JP6867267B2 - モータ制御装置およびモータシステム - Google Patents

Description

本発明は、モータ制御装置およびモータシステムに関し、例えば、モータ定数の同定技術に関する。

特許文献１には、同期モータのモータ定数を同定する制御装置が示される。当該制御装置は、まず、同期モータの回転子の位置を固定するため、ｄ軸の直流電流指令を設定する。次いで、当該制御装置は、当該直流電流指令と検出電流との偏差に、モータ定数を同定するための同定信号を重畳した電流指令を電流制御手段に与える。そして、当該制御装置は、電流制御手段の出力である電圧指令と、検出電流と用いて逐次最小二乗法によりモータ定数を同定する。

特開２００８−１８２８８１号公報

例えば、センサレスの同期モータ等では、各種指令情報や各種検出情報を用いて所定の演算を行うことで、センサで取得される情報と等価な情報を得ている。このような演算には、モータの抵抗成分、インダクタ成分といったモータ定数が必要となる場合が多い。そこで、例えば、特許文献１に示されるような方式を用いて、モータ定数を同定することが考えられる。しかし、特許文献１の方式では、電流制御手段の出力である電圧指令と、モータに印加される実際の駆動電圧との誤差によって、モータ定数の同定精度が低下する恐れがある。

後述する実施の形態は、このようなことに鑑みてなされたものであり、その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。

一実施の形態によるモータ制御装置は、ＰＷＭ信号生成部と、電流検出器と、同定器とを有し、ベクトル制御によってモータを制御する。ＰＷＭ信号生成部は、ｄ軸目標電圧およびｑ軸目標電圧に基づきモータの各相に対するＰＷＭ信号を生成する。電流検出器は、モータの各相電流を検出し、当該各相電流に基づきモータのｄ軸電流およびｑ軸電流を検出する。同定器は、第１〜第５の処理を実行することで、モータのモータ定数を同定する。同定器は、第１のｄ軸目標電圧として、直流成分のオフセット電圧を設定し（第１の処理）、これに伴い流れるｄ軸電流をオフセット電流として検出する（第２の処理）。また、同定器は、第２のｄ軸目標電圧として、第１のｄ軸目標電圧に、予め定めた交流成分の同定信号を重畳した電圧を設定し（第３の処理）、これに伴い流れるｄ軸電流を検出する（第４の処理）。そして、同定器は、第２のｄ軸目標電圧から第１のｄ軸目標電圧を減算することで得られる電圧と、第４の処理で検出したｄ軸電流からオフセット電流を減算することで得られる電流とを入力として、所定の同定アルゴリズムを用いてモータ定数を同定する（第５の処理）。

前記一実施の形態によれば、ベクトル制御によってモータを制御するモータ制御装置において、モータ定数の同定精度を向上させることが可能になる。

本発明の実施の形態１によるモータシステムの構成例を示す概略図である。 図１におけるモータの構成例および座標軸を示す模式図である。 図１におけるパラメータ同定器内のシーケンス制御部の処理内容の一例を示すフロー図である。 図３におけるオフセット設定部の処理内容の一例を示すフロー図である。 モータのｄ軸およびｑ軸に印加される電圧を表すベクトル図である。 図１のモータシステムにおいて、同定アルゴリズム実行部への入力信号の一例を模式的に示す図である。 本発明の実施の形態２によるモータシステムの構成例を示す概略図である。 図７におけるパラメータ同定器内のシーケンス制御部の処理内容の一例を示すフロー図である。 図７のモータシステムにおいて、同定アルゴリズム実行部への入力信号の一例を模式的に示す図である。 本発明の実施の形態３によるモータシステムの構成例を示す概略図である。 ＩＰＭ構造のモータにおけるトルク特性の一例を説明するベクトル図である。 本発明の実施の形態４によるモータシステムの構成例を示す概略図である。 （ａ）および（ｂ）は、図１２における回転角度推定器の基本動作を説明するためのベクトル図である。 図１２における回転角度推定器の模式的な構成例を示す概念図である。 （ａ）および（ｂ）は、図１４におけるゲイン設定部の主要部の構成例を示すブロック図である。 図１２のモータ制御装置において、オフセット電圧の値および同定信号の振幅値の決定方法の一例を示すフロー図である。 本発明の比較例となるモータシステムの構成例を示す概略図である。 図１７のモータシステムにおいて、同定アルゴリズム実行部への入力信号の一例を模式的に示す図である。

以下の実施の形態においては便宜上その必要があるときは、複数のセクションまたは実施の形態に分割して説明するが、特に明示した場合を除き、それらは互いに無関係なものではなく、一方は他方の一部または全部の変形例、詳細、補足説明等の関係にある。また、以下の実施の形態において、要素の数等（個数、数値、量、範囲等を含む）に言及する場合、特に明示した場合および原理的に明らかに特定の数に限定される場合等を除き、その特定の数に限定されるものではなく、特定の数以上でも以下でも良い。

さらに、以下の実施の形態において、その構成要素（要素ステップ等も含む）は、特に明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではないことは言うまでもない。同様に、以下の実施の形態において、構成要素等の形状、位置関係等に言及するときは、特に明示した場合および原理的に明らかにそうでないと考えられる場合等を除き、実質的にその形状等に近似または類似するもの等を含むものとする。このことは、上記数値および範囲についても同様である。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。

（実施の形態１）
《モータシステムの構成》
図１は、本発明の実施の形態１によるモータシステムの構成例を示す概略図である。図２は、図１におけるモータの構成例および座標軸を示す模式図である。図１に示すモータシステムは、モータ制御装置ＭＣＤと、インバータＩＮＶと、モータＭＴとを備える。モータＭＴは、例えば、３相（ｕ相、ｖ相、ｗ相）の同期モータ（言い換えればブラシレスＤＣモータ）である。

モータＭＴは、具体的には、図２に示されるように、３相の外部端子ＰＮｕ，ＰＮｖ，ＰＮｗと、永久磁石となるロータＲＴとを備え、ステータを含めて等価回路で表すことができる。固定座標となる３相軸（ｕ軸、ｖ軸、ｗ軸）で見た場合、モータＭＴは、３相の抵抗成分Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗ、インダクタンス成分Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗおよび誘起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗで表される。ｕ相を例とすると、抵抗成分Ｒｕ、インダクタンス成分Ｌｕおよび誘起電圧Ｅｕは、ロータＲＴを中点として、当該中点とｕ相外部端子ＰＮｕとの間に直列に結合される。ｕ軸、ｖ軸、ｗ軸は、それぞれ、ｕ相、ｖ相、ｗ相の通電方向（電流方向）に配置され、ロータＲＴの回転方向に対して電気角１２０°間隔で順に配置される。

