JPH063991B2 - マグネトロン駆動用電源 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はマグネトロン駆動用電源に係り、特に電子レン
ジのマイクロ波源として用いられるマグネトロンなどの
非線形負荷の駆動に好適なマグネトロン駆動用電源に関
する。

〔従来の技術〕

従来のたとえば電子レンジのマグネトロン電源などは、
たとえば電子技術第２０巻第３号（昭５３）ｐ．３４〜
４５に記載のように、商用交流電圧をトランスにより昇
圧したのちトランス２次側の半波倍電圧整流回路により
整流してマグネトロンの直流電圧を印加する回路であっ
て、その出力電力の制御はトランス１次側に直接に接続
された双方向可制御スイッチの通電位相を制御すること
により行なう方式であった。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかしながら上記従来技術では電子レンジのマグネトロ
ン電源のトランスを商用周波数で動作させるため、この
トランスが大型・大重量となるうえ商用周波数５０Hz，
６０Hzにより別設計する必要があった。さらに負荷のマ
グネトロンはアノード・カソード間印加電圧がカットオ
フ電圧を超えるとアノード電流が流れ始めて印加電圧の
増加とともにアノード電流が直接的に増加してマイクロ
波出力がえられるが、アノード電流が臨界値に達すると
異常発振を起こしてマイクロ波出力がえられなくなる特
性を有していて、この異常発振はマグネトロンの寿命を
著しく短縮するものである。しかもマグネトロンのカッ
トオフ電圧はたとえば約４kV程度でこの値がマグネトロ
ンの温度により変わって通常の動作時には数１００Ｖ変
動する。しかしながら従来技術ではこのような電源電圧
およびマグネトロンのカットオフ電圧が変動した場合に
ついては配慮されていないため、電源電圧上昇時あるい
はカットオフ電圧下降時にはアノード電流が臨界値を越
えて異常発振を起したり、また電源電圧下降時あるいは
カットオフ電圧上昇時にはマグネトロンの印加電圧がカ
ットオフ電圧以上とならずにマイクロ波出力がほとんど
えられなくなる問題点があった。また従来技術でこの問
題を解決するにはトランスの巻線比を電源電圧が最低値
になった場合にもマグネトロンの印加電圧がカットオフ
電圧以上になる値とし、電源電圧上昇時にはアノード電
流を検出して臨界値に達する以前に上記双方向可制御ス
イッチをオフすることにより異常発振を防止する方式が
考えられるが、しかしこの場合にはアノード電流を検出
する手段が必要となって上記双方向可制御スイッチの制
御回路も複雑となるなどの問題点がある。

本発明の目的はトランスを小型・軽量化した電子レンジ
電源などに利用可能で、さらに電源電圧およびマグネト
ロンのカットオフ電圧の変動時にもアノード電流を検出
する必要なく簡単な制御回路で必要なマイクロ波出力が
安定にえられる電子レンジのマグネトロン電源などに最
適に利用可能な、電源電圧変動に対する制御特性がよく
かつマグネトロンなどの非線形負荷に対して安定した電
圧の電力を簡単な回路で供給できる経済的なマグネトロ
ン駆動用電源を提供するにある。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は直流電源に直列に接続したトランスの１次巻線
および可制御スイッチの回路の可制御スイッチを高周波
でオン・オフさせ、トランスを高周波で用いることによ
りトランスの小型・軽量化を実現するが、次の点に着目
する。

電子レンジのマグネトロン電源などで電源電圧およびマ
グネトロンのカットオフ電圧の変動時にもマグネトロン
に必要な電力を供給できる方式として電流源によりマグ
ネトロンに電力を供給する方式がある。たとえばオン・
オフチョツパ方式では直流電源に直列に接続したトラン
スの１次巻線および可制御スイッチの回路の可制御スイ
ッチのオン期間に直流電源のエネルギーをトランスの励
磁エネルギーとして蓄え、可制御スイッチのオフ期間に
トランスを電流源として励磁エネルギーをマグネトロン
に供給するため、電源電圧変動時にも可制御スイッチの
オン・オフデューティを変えてトランスの励磁電流を制
御することにより、異常発振を起こすことなく必要な電
力をマグネトロンに供給できる。しかしオン・オフチョ
ツパ方式の出力電力は電源電圧と可制御スイッチのオン
・オフデューティの積の自乗に比例するため、電源電圧
変動時に一定電力を出力する場合にはオン・オフデュー
ティと電源電圧が反比例の関係となるので、可制御スイ
ッチの制御回路に非線形特性をもたせる必要があって制
御回路が複雑な構成となる。一方でオン・オンチョパ方
式では出力電圧が可制御スイッチのオン・オフデューテ
ィに比例するが、電源電圧に比例した値の出力電圧がマ
グネトロンに印加されるため、電源電圧が変動した場合
には異常発振を起こしたり印加電圧がカットオフ電圧を
越えないでマイクロ波出力がえられない現象を生ずる。

本発明の目的は上記に着目して、直流電源に接続したト
ランスの１次巻線および可制御スイッチの直列回路で、
上記トランスの２次巻線に上記可制御スイッチのオン期
間に該２次巻線に発生する電源電圧に比例した値の電圧
を出力する第１の電圧源を接続する一方、上記トランス
の２次巻線に上記可制御スイッチのオン期間に上記トラ
ンスの励磁インダクタンスに電源からの励磁エネルギー
を蓄えたのち上記可制御スイッチのオフ期間に上記トラ
ンスの励磁インダクタンスを電流源としてその蓄積エネ
ルギーを供給される第２の電圧源を接続するとともに、
上記第１の電圧源および第２の電圧源の直列回路に負荷
を接続する構成とすることにより、上記オン・オフチョ
ツパ方式およびオン・オンチョツパ方式の特徴を併有せ
しめ、更に、直流電源の電圧値を検出する電圧検出手段
と、該電圧検出手段の検出電圧に基づいて前記可制御ス
イッチを制御する制御手段を設けることにより達成され
る。

〔作用〕

本発明は電源電圧に比例した電圧を出力する第１の電圧
源と電源のエネルギーを電流源に蓄えたのち該電流源か
らエネルギーを供給される第２の電圧源を直列に接続し
て双方の出力値の和を負荷に印加するようにしているた
め、電源電圧変動時には可制御スイッチのオン・オフデ
ューティを変えて上記第１の電圧源とともに第２の電圧
源への電流源に蓄えるエネルギーを制御することによ
り、第１の電圧源の出力電圧の変動を第２の電圧源の出
力電圧を調整することにより補償して、負荷に安定した
所望の電圧の電力が供給される。

また、入力電力（直流電源電圧）にて可制御スイッチを
制御するので、負荷であるマグネトロンのカットオフ電
圧や入力電圧が変動してもこれに対応することができ、
マグネトロンに常に安定な電力を供給できる。

〔実施例〕

以下に本発明の実施例を第１図ないし第９図により説明
する。

第１図は本発明によるスイッチング電源の第１の実施例
を示すブロック図である。第１図において、１０は直流
電源、２０はトランス、３０は可制御スイッチ、４０は
可制御スイッチ３０の制御回路で、直流電源１０にトラ
ンス２０の１次巻線と可制御スイッチ３０の直列回路が
接続される。

５０は第１の電圧源、６０は第２の電圧源、７０は負荷
で、トランス２０の２次巻線にそれぞれ第１の電圧源５
０と第２の電圧源６０を接続し、第１の電圧源５０と第
２の電圧源６０の直列回路に負荷７０を接地する。なお
以下各図面を通じて同一符号は同一または相当部分を示
すものとする。

第２図は第１図の各部動作波形例図である。第１図の回
路動作を第２図により説明する。第２図の実線で示す波
形のようにトランス２０の２次巻線に接続した第１の電
圧源５０は可制御スイッチ３０のオン期間に直流電源１
０の電圧とトランス２０の巻数比に比例したトランス２
次巻線に発生する電圧を出力電圧として出力する。一方
のトランス２０の２次巻線に接続した第２の電圧源６０
は可制御スイッチ３０のオン期間に直流電源１０により
トランス２０の励磁インダクタンスに蓄えられた励磁電
流による励磁エネルギーを電流源として可制御スイッチ
３０のオフ期間に該励磁エネルギーを蓄えて発生する電
圧を出力電圧として出力する。第２図に示すトランス２
０の励磁電流の波形の斜線部は第２の電圧源６０に蓄積
される電荷量を表わす。第１の電流源５０と第２の電流
源６０の直列回路に接続した負荷７０には第１の電流源
５０の出力電圧と第２の電流源６０の出力電圧の和の電
圧の電力を供給する。この場合に制御回路４０により可
制御スイッチ３０のオン・オフデューティを変えること
により、負荷７０に供給する出力電圧の電力を可変にす
る。

電源電圧変動時には第２図の破線で示す波形のように直
流電源１０の電圧が上った場合には（破線Ｉ）、制御回
路４０により可制御スイッチ３０のオン・オフデューテ
ィを小さくして、トランス２０の励磁電流により励磁エ
ネルギーを減少させ、この励磁エネルギーを電流源とす
る第２の電圧源６０の出力電圧を下げ、第１の電圧源５
０の電源電圧に比例した出力電圧の増加分を補償するこ
とにより、負荷７０に安定した電圧の電力を供給する。
また直流電源１０の電圧が下った場合には（破線II）、
可制御スイッチ３０のオン・オフデューティを大きくし
て、トランス２０の励磁電流による励磁エネルギーを増
加させ、これにより第２の電圧源６０の出力電圧を上
げ、第１の電圧源５０の出力電圧の減少分を補償するこ
とにより、負荷７０に安定した出力電圧の電力を供給す
る。

第３図は本発明によるスイッチング電流の第２の実施例
を示すマグネトロン電源の回路図である。第３図におい
て、２１はトランス２０の１次巻線、２２は同じく２次
巻線で、１次巻線２１と２次巻線２２の極性をドットで
示す。３１は可制御スイッチ３０をなすトランジスタ、
３２は同じくトランジスタ３１の駆動回路で、トランジ
スタ３１のコレクタはトランス２０の１次巻線２１を経
て直流電源１０の正側に接続し、トランジスタ３１のエ
ミッタは直流電源１０の負側に接続する。５１は第１の
電圧源５０をなす第１のダイオード、５２は同じく第１
のコンデンサ、６１は第２の電圧源６０をなす第２のダ
イオード、６２は同じく第２のコンデンサ、７１は負荷
７０をなすマグネトロン、７２は同じくマグネトロン７
１のヒータ電源である。トランス２０の２次巻線２２の
一端にダイオード５１の陽極とダイオード６１の陰極を
接続し、トランス２０の２次巻線２２の他端にコンデン
サ５２の一端とコンデンサ６２の一端を接続する。コン
デンサ５２の他端にダイオード５１の陰極とマグネトロ
ン７１の陽極（接地）を接続し、コンデンサ６２の他端
にダイオード６１の陽極とマグネトロン７１の陰極を接
続する。

第４図(a)，(b)はそれぞれ第３図のトランジスタ３１が
オン，オフ状態の等価回路図である。第４図(a)，(b)に
おいて、２５はトランス２０の励磁インダクタンスであ
る。第３図のトランジスタ３１のオン，オフ時の回路動
作を第４図(a)，(b)により説明する。第４図(a)のトラ
ンジスタ３１のオン時には第１の電圧源５０をなす第１
のダイオード５１が導通して第１のコンデンサ５２を直
流電源１０により矢印方向の電流で充電し、負荷７０を
なすマグネトロン７１にはコンデンサ５２の充電電圧と
第２の電圧源をなす第２のコンデンサ６２の電圧の和の
電圧を印加して電力を供給する。さらにこのオン時にト
ランス２０の励磁インダクタンス２５に矢印方向の励磁
電流による励磁エネルギーを直流電源１０により蓄え
る。一方の第４図(b)のトランジスタ３１のオフ時には
トランス２０の２次巻線２２に逆起電力が発生し、第２
の電圧源６０をなす第２のダイオード６１が導通して第
２のコンデンサ６２を第４図(a)のオン時に励磁インダ
クタンス２５に蓄えた励磁エネルギーを電流源として矢
印方向の電流で充電し、マグネトロン７１には第１のコ
ンデンサ５２と第２のコンデンサ６２の充電電圧の和の
電圧を印加して電力を供給する。この場合に制御回路４
０により駆動回路３２を介してトランジスタ３１を直流
電源１０の電圧とマグネトロン７１に供給する基準出力
電力とから決まるオン・オフデューティで駆動する。ま
た直流電源１０の電圧変動時には上記第１図および第２
図の実施例と同様にトランジスタ３１のオン・オフデュ
ーティを制御することにより、トランス２０の２次電圧
とともに励磁電流を制御してコンデンサ５１とともにコ
ンデンサ６２の充電電圧を変え、マグネトロン７１の印
加電圧の変動を抑えて所定の出力電力を供給する。

第５図は第３図の各部動作波形例図である。第３図のマ
グネトロン７１のカットオフ電圧変動時を含む回路動作
を第５図により説明する。第５図の実線で示す波形のよ
うに直流電源１０によりトランジスタ３１のオン・オフ
期間の各部動作が行なわれる。マグネトロン７１のカッ
トオフ電圧変動時には第５図の破線で示すようにカット
オフ電圧が上った場合には（破線Ｉ）、アノード電流な
なわちコンデンサ６２の放電電荷量が減少するため、次
の動作周期のトランジスタ３１のオフ期間のコンデンサ
６２の充電電圧が図示のように上昇する。またカットオ
フ電圧が下った場合には（破線II）、アノード電流すな
わちコンデンサ６２の放電電荷量が増加するため、次に
動作周期のトランジスタ３１のオフ期間のコンデンサ６
２の充電電圧が図示のように低下する。このようにマグ
ネトロン７１のカットオフ電圧の変動に応じてコンデン
サ６２の充電電圧が変わり、コンデンサ５２の電圧とコ
ンデンサ６２の充電電圧の和のマグネトロン７１への印
加電圧が変わるので無制御でアノード電流の変動を抑え
ることができる。この場合の出力電力Ｐ、直流電源電圧
Ｅ、マグネトロンのカットオフ電圧Ｅｃ、トランジスタ
のオン・オフデューティρの関係はトランジスタのスイ
ッチング周波数ｆ、トランスの巻数比ｎ、トランスの励
磁インダクタンスＬに対して次式となる。

第６図(a)，(b)はそれぞれ上式より得られる第３図の特
性例図で、第６図(a)の実線は直流電源１０の電圧の変
動に対するトランジスタ３１のオン・オフデューティの
定出力電力制御特性図、第６図(b)はマグネトロン７１
のカットオフ電圧の変動に対する無制御時の出力電力特
性図である。第６図(a)の破線は従来のオン・オフチョ
ツパ方式の特性を示す。第６図(a)の破線で示す従来の
オン・オフチョツパ方式の直流電源の電圧が変動した場
合のオン・オフデューティの定出力電力制御特性が非線
形なのに対して、実線で示す第３図の直流電源１０の電
圧Ｅが変動した場合のトランジスタ３１のオン・オフデ
ューティρの定出力電力Ｐの制御特性はほぼ線形の特性
となる。また第６図(b)に示す第３図のマグネトロン７
１のカットオフ電圧Ｅｃが変動した場合の出力電力Ｐの
特性はほぼ平坦であってカットオフ電圧の変動の影響が
小さい。

このように第３図の実施例では、トランジスタ３１のオ
ン期間に導通して第１のコンデンサ５２へ電流路を形成
する極性に接続される２次巻線２２および第１のダイオ
ード５１の直列回路を上記第１のコンデンサ５２に並列
に接続して第１の電流源５０を構成する一方、トランジ
スタ３１のオフ期間に導通して第２のコンデンサ６２へ
電流路を形成する極性に接続される２次巻線２２および
第２のダイオード６１の直列回路を上記第２のコンデン
サ６２に並列に接続して第２の電圧源６０を構成すると
ともに、上記第１のコンデンサ５２および第２のコンデ
ンサ６２の直列回路をマグネトロン７１に並列に接続す
る構成により、簡単な回路構成で電源電圧およびマグネ
トロンのカットオフ電圧の変動時にも安定した電圧の電
力を供給して、所定のマイクロ波出力を得ることができ
る。

第７図は本発明によるスイッチング電源の第３の実施例
を示すマグネトロン電源の回路図である。第７図におい
て２３はトランス２０の３次巻線で、その極性をドット
で示す。第７図の実施例は第３図の実施例で第１のダイ
オード６１および第２のコンデンサ６２より構成する第
２の電圧源６０への電流源としてトランス２０の励磁エ
ネルギーを取り出す巻線を３次巻線２３として２次巻線
２２と別に設けて構成する。この実施例の回路動作およ
び特性は第３図と同様である。

第８図は本発明によるスイッチング電源の第４の実施例
を示すマグネトロン電源の回路図である。第８図におい
て、１１は商用交流電源、１２は整流回路（整流ブリッ
ジ）、１３は電源コンデンサで、直流電源１を構成す
る。第８図の実施例は第３図の直流電源１の電圧を商用
交流電源１１の交流電圧を整流回路１２で全波または半
波整流した整流電圧としてえ、この整流電圧の電源コン
デンサ１３間の瞬時値に応じて制御回路４０により駆動
回路３２を介してトランジスタ３１のオン・オフデュー
ティを制御することにより、マグネトロン７１の所定の
マイクロ波出力をうる。その回路動作および特性は第３
図と同様である。

第９図は本発明によるスイッチング電源の第５の実施例
を示す電子レンジ装置の回路図である。第９図におい
て、１はＡＣ差込みコンセント、２はフューズ、３は電
源スイッチ、４はパワートスイッチ、５はドアスイッ
チ、６は制御電源トランス、７は整流回路、８は定電圧
回路、９は冷却ファンである。第９図の回路動作および
特性などは第３図などと同様である。

〔発明の効果〕

以上のように本発明のスイッチング電源によれば、電子
レンジのマグネトロン電源などに適用して高周波での使
用によるトランスの小型・軽量化が可能なのみでなく、
電源電圧の変動に対してほぼ線形なデューティ制御特性
を有し、かつマグネトロンなどの非線形負荷の特性変動
の出力電力への影響が小さい特徴をもつので、簡単な回
路構成で電源電圧およびマグネトロンのカットオフ電圧
の変動時にも安定した電圧の電力をマグネトロンの供給
して安定なマイクロ波出力がえられなどの効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるスイッチング電源の第１の実施例
を示すブロック図、第２図は第１図の各部動作波形例
図、第３図は本発明によるスイッチング電源の第２の実
施例を示す回路図、第４図(a)，(b)はそれぞれ第３図の
トランジスタのオン・オフ状態の等価回路図、第５図は
第３図の各部動作波形例図、第６図(a)，(b)はそれぞれ
第３図の電源電圧変動時のデューティ定出力電力制御特
性例、カットオフ電圧変動時の無制御出力電力特性例
図、第７図は本発明によるスイッチング電源の第３の実
施例を示す回路図、第８図は同じく第４の実施例を示す
回路図、第９図は同じく第５の実施例を示す回路図であ
る。 １０…直流電源、２０…トランス、２１…１次巻線、２
２…２次巻線、３０…可制御スイッチ、３１…トランジ
スタ、４０…制御回路、５０…第１の電圧源、５１…第
１のダイオード、５２…第１のコンデンサ、６０…第２
の電圧源、６１…第２のダイオード、６２…第２のコン
デンサ、７０…負荷、７１…マグネトロン。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭51−121163（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−159667（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−150300（ＪＰ，Ａ) 特開 昭50−135518（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−148219（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−207919（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−190164（ＪＰ，Ａ) 実開 昭57−104782（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭57−163189（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭59−189483（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭52−8112（ＪＰ，Ｕ) 特公 昭58−22942（ＪＰ，Ｂ２)

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】１次巻線及び２次巻線を有するトランス
   と、前記１次巻線に直列に接続された可制御スイッチ
   と、商用交流電圧を全波整流または半波整流して得た整
   流電圧を電源コンデンサの両端に印加すると共に前記１
   次巻線及び前記可制御スイッチの直列回路に印加する整
   流回路と、前記２次巻線に接続され前記可制御スイッチ
   のオン期間に該２次巻線に発生する電圧を出力する第１
   の電圧源と、該第１の電圧源に直列に接続され前記可制
   御スイッチのオフ期間に前記トランスの励磁エネルギを
   貯蔵する第２の電圧源と、前記第１と第２の電圧源に接
   続されたマグネトロンと、前記電源コンデンサの両端に
   印加される整流電圧の瞬時値を検出する電圧検出手段
   と、 前記電圧検出手段が検出した前記整流電圧の瞬時値の大
   きさが大きい時には前記可制御スイッチのオンデューテ
   ィを小さくし前記瞬時値が小さい時にはオンデューティ
   を大きくする制御手段であって該オンデューティρを ここで、 Ｅ：電源コンデンサの両端に印加される整流電圧の瞬時
   値 Ｅｃ：マグネトロンのカットオフ電圧 Ｐ：マグネトロンの出力電力値 ｎ：トランスの巻数比 ｆ：可制御スイッチのスイッチング周波数 Ｌ：トランスの励磁インダクタンス の式で決定する制御手段とを設けたことを特徴とするマ
   グネトロン駆動用電源。