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KR101148405B1 - 개선된 다중 입력 다중 출력 인터리빙 방법 및 인터리버시스템 - Google Patents

개선된 다중 입력 다중 출력 인터리빙 방법 및 인터리버시스템 Download PDF

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KR101148405B1
KR101148405B1 KR1020077001840A KR20077001840A KR101148405B1 KR 101148405 B1 KR101148405 B1 KR 101148405B1 KR 1020077001840 A KR1020077001840 A KR 1020077001840A KR 20077001840 A KR20077001840 A KR 20077001840A KR 101148405 B1 KR101148405 B1 KR 101148405B1
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cbps
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interleaver
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니 리차드 디 제이 반
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콸콤 인코포레이티드
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Abstract

인코딩된 비트들을 복수의 공간 스트림들로 파싱하는 인터리빙 시스템 및 공간 스트림에 대한 비트들을 인터리빙하여, 적어도 제1 공간 스트림이, 제2 공간 스트림에 대해 인터리빙하는 제2 스트림 인터리버와 구별되는 패턴으로 인터리빙하는, 제1 스트림 인터리버를 이용하도록 하는, 복수의 인터리버들을 포함하는 MIMO 송신기.

Description

개선된 다중 입력 다중 출력 인터리빙 방법 및 인터리버 시스템{ADVANCED MIMO INTERLEAVING}
관련 출원들의 상호 참조
본 출원은, 2004년 7월 1일 출원되고 발명의 명칭이 MIMO INTERLEAVING인 미국가출원 제60/585,246호, 2004년 7월 19일 출원되고 발명의 명칭이 ADVANCED MIMO INTERLEAVING인 미국가출원 제60/589,390호 및 2004년 8월 11일 출원되고 발명의 명칭이 ADVANCED MIMO INTERLEAVING인 미국가출원 제60/600,962호를 기초로 우선권 주장을 수반하며, 모든 목적을 위해 본 명세서에서 충분히 설명되는 것처럼, 이들 가출원들은 본원에 참조에 의해 통합되어 있다.
네트워크 노드들 사이에 유선 결합이 필요 없는 데이터 통신을 위해 컴퓨터 및 다른 장치들이 결합될 수 있게 되면서 무선 네트워크의 인기는 점점 높아졌다. 무선 네트워크는 반사나 간섭, 수신기나 송신기의 이동 등의 존재와 같은 바람직하지 않은 조건에서도 동작해야 하기 때문에 무선 채널을 통해 데이터를 정확히 송신하거나 수신하는 데 많은 노력이 필요하다.
무선 네트워크에서 통상적인 노드[표준적으로 "국(station)"이라 불린다]는 수신 체인(receive chain) 및 송신 체인(transmit chain)을 포함한다. 송신 체인 은 통상, 신호가 무선 채널로 송신되게 하는, 몇몇 디지털 프로세싱 및 아날로그 회로(RF, 베이스밴드 등)를 포함한다. 수신 체인은 통상 하나 이상의 안테나, RF 회로 및 다른 아날로그 회로와 전송하는 송신 체인이 그 입력으로 수신하고 무선 네트워크로 송신한 것을 나타내는 데이터 스트림을 출력하기 위한 디지털 프로세싱을 포함한다. 물론, 복원할 수 없는 에러가 있는 경우, 전송하는 송신 체인이 수신한 것과 수신하는 수신 체인이 출력하는 것이 다를 수 있다. 어떤 경우에는 수신기가 전송하는 송신 체인으로부터 신호의 수신을 향상시키기 위해 다중 안테나를 사용한다.
예상되는 조건들 때문에, 수신 체인은 신호가 대부분 정확하게 복구되는 것을 보장하도록 설계된 다양한 구성요소를 포함한다. 신호를 복구하기 위해 몇몇의 기술이 사용된다. 그 중 하나가 오류 정정(error detection)의 사용이다. 오류 정정에 의하면 비트 또는 비트들이 손실되는 경우에 어떤 오류 정정 코딩 방식에 따라서도 손실되지 않은 다른 비트들을 이용해 손실된 것들을 복구할 수 있다. 오류 정정이 모든 에러를 정정할 수 있는 것은 아니므로, 어떤 에러 조건에서는 복구할 수 없는 에러를 유발할 수 있다. 예를 들면, 4개의 정보 비트들이 리드-솔로몬(Reed-Solomon) 오류 정정 인코딩을 이용해 7개의 송신된 비트들로 인코딩될 때, 7개 중 임의의 4개의 송신된 비트들이 복구되면 4개의 정보 비트들이 결정될 수 있다. 그러나 송신된 비트들 중 3개보다 많은 비트들이 손실되는 경우 전체 정보는 복구될 수 없다. 몇 개의 이러한 인코딩이 있는 경우에, 4개의 비트들이 모두 하나의 인코딩에서 손실된 경우에는 정보가 손실되지만, 4개의 비트들이 인코딩마다 2비트씩 손실된 경우에는 정보가 복구될 수 있음을 알아야 한다.
잠재적인 손실을 분산시키는 하나의 방법으로 인터리빙이 있다. 표준 802.11a(standard 802.11a) 송신기가 서브 캐리어들(subcarriers)을 통해 비트들을 인터리빙한다.