一方、当該固定座標（３相軸）は、回転座標となる２相軸（ｄ軸、ｑ軸）に変換することができる。ｄ軸は、ロータＲＴの磁束方向に配置され、ｑ軸は、ｄ軸に対して直交する方向に配置される。回転角度θは、通常、ｕ軸とｄ軸の角度を表し、３相（ｕ相、ｖ相、ｗ相）とロータＲＴとの位置関係を表す情報となる。回転座標となる２相軸で見た場合、モータＭＴは、抵抗成分Ｒａと、ｄ軸インダクタンス成分Ｌｄおよびｑ軸インダクタンス成分Ｌｑと、ｄ軸誘起電圧Ｅｄおよびｑ軸誘起電圧Ｅｑとで表される。ただし、ｄ軸誘起電圧Ｅｄは、ゼロとなる。３相の電流のベクトル合成によってｑ軸方向の電流（ｑ軸電流Ｉｑ）が流れると、フレミングの法則に基づき、ロータＲＴに対して回転方向のトルクが発生する。一方、ｄ軸方向の電流（ｄ軸電流Ｉｄ）は、通常、トルクには寄与しない。

ここで、モータＭＴ（具体的にはロータＲＴ）の構造として、Ｌｑ＝ＬｄとなるＳＰＭ（Surface Permanent Magnet）構造（非突極構造）と、Ｌｑ≠ＬｄとなるＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）構造（突極構造）とが知られている。実施の形態１では、モータＭＴは、ＳＰＭ構造を有するものとするが、ＩＰＭ構造を有していてもよい。ＩＰＭ構造の場合、ｄ軸電流Ｉｄによってもトルク（リアクタンストルク）が発生する。また、抵抗成分Ｒａは、ＳＰＭ構造およびＩＰＭ構造を問わず、ｄ軸とｑ軸で同一値となる。

図１に戻り、インバータＩＮＶは、モータドライバとして機能し、モータＭＴの３相の外部端子ＰＮ（ｕ，ｖ，ｗ）にＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号ＰＷＭｕ，ＰＷＭｖ，ＰＷＭｗに基づく駆動電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗをそれぞれ印加する。インバータＩＮＶは、図示は省略するが、３相の外部端子ＰＮ（ｕ，ｖ，ｗ）と高電位側電源電圧との間にそれぞれ設けられる３相のハイサイドスイッチング素子と、３相の外部端子ＰＮ（ｕ，ｖ，ｗ）と低電位側電源電圧との間にそれぞれ設けられる３相のロウサイドスイッチング素子とを備える。

モータ制御装置ＭＣＤは、例えば、プロセッサ、アナログ・ディジタル変換器およびＰＷＭ信号生成器等を搭載したマイクロコントローラ等によって構成され、ベクトル制御によってモータＭＴを制御する。モータ制御装置ＭＣＤは、２相／３相変換器ＡＸＣＲと、ＰＷＭ制御器ＰＷＭＣと、電流変換器ＩＥＸと、３相／２相変換器ＡＸＣＣと、パラメータ同定器ＩＤＴＦａとを備える。２相／３相変換器ＡＸＣＲおよびＰＷＭ制御器ＰＷＭＣは、d軸目標電圧Ｖｄ^＊およびq軸目標電圧Ｖｑ^＊に基づくＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部ＰＷＭＧとして機能する。d軸目標電圧Ｖｄ^＊およびq軸目標電圧Ｖｑ^＊は、所定の制御周期（例えば１０ｋＨｚ等）毎に順次設定される。

２相／３相変換器ＡＸＣＲは、回転角度θに基づき回転座標（ｄｑ座標）から固定座標（ｕ，ｖ，ｗ座標）への変換を行い、ｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊およびｑ軸目標電圧Ｖｑ^＊をｕ相目標電圧Ｖｕ^＊、ｖ相目標電圧Ｖｖ^＊およびｗ相目標電圧Ｖｗ^＊に変換する。ＰＷＭ制御器ＰＷＭＣは、３相の目標電圧（Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊）を生成するための３相のデューティ比をそれぞれ決定し、当該３相のデューティ比を備える３相のＰＷＭ信号ＰＷＭｕ，ＰＷＭｖ，ＰＷＭｗをそれぞれ生成する。

電流変換器ＩＥＸおよび３相／２相変換器ＡＸＣＣは、モータＭＴの各相電流を所定の制御周期（例えば１０ｋＨｚ等）毎に順次検出し、当該各相電流に基づきd軸電流Ｉｄおよびq軸電流Ｉｑを検出する電流検出器ＩＤＥＴとして機能する。電流変換器ＩＥＸは、例えば、インバータＩＮＶに流れる３相中の２相の電流（この例ではｕ相電流Ｉｕおよびｗ相電流Ｉｗ）をアナログ・ディジタル変換器によってそれぞれ検出する。２相の電流が得られると、残りの１相の電流も演算によって得られる。

ここで、具体的な電流検出方式として、様々な方式を適用することができる。代表的には、インバータＩＮＶの各相のロウサイドにそれぞれシャント抵抗を挿入することで３相の電流を検出する３シャント方式や、インバータＩＮＶの低電位側電源電圧に１個のシャント抵抗を挿入し、サンプリングタイミングの工夫によって３相の電流を検出する１シャント方式等が挙げられる。当該シャント抵抗は、電流センサとして機能する。電流変換器ＩＥＸは、当該シャント抵抗の両端電圧に基づいて固定軸上の電流（例えばｕ相電流Ｉｕおよびｗ相電流Ｉｗ）を検出する。３相／２相変換器ＡＸＣＣは、回転角度θに基づき固定座標（ｕ，ｖ，ｗ座標）から回転座標（ｄｑ座標）への変換を行い、電流変換器ＩＥＸからの固定軸上の電流を座標変換することで、回転軸上の電流を検出する。

パラメータ同定器ＩＤＴＦａは、オフセット設定部ＯＦＳＥＴと、減算器ＳＢｉ，ＳＢｖと、同定アルゴリズム実行部ＩＡＥＸと、シーケンス制御部ＳＥＱＣａとを備え、モータＭＴのモータ定数を同定する。オフセット設定部ＯＦＳＥＴは、詳細は後述するが、前もって記録したオフセット電流Ｉｏｆおよびオフセット電圧Ｖｄ^＊＿ｏｆを出力する。減算器ＳＢｉは、３相／２相変換器ＡＸＣＣからのｄ軸電流Ｉｄからオフセット電流Ｉｏｆを減算し、減算器ＳＢｖは、ｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊からオフセット電圧Ｖｄ^＊＿ｏｆを減算する。

同定アルゴリズム実行部ＩＡＥＸは、逐次最小二乗演算器ＲＬＳＣと、モータ定数演算器ＬＲＣとを備え、減算器ＳＢｉによって得られる電流Ｉｄ１と、減算器ＳＢｖによって得られる電圧Ｖｄ１とを入力として、所定の同定アルゴリズムを用いてモータＭＴのモータ定数を同定する。ここでは、同定アルゴリズムとして、線形回帰分析の一つであり、早い収束時間が得られる逐次最小二乗法（ＲＬＳ（Recursive Least Square）法）を用いるが、必ずしもこれに限定されない。

