JPH067747B2 - 正負出力スイッチング電源の制御回路 - Google Patents
正負出力スイッチング電源の制御回路Info
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- JPH067747B2 JPH067747B2 JP63106573A JP10657388A JPH067747B2 JP H067747 B2 JPH067747 B2 JP H067747B2 JP 63106573 A JP63106573 A JP 63106573A JP 10657388 A JP10657388 A JP 10657388A JP H067747 B2 JPH067747 B2 JP H067747B2
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Description
本発明は正負出力スイッチング電源の制御回路に係り、
特に磁気増幅器を用いてトランスの二次側で出力安定化
制御をする回路の改良に関する。
特に磁気増幅器を用いてトランスの二次側で出力安定化
制御をする回路の改良に関する。
【従来の技術】 磁気増幅器を用いたスイッチング電源
は例えば特開昭60-160372 号などで公知である。この様
な磁気増幅器は、例えば+5,+12,-5Volt等の電圧を出力
する多出力電源において、例えば+12Voltを主出力とし
てＰＷＭ制御用ＩＣを用いて安定化し、その他の出力を
従出力として磁気増幅器により安定化するような用途に
使用される。 第４図は磁気増幅器を正負出力スイッチング電源に用い
る場合の構成ブロック図である。図において、トランス
の一次巻線ｎ１には直流電圧Ｖinが接続されており、ト
ランジスタＴr1等のスイッチング素子によりオンオフさ
れている。トランジスタＴr1のベース端子に供給される
信号はスイッチング制御回路１０により供給され、例え
ばＰＷＭ(pulse width modulation)制御用のＩＣを採用
して、主出力における電圧を基準電圧Ｖref1に等しくな
るように安定化している。 トランスの二次巻線ｎ２は正電圧＋Ｅ０を発生するもの
で、二次側に発生したスイッチング信号をダイオードD
1,D2により整流し、チョークコイルL1とコンデンサC1に
より平滑化して、直流電圧を出力する。誤差信号出力手
段２０は出力電圧＋Ｅ０を所定の基準電圧Ｖref2と比較
して誤差信号ｅ01を出力する。マグアンプ制御部３０は
誤差信号ｅ01を増幅した制御信号ｅM1をダイオードD3を
介して可飽和リアクトルSR1に供給し、従出力たる＋Ｅ
０を安定化している。 トランスの二次巻線ｎ３は負電圧−Ｅ０を発生するもの
で、二次側に発生したスイッチング信号をダイオードD
4,D5により整流し、チョークコイルL2とコンデンサC2に
より平滑化して、直流電圧を出力する。誤差信号出力手
段４０は出力電圧−Ｅ０を正電圧と同じ基準電圧Ｖref3
と比較して誤差信号ｅ02を出力する。マグアンプ制御部
５０は誤差信号ｅ02を増幅した制御信号ｅM2をダイオー
ドD6を介して可飽和リアクトルSR2に供給し、従出力た
る−Ｅ０を安定化している。 誤差信号出力手段20,40とマグアンプ制御部30,50の回路
を類似した形式とするため、正負電圧を等しくしてい
る。そして、基準電圧Ｖref2,3が同じになると共に、正
電圧では基準電圧をコモンラインとし正電圧＋Ｅ０より
動作に必要な電力の供給を受けている。また負電圧で
は、基準電圧を負電圧−Ｅ０としコモンラインより動作
に必要な電力の供給を受けている。
は例えば特開昭60-160372 号などで公知である。この様
な磁気増幅器は、例えば+5,+12,-5Volt等の電圧を出力
する多出力電源において、例えば+12Voltを主出力とし
てＰＷＭ制御用ＩＣを用いて安定化し、その他の出力を
従出力として磁気増幅器により安定化するような用途に
使用される。 第４図は磁気増幅器を正負出力スイッチング電源に用い
