JP7707843B2 - 電源回路 - Google Patents

Description

本発明は、電源回路に関する。

インダクタ電流と、出力電圧に応じた帰還電圧とに基づいてトランジスタを制御して、入力電圧から出力電圧を生成する電源回路がある（例えば、特許文献１）。

特開２００３－３３３８４３号公報

また、電源回路には、負荷に流れる負荷電流が所定値を超え、電源回路の負荷の状態が過負荷となると出力電圧を低下させる垂下特性を有するものがある。

しかしながら、電源回路が垂下特性に従って出力電圧を低下させるよう動作すると、一般に、トランジスタに流れるインダクタ電流が減少し、インダクタ電流に基づいて負荷の状態が過負荷であることを検出することができなくなる。

本発明は、上記のような従来の問題に鑑みてなされたものであって、その目的は、出力電圧に垂下特性を有しつつ、負荷の状態が過負荷であるか否かを検出できる電源回路を提供することにある。

前述した課題を解決する本発明にかかる第１の態様の電源回路は、入力電圧から目的レベルの出力電圧を負荷に対して生成する電源回路であって、１次コイル、２次コイル、及び補助コイルを含むトランスと、前記１次コイルに流れるインダクタ電流を制御するトランジスタと、前記補助コイルの電圧に基づく電源電圧が印加される第１端子と、帰還電圧が印加される第２端子と、を有し、前記帰還電圧に基づいて、前記トランジスタをスイッチングする集積回路と、前記負荷に流れる負荷電流が所定値より小さい場合、前記出力電圧を前記目的レベルとする前記帰還電圧を生成し、前記負荷電流が前記所定値より大きい場合、前記出力電圧を低下させる前記帰還電圧を生成する帰還回路と、を備え、前記集積回路は、前記帰還電圧に基づいて、前記トランジスタのスイッチングを行う第１モードか、前記トランジスタのスイッチングを停止する第２モードかを判定する判定回路と、前記判定回路からの前記第１モードを示す判定結果と、前記電源電圧とに基づいて前記負荷の状態が過負荷であるか否かを検出する第１過負荷保護回路と、前記帰還電圧と、前記判定回路の判定結果と、前記第１過負荷保護回路の検出結果と、に基づいて、前記トランジスタのスイッチングを制御するスイッチング制御回路と、を含み、前記スイッチング制御回路は、前記第１過負荷保護回路が前記負荷の状態が過負荷であることを検出すると、前記トランジスタのスイッチングを停止する。

本発明によれば、出力電圧に垂下特性を有しつつ、負荷の状態が過負荷であるか否かを検出できる電源回路を提供することができる。

ＡＣ－ＤＣコンバータ１０の構成の一例を示す図である。 ＡＣ－ＤＣコンバータ１０の垂下特性を示す図である。 制御回路４２の構成の一例を示す図である。 制御ＩＣ３２の構成の一例を示す図である。 起動回路８０の構成の一例を示す図である。 帰還電圧Ｖｆｂと、発振信号ｏｓｃ_ｏｕｔの周波数Ｆｓｗとの関係を示す図である。 駆動信号Ｖｑ１を生成する動作を説明する図である。 定電圧（ＣＶ）又は定電流（ＣＣ）モードにおける帰還電圧Ｖｆｂの変化要因と、出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を示す図である。 帰還電圧Ｖｆｂが低下した際の駆動信号Ｖｑ１の波形の一例を示す図である。 過負荷保護回路８６の構成の一例を示す図である。 過負荷保護回路８７の構成の一例を示す図である。 過負荷保護回路８７の動作を示すタイミングチャートの一例を示す図である。 過負荷保護回路８７の動作を示すタイミングチャートの一例を示す図である。 制御ＩＣ３２の変形例の構成の一例を示す図である。 過負荷保護回路２００の構成の一例を示す図である。

本明細書及び添付図面の記載により、少なくとも以下の事項が明らかとなる。
＝＝＝＝＝本実施形態＝＝＝＝＝
図１は、本発明の一実施形態であるＡＣ－ＤＣコンバータ１０の構成の一例を示す図である。ＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、商用電源の交流電圧Ｖａｃから出力電圧Ｖｏｕｔを生成する電源回路であり、出力電圧Ｖｏｕｔに垂下特性を有する。

＜＜＜ＡＣ－ＤＣコンバータ１０の概要＞＞＞
ＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、全波整流回路２０、コンデンサ２１，２４，４１、トランス２２、抵抗２３、ダイオード２５，２７，２８，４０、制御ブロック２６、及び制御回路４２を含んで構成される。そして、負荷１１は、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０に接続され、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０により電力が供給される負荷（例えば、発光ダイオード）であり、出力電圧Ｖｏｕｔが印加される。なお、負荷１１に流れる電流を負荷電流Ｉｏｕｔとする。

全波整流回路２０は、入力電圧である所定の交流電圧Ｖａｃを全波整流し、電圧Ｖｒｅｃ１として、トランス２２の１次コイルＬ１、コンデンサ２１，２４、及び抵抗２３に印加する。また、コンデンサ２１は、電圧Ｖｒｅｃ１を平滑化する。なお、交流電圧Ｖａｃは、例えば、実効値が１００～２４０Ｖ、周波数が５０～６０Ｈｚの電圧である。

トランス２２は、入力側に設けられた１次コイルＬ１、１次コイルＬ１に磁気的に結合された２次コイルＬ２、及び２次コイルに磁気的に結合された補助コイルＬ３を有する。ここで、２次コイルＬ２及び補助コイルＬ３に生じる電圧が、１次コイルＬ１に生じる電圧とは極性が逆になるよう、２次コイルＬ２及び補助コイルＬ３は巻かれている。また、１次コイルＬ１、及び補助コイルＬ３は、入力側（１次側）に設けられ、２次コイルＬ２は、出力側（２次側）に設けられる。

抵抗２３、コンデンサ２４、及びダイオード２５は、スナバ回路を構成する。スナバ回路は、パワートランジスタ３０（後述）がオフの際に１次コイルＬ１の漏れインダクタンスにより生じるサージ電圧を抑制し、パワートランジスタ３０の破壊を防止する。また、スナバ回路は、１次コイルＬ１と並列に接続される。また、ダイオード２５のアノードは、後述のパワートランジスタ３０の高電位側に接続され、カソードは、抵抗２３に接続される。さらに、コンデンサ２４は、抵抗２３と並列に接続される。

制御ブロック２６は、トランス２２の１次側の１次コイルＬ１に流れるインダクタ電流ＩＬ１を制御することにより、トランス２２の２次側の２次コイルＬ２に生じる電圧を制御する。この結果、トランス２２の２次側に出力電圧Ｖｏｕｔが生成される。

ダイオード２７，２８は、交流電圧Ｖａｃを全波整流し整流電圧Ｖｒｅｃ２を生成する。なお、整流電圧Ｖｒｅｃ２は、制御ブロック２６に含まれる制御ＩＣ３２（後述）の端子ＶＨに印加される。

ダイオード４０は、トランス２２の２次コイルＬ２からのインダクタ電流ＩＬ２を整流し、コンデンサ４１に供給する。コンデンサ４１は、ダイオード４０からの電流により充電されるため、コンデンサ４１の端子間には出力電圧Ｖｏｕｔが発生する。

制御回路４２は、例えば、後述の発光ダイオード５３（図１には不図示）を有し、負荷電流Ｉｏｕｔと、出力電圧Ｖｏｕｔとに基づいて、フォトトランジスタ３８（後述）と伴に帰還電圧Ｖｆｂ（後述）を生成する。なお、制御回路４２の詳細は後述する。

＜＜＜制御ブロック２６の概要＞＞＞
制御ブロック２６は、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０を制御するための回路ブロックである。制御ブロック２６は、パワートランジスタ３０、抵抗３１，３４、制御ＩＣ３２、コンデンサ３３，３５，３７、ダイオード３６、及びフォトトランジスタ３８を含んで構成される。

パワートランジスタ３０は、負荷１１へ供給する電力を制御するためのＮＭＯＳトランジスタであり、１次コイルに流れるインダクタ電流ＩＬ１を制御する。なお、本実施形態では、パワートランジスタ３０は、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタであることとしたがこれに限られない。パワートランジスタ３０は、電力を制御できるトランジスタであれば、例えば、バイポーラトランジスタ等であっても良い。

抵抗３１は、パワートランジスタ３０がオンの際に１次コイルＬ１に流れるインダクタ電流ＩＬ１（つまり、パワートランジスタ３０に流れる電流）を検出するための抵抗である。抵抗３１の一端は、パワートランジスタ３０のソース電極に接続され、他端は、接地されている。

制御ＩＣ３２は、出力電圧Ｖｏｕｔを生成するため、パワートランジスタ３０をスイッチングする集積回路である。具体的には、制御ＩＣ３２は、インダクタ電流ＩＬ１、及び帰還電圧Ｖｆｂに基づいて、パワートランジスタ３０をスイッチングする。

なお、制御ＩＣ３２の詳細については後述するが、制御ＩＣ３２には、端子ＣＳ，ＦＢ，ＯＵＴ，ＶＣＣ，ＶＨが設けられている。なお、パワートランジスタ３０のゲート電極は、端子ＯＵＴに接続され、パワートランジスタ３０は、駆動電圧Ｖｇによりスイッチングされる。また、実際の制御ＩＣ３２には、他の端子も設けられているが、説明の便宜上省略されている。

コンデンサ３３は、端子ＣＳと、接地との間に設けられ、インダクタ電流ＩＬ１が流れることにより生じる抵抗３１の電圧が抵抗３４を介して印加される。なお、コンデンサ３３と抵抗３４は、ローパスフィルタを構成し、端子ＣＳの電圧Ｖｃｓを安定化させる。

コンデンサ３５は、端子ＶＣＣと、接地との間に設けられる。また、ダイオード３６は、アノードが補助コイルＬ３に接続され、カソードは端子ＶＣＣに接続される。

また、補助コイルＬ３に生じる電圧Ｖａは、ダイオード３６を介してコンデンサ３５に印加される。なお、端子ＶＣＣには、パワートランジスタ３０がオフの際に補助コイルＬ３の電圧Ｖａに基づく電圧が印加されるコンデンサ３５が接続されており、この電圧が電源電圧Ｖｃｃとなる。すなわち、コンデンサ３５には電源電圧Ｖｃｃが印加される。