逐次最小二乗演算器ＲＬＳＣは、概略的には、前回の制御周期における電流Ｉｄ１および電圧Ｖｄ１を入力として、これに所定のパラメータＡ，Ｂを反映させることで今回の電流を推定し、この推定した電流と今回の制御周期における電流Ｉｄ１との誤差がゼロに近づくように、パラメータＡ，Ｂを更新するような処理を行う。モータ定数演算器ＬＲＣは、このパラメータＡ，Ｂから所定の関係式を用いてモータ定数（ここでは、モータＭＴの抵抗成分Ｒａおよびｄ軸インダクタンス成分Ｌｄ）を算出する。

シーケンス制御部ＳＥＱＣａは、パラメータ同定器ＩＤＴＦａによってモータ定数を同定する際の各種シーケンスを制御する。当該シーケンス制御の中で、シーケンス制御部ＳＥＱＣａは、ｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊、ｑ軸目標電圧Ｖｑ^＊および回転角度θを適宜生成する。また、シーケンス制御部ＳＥＱＣａは、モータ定数の同定に必要とされる同定信号を生成するための同定信号生成部ＩＤＳＧを備える。同定信号は、例えば、正弦波信号であるが、場合によっては、擬似ランダム信号等であってもよい。

なお、ここでは、モータ制御装置ＭＣＤを構成する各部は、主に、マイクロコントローラによるプログラム処理によって構成されるものとしたが、勿論、これに限定されず、一部や全部を専用のハードウェアによって構成することも可能である。

《パラメータ同定器の詳細》
図３は、図１におけるパラメータ同定器内のシーケンス制御部の処理内容の一例を示すフロー図である。図４は、図３におけるオフセット設定部の処理内容の一例を示すフロー図である。図３において、シーケンス制御部ＳＥＱＣａは、まず、ロータＲＴを固定座標の所定の箇所に固定するため、d軸目標電圧Ｖｄ^＊として、直流成分のオフセット電圧Ｖｄ^＊＿ｏｆを設定し、ｑ軸目標電圧Ｖｑ^＊をゼロに設定し、回転角度θを例えばゼロに設定する（ステップＳ１０１）。図１のＰＷＭ信号生成部ＰＷＭＧは、当該d軸目標電圧Ｖｄ^＊（オフセット電圧Ｖｄ^＊＿ｏｆ）に応じてインバータＩＮＶを介してモータＭＴに駆動電圧を印加し、モータＭＴのｄ軸にオフセット電流となるｄ軸電流Ｉｄを印加する。その結果、ロータＲＴのｄ軸は、回転角度θがゼロの場合にはｕ軸に引き込まれ、ｕ軸上に固定される。

次いで、シーケンス制御部ＳＥＱＣａは、オフセット設定部ＯＦＳＥＴに図４の処理を行わせる（ステップＳ１０２）。図４において、オフセット設定部ＯＦＳＥＴは、シーケンス制御部ＳＥＱＣａによって設定されたオフセット電圧Ｖｄ^＊＿ｏｆを記録する（ステップＳ１０２−１）。また、オフセット設定部ＯＦＳＥＴは、電流検出器ＩＤＥＴを用いて、前述したｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊（オフセット電圧Ｖｄ^＊＿ｏｆ）の設定に伴い流れるモータＭＴのd軸電流Ｉｄをオフセット電流Ｉｏｆとして検出および記録する（ステップＳ１０２−２）。そして、オフセット設定部ＯＦＳＥＴは、記録したオフセット電圧Ｖｄ^＊＿ｏｆおよびオフセット電流Ｉｏｆを減算器ＳＢｖおよび減算器ＳＢｉへそれぞれ出力する（ステップＳ１０２−３）。

図３に戻り、シーケンス制御部ＳＥＱＣａは、ｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊として、前述した直流成分のｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊（オフセット電圧Ｖｄ^＊＿ｏｆ）に予め定めた交流成分の同定信号Ｖｄ^＊＿ｉｄを重畳した電圧を設定する（ステップＳ１０３）。すなわち、ロータＲＴを静止させた状態でモータＭＴに同定信号Ｖｄ^＊＿ｉｄを印加するため、オフセット電圧Ｖｄ^＊＿ｏｆと同定信号Ｖｄ^＊＿ｉｄの重畳が行われる。同定信号Ｖｄ^＊＿ｉｄは、例えば、１００Ｈｚ〜２００Ｈｚ等の周波数を持つ正弦波信号である。シーケンス制御部ＳＥＱＣａは、このような重畳信号が形成されるように、所定の制御周期毎にｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊を順次更新する。ＰＷＭ信号生成部ＰＷＭＧは、当該ｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊に応じて、インバータＩＮＶを介してモータＭＴに駆動電圧を印加し、モータＭＴのｄ軸に重畳信号を印加する。

なお、オフセット電圧Ｖｄ^＊＿ｏｆの値や、同定信号Ｖｄ^＊＿ｉｄの振幅値は、モータＭＴの特性に応じて異なるため、図示は省略されるが、実際には、ステップＳ１０１の前にこれらの値を定める処理を行うことが望ましい。具体的には、パラメータ同定器ＩＤＴＦａは、まず、予めユーザによって設定されたモータＭＴの定格電流実効値Ｉｒａｔを参照する。当該定格電流実効値Ｉｒａｔが、例えば、図１のインバータＩＮＶやその実装基板等で通電可能な最大電流以下の場合、パラメータ同定器ＩＤＴＦａは、式（１）および式（２）のような基準電流を定める。

Ｉｒｅｆ１＝ｋ１×Ｉｒａｔ（例えば、０．４≦ｋ１≦０．８） （１）
Ｉｒｅｆ２＝ｋ２×Ｉｒａｔ（例えば、ｋ１＜ｋ２≦０．９） （２）
そして、パラメータ同定器ＩＤＴＦａは、電流検出器ＩＤＥＴによって検出されるｄ軸電流Ｉｄが予め定めた基準電流Ｉｒｅｆ１に達するまでｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊を徐々に上昇させ、基準電流Ｉｒｅｆ１に達した際のｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊をオフセット電圧Ｖｄ^＊＿ｏｆの値に定める。続けて、パラメータ同定器ＩＤＴＦａは、電流検出器ＩＤＥＴによって検出されるｄ軸電流Ｉｄが予め定めた基準電流Ｉｒｅｆ２に達するまでｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊を徐々に上昇させ、基準電流Ｉｒｅｆ２に達した際のｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊を前述した重畳信号（オフセット電圧Ｖｄ^＊＿ｏｆ＋同定信号Ｖｄ^＊＿ｉｄ）の最大値に定める。すなわち、パラメータ同定器ＩＤＴＦａは、式（２）に基づき定められる電圧と式（１）に基づき定められる電圧の差分値を同定信号Ｖｄ^＊＿ｉｄの振幅値に定める。