る場合の構成ブロック図である。図において、トランス
の一次巻線ｎ１には直流電圧Ｖinが接続されており、ト
ランジスタＴr1等のスイッチング素子によりオンオフさ
れている。トランジスタＴr1のベース端子に供給される
信号はスイッチング制御回路１０により供給され、例え
ばＰＷＭ(pulse width modulation)制御用のＩＣを採用
して、主出力における電圧を基準電圧Ｖref1に等しくな
るように安定化している。 トランスの二次巻線ｎ２は正電圧＋Ｅ０を発生するもの
で、二次側に発生したスイッチング信号をダイオードD
1,D2により整流し、チョークコイルL1とコンデンサC1に
より平滑化して、直流電圧を出力する。誤差信号出力手
段２０は出力電圧＋Ｅ０を所定の基準電圧Ｖref2と比較
して誤差信号ｅ01を出力する。マグアンプ制御部３０は
誤差信号ｅ01を増幅した制御信号ｅM1をダイオードD3を
介して可飽和リアクトルSR1に供給し、従出力たる＋Ｅ
０を安定化している。 トランスの二次巻線ｎ３は負電圧−Ｅ０を発生するもの
で、二次側に発生したスイッチング信号をダイオードD
4,D5により整流し、チョークコイルL2とコンデンサC2に
より平滑化して、直流電圧を出力する。誤差信号出力手
段４０は出力電圧−Ｅ０を正電圧と同じ基準電圧Ｖref3
と比較して誤差信号ｅ02を出力する。マグアンプ制御部
５０は誤差信号ｅ02を増幅した制御信号ｅM2をダイオー
ドD6を介して可飽和リアクトルSR2に供給し、従出力た
る−Ｅ０を安定化している。 誤差信号出力手段20,40とマグアンプ制御部30,50の回路
を類似した形式とするため、正負電圧を等しくしてい
る。そして、基準電圧Ｖref2,3が同じになると共に、正
電圧では基準電圧をコモンラインとし正電圧＋Ｅ０より
動作に必要な電力の供給を受けている。また負電圧で
は、基準電圧を負電圧−Ｅ０としコモンラインより動作
に必要な電力の供給を受けている。
しかし従来装置では、次の課題がある。正電圧では基準
電圧がコモンラインであるの過渡応答が素直であり、早
く安定化する。負電圧は基準電圧が負電圧線であり、コ
モンラインに比べて変動が大きくなり過渡応答特性が悪
くなる。従って電圧が正であるか負であるかによって安
定化の度合いが相違し、出力安定化回路を共通に使用す
ると安定化の動特性が相違するという課題があった。ま
た動特性を一致させようとすると、位相補償回路が両者
で相違して部品の共通化が図れないという課題があっ
た。 本発明はこのような課題を解決したもので、正負電圧出
力の安定化回路を共通にすると共に動特性もほぼ等しく
なる正負出力スイッチング電源の制御回路を提供するこ
とを目的とする。
電圧がコモンラインであるの過渡応答が素直であり、早
く安定化する。負電圧は基準電圧が負電圧線であり、コ
モンラインに比べて変動が大きくなり過渡応答特性が悪
くなる。従って電圧が正であるか負であるかによって安
定化の度合いが相違し、出力安定化回路を共通に使用す
ると安定化の動特性が相違するという課題があった。ま
た動特性を一致させようとすると、位相補償回路が両者
で相違して部品の共通化が図れないという課題があっ
た。 本発明はこのような課題を解決したもので、正負電圧出
力の安定化回路を共通にすると共に動特性もほぼ等しく
なる正負出力スイッチング電源の制御回路を提供するこ
とを目的とする。
このような目的を達成する本発明は、トランスの一次巻
線に入力された直流電圧をスイッチング素子によりオン
オフして、第１及び第２の二次巻線に現れたスイッチン
グ信号を整流平滑化して正負同一の直流電圧を出力する
正負出力スイッチング電源において、次の構成としたも
のである。 即ち、正出力の出力電圧安定化の為に、コモンラインと
正出力電圧との差電圧を、当該コモンラインを基準とす
る基準電圧と比較し誤差信号（ｅ01）を出力する手段
（２０）、この誤差信号を入力し当該正出力電圧より動
作に必要な電力の供給を受けて前記第１の二次巻線に接
続された可飽和リアクトル（ＳＲ１）に制御信号を送る