また、出力電圧Ｖｏｕｔが目的レベルＶｏｕｔ_ｔａｒｇｅｔに維持されている場合、電源電圧Ｖｃｃのレベルは、後述する所定レベルＶｃｌｐｈより高く維持される。なお、端子ＶＣＣは、「第１端子」に相当し、コンデンサ３５は、「コンデンサ」に相当する。

コンデンサ３７は、端子ＦＢと、接地との間に設けられ、端子ＦＢの電圧Ｖｆｂを安定化させる。また、電圧Ｖｆｂは、出力電圧Ｖｏｕｔに応じた帰還電圧であり、端子ＦＢに印加される。

なお、詳細は後述するが、制御ＩＣ３２は電圧Ｖｆｂに応じた周波数でパワートランジスタ３０をオンする。そして、パワートランジスタ３０がオンする間に電圧Ｖｃｓが電圧Ｖｆｂを超えると、制御ＩＣ３２はパワートランジスタ３０をオフする。なお、端子ＦＢは、「第２端子」に相当し、端子ＣＳは、「第３端子」に相当する。

フォトトランジスタ３８は、端子ＦＢと、接地との間に設けられ、発光ダイオード５３（後述）からの光を受ける。また、フォトトランジスタ３８は、発光ダイオード５３が発光する光の強度が強くなると、より大きなシンク電流Ｉａを端子ＦＢに流す。その結果、詳細は後述するが、帰還電圧Ｖｆｂは低下する。

＜＜＜ＡＣ－ＤＣコンバータ１０から出力される出力電圧Ｖｏｕｔの垂下特性＞＞＞
詳細は後述するが、本実施形態のＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、負荷１１（例えば、発光ダイオード）に電力を供給する。そして、負荷１１に負荷電流Ｉｏｕｔが多く流れる（すなわち、負荷１１の状態が重負荷となる。）場合に、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０が目的レベルＶｏｕｔ_ｔａｒｇｅｔの出力電圧Ｖｏｕｔを出力し続けると、負荷１１が破壊される可能性がある。このような場合、一般的に、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、出力電圧Ｖｏｕｔに垂下特性を持たせることがある。

ＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、図２に示すように、負荷電流Ｉｏｕｔが所定値Ｉｏｕｔ_ｌｉｍｉｔより小さい場合、出力電圧Ｖｏｕｔを目的レベルＶｏｕｔ_ｔａｒｇｅｔに維持する。この場合、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、定電圧（ＣＶ）モードで動作する。

一方、負荷電流Ｉｏｕｔが所定値Ｉｏｕｔ_ｌｉｍｉｔより大きい場合、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、出力電圧Ｖｏｕｔを低下させる。この場合、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、定電流（ＣＣ）モードで動作する。

＜＜＜制御回路４２の概要＞＞＞
図３に示す、制御回路４２は、図２に示すような垂下特性を実現するために用いられる回路である。そのため、制御回路４２は、定電圧モードの場合に動作する定電圧監視回路５０と、定電流モードの場合に動作する定電流監視回路５１とを有している。それぞれの回路の構成及び動作について以下で説明する。

＜＜＜制御回路４２の構成＞＞＞
以下では、図３を参照して、制御回路４２の具体的な構成が説明される。制御回路４２は、出力電圧Ｖｏｕｔと、負荷電流Ｉｏｕｔとに基づいて、発光ダイオード５３及びフォトトランジスタ３８で構成されるフォトカプラを制御する。

具体的には、定電圧モードの場合、制御回路４２は、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇するほど、発光ダイオード５３が発する光を強くする。また、定電流モードの場合、制御回路４２は、負荷電流Ｉｏｕｔが所定値Ｉｏｕｔ_ｌｉｍｉｔより大きくなると、出力電圧Ｖｏｕｔを低下させるよう、発光ダイオード５３が発する光を強くする。

制御回路４２は、定電圧監視回路５０、定電流監視回路５１、抵抗５２、及び発光ダイオード５３を含んで構成される。なお、詳細は後述するが、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０が定電圧モードで動作する場合に、制御回路４２は、定電圧監視回路５０が発光ダイオード５３のカソードに印加する電圧Ｖｘに基づいて発光ダイオード５３が発する光を制御する。

一方、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０が定電流モードで動作する場合に、制御回路４２は、定電流監視回路５１が発光ダイオード５３のカソードに印加する電圧Ｖｙに基づいて発光ダイオード５３が発する光を制御する。また、ここで、発光ダイオード５３のカソードの電圧を電圧Ｖｚとすると、電圧Ｖｚは、電圧Ｖｘ又は電圧Ｖｙの低い方に応じて決まる。

＝＝定電圧監視回路５０＝＝
ＡＣ－ＤＣコンバータ１０が定電圧モードで動作する場合に、出力電圧Ｖｏｕｔを目的レベルＶｏｕｔ＿ｔａｒｇｅｔとするよう、定電圧監視回路５０は、発光ダイオード５３が発する光を制御する。

定電圧監視回路５０は、抵抗６０，６１，６３，６４、オペアンプ６２、及びダイオード６５を含んで構成される。抵抗６０，６１は、分圧回路を構成し、不図示の電源から供給される電圧Ｖｄｄ０が印加されるラインＬＮ０と、負荷１１の低電位側の電圧が印加されるラインＬＮ１との間に直列に接続される。また、抵抗６０，６１の接続点に生じる電圧は、オペアンプ６２の非反転入力端子に印加される。

また、抵抗６３，６４は、分圧回路を構成し、出力電圧Ｖｏｕｔが印加されるラインＬＮ２と、ラインＬＮ１との間に直列に接続される。また、抵抗６３，６４の接続点に生じる電圧は、オペアンプ６２の反転入力端子に印加される。

ダイオード６５のカソードは、オペアンプ６２の出力に接続され、アノードは、発光ダイオード５３のカソードに接続される。

このように構成される定電圧監視回路５０の動作について簡単に説明する。例えば、負荷１１の状態が軽負荷となることにより、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する場合、抵抗６３，６４の接続点に生じる電圧は、上昇し、抵抗６０，６１の接続点に生じる電圧より高くなる。これにより、オペアンプ６２は、負の電圧Ｖｘを出力する。

なお、「負荷１１の状態が軽負荷」とは、例えば、負荷１１に流れる負荷電流Ｉｏｕｔの電流値が所定値（例えば、１Ａ）未満の場合を指す。また、「負荷１１の状態が重負荷」とは、例えば、負荷１１に流れる負荷電流Ｉｏｕｔの電流値が所定値（例えば、１Ａ）より大きい場合を指す。なお、この場合の所定値（例えば、１Ａ）は、所定値Ｉｏｕｔ_ｌｉｍｉｔより小さい。

また、「負荷１１の状態が無負荷」とは、負荷１１に流れる負荷電流Ｉｏｕｔの電流値が極めて小さいか、０（ゼロ）Ａである場合を指す。また、負荷１１の状態が重負荷か軽負荷かを判定するための負荷電流Ｉｏｕｔの電流値は、例えば、１Ａであると説明したが、この電流値は、様々に設定され得る。

電圧Ｖｘが、電圧Ｖｚよりダイオード６５の順方向電圧分低下すると、電圧Ｖｘのさらなる低下に伴い、電圧Ｖｚは低下する。

一方、例えば、負荷１１の状態が重負荷となることにより、出力電圧Ｖｏｕｔが低下する場合、抵抗６３，６４の接続点に生じる電圧は、低下し、抵抗６０，６１の接続点に生じる電圧より低くなる。これにより、オペアンプ６２は、正の電圧Ｖｘを出力する。

ＡＣ－ＤＣコンバータ１０が定電圧モードで動作する場合に、定電圧監視回路５０が上述のように動作すると、発光ダイオード５３からの光は出力電圧Ｖｏｕｔに応じて変化し、帰還電圧Ｖｆｂも変化する。そして、詳細は後述するが、出力電圧Ｖｏｕｔに応じて帰還電圧Ｖｆｂが変化すると、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、出力電圧Ｖｏｕｔを目的レベルＶｏｕｔ_ｔａｒｇｅｔに維持することができる。

＝＝定電流監視回路５１＝＝
ＡＣ－ＤＣコンバータ１０が定電流モードで動作する場合に、負荷電流Ｉｏｕｔが所定値Ｉｏｕｔ_ｌｉｍｉｔより大きくなると、定電流監視回路５１は、負荷電流Ｉｏｕｔを所定値Ｉｏｕｔ_ｌｉｍｉｔに保ち出力電圧Ｖｏｕｔを低下させるよう、発光ダイオード５３が発する光を強くする。

定電流監視回路５１は、抵抗７０，７２，７３，７５、コンデンサ７１、オペアンプ７４、及びダイオード７６を含んで構成される。

抵抗７０は、一端が、ラインＬＮ０に接続され、他端はコンデンサ７１の一端に接続される。また、コンデンサ７１の他端は、接地電圧が印加されるラインＬＮ３に接続される。

抵抗７２，７３は、分圧回路を構成し、抵抗７０、及びコンデンサ７１の接続点と、ラインＬＮ３との間に接続される。抵抗７２，７３の接続点に生じる電圧は、オペアンプ７４の非反転入力端子に印加される。また、抵抗７５は、ラインＬＮ１と、ラインＬＮ３との間に接続される。

オペアンプ７４の反転入力端子は、ラインＬＮ１に接続される。ダイオード７６のカソードは、オペアンプ７４の出力に接続され、アノードは、発光ダイオード５３のカソードに接続される。

このように構成される定電流監視回路５１の動作について簡単に説明する。負荷電流Ｉｏｕｔが増加し、抵抗７５に生じる電圧が大きくなり、オペアンプ７４の反転入力端子の電圧が抵抗７２，７３の接続点の電圧より高くなると、オペアンプ７４は、負の電圧Ｖｙを出力する。

そして、電圧Ｖｚが、電圧Ｖｙにダイオード７６の順方向電圧分を足した電圧より高い場合、電圧Ｖｙのさらなる低下に伴い、電圧Ｖｚは低下する。

一方、例えば、負荷電流Ｉｏｕｔが所定値Ｉｏｕｔ_ｌｉｍｉｔより小さい場合、出力電圧Ｖｏｕｔは目的レベルＶｏｕｔ_ｔａｒｇｅｔを維持する。この場合、抵抗７５に生じる電圧は低くなり、結果として、オペアンプ７４の反転入力端子の電圧は、抵抗７２，７３の接続点に生じる電圧より低くなる。これにより、オペアンプ７４は、正の電圧Ｖｙを出力する。

ＡＣ－ＤＣコンバータ１０が定電流モードで動作する場合に、定電流監視回路５１が上述のように動作すると、発光ダイオード５３からの光は負荷電流Ｉｏｕｔに応じて変化し、帰還電圧Ｖｆｂも変化する。そして、詳細は後述するが、負荷電流Ｉｏｕｔに応じて帰還電圧Ｖｆｂが変化すると、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、負荷電流Ｉｏｕｔが所定値Ｉｏｕｔ_ｌｉｍｉｔより大きくならないよう負荷電流Ｉｏｕｔを維持することができる。

＝＝抵抗５２、発光ダイオード５３＝＝
抵抗５２は、発光ダイオード５３に流れる電流を制限する抵抗であり、一端がラインＬＮ０に接続され、他端は発光ダイオード５３のアノードに接続される。発光ダイオード５３は、電圧Ｖｚに応じた強度の光を発する素子であり、フォトトランジスタ３８とともにフォトカプラを構成する。

上述したように、発光ダイオード５３は、電圧Ｖｚが低いほど強い光を発する。そして、ダイオード６５，７６の順方向電圧が同一であるとすると、電圧Ｖｚは、電圧Ｖｘ又は電圧Ｖｙの低い方に応じて決まる。

なお、本実施形態において、負荷電流Ｉｏｕｔが所定値Ｉｏｕｔ_ｌｉｍｉｔより小さい場合、電圧Ｖｘの方が電圧Ｖｙより低くなるよう、制御回路４２は構成される。これにより、負荷電流Ｉｏｕｔが所定値Ｉｏｕｔ_ｌｉｍｉｔより小さい場合、制御回路４２は、出力電圧Ｖｏｕｔが目的レベルＶｏｕｔ_ｔａｒｇｅｔとなるよう、フォトトランジスタ３８を制御し帰還電圧Ｖｆｂを生成する。

また、負荷電流Ｉｏｕｔが所定値Ｉｏｕｔ_ｌｉｍｉｔより大きい場合、電圧Ｖｙの方が電圧Ｖｘより低くなるよう、制御回路４２は構成される。そのため、負荷電流Ｉｏｕｔが所定値Ｉｏｕｔ_ｌｉｍｉｔより大きい場合、制御回路４２は、出力電圧Ｖｏｕｔを低下させるよう、フォトトランジスタ３８を制御し帰還電圧Ｖｆｂを生成する。

以上述べた通り制御回路４２がフォトトランジスタ３８を制御し、フォトトランジスタ３８に帰還電圧Ｖｆｂを生成させ、制御ＩＣ３２が帰還電圧Ｖｆｂに基づいて動作することにより、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、図２に示す垂下特性を実現する。なお、出力電圧Ｖｏｕｔの制御方法の詳細については、後述する。また、制御回路４２及びフォトトランジスタ３８は、「帰還回路」に相当する。

＜＜＜制御ＩＣ３２の構成＞＞＞
図４は、制御ＩＣ３２の構成の一例を示す図である。制御ＩＣ３２は、出力電圧Ｖｏｕｔを生成すべく、パワートランジスタ３０をスイッチングする。具体的には、制御ＩＣ３２は、インダクタ電流ＩＬ１に応じた電圧Ｖｃｓと、帰還電圧Ｖｆｂとに基づいてパワートランジスタ３０をスイッチングする。

制御ＩＣ３２は、起動回路８０、低電圧保護回路（ＵＶＬＯ）８１、起動制御回路８２、ＰＭＯＳトランジスタ８３、抵抗８４、コンパレータ８５、過負荷保護回路（ＯＬＰ）８６，８７、及びスイッチング制御回路８８を含んで構成される。

＝＝起動回路８０＝＝
例えば、低電圧保護回路８１（後述）が制御ＩＣ３２をリセットする（ハイレベル（以下、“Ｈ”レベルとする。）の）信号ｒｓｔを出力する場合、起動回路８０は、端子ＶＨに印加される電圧Ｖｈ（すなわち、整流電圧Ｖｒｅｃ２）に基づいて端子ＶＣＣを介して図１のコンデンサ３５を充電する電流を出力する。

なお、「制御ＩＣ３２をリセットする」とは、電源電圧Ｖｃｃのレベルが所定レベルＶｏｆｆより低い場合に、制御ＩＣ３２が誤動作しないよう、“Ｈ”レベルの信号ｒｓｔに基づいて制御ＩＣの動作（ここでは、スイッチング）を停止させることである。

具体的には、電圧Ｖｃｃのレベルが所定レベルＶｏｆｆより低くなる（例えば、制御ＩＣ３２の起動時）と、詳細は後述するが、低電圧保護回路８１は、“Ｈ”レベルのリセット信号ｒｓｔを出力する。この場合、起動回路８０は、“Ｈ”レベルのリセット信号ｒｓｔに基づいて、電流を出力する。また、起動回路８０は、起動制御回路８２（後述）からの“Ｈ”レベルの信号ｓｔａｒｔｕｐに基づいて電流を出力する。

起動回路８０は、図５に示すように、Ｊ－ＦＥＴ１００、抵抗１０１、ＰＭＯＳトランジスタ１０２、オペアンプ１０３、及びＯＲ素子１０４を含んで構成される。

Ｊ－ＦＥＴ１００は、ゲート電極と、ソース電極とが互いに接続され、ダイオードのように動作し、電圧Ｖｈに応じて電流を流す。また、抵抗１０１は、Ｊ－ＦＥＴ１００からの電流を制限する。

ＰＭＯＳトランジスタ１０２は、抵抗１０１と、端子ＶＣＣとの間に設けられ、オペアンプ１０３の出力電圧に応じてオン抵抗を変化させる。

オペアンプ１０３は、抵抗１０１、及びＰＭＯＳトランジスタ１０２の接続点の電圧が反転入力端子に印加され、基準電圧Ｖｓｔａｒｔｕｐが非反転入力端子に印加される。また、ＯＲ素子１０４からの信号が“Ｈ”レベルである場合、オペアンプ１０３は、オンされ、ＯＲ素子１０４からの信号がローレベル（以下、“Ｌ”レベルとする。）である場合、オフされる。なお、ＯＲ素子１０４は、信号ｒｓｔと、信号ｓｔａｒｔｕｐとに基づいて信号を出力する。

また、オペアンプ１０３がオンされると、抵抗１０１、及びＰＭＯＳトランジスタ１０２の接続点の電圧を基準電圧Ｖｓｔａｒｔｕｐにすべく、オペアンプ１０３は、ＰＭＯＳトランジスタ１０２のオン抵抗を変化させる。この場合、起動回路８０は、端子ＶＣＣを介してコンデンサ３５を充電する電流を出力する。

一方、オペアンプ１０３がオフされると、ＰＭＯＳトランジスタ１０２はオフされる。そのため、オペアンプ１０３がオフされると、Ｊ－ＦＥＴ１００からの電流は、起動回路８０から出力されない。なお、起動回路８０は、「充電回路」に相当する。

＝＝低電圧保護回路（ＵＶＬＯ）８１＝＝
図４に戻り、低電圧保護回路８１について以下で説明する。低電圧保護回路８１は、電源電圧Ｖｃｃに基づいて信号ｒｓｔを出力する。具体的には、低電圧保護回路８１は、電圧Ｖｃｃのレベルが所定レベルＶｏｆｆとなると、パワートランジスタ３０のスイッチングを停止させる“Ｈ”レベルの信号ｒｓｔを出力する。

一方、低電圧保護回路８１は、起動回路８０の動作時、電圧Ｖｃｃのレベルが所定レベルＶｏｆｆより高い所定レベルＶｏｎとなると、パワートランジスタ３０のスイッチングを許可する“Ｌ”レベルの信号ｒｓｔを出力する。

また、スイッチング制御回路８８（後述）は、“Ｈ”レベルの信号ｒｓｔが出力されると、パワートランジスタ３０のスイッチングを停止する。一方、スイッチングを許可する“Ｌ”レベルの信号ｒｓｔが出力されると、スイッチング制御回路８８は、帰還電圧Ｖｆｂと、信号Ｓｔｏｐ（後述）とに基づいてパワートランジスタ３０のスイッチングを制御する。また、所定レベルＶｏｆｆは、所定レベルＶｂｍｌ（後述）より低い。

なお、低電圧保護回路８１は、「保護回路」に相当し、所定レベルＶｏｆｆは、「第３電圧」に相当し、所定レベルＶｏｎは、「第４電圧」に相当し、“Ｈ”レベルの信号ｒｓｔは、「停止信号」に相当し、“Ｌ”レベルの信号ｒｓｔは、「許可信号」に相当する。

＝＝起動制御回路８２＝＝
起動制御回路８２は、起動回路８０を制御する。具体的には、過負荷保護回路８６（後述）又は過負荷保護回路８７（後述）が過負荷を検出し、過負荷を示す “Ｈ”レベルの信号ｏｌｐ_ｏ（後述）が出力されると、電圧Ｖｃｃに基づいて信号ｓｔａｒｔｕｐを出力する。

この場合、電圧Ｖｃｃが、所定レベルＶｃｌｐｈと、所定レベルＶｃｌｐｈより低い所定レベルＶｃｌｐｌとの間にあるよう、起動制御回路８２は、信号ｓｔａｒｔｕｐを出力する。具体的には、電源電圧Ｖｃｃのレベルが所定レベルＶｃｌｐｌとなると、起動制御回路８２は、図５のオペアンプ１０３をオンする“Ｈ”レベルの信号ｓｔａｒｔｕｐを出力する。これにより、起動回路８０により図１のコンデンサ３５が充電されるため、電源電圧Ｖｃｃのレベルは所定レベルＶｃｌｐｌから上昇する。

一方、電源電圧Ｖｃｃのレベルが所定レベルＶｃｌｐｈとなると、起動制御回路８２は、オペアンプ１０３をオフする“Ｌ”レベルの信号ｓｔａｒｔｕｐを出力する。これにより、電源電圧Ｖｃｃで動作する制御ＩＣ３２が電力を消費すると、電源電圧Ｖｃｃのレベルは、所定レベルＶｃｌｐｈから低下する。なお、所定レベルＶｃｌｐｈ，Ｖｃｌｐｌがどのように生成されるかは後述する。

＝＝ＰＭＯＳトランジスタ８３＝＝
ＰＭＯＳトランジスタ８３は、ＳＲフリップフロップ９５(後述)が過負荷を示す“Ｈ”レベルの信号оｌｐ_оを出力するとオフし、抵抗８４に内部電源（不図示）からの電圧Ｖｄｄ１を印加することを停止する。

そのため、ＰＭＯＳトランジスタ８３は、ソース電極に電圧Ｖｄｄ１が印加され、ゲート電極に信号оｌｐ_оが入力される。また、ＰＭＯＳトランジスタ８３のドレイン電極は、抵抗８４に接続される。

過負荷が検出されると、パワートランジスタ３０のスイッチングを停止するため、発振回路９０（後述）が発振信号ｏｓｃ_ｏｕｔを出力する必要がなくなる。本実施形態では、過負荷が検出されると、ＰＭＯＳトランジスタ８３がオフとなるため、帰還電圧Ｖｆｂは接地電圧となる。この結果、詳細は後述するが、発振回路９０は、発振信号ｏｓｃ_ｏｕｔの周波数Ｆｓｗを低下させる。これにより、過負荷が検出された後の制御ＩＣ３２の消費電力が低減される。

＝＝抵抗８４＝＝
抵抗８４は、一端にＰＭＯＳトランジスタ８３のドレイン電極が接続され、他端は端子ＦＢに接続される。また、抵抗８４には、シンク電流Ｉａが流れ、抵抗８４に生じる電圧に基づいて、帰還電圧Ｖｆｂは生成される。

具体的には、発光ダイオード５３からの光の強度が増加すると、フォトトランジスタ３８は、大きなシンク電流Ｉａを端子ＦＢに流す。そのため、抵抗８４に生じる電圧は大きくなり、帰還電圧Ｖｆｂは低下する。

＝＝コンパレータ８５＝＝
コンパレータ８５は、帰還電圧Ｖｆｂに基づいてパワートランジスタ３０のスイッチングを行う第１モードか、パワートランジスタ３０のスイッチングを停止する第２モードかを判定する。

具体的には、帰還電圧Ｖｆｂのレベルが所定レベルＶｒｅｆ_ｏｆｆより低い場合、コンパレータ８５は、バッファ９６（後述）にスイッチングを停止させる“Ｌ”レベルの信号Ｓｔｏｐを出力する。一方、帰還電圧Ｖｆｂのレベルが所定レベルＶｒｅｆ＿ｏｆｆより高い場合、コンパレータ８５は、バッファ９６にスイッチングを行わせる“Ｈ”レベルの信号Ｓｔｏｐを出力する。なお、コンパレータ８５は、「判定回路」に相当し、信号Ｓｔｏｐは、「判定結果」に相当する。

＝＝過負荷保護回路（ＯＬＰ）８６＝＝
過負荷保護回路８６は、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０が定電圧モードで動作する場合、負荷１１の状態が過負荷となっているか否かを検出する。具体的には、定電圧モードにおいて、過負荷保護回路８６は、電圧Ｖｃｓと、電源電圧Ｖｃｃとに基づいて負荷１１の状態を検出する。なお、過負荷保護回路８６の詳細は、後述する。

＝＝過負荷保護回路（ＯＬＰ）８７＝＝
過負荷保護回路８７は、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０が定電流モードで動作する場合、負荷１１の状態が過負荷となっているか否かを検出する。具体的には、定電流モードにおいて、過負荷保護回路８７は、電源電圧Ｖｃｃに基づいて負荷１１の状態を検出する。

そして、負荷１１の状態が過負荷である場合、過負荷保護回路８７は、過負荷を示す“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ１３を出力する。なお、過負荷保護回路８７の詳細は、後述する。

＝＝スイッチング制御回路８８＝＝
スイッチング制御回路８８は、駆動信号を生成して増幅し、駆動電圧Ｖｇを出力する。具体的には、スイッチング制御回路８８は、帰還電圧Ｖｆｂと、コンパレータ８５の判定結果と、ＳＲフリップフロップ９５（後述）からの信号оｌｐ_оとに基づいて駆動電圧Ｖｇを出力する。そして、スイッチング制御回路８８は、駆動信号Vq1を増幅し、駆動電圧Ｖｇでパワートランジスタ３０のスイッチングを制御する。

スイッチング制御回路８８は、発振回路９０、コンパレータ９１，９２、ＯＲ素子９３、ＳＲフリップフロップ９４，９５、及びバッファ９６を含んで構成される。

＝＝＝発振回路９０＝＝＝
発振回路９０は、パワートランジスタ３０をオンするタイミングを生成する。具体的には、発振回路９０は、帰還電圧Ｖｆｂに基づいて発振信号ｏｓｃ_ｏｕｔを出力する。また、発振信号оｓｃ_оｕｔの周波数Ｆｓｗは、例えば、図６に示すように、通常、所定周波数Ｆｓｗ＿ｎｏｒｍ（例えば、１００ｋＨｚ）に設定され、帰還電圧Ｖｆｂが低下するにつれて、周波数Ｆｓｗが低下するよう設定される。

＝＝＝コンパレータ９１＝＝＝
図４に戻り、コンパレータ９１は、パワートランジスタ３０をオフするタイミングを生成する。具体的には、パワートランジスタ３０がオンされている場合に、電圧Ｖｃｓが帰還電圧Ｖｆｂとなると、パワートランジスタ３０をオフする“Ｈ”レベルの信号Ｖｒを出力する。

＝＝＝コンパレータ９２＝＝＝
コンパレータ９２は、パワートランジスタ３０に流れるインダクタ電流ＩＬ１が過電流とならないよう、インダクタ電流ＩＬ１を制限する。具体的には、インダクタ電流ＩＬ１に応じた電圧Ｖｃｓが所定レベルＶｒｅｆ＿ｏｃｐより大きい場合、すなわち、インダクタ電流ＩＬ１が過電流となる場合、コンパレータ９２は、パワートランジスタ３０をオフする“Ｈ”レベルの信号ｏｃｐ_ｏを出力する。一方、インダクタ電流ＩＬ１が過電流とならない場合、コンパレータ９２は、“Ｌ”レベルの信号ｏｃｐ_ｏを出力する。

＝＝＝ＯＲ素子９３＝＝＝
コンパレータ９１，９２が“Ｈ”レベルの信号Ｖｒ又は“Ｈ”レベルの信号ｏｃｐ_ｏを出力すると、ＯＲ素子９３は、パワートランジスタ３０をオフする信号を出力する。

＝＝＝ＳＲフリップフロップ９４＝＝＝
ＳＲフリップフロップ９４は、駆動信号Ｖｑ１を出力する。具体的には、発振回路９０がパワートランジスタ３０をオンする“Ｈ”レベルの発振信号ｏｓｃ_ｏｕｔを出力すると、ＳＲフリップフロップ９４は、パワートランジスタ３０をオンする“Ｈ”レベルの信号Ｖｑ１を出力する。一方、ＯＲ素子９３が“Ｈ”レベルの信号を出力すると、ＳＲフリップフロップ９４は、パワートランジスタ３０をオフする“Ｌ”レベルの信号Ｖｑ１を出力する。

＜＜＜駆動信号Ｖｑ１を生成する動作の説明＞＞＞
図７は、駆動信号Ｖｑ１を生成する動作を説明する図である。図７を参照して、帰還電圧Ｖｆｂが高く、発振信号оｓｃ_оｕｔの周波数Ｆｓｗが所定周波数Ｆｓｗ_ｎｏｒｍである場合に、スイッチング制御回路８８が、駆動信号Ｖｑ１を生成する動作を説明する。

なお、スイッチング制御回路８８は、発振信号ｏｓｃ_ｏｕｔの周波数Ｆｓｗで決まる周期に対する、パワートランジスタ３０のオン期間の比率を制御する（すなわち、ＰＷＭ制御する）ため、駆動信号Ｖｑ１を生成する。

時刻ｔ０において、発振回路９０が“Ｈ”レベルの発振信号ｏｓｃ_ｏｕｔを出力すると、ＳＲフリップフロップ９４は、パワートランジスタ３０をオンする“Ｈ”レベルの駆動信号Ｖｑ１を出力する。

パワートランジスタ３０がオンすることで、電圧Ｖｃｓが帰還電圧Ｖｆｂに達する時刻ｔ１において、コンパレータ９１は、“Ｈ”レベルの信号Ｖｒを出力する。これにより、ＳＲフリップフロップ９４は、パワートランジスタ３０をオフする“Ｌ”レベルの駆動信号Ｖｑ１を出力する。この“Ｌ”レベルの駆動信号Ｖｑ１に従ってパワートランジスタ３０に流れる電流が０になるので電圧Ｖｃｓも接地電圧となる。

時刻ｔ０から、所定周波数Ｆｓｗ_ｎｏｒｍに応じた周期に対応する時間が経過した時刻ｔ２において、発振回路９０は、再度、“Ｈ”レベルの発振信号ｏｓｃ_ｏｕｔを出力する。以降、同様の動作が継続する。

図４に戻り、スイッチング制御回路８８のＳＲフリップフロップ９５、及びバッファ９６について説明する。

＝＝＝ＳＲフリップフロップ９５＝＝＝
ＳＲフリップフロップ９５は、過負荷保護回路８６，８７からの信号に基づいて、信号оｌｐ_ｏを出力する。過負荷保護回路８６が過負荷を示す“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ２を出力するか、又は過負荷保護回路８７が“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ１３を出力すると、ＳＲフリップフロップ９５は、“Ｈ”レベルの信号оｌｐ_оを出力する。一方、過負荷保護回路８６が“Ｈ”レベルの信号оｌｐ_оをリセットする“Ｈ”レベルの信号ｒｓｔ２を出力すると、ＳＲフリップフロップ９５は、“Ｌ”レベルの信号оｌｐ_оを出力する。

＝＝＝バッファ９６＝＝＝
バッファ９６は、“Ｈ”レベルの信号ｒｓｔ又は“Ｈ”レベルの信号оｌｐ_оが出力されない場合に、駆動信号Ｖｑ１を増幅し、端子ＯＵＴを介して、駆動電圧Ｖｇを出力する。

具体的には、“Ｈ”レベルの信号ｒｓｔが出力される場合、バッファ９６は、接地電圧の駆動電圧Ｖｇを出力し、結果としてパワートランジスタ３０のスイッチングを停止する。

また、“Ｈ”レベルの信号оｌｐ_оが出力される場合も、バッファ９６は、信号ｒｓｔの場合と同様に、パワートランジスタ３０のスイッチングを停止する。一方、上述の信号の何れも出力されない場合、バッファ９６は、駆動信号Ｖｑ１及び信号Ｓｔｏｐに基づいてパワートランジスタ３０のスイッチングを行う。

＜＜＜帰還電圧Ｖｆｂの変化要因と、出力電圧Ｖｏｕｔの関係について＞＞＞
以上から、図８に示すように、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０が定電圧モード又は定電流モードの何れかで動作するかに応じて帰還電圧Ｖｆｂの変化要因と、出力電圧Ｖｏｕｔとの関係は変化する。

具体的には、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０が定電圧モードで動作する場合、図３の定電圧監視回路５０の電圧Ｖｘが定電流監視回路５１の電圧Ｖｙより低くなる。

この場合、負荷１１の状態の変動に応じて出力電圧Ｖｏｕｔが目的レベルＶｏｕｔ_ｔａｒｇｅｔより上昇すると、電圧Ｖｘは低下する。そして、それに伴い、電圧Ｖｚが低下するため、発光ダイオード５３からの光は強くなり、フォトトランジスタ３８によるシンク電流Ｉａが大きくなる。結果として、図８に示すように帰還電圧Ｖｆｂは低下する。

帰還電圧Ｖｆｂが低下すると、図４の発振回路９０は、周波数Ｆｓｗ_ｌｉｇｈｔを有する発振信号ｏｓｃ_ｏｕｔを出力する。この場合、制御ＩＣ３２は、スイッチング周波数を低下させ、図９の時刻ｔ１０から時刻ｔ１２のようにパワートランジスタ３０をスイッチングする。

その結果、パワートランジスタ３０がオンする周期に対して、インダクタ電流ＩＬ１が流れる期間が減少するため、２次コイルＬ２に流れるインダクタ電流ＩＬ２も減少し、出力電圧Ｖｏｕｔは低下する。なお、この場合、パワートランジスタ３０のオン期間は、図９に示すように、電圧Ｖｆｂが高い場合より短縮される。

また、出力電圧Ｖｏｕｔが目的レベルＶｏｕｔ_ｔａｒｇｅｔより低下した場合、帰還電圧Ｖｆｂが上昇し、制御ＩＣ３２は、パワートランジスタ３０のオン期間を伸長する。その結果、インダクタ電流ＩＬ１が増加するため、２次コイルＬ２に流れるインダクタ電流ＩＬ２も増加する。

結果として、出力電圧Ｖｏｕｔは上昇する。これにより、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０が定電圧モードで動作する場合、出力電圧Ｖｏｕｔは目的レベルＶｏｕｔ＿ｔａｒｇｅｔに維持される。

一方、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０が定電流モードで動作する場合、図３の定電流監視回路５１の電圧Ｖｙが電圧Ｖｘより低くなる。

この場合、負荷電流Ｉｏｕｔが所定値Ｉｏｕｔ_ｌｉｍｉｔより大きくなると、電圧Ｖｙは低下する。そして、それに伴い、電圧Ｖｚが低下するため、発光ダイオード５３からの光は強くなり、その結果、上述し、図８に示すように、帰還電圧Ｖｆｂは低下する。

帰還電圧Ｖｆｂが低下すると、上述したように、出力電圧Ｖｏｕｔは低下する。そして、出力電圧Ｖｏｕｔが低下することにより負荷電流Ｉｏｕｔは減少する。これにより、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、図２に示すような垂下特性を有する。

また、詳細は過負荷保護回路８６の構成及び動作を説明した後に説明するが、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０が定電流モードで動作している場合、過負荷保護回路８６では、負荷１１の状態が過負荷となることを検出できない。そのため、本実施形態の制御ＩＣ３２は、過負荷保護回路８７を含んで構成される。

なお、負荷電流Ｉｏｕｔが減少し、所定値Ｉｏｕｔ_ｌｉｍｉｔを下回ると、電圧Ｖｘが電圧Ｖｙより低くなり、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、定電圧モードで動作する。

＜＜＜２つの過負荷保護回路（ＯＬＰ）８６，８７について＞＞＞
以下では、図１０，１１を参照して、過負荷保護回路８６，８７の構成の詳細を説明する。

＝＝過負荷保護回路（ＯＬＰ）８６＝＝
上述の通り、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０が定電圧モードで動作している場合、過負荷保護回路８６は、負荷１１の状態が過負荷となっているか否かを検出する。具体的には、定電圧モードにおいて、過負荷保護回路８６は、電圧Ｖｃｓと、電源電圧Ｖｃｃとに基づいて負荷１１の状態を検出する。

過負荷保護回路８６は、図１０に示すように、検出回路１１０，１１１を含んで構成される。

＝＝＝検出回路１１０＝＝＝
検出回路１１０は、電圧Ｖｃｓに基づいて負荷１１の状態が過負荷であるか否かを示す信号ｓｅｔ２を出力する。ここで、負荷１１の状態が過負荷である期間、すなわち、パワートランジスタ３０をオフする際の電圧Ｖｃｓのレベルが所定レベルＶｒｅｆ_ｏｌｐより高い期間を期間Ｐ０とする。

具体的には、期間Ｐ０が所定期間Ｔ１継続すると、検出回路１１０は、“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ２を出力する。この場合、図４のスイッチング制御回路８８は、“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ２に基づいてパワートランジスタ３０のスイッチングを停止する。

検出回路１１０は、コンパレータ１２０、Ｄフリップフロップ１２１、ＯＲ素子１２２，１２４，１２５、タイマ１２３を含んで構成される。

＝＝＝＝コンパレータ１２０＝＝＝＝
コンパレータ１２０は、電圧Ｖｃｓのレベルに基づいて負荷１１の状態が過負荷であるか否かを判定する。具体的には、コンパレータ１２０は、電圧Ｖｃｓのレベルを所定レベルＶｒｅｆ_ｏｌｐと比較する。

＝＝＝＝Ｄフリップフロップ１２１＝＝＝＝
Ｄフリップフロップ１２１は、負荷１１の状態が過負荷である期間Ｐ０を示す。具体的には、Ｄフリップフロップ１２１は、パワートランジスタ３０がオフする際に、電圧Ｖｃｓのレベルが所定レベルＶｒｅｆ_ｏｌｐより高い場合、“Ｈ”レベルの信号を出力する。言い換えると、Ｄフリップフロップ１２１は、負荷１１の状態が過負荷である期間Ｐ０の間“Ｈ”レベルの信号を出力する。

一方、パワートランジスタ３０がオフする際に電圧Ｖｃｓのレベルが所定レベルＶｒｅｆ_ｏｌｐより低いことを、コンパレータ１２０が示すと、Ｄフリップフロップ１２１は、“Ｌ”レベルの信号を出力する。なお、低電圧保護回路８１が“Ｈ”レベルの信号ｒｓｔを出力すると、Ｄフリップフロップ１２１はリセットされる。

＝＝＝＝ＯＲ素子１２２＝＝＝＝
ＯＲ素子１２２は、タイマ１２３をリセットする信号ｒｓｔ０を生成する素子である。具体的には、Ｄフリップフロップ１２１が“Ｈ”レベルの信号を出力すると、ＯＲ素子１２２は、タイマ１２３のリセットを解除する“Ｈ”レベルの信号ｒｓｔ０を出力する。

また、ＳＲフリップフロップ９５が“Ｈ”レベルの信号оｌｐ_оを出力すると、ＯＲ素子１２２は、“Ｈ”レベルの信号ｒｓｔ０を出力する。

＝＝＝＝タイマ１２３＝＝＝＝
タイマ１２３は、リセットが解除されると、期間Ｐ０が所定期間Ｔ１に達するか否かを計時し、同時に期間Ｔ２を計時する。具体的には、ＯＲ素子１２２が“Ｈ”レベルの信号ｒｓｔ０を出力すると、タイマ１２３は、期間Ｔ１，Ｔ２の計時を開始する。

また、期間Ｐ０が所定期間Ｔ１に達すると、タイマ１２３は、過負荷を示す“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ０を出力する。

一方、期間Ｐ０が所定期間Ｔ１に達する前に、タイマ１２３をリセットする“Ｌ”レベルの信号ｒｓｔ０が入力されると、タイマ１２３は、“Ｌ”レベルの信号ｓｅｔ０を出力する。

また、タイマ１２３が期間Ｐ０の計時を開始してから所定期間Ｔ２を計時すると、タイマ１２３は、ＳＲフリップフロップ９５に“Ｈ”レベルの信号ｏｌｐ_оをリセットさせる“Ｈ”レベルの信号ｒｓｔ１を出力する。この場合、図４のスイッチング制御回路８８は、帰還電圧Ｖｆｂと、信号Ｓｔｏｐとに基づいてパワートランジスタ３０のスイッチングを制御する。

なお、過負荷保護回路８６は、「第２過負荷保護回路」に相当し、タイマ１２３は、「第２計時回路」、「第３計時回路」に相当し、所定期間Ｔ１は、「第３期間」に相当し、所定期間Ｔ２は、「第２期間」、「第４期間」に相当する。また、検出回路１１０は、「第３検出回路」に相当し、信号ｓｅｔ２は、「第３検出信号」に相当する。

＝＝＝＝ＯＲ素子１２４，１２５＝＝＝＝
タイマ１２３が“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ０を出力するか、検出回路１１１（後述）が過負荷を示す“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ１を出力すると、ＯＲ素子１２４は、“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ２を出力する。

タイマ１２３が“Ｈ”レベルの信号ｒｓｔ１を出力するか、図４の低電圧保護回路８１が“Ｈ”レベルの信号ｒｓｔを出力すると、ＯＲ素子１２５は、“Ｈ”レベルの信号ｒｓｔ２を出力する。

これにより、負荷１１の状態が過負荷である状態が所定期間Ｔ１継続した場合のみ、“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ２を出力することとなり、頻繁にパワートランジスタ３０のスイッチングの停止又は再開が繰り返されることが防止される。

一方、パワートランジスタ３０をオフする際の電圧Ｖｃｓのレベルが所定レベルＶｒｅｆ_ｏｌｐより低い場合、検出回路１１０は、“Ｌ”レベルの信号ｓｅｔ２を出力する。

ここで、検出回路１１０が、負荷１１の状態が過負荷であるか否かを検出できる理由について説明する。負荷１１の状態が過負荷となると、出力電圧Ｖｏｕｔは低下する。そのため、制御ＩＣ３２は、パワートランジスタ３０のオン期間を伸長する。その結果、インダクタ電流ＩＬ１が増加（すなわち、電圧Ｖｃｓが大きくなる。）し、トランス２２の１次側から２次側へ供給する電力が増加する。

結果として、出力電圧Ｖｏｕｔは上昇し、出力電圧Ｖｏｕｔは目的レベルＶｏｕｔ_ｔａｒｇｅｔに維持される。このように、制御ＩＣ３２は、定電圧モードの場合、出力電圧Ｖｏｕｔを目的レベルＶｏｕｔ＿ｔａｒｇｅｔに維持するよう動作するため、検出回路１１０は、電圧Ｖｃｓを検出することで負荷１１の状態が過負荷であるか否かを検出し得る。

そして、期間Ｐ０が所定期間Ｔ１継続し、期間Ｐ０の開始から、所定期間Ｔ１より長い所定期間Ｔ２が経過すると、検出回路１１０は、“Ｈ”レベルの信号ｒｓｔ２を出力する。

すなわち、期間Ｐ０が、所定期間Ｔ１経過し、その後所定期間Ｔ２が経過すると、パワートランジスタ３０のスイッチングが再開されるよう、検出回路１１０は、ＳＲフリップフロップ９５に“Ｈ”レベルの信号ｏｌｐ_оをリセットさせる。

＝＝＝検出回路１１１＝＝＝
期間Ｐ０が所定期間Ｔ１となる前に、電源電圧Ｖｃｃが所定レベルＶｃｌｐより低くなると、ＳＲフリップフロップ９５に“Ｈ”レベルの信号оｌｐ_оを出力させるため、検出回路１１１は、“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ１を出力する。検出回路１１１は、ヒステリシスコンパレータ１３０、ＡＮＤ素子１３１を含んで構成される。

＝＝＝＝ヒステリシスコンパレータ１３０＝＝＝＝
ヒステリシスコンパレータ１３０は、電源電圧Ｖｃｃのレベルを所定レベルＶｃｌｐと比較する。具体的には、ヒステリシスコンパレータ１３０は、所定レベルＶｃｌｐから、所定レベルＶｃｌｐｈと、所定レベルＶｃｌｐｈより低い所定レベルＶｃｌｐｌとを生成する。

そして、電源電圧Ｖｃｃのレベルが所定レベルＶｃｌｐｌを下回る場合、ヒステリシスコンパレータ１３０は、電源電圧Ｖｃｃの低下を示す“Ｈ”レベルの信号を出力する。一方、電源電圧Ｖｃｃのレベルが所定レベルＶｃｌｐｈを上回る場合、ヒステリシスコンパレータ１３０は、“Ｌ”レベルの信号を出力する。

＝＝＝＝ＡＮＤ素子１３１＝＝＝＝
Ｄフリップフロップ１２１が期間Ｐ０の開始を示す“Ｈ”レベルの信号を出力し、ヒステリシスコンパレータ１３０が“Ｈ”レベルの信号を出力すると、ＡＮＤ素子１３１は、“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ１を出力する。この場合、図４のスイッチング制御回路８８は、信号ｓｅｔ１に基づいてパワートランジスタ３０のスイッチングを停止する。

ここで、検出回路１１１が、負荷１１の状態が過負荷であるか否かを検出できる理由について説明する。ＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、定電圧モードで動作する場合に、出力電圧Ｖｏｕｔを目的レベルＶｏｕｔ＿ｔａｒｇｅｔに維持するよう動作するため、検出回路１１０は、上述したように、電圧Ｖｃｓに基づいて負荷１１の状態が過負荷であるか否かを検出し得る。

一方、電圧Ｖｃｓが、負荷１１の状態が過負荷であることを示しているものの、パワートランジスタ３０のスイッチングにより、出力電圧Ｖｏｕｔを上昇させることができない場合がある。このような場合、出力電圧Ｖｏｕｔに応じて生成される電源電圧Ｖｃｃも低下する。

したがって、この場合、検出回路１１０が負荷１１の状態が過負荷であると検出する場合よりも、負荷１１の状態がより深刻な過負荷であるため、電源電圧Ｖｃｃが低下している可能性がある。そのため、検出回路１１０と異なり、期間Ｐ０が所定期間Ｔ１経過する前に、電源電圧Ｖｃｃが低下したことに基づいて、検出回路１１１は、負荷１１の状態が過負荷であることを検出し得る。

以上から、期間Ｐ０が所定期間Ｔ１継続すると、過負荷保護回路８６は、過負荷を示す“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ２を出力する。また、負荷１１の状態が過負荷となってから所定期間Ｔ２経過すると、過負荷保護回路８６は、“Ｈ”レベルの信号ｏｌｐ_ｏをリセットする“Ｈ”レベルの信号ｒｓｔ２を出力する。

また、期間Ｐ０が所定期間Ｔ１継続する前に、電源電圧Ｖｃｃが所定レベルＶｃｌｐより低くなると、過負荷保護回路８６は、“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ２を出力する。

なお、検出回路１１１は、「第４検出回路」に相当し、所定レベルＶｒｅｆ_ｏｌｐは、「第５電圧」に相当し、所定レベルＶｃｌｐｌは、「第６電圧」に相当し、信号ｓｅｔ１は、「第４検出信号」に相当する。

＜＜＜ＡＣ－ＤＣコンバータ１０が定電流モードで動作する場合の過負荷保護回路８６について＞＞＞
以上、過負荷保護回路８６について説明した。過負荷保護回路８６は、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０が定電圧モードで動作する場合に電圧Ｖｃｓに基づいて負荷１１の状態が過負荷であることを検出することができる。

しかしながら、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０が定電流モードで動作する場合、負荷１１の状態が過負荷であるか否かを判断する基準は、負荷電流Ｉｏｕｔとなる。また、負荷１１の状態が過負荷となり、負荷電流Ｉｏｕｔが所定値Ｉｏｕｔ_ｌｉｍｉｔより大きくなると、制御ＩＣ３２は、パワートランジスタ３０のオン期間の短縮及びスイッチング周波数の低下により、出力電圧Ｖｏｕｔを低下させる。

また、パワートランジスタ３０のオン期間の短縮は、オン期間の間、所定の傾きで増加する電圧Ｖｃｓのレベルが所定レベルＶｒｅｆ_ｏｌｐに達しなくすることをもたらす。

したがって、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０が定電流モードで動作する場合、過負荷保護回路８６は、負荷１１の状態が過負荷であることを検出できなくなる。

そこで、本実施形態の制御ＩＣ３２は、過負荷保護回路８７を含んで構成されている。なお、過負荷保護回路８７は、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０が定電流モードで動作する場合に、電源電圧Ｖｃｃに基づいて負荷１１の状態が過負荷であるか否かを検出することができる。

＝＝過負荷保護回路（ＯＬＰ）８７＝＝
過負荷保護回路８７は、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０が定電流モードで動作している場合、負荷１１の状態が過負荷となっているか否かを検出する。具体的には、定電流モードにおいて、過負荷保護回路８７は、電源電圧Ｖｃｃに基づいて負荷１１の状態を検出する。

過負荷保護回路８７は、図１１に示すように、検出回路１４０，１４２、及び出力回路１４１を含んで構成される。

＝＝＝検出回路１４０＝＝＝
検出回路１４０は、パワートランジスタ３０をスイッチングする際に、電源電圧Ｖｃｃが低下したことを検出することにより、過負荷を検出する。具体的には、図４のコンパレータ８５が“Ｈ”レベルの信号Ｓｔｏｐを出力する際に、電源電圧Ｖｃｃのレベルが所定レベルＶｂｍｈより低くなる期間Ｐ１が所定期間Ｔａとなると、検出回路１４０は、過負荷を示す“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ１０を出力する。

これにより、電源電圧Ｖｃｃが低下した状態が所定期間Ｔａ継続するまで、“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ１０が出力されないこととなり、検出回路１４０は、負荷１１の状態が過負荷であることを検出した場合の動作が開始されるのを遅延させることができる。

パワートランジスタ３０をスイッチングする際に、電源電圧Ｖｃｃが低下することを検出することにより、負荷１１の状態が過負荷であるか否かを検出できる理由は、次のとおりである。

図１のＡＣ－ＤＣコンバータ１０が定電流モードで動作する場合に、負荷１１の状態が過負荷となる、すなわち負荷電流Ｉｏｕｔが増加すると、パワートランジスタ３０がスイッチングされているにも関わらず、２次コイルＬ２の両端に生じる電圧は低下する。

そして、２次コイルの電圧の低下に伴い、２次コイルと磁気的に結合された補助コイルＬ３の両端に生じる電圧も低下する。補助コイルＬ３に生じる電圧が低下すると、電源電圧Ｖｃｃも低下する。したがって、パワートランジスタ３０をスイッチングする際に、電源電圧Ｖｃｃが低下することを検出することにより負荷１１の状態が過負荷であるか否かが検出され得る。

検出回路１４０は、コンパレータ１５０、インバータ１５１、ＯＲ素子１５２、及びタイマ１５３を含んで構成される。

＝＝＝＝コンパレータ１５０、インバータ１５１、ＯＲ素子１５２＝＝＝＝
コンパレータ１５０は、電源電圧Ｖｃｃのレベルと、所定レベルＶｂｍｈとを比較する。具体的には、電源電圧Ｖｃｃのレベルが所定レベルＶｂｍｈより高いと、コンパレータ１５０は、ＯＲ素子１５２にタイマ１５３をリセットする“Ｈ”レベルの信号ｒｓｔ１０を出力させる。また、インバータ１５１に“Ｌ”レベルの信号Ｓｔｏｐが入力されると、ＯＲ素子１５２は、“Ｈ”レベルの信号ｒｓｔ１０を出力する。

一方、インバータ１５１に“Ｈ”レベルの信号Ｓｔｏｐが入力され、電源電圧Ｖｃｃのレベルが所定レベルＶｂｍｈより低いと、ＯＲ素子１５２は、“Ｌ”レベルの信号ｒｓｔ１０を出力する。なお、コンパレータ１５０は、「第１比較回路」に相当する。

＝＝＝＝タイマ１５３＝＝＝＝
タイマ１５３は、パワートランジスタ３０をスイッチングする際にコンパレータ１５０の比較結果に基づいて、電源電圧Ｖｃｃのレベルが所定レベルＶｂｍｈより低くなる期間Ｐ１が所定期間Ｔａとなるかを計時する。具体的には、“Ｌ”レベルの信号ｒｓｔ１０が入力されると、タイマ１５３は、所定期間Ｔａを計時する。そして、リセットが解除されてから所定期間Ｔａが経過すると、タイマ１５３は、出力回路１４１に“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ１０を出力する。

一方、“Ｈ”レベルの信号ｒｓｔ１０が入力されると、タイマ１５３は、所定期間Ｔａの計時を停止し、リセットされる。なお、タイマ１５３は、「第１計時回路」に相当する。また、検出回路１４０は、「第１検出回路」に相当し、所定レベルＶｂｍｈは、「第１電圧」に相当し、所定期間Ｔａは、「第１期間」に相当し、信号ｓｅｔ１０は、「第１検出信号」に相当する。

＝＝＝出力回路１４１＝＝＝
出力回路１４１は、検出回路１４０，１４２からの信号に基づいて“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ１３を出力する。具体的には、出力回路１４１は、ＯＲ素子１５２からの信号ｒｓｔ１０と、タイマ１５３からの信号ｓｅｔ１０と、検出回路１４２（後述）からの信号ｓｅｔ１１とに基づいて“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ１３を出力する。

出力回路１４１は、ＯＲ素子１６０、及びＳＲフリップフロップ１６１を含んで構成される。ＯＲ素子１６０は、検出回路１４０からの“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ１０と、検出回路１４２からの過負荷を示す“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ１１とに基づいて過負荷を示す“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ１２を出力する。

ＳＲフリップフロップ１６１は、ＯＲ素子１６０からの“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ１２に基づいて“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ１３を出力する。一方、ＳＲフリップフロップ１６１は、ＯＲ素子１５２からの“Ｈ”レベルの信号ｒｓｔ１０に基づいて“Ｈ”レベルの）信号ｓｅｔ１３をリセットする。

＝＝＝検出回路１４２＝＝＝
パワートランジスタ３０をスイッチングしている際に電源電圧Ｖｃｃが更に低下すると、検出回路１４２は、過負荷を示す“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ１１を出力する。具体的には、パワートランジスタ３０をスイッチングしている際、電源電圧Ｖｃｃのレベルが所定レベルＶｂｍｈより低い所定レベルＶｂｍｌとなると、検出回路１４２は、“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ１１を出力する。

一方、図４のコンパレータ８５がバッファ９６にスイッチングを停止させるか、又は電源電圧Ｖｃｃのレベルが所定レベルＶｂｍｌを上回る場合、検出回路１４２は、“Ｌ”レベルの信号ｓｅｔ１１を出力する。

検出回路１４２は、コンパレータ１７０、及びＮＯＲ素子１７１を含んで構成される。コンパレータ１７０は、電源電圧Ｖｃｃのレベルを所定レベルＶｂｍｌと比較する。また、コンパレータ８５が“Ｈ”レベルの信号Ｓｔｏｐを出力し、コンパレータ１７０が電源電圧Ｖｃｃのレベルが所定レベルＶｂｍｌより低いことを示すと、ＮＯＲ素子１７１は、“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ１１を出力する。

一方、ＮＯＲ素子１７１は、コンパレータ８５が“Ｌ”レベルの信号Ｓｔｏｐを出力するか、又はコンパレータ１７０が電源電圧Ｖｃｃのレベルが所定レベルＶｂｍｌより高いことを示すと、“Ｌ”レベルの信号ｓｅｔ１１を出力する。

なお、所定レベルＶｂｍｌは、低電圧保護回路８１が“Ｈ”レベルの信号ｒｓｔを出力する所定レベルＶｏｆｆよりも高い。これにより、低電圧保護回路８１が“Ｈ”レベルの信号ｒｓｔを出力する前に、検出回路１４２は、負荷１１の状態が過負荷であることを検出する。したがって、検出回路１４２は、負荷１１の状態が過負荷となり、電源電圧Ｖｃｃが低下し、低電圧保護回路８１が動作することを防止できる。

なお、過負荷保護回路８７は、「第１過負荷保護回路」に相当し、検出回路１４２は、「第２検出回路」に相当し、所定レベルＶｂｍｌは、「第２電圧」に相当し、信号ｓｅｔ１１は、「第２検出信号」に相当する。

＜＜＜過負荷保護回路８７の動作＞＞＞
まず、図１２を参照して、タイマ１５３が“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ１０を出力することにより、ＳＲフリップフロップ９５が“Ｈ”レベルの信号ｏｌｐ_оを出力する場合を説明する。なお、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０が定電流モードで動作していることとして、図１２において過負荷保護回路８７の動作が説明される。

時刻ｔ２０より前において、負荷電流Ｉｏｕｔが増加し、帰還電圧Ｖｆｂが低下していることとする。これにより、パワートランジスタ３０のオン期間の短縮及びパワートランジスタ３０のスイッチング周波数の低下が生じる。そのため、出力電圧Ｖｏｕｔの低下とともに、補助コイルＬ３に生じる電圧も低下し、電源電圧Ｖｃｃも低下する。

電源電圧Ｖｃｃのレベルが所定レベルＶｂｍｈを下回る時刻ｔ２０において、ＯＲ素子１５２は、“Ｌ”レベルの信号ｒｓｔ１０を出力する。

時刻ｔ２０から所定期間Ｔａ経過した時刻ｔ２１において、タイマ１５３は、“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ１０を出力する。そして、出力回路１４１は、“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ１０を出力する。そのため、ＳＲフリップフロップ９５は、“Ｈ”レベルの信号оｌｐ_оを出力する。

その後、図４の起動制御回路８２は、電源電圧Ｖｃｃのレベルを、所定レベルＶｃｌｐｈ及び所定レベルＶｃｌｐｌの間に維持するよう、“Ｈ”レベルの信号ｏｌｐ_оに基づいて起動回路８０を制御する。また、ＳＲフリップフロップ９５が“Ｈ”レベルの信号оｌｐ_оを出力するため、ＰＭＯＳトランジスタ８３はオフされ、帰還電圧Ｖｆｂは、接地電圧となる。

そして、電源電圧Ｖｃｃのレベルが所定レベルＶｂｍｈを上回る時刻ｔ２２において、ＯＲ素子１５２は、“Ｈ”レベルの信号ｒｓｔ１０を出力する。これにより、出力回路１４１は、“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ１３をリセットする。

以上、タイマ１５３が“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ１０を出力することにより、ＳＲフリップフロップ９５が“Ｈ”レベルの信号оｌｐ_оを出力する場合を説明した。この場合、パワートランジスタ３０をスイッチングしている際に、電源電圧Ｖｃｃのレベルが所定レベルＶｂｍｈを下回る期間が所定期間Ｔａに達すると、過負荷保護回路８７は“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ１３を出力する。

このように過負荷保護回路８７が動作することにより、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、定電流モードにおいて過負荷を検出して定電圧モードに移行した後、再度定電流モードに移行して過負荷を検出する周期を所定期間Ｔａによって長くすることができる。

これにより、起動から、定電圧モード、及び定電流モードを経て過負荷を検出する周期が長くなり、結果としてＡＣ－ＤＣコンバータ１０に入力される平均電力が抑制される。

つぎに、図１３を参照して、検出回路１４２が過負荷を示す信号ｓｅｔ１１を出力することにより、ＳＲフリップフロップ９５が過負荷を示す信号ｏｌｐ_оを出力する場合を説明する。なお、図１２と同様に、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０が定電流モードで動作していることとして、図１３において過負荷保護回路８７の動作が説明される。

また、時刻ｔ３０以前は、図１２の時刻ｔ２０以前と同様である。そのため、時刻ｔ３０以前において電源電圧Ｖｃｃが低下する理由は、図１２の場合と同様である。一方、図１３における電源電圧Ｖｃｃの単位時間あたりの低下率は、図１２の場合より大きいものとする。

電源電圧Ｖｃｃのレベルが所定レベルＶｂｍｌを下回る時刻ｔ３１において、検出回路１４２は、“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ１１を出力する。そして、出力回路１４１は、“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ１３を出力する。また、ＳＲフリップフロップ９５は“Ｈ”レベルの信号оｌｐ_оを出力する。なお、時刻ｔ３２以降の動作は、図１２の時刻ｔ２２以降の動作と同様である。

以上、検出回路１４２が“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ１１を出力することにより、ＳＲフリップフロップ９５が“Ｈ”レベルの信号ｏｌｐ_оを出力する場合を説明した。この場合、パワートランジスタ３０をスイッチングしている際に、電源電圧Ｖｃｃのレベルが所定レベルＶｂｍｌを下回ると、過負荷保護回路８７は、即時に“Ｈ”レベルの信号ｓｅｔ１３を出力する。

このように過負荷保護回路８７が動作することにより、電源電圧Ｖｃｃが所定レベルＶｏｆｆよりも高いレベルにある際に、過負荷保護回路８７は、過負荷を検出することができる。なお、所定レベルＶｏｆｆは、低電圧保護回路８１が“Ｈ”レベルの信号ｒｓｔを出力する電源電圧Ｖｃｃのレベルである。

これにより、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０が定電流モードにある際に、負荷１１の状態が過負荷となったとしても、過負荷保護回路８７は、低電圧保護回路８１によりリセットされることなく、過負荷を検出することができる。

＝＝＝変形例＝＝＝
上述の実施形態では、図１０のタイマ１２３が所定期間Ｔ２を計時すると、ＳＲフリップフロップ９５が“Ｈ”レベルの信号оｌｐ_оをリセットする（すなわち、自動復帰する）。しかしながら、ＳＲフリップフロップ９５が“Ｈ”レベルの信号оｌｐ_оを出力した後、交流電圧Ｖａｃから図１のＡＣ－ＤＣコンバータ１０を切断することにより、ＳＲフリップフロップ９５が“Ｈ”レベルの信号оｌｐ_оをリセットすることとしてもよい。

具体的には、図１４に示す通り、ＳＲフリップフロップ９５を低電圧保護回路８１からの“Ｈ”レベルの信号ｒｓｔでリセットするようにすればよい。この場合、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０から交流電圧Ｖａｃを切断すると、電源電圧Ｖｃｃが低下する。これにより、低電圧保護回路８１が“Ｈ”レベルの信号ｒｓｔを出力する。

したがって、ＳＲフリップフロップ９５は、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０から交流電圧Ｖａｃが切断されると、“Ｈ”レベルの信号оｌｐ_оをリセットする。なお、図４及び図１４において、同一の構成には同一の参照符号が付されている。

なお、この場合、自動復帰しないため、図１５に示す通り、過負荷保護回路８６の変形例である過負荷保護回路２００は、信号ｒｓｔ２を出力しない。また、信号оｌｐ_оに基づいてタイマ１２３が所定期間Ｔ２を計時する必要もないので、信号оｌｐ_оは、過負荷保護回路２００に入力されない。なお、図１０及び図１５において、同一の構成には同一の参照符号が付されている。

＝＝＝まとめ＝＝＝
以上、本実施形態のＡＣ－ＤＣコンバータ１０について説明した。ＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、トランス２２と、パワートランジスタ３０と、制御ＩＣ３２と、制御回路４２及びフォトトランジスタ３８とを備える。また、制御ＩＣ３２は、コンパレータ８５と、過負荷保護回路８７と、スイッチング制御回路８８とを含む。これにより、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、垂下特性により出力電圧Ｖｏｕｔが低下しても、負荷１１の状態が過負荷であることを検出することができる。言い換えれば、出力電圧に垂下特性を有しつつ、負荷の状態が過負荷であるか否かを検出できる電源回路を提供することができる。

また、過負荷保護回路８７は、検出回路１４０を含む。これにより、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、定電流モードにおいて過負荷を検出して定電圧モードに移行した後、再度定電流モードに移行して過負荷を検出する周期を所定期間Ｔａによって長くすることができる。

また、検出回路１４０は、コンパレータ１５０と、タイマ１５３とを含む。これにより、簡易な回路で、負荷１１の状態が過負荷であることを検出する周期を所定期間Ｔａより長くすることができる。

また、過負荷保護回路８７は、検出回路１４２を含む。これにより、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、期間Ｐ１が所定期間Ｔａとなる前に、電源電圧Ｖｃｃがさらに低下した場合、即座にパワートランジスタ３０のスイッチングを停止することができる。

また、過負荷保護回路８７は、タイマ１２３を含む。これにより、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、負荷１１の状態が過負荷となってから所定期間Ｔ２経過すると、過負荷を検出した状態から自動復帰できる。

また、制御ＩＣ３２は、低電圧保護回路８１を含む。これにより、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、電源電圧Ｖｃｃのレベルが所定レベルＶｏｆｆになる前に、負荷１１の状態が過負荷であることを検出でき、過負荷を検出したとしても低電圧保護回路８１による制御ＩＣ３２のリセットなしに、動作することができる。また、起動の繰り返しによって、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０が消費する平均電力が増大することを抑制することができる。

また、制御ＩＣ３２は、起動回路８０を含む。これにより、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、負荷１１の状態が過負荷であることを検出しても、低電圧保護回路８１を動作させることなく、動作し続けることができる。

また、制御ＩＣ３２は、過負荷保護回路８６を含む。これにより、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０が定電圧モードで動作している場合であっても、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、負荷１１の状態が過負荷であるか否かを検出することができる。

また、過負荷保護回路８６は、検出回路１１０を含む。これにより、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０が定電圧モードで動作している場合であっても、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、パワートランジスタ３０に流れるインダクタ電流が大きい期間が所定期間Ｔ１続くか否かに基づいて負荷１１の状態が過負荷であるか否かを検出することができる。

また、過負荷保護回路８６は、検出回路１４２を含む。これにより、パワートランジスタ３０に流れるインダクタ電流が大きい場合に、電源電圧が低下すると、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、負荷１１の状態が過負荷であることを検出することができる。

また、制御ＩＣ３２は、タイマ１２３を含む。これにより、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、負荷１１の状態が過負荷となってから所定期間Ｔ２経過すると、過負荷を検出した状態から自動復帰できる。

上記の実施形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。また、本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更や改良され得るとともに、本発明にはその等価物が含まれるのはいうまでもない。

１０ ＡＣ－ＤＣコンバータ
１１ 負荷
２０ 全波整流回路
２１，２４，３３，３５，３７，４１，７１ コンデンサ
２２ トランス
２３，３１，３４，５２，６０，６１，６３，６４，７０，７２，７３，７５，８４，１０１ 抵抗
２５，２７，２８，３６，４０，６５，７６ ダイオード
２６ 制御ブロック
３０ パワートランジスタ
３８ フォトトランジスタ
４２ 制御回路
５０ 定電圧監視回路
５１ 定電流監視回路
５３ 発光ダイオード
６２，７４，１０３ オペアンプ
８０ 起動回路
８１ 低電圧保護回路
８２ 起動制御回路
８３，１０２ ＰＭＯＳトランジスタ
８５，９１，９２，１２０，１５０，１７０ コンパレータ
８６，８７，２００ 過負荷保護回路
８８ スイッチング制御回路
９０ 発振回路
９３，１０４，１２２，１２４，１２５，１５２，１６０ ＯＲ素子
９４，９５，１６１ ＳＲフリップフロップ
９６ バッファ
１１０，１１１，１４０，１４２ 検出回路
１２１ Ｄフリップフロップ
１２３，１５３ タイマ
１３０ ヒステリシスコンパレータ
１３１ ＡＮＤ素子
１４１ 出力回路
１５１ インバータ
１７１ ＮＯＲ素子

Claims (11)

1. 入力電圧から目的レベルの出力電圧を負荷に対して生成する電源回路であって、
   １次コイル、２次コイル、及び補助コイルを含むトランスと、
   前記１次コイルに流れるインダクタ電流を制御するトランジスタと、
   前記補助コイルの電圧に基づく電源電圧が印加される第１端子と、帰還電圧が印加される第２端子と、を有し、前記帰還電圧に基づいて、前記トランジスタをスイッチングする集積回路と、
   前記負荷に流れる負荷電流が所定値より小さい場合、前記出力電圧を前記目的レベルとする前記帰還電圧を生成し、前記負荷電流が前記所定値より大きい場合、前記出力電圧を低下させる前記帰還電圧を生成する帰還回路と、
   を備え、
   前記集積回路は、
   前記帰還電圧に基づいて、前記トランジスタのスイッチングを行う第１モードか、前記トランジスタのスイッチングを停止する第２モードかを判定する判定回路と、
   前記判定回路からの前記第１モードを示す判定結果と、前記電源電圧とに基づいて前記負荷の状態が過負荷であるか否かを検出する第１過負荷保護回路と、
   前記帰還電圧と、前記判定回路の判定結果と、前記第１過負荷保護回路の検出結果と、に基づいて、前記トランジスタのスイッチングを制御するスイッチング制御回路と、
   を含み、
   前記スイッチング制御回路は、
   前記第１過負荷保護回路が前記負荷の状態が過負荷であることを検出すると、前記トランジスタのスイッチングを停止する、
   電源回路。
2. 請求項１に記載の電源回路であって、
   前記第１過負荷保護回路は、
   前記第１モードの際に、前記電源電圧が第１電圧より低くなる期間が第１期間となると、前記負荷の状態が過負荷であることを示す第１検出信号を出力する第１検出回路、
   を含む電源回路。
3. 請求項２に記載の電源回路であって、
   前記第１検出回路は、
   前記電源電圧と、前記第１電圧とを比較する第１比較回路と、
   前記第１モードの際に前記第１比較回路の比較結果に基づいて、前記電源電圧が前記第１電圧より低くなる期間を計時する第１計時回路と、
   を含む電源回路。
4. 請求項２または請求項３に記載の電源回路であって、
   前記第１過負荷保護回路は、
   前記第１モードの際、前記電源電圧が前記第１電圧より低い第２電圧となると、前記負荷の状態が過負荷であることを示す第２検出信号を出力する第２検出回路を含み、
   前記スイッチング制御回路は、
   前記第２検出信号に基づいて、前記トランジスタのスイッチングを停止する、
   電源回路。
5. 請求項４に記載の電源回路であって、
   前記集積回路は、
   前記第１検出信号または前記第２検出信号に基づいて、第２期間を計時する第２計時回路を含み、
   前記スイッチング制御回路は、
   前記第２計時回路が前記第２期間を計時すると、前記帰還電圧と、前記判定結果とに基づいて前記トランジスタのスイッチングを制御する、
   電源回路。
6. 請求項４または請求項５に記載の電源回路であって、
   前記集積回路は、
   前記電源電圧が前記第２電圧より低い第３電圧となると、前記トランジスタのスイッチングを停止させる停止信号を出力し、前記電源電圧が前記第３電圧より高い第４電圧となると、前記トランジスタのスイッチングを許可する許可信号を出力する保護回路を含み、
   前記スイッチング制御回路は、
   前記停止信号が出力されると、前記トランジスタのスイッチングを停止し、前記許可信号が出力されると、前記帰還電圧と、前記判定結果とに基づいて前記トランジスタのスイッチングを制御する、
   電源回路。
7. 請求項６に記載の電源回路であって、
   前記第１端子には、前記電源電圧が印加されるコンデンサが接続され、
   前記集積回路は、
   前記第１検出信号または前記第２検出信号が出力されると、前記コンデンサを充電する充電回路を含む、
   電源回路。
8. 請求項１から請求項７の何れか一項に記載の電源回路であって、
   前記集積回路は、
   前記インダクタ電流に応じた電圧が印加される第３端子と、
   前記第３端子の電圧に基づいて、前記負荷の状態が過負荷であるか否かを検出する第２過負荷保護回路と、
   を含み、
   前記スイッチング制御回路は、
   前記第２過負荷保護回路から出力される、前記負荷の状態が過負荷であることを示す検出結果に基づいて、前記トランジスタのスイッチングを停止する、
   電源回路。
9. 請求項８に記載の電源回路であって、
   前記第２過負荷保護回路は、
   前記第３端子の電圧が第５電圧より高い期間が第３期間続くか否かに基づいて、前記負荷の状態が過負荷であるか否かを示す第３検出信号を出力する第３検出回路、
   を含む電源回路。
10. 請求項９に記載の電源回路であって、
    前記第２過負荷保護回路は、
    前記トランジスタがオフされる際、前記第３端子の電圧が前記第５電圧より高くなり、前記電源電圧が第６電圧より低くなると、前記負荷の状態が過負荷であることを示す第４検出信号を出力する第４検出回路を含み、
    前記スイッチング制御回路は、
    前記第４検出信号に基づいて、前記トランジスタのスイッチングを停止する、
    電源回路。
11. 請求項１０に記載の電源回路であって、
    前記集積回路は、
    前記第３検出信号または前記第４検出信号に基づいて、第４期間を計時する第３計時回路を含み、
    前記スイッチング制御回路は、
    前記第３計時回路が前記第４期間を計時すると、前記帰還電圧と、前記判定結果とに基づいて前記トランジスタのスイッチングを制御する、
    電源回路。