ここで、初期状態ではモータＭＴの電圧と電流の関係が不明であり、図３のステップＳ１０１において、停止状態（すなわち誘起電圧がゼロの状態）のモータＭＴに対して電圧を印加すると、定格電流実効値Ｉｒａｔを超える大電流が流れ、モータＭＴの破損を招く恐れがある。そこで、定格電流実効値Ｉｒａｔよりも小さい基準電流Ｉｒｅｆ１，Ｉｒｅｆ２を定め、これらに対応するｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊を、徐々に上昇させながら探索することで、重畳信号の大きさを定める際のモータＭＴの安全性を確保することができる。

さらに、このようにして定めた重畳信号を、図３のステップＳ１０３においてモータＭＴに印加する際にも、モータＭＴの安全性を確保することができる。すなわち、図３のステップＳ１０３の際（言い換えれば交流動作時）のモータＭＴのインピーダンスは、前述した重畳信号の大きさを定める際（言い換えれば直流動作時）と比べてインダクタンス成分に伴い増加する。このため、図３のステップＳ１０３の際にモータＭＴに流れるｄ軸電流Ｉｄの最大値は、式（２）の基準電流Ｉｒｅｆ２よりも小さくなるため、モータＭＴの安全性を十分に保てる。

なお、オフセット電圧Ｖｄ^＊＿ｏｆ（オフセット電流）が小さいと、ロータＲＴの固定が不十分となり、同定精度の低下が生じ得る。また、同定信号Ｖｄ^＊＿ｉｄの振幅が小さいと、振幅に対する相対的な電流検出誤差が増大する場合があり、これに伴い同定精度の低下が生じる恐れがある。そこで、具体例として、式（１）の係数ｋ１は０．５等に設定され、式（２）の係数ｋ２は０．７５等に設定される。

図３のステップＳ１０３の後、シーケンス制御部ＳＥＱＣａは、逐次最小二乗法（ＲＬＳ法）により、モータ定数を同定する（ステップＳ１０４）。具体的には、シーケンス制御部ＳＥＱＣａは、電流検出器ＩＤＥＴを用いて、ステップＳ１０３での重畳信号の設定に伴い流れるｄ軸電流Ｉｄを所定の制御周期毎に検出する。また、シーケンス制御部ＳＥＱＣａは、ステップＳ１０３での重畳信号の設定に伴うｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊を所定の制御周期毎に減算器ＳＢｖへ出力する。その結果、同定アルゴリズム実行部ＩＡＥＸは、ｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊からオフセット電圧Ｖｄ^＊＿ｏｆを減算することで得られる電圧Ｖｄ１と、ｄ軸電流Ｉｄからオフセット電流Ｉｏｆを減算することで得られる電流Ｉｄ１とを入力として、ＲＬＳ法を用いてモータ定数を同定する。

モータ定数の同定が完了すると、シーケンス制御部ＳＥＱＣａは、ｄ軸への同定信号Ｖｄ^＊＿ｉｄの重畳を終了し（ステップＳ１０５）、ｄ軸へのオフセット電圧（オフセット電流）の印加を終了する（ステップＳ１０６）。

《同定アルゴリズム実行部の詳細》
ここで、図３のステップＳ１０４の詳細について説明する。図５は、モータのｄ軸およびｑ軸に印加される電圧を表すベクトル図である。モータＭＴ（ブラシレスＤＣモータ）のｄ軸およびｑ軸の電圧方程式は、図２に示した等価回路および図５に示したベクトル図から判るように、それぞれ、式（３）および式（４）となる。“ω”は、モータＭＴの角周波数であり、“Φｆ”は、誘起電圧定数であり、ロータＲＴの磁束を表す。

Ｖｄ＝Ｒａ・Ｉｄ＋Ｌｄ・ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ−ω・Ｌｑ・Ｉｑ （３）
Ｖｑ＝Ｒａ・Ｉｑ＋Ｌｑ・ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ＋ω（Ｌｄ・Ｉｄ＋Φｆ） （４）
ロータＲＴが静止しているとき、角周波数（回転速度）ωはゼロであるため、式（３）および式（４）は、それぞれ、式（５）および式（６）に簡略化される。

Ｖｄ＝Ｒａ・Ｉｄ＋Ｌｄ・ｄ（Ｉｄ）／ｄｔ （５）
Ｖｑ＝Ｒａ・Ｉｑ＋Ｌｑ・ｄ（Ｉｑ）／ｄｔ （６）
式（５）および式（６）をオイラー法により離散化すると、それぞれ、式（７）および式（８）に示される差分方程式が得られる。“Ｔｓ”は、制御周期（言い換えればサンプリング周期）である。

式（７）および式（８）は、それぞれ、式（１１）を用いて、式（９）および式（１０）へと変換できる。

逐次最小二乗演算器ＲＬＳＣは、式（９）および式（１１）に示されるように、前回の制御周期のｄ軸電流（Ｉｄ［ｋ−１］）およびｄ軸目標電圧（Ｖｄ［ｋ−１］）を入力信号として今回の制御周期のｄ軸電流（Ｉｄ［ｋ］）を推定し、この推定したｄ軸電流と実際に検出したｄ軸電流との誤差がゼロに近づくように、パラメータＡ，Ｂを更新する。この際のｄ軸電流（Ｉｄ［ｋ−１］，Ｉｄ［ｋ］）およびｄ軸目標電圧（Ｖｄ［ｋ−１］）として、実施の形態１では、図１に示されるように、電流Ｉｄ１および電圧Ｖｄ１が用いられる。また、逐次最小二乗演算器ＲＬＳＣは、図１では省略されているが、式（１０）および式（１１）に示されるように、ｄ軸の場合と同様の処理をｑ軸に対しても行い、パラメータＣ，Ｄを更新することも可能である。

このようなパラメータの更新に際しては、式（１２）に示される演算式が用いられる。式（１２）は、繰り返し計算方式のパラメータ同定式になっており、初期値として“θ₀”，“P₀”を与えることにより、以後、“Y(k)”，“φ(k)”が入力される度に“θ(N)”を更新していく。初期値の与え方として、“θ₀”はゼロに、“P₀”は、十分大きな正の値を対角要素のみもつ対角行列が適当である。なお、“P(N)”に含まれる“λ”は忘却係数と呼ばれ、指数関数的に過去の不要データを忘却することができる重み係数である。“λ”が１より小さいほど忘却速度は上昇し、パラメータ行列の応答特性を高めることができる。このようにして、逐次最小二乗演算器ＲＬＳＣは、パラメータ行列“θ_d ^T”（および“θ_q ^T”）に含まれるパラメータＡ，Ｂ（およびＣ，Ｄ）を逐次演算する。

モータ定数演算器ＬＲＣは、パラメータＡ，Ｂを入力として、式（１３）を用いて、ｄ軸のモータ定数（抵抗成分Ｒａおよびｄ軸インダクタンス成分Ｌｄ）を求めることができる。さらに、モータ定数演算器ＬＲＣは、図１では省略されているが、パラメータＣ，Ｄを入力として、式（１４）を用いて、ｑ軸のモータ定数（抵抗成分Ｒａおよびｑ軸インダクタンス成分Ｌｑ）を求めることも可能である。