マグアンプ制御部（３０）を具備している。 また、負出力の出力電圧安定化をするために、負出力電
圧とコモンラインとの差電圧を、当該負出力電圧を基準
とする基準電圧と比較し誤差信号（ｅ03）を出力する手
段（４０）、この誤差信号から負出力電圧に相当する電
圧を減算するレベルシフト回路（６０）、このレベルシ
フト回路でシフトされた誤差信号（ｅ04）を入力し当該
コモンラインより動作に必要な電力の供給を受けて前記
第２の二次巻線に接続された可飽和リアクトル （ＳＲ２）に制御信号を送るマグアンプ制御部（５０）
を具備している。 そして、前記誤差信号出力手段とマグアンプ制御部とを
正負出力回路で共通したことを特徴としている。 尚、正出力電圧と負出力電圧の絶対値が等しくないとき
はレベル統一用の分圧手段を設けるとよい。
線に入力された直流電圧をスイッチング素子によりオン
オフして、第１及び第２の二次巻線に現れたスイッチン
グ信号を整流平滑化して正負同一の直流電圧を出力する
正負出力スイッチング電源において、次の構成としたも
のである。 即ち、正出力の出力電圧安定化の為に、コモンラインと
正出力電圧との差電圧を、当該コモンラインを基準とす
る基準電圧と比較し誤差信号（ｅ01）を出力する手段
（２０）、この誤差信号を入力し当該正出力電圧より動
作に必要な電力の供給を受けて前記第１の二次巻線に接
続された可飽和リアクトル（ＳＲ１）に制御信号を送る
マグアンプ制御部（３０）を具備している。 また、負出力の出力電圧安定化をするために、負出力電
圧とコモンラインとの差電圧を、当該負出力電圧を基準
とする基準電圧と比較し誤差信号（ｅ03）を出力する手
段（４０）、この誤差信号から負出力電圧に相当する電
圧を減算するレベルシフト回路（６０）、このレベルシ
フト回路でシフトされた誤差信号（ｅ04）を入力し当該
コモンラインより動作に必要な電力の供給を受けて前記
第２の二次巻線に接続された可飽和リアクトル （ＳＲ２）に制御信号を送るマグアンプ制御部（５０）
を具備している。 そして、前記誤差信号出力手段とマグアンプ制御部とを
正負出力回路で共通したことを特徴としている。 尚、正出力電圧と負出力電圧の絶対値が等しくないとき
はレベル統一用の分圧手段を設けるとよい。
本発明の各構成要素はつぎの作用をする。前記誤差信号
出力手段とマグアンプ制御部とを正負出力回路で共通に
したので、部品が共通に使用でき量産性が高まる。ま
た、負出力電圧安定化のためレベルシフト回路を装着し
て、正負出力の安定化における動特性をほぼ一致させて
いる。
出力手段とマグアンプ制御部とを正負出力回路で共通に
したので、部品が共通に使用でき量産性が高まる。ま
た、負出力電圧安定化のためレベルシフト回路を装着し
て、正負出力の安定化における動特性をほぼ一致させて
いる。
以下図面を用いて、本発明を説明する。 第１図は、本発明の一実施例を示す構成ブロック図であ
る。尚第１図において、前記第４図と同一作用をするも
のには同一符号をつけ説明を省略する。図において、レ
ベルシフト手段６０は誤差信号出力手段４０の出力する
誤差信号ｅ03から負出力電圧−Ｅ０を減算しシフト誤差
信号ｅ04を出力するもので、例えばゼナー電圧Ｅ０のゼ
ナーダイオードが用いられ、カソード側に誤差信号ｅ03
を入力する。シフト誤差信号ｅ04はマグアンプ制御部５
０に制御用入力信号として供給される。 このように構成された装置の動作を次に説明する。第２
図は誤差信号の信号レベルの説明図である。中央にグラ
ンドGNDがコモンラインとして存在し、上側に正出力電
圧＋Ｅ０及び誤差信号ｅ01及びｅ03が存在し、下側に負
出力電圧−Ｅ０及び誤差信号ｅ04が存在している。マグ
アンプ制御部３０の入力信号は誤差信号ｅ01、出力信号
は制御信号ｅM1である。これに対して、マグアンプ制御
部５０の入力信号は第４図の誤差信号ｅ02と同じレベル
を有する誤差信号ｅ04、出力信号は制御信号ｅM2であ
る。誤差信号ｅ03の電位は誤差信号ｅ04と異なり、レベ
