 지령에 기초하여 상기 교류 전동기에 인가해야 할 전압 진폭 지표를 연산하는 전압 진폭 지표 연산부와,
    적어도 상기 전압 진폭 지표와 상기 교류 전동기의 주파수에 기초하여 상기 전류 지령을 조정하기 위한 전류 지령 조정량을 생성하는 전류 지령 조정부와,
    상기 직류 전압에 기초하여 맥동 억제 신호를 생성하는 맥동 억제 신호 생성부를 가지고,
    상기 전류 지령 조정량에 의해 조정된 상기 전류 지령과 상기 맥동 억제 신호를 포함하는 제어 신호에 기초하여, 상기 제2 전력 변환부에 인가될 PWM 신호를 생성하여 출력하는 것을 특징으로 하는 전동기 구동용 전력 변환 장치.
  2. 청구항 1에 있어서, 상기 제2 제어부는 상기 교류 전동기의 주파수가 소정 범위에 존재하는 경우에, 상기 제2 전력 변환부가 출력하는 전압을 상기 직류 전압에 따라 출력 가능한 최대 전압 미만의 소정값으로 제어하는 것을 특징으로 하는 전동기 구동용 전력 변환 장치.
  3. 청구항 2에 있어서, 상기 제2 제어부는 상기 전류 지령 생성부와 상기 전류 지령 조정부에 의해서, 상기 토크 지령에 상기 교류 전동기가 출력하는 토크를 일치시키는 제어가 실행될 때, 상기 토크 지령에 기초한 토크 일정 곡선 상에서 또한 전압 제한 곡선의 내측의 전류 지령을 선택하는 것을 특징으로 하는 전동기 구동용 전력 변환 장치.
  4. 청구항 1에 있어서, 상기 전류 지령 조정부는 상기 교류 전동기의 주파수에 기초하여 상기 전압 진폭 지표의 최대값을 나타내는 전압 진폭 목표 지령을 생성하는 전압 진폭 목표 지령 생성부를 가지고 이루어진 것을 특징으로 하는 전동기 구동용 전력 변환 장치.
  5. 청구항 4에 있어서, 상기 전류 지령 조정부는 상기 전압 진폭 목표 지령과 상기 전압 진폭 지표의 편차에 기초하여 상기 전류 지령 조정량을 생성하는 것을 특징으로 하는 전동기 구동용 전력 변환 장치.
  6. 청구항 4에 있어서, 상기 전압 진폭 목표 지령 생성부는 상기 교류 전동기의 주파수가 소정 범위에 존재하는 경우, 상기 제2 전력 변환부의 출력 전압을 상기 직류 전압에 따라 출력 가능한 최대 전압 미만의 소정값이 되게 하는 상기 전압 진폭 목표 지령을 생성하는 것을 특징으로 하는 전동기 구동용 전력 변환 장치.
  7. 청구항 1에 있어서, 상기 전류 지령 생성부는
    상기 토크 지령으로부터 상기 교류 전동기의 자속 성분 전류인 제1 d축 전류 지령을 생성하고, 상기 전류 지령 조정량에 의해 상기 제1 d축 전류 지령을 조정하여 제2 d축 전류 지령을 생성하고, 상기 토크 지령과 상기 제2 d축 전류 지령에 기초하여 토크 성분 전류인 제1 q축 전류 지령을 생성하고,
    상기 전압 진폭 지표 연산부는
    상기 제2 d축 전류 지령과 상기 제1 q축 전류 지령에 기초하여 상기 전압 진폭 지표를 연산하는 것을 특징으로 하는 전동기 구동용 전력 변환 장치.
  8. 청구항 1에 있어서, 상기 제2 제어부는
    상기 제2 전력 변환부의 펄스 모드를 절환하는 펄스 모드 절환부와,
    적어도 상기 교류 전동기의 주파수와 비동기로 상기 PWM 신호를 생성하는 비동기 펄스 모드와, 상기 교류 전동기의 주파수와 동기하여 상기 PWM 신호를 생성하는 동기 펄스 모드를 포함하는 복수의 펄스 모드 중 하나를, 상기 펄스 모드 절환부의 제어에 의해 선택하는 펄스 모드 선택부를 가지고,
    상기 교류 전동기의 주파수가 상기 교류 전원 주파수의 2배의 주파수를 중심으로 하는 소정 범위에 존재하는 경우, 상기 펄스 모드로서 상기 동기 펄스 모드를 선택하는 것을 특징으로 하는 전동기 구동용 전력 변환 장치.
