JPH0583218A - オーソゴナル周波数分割多重方式の復調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 オーソゴナル周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ
方式）を用いた通信システムの復調器において、シンボ
ルエラーの発生率を減少させる。 【構成】 受信波ＩＮが直交検波器１で直交検波される
と、その出力からＬＰＦ１１が直流成分のみを取り出
す。遅延検波回路１２は、ＬＰＦ１１の出力を遅延検波
し、その検波結果を符号判定回路１３及び誤差検出回路
１４へ送る。符号判定回路１３は、検波結果に基づき、
符号判定し、その判定結果を誤差検出回路１４へ送る。
誤差検出回路１４では、検波結果と判定結果との位相誤
差を検出する。平均化回路１５は、誤差検出回路１４の
検出誤差に基づき、搬送波発振器２の周波数を受信搬送
波の周波数と等しくするように制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、オーソゴナル周波数分
割多重方式（以下、ＯＦＤＭ方式という）を使用した通
信システムにおける復調器、特にその復調用搬送波発振
器の自動周波数制御（以下、ＡＦＣという）方式に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、この種の技術としては、例えば次
のような文献に記載されるものがあった。

【０００３】文献；EBU REVIEW-TECHNICAL、[224](1987
-8)(仏）R.Lassaille and M.Alard著“プリンサプルズ
オブ モジュレーション アンド チャネル コーデ
ィング フォー ディジタル ブロードカースティング
フォーモウブァラズ レシーバーズ（Principles of
modulation and channelcoding for digital broadcast
ing）”Ｐ．１６８−１９０ 前記文献に記載されているように、ＯＦＤＭ方式は、デ
ジタル音声ステレオ放送に使用することを目的として、
主として欧州で研究開発されている技術である。ＯＦＤ
Ｍ方式を用いた通信システムに使用する送信器側の変調
出力は、一般に次式（１）で表わされる。 但し、ｍｑ（ｔ）；ｑＴｓ−Δ／２≦ｔ＜（ｑ＋１）Ｔ
Ｓ−Δ／２の時刻ｔにおける変調出力 Ｔｓ ； クロックの周期（シンボル間隔） Δ ； ガードインターバルの時間 Ｔ ； Ｔ＝Ｔｓ−Δで求まる時間 ｑ ； 時刻をＴｓの間隔で数えたときのｑ番目の
時刻に相当 Φq,k ； ｋ番目のキャリアを直交位相変調（以下、
ＱＰＳＫという）したときの変調位相 Ａ ； 各ＱＰＳＫ変調波の振幅 ω０ ； 無線搬送波の角周波数 Ｎ ； ＯＦＤＭ方式のキャリアの数 一般にＯＦＤＭ方式では、例えば複数個（Ｌ）のデジタ
ル化されたプログラムを、各プログラムとも複数個（２
Ｍ）のシンボルに変換し、２つのシンボルを１組として
１つのキャリアをＱＰＳＫ変調し、それを全てのシンボ
ル組について行い、Ｍ×Ｌ個のＱＰＳＫ変調波を得てい
る。このとき、（１）式において、Ｎ＝ＭＬとなる。ま
た、１つのプログラムに対しては、（１）式のｋの値と
して、Ｌ間隔にＭ個のキャリアを割り当てている。

【０００４】一方、ＯＦＤＭ方式における復調器の復調
方式としては、同期検波方式、遅延検波方式等が考えら
れるが、ここでは、遅延検波方式について説明する。図
２は、従来のＯＦＤＭ方式における遅延検波方式の復調
器の一構成例を示す機能ブロック図である。

【０００５】この復調器は、受信波ＩＮを直交検波搬送
波Ｓ２で直交検波して同相検波成分Ｓ１ａ及び直交検波
成分Ｓ１ｂからなる検波信号Ｓ１を出力する直交検波器
１を有し、その入力側には、直交検波搬送波Ｓ２を出力
する搬送波発振器２が接続されている。直交検波器１の
出力側には、検波信号Ｓ１からタイミング信号Ｓ３等を
生成するシンボル再生回路３と、タイミング信号Ｓ３に
基づき検波信号Ｓ１から特定の周波数成分を取り出す相
関器４とが、接続されている。

【０００６】相関器４の出力側には、その出力信号Ｓ４
の差動化演算を行う差動化回路５が接続され、さらにそ
の出力側に、シリアル変換器６が接続されている。シリ
アル変換器６は、差動化回路５の出力信号Ｓ５を並列／
直列変換して直列符号の出力信号Ｓ６を出力する回路で
ある。

【０００７】次に、図２の復調器の動作を説明する。図
示しない送信器から伝搬路を介して送られてきた受信波
ＩＮが、直交検波器１に入力する。この受信波ＩＮは、
通常、伝搬路によって歪みや伝搬遅延等を受けるが、こ
こでは説明を簡単にするため、それらの影響がないもの
とする。すると、この受信波ＩＮは、（１）式と同じ式
となる。搬送波発振器２で発振した直交検波搬送波Ｓ２
は、直交検波器１に入力される。直交検波器１で直交検
波を行うため、直交検波搬送波Ｓ２は直交する２つの信
号であるが、それをここでは、次式（２）のような複素
数で表わす。 ｃｑ（ｔ）＝ｅ^{-j（ωct＋θc)} ・・・（２） 但し、ｔ，ｑ；（１）式と同じ ωｃ ；直交検波搬送波の角周波数 θｃ ；受信波（１）式と直交検波搬送波の位相差 直交検波器１では、受信波ＩＮと直交検波搬送波Ｓ２と
を乗算、即ち（１）式と（２）式を掛け合わせることに
より、次式（３）のような検波信号Ｓ１（＝Ｙｑ（ｔ))
を出力する。 検波信号Ｙｑ（ｔ）は、通常Ｉチャネルと称する同相検
波成分Ｓ１ａと、通常Ｑチャネルと称する直交検波成分
Ｓ１ｂとからなり、その同相検波成分Ｓ１ａが（３）式
の実数部、直交検波成分Ｓ１ｂが（３）式の虚数部に相
当する。

【０００８】（３）式において、Δω＝ω０−ωｃとす
ると、（４）式となる。 シンボル再生回路３では、（４）式に含まれるシンボル
周波数（クロック周波数）１／Ｔｓを再生し、そこから
各搬送波（キャリア）の周波数ｋ／Ｔ（但し、ｋ＝０，
１，…，Ｎ−１）を作り、また相関器４の演算を行う時
間（タイミング）を作り、それらのタイミング信号Ｓ３
を相関器４へ供給する。

【０００９】相関器４は、（４）式で表わされる検波信
号Ｓ１（＝Ｙｑ（ｔ))から、特定の周波数成分のみを取
り出すため、周波数ｓ／Ｔ（但し、ｓ；０，１，…，Ｎ
−１の整数）の信号を（４）式に掛け、それをｑ番目の
シンボルについては、時刻ｔ＝ｑＴｓからｔ＝ｑＴｓ＋
Ｔの間積分する。すると、周波数の番号ｓにおける相関
器４の出力信号Ｓ４は、次式（５）となる。 例えば、Δω＝０（即ち、受信搬送波と直交検波搬送波
Ｓ２が同一周波数）とすると、（５）式は次の通りとな
る。 Ｗｑ，ｓ＝Ａ・ｅ^j(Φq,s-θc) ・・・（６） そのため、ｋ＝ｓの変調成分のみが得られる。ところ
が、Δω≠０のときには、（５）式はこのように簡単に
ならず、ｋ≠ｓの成分からの影響が出てくる。そのと
き、ΔωＴを非常に小さくできるならば、ほぼ（６）式
の出力が得られると考えて差し支えない。

【００１０】今、１受信機が一つのプログラム（チャネ
ル）を選択して復調することを考えると、ｓの値とし
て、Ｌ間隔にＭ個あればよい。従って、相関器４とし
て、Ｍ個が必要となる。これらの相関器４から、（６）
式で表わされるＭ個の出力信号Ｓ４（＝Ｗｑ，ｓ）が、
差動化回路５へ出力される。

【００１１】差動化回路５は、１シンボル前の相関器出
力と、現在の出力との差動化演算を行う。１シンボル前
の値をＷｑ−１，ｓとすると、 Ｗｑ−１，ｓ＝Ａ・ｅ^{j(Φq-1,s-θc)} 差動化出力信号Ｓ５をＤｑ，ｓとすると、 Ｄｑ，ｓ＝Ｗｑ，ｓ・Ｗ^* ｑ−１，ｓ＝Ａ² ・ｅ^{j(Φq,s-Φq-1,s)} ・・・（７） 但し、 Ｗ^* ｑ−１，ｓ；Ｗｑ−１，ｓの共役複素数 従って、変調器において符号を差動化しておけば、
（７）式でその符号が復調されることがわかる。（７）
式で表わされるＭ個の出力信号Ｓ５が得られるので、シ
リアル変換器６で、Ｍ個（実際には、Ｍ組の複素数）の
並列なシンボルを並列／直列変換することにより、変調
器へ入力した直列符号の出力信号Ｓ６が出力される。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
ＯＦＤＭ方式の復調器では、次のような課題があった。
前述した復調過程において、Δω＝０あるいはΔωＴの
値が非常に小さく無視できるとしているが、ΔωＴの値
が無視できるほどには小さくできない場合がある。例え
ば、周波数安定度がそれほど高くない搬送波発振器２を
使用したり、無線周波数が高い場合等が相当する。この
場合、（６）式に他のチャネルからのリークが生じ、そ
れがそれ以降のシンボルの復調動作に影響し、シンボル
復調に対するシンボルエラーの発生確率を増大させる。
一般に、ＯＦＤＭ方式の通信においては、高度な誤り制
御方式を採用し、多少のシンボルエラーについては、誤
り制御方式で修復しているが、前記エラーの発生は誤り
制御能力以上のエラーをたびたび発生させるおそれがあ
り、未だ技術的に充分満足のゆく復調器を得ることが困
難であった。

【００１３】本発明は、前記従来技術が持っていた課題
として、直交検波搬送波の周波数が受信搬送波の周波数
と異なる（Δω≠０）ときに生じるシンボルエラーの発
生について解決したＯＦＤＭ方式の復調器を提供するも
のである。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題を解
決するために、ＯＦＤＭ方式を用いた通信システムの受
信波中の受信搬送波にほぼ等しい周波数で発振する搬送
波発振器、及び前記受信波を前記搬送波発振器の出力に
よって直交検波する直交検波器を有するＯＦＤＭ方式の
復調器において、次のような手段を講じている。

【００１５】即ち、直交検波器の出力信号のうち直流成
分のみを取り出す低域濾波器（以下、ＬＰＦという）
と、前記ＬＰＦの出力信号を遅延検波する遅延検波回路
と、前記遅延検波回路の出力信号を符号判定する符号判
定回路と、前記遅延検波回路の出力信号と前記符号判定
回路の出力信号との位相誤差を検出する誤差検出回路
と、前記誤差検出回路の出力信号を長期間平均する平均
化回路とを設け、前記平均化回路の出力信号に基づいて
前記搬送波発振器の周波数を制御する構成にしている。

【００１６】

【作用】本発明によれば、以上のようにＯＦＤＭ方式の
復調器を構成したので、受信波が直交検波器で直交検波
されると、ＬＰＦによってその直交検波器の出力信号の
内の直流成分のみが取り出され、遅延検波回路へ送られ
る。遅延検波回路では、ＬＰＦの出力信号を遅延検波し
てその検波結果を符号判定回路及び誤差検出回路へ与え
る。符号判定回路は、検波結果の符号判定を行い、その
判定結果を誤差検出回路へ与える。

【００１７】誤差検出回路では、検波結果と判定結果と
の位相誤差を検出し、その誤差信号を平均化回路へ与え
る。平均化回路では、誤差信号を長期間平均し、搬送波
発振器の周波数を受信搬送波の周波数と等しくなるよう
に該搬送波発振器の周波数制御を行う。これにより、シ
ンボルエラーの発生が少なくなる。従って、前記課題を
解決できるのである。

【００１８】

【実施例】図１は、本発明の実施例を示すもので、ＯＦ
ＤＭ方式を用いた通信システムに使用する遅延検波方式
の復調器の機能ブロック図であり、従来の図２中の要素
と共通の要素には共通の符号が付されている。

【００１９】この復調器では、従来の図２の復調器に、
搬送波発振器２の周波数を自動制御するＡＦＣ部１０が
付加されている。

【００２０】ＡＦＣ部１０は、検波信号Ｓ１の直流成分
のみ通過させるＬＰＦ１１を有し、その出力側に遅延検
波回路１２が接続されている。遅延検波回路１２は、Ｌ
ＰＦ１１の出力信号Ｓ１１を遅延検波してシンボル再生
回路３からのタイミング信号Ｓ３に基づき遅延検波信号
Ｓ１２を出力する回路であり、その出力側には、符号判
定回路１３及び誤差検出回路１４が接続されている。

【００２１】符号判定回路１３は、遅延検波信号Ｓ１２
を符号判定してその判定信号Ｓ１３を誤差検出回路１４
へ出力する回路である。誤差検出回路１４は、遅延検波
信号Ｓ１２と判定信号Ｓ１３との位相誤差を検出して位
相誤差信号Ｓ１４を出力する回路であり、その出力側に
平均化回路１５が接続されている。平均化回路１５は、
位相誤差信号Ｓ１４を長期間平均することによって搬送
波発振器２の周波数制御を行うための平均化信号Ｓ１５
を該搬送波発振器２へ出力する回路であり、移動平均回
路や、長時定数のＬＰＦ等で構成されている。

【００２２】次に、本実施例の復調器の動作を説明す
る。搬送波発振器２から直交検波器１へ直交検波搬送波
Ｓ２が供給されると、該直交検波器１では、受信波ＩＮ
を直交検波して同相検波成分Ｓ１ａ及び直交検波成分Ｓ
１ｂからなる検波信号Ｓ１を、相関器４及びＬＰＦ１１
へ供給する。検波信号Ｓ１は、（４）式で表わすことが
できる。

【００２３】ＬＰＦ１１は、検波信号Ｓ１（＝Ｙｑ
（ｔ))の直流成分のみ（即ち、（４）式のｋ＝０の成
分）を通し、その他の成分を減衰させる特性を持ち、次
式（８）のような出力信号Ｓ１１（＝Ｙｑ，０（ｔ))を
遅延検波回路１２へ出力する。 Ｙｑ，０（ｔ）＝Ａ・ｅ^{j(Φq,0+Δωt-θc)}＋Ｚｑ，ｋ ・・・（８） 但し、Ｚｑ，ｋ；ｋ＝０以外の成分がＬＰＦ１１を通し
てリークする成分 遅延検波回路１２では、１シンボル前の直流成分と、現
在の直流成分とで遅延検波を行う回路であり、遅延時間
Ｔ１（ほぼ１シンボルの時間Ｔｓに等しいが、必ずしも
一致しなくてよい）だけ遅れた信号と現在の信号とで遅
延検波を行い、シンボル再生回路３で得られるタイミン
グ信号Ｓ３により、時刻ｔ＝ｑＴｓからｔ＝ｑＴｓ＋Ｔ
の間の時刻ｔ＝ｔｄにおいてサンプリングされた次式
（９）のような遅延検波信号Ｓ１２（＝Ｐｑ）を符号判
定回路１３及び誤差検出回路１４へ出力する。 Ｐｑ＝Ａ² ・ｅ^{j(（Φq,0-Φq-1,0)+ ΔωT1）} ＋Ａ・Ｚｑ，ｋ，ｄ・ｅ^{-j（Φq-1,0+Δω(td-T1)-θc)} ＋Ａ・Ｚ^* ｑ−１，ｋ，ｄ・ｅ^{j(Φq,0+Δωtd- θc)} ＋Ｚｑ，ｋ，ｄ・Ｚ^* ｑ−１，ｋ，ｄ ・・・（９） 但し、Ｚｑ，ｋ，ｄ； Ｚｑ，ｋをｔ＝ｔｄでサンプリ
ングした値 Ｚ^* ｑ−１，ｋ，ｄ；１シンボル遅延したリーク成分を
ｔ＝ｔｄでサンプリングした値の共役複素数 符号判定回路１３は、遅延検波信号Ｓ１２の位相を、
０、π／２、πあるいは−π／２のどれに最も近いかを
判定する。その位相をΘｑとすると、符号判定回路１３
から、次式（１０）のような判定信号Ｓ１３（＝Ｑｑ）
が誤差検出回路１４へ出力される。 Ｑｑ＝Ａ² ・ｅ^{j Θq} ・・・（１０） ここで、ΔωＴ＜１とすることは、搬送波発振器２の周
波数安定度を制限することによって比較的容易に実現で
きる。また、Ｚｑ，ｋ，ｄ及びＺｑ−１，ｋ，ｄの振幅
の絶対値を、ＱＰＳＫ変調波の振幅Ａ以下となるように
ＬＰＦ１１の特性を選択することができる。この場合、
（９）式は、次式（９−１）で近似できる。 Ｑｑ≒Ａ² ・ｅ^{j(Φq,0-Φq-1,0)} ・・・（９−１） 変調器において、差動符号化したＱＰＳＫ方式の場合、
Φq,0 −Φq-1,0 は、０、π／２、πあるいは−π／２
のどれかとなり、一般的には、Θｑ＝Φｑ，０−Φｑ-
１，０が得られる。外部雑音等により、Θｑ＝Φｑ，０
−Φｑ- １，０が成り立たないことがあるが、希な例で
あると考えられる。

【００２４】誤差信号回路１４は、遅延検波信号Ｓ１２
と判定信号Ｓ１３との位相誤差を検出し、その位相誤差
信号Ｓ１４を平均化回路１５へ出力する。（９）式の第
２項〜第４項は、第１項よりもかなり小さいことが期待
されるので、それをδｑと表わすと、位相誤差信号Ｓ１
４（＝Ｓｑ）は次式（１１）のようになる。 Ｓｑ＝Ｐｑ・Ｑ^* ｑ＝Ａ⁴ ・ｅ^{j ΔωＴ１}・ｅ^{j(（Φq,0 −Φq-1,0)−Θq)} ＋δｑ・Ａ² ・ｅ^-jΘq ・・・（１１） ここで、先の仮定、即ち、Θｑ＝Φｑ，０−Φｑ- １，
０、かつδｑが無視できるとすると、 Ｓｑ＝Ａ⁴ ・ｅ^{j ΔωＴ１} となって、角周波数の差Δωに比例した位相誤差が検出
されることがわかる。しかし、その仮定が成り立たない
ことがあり、次の平均化を行う必要がある。

【００２５】平均化回路１５は、（１１）式の位相誤差
信号Ｓ１４（＝Ｓｑ）を長期間平均する。（１１）式の
第１項のＡ及びΔωＴ１は、長期間一定の値となる。第
１項の（Φｑ，０−Φｑ- １，０）−Θｑは先に記述し
たように時々０ではなくなるが、一般的には０であり、
長期間の平均ではほぼ０として差し支えない。また、
（１１）式の第２項は、もともと値はかなり小さいが、
さらに、ランダムな信号で変調されていることを考慮す
ると、長期間では相殺効果が働いて非常に小さな値とな
る。そのため、平均化回路１５から、次式（１２）のよ
うな制御信号Ｓ１５（＝Ｓａｖ）が、搬送波発振器２へ
出力される。 Ｓａｖ＝Ａ⁴ ・ｅ^{j ΔωT1} ・・・（１２） ここで、ΔωＴ１＜１とすると、 Ｓａｖ＝Ａ⁴ ・（１＋ｊΔωＴ１） ・・・（１３） となり、制御信号Ｓａｖの虚数部には角周波数差に比例
した信号が得られる。この信号を搬送波発振器２に入力
し、該発振器２の角周波数を高くする方向に周波数を制
御すれば、次の時刻には、Δωが小さくなり、（１３）
式の虚数部の絶対値は小さくなる方向となり、最終的に
虚数部が０（即ち、Δωが０）となるまで周波数の自動
制御が行われる。

【００２６】以上のように本実施例では、ＯＦＤＭ方式
の復調器に、ＡＦＣ部１０を付加して搬送波発振器２の
周波数を制御するようにしたので、シンボルエラーを減
少することができ、良好な通信を行うことが可能とな
る。さらに、搬送波発振器２の周波数安定度を経済性を
考慮して選択可能となり、それによって搬送波発振器２
の回路構成の簡単化が図れ、しかも高い無線周波数にお
いてＯＦＤＭ方式の高精度な復調動作が可能となる。

【００２７】なお、本発明は上記実施例に限定されず、
種々の変形が可能である。その変形例としては、例えば
次のようなものがある。

【００２８】（ａ） 上記実施例では、遅延検波方式の
復調器について説明したが、直交検波を行う他の方式の
復調器にも上記実施例のＡＦＣ部１０の適用が可能であ
る。 （ｂ） 図１のＡＦＣ部１０は、集積回路等を用いた個
別回路で構成する以外に、コンピュータやディジタル・
シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）等のプログラム制御等
によって実行することも可能あり、それによって回路構
成の簡単化が図れる。

【００２９】

【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
れば、従来のＯＦＤＭ方式の復調器にＡＦＣ機能を付加
したので、シンボルエラーを減少し、良好な復調動作を
行うことが可能となる。さらに、搬送波発振器の周波数
安定度を経済性を考慮して選択可能となり、それによっ
て該搬送波発振器の回路構成の簡単化が図れる。しか
も、高い無線周波数においてＯＦＤＭ方式の高精度な復
調動作が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例を示すＯＦＤＭ方式の復調器の
機能ブロックである。

【図２】従来のＯＦＤＭ方式の復調器の機能ブロック図
である。

【符号の説明】

１ 直交検波器 ２ 搬送波発振器 ３ シンボル再生回路 ４ 相関器 ５ 差動化回路 ６ シリアル変換器 １０ ＡＦＣ部 １１ ＬＰＦ １２ 遅延検波回路 １３ 符号判定回路 １４ 誤差検出回路 １５ 平均化回路

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 オーソゴナル周波数分割多重方式を用い
   た通信システムの受信波中の受信搬送波にほぼ等しい周
   波数で発振する搬送波発振器、及び前記受信波を前記搬
   送波発振器の出力によって直交検波する直交検波器を有
   するオーソゴナル周波数分割多重方式の復調器におい
   て、 前記直交検波器の出力信号のうち直流成分のみを取り出
   す低域濾波器と、前記低域濾波器の出力信号を遅延検波
   する遅延検波回路と、前記遅延検波回路の出力信号を符
   号判定する符号判定回路と、前記遅延検波回路の出力信
   号と前記符号判定回路の出力信号との位相誤差を検出す
   る誤差検出回路と、前記誤差検出回路の出力信号を長期
   間平均する平均化回路とを設け、前記平均化回路の出力
   信号に基づいて前記搬送波発振器の周波数を制御する構
   成にしたことを特徴とするオーソゴナル周波数分割多重
   方式の復調器。