인터리빙은 페이딩(fading)이나 다른 채널 상태에서 에러를 복구할 수 있도록 비트들을 분배하는 데 유용하다. 802.11a 인터리버에서, 비트들은 아래 식과 같이 재배열되는데 NBPSC는 서브 캐리어당 코딩된 비트들의 개수이고, NCBPS는 OFDM 심볼당 코딩된 비트들의 개수이고, NDBPS는 OFDM 심볼당 데이터 비트들의 개수이다.
i = (NCBPS/16)(k mod 16) + floor(k/16) k=0, ..., NCBPS-1 (식 1)
j = s floor(i/s) + (i + NCBPS - floor(16*i/NCBPS)) mod s, 여기서 s=max(NBPSC/2, 1) (식 2)
인터리버는 인코더로부터 입력 시퀀스에 있는 코딩된 비트들을 받는데, 코딩된 비트들은 k로 표현되는 인덱스를 가진다(즉, 비트들은 k=0,1,2,... 으로 이르게 됨). 인터리버는 그 코딩된 비트들을 재배열하여 비트들이 그들의 j 인덱스에 의해 순서대로 출력되도록 한다. 주어진 k 값에 대해서 j 값은 식 1~2의 공식에 의해 정해진다. 이 배열을 이용하여, 인접한 비트들은 3개의 서브 캐리어만큼 달라지도록 분리되고, 그 다음 인접한 비트들은 6개의 서브 캐리어만큼 달라지도록 분리된다. 주어진 서브 캐리어 내에 16비트의 차이가 있다[QPSK 또는 더 높은 차수 의 성상도(constellation) 크기의 경우].
그러나 인터리버는 표준 802.11a 인터리버에 비해 개선될 수 있다.
다중 입력 다중 출력(Multiple-Input, Multiple-Output; MIMO) 시스템은, 전송 매체를 통해 다수의 비트들 또는 비트들의 스트림을 수신기로 송신하는 송신기를 적어도 포함한다. 통상적으로, 전송 매체는 무선 라디오 채널이지만 대신 다중 모드 광섬유(multi-mode fiber)와 같은 다른 매체가 이용되기도 한다. MIMO 시스템은 M개의 송신 스트림과 N개의 수신 안테나를 포함하며[공간적으로 분리되거나 편파(polarization)에 의해 분리되거나 그 밖의 방법으로 분리], M과 N은 각각 1보다 큰 정수이다(MIMO 기술이 작용하지만 큰 이익이 없는, M=1 및/또는 N=1 인 퇴보한 경우를 제외한다). 따라서 MIMO 송신기는 그 데이터를 M개의 스트림들로 송신하고 수신기는 그 입력들을 N개의 입력으로 처리하게 된다.
MIMO 송신기는 수신기의 출력에서 수신되어질 비트 스트림들에, 처음으로 순방향 오류 정정(Forward Error Correcting; FEC) 코드를 적용하는 인코더를 포함할 수 있다. FEC 코드는 블록 코드(block code), 콘벌루션 코드(convolution code)나 다른 코드 또는 코드들이 될 수 있다. 코딩된 비트 스트림은 디멀티플렉서에 의해 M개의 송신 스트림들을 통해 분배된다. 여기서 많은 예들이 M=2인 경우를 사용하지만 그 예들이 다른 M값으로도 확장될 수 있음은 물론이다. N의 경우도 마찬가지이고 M과 N은 같은 값일 필요가 없다. 어떤 경우이든 분배되고 코딩된 송신 스트림들은 변조되고 송신된다. 일례로, 송신 스트림을 위한 비트들은 두 비트의 그룹들로 나누어지고, QPSK(Quaternary Phase Shift Keying) 변조를 이용해 캐리어 상 에 변조된다. BPSK(한번에 한 비트 매핑), 16-QAM(4비트 그룹 매핑), 64-QAM(6비트 그룹 매핑) 등과 같이 다소 개선된 변조 기술이 가능하다.
일반적으로 송신 성상도 크기가 c인 경우 MIMO 송신기는 심볼 구간(NCBPS)당 Mㆍ(log2c)개의 코딩된 비트들을 송신한다. 심볼 구간의 송신 심볼들은 M차원의 벡 터 x로 표현될 수 있다. 이 심볼들은 무선 주파수(RF)로 업컨버트되어 송신되고 수신기에서 N개의 안테나에 의해 수신된다. 수신기는 신호를 N개의 다운 컨버터(down-converter)들의 출력에서 기저대역(baseband) 주파수로 변환한다. 그 수신된 심볼들은 N차원의 벡터 y로 표현될 수 있다. 송신기-수신기 시스템의 실시예는 도 1에 나타나 있다.
MIMO 시스템을 위해, 표준 802.11a 인터리버들보다 더 좋은 성능을 가진 인터리버들이 필요할 것이다.
개선된 인터리버는 여기서 설명하는 것과 같이 제공된다. 한 양태에서, 개선된 인터리버에서, 향상된 인터리빙 이득이 제공된다. 개선된 이득은 인접한 비트들 또는 다음 인접한 비트들 또는 그 양쪽 비트들 사이의 거리를 늘려서 얻을 수있다. 인접한 톤(tone)들은 비슷한 페이딩을 보이기 때문에, 더욱 분리되어 있는 톤들 상의 데이터 비트들을 인터리빙하면 더 좋은 성능을 보인다. 더 분리될수록, 오류 정정이 올바른 비트들에 둘러싸여 있는 비트들을 정정하는 것이 더 가능해진다.