  9. 청구항 1에 있어서, 상기 제2 제어부는
    상기 제2 전력 변환부의 펄스 모드를 절환하는 펄스 모드 절환부와,
    적어도 상기 교류 전동기의 주파수와 비동기로 상기 PWM 신호를 생성하는 비동기 펄스 모드와, 상기 교류 전동기의 주파수와 동기하여 생성되는 전압 반주기의 펄스 수가 3인 상기 PWM 신호를 생성하는 동기 3 펄스 모드를 포함하는 복수의 펄스 모드 중 하나를, 상기 펄스 모드 절환부의 제어에 의해 선택하는 펄스 모드 선택부를 가지고,
    상기 교류 전동기의 주파수가 상기 교류 전원 주파수의 2배의 주파수를 중심으로 하는 소정 범위에 존재하는 경우에, 상기 펄스 모드로서 상기 동기 3 펄스 모드를 선택하는 것을 특징으로 하는 전동기 구동용 전력 변환 장치.
  10. 청구항 8 또는 청구항 9에 있어서, 상기 펄스 모드 선택부는 적어도 상기 맥동 억제 신호를 포함하지 않는 상기 전압 진폭 지표에 기초하여 상기 펄스 모드를 선택하는 것을 특징으로 하는 전동기 구동용 전력 변환 장치.
  11. 교류 전원에 접속되어 상기 교류 전원으로부터의 교류 전압을 직류 전압으로 변환하는 제1 전력 변환부와, 상기 제1 전력 변환부에 접속되어 직류 전압을 교류 전압으로 변환하여 교류 전동기에 출력하는 제2 전력 변환부와, 상기 제1 전력 변환부를 제어하는 제1 제어부와, 상기 제2 전력 변환부를 제어하는 제2 제어부를 가지고 이루어진 전동기 구동용 전력 변환 장치에 있어서,
    상기 제2 제어부는
    적어도 토크 지령에 기초하여 상기 교류 전동기의 전류 지령을 생성하는 전류 지령 생성부와,
    상기 전류 지령에 기초하여 상기 교류 전동기에 인가해야 할 전압 진폭 지표를 연산하는 전압 진폭 지표 연산부를 구비하여 이루어지고,
    상기 제1 제어부는
    상기 직류 전압의 목표값인 직류 전압 지령을 생성하는 직류 전압 지령 생성부와,
    상기 직류 전압과 상기 직류 전압 지령이 일치하도록 제어 신호를 생성하는 전압 제어부를 구비하여 이루어지고,
    상기 교류 전동기의 주파수가 소정 범위에 존재하는 경우에서의 상기 직류 전압 지령의 값은 상기 교류 전동기의 주파수가 상기 소정 범위로부터 저주파수 측으로 벗어나 있는 경우의 값보다도 커지고, 또한 상기 교류 전동기의 주파수가 상기 소정 범위로부터 고주파수 측으로 벗어나 있는 경우보다도 커지도록 생성되는 것을 특징으로 하는 전동기 구동용 전력 변환 장치.
  12. 청구항 11에 있어서, 상기 직류 전압 지령 생성부는 상기 교류 전동기의 주파수에 기초하여 상기 직류 전압 지령을 생성하는 것을 특징으로 하는 전동기 구동용 전력 변환 장치.
  13. 청구항 11에 있어서, 상기 직류 전압 지령 생성부는 상기 전압 진폭 지표에 기초하여 상기 직류 전압 지령을 생성하는 것을 특징으로 하는 전동기 구동용 전력 변환 장치.
  14. 청구항 11에 있어서, 상기 직류 전압 지령 생성부는 상기 교류 전동기의 주파수와 상기 전압 진폭 지표에 기초하여 상기 직류 전압 지령을 생성하는 것을 특징으로 하는 전동기 구동용 전력 변환 장치.
  15. 청구항 11에 있어서, 상기 직류 전압 지령 생성부는 상기 교류 전동기의 주파수에 기초하여 상기 전압 진폭 지표의 최대값을 나타내는 목표값을 생성하고, 상기 전압 진폭 지표의 최대값을 나타내는 목표값과 상기 전압 진폭 지표에 기초하여 상기 직류 전압 지령을 생성하는 것을 특징으로 하는 전동기 구동용 전력 변환 장치.
  16. 청구항 2, 6, 8, 9 또는 11 중 어느 한 항에 있어서, 상기 소정 범위는 상기 교류 전원 주파수의 2배의 주파수를 중심으로 하는 범위인 것을 특징으로 하는 전동기 구동용 전력 변환 장치.
  17. 청구항 2 또는 청구항 6에 있어서, 상기 소정값은 상기 제2 전력 변환부의 출력 전압이 상기 직류 전압하에서 출력 가능한 최대 전압의 90％이상 100％미만의 값인 것을 특징으로 하는 전동기 구동용 전력 변환 장치.
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