ルシフト手段６０の作用で誤差信号ｅ01と電位が等しい
ものとなっている。そこで、制御信号ｅM2の電位は、レ
ベルシフト手段６０の作用を考慮すると、負電圧−Ｅ０
基準で次式で与えられる。 ｅM2−（−Ｅ０） (1) この結果、マグアンプ制御部30,50により可飽和リアク
トルSR1,2に送る制御信号ｅM1,2のレベルが定常値とし
ては従来と等しくなり、正負電源における基準電圧の相
違を誤差信号出力手段20,40及びレベルシフト手段６０
によって吸収して動特性もほぼ一致する。 第３図は本発明の具体的実施例を示す回路図である。図
において、誤差信号出力手段２０は、分圧回路２１と差
動増幅器２２と誤差増幅器２３とよりなっている。分圧
回路２１は例えば抵抗R21,R22,R23の組によりなり、コ
モンラインと正電圧との電位差に比例した電圧を抵抗R2
2に発生する。差動増幅器２２はＯＰアンプU21,U22を差
動構成して抵抗R22に発生した電圧を取出し、ＯＰアン
プU23により抵抗U24,R25の比で定まる割合いで増幅して
いる。この増幅率Ｋは次式で与えられる。 Ｋ＝−(R25/R24)×{(R22)/(R21+R22+R23)}(2) 誤差増幅器２３は可変シャントレギュレータU24により
基準電圧源を構成している。ＯＰアンプU23の出力する
差電圧信号は抵抗で分圧されてｅ05として可変シャント
レギュレータU24に印加される。可変シャントレギュレ
ータU24には抵抗R26,R27が接続されており、電圧ｅ05が
一定となるようにカソード側の吸込み電流を制御し、こ
れによって差電圧信号と基準電圧との誤差信号が発生し
ている。そしてＯＰアンプU25によりコンデンサと抵抗
により定まる所定時定数の積分器を構成して、この誤差
信号を増幅しフィルタ回路を介して誤差信号ｅ01を出力
している。 マグアンプ制御部３０は誤差信号ｅ01をベース端子に入
力してオンオフされるトランジスタＴr31と、このトラ
ンジスタＴr31のコレクタ端子電圧を制御入力として出
力電圧を利用して可飽和リアクトルSR1に制御信号ｅM1
である電流を送る大電流用トランジスタＴr32とよりな
っている。 次に負電圧側について説明すると、誤差信号出力手段４
０は分圧回路４１と差動増幅器４２と誤差増幅器２３と
よりなっている。正負の出力電圧が同一であるときは、
誤差信号出力手段２０と同一構成とする。正負の出力電
圧が相違するときは、分圧回路４１のレベル変換の割合
いを分圧回路２１に於ける電圧と同一になるように定め
ると、差動増幅器４２と誤差増幅器４３は誤差信号出力
手段２０と同一にできる。 誤差増幅器４３で出力した誤差信号ｅ03はレベルシフト
手段６０を介してレベル変換された誤差信号ｅ04とな
り、トランジスタＴr51,52を介して可飽和リアクトルSR
2に制御信号ｅM2を送っている。 このように構成された装置においては、差動増幅器22,4
2を用いて差動形式で出力電圧に関連した信号を得てい
るので、電源出力のコモンラインとは独立の制御用基準
電位を定めることができ、組合わせの自由度が増大す
る。そこで誤差増幅器23,43の基準電位を等しくして、
正電圧側に合わせている。しかし、負電圧側では基準電
位を負出力電圧としてマグアンプ制御部５０を動作させ
る必要があるから、レベルシフト手段６０により基準電
位を変更している。
る。尚第１図において、前記第４図と同一作用をするも
のには同一符号をつけ説明を省略する。図において、レ
ベルシフト手段６０は誤差信号出力手段４０の出力する
誤差信号ｅ03から負出力電圧−Ｅ０を減算しシフト誤差
信号ｅ04を出力するもので、例えばゼナー電圧Ｅ０のゼ
ナーダイオードが用いられ、カソード側に誤差信号ｅ03
を入力する。シフト誤差信号ｅ04はマグアンプ制御部５
０に制御用入力信号として供給される。 このように構成された装置の動作を次に説明する。第２
図は誤差信号の信号レベルの説明図である。中央にグラ
ンドGNDがコモンラインとして存在し、上側に正出力電
圧＋Ｅ０及び誤差信号ｅ01及びｅ03が存在し、下側に負
出力電圧−Ｅ０及び誤差信号ｅ04が存在している。マグ
アンプ制御部３０の入力信号は誤差信号ｅ01、出力信号
は制御信号ｅM1である。これに対して、マグアンプ制御
部５０の入力信号は第４図の誤差信号ｅ02と同じレベル
を有する誤差信号ｅ04、出力信号は制御信号ｅM2であ
る。誤差信号ｅ03の電位は誤差信号ｅ04と異なり、レベ
ルシフト手段６０の作用で誤差信号ｅ01と電位が等しい
ものとなっている。そこで、制御信号ｅM2の電位は、レ
ベルシフト手段６０の作用を考慮すると、負電圧−Ｅ０
基準で次式で与えられる。 ｅM2−（−Ｅ０） (1) この結果、マグアンプ制御部30,50により可飽和リアク
トルSR1,2に送る制御信号ｅM1,2のレベルが定常値とし
ては従来と等しくなり、正負電源における基準電圧の相
違を誤差信号出力手段20,40及びレベルシフト手段６０
によって吸収して動特性もほぼ一致する。 第３図は本発明の具体的実施例を示す回路図である。図
において、誤差信号出力手段２０は、分圧回路２１と差
動増幅器２２と誤差増幅器２３とよりなっている。分圧
回路２１は例えば抵抗R21,R22,R23の組によりなり、コ
モンラインと正電圧との電位差に比例した電圧を抵抗R2
2に発生する。差動増幅器２２はＯＰアンプU21,U22を差
動構成して抵抗R22に発生した電圧を取出し、ＯＰアン
プU23により抵抗U24,R25の比で定まる割合いで増幅して
いる。この増幅率Ｋは次式で与えられる。 Ｋ＝−(R25/R24)×{(R22)/(R21+R22+R23)}(2) 誤差増幅器２３は可変シャントレギュレータU24により
基準電圧源を構成している。ＯＰアンプU23の出力する
差電圧信号は抵抗で分圧されてｅ05として可変シャント
レギュレータU24に印加される。可変シャントレギュレ
ータU24には抵抗R26,R27が接続されており、電圧ｅ05が
一定となるようにカソード側の吸込み電流を制御し、こ
れによって差電圧信号と基準電圧との誤差信号が発生し
ている。そしてＯＰアンプU25によりコンデンサと抵抗
により定まる所定時定数の積分器を構成して、この誤差
信号を増幅しフィルタ回路を介して誤差信号ｅ01を出力
している。 マグアンプ制御部３０は誤差信号ｅ01をベース端子に入
力してオンオフされるトランジスタＴr31と、このトラ
ンジスタＴr31のコレクタ端子電圧を制御入力として出
力電圧を利用して可飽和リアクトルSR1に制御信号ｅM1
である電流を送る大電流用トランジスタＴr32とよりな
っている。 次に負電圧側について説明すると、誤差信号出力手段４
０は分圧回路４１と差動増幅器４２と誤差増幅器２３と
よりなっている。正負の出力電圧が同一であるときは、
誤差信号出力手段２０と同一構成とする。正負の出力電
圧が相違するときは、分圧回路４１のレベル変換の割合
いを分圧回路２１に於ける電圧と同一になるように定め
ると、差動増幅器４２と誤差増幅器４３は誤差信号出力
手段２０と同一にできる。 誤差増幅器４３で出力した誤差信号ｅ03はレベルシフト
手段６０を介してレベル変換された誤差信号ｅ04とな
り、トランジスタＴr51,52を介して可飽和リアクトルSR
2に制御信号ｅM2を送っている。 このように構成された装置においては、差動増幅器22,4
2を用いて差動形式で出力電圧に関連した信号を得てい
るので、電源出力のコモンラインとは独立の制御用基準
電位を定めることができ、組合わせの自由度が増大す
る。そこで誤差増幅器23,43の基準電位を等しくして、
正電圧側に合わせている。しかし、負電圧側では基準電
位を負出力電圧としてマグアンプ制御部５０を動作させ
る必要があるから、レベルシフト手段６０により基準電
位を変更している。
以上説明したように、本発明によれば負電源にレベルシ
フト手段６０を用いて出力電圧を安定化しているので、
正電源と共通の誤差信号出力手段20,21及びマグアンプ
制御部30,31を使用しても、動特性がほぼ等しいものと
なり、出力電圧の安定化が良好になるという実用上の効
果がある。
フト手段６０を用いて出力電圧を安定化しているので、
正電源と共通の誤差信号出力手段20,21及びマグアンプ
制御部30,31を使用しても、動特性がほぼ等しいものと
なり、出力電圧の安定化が良好になるという実用上の効
果がある。
第１図は本発明の一実施例を示す構成ブロック図、第２
図は誤差信号の信号レベルの説明図、第３図は本発明の
具体的実施例を示す回路図、第４図は磁気増幅器を正負
出力スイッチング電源に用いる場合の構成ブロック図で
ある。 20,40…誤差信号出力手段、30,50…マグアンプ制御部、
６０…レベルシフト手段、SR1,SR2…可飽和リアクト
ル。
図は誤差信号の信号レベルの説明図、第３図は本発明の
具体的実施例を示す回路図、第４図は磁気増幅器を正負
出力スイッチング電源に用いる場合の構成ブロック図で
ある。 20,40…誤差信号出力手段、30,50…マグアンプ制御部、
６０…レベルシフト手段、SR1,SR2…可飽和リアクト
ル。
Claims (2)
- 【請求項１】トランスの一次巻線（ｎ１）に入力された
直流入力電圧（Ｖin）をスイッチング素子によりオンオ
フして、第１及び第２の二次巻線（ｎ２，ｎ３）に現れ
たスイッチング信号を整流平滑化して正負同一の直流電
圧を出力する正負出力スイッチング電源において、 コモンラインと正出力電圧との差電圧を、当該コモンラ
インを基準とする基準電圧と比較し誤差信号（ｅ01）を
出力する手段（２０）、この誤差信号を入力し当該正出
力電圧より動作に必要な電力の供給を受けて前記第１の
二次巻線に接続された可飽和リアクトル（ＳＲ１）に制
御信号を送るマグアンプ制御部（３０）を具備して、正
出力の出力電圧安定化をし、 負出力電圧とコモンラインとの差電圧を、当該負出力電
圧を基準とする基準電圧と比較し誤差信号（ｅ03）を出
力する手段（４０）、この誤差信号から負出力電圧に相
当する電圧を減算するレベルシフト回路（６０）、この
レベルシフト回路でシフトされた誤差信号（ｅ04）を入
力し当該コモンラインより動作に必要な電力の供給を受
けて前記第２の二次巻線に接続された可飽和リアクトル
（ＳＲ２）に制御信号を送るマグアンプ制御部（５０）
を具備して、負出力の出力電圧安定化をすると共に、 前記誤差信号出力手段とマグアンプ制御部を正負出力回
路で共通にしたことを特徴とする正負出力スイッチング
電源の制御回路。 - 【請求項２】トランスの一次巻線（ｎ１）に入力された
直流入力電圧（Ｖin）をスイッチング素子によりオンオ
フして、第１及び第２の二次巻線（ｎ２，ｎ３）に現れ
たスイッチング信号を整流平滑化して正負の直流電圧を
出力する正負出力スイッチング電源において、 コモンラインと正出力電圧との差電圧を分圧する手段
（２１）、この分圧された信号を当該コモンラインを基
準とする基準電圧と比較し誤差信号（ｅ01）を出力する
手段（２２，２３）、この誤差信号を入力し当該正出力
電圧より動作に必要な電力の供給を受けて前記第１の二
次巻線に接続された可飽和リアクトル（ＳＲ１）に制御
信号を送るマグアンプ制御部（３０）を具備して、正出
力の出力電圧安定化をし、 負出力電圧とコモンラインとの差電圧を前記正出力の分
圧手段で分圧される電圧と等しい電圧に分圧するする手
段（４１）、この分圧された差電圧を当該負出力電圧を
基準とすると共にその値が正出力側と同一の基準電圧と
比較し誤差信号（ｅ03）を出力する手段（４２，４
３）、この誤差信号から負出力電圧に相当する電圧を減
算するレベルシフト回路（６０）、このレベルシフト回
路でシフトされた誤差信号（ｅ04）を入力し当該コモン
ラインより動作に必要な電力の供給を受けて前記第２の
二次巻線に接続された可飽和リアクトル（ＳＲ２）に制
御信号を送るマグアンプ制御部（５０）を具備して、負
出力の出力電圧安定化をすると共に、 前記誤差信号出力手段のうち分圧手段を除いた部分とマ
グアンプ制御部を正負出力回路で共通にしたことを特徴
とする正負出力スイッチング電源の制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63106573A JPH067747B2 (ja) | 1988-04-28 | 1988-04-28 | 正負出力スイッチング電源の制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63106573A JPH067747B2 (ja) | 1988-04-28 | 1988-04-28 | 正負出力スイッチング電源の制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01278265A JPH01278265A (ja) | 1989-11-08 |
| JPH067747B2 true JPH067747B2 (ja) | 1994-01-26 |
Family
ID=14436985
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63106573A Expired - Lifetime JPH067747B2 (ja) | 1988-04-28 | 1988-04-28 | 正負出力スイッチング電源の制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH067747B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5754416A (en) * | 1995-10-31 | 1998-05-19 | Samsung Electro-Mechanics Co., Ltd. | Single soft switching circuit for power supply |
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| US7269034B2 (en) | 1997-01-24 | 2007-09-11 | Synqor, Inc. | High efficiency power converter |
| JP4671020B2 (ja) * | 2005-01-28 | 2011-04-13 | サンケン電気株式会社 | 多出力共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| KR100666829B1 (ko) * | 2005-11-29 | 2007-01-10 | 단암전자통신주식회사 | 다중출력 전원장치 구현을 위한 스위칭장치 |
| JP5805961B2 (ja) * | 2011-02-24 | 2015-11-10 | ジーイー・メディカル・システムズ・グローバル・テクノロジー・カンパニー・エルエルシー | 超音波画像表示装置用電源回路及び超音波画像表示装置 |
| US10199950B1 (en) | 2013-07-02 | 2019-02-05 | Vlt, Inc. | Power distribution architecture with series-connected bus converter |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JPS60160372A (ja) * | 1984-01-26 | 1985-08-21 | Hitachi Metals Ltd | 磁気増幅器方式スイツチング電源 |
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-
1988
- 1988-04-28 JP JP63106573A patent/JPH067747B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01278265A (ja) | 1989-11-08 |
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