일 실시예에서, MIMO 심볼로 인코딩되는 비트들은, 적어도 대다수 인접한 비트쌍들이 상이한 서브 캐리어 및 상이한 공간(적) 스트림들로 매핑(mapping)되도록 된다. 일 구현예로서, 인코더의 출력이, 인코더 출력 스트림을 복수의 공간 스트림들로 파싱(parsing)하는 파서(parser)에 제공되고, 스트림당 인터리버들이 그 파싱된 스트림들을 인터리브하며, 여기에서 각각의 공간 스트림을 위한 인터리버들은 상이한 인터리버 프로세스들을 따른다.
일례로, n비트의 순환(cycling)이 있는 경우, n비트의 모든 그룹들이 상이한 서브 캐리어들 및 상이한 공간 스트림들로 매핑된다.
첨부 도면과 함께 이하의 실시예를 참조하면, 본 발명의 특징 및 이점을 명확히 이해할 수 있을 것이다.
도 1은 본 발명의 양태가 사용될 수 있는 MIMO 시스템의 블록도이다.
도 2는 MIMO 인터리빙 시스템의 일 구현예를 도시한다.
도 3은 도 2에 도시된 장치에서 사용될 수 있는 스트림 인터리버의 실시예를 도시한다.
도 4는 스트림 인터리버의 실시예를 더 상세하게 도시한다.
도 5는 다양한 인터리빙 방식에 대한 신호대 잡음비(SNR) 대 패킷 에러 레이트(PER)에 대한 도면이다.
도 6은 다양한 인터리빙 방식에 대한 SNR 대 PER 의 도면이다.
도 7은 다양한 인터리빙 방식에 대한 SNR 대 PER 의 도면이다.
도 8은 다양한 인터리빙 방식에 대한 SNR 대 PER 의 도면이다.
도 9는 다양한 인터리빙 방식에 대한 SNR 대 PER 의 도면이다.
도 10은 다양한 인터리빙 방식에 대한 SNR 대 PER 의 도면이다.
도 11은 다양한 인터리빙 방식에 대한 SNR 대 PER 의 도면이다.
도 12는 다양한 인터리빙 방식에 대한 SNR 대 PER 의 도면이다.
도 13은 다양한 인터리빙 방식에 대한 SNR 대 PER 의 도면이다.
도 14는 다양한 인터리빙 방식에 대한 SNR 대 PER 의 도면이다.
도 15는 다양한 인터리빙 방식에 대한 SNR 대 PER 의 도면이다.
도 16은 다양한 인터리빙 방식에 대한 SNR 대 PER 의 도면이다.
도 17은 다양한 인터리빙 방식에 대한 SNR 대 PER 의 도면이다.
도 18은 다양한 인터리빙 방식에 대한 SNR 대 PER 의 도면이다.
본 발명의 양태에 따른 송신기의 실시예에서, 인접한 비트들이 서브캐리어와 공간 스트림에 잘 분리되는 MIMO 인터리빙이 사용된다.
일반화된 802.11a MIMO 심볼 인터리빙
본 명세서에서 사용되는 약자들은 다음과 같다.
NDBPS : 모든 TX에서 OFDM/MIMO 심볼당 데이터 비트의 총개수
NCBPS : 모든 TX에서 OFDM/MIMO 심볼당 코딩된 비트의 총개수
NBPSC : 하나의 송신기의 한 서브 캐리어에 대한 코딩된 비트의 개수
NTX : 송신기/공간 스트림 의 개수
IDEPTH : 인터리빙 깊이 (802.11a에 대해서는 IDEPTH = 16)
Dn : 송신기/공간 스트림 (TX)n 에 대한 서브 캐리어들의 시프트(shift)
jn : NCBPS/NTX 비트들의 블록 내의 TXn에 대한 인터리버 인덱스
kn : TXn에 대한 입력 비트 인덱스
kn = NTX k + n n=0, ...,NTX-1
i =((NCBPS/NTX)/IDEPTH)(k mod IDEPTH)+floor(k/IDEPTH) k=0,..., (NCBPS/NTX)-1
j = s floor(i/s) + (i + NCBPS/NTX - floor(IDEPTH*i/(NCBPS/NTX))) mod s
여기서 s=max(NBPSC/2, 1)
jn = (j + NCBPS/NTX - 2s*Dn) mod (NCBPS/NTX)
일반적으로 인코더는 주기당 NDBPS 개의 비트들을 소비하는데, 여기서 주기는 신호를 보내는데 걸리는 시간 간격을 말한다. 위의 용어를 이용하면, NCBPS는 심볼당 코딩된 비트의 전체 개수를 말하며, 따라서 NDBPS/NCBPS는 코드 레이트(code rate)가 된다. 위의 용어를 이용하면 NBPSC는 한 서브 캐리어에 대한 코딩된 비트들의 개수를 말하므로 NCBPS = NBPSC * S * NTX이고, 여기서 S는 각각의 송신기/공간 스트림을 위해 사용되는 서브 캐리어의 개수를 말한다(스트림마다 같은 개수의 서브 캐리어 들과 서브 캐리어당 같은 개수의 코딩된 비트들을 갖는다고 가정하는데, 이는 문제 되지 않음).
표준 802.11a 인터리버에서 :
IDEPTH = 16, NTX=l (식 3)
i = ((NCBPS/16)(k mod 16)+floor(k/16) k=O, ..., NCBPS-l (식 4)
j = s floor(i/s) + (i + NCBPS - floor(16*i/NCBPS)) mod s 여기서 s=max(NBPSC/2, 1) (식 5)
인터리버는 인코더로부터 입력 시퀀스에 있는 코딩된 비트들을 받는데, 코딩된 비트들은 k로 표현되는 인덱스를 가진다(즉, 비트들은 k=0,1,2,... 등으로 이르게 됨). 인터리버는 그 코딩된 비트들을 재배열하여 비트들이 그들의 j 인덱스에 의해 순서대로 출력되도록 한다. 주어진 k 값에 대해서 j 값은 식 3~5의 공식에 의해 정해진다. 이 배열을 이용하여, 인접한 비트들은 3개의 서브 캐리어만큼 달라지도록 분리되고, 그 다음 인접한 비트들은 6개의 서브 캐리어만큼 달라지도록 분리된다. 주어진 서브 캐리어 내에 16비트의 차이가 있다[QPSK 또는 더 높은 차수의 성상도 크기의 경우].
예컨대, jn으로 표시되는, 상이한 공간 스트림들에 대한 별개의 j개의 시퀀스들이 있다. 구체적인 예로, k는 각 공간 스트림 인터리버에 대한 입력 비트 인덱스이고, 각 공간 스트림에 대해 BPSK와 함께 48개의 서브 캐리어들이 이용되고, k= 0,1,...,47 이고, jn이 인터리빙 인덱스인 경우, 입력 비트수 k는 비트수 jn으로 출력된다. 즉, k=0,1,2,... 이 입력이고 jn=0,6,12,...이면, 입력의 비트 0은 출력의 비트 0이 되고, 입력의 비트 1은 출력의 비트 6이 되는 것과 같이 나아간다.
다른 구현
위에서 상술한 방식에서 jn = (j + NCBPS/NTX - 2s*Dn) mod (NCBPS/NTX) 식에서 2s 대신에 NBPSC 를 사용하여 jn = (j + NCBPS/NTX - NBPSC*Dn) mod (NCBPS/NTX) 이 되도록 할 수 있다. QPSK, 16-QAM, 64-QAM에 대해서 2s는 NBPSC와 동일하나, BPSK에 대해서는 차이가 있다. BPSK에 대해서, NBPSC=1이고 2s=2이므로, 이 경우에 두 가지 다른 방법 사이의 차이점을 보면, 첫 번째 방법은 두 번째 방법에 비해 서브 캐리어 시프트 Dn이 효과적으로 두 배가 되도록 한다. 따라서 첫 번째 방법에서 비-BPSK 레이트(non-BPSK rates)에 대한 Dn이 BPSK 레이트에 대한 Dn의 두 배의 값이 되도록 선택되면, 첫 번째 방법은, 첫 번째 방법의 비-BPSK의 Dn 값과 동일한 Dn 값으로, 모든 레이트에서 동일한 Dn 을 사용하는 두 번째 방법과 동등하게 된다.
하드웨어 구현
이제 도면을 참조하면, 도 1은 본 발명의 양태가 사용되는 MIMO 시스템(100)의 블록도이다. 상기 도면에 도시된 대로, 채널을 통해 송신되는 비트들은 FEC 인코더(102)에 제공되는데, 여기서 FEC 인코더(102)는 FEC 코드를 적용하고, 입력을 M개의 송신 스트림으로 분배하는 인터리빙 시스템(104)에 인코딩된 데이터를 제공한다. 각각의 송신 스트림은 변조기(106)에 의해 변조되고 송신 회로(108)에 전달된다. 상기 송신 회로(108)는 안테나(110)를 이용하여 변조된 송신 스트림을 채널(120)로 송신하는데, 채널(120)은 어떤 주파수 대역을 사용한 무선 라디오 공간(wireless radio space), 802.11 송신에 사용되는 것들과 같은 것이다.
일례에서 안테나(110)들은 서로 별개이고 공간적으로 분리되어 있는 안테나들이다. 다른 실시예에서 별개의 신호들이 M보다 작은 개수의 안테나들의 분리되어 있는 상이한 편파들로 결합될 수 있다. 이 예는 공간 회전이나 공간 확산이 행해지는 경우, 복수의 공간 스트림들이 하나의 안테나에 매핑되는 경우이다. 임의의 경우에 있어서, 별개의 공간 스트림은 상이한 방식으로 구성될 수 있음을 알아야 한다. 예컨대, 송신 안테나가 둘 이상의 공간 스트림으로부터 데이터를 전송하거나, 몇 개의 송신 안테나들이 공간 스트림으로부터 데이터를 전송할 수도 있다. 4개의 송신 안테나들과 두 개의 공간 스트림들이 있는 송신기의 경우를 예로 생각해 본다. 이 경우에 각각의 공간 스트림은 두 개의 송신 안테나에 매핑될 수 있어, 두 개의 안테나는 오직 하나의 공간 스트림으로부터 데이터를 전송한다.
수신기(125)는 N개(적절하게는, 분리된 편파들을 센 개수)의 수신 회로(132)들과 연결되어 있는 N개의 안테나(130)들에서 채널(120)로부터 신호를 수신한다. 수신 회로(132)들의 출력은 MIMO 디텍터(134)에 제공된다. MIMO 디텍터(134)는 그 출력을 FEC 디코더(136)에 제공하는데, FEC 디코더(136)는 이어서 복구할 수 없는 에러가 없는 상태에서, FEC 인코더(102)에 입력된 송신된 비트들과 동일한 수신된 비트들을 출력한다. MIMO 디텍터(134)는, 아마 적당한 디인터리버(deinterleaver)
(도시 생략됨)를 가지고 있을 것이다.
본 명세서에 기재되어 있는 다양한 식들에서 사용되는 벡터와 매트릭스가 도 1에 나타난 다양한 구성요소들 아래에 추가되어 있는데, 이는 구성요소들과 본문에서 설명할 식들의 대응을 이해하기 쉽도록 하기 위한 것이다. 예컨대, 변조기(106)의 출력은 벡터 x로 표현되고 채널 효과는 행렬 H로 표현된다. 잡음 기여(noise contribution) 벡터 n과 함께, 수신기는 처리를 위해 y = Hx + n 을 수신하고 그것으로부터 수신기는 가능한 최대로 x가 무엇인지 결정한다.
개선된 인터리버
이제, 개선된 인터리빙을 제공하는 개선된 인터리버가 설명될 것이며, 본 명세서의 검토후 다른 변화들도 이해할 수 있을 것이다. 하나의 개선된 점으로, 적어도 두 공간 스트림들 사이에서 상이한 인터리빙 프로세스를 이용하여 복수의 공간 스트림들에 대한 데이터가 공간 스트림마다 파싱되고 인터리빙된다.
송신기 심볼 인터리빙 #1
이 인터리버에서 두 개의 송신기 예가 설명될 것이다. 이 인터리버에서 제 1 송신기인 TX0(k0=0,2,4,...)에 대해 짝수 비트들이 파싱되고 제2 송신기인 TX1(k1=1,3,5,...)에 대해서는 홀수 비트들이 파싱된다. D0=0, D1=8이다. 개별 802.11a 인터리빙이 각각의 송신기에 대해 행해진다. 그러면 송신기 TX1의 인터리버에 대한 인덱스들은 인접한 비트들 사이의 거리를 최대로 하기 위해서 8개의 서브 캐리어들만큼 시프트된다. 표준 802.11a 인터리버에서, IDEPTH = 16 이다. 이것은 식 6~9에서 수학적으로 나타나 있다.
i = ((NCBPS/2)/16)(k mod 16)+floor(k/16) k=0,...,(NCBPS/2)-1 (식 6)
j = s floor(i/s) + (i + NCBPS/2 - floor(16*i/(NCBPS/2))) mod s 여기서 s=max(NBPSC/2, 1) (식 7) j0 = j (식 8)
j1= (j + NCBPS/NTX - 16s) mod (NCBPS/NTX) (식 9)
이 배열에서는, 송신기 TX0에 대한 비트 인덱스 k0가 2k이고, 송신기 TX1에 대한 비트 인덱스 k1은 2k+1이다. 따라서, 하나의 송신기는 홀수 비트들을 송신하고, 나머지 다른 송신기는 짝수 비트들을 송신한다.
이 배열에서는, 인접한 비트들이 8개의 서브 캐리어만큼 달라지고 상이한 송신기들로 가는 반면에, 그 다음 인접한 비트들은 3개의 서브 캐리어만큼 달라진다. 인접한 서브 캐리어들은 32비트만큼 다르다.
송신기 심볼 인터리빙 #2
이 인터리버에서 두 개의 송신기 예가 설명될 것이다. 이 인터리버에서 짝수 비트들은 제1 송신기인 TX0으로 경로를 정하게 되고 홀수 비트들은 제2 송신기인 TX1로 경로를 정하게 된다. 개별 802.11a 인터리빙이 16개의 행 대신 8개의 행들을 이용하여 각각의 송신기에 대해 행해진다. 그러면 송신기 TX1의 인터리버에 대한 인덱스들은 인접한 비트들 사이의 거리를 최대로 하기 위해서 8개의 서브 캐리어만큼 시프트된다. 이것은 식 10~13에서 수학적으로 나타나 있다.
i = ((NCBPS/2)/8)(k mod 8)+floor(k/8) k=0,...,(NCBPS/2)-1 (식 10)
j = s floor(i/s) + (i + NCBPS/2 - floor(8*i/(NCBPS/2))) mod s 여기서 s=max(NBPSC/2, 1) (식 11) j0 = j (식 12)
j1= (j + NCBPS/NTX - 16s) mod (NCBPS/NTX) (식 13)
이 배열에서는, 송신기 TX0에 대한 비트 인덱스 k0가 2k이고, 송신기 TX1에 대한 비트 인덱스 k1은 2k+1이다. 따라서, 하나의 송신기는 홀수 비트들을 송신하고, 나머지 다른 송신기는 짝수 비트들을 송신한다.