Ｒａ＝（１−Ａ）／Ｂ Ｌｄ＝（Ａ／Ｂ）×Ｔｓ （１３）
Ｒａ＝（１−Ｃ）／Ｄ Ｌｑ＝（Ｃ／Ｄ）×Ｔｓ （１４）
《モータシステム（比較例）の構成およびその問題点》
図１７は、本発明の比較例となるモータシステムの構成例を示す概略図である。図１７に示すモータシステムは、図１のモータシステムと比較して、パラメータ同定器ＩＤＴＦ’内にオフセット設定部ＯＦＳＥＴや減算器ＳＢｉ，ＳＢｖが設けられない点が異なっている。これにより、当該パラメータ同定器ＩＤＴＦ’内の同定アルゴリズム実行部ＩＡＥＸは、ｄ軸電流Ｉｄおよびｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊を入力としてモータ定数を同定する。

図１８は、図１７のモータシステムにおいて、同定アルゴリズム実行部への入力信号の一例を模式的に示す図である。図１８に示されるように、ｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊を直流成分となるオフセット電圧Ｖｄ^＊＿ｏｆに設定した場合、モータＭＴの外部端子ＰＮには、オフセット電圧Ｖｄ^＊＿ｏｆから電圧誤差ΔＶｅｒだけ降下した駆動電圧Ｖｄ（＝Ｖｄ＿ｏｆ）が印加される場合がある。この電圧誤差ΔＶｅｒは、主に、ＰＷＭ信号生成部ＰＷＭＧの出力から外部端子ＰＮに到るまでの経路（例えば各種配線等）の寄生抵抗成分と、モータＭＴの抵抗成分（Ｒａ）とのバランスによって生じる。なお、駆動電圧Ｖｄは、実際には、３相の駆動電圧Ｖ（ｕ，ｖ，ｗ）に変換されたのちに外部端子ＰＮに印加される。

一方、ｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊を交流成分となる同定信号Ｖｄ^＊＿ｉｄに設定した場合、外部端子ＰＮには、同定信号Ｖｄ^＊＿ｉｄとほぼ等しい振幅の駆動電圧Ｖｄ（＝Ｖｄ＿ｉｄ）が印加される。交流成分となる駆動電圧Ｖｄ（＝Ｖｄ＿ｉｄ）の振幅は、主に、ＰＷＭ信号生成部ＰＷＭＧの出力から外部端子ＰＮに到るまでの経路の寄生インピーダンス成分と、それよりも十分に大きいモータＭＴのインピーダンス成分（Ｒａ，Ｌｄ）とのバランスによって定まる。

図１７のパラメータ同定器ＩＤＴＦ’は、図１８に示されるように、制御周期Ｔｓ毎のｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊（…，［ｎ−２］，［ｎ−１］，［ｎ］，…）と、ｄ軸電流Ｉｄ（…，［ｎ−２］，［ｎ−１］，［ｎ］，…）とを入力として逐次最小二乗法によりモータ定数を同定する。ただし、この場合、実際にモータＭＴに印加される駆動電圧Ｖｄは、当該ｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊に対して電圧誤差ΔＶｅｒを含んでいるため、同定されるモータ定数に誤差が生じる恐れがある。簡単な例として、仮に正しい抵抗成分が１０Ωの場合、本来、１０Ｖの電圧を印加すると１Ａの電流が流れる。しかし、１０Ｖのｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊に対して実際の駆動電圧Ｖｄが９Ｖになると、検出されるｄ軸電流Ｉｄは０．９Ａとなる。パラメータ同定器ＩＤＴＦ’は、１０Ｖと０．９Ａとを用いて抵抗成分を１１．１Ωに同定する。その結果、同定される抵抗成分に誤差が生じ得る。

《実施の形態１の主要な効果》
図６は、図１のモータシステムにおいて、同定アルゴリズム実行部への入力信号の一例を模式的に示す図である。図６に示されるように、図１のパラメータ同定器ＩＤＴＦａには、図１８のｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊からオフセット電圧Ｖｄ^＊＿ｏｆを減算した電圧Ｖｄ１（交流成分となる同定信号Ｖｄ^＊＿ｉｄのみ）と、図１８のｄ軸電流Ｉｄからオフセット電流Ｉｏｆを減算した電流Ｉｄ１（交流成分のみ）とが入力される。これにより、図１８に示した電圧誤差ΔＶｅｒの影響を無くせるため、モータ定数の同定精度を向上させることが可能になる。また、これに伴い、センサレスの同期モータ等において、モータを高精度に制御することが可能になる。

（実施の形態２）
《モータシステムの構成および動作（変形例）》
図７は、本発明の実施の形態２によるモータシステムの構成例を示す概略図である。図７に示すモータシステムは、図１の構成例と比較して、パラメータ同定器ＩＤＴＦｂ内のオフセット設定部ＯＦＳＥＴおよび減算器ＳＢｉ，ＳＢｖが削除され、その代わりに、差分演算器ＤＦＣを備える点が異なっている。また、これに伴い、図１の構成例と比較して、パラメータ同定器ＩＤＴＦｂ内のシーケンス制御部ＳＥＱＣｂの処理内容も若干異なる。以下、これらの相違点について説明する。

差分演算器ＤＦＣは、シーケンス制御部ＳＥＱＣｂからのｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊と、電流検出器ＩＤＥＴからのｄ軸電流Ｉｄとを入力として、前回の制御周期の値と今回の制御周期の値との差分値を算出する。具体的には、差分演算器ＤＦＣは、ｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊における前回の制御周期と今回の制御周期との差分電圧を電圧Ｖｄ２として出力し、d軸電流Ｉｄにおける今回の制御周期と前回の制御周期との差分電流を電流Ｉｄ２として出力する。同定アルゴリズム実行部ＩＡＥＸは、この電圧Ｖｄ２および電流Ｉｄ２を入力として、モータ定数を同定する。

図８は、図７におけるパラメータ同定器内のシーケンス制御部の処理内容の一例を示すフロー図である。図８に示すフローは、図３に示したフローと比較して、ステップＳ１０２のオフセット設定部の処理が削除され、その代わりに、ステップＳ１０３とステップＳ１０４の間にステップＳ２０１が追加されている。ステップＳ２０１において、シーケンス制御部ＳＥＱＣｂは、前述した差分演算器ＤＦＣに演算を行わせる。

《実施の形態２の主要な効果》
図９は、図７のモータシステムにおいて、同定アルゴリズム実行部への入力信号の一例を模式的に示す図である。図７のパラメータ同定器ＩＤＴＦｂは、図９に示されるように、ｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊における制御周期Ｔｓ間の差分電圧Ｖｄ２（…，［ｎ−１］，［ｎ］，…）と、ｄ軸電流Ｉｄにおける制御周期Ｔｓ間の差分電流Ｉｄ２（…，［ｎ−１］，［ｎ］，…）とを入力として逐次最小二乗法によりモータ定数を同定する。例えば、差分電圧Ｖｄ２［ｎ］は、今回のｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊［ｎ］と前回のｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊［ｎ−１］との差分値であり、差分電流Ｉｄ２［ｎ］は、今回のｄ軸電流Ｉｄ［ｎ］と前回のｄ軸電流Ｉｄ［ｎ−１］との差分値である。

