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KR101002815B1 - 멀티 캐리어 통신 시스템에서의 간섭 잡음 추정 방법 및 수신 처리 방법과 간섭 잡음 추정 장치 및 수신기 - Google Patents

멀티 캐리어 통신 시스템에서의 간섭 잡음 추정 방법 및 수신 처리 방법과 간섭 잡음 추정 장치 및 수신기 Download PDF

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KR101002815B1
KR101002815B1 KR1020097003458A KR20097003458A KR101002815B1 KR 101002815 B1 KR101002815 B1 KR 101002815B1 KR 1020097003458 A KR1020097003458 A KR 1020097003458A KR 20097003458 A KR20097003458 A KR 20097003458A KR 101002815 B1 KR101002815 B1 KR 101002815B1
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다까시 다떼끼
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후지쯔 가부시끼가이샤
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Abstract

주파수 영역 및 시간 영역에서의 채널 변동이 있어도 간섭 잡음 전력을 정밀도 좋게 추정할 수 있게 한다. 그 때문에, 소정의 송신 주파수 대역에서 파일럿 신호가 서로 다른 복수의 주파수에 배치되어 주기적으로 송신되는 멀티 캐리어 통신 시스템에서, 서로 다른 시각에 서로 다른 주파수에서 수신된 파일럿 신호간의 평균값을 구하고(261), 각 평균값의 차분에 기초하여 간섭 잡음을 추정한다(262).
Figure R1020097003458
평균, 차분, 제곱 크기 계산, 주파수, 잡음 추정값, 서브 프레임

Description

멀티 캐리어 통신 시스템에서의 간섭 잡음 추정 방법 및 수신 처리 방법과 간섭 잡음 추정 장치 및 수신기{INTERFERENCE NOISE ESTIMATION METHOD, RECEPTION PROCESSING METHOD, INTERFERENCE NOISE ESTIMATION APPARATUS, AND RECEIVER, IN MULTICARRIER COMMUNICATIONS SYSTEM}
본 발명은, 멀티 캐리어 통신 시스템에서의 간섭 잡음 추정 방법 및 수신 처리 방법과 간섭 잡음 추정 장치 및 수신기에 관한 것으로, 예를 들면 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)에 의한 통신 시의 수신측에서의 간섭 잡음의 추정에 이용하기에 바람직한 기술에 관한 것이다.
(1) OFDM 시스템 및 전송 포맷(파일럿 신호)
OFDM은, 다양한 통신 시스템에 적용되고 있다. 그 일례로서, 후기 비특허 문헌 1에서는, OFDM을 이용한 셀룰러 시스템이 검토되어 있다. 이 비특허 문헌 1의 시스템에서는, 하향 링크에 관하여, 채널 추정 등에 이용되는 송수간에서 기지의 신호인 파일럿 신호(상기 비특허 문헌 1 중에서는 reference symbol(RS)이라고 칭함)를, 예를 들면 도 11에 도시한 바와 같은 시간 및 주파수의 2차원 배치로 송신하는 것이 기술되어 있다(비특허 문헌 1의 섹션 7.1.1.2.2 참조).
즉, 이 도 11에 도시한 예에서는, 1서브 프레임(=0.5㎳=7심볼 시간) 내에서, 제1 파일럿 신호(1st reference symbol) R1이, 서브 프레임 선두의 심볼에 7서브 캐리어 주기로 배치(맵핑)되고, 제2 파일럿 신호(2nd reference symbol) R2가, 서브 프레임의 제5 심볼에 7서브 캐리어 주기로 배치(단, 제1 파일럿 신호 R1과는 다른 서브 캐리어에 배치)되어 있다. 또한, 그 밖의 심볼에는 각종 데이터(D)가 배치된다.
(2) 간섭 잡음 전력의 추정
후기 비특허 문헌 2의 수학식 13(p1560 참조)에, 간섭 잡음 전력을 추정하는 식이 나타내어져 있다. 이 방법은, 동일 심볼 시간(동일 수신 시각)의 주파수 영역에서의 각 파일럿 신호의 위치에서의 채널 추정값을 이용하는 방법으로, 어떤 위치에서의 채널 추정값 A와, 그에 대해 주파수 방향에서 양옆에 위치하는 파일럿 신호의 채널 추정값의 평균값 B를 계산하고, 그들의 차분(A-B)의 평균 전력에 기초하여 간섭 잡음 전력을 추정하는 방법이다.
(3) 간섭 잡음 전력 추정값의 이용
여기서, 간섭 잡음 전력 추정값은, 수신기에서 다양한 목적으로 이용된다.
예를 들면, 후기 비특허 문헌 2에는, 간섭 잡음 전력 추정값을 이용한 수신 처리의 일례가 나타내어져 있고, MIMO 복조 처리의 일부에 간섭 잡음 전력 추정값을 이용하는 것이 기술되어 있다.
또한, 후기 특허 문헌 1의 단락 0058에는, 복수 브랜치의 최대비 합성 계수로서, 페이딩 계수/잡음 전력이 공지인 것이 개시되어 있고, 잡음 전력 추정값을 수신 처리에 이용하는 것이 기술되어 있다.
이와 같이, 다양한 통신 시스템이나 수신기에서 간섭 잡음 전력이 이용되고 있고, 그 때문에 간섭 잡음 전력을 정밀도 좋게 추정하는 것은 매우 중요하며, 올바르게 추정할 수 없는 경우에는, 수신기의 수신(복조 처리) 성능 열화로 이어진다.
특허 문헌 1 : 일본 특허 공개 평7-202758호 공보
비특허 문헌 1 : 3GPP TR25.814 V1.5.0(2006.5)
비특허 문헌 2 : H.Kawai et, al., "Independent Adaptive Control of Surviving Symbol Replica Candidates at Each Stage Based on Minimum Branch Metric in QRM-MLD for OFCDM MIMO multiplexing", IEEE VTC 2004-Fall. Vol.3, P1558-1564
[발명의 개시]
[발명이 해결하고자 하는 과제]
전술한 비특허 문헌 2의 기술에 따르면, 지연 분산이 작은 경우에는, 간섭 잡음 전력을 정밀도 좋게 추정 가능하지만, 지연 분산이 커지면, 주파수 선택성 페이딩에 의한 주파수 영역에서의 채널 변동의 일부가 잡음으로서 계산되게 됨으로써, 높은 SNR(Signal to Noise Ratio) 영역에서 올바른 추정값을 산출할 수 없게 된다(포화하게 된다)고 하는 과제가 있다.
또한, 비특허 문헌 2의 기술을 시간 영역에 대해서 적용하여 계산하는, 즉 일정 시각에서의 기준 파일럿 신호의 채널 추정값과, 그에 대해 시간 방향에서 양 옆에 위치하는 파일럿 신호의 채널 추정값의 평균값을 각각 계산하고, 그들 차분의 평균 전력을 구함으로써, 간섭 잡음 전력을 추정하는 것도 생각되지만, 시간 선택성 페이딩에 의한 시간 영역에서의 채널 변동 등이 존재하는 경우에, 마찬가지의 과제가 있다.
따라서, 고속의 전송 속도에서의 통신을 행하는 경우 등, 매우 높은 SNR 영역에서의 정확한 간섭 잡음 전력의 추정이 구해지는 경우에, 수신 성능이 열화되어 있었다.
본 발명은, 이와 같은 과제를 감안하여 창안된 것으로서, 주파수 영역 및 시간 영역에서의 채널 변동이 있어도 간섭 잡음을 정밀도 좋게 추정할 수 있게 하는 것을 목적으로 한다.
[과제를 해결하기 위한 수단]
상기의 과제를 해결하기 위해, 본 발명에서는, 하기의 멀티 캐리어 통신 시스템에서의 간섭 잡음 추정 방법 및 수신 처리 방법과 간섭 잡음 추정 장치 및 수신기를 이용하는 것을 특징으로 한다. 즉,
(1) 본 발명의 멀티 캐리어 통신 시스템에서의 간섭 잡음 추정 방법은, 소정의 송신 주파수 대역에서 파일럿 신호가 서로 다른 복수의 주파수에 배치되어 주기적으로 송신되는 시스템에서, 서로 다른 시각에 서로 다른 주파수에서 수신된 파일럿 신호간의 평균값을 구하는 파일럿 평균화 과정과, 상기 파일럿 평균화 과정에 의해 얻어진 각 평균값의 차분에 기초하여 간섭 잡음을 추정하는 간섭 잡음 추정 과정을 갖는 것을 특징으로 하고 있다.
(2) 여기서, 상기 파일럿 평균화 과정에서는, 시간 및 주파수의 2차원 영역에서, 4개의 파일럿 신호의 배치 위치가 이루는 사각형의 2개의 대각선의 양단에 위치하는 파일럿 신호간의 평균값을 계산하는 것이 바람직하다.
(3) 또한, 본 발명의 멀티 캐리어 통신 시스템에서의 수신 처리 방법은, 소정의 송신 주파수 대역에서 파일럿 신호가 서로 다른 복수의 주파수에 배치되어 주기적으로 송신되는 시스템에서, 서로 다른 시각에 서로 다른 주파수에서 수신된 파일럿 신호간의 평균값을 구하는 파일럿 평균화 과정과, 상기 파일럿 평균화 과정에 의해 얻어진 각 평균값의 차분에 기초하여 간섭 잡음을 추정하는 간섭 잡음 추정 과정과, 상기 간섭 잡음 추정 과정에 의한 추정 결과에 기초하여 멀티 캐리어 복조 처리를 행하는 복조 처리 과정을 갖는 것을 특징으로 하고 있다.
(4) 또한, 본 발명의 멀티 캐리어 통신 시스템에서의 간섭 잡음 추정 장치는, 소정의 송신 주파수 대역에서 파일럿 신호가 서로 다른 복수의 주파수에 배치되어 주기적으로 송신되는 멀티 캐리어 통신 시스템에서의 간섭 잡음 추정 장치로서, 서로 다른 시각에 서로 다른 주파수에서 수신된 파일럿 신호간의 평균값을 구하는 파일럿 평균화 수단과, 상기 파일럿 평균화 수단에 의해 얻어진 각 평균값의 차분에 기초하여 간섭 잡음을 추정하는 간섭 잡음 추정 수단을 구비한 것을 특징으로 하고 있다.
(5) 또한, 본 발명의 멀티 캐리어 통신 시스템에서의 수신기는, 소정의 송신 주파수 대역에서 파일럿 신호가 서로 다른 복수의 주파수에 배치되어 주기적으로 송신되는 멀티 캐리어 통신 시스템에서의 수신기로서, 서로 다른 시각에 서로 다른 주파수에서 수신된 파일럿 신호간의 평균값을 구하는 파일럿 평균화 수단과, 상기 파일럿 평균화 수단에 의해 얻어진 각 평균값의 차분에 기초하여 간섭 잡음을 추정하는 간섭 잡음 추정 수단을 갖는 간섭 잡음 추정 장치와, 상기 간섭 잡음 추정 장치에 의한 추정 결과에 기초하여 멀티 캐리어 복조 처리를 행하는 복조 처리 수단을 구비한 것을 특징으로 하고 있다.
[발명의 효과]
상기 본 발명에 따르면, 적어도 다음과 같은 효과 내지 이점이 얻어진다.
즉, 주파수 방향 혹은 시간 방향의 채널 변동이 커도, 서로 다른 시각에 서로 다른 주파수에서 수신된 파일럿 신호간의 평균을 구함으로써, 채널 변동에 의한 평균값의 변동이 흡수되기 때문에, 주파수 방향 혹은 시간 방향의 채널 변동이 간섭 잡음의 추정 계산에 영향을 주는 것을 억제할 수 있어, 정밀도 좋게 간섭 잡음을 추정할 수 있고, 결과적으로 수신 성능(복조 능력)의 향상을 도모할 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시 형태에 따른 OFDM 전송 프레임 포맷의 일례를 나타내는 도면.
도 2는 도 1에 도시한 프레임 포맷에서의 파일럿 신호의 배치예를 나타내는 도면.
도 3은 본 실시 형태에 따른 OFDM 송신기의 주요부 구성예를 나타내는 블록도.
도 4는 본 실시 형태에 따른 OFDM 수신기의 주요부 구성예를 나타내는 블록 도.
도 5는 종래의 간섭 잡음 추정 방법에 의한 추정(계산) 수순을 나타내는 개념도.
도 6은 본 실시 형태의 간섭 잡음 추정 방법에 의한 추정(계산) 수순을 나타내는 개념도.
도 7A는 본 실시 형태의 간섭 잡음 추정 방법에서 계산 대상으로 하는 파일럿 신호 위치를 나타내는 개념도이며, 도 7B는 종래 방법에서 계산 대상으로 하는 파일럿 신호 위치를 나타내는 개념도.
도 8은 주파수 방향으로 큰 채널 변동이 있는 경우의 도 5 및 도 7B에 도시한 종래 방법에 의한 추정을 설명하는 개념도.
도 9는 도 8과 동일한 채널 변동이 있는 경우의 도 6 및 도 7A에 도시한 본 실시 형태의 추정 방법에 의한 추정을 설명하는 개념도.
도 10은 본 실시 형태의 추정 방법에 의한 효과를 종래 방법과 비교하여 설명하기 위해 수신 안테나 1개당의 SNR 대 SIR 추정값 평균값 특성을 나타내는 도면.
도 11은 OFDM에서의 하향 링크의 전송 프레임 포맷의 일례를 나타내는 도면.
도 12는 본 실시 형태의 제2 변형예에 따른 추정 방법을 설명하기 위해 도 2에 상당하는 파일럿 신호의 배치예를 나타내는 도면.
도 13은 본 실시 형태의 제3 변형예에 따른 추정 방법을 설명하기 위해 도 2에 상당하는 파일럿 신호의 배치예를 나타내는 도면.
도 14는 본 실시 형태의 제3 변형예에 따른 추정 방법을 설명하기 위해 도 6에 상당하는 추정(계산) 수순을 나타내는 개념도.
도 15는 본 실시 형태의 제4 변형예에 따른 추정 방법을 설명하기 위한 프레임 포맷의 일례를 나타내는 도면.
도 16은 본 실시 형태의 제4 변형예에 따른 OFDM 수신기의 주요부 구성예를 나타내는 블록도.
<부호의 설명>
11 : 서브 캐리어 맵핑부
12 : IFFT
13 : DA 변환기
14 : 업 컨버전부
15 : 송신 안테나
21 : 수신 안테나
22 : 다운 컨버전부
23 : AD 변환기
24 : FFT
25 : 채널 추정부(파일럿 추출부)
26 : 간섭 잡음 전력 추정부
261(261a, 261b) : 파일럿 평균화 수단(과정)
262 : 간섭 잡음 추정 수단(과정)
263 : 차분 검출 수단(과정)
264 : 제곱 크기 계산 수단(과정)
265 : 평균화 수단(과정)
27 : 복조 처리부
28 : 추정 제어부(판정 수단, 제어 수단)
[발명을 실시하기 위한 최량의 형태]
이하, 도면을 참조하여, 본 발명의 실시 형태에 대해서 설명한다. 단, 본 발명은, 이하에 설명하는 실시 형태에 한정되지 않고, 본 발명의 취지를 일탈하지 않는 범위에서 다양하게 변형하여 실시할 수 있는 것은 물론이다.
[A] 일 실시 형태의 설명
(A1) OFDM 포맷의 설명
본 실시 형태에서는, OFDM 방식을 채용한 시스템을 전제로 한다.
즉, OFDM 송신기는, 예를 들면 도 1에 도시한 바와 같이, 심볼 시간마다 N개(N은 2 이상의 정수이며, 예를 들면 N=512 등)의 입력 신호를 각 N개의 서브 캐리어(주파수)에서 송신하는 것을 전제로 한다. 즉, N개의 서브 캐리어×시간의 주파수 리소스가 존재한다. 그리고, 이 도 1에 도시한 주파수×시간의 리소스에서의 각각의 칸(심볼)에는, 서로 다른 송신 데이터를 배치(맵핑)하는 것이 가능하다. 또한, 본 예에서는, 상기 비특허 문헌 1의 기술에 따라서, 7심볼 시간(0.5㎳)×N개의 서브 캐리어로 1서브 프레임을 구성하는 것으로 한다.
또한, 파일럿 신호의 배치로서, 도 2에 도시한 배치를 예로서 이용한다. 즉, 서브 프레임의 선두 심볼에서, M(=6)서브 캐리어 간격(주기)으로 파일럿 신호를 배치한다. 파일럿 신호는, 송수간에서 어떠한 기지의 신호 패턴이며, 이하의 설명에서, 서브 프레임 #n(n=0∼N-1), 서브 캐리어 #k(k=0∼N-1)의 위치에 배치된 송신 파일럿 신호 패턴을 x(n, k)로 표기하는 것으로 한다. 또한, 파일럿 신호가 배치(맵핑)된 서브 캐리어(주파수)를 파일럿 채널이라고 부르고, 그 채널 추정값을 파일럿 채널값 혹은 간단히 채널값이라고 부르는 경우가 있다.
그리고, 이 도 2에 도시한 바와 같이, 상기의 파일럿 신호가 서브 프레임 주기로 반복하여 동일한 서브 캐리어에 배치되어 OFDM 송신기로부터 송신되는 것으로 한다. 또한, 이하에서는, 설명의 간략화를 위해, 파일럿 신호는, 모두 1+0j로서 송신되는 것으로 한다.
(A2) OFDM 송신기의 설명
상기의 서브 프레임 구성에서, 각 심볼에서 각 서브 캐리어에 각 신호를 맵핑하여 송신하는 OFDM 송신기의 구성예를 도 3에 나타낸다. 이 도 3에 나타낸 바와 같이, OFDM 송신기(이하, 간단히 「송신기」라고 함)는, 그 주요부에 주목하면, 예를 들면 서브 캐리어 맵핑부(11), IFFT(Inverse Fast Fourier Transformer)(12), DA(Digital to Analog) 변환기(13), 업 컨버전부(14) 및 송신 안테나(15)를 구비하여 구성되어 있다.
여기서, 서브 캐리어 맵핑부(11)는 파일럿 신호 및 그 밖의 데이터 신호를 입력 신호로서 받아, 도 1 및 도 2에 의해 전술한 시간×주파수의 2차원의 심볼 배치로 되도록, 심볼 시간마다 N개의 입력 신호를 N개의 서브 캐리어에 맵핑하는 것 이다.
IFFT(12)는, 서브 캐리어 맵핑부(11)에 의해 서브 캐리어 맵핑된 주파수 영역의 신호를 IFFT 처리함으로써 시간 영역의 신호로 변환하는 것이며, DA 변환기(13)는, 상기 시간 영역의 신호를 아날로그 신호로 변환하는 것이며, 업 컨버전부(14)는, 이 DA 변환기(13)로부터의 아날로그 신호를 송신 무선 주파수(RF)의 신호로 주파수 변환(업 컨버트)하는 것이며, 송신 안테나(15)는, 상기 송신 RF 신호를 수신기를 향하여 공간에 방사하는 것이다.
이러한 구성에 의해, 본 예의 송신기에서는, 송신할 파일럿 신호 및 그 밖의 데이터 신호가, 서브 캐리어 맵핑부(11)에서, 도 1 및 도 2에 도시한 2차원 심볼 배치로 되도록, 심볼 시간마다 N개의 서브 캐리어에 맵핑되고, IFFT(12)에서, IFFT 처리되어 시간 영역의 신호로 변환되고, DA 변환기(13)에서, 아날로그 신호로 변환된 후, 업 컨버전부(14)에 의해, 송신 RF 신호로 업 컨버트되어, 송신 안테나(15)로부터 수신기를 향하여 송신된다.
(A3) OFDM 수신기의 설명
다음으로, 전술한 송신기로부터 송신된 RF 신호를 수신하는 OFDM 수신기의 구성예를 도 4에 나타낸다. 이 도 4에 나타낸 바와 같이, 본 실시 형태의 OFDM 수신기(이하, 간단히 「수신기」라고 함)는, 그 주요부에 주목하면, 예를 들면 수신 안테나(21), 다운 컨버전부(22), AD(Analog to Digital) 변환기(23), FFT(24), 파일럿 추출부(25), 간섭 잡음 전력 추정부(26) 및 복조 처리부(27)를 구비하여 구성되어 있다. 단, 이 도 4에서는, 수신 안테나(21), 다운 컨버전부(22), AD 변환 기(23), FFT(24), 파일럿 추출부(25) 및 간섭 잡음 전력 추정부(26)를 각각 복수(2계통) 구비한 수신 다이버시티(혹은 MIMO 수신) 구성을 나타내고 있다.
여기서, 수신 안테나(21)는, 상기 송신기로부터 송신된 RF 신호를 수신하는 것이며, 다운 컨버전부(22)는, 이 수신 안테나(21)에서 수신된 RF 신호를 베이스 밴드 주파수로까지 주파수 변환(다운 컨버트)하는 것이며, AD 변환기(23)는, 이 다운 컨버전부(22)에 의해 얻어진 수신 베이스 밴드 신호를 디지털 신호로 변환하는 것이다.
FFT(24)는, AD 변환기(23)로부터의 디지털 신호를, 각 심볼 타이밍에서 N샘플마다 FFT 처리함으로써, 시간 영역의 신호로부터 주파수 영역의 신호로 변환하여 N개의 서브 캐리어 신호를 추출하는 것이며, 채널 추정부(파일럿 추출부)(25)는, 예를 들면 수신 파일럿 신호와 파일럿 신호의 레플리카와의 상관 연산에 의해, 상기 N개의 서브 캐리어 신호로부터, 이미 설명한 바와 같이 주파수×시간 영역에 배치된 파일럿 신호를 추출하여 전파로 왜곡을 추정하고(즉, 채널 추정값을 구하고), 송신기에서 이용한 파일럿 패턴을 캔슬하는 것이다.
간섭 잡음 전력 추정부(26)는, 상기 파일럿 추출부(25)에 의해 추출된 파일럿 신호에 기초하여 간섭 잡음(전력)을 추정하는 것으로, 본 예에서는, 도 6 및 도 7A에 의해 후술하는 바와 같이, 주파수축 상에서 인접하는 2개의 파일럿 및 시간축 상에서 인접하는 2개의 파일럿의 합계 4개의 파일럿 신호의 배치가 만드는 사각형의 대각선에 주목하고, 각각의 대각선의 양단에 위치하는 파일럿 신호의 채널 추정값의 평균값을 계산하고, 2개의 대각선에 대응하는 2개의 평균값의 차분의 전력 평 균에 의해 간섭 잡음 전력을 추정하게 되어 있다.
복조 처리부(27)는, 파일럿 추출부(25)에 의해 추출된 파일럿 신호 및 간섭 잡음 전력 추정부(26)에 의해 얻어진 간섭 잡음 전력의 추정값을 이용하여, 동기 검파나 복수 수신 안테나(21)에서의 수신 신호의 합성 등의 복조 처리를 행하는 것이다.
이하, 전술한 바와 같이 구성된 본 예의 수신기의 동작에 대해서 설명하면, 수신 안테나(21)에서 수신된 RF 신호는 다운 컨버전부(22)에서, 베이스 밴드 주파수로까지 다운 컨버트된 후, AD 변환기(23)에서 디지털 신호로 AD 변환된다. 다음으로, 이 AD 변환 후 신호는 FFT(24)에서, 각 심볼 타이밍에서 N샘플마다 FFT 처리됨으로써, 시간 영역의 신호로부터 주파수 영역의 신호로 변환되어 N개의 서브 캐리어 신호가 추출되고, 복조 처리부(27)와 파일럿 추출부(25)에 각각 입력된다.
파일럿 추출부(25)에서는, 상기 FFT 처리 후의 수신 신호로부터 이미 설명한 바와 같이 주파수×시간 영역에 배치된 파일럿 신호를 추출하고, 송신 시에 이용한 파일럿 패턴을 캔슬한다.
예를 들면, 서브 프레임 #n, 서브 캐리어 #k의 위치에 배치된 송신 파일럿 신호 패턴을 x(n, k)로 표현하는 경우에, 수신 안테나 #a에서 대응하는 심볼에서의 대응하는 서브 캐리어 #k에서의 수신 신호 r(a, n, k)는, 하기 수학식 1로 표현할 수 있다.
Figure 112009010459563-pct00001
단, 이 수학식 1에서, H는 전파로에 의한 진폭 및 위상의 변화를 복소수로 표현한 것이며, z는 전파로에서 부가되는 간섭 잡음을 나타내고 있다.
그리고, 파일럿 추출부(25)는, 간섭 잡음 전력 추정부(26) 및 복조 처리부(27)에 출력하는 신호를, 하기의 수학식 2로 표현되는 패턴 캔슬한 신호로 하는 것이다.
Figure 112009010459563-pct00002
복조 처리부(27)에서는, 파일럿 추출부(25)에 의해 추출된 파일럿 신호 및 간섭 잡음 전력 추정부(26)에 의해 얻어진 간섭 잡음 전력의 추정값을 이용하여 동기 검파나 복수 수신 안테나(21)에서의 수신 신호의 합성 등의 복조 처리를 행하지만, 예를 들면, 이하와 같이 복조 처리를 행할 수 있다.
즉, 수신 안테나 #a, 서브 프레임 #n, 서브 프레임 내의 심볼 번호 #1에서, 서브 캐리어 #k에서 송신된 신호를 d(a, n, l, k)로 표현하는 경우에, 수신 신호는, 하기의 수학식 3으로 표현되기 때문에, 2개의 수신 안테나(21)의 수신 신호의 다이버시티 합성은, 간섭 잡음 전력 추정부(26)로부터 입력되는 추정값 σ2 est(a, n)을 이용하여, 하기의 수학식 4로서 처리할 수 있다.
Figure 112009010459563-pct00003
Figure 112009010459563-pct00004
단, 수학식 4에서, [k/M]은, k/M을 사사오입한 결과를 나타낸다.
다음으로, 본 예의 주요부인 간섭 잡음 전력 추정부(26)에 의한 추정 방법을 설명한다.
단, 종래 기술과의 비교에 의해 설명하기 위해, 우선 상기 비특허 문헌 2의 추정 방법을 본 예의 시스템에 적용하는 경우의, 간섭 잡음 전력의 추정 방법을 나타낸다.
비특허 문헌 2의 추정 방법(이하, 간단히 종래 방법이라고 칭함)에서는, 수신 안테나 #a, 서브 프레임 #n에서의 파일럿 신호 h(a, n, Mi)를 이용하여 추정한다. 그 추정 방법은, K회의 평균화로 추정하는 경우, 하기의 수학식 5로 표현할 수 있다.
Figure 112009010459563-pct00005
이것을 도시화하면, 예를 들면 도 5에 도시한 바와 같이 된다. 즉, 종래 방 법에서는, 안테나 #a, 서브 프레임 #n에서의 파일럿 신호 h(a, n, Mi)를 기준(중심)으로서 주파수 축 상에서 양옆에 위치하는 2개의 파일럿 신호 h(a, n, M(i-1)) 및 h(a, n, M(i+1))의 합계 3개의 동일 심볼 시간의 파일럿 신호를 이용한다. 단, 도 5에서는, i=1의 경우에서, 수신 안테나 번호 (a), 서브 프레임 번호 (n)의 변수 표기는 생략하고, 기준 파일럿 신호를 h(M), 주파수 축 상 그 양옆에 위치하는 2개의 파일럿 신호를 h(0) 및 h(2M)으로 표기하고 있다.
보다 상세하게는, 기준 파일럿 신호 h(M)의 주파수 축 상 양옆에 위치하는 2개의 파일럿 신호 h(M(i-1)) 및 h(M(i+1))의 평균값을 구하고, 그 평균값과 기준 파일럿 신호 h(M)와의 차분을 제곱 크기 계산하는 것을, 동일 서브 프레임 #n의 동일 심볼 시간(예를 들면 선두 심볼)에 배치되어 있는 전체 파일럿 신호에 대해 행하고, 그들 전력 평균값의 상수배를 간섭 잡음 전력의 추정값으로서 구하는 것이다.
이것은, 예를 들면 도 7B에 모식적으로 도시한 바와 같이, 실선 화살표 34로 나타내어지는 양단의 2개의 파일럿 신호의 채널값의 평균값과, 상기 화살표 34의 중앙에 위치하는 기준 파일럿 신호의 채널값과의 차분에 기초하여 간섭 잡음 전력을 추정하고 있는 것을 의미한다.
이에 대해, 본 예의 간섭 잡음 전력 추정부(26)에 의한 추정 방법은, 수신 안테나 #a, 시간적으로 서로 다른 2개의 서브 프레임 #n, #n+1에서의 파일럿 신호(4개)를 이용하여 추정한다. 그 추정 방법은, K회의 평균화로 추정하는 경우, 하기의 수학식 6으로 표현할 수 있다.
Figure 112009010459563-pct00006
이것을 도시화하면, 예를 들면 도 6에 도시한 바와 같이 된다. 즉, 본 예의 추정 방법에서는, 동일 수신 안테나 #a에 대해서,
(1) 임의의 서브 프레임 #n의 임의의 서브 캐리어 #Mi에 배치되어 있는 파일럿 신호 h(a, n, Mi)와, 다음 서브 프레임 #n+1에서 상기 파일럿 신호 h(a, n, Mi)에 대해 주파수 축 방향(고주파수측)에 인접 배치되어 있는 파일럿 신호 h(a, n+1, M(i+1))(서브 캐리어 번호는 #M(i+1))과의 평균값을 구함(파일럿 평균화 과정 : 참조 부호 261(261a) 참조)과 함께,
(2) 상기 서브 프레임 #n에서 상기 파일럿 신호 h(a, n, Mi)에 대해 주파수 축 방향(고주파수측)에 인접 배치되어 있는 파일럿 신호 h(a, n, M(i+1))(서브 캐리어 번호는 #M(i+1))과, 다음 서브 프레임 #n+1에서 상기 파일럿 신호 h(a, n, M(i+1))에 대해 주파수 방향(저주파수측)에 인접 배치되어 있는 파일럿 신호 h(a, n+1, Mi)(서브 캐리어 번호는 #Mi)와의 평균값을 구하고(파일럿 평균화 과정 : 참조 부호 261(261b) 참조),
(3) 그들 평균값의 차분을 차분 검출 수단(과정)(263)에 의해 검출하고 제곱 크기 계산 수단(과정)(264)에 의해 제곱 크기 계산하는 것을, 동일 심볼 시간(예를 들면 선두 심볼)에 배치되어 있는 전체 파일럿 신호에 대해 행하고, 그들 전력 평균값을 평균화 수단(과정)(265)에 의해 간섭 잡음 전력의 추정값으로서 구하는(간섭 잡음 전력 추정 과정) 것이다.
이것은, 예를 들면 도 7A에 모식적으로 도시한 바와 같이, 실선 화살표 32의 양단의 2개의 파일럿 신호의 채널값의 평균값과, 점선 화살표 33의 양단의 2개의 파일럿 신호의 채널 추정값의 평균값과의 차분에 기초하여 간섭 잡음 전력을 추정하고 있는 것을 의미한다.
바꿔 말하면, 본 예의 간섭 잡음 전력 추정부(26)는, 서로 다른 시각에 서로 다른 서브 캐리어(주파수)에서 수신된 파일럿 신호(파일럿 채널값)간의 평균값을 구하는 파일럿 평균화 수단(과정)(261)(261a, 261b)과, 이 파일럿 평균화 수단(261)(261a, 261b)에 의해 얻어진 각 평균값의 차분에 기초하여 간섭 잡음을 추정하는 간섭 잡음 추정 수단(과정)(262)[차분 검출 수단(과정)(263), 제곱 크기 계산 수단(과정)(264) 및 평균화 수단(과정)(265)]을 구비하고 있게 된다.
그리고, 파일럿 평균화 수단(과정)(261)(261a, 261b)에 의해, 주파수 방향에 인접하는 2개의 파일럿 신호 및 시간 방향에 인접하는 2개의 파일럿 신호의 합계 4개의 파일럿 신호의 배치가 만드는 사각형의 대각선(상기 화살표 32, 33 참조)에 주목하고, 각각의 대각선 32, 33의 양단의 파일럿 신호의 채널값의 평균값을 계산하고, 간섭 잡음 추정 수단(과정)(262)(263∼265)에 의해, 2개의 대각선 32, 33에 대응하는 2개의 평균값의 차분의 전력 평균에 의해 간섭 잡음 전력을 추정하고 있는 것이다.
이하, 본 실시 형태의 추정 방법에 의해 얻어지는 효과를 종래 방법과 비교하여 설명한다. 일례로서, 시간 선택성 페이딩이 없고, 주파수 선택성 페이딩이 큰 경우(즉, 예를 들면 도 2에 도시한 주파수 방향의 인접 파일럿 신호의 채널 추정값이 크게 변동하는 경우)를 생각한다.
종래 방법에서는, 예를 들면 도 8에 모식적으로 도시한 바와 같이, 지연 분산이 큰 전파 환경인 경우에, 큰 주파수 선택성 페이딩(실선 곡선 30 참조)이 발생하고, 실선 화살표 34의 양단 2개의 파일럿 신호(○ 표시 참조) 사이에서 채널 변동이 보이고 있고, 중앙의 파일럿 신호 위치(● 표시 참조)에서의 채널값과 차분을 취하면, 간섭 잡음이 없는 전파 환경이라도, 원래 계산될 간섭 잡음 전력값으로부터 어긋나게 된다.
즉, 도 8의 경우에서는, 주파수 선택성 페이딩이 작은 경우(점선 곡선 31 참조)에는, ○ 표시로 나타내는 주파수 방향에 인접하는 파일럿 채널값의 평균값은, ● 표시로 나타내는 중앙의 파일럿 채널값과 일치 또는 대략 일치하기 때문에, 올바른 간섭 잡음을 추정할 수 있지만, 큰 주파수 선택성 페이딩이 있는 경우에, ○ 표시로 나타내는 주파수 방향에 인접하는 파일럿 채널값의 평균값은, ● 표시로 나타내는 중앙의 파일럿 채널값과 어긋나 있어, 이 어긋남을 포함하여 간섭 잡음 전력이 계산되게 된다. 이와 같이, 실제로는 간섭 잡음이 존재하지 않는 경우라도, 주파수 방향에서의 채널 변동이, 일부 간섭 잡음 전력으로서 계산되게 됨으로써, 간섭 잡음 전력을 본래보다도 크게 추정하게 되어, 올바른 간섭 잡음 전력을 추정할 수 없게 된다.
이에 대해, 마찬가지의 주파수 방향의 채널 변동이 있는 경우의 본 실시 형태의 추정 방법의 개념을 도 9에 도시한다. 이 도 9에 도시한 바와 같이, 본 예의 추정 방법에서는, 서로 다른 서브 프레임 #n, #n+1(즉, 서로 다른 시각 T(n), T(n+1))에서의 주파수 축 방향에 인접하는 2개의 파일럿 채널값의 조(○ 표시 및 ● 표시 참조)의 평균값을 각각 산출하게 된다(실선 화살표 32 및 점선 화살표 33 참조). 단, 도 9에서는, 보기 쉽게 하기 위해, 실선 화살표 32와 점선 화살표 33을 어긋나게 하여 기술하고 있지만, 본래는 겹치는 것이다.
이것은, 시간 방향의 채널 변동이 작은, 즉 서로 다른 2개의 시각 T(n), T(n+1)에서의 파일럿 채널값의 변동이 작은 경우를 예로 들고 있기 때문에, 아무리 주파수 방향의 채널 변동이 커도, 일정 시각 T(n)에서 실선 화살표 32의 양단의 파일럿 채널값으로 계산한 평균값(실선 화살표 32의 중점)과, 서로 다른 시각 T(n+1)에서 점선 화살표 33의 양단의 파일럿 채널값으로 계산한 평균값(점선 화살표 33의 중점)은 일치하게 된다. 따라서, 주파수 선택성 페이딩이 큰 전파 환경 하에서도, 주파수 방향의 채널 변동이 간섭 잡음 전력 추정값으로서 계산되는 일이 없어져, 정밀도 좋게 간섭 잡음 전력을 추정할 수 있는 것이다.
또한, 상기와는 반대로, 주파수 선택성 페이딩이 작고, 시간 선택성 페이딩이 큰 전파 환경 하(즉, 예를 들면 도 2에 도시한 시간 방향의 파일럿 신호의 채널값이 크게 변동하는 경우)라도, 본 예의 추정 방법에 따르면, 올바른 간섭 잡음 전력 추정을 구하는 것이 가능하다. 즉, 시간 방향의 채널 변동이 커도, 주파수 방향의 채널 변동은 작기 때문에, 서로 다른 시각 T(n), T(n+1)에서 서로 다른 파일럿 채널값끼리의 평균값의 차분을 취하는 한, 시간 방향의 채널 변동에 의한 어긋남분이 흡수(캔슬)되기 때문에, 정밀도 좋게 간섭 잡음 전력을 추정할 수 있게 된 다.
즉, 본 예의 추정 방법에 따르면, 예를 들면 하기 표 1에 나타낸 바와 같이, 주파수 선택성 페이딩 및 시간 선택성 페이딩이 모두 큰 전파 환경을 제외한 어떠한 전파 환경에서도, 간섭 잡음 전력을 정밀도 좋게 추정하는 것이 가능하다.
Figure 112009010459563-pct00007
이에 대해, 종래 방법(즉, 주파수 방향의 파일럿 채널값만을 이용하는 방법)이나 시간 방향의 파일럿 채널값만을 이용하는 방법에서는, 하기 표 2, 표 3에 나타낸 바와 같이, 시간 방향의 채널 변동이 작아도 주파수 방향의 채널 변동이 큰 경우나, 주파수 방향의 채널 변동이 작아도 시간 방향의 채널 변동이 큰 경우에도, 간섭 잡음 전력에 추정 오차가 생기게 된다.
Figure 112009010459563-pct00008
Figure 112009010459563-pct00009
도 10에 주파수 선택성 페이딩 및 시간 선택성 페이딩에 의한 채널 변동이 존재하는 경우의 종래 기술과 본 예의 추정 방법에 의한, 수신 안테나 1개당의 SNR(㏈)에 대한 SIR 추정 결과 평균값(㏈)을 컴퓨터 시뮬레이션한 결과의 일례를 나타낸다. 단, 시뮬레이션 조건은, 상기 비특허 문헌 1의 시스템에서의, "Typical Urban Channel Model"(ANNEX A.2.1.2(p116-p120) 참조)에서의 제반 조건과 동등하게 하고 있다.
이 도 10에서, 특성 40이 종래 기술에 의한 시뮬레이션 결과, 특성 41이 본 예의 추정 방법에 의한 시뮬레이션 결과를 나타내고 있고, 종래 기술에서는 수신 품질이 SNR=10㏈를 초과한 부근부터 추정 오차가 커지기 시작하여, SNR=30㏈의 양호한 수신 품질 환경(즉, 실제로는 간섭 잡음이 작거나 없음)의 경우라도, SIR 추정 결과 평균값은 20㏈ 이하로 되어 있고, 포화하게 되지만, 본 예의 추정 방법에 따르면, 매우 높은 SNR값까지 측정 가능하며 정확한 추정이 가능한 것을 알 수 있다.
이상과 같이, 본 실시 형태의 추정 방법에 따르면, 주파수 선택성 페이딩 및 시간 선택성 페이딩 중 어느 한쪽이 큰 전파 환경 하에서도, 간섭 잡음 전력을 정밀도 좋게 추정하는 것이 가능하게 된다.
[B] 변형예의 설명
전술한 실시 형태에서는, 도 2에 도시한 배치, 즉 서브 프레임의 선두 심볼에서, M(=6) 서브 캐리어 간격(주기)으로 파일럿 신호를 배치하여 송신하는 것을 전제로 하여, 시간 방향 및 주파수 방향에 각각 인접하는 4개의 파일럿 신호 위치가 이루는 사각형의 대각선 양단에 위치하는 각 2개의 파일럿 신호의 채널값의 평균을 구하고 있지만, 본 발명은 이에 한정되지 않고, 다른 배치의 경우에도, 본 발명은 적용 가능하며, 상기와 동등한 작용 효과를 얻을 수 있다.
예를 들면, 파일럿 신호가 배치되는 서브 캐리어 간격이 심볼 시간마다 서로 다른 경우나, 동일 서브 프레임 내의 복수의 심볼 시간에서 파일럿 신호가 소정 서브 캐리어 간격으로 배치되는 경우라도, 시간 방향 및 주파수 방향에 각각 인접하는 4개의 파일럿 신호 위치가 형성하는 사각형의 대각선 양단에 위치하는 각 2개의 파일럿 신호의 채널값의 평균을 구함으로써, 적어도 종래 기술에 비해 SIR을 정밀도 좋게 추정하는 것이 가능하게 된다.
또한, 평균화 대상으로 하는 파일럿 신호 위치는, 주파수 방향 및 시간 방향 중 어느 것에 대해서도, 반드시 인접 파일럿 신호 위치가 아니어도 된다. 다만, 주파수 방향 및 시간 방향 중 어느 것에 대해서도, 거리가 가까운 파일럿 신호 위치에서의 파일럿 채널값을 이용할수록 추정 정밀도는 향상된다.
이하에, 몇 개의 변형예에 대해서 설명한다. 또한, 이하의 변형예의 설명에서, 이미 설명한 부호와 동일 부호를 붙여 설명하는 부분은, 특별히 언급하지 않는 한, 이미 설명한 부분과 동일 혹은 마찬가지의 부분을 나타낸다.
(B1) 제1 변형예
전술한 실시 형태에서는, 시간적으로 인접하는 2개의 서브 프레임 #n, #n+1에서의 파일럿 신호(도 2의 사선부로 나타내는 심볼이며 도 11에서의 제1 파일럿 신호 R1에 상당함)를 이용하는 경우로서 설명하였지만, 도 11에 도시한 파일럿 배치의 경우, 즉 제1 파일럿 신호 R1과 제2 파일럿 신호 R2가, 동일 서브 프레임 내의 복수 심볼 시간에서 서로 다른 서브 캐리어 주파수에 소정 서브 캐리어 간격으로 배치되는 경우에는, 마찬가지의 추정 방법을 제2 파일럿 신호 R2에도 적용하는 것이 가능하다.
이 경우에는, 제1 파일럿 신호 R1에 대한 추정 방법을 제2 파일럿 신호 R2에도 적용하고, 그것들을 평균화함으로써, 보다 정밀도가 높은 간섭 잡음 전력의 추정이 가능하게 된다.
보다 상세하게는, 안테나 #a, 서브 프레임 #n의 각각 대역단으로부터 i번째에 맵핑된 제1 파일럿 신호 R1을 h(1, a, n, Mi), 제2 파일럿 신호 R2를 h(2, a, n, Mi)로 각각 표현하는 경우, 이들 파일럿 심볼 R1 및 R2를 각각 파일럿 추출부(25)(도 4 참조)에서 추출하고, 파일럿 심볼 패턴을 캔슬한 신호로 한다.
그리고, 파일럿 심볼 R1에 관하여 K1회, 파일럿 심볼 R2에 관하여 K2회의 평균화로 각각 추정하는 경우, 각각 추정되는 간섭 잡음 전력(잡음 추정값) σ2 est(1, a, n), σ2 est(2, a, n)은, 하기의 수학식 7, 수학식 8로 표현할 수 있다. 또한, K1과 K2는 동일 횟수이어도 서로 다른 횟수이어도 된다.
Figure 112009010459563-pct00010
Figure 112009010459563-pct00011
이들 수학식 7, 수학식 8을 도시화하면, 각각 도 6과 마찬가지로 된다.
이들 수학식 7, 수학식 8에 의해 얻어진 각 잡음 추정값 σ2 est(1, a, n), σ2 est(2, a, n)을, 하기의 수학식 9로 평균화함으로써, 정밀도가 개선된 추정값 σ2 est(a, n)을 얻을 수 있다.
Figure 112009010459563-pct00012
(B2) 제2 변형예
제2 변형예의 추정 방법으로서, 예를 들면 도 12에 도시한 바와 같이, 점선 화살표 51의 양단에 배치된 파일럿 심볼 R1, 즉 서로 다른 서브 프레임(서로 다른 심볼 시간)에서 동일한 서브 캐리어 주파수에 배치된 파일럿 심볼 R1끼리의 평균값(시간 방향 평균값)과, 실선 화살표 52의 양단에 배치된 파일럿 심볼 R2, 즉 동일한 서브 프레임 내의 동일한 심볼 시간에서 서로 다른 서브 캐리어 주파수에 배치된 파일럿 심볼 R2끼리의 평균값(주파수 방향 평균값)과의 차분을 이용하는 방법이 생각된다.
이 경우에는, 2개의 파일럿 심볼 R1 및 2개의 파일럿 심볼 R2를 이용하여, 도 6에 의해 설명한 추정 방법을 적용함으로써, 보다 정밀도가 높은 간섭 잡음 전력의 추정이 가능하게 된다.
즉, 안테나 #a, 서브 프레임 #n의 각각 대역단으로부터 i번째에 맵핑된 제1 파일럿 심볼 R1을 h(1, a, n, Mi), 제2 파일럿 심볼 R2를 h(2, a, n, Mi)로 각각 표현한 경우, 이들 파일럿 심볼 R1, R2를 파일럿 추출부(25)(도 4 참조)에서 추출하고, 파일럿 심볼 패턴을 캔슬한 신호로 한다.
그리고, 그것들을 이용하여 K1회의 평균화로 추정하는 경우, 추정되는 간섭 잡음 전력(잡음 추정값) σ2 est(a, n)은, 하기의 수학식 10으로 표현할 수 있다.
Figure 112009010459563-pct00013
여기서, 종래 기술에서는, 도 7B에서 전술한 바와 같이, 임의의 평균값과, 특정한 위치의 파일럿 신호와의 차분에 의해 계산(특정한 위치의 파일럿 신호를 중심으로 하여, 그 양측의 파일럿 신호를 이용함)하므로, 주파수 방향 또는 시간 방향으로 넓은 영역의 평균값 연산으로 되어 있었지만, 본 예의 평균값끼리의 차분에 의해 계산하는 추정 방법을 이용함으로써, 보다 작은 시간×주파수 영역 내에서 그친 계산을 행하는 것이 가능하게 된다.
따라서, 주파수 방향 혹은 시간 방향만을 이용한 종래의 추정 방법에 비해, 시간 및 주파수의 2차원 영역에서 보다 국소화된 정보만을 이용하여 추정할 수 있기 때문에, 시간 방향 및 주파수 방향의 적어도 한쪽의 변동이 큰 경우에, 채널 변동의 영향에 의한 열화를 저감하는 것이 가능하게 된다.
또한, 이하에 설명하는 제3 변형예에 대해서도, 지금까지 도시한 추정 방법 과 마찬가지의 기술적 사상에 기초하고 있고, 마찬가지의 작용 효과를 얻는 것은 물론이다.
(B3) 제3 변형예
또 다른 파일럿 심볼 배치로서, 예를 들면 도 13에 도시한 바와 같이, 일정 프레임 시간에서, 파일럿 심볼을 서로 다른 심볼 시간에 대해 주파수 방향으로 어 긋나게 하면서 배치하는 경우도 생각된다. 이와 같은 예로서 지상파 방송용의 표준 규격 중 하나인 DVB(Digital Video Broadcasting)-T 표준 규격이 있고, 참고 문헌 1로서, "ETSI. Digital broadcasting syste㎳ for television, sound and data services : ETS 300744. 1997."이 있다. 또한, 참고 문헌 2로서, "M.Speth, S.Fechtel, G.Fock, H.Meyr, "Broaband transmission using OFDM : systemperformance and receiver complexity, "Broadband Communications, 1998. Accessing, Transmission, Networking. Proceedings. 1998 International Zurich Seminar on 17-19 Feb. 1998 Page(s) : 99-104"의 도 1에도 파일럿 신호 배치가 예시되어 있다.
이와 같은 파일럿 심볼 배치의 경우에는, 시간적으로 크게 벌어진 파일럿 심볼을 이용하는 것보다도, 도 13 중에 도시한 바와 같이, 시간적으로 보다 가까운 거리에 배치된 파일럿 심볼, 즉 실선 화살표 53의 양단에 위치하는 파일럿 심볼끼리의 평균값 및 점선 화살표 54의 양단에 위치하는 파일럿 심볼끼리의 평균값을 각각 연산하고, 그들 차분을 이용하여 간섭 잡음 전력을 추정하는 쪽이, 보다 정밀도가 높은 추정이 가능하다.
예를 들면 도 13 중에 도시한 바와 같이, 파일럿 심볼이 2심볼 시간마다 주파수 방향으로 2서브 캐리어분씩 주파수 방향으로 어긋나게 하면서 배치되어 있는 경우, 안테나 #a, 서브 프레임 #n의 심볼 번호=#t(t는 심볼 시간에서 0 이상의 정수)의 대역단으로부터 i번째에 맵핑된 파일럿 심볼을 h(a, n, Mi, t)로 표현하면, 이 경우의 추정 방법은, 상기 파일럿 심볼을 파일럿 추출부(25)(도 4 참조)에서 추 출하여, 파일럿 패턴을 캔슬한 신호로 하고, 그것들을 이용하여 K회의 평균화 및 시간 방향 L+1열분의 평균화로 추정하는 경우, 간섭 잡음 전력(잡음 추정값) h(a, n)은, 하기의 수학식 11로 표현할 수 있다.
이 연산을 도 6과 마찬가지의 요령으로 도시화하면 도 14에 도시된 바와 같이 된다. 즉, 본 예의 추정 방법에서는, 동일 수신 안테나 #a에 대해,
(1) 일정 서브 프레임 #n에서, 일정 심볼 시간 2t에 서브 캐리어 #Mi에 배치되어 있는 파일럿 신호 h(a, n, Mi, 2t)와, 그 파일럿 신호 h(a, n, Mi, 2t)에 대해 2심볼 시간만큼 서로 다른 심볼 시간 (2t+2)에서 2서브 캐리어분만큼 서로 다른 주파수(고주파수측)에 인접 배치되어 있는 파일럿 신호 h(a, n, M(i+1), 2t+2)와의 평균값을 구함(파일럿 평균화 과정 : 참조 부호 261B(261b) 참조)과 함께,
(2) 동일한 서브 프레임 #n에서, 상기 파일럿 신호 h(a, n, Mi, 2t)에 대해 주파수 방향으로 2서브 캐리어분만큼 서로 다른 주파수에 배치되어 있는 파일럿 신호 h(a, n, M(i+1), 2t)와, 그 파일럿 신호 h(a, n, M(i+1), 2t)에 대해 2심볼 시간만큼 서로 다른 시간 (2t+2)에서 2서브 캐리어분만큼 서로 다른 주파수(저주파수측)에 배치되어 있는 ㄴ파일럿 신호 h(a, n, Mi, 2t+2)와의 평균값을 구하고(파일럿 평균화 과정 : 참조 부호 261B(261b) 참조),
(3) 그들 평균값의 차분을 차분 검출 수단(과정)(263b)에 의해 검출하고 제곱 크기 계산 수단(과정)(264b)에 의해 제곱 크기 계산하는 것을, 소정수의 파일럿 신호에 대해 행하고, 그들 전력 평균값을 평균화 수단(과정)(265b)에 의해 간섭 잡음 전력의 추정값으로서 구하는(간섭 잡음 전력 추정 과정 : 참조 부호 262B 참조) 것이다.
(B4) 제4 변형예
복수의 서브 프레임을 통합하여 보다 큰 프레임이 구성되는 경우, 예를 들면 도 15에 도시한 바와 같이, 2서브 프레임에서 1개의 프레임(1TTI=1㎳)이 구성되는 경우, 반드시 모든 프레임에 파일럿 심볼이 맵핑되지 않는 것이나, 프레임마다 파일럿 심볼의 지향성 등의 특성이 서로 다른 경우가 있다.
즉, 프레임 단위로 유저 데이터 등의 할당을 행하는 패킷 시스템 등에서는, 파일럿 신호가 데이터 할당이 있는 프레임에서만 송신되고, 다음 프레임이나 앞의 프레임(인접 프레임)에는 파일럿 신호가 맵핑되어 있지 않는 경우가 있다. 또한, 지향성 빔이나 복수의 송신 방법을 절환하여 사용할 수 있는 시스템에서는, 각 프레임에서 파일럿 신호의 지향성 등이 서로 달라, 추정하고자 하는 간섭 전력 그 자체가 프레임마다 서로 다른 경우가 있다.
이와 같은 경우에는, 도 15 중에, 부호 A, B로 나타낸 바와 같이 프레임 내의 파일럿 신호(사선부 참조)에 전술한 추정 방법 중 어느 하나를 적용하고, 부호 C로 나타낸 바와 같은 프레임(서브 프레임이 아님)을 걸치는 조합의 파일럿 신호를 이용한 추정은 행하지 않는 쪽이 바람직하다. 또한, 제1 변형예에서 설명한 복수회의 추정값의 평균화는, 동일 프레임 내의 추정 결과(A, B)에 대해서만 행하고, 서로 다른 프레임간의 추정 결과(C)에 대해서는 행하지 않는 쪽이, 추정 대상 프레 임의 간섭 잡음 전력을 올바르게 추정할 수 있다.
여기서, 추정 대상 프레임의 식별은, 예를 들면 프레임 내의 데이터 할당의 유무를 나타내는 정보나, 지향성 빔의 식별 정보(직교 부호의 할당 정보 등), 송신 방법에 따른 파일럿 심볼의 맵핑 정보 등의 제어 정보가 프레임마다 혹은 수 프레임 걸러 맵핑되어 있는 경우에, 상기 제어 정보에 기초하여 실시할 수 있다.
따라서, 예를 들면 도 16에 도시한 바와 같이, 도 4에 도시한 OFDM 수신기에, 추정 제어부(28)를 부가하고, 그 추정 제어부(28)에서, 상기 제어 정보를 수신 프레임의 복조 처리부(27)에 의한 복조 결과로부터 취득하고, 상기 제어 정보에 기초하여 추정 대상 프레임을 결정하고, 추정 대상 프레임과 결정한 프레임에 대해서만 간섭 전력 추정부(26)의 추정 결과를 유효로 하고, 그 이외의 프레임에 대해서는 상기 추정 결과를 무효로 하도록 간섭 전력 추정부(26)를 제어함으로써, 수신 프레임에 따른 추정 결과의 유효, 무효의 절환을 실현하여, 간섭 잡음 전력의 추정 정밀도를 향상시키는 것이 가능하게 된다.
즉, 본 예의 추정 제어부(28)는, 수신 프레임별로 상기의 파일럿 평균화 과정 및 간섭 잡음 추정 과정을 실시하는지의 여부를 판단하는 판단 수단으로서의 기능과, 이 판단 수단에 의해 실시한다고 판단된 수신 프레임 내의 파일럿 신호만을 이용하여 상기의 파일럿 평균화 과정 및 간섭 잡음 추정 과정을 실시하는 제어 수단으로서의 기능을 겸비하고 있는 것이다.
또한, 전술한 각 변형예는 적절하게 조합하여 중첩적 혹은 선택적으로 실시하여도 된다.
이상 상세하게 설명한 바와 같이, 본 발명에 따르면, 주파수 방향 혹은 시간 방향의 채널 변동이 커도, 정밀도 좋게 간섭 잡음의 추정을 행할 수 있으므로, 무선 통신 기술 분야에 매우 유용하다고 생각된다.

Claims (18)

  1. 소정의 송신 주파수 대역에서 파일럿 신호가 서로 다른 복수의 주파수에 배치되어 주기적으로 송신되는 멀티 캐리어 통신 시스템에서,
    서로 다른 시각에 서로 다른 주파수에서 수신된 파일럿 신호간의 평균값을 구하는 파일럿 평균화 과정과,
    상기 파일럿 평균화 과정에 의해 얻어진 각 평균값의 차분에 기초하여 간섭 잡음을 추정하는 간섭 잡음 추정 과정을 갖는 것을 특징으로 하는 멀티 캐리어 통신 시스템에서의 간섭 잡음 추정 방법.
  2. 소정의 송신 주파수 대역에서 파일럿 신호가 서로 다른 복수의 주파수에 배치되어 주기적으로 송신되는 멀티 캐리어 통신 시스템에서,
    서로 다른 시각에 서로 다른 주파수에서 수신된 파일럿 신호간의 평균값을 구하는 파일럿 평균화 과정과,
    상기 파일럿 평균화 과정에 의해 얻어진 각 평균값의 차분에 기초하여 간섭 잡음을 추정하는 간섭 잡음 추정 과정과,
    상기 간섭 잡음 추정 과정에 의한 추정 결과에 기초하여 멀티 캐리어 복조 처리를 행하는 복조 처리 과정을 갖는 것을 특징으로 하는 멀티 캐리어 통신 시스템에서의 수신 처리 방법.
  3. 소정의 송신 주파수 대역에서 파일럿 신호가 서로 다른 복수의 주파수에 배치되어 주기적으로 송신되는 멀티 캐리어 통신 시스템에서의 간섭 잡음 추정 장치로서,
    서로 다른 시각에 서로 다른 주파수에서 수신된 파일럿 신호간의 평균값을 구하는 파일럿 평균화 수단과,
    상기 파일럿 평균화 수단에 의해 얻어진 각 평균값의 차분에 기초하여 간섭 잡음을 추정하는 간섭 잡음 추정 수단을 구비한 것을 특징으로 하는 멀티 캐리어 통신 시스템에서의 간섭 잡음 추정 장치.
  4. 소정의 송신 주파수 대역에서 파일럿 신호가 서로 다른 복수의 주파수에 배치되어 주기적으로 송신되는 멀티 캐리어 통신 시스템에서의 수신기로서,
    서로 다른 시각에 서로 다른 주파수에서 수신된 파일럿 신호간의 평균값을 구하는 파일럿 평균화 수단과, 상기 파일럿 평균화 수단에 의해 얻어진 각 평균값의 차분에 기초하여 간섭 잡음을 추정하는 간섭 잡음 추정 수단을 갖는 간섭 잡음 추정 장치와,
    상기 간섭 잡음 추정 장치에 의한 추정 결과에 기초하여 멀티 캐리어 복조 처리를 행하는 복조 처리 수단을 구비한 것을 특징으로 하는 멀티 캐리어 통신 시스템에서의 수신기.
  5. 소정의 송신 주파수 대역에서 파일럿 신호가 서로 다른 복수의 주파수에 배치되어 주기적으로 송신되는 멀티 캐리어 통신 시스템에서,
    서로 다른 시각에 동일한 주파수에서 수신된 파일럿 신호와 동일한 시각에 서로 다른 주파수에서 수신된 파일럿 신호와의 평균값을 구하는 파일럿 평균화 과정과,
    상기 파일럿 평균화 과정에 의해 얻어진 각 평균값의 차분에 기초하여 간섭 잡음을 추정하는 간섭 잡음 추정 과정을 갖는 것을 특징으로 하는 멀티 캐리어 통신 시스템에서의 간섭 잡음 추정 방법.
  6. 소정의 송신 주파수 대역에서 파일럿 신호가 서로 다른 복수의 주파수에 배치되어 주기적으로 송신되는 멀티 캐리어 통신 시스템에서,
    서로 다른 시각에 동일한 주파수에서 수신된 파일럿 신호와 동일한 시각에 서로 다른 주파수에서 수신된 파일럿 신호와의 평균값을 구하는 파일럿 평균화 과정과,
    상기 파일럿 평균화 과정에 의해 얻어진 각 평균값의 차분에 기초하여 간섭 잡음을 추정하는 간섭 잡음 추정 과정과,
    상기 간섭 잡음 추정 과정에 의한 추정 결과에 기초하여 멀티 캐리어 복조 처리를 행하는 복조 처리 과정을 갖는 것을 특징으로 하는 멀티 캐리어 통신 시스템에서의 수신 처리 방법.
  7. 소정의 송신 주파수 대역에서 파일럿 신호가 서로 다른 복수의 주파수에 배치되어 주기적으로 송신되는 멀티 캐리어 통신 시스템에서의 간섭 잡음 추정 장치로서,
    서로 다른 시각에 동일한 주파수에서 수신된 파일럿 신호와 동일한 시각에 서로 다른 주파수에서 수신된 파일럿 신호와의 평균값을 구하는 파일럿 평균화 수단과,
    상기 파일럿 평균화 수단에 의해 얻어진 각 평균값의 차분에 기초하여 간섭 잡음을 추정하는 간섭 잡음 추정 수단을 구비한 것을 특징으로 하는 멀티 캐리어 통신 시스템에서의 간섭 잡음 추정 장치.
  8. 소정의 송신 주파수 대역에서 파일럿 신호가 서로 다른 복수의 주파수에 배치되어 주기적으로 송신되는 멀티 캐리어 통신 시스템에서의 수신기로서,
    서로 다른 시각에 동일한 주파수에서 수신된 파일럿 신호와 동일한 시각에 서로 다른 주파수에서 수신된 파일럿 신호와의 평균값을 구하는 파일럿 평균화 수단과, 상기 파일럿 평균화 수단에 의해 얻어진 각 평균값의 차분에 기초하여 간섭 잡음을 추정하는 간섭 잡음 추정 수단을 갖는 간섭 잡음 추정 장치와,
    상기 간섭 잡음 추정 장치에 의한 추정 결과에 기초하여 멀티 캐리어 복조 처리를 행하는 복조 처리 수단을 구비한 것을 특징으로 하는 멀티 캐리어 통신 시스템에서의 수신기.
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