이 배열에서는, 인접한 비트들이 8개의 서브 캐리어만큼 달라지고 상이한 송신기들로 가는 반면에, 그 다음 인접한 비트들은 6개의 서브 캐리어만큼 달라진다. 인접한 서브 캐리어들은 16비트만큼 다르다.
구현예의 상세한 설명
도 2는 MIMO 인터리빙 시스템의 일 구현예를 도시한다. 도시된 바와 같이, 인코더로부터 온 입력 비트 스트림이 파서(200)에 의해 복수의 스트림 인터리버(202)들로 파싱된다. 파서는 공간 스트림들의 수를 제공받고 라운드-로빈(round-robin) 방식에 따라 비트들을 파싱할 수 있다. 더 일반적으로는 다른 파 싱 함수를 이용하여 다른 파싱들이 대신 이용될 수 있다. 위의 예에서 파싱 함수는 kn = NTX*k + n(즉, 공간 스트림당 한 비트씩, 다음 공간 스트림으로 진행하는 라운드 로빈 방식)이나, 더 일반적인 함수 f(k,n)이 대신 사용될 수 있다. 예컨대, 공간 스트림으로 두 비트를 보내면 다음 공간 스트림으로 이동한다.
도 3은 도 2에서 도시된 장치에서 사용될 수 있는 스트림 인터리버(202)의 실시예를 도시한다. 예컨대, 각각의 스트림 인터리버(202)는 동일할 수도 있지만 상이한 시프트 값 Di들을 갖는다. 따라서, 4-송신기 MIMO 시스템은 4개의 동일한 스트림 인터리버들을 사용할 수 있으나, 사용된 서브캐리어들의 상이한 순환 시프트(cyclic shift)를 가질 수 있다. 각각의 스트림 인터리버는 종래의 802.11a 인터리버일 수 있다.
도 4는 스트림 인터리버(300)의 실시예를 더 자세히 도시한다. 본 명세서를 읽은 후에는, 다중 스트림 인터리버들이, 결합 구조체에 결합될 수 있음이 당업자에게 명백할 것이다. 도시된 바와 같이, 입력 비트들은 수신되고 스토리지 로직(storage logic; 302)은 비트 버퍼(bit buffer; 304)에 비트를 위치시킨다. 사용되는 비트 버퍼(304)의 위치들은 카운터(306)에 의해 명령받고 통상적으로 비트들은 비트 버퍼(304)에 순차적으로 저장되나, 그것은 요구되지는 않는다. 출력 로직(output logic; 308)은 비트 버퍼(304)로부터 비트들을 판독하고 그들을 출력한다. 비트들이 판독되는 순서는 인터리버의 구현에 의해서 결정된다.
위 식들에서 보여진 공식들은 각 비트에서 계산될 수 있으나, 모든 인덱스들 을 한번에 계산하고, 이들을, 입력 인덱스들을 출력 인덱스들로 매핑시키는 행렬 또는 단지 출력 시퀀스의 리스트(list)와 같은 데이터 구조체로서 저장하는 것이 종종 더 효율적일 수 있다. 이러한 데이터는, 인터리버 룰(interleaver rules)로부터 행렬 계산기(matrix calculator; 312)를 이용하여 생성될 수 있다.
인터리빙 파라미터 선택
인터리빙 파라미터들을 선택하는 데 다양한 고려를 할 수 있다. 도 5~18은 2x2, 3x3, 4x4의 경우들의 다양한 파라미터들을 이용한 다양한 시뮬레이션 결과를 도시한다. PER 곡선은 48개와 54개의 서브캐리어들의 경우에 대해 비교된다. 54개의 서브캐리어들의 경우 SNR 성능은 동일한 코딩 레이트(coding rate) 및 성상도 크기에 대해서는 거의 동일하다. 108개의 서브캐리어들의 경우 SNR 성능은 여분의 주파수 다이버시티 때문에 54개인 경우와 같거나 더 좋을 것이다. 시뮬레이션은 이상적 훈련, MMSE, 1000B 패킷들을 사용했다. 그 결과로 SNR은, (데이터 톤들의 개수 + 파일럿들의 개수)/3.2μs 와 동일한 신호 대역폭에서 수신기당 평균 SNR 값이다.
도 5는 108 Mbps, 2x2, 100B, 채널 C-NLOS에 대한 다양한 인터리빙 방식에 대한 SNR 대 PER을 나타내는 도면이다. 다른 개수의 송신기나 수신기의 대신 고려될 수 있으나 이 실시예들은 두 개의 송신기와 두 개의 수신기에 대한 것이다. 도 5의 플롯 라인(plot line)들은 다음과 같다.
a = 홀수/짝수 TX 인터리빙, 8행
b = 홀수/짝수 TX 인터리빙, 16행
c = 홀수/짝수 TX 인터리빙, 16행, 시프트=15
도 6은 도 5에서의 플롯 라인들과 함께, 108Mbps, 2x2, 100B, 채널 D-NLOS에 대한 다양한 인터리빙 방식에 대한 SNR 대 PER을 나타내는 도면이다.
도 7은 도 5에서의 플롯 라인들과 함께, 120Mbps, 2x2, 100B, 채널 C-NLOS에대한 다양한 인터리빙 방식에 대한 SNR 대 PER을 나타내는 도면이다.
도 8은 120Mbps, 2x2, 100B, 채널 D-NLOS에 대한 다양한 인터리빙 방식에 대한 SNR 대 PER을 나타내는 도면이다. 도 5의 플롯 라인들은 다음과 같다.
a = 홀수/짝수 TX 인터리빙, 8행
b = 홀수/짝수 TX 인터리빙, 16행
도 9는 도 5에서의 플롯 라인들과 함께, 120Mbps, 2x2, 100B, 채널 E-NLOS에 대한 다양한 인터리빙 방식에 대한 SNR 대 PER을 나타내는 도면이다.
도 10은 2x2, 레이트(rate) 3/4, 64-QAM, 채널 D-NLOS에 대한 다양한 인터리빙 방식에 대한 SNR 대 PER을 나타내는 도면인데, 위쪽 곡선은 108Mbps에서의 48개의 서브캐리어인 경우를 나타내고 아래쪽 곡선은 121.5Mbps에서의 54개의 서브캐리어인 경우를 나타낸다.
도 11은 2x2, 레이트 5/6, 64-QAM, 채널 D-NLOS에 대한 다양한 인터리빙 방식에대한 SNR 대 PER을 나타내는 도면인데, 오른쪽 끝나는 부분이 더 높은 곡선이 120Mbps에서의 48개의 서브캐리어인 경우를 나타내고 오른쪽 끝나는 부분이 더 낮은 곡선이 135Mbps에서의 54개의 서브캐리어인 경우를 나타낸다.
3 TX 인터리빙에 대해서, 주기는 3비트가 되고, 예컨대 k0=0,3,6,..., k1=1,4,7,..., k2=2,5,8,...이 된다. 4 TX 인터리빙에 대해서, 주기는 4비트가 되고 예로 k0=0,4,8,..., k1=1,5,9,..., k2=2,6,10,..., k3=3,7,11,... 이 된다. 3,4개의 송신기들의 경우에 IDEPTH 와 Dn의 값은 D0=0, D1=8, D2=16, D3=24, IDEPTH=8이 된다.
도 12는 3x3, 레이트 1/2, 64-QAM, 채널 D-NLOS에 대한 다양한 인터리빙 방식에대한 SNR 대 PER을 나타내는 도면인데, 오른쪽 끝나는 부분이 더 높은 곡선이 108Mbps에서의 48개의 서브캐리어인 경우를 나타내고 오른쪽 끝나는 부분이 더 낮은 곡선이 121.5Mbps에서의 54개의 서브캐리어인 경우를 나타낸다.
도 13은 4x4, 레이트 3/4, 64-QAM, 채널 D-NLOS에 대한 다양한 인터리빙 방식에대한 SNR 대 PER을 나타내는 도면인데, SNR=33일 때 더 낮은 곡선이 216Mbps에서의 48개의 서브캐리어인 경우를 나타내고 SNR=33일 때 더 높은 곡선이 243Mbps에서의 54개의 서브캐리어인 경우를 나타낸다.
도 14는 40 MHz 모드, 2x2, 레이트 3/4, 64-QAM, 채널 D-NLOS에 대한 다양한 인터리빙 방식에 대한 SNR 대 PER을 나타내는 도면인데, 위에 있는 곡선이 121.5Mbps에서의 54개의 서브캐리어인 경우를 나타내고 아래에 있는 곡선이 243Mbps에서의 108개의 서브캐리어인 경우를 나타낸다.
도 15는 40 MHz 모드, 2x2, 레이트 5/6, 64-QAM, 채널 D-NLOS에 대한 다양한 인터리빙 방식에 대한 SNR 대 PER을 나타내는 도면인데, 위에 있는 곡선이 135Mbps 에서의 54개의 서브캐리어인 경우를 나타내고 아래에 있는 곡선이 270Mbps에서의 108개의 서브캐리어인 경우를 나타낸다.
도 16은 40 MHz 모드, 3x3, 레이트 1/2, 64-QAM, 채널 D-NLOS에 대한 다양한 인터리빙 방식에 대한 SNR 대 PER을 나타내는 도면인데, 위에 있는 곡선이 121.5Mbps에서의 54개의 서브캐리어인 경우를 나타내고 아래에 있는 곡선이 243Mbps에서의 108개의 서브캐리어인 경우를 나타낸다.
도 17은 40 MHz 모드, 4x4, 레이트 3/4, 64-QAM, 채널 D-NLOS에 대한 다양한 인터리빙 방식에 대한 SNR 대 PER을 나타내는 도면인데, 위에 있는 곡선이 243Mbps에서의 54개의 서브캐리어인 경우를 나타내고 아래 있는 곡선이 486Mbps에서의 108개의 서브캐리어인 경우를 나타낸다.
도 18은 1x1 모드, 레이트 3/4, 64-QAM, 채널 D-NLOS에서의 108개의 서브캐리어인 경우에 다양한 인터리빙 방식에 대한 SNR 대 PER을 나타내는 도면이다. 위에 있는 곡선이 IDEPTH=6인 경우를 나타내고, 가운데 있는 곡선이 IDEPTH=18인 경우를 나타내고, 아래 있는 곡선이 IDEPTH=12인 경우를 나타낸다.
54개 또는 108개의 데이터 서브캐리어들을 사용할 때, (NCBPS/NTX)/IDEPTH 가 정수 값을 가져야 하기 때문에 IDEPTH 및 Dn 파라미터들에 대해 상이한 값이 사용되어야 한다. 일례로 54개 및 108개 데이터 서브캐리어와 n개의 공간 스트림들에서,
1개가 넘는 공간 스트림을 갖는 모든 모드에 대해 IDEPTH=6
1개의 공간 스트림을 갖는 108개의 서브캐리어들에 대해 IDEPTH=12
공간 스트림 n에 대해 Dn=5n이 된다.
부 채널(subchannel)들의 개수가 모든 송신기에서 동일하지 않은 경우, 또는 각각의 부 채널에 대해 주기당 소비되는 비트들의 개수가 모든 송신기에서 동일하지 않은 경우에 있어서, 본 명세서의 검토후 당업자에게 상술한 인터리빙에 대해 대응하는 조정은 자명한 사항이다. 따라서 NBPSC는 서브캐리어마다 변할 수 있다.
54개의 서브캐리어들에 대한 새로운 인터리버 파라미터들은 48개의 서브캐리어들의 경우와 거의 동일한 SNR 성능을 주고, 40MHz 모드는 아마도 증가된 주파수 다이버시티 효과 때문에 약 1dB의 성능 개선을 나타낸다.
일반적인 구조는 20MHz, 40MHz 등의 다양한 채널 대역폭과 1TX, 2TX, 3TX, 4TX 등의 공간 스트림들의 변수로 작동하기 위해 확장될 수 있다. 1TX 버전은 802.11a 인터리버에 대응된다(즉, 그것은 이전 표준으로 됨).
일부 시뮬레이션들에서는, 상술한 송신기 인터리빙 #1에 따른 송신기 인터리빙이 더 좋은 성능을 발휘하고, 송신기마다 정확히 표준 802.11a 인터리버가 될 수 있음에 따라, TX0과 TX1 사이에 부가적인 8-서브캐리어 시프트와 함께 용이하게 구현될 수 있다. 이것은 2-송신기 공간 분할 다중화(Spatial Division Multiplexing) 모드 송신기 및 대응하는 수신기를 위한 인터리버로 사용될 수 있다.
본발명이 바람직한 실시예에 대해서 설명되어 있지만 당업자라면 다양한 변 형이 가능한 것을 알 수 있을 것이다. 예컨대, 본 명세서에서 상술되는 프로세스는 하드웨어 구성요소, 소프트웨어 구성요소 및/또는 이들의 조합을 사용하여 구현될 수 있다. 본 발명은 또한, 신호 성상도(signaling constellation), FEC 인코딩 방식 또는 송신 안테나나 수신 안테나의 개수에 대해 국한되어 있지 않다. 여기서 복수의 안테나들이 개개의 안테나들을 포함하고, 꼭 그렇지는 않으나 공간적으로 분리되어 있는 것이 바람직하다. 그러나 하나의 물리적 안테나가 하나보다 많은 송신 스트림을 위해 사용되거나 편파 또는 다른 기술들의 사용을 통해 신호를 수신할 수도 있다.
본 발명이 바람직한 실시예에 대해서만 상술되었지만, 본 발명은 이하의 특허청구범위의 기술적 사상의 범위 내에서 모든 변경이나 균등물을 포함하도록 의도될 수 있을 것이다.

Claims (6)

  1. 삭제
  2. 삭제
  3. 삭제
  4. 삭제
  5. 삭제
  6. 인코딩된 데이터의 MIMO 송신에 사용하기 위한 인터리버 시스템에 있어서,
    송신될 NCBPS 비트들을 포함하는 인코딩된 데이터를 파싱하는 파서로서, 상기 파싱은 복수의 NTX 공간 스트림들 상에서 상기 인코딩된 데이터의 일부분들을 할당하는 것을 포함하는 것인 파서; 및
    복수의 NTX 스트림 인터리버들로서, 상기 스트림 인터리버들 각각은 제 n번째 공간 스트림을 위한 스트림 인터리버가 NCBPS/NTX 비트들의 블록 내의 TXn에 대한 인터리버 인덱스에 의해 표시되는 순서로 비트들을 출력하도록 인터리빙하고, 상기 인터리버 인덱스 Jn = (j + NCBPS/NTX - 2s*Dn) mod (NCBPS/NTX)이고, j = s floor(i/s) + (i + NCBPS/NTX - floor(IDEPTH*i/(NCBPS/NTX))) mod s이고, s = max(NBPSC/2, 1)이고, k=0,...,(NCBPS/NTX)-1에 대해 i =((NCBPS/NTX)/IDEPTH)(k mod IDEPTH) + floor(k/IDEPTH)이고, kn = NTX k + n이며, NBPSC는 하나의 공간 스트림의 하나의 서브 캐리어에 대한 코딩된 비트들의 개수이고, IDEPTH는 인터리빙 깊이인 것인 인터리버들을 포함하는 인터리버 시스템.
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