このような方式を用いることでも、実施の形態１の場合と同様に、図１８に示した電圧誤差ΔＶｅｒの影響を無くせるため、モータ定数の同定精度を向上させることが可能になる。また、これに伴い、センサレスの同期モータ等において、モータを高精度に制御することが可能になる。ただし、実施の形態１の方式と比べると、同定アルゴリズム実行部ＩＡＥＸへの入力信号の全体的な信号レベルが、差分値に伴い、制御周期Ｔｓを短くするほど小さくなり得る。その結果、入力信号のＳＮ比（signal-to-noise ratio）が低下し、これが同定精度の低下を招く恐れがある。したがって、このような観点では、実施の形態１の方式が望ましい。

（実施の形態３）
《モータシステムの構成および動作（変形例）》
図１０は、本発明の実施の形態３によるモータシステムの構成例を示す概略図である。図１０に示すモータシステムは、図１の構成例と比較して、パラメータ同定器ＩＤＴＦｃ内の同定アルゴリズム実行部ＩＡＥＸｃの構成が異なっている。また、これに伴い、シーケンス制御部ＳＥＱＣｃの動作も若干異なる。さらに、ここでは、モータＭＴは、ＩＰＭ構造を有するものとする。同定アルゴリズム実行部ＩＡＥＸｃは、図１の構成例とは異なる逐次最小二乗演算器ＲＬＳＣｃおよびモータ定数演算器ＬＲＣｃを備える。

逐次最小二乗演算器ＲＬＳＣｃは、図１の構成例と同様に、電流Ｉｄ１および電圧Ｖｄ１を入力としてパラメータＡ，Ｂを同定する。加えて、逐次最小二乗演算器ＲＬＳＣｃは、ｑ軸電流Ｉｑおよびｑ軸目標電圧Ｖｑ^＊を入力としてパラメータＣ，Ｄを同定する。すなわち、実施の形態１で述べたように、逐次最小二乗演算器ＲＬＳＣｃは、式（１０）および式（１１）に基づきパラメータＣ，Ｄを同定することができる。モータ定数演算器ＬＲＣｃは、図１の構成例と同様に、パラメータＡ，Ｂを入力として、式（１３）に基づきモータＭＴの抵抗成分Ｒａおよびｄ軸インダクタンス成分Ｌｄを算出する。加えて、モータ定数演算器ＬＲＣｃは、パラメータＣ，Ｄを入力として、式（１４）に基づきモータＭＴの抵抗成分Ｒａおよびｑ軸インダクタンス成分Ｌｑを算出する。

このようなパラメータＣ，Ｄを同定するため、シーケンス制御部ＳＥＱＣｃ（具体的には同定信号生成部ＩＤＳＧｃ）は、ｄ軸用の同定信号Ｖｄ^＊＿ｉｄに加えて、ｑ軸用の同定信号（Ｖｑ^＊＿ｉｄ）も生成する。そして、シーケンス制御部ＳＥＱＣｃは、図３のステップＳ１０３において、ｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊として前述した重畳信号（Ｖｄ^＊＿ｏｆ＋Ｖｄ^＊＿ｉｄ）を設定し、ｑ軸目標電圧Ｖｑ^＊として、ｄ軸用の同定信号Ｖｄ^＊＿ｉｄと同様のｑ軸用の同定信号（Ｖｑ^＊＿ｉｄ）を設定する。

ここで、ｑ軸用の同定信号（Ｖｑ^＊＿ｉｄ）を設定すると、トルクの発生によってロータＲＴが振動し、同定精度が低下することが懸念される。ただし、ｑ軸用の同定信号（Ｖｑ^＊＿ｉｄ）の振幅を適切に定めることで、トルクの発生を抑制でき、同定精度の低下を抑制することができる。図１１を用いて具体的に説明する。図１１は、ＩＰＭ構造のモータにおけるトルク特性の一例を説明するベクトル図である。

モータＭＴに流れる駆動電流Ｉａは、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑのベクトル合成で定められる。ＩＰＭ構造のモータＭＴでは、駆動電流Ｉａの電流位相α（＝ｔａｎ^−１（Ｉｑ／Ｉｄ））が−２０°〜＋２０°程度の場合、ロータＲＴのマグネットトルクとリアクタンストルクが打ち消し合い、トルクが殆ど発生しないことが知られている。ｄ軸電流Ｉｄは、直流成分となるオフセット電流が重畳しているため、十分に大きい値となる。したがって、ｑ軸電流Ｉｑがある程度大きな値となるようにｑ軸用の同定信号（Ｖｑ^＊＿ｉｄ）の振幅値を定めても、電流位相αを−２０°〜＋２０°程度に保つことができ、ロータＲＴを静止させた状態で同定を行うことができる。

《実施の形態３の主要な効果》
以上、実施の形態３の方式を用いることで、実施の形態１の場合と同様の効果が得られ、加えて、ｑ軸インダクタンス成分Ｌｑも同定できるため、ＩＰＭ構造のモータＭＴにも対応することが可能である。

（実施の形態４）
《モータシステムの構成（応用例）》
図１２は、本発明の実施の形態４によるモータシステムの構成例を示す概略図である。図１２に示すモータシステムは、図１等の構成例と同様に、モータ制御装置ＭＣＤと、インバータＩＮＶと、モータＭＴとを備える。モータ制御装置ＭＣＤは、例えば、マイクロコントローラ等によって構成され、減算器ＳＢｒｓと、補償器ＰＩＣＵと、ＰＷＭ信号生成部ＰＷＭＧと、電流検出器ＩＤＥＴと、パラメータ同定器ＩＤＴＦと、回転角度推定器ＲＡＥＳと、速度演算器ＲＳＣＡＬとを備える。ＰＷＭ信号生成部ＰＷＭＧおよび電流検出器ＩＤＥＴに関しては、図１等の構成例と同様である。パラメータ同定器ＩＤＴＦには、実施の形態１〜実施の形態３で述べた構成が適用される。

回転角度推定器ＲＡＥＳは、誘起電圧オブザーバＢＥＯＢを備える。誘起電圧オブザーバＢＥＯＢは、ｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊およびｑ軸目標電圧Ｖｑ^＊と、電流検出器ＩＤＥＴで検出されたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑと、パラメータ同定器ＩＤＴＦで同定されたモータ定数（抵抗成分Ｒａ、ｄ軸インダクタンス成分Ｌｄ、ｑ軸インダクタンス成分Ｌｑ）とを用いてモータＭＴの誘起電圧を算出する。そして、回転角度推定器ＲＡＥＳは、この算出した誘起電圧に基づいてモータＭＴ内のロータＲＴの回転角度θを推定する。

速度演算器ＲＳＣＡＬは、回転角度推定器ＲＡＥＳからの回転角度θの変化率に基づいて角周波数（回転速度）ωを演算する。減算器ＳＢｒｓは、目標回転速度ω^＊と速度演算器ＲＳＣＡＬからの回転速度ωとの速度誤差を検出する。補償器ＰＩＣＵは、速度ＰＩ制御器ＰＩＣｒｓと、ｄ軸電流ＰＩ制御器ＰＩＣｉｄと、ｑ軸電流ＰＩ制御器ＰＩＣｉｑと、減算器ＳＢｉｄ，ＳＢｉｑとを備える。

速度ＰＩ制御器ＰＩＣｒｓは、減算器ＳＢｒｓからの速度誤差を受けてＰＩ制御（Ｐ：比例、Ｉ：積分）を行い、速度誤差をゼロに近づけるためのｑ軸目標電流Ｉｑ^＊を定める。減算器ＳＢｉｑは、当該ｑ軸目標電流Ｉｑ^＊と電流検出器ＩＤＥＴからのｑ軸電流Ｉｑとのｑ軸電流誤差を検出する。ｑ軸電流ＰＩ制御器ＰＩＣｉｑは、当該ｑ軸電流誤差を受けてＰＩ制御を行い、ｑ軸電流誤差をゼロに近づけるためのｑ軸目標電圧Ｖｑ^＊を定める。

減算器ＳＢｉｄは、ｄ軸目標電流Ｉｄ^＊と電流検出器ＩＤＥＴからのｄ軸電流Ｉｄとのｄ軸電流誤差を検出する。ｄ軸電流ＰＩ制御器ＰＩＣｉｄは、当該ｄ軸電流誤差を受けてＰＩ制御を行い、ｄ軸電流誤差をゼロに近づけるためのｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊を定める。なお、モータＭＴの通常動作時には、ｄ軸目標電流Ｉｄ^＊は、例えばゼロ等に設定される。ＰＷＭ信号生成部ＰＷＭＧは、補償器ＰＩＣＵからのｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊およびｑ軸目標電圧Ｖｑ^＊を受けて動作する。

このように、位置センサレスのモータシステムでは、通常動作時に、回転角度推定器ＲＡＥＳを用いて誘起電圧を算出することでロータＲＴの回転角度θを推定している。この誘起電圧の算出に際しては、モータ定数が必要となる。当該モータ定数に誤差があると、回転角度θの推定精度が低下し、モータ効率の低下等を招く。そこで、モータＭＴの通常動作に先だって、実施の形態１〜実施の形態３で述べたようなパラメータ同定器ＩＤＴＦを用いてモータ定数を同定することが有益となる。

《回転角度推定器の概略》
図１３（ａ）および図１３（ｂ）は、図１２における回転角度推定器の基本動作を説明するためのベクトル図である。図１３（ａ）に示すように、誘起電圧Ｅは、正しいｄｑ座標のｑ軸上に生じ、ｄ軸上ではゼロとなる。しかし、モータ制御装置ＭＣＤが認識しているｄ’ｑ’座標と、正しいｄｑ座標との間に位相誤差βがあると、ｄ’軸上に誘起電圧Ｅｄ’が観測される。回転角度推定器ＲＡＥＳは、この誘起電圧Ｅｄ’がゼロとなるようなｄ’ｑ’座標を探索することで、正しいｄｑ座標を得ることができ、回転角度θを高精度に推定することが可能になる。

具体的に説明すると、ｄ’軸およびｑ’軸の電圧方程式は、式（１５）および式（１６）となる。図１３（ｂ）に示されるように、“Ｖｄ^＊”および“Ｖｑ^＊”は、それぞれ、ｄ’軸目標電圧およびｑ’軸目標電圧であり、“Ｉｄ”および“Ｉｑ”は、それぞれ、ｄ’軸電流およびｑ’軸電流である。“ω^＊”は、目標回転速度であり、“Ｅｄ’”および“Ｅｑ’”は、それぞれ、ｄ’軸誘起電圧およびｑ’軸誘起電圧である。また、“ｓ”は微分演算子（ラプラス演算子）である。

Ｖｄ^＊＝Ｒａ・Ｉｄ＋ｓ・Ｌｄ・Ｉｄ−ω^＊・Ｌｑ・Ｉｑ＋Ｅｄ’ （１５）
Ｖｑ^＊＝Ｒａ・Ｉｑ＋ｓ・Ｌｑ・Ｉｑ＋ω^＊・Ｌｄ・Ｉｄ＋Ｅｑ’ （１６）
誘起電圧Ｅｄ’，Ｅｑ’は、式（１５）および式（１６）に基づき算出される。この際には、各種モータ定数が必要となる。また、この算出結果を用いて、式（１７）および式（１８）に基づき、誘起電圧Ｅおよび誘起電圧Ｅの位相（言い換えれば、図１３（ａ）に示されるように、ｄｑ座標とｄ’ｑ’座標との位相誤差β）が算出される。この位相誤差βがゼロに収束するように回転角度θを制御すれば、当該回転角度θは正しい値となる。

Ｅ＝√｛（Ｅｄ’）^２＋（Ｅｑ’）^２｝ （１７）
β＝ｔａｎ^−１（Ｅｄ’／Ｅｑ’） （１８）
《回転角度推定器の構成》
回転角度推定器ＲＡＥＳは、前述したような基本動作に基づき、図１４の構成例を一例として、様々な構成で実現することができる。図１４は、図１２における回転角度推定器の模式的な構成例を示す概念図である。図１４の回転角度推定器ＲＡＥＳは、誘起電圧オブザーバＢＥＯＢと、積分器ＩＴＧ１，ＩＴＧ２と、減算器ＳＢｒ２とを備える。誘起電圧オブザーバＢＥＯＢは、減算器ＳＢｒ１とゲイン設定部ＧＥとを備える。誘起電圧オブザーバＢＥＯＢは、ｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊およびｑ軸目標電圧Ｖｑ^＊と、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑとを受けて、ゲイン設定部ＧＥを用いて式（１７）の誘起電圧Ｅおよび式（１８）の位相誤差βを推定する。

減算器ＳＢｒ１，ＳＢｒ２、ゲイン設定部ＧＥおよび積分器ＩＴＧ２からなる制御ループは、今回の回転角度θ［ｎ］と前回の回転角度θ［ｎ−１］との差分値を積分器ＩＴＧ１の出力値に保ちつつ、位相誤差βがゼロに収束するように今回の回転角度θ［ｎ］を生成する。積分器ＩＴＧ１の出力値は、誘起電圧Ｅに所定の係数“１／Ｋｅ”を乗算することで得られた回転速度（ω）を積分した値であり、今回の回転角度θ［ｎ］と前回の回転角度θ［ｎ−１］との差分値の目標値を表す。

図１５（ａ）および図１５（ｂ）は、図１４におけるゲイン設定部の主要部の構成例を示すブロック図である。図１５（ａ）に示す構成例では、式（１５）に含まれる“−ω^＊・Ｌｑ・Ｉｑ＋Ｅｄ’”を“−Ｄｄ”として、ｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊およびｄ軸電流Ｉｄを入力とする制御ループによって“Ｄｄ（＝ω^＊・Ｌｑ・Ｉｑ−Ｅｄ’）”が算出される。同様に、図１５（ｂ）に示す構成例では、式（１６）に含まれる“ω^＊・Ｌｄ・Ｉｄ＋Ｅｑ’”を“−Ｄｑ”として、ｑ軸目標電圧Ｖｑ^＊およびｑ軸電流Ｉｑを入力とする制御ループによって“Ｄｑ（＝−ω^＊・Ｌｄ・Ｉｄ−Ｅｑ’）”が算出される。

“Ｄｄ”および“Ｄｑ”が算出されると、ｄ’軸誘起電圧Ｅｄ’およびｑ’軸誘起電圧Ｅｑ’が算出され、式（１７）および式（１８）に基づき、誘起電圧Ｅおよび位相誤差βが算出される。図１５（ａ）および図１５（ｂ）に示す構成例には、モータＭＴの抵抗成分Ｒａ、ｄ軸インダクタンス成分Ｌｄおよびｑ軸インダクタンス成分Ｌｑが含まれる。さらに、各制御ループの周波数特性を定める各ゲインＫｅｄ１，Ｋｅｄ２，Ｋｅｑ１，Ｋｅｑ２に関しても、抵抗成分Ｒａ、ｄ軸インダクタンス成分Ｌｄおよびｑ軸インダクタンス成分Ｌｑを用いることで最適値に定めることができる。このため、実施の形態１〜実施の形態３のパラメータ同定器ＩＤＴＦを用いてモータ定数を高精度に定めることが有益となる。

《オフセット電圧の値および同定信号の振幅値の決定方法》
図１６は、図１２のモータ制御装置において、オフセット電圧の値および同定信号の振幅値の決定方法の一例を示すフロー図である。実施の形態１で述べたように、パラメータ同定器ＩＤＴＦで用いるオフセット電圧Ｖｄ^＊＿ｏｆの値や同定信号Ｖｄ^＊＿ｉｄの振幅値は、式（１）および式（２）に基づき決定することができる。ここでは、図１２のモータ制御装置ＭＣＤが備える電流制御ループを利用して、これらの値を定める方法について説明する。

図１６において、モータ制御装置ＭＣＤは、まず、ユーザ入力となるモータＭＴの定格電流実効値Ｉｒａｔを取得する（ステップＳ３０１）。次いで、モータ制御装置ＭＣＤは、速度ＰＩ制御器ＰＩＣｒｓを停止した状態で、ｑ軸目標電流Ｉｑ^＊をゼロに、ｄ軸目標電流Ｉｄ^＊を式（１）の基準電流Ｉｒｅｆ１に定め（ステップＳ３０２）、一定時間待機する（ステップＳ３０３）。この一定時間の間、ｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊は、ｄ軸電流ＰＩ制御器ＰＩＣｉｄの制御に伴い徐々に上昇し、ｄ軸電流Ｉｄは基準電流Ｉｒｅｆ１に収束する。その後、モータ制御装置ＭＣＤは、ｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊を複数回取得し、その平均値Ｖａｖｅ１を算出する（ステップＳ３０４）。

続いて、基準電流Ｉｒｅｆ１の場合と同様に、モータ制御装置ＭＣＤは、ｄ軸目標電流Ｉｄ^＊を式（２）の基準電流Ｉｒｅｆ２に変更し（ステップＳ３０５）、一定時間待機する（ステップＳ３０６）。これに伴い、ｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊は徐々に上昇し、ｄ軸電流Ｉｄは基準電流Ｉｒｅｆ２に収束する。モータ制御装置ＭＣＤは、ｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊を複数回取得し、その平均値Ｖａｖｅ２を算出する（ステップＳ３０７）。そして、モータ制御装置ＭＣＤは、オフセット電圧Ｖｄ^＊＿ｏｆを“Ｖａｖｅ１”に、同定信号Ｖｄ^＊＿ｉｄの振幅値を“Ｖａｖｅ２−Ｖａｖｅ１”に定める（ステップＳ３０８）。その後、モータ制御装置ＭＣＤは、この定めた値を用いて、ｄ軸電流ＰＩ制御器ＰＩＣｉｄおよびｑ軸電流ＰＩ制御器ＰＩＣｉｑを停止した状態した状態でモータ定数の同定を行う。

なお、同定したモータ定数の反映先は、回転角度推定器ＲＡＥＳに限らず、例えば、電流制御ループ等であってもよい。具体的には、同定したモータ定数を、補償器ＰＩＣＵの帯域設定（ＰＩ制御パラメータ設定）等で用いることができる。このような場合であっても、例えば、補償器ＰＩＣＵに、仮のモータ定数（例えば設計値等）を設定することで、図１６のフローを実行することができる。あるいは、実施の形態１の図３で述べたように、ｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊を直接的に上昇させる方式を用いれば、図１６のフローを用いずとも（例えば、電流制御ループが使用できない状態であっても）、オフセット電圧Ｖｄ^＊＿ｏｆの値や同定信号Ｖｄ^＊＿ｉｄの振幅値を適切に定めることができる。

《実施の形態４の主要な効果》
以上、実施の形態４のモータシステムを用いることで、実施の形態１〜実施の形態３で述べた各種効果に加えて、モータＭＴ内のロータＲＴの位置を高精度に推定することが可能になる。その結果、モータ効率の向上等が図れる。

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。例えば、前述した実施の形態は、本発明を分かり易く説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施の形態の構成の一部を他の実施の形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施の形態の構成に他の実施の形態の構成を加えることも可能である。また、各実施の形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

例えば、ここでは、ｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊を直接的に設定することで、モータ定数の同定を行ったが、図１２のような構成例では、ｄ軸目標電流Ｉｄ^＊の設定を介してｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊を間接的に設定することで、モータ定数の同定を行うことも可能である。この場合、ｄ軸目標電流Ｉｄ^＊によってオフセット電流が設定され、オフセット設定部ＯＦＳＥＴは、その時のｄ軸目標電圧Ｖｄ^＊をオフセット電圧Ｖｄ^＊＿ｏｆとして記録する。

ＤＦＣ 差分演算器
ＩＡＥＸ 同定アルゴリズム実行部
ＩＤＥＴ 電流検出器
ＩＤＴＦ パラメータ同定器
ＩＮＶ インバータ
Ｉｄ ｄ軸電流
Ｉｏｆ オフセット電流
Ｉｑ ｑ軸電流
Ｌｄ ｄ軸インダクタンス成分
Ｌｑ ｑ軸インダクタンス成分
ＭＣＤ モータ制御装置
ＭＴ モータ
ＯＦＳＥＴ オフセット設定部
ＰＩＣＵ 補償器
ＰＮ 外部端子
ＰＷＭ ＰＷＭ信号
ＰＷＭＧ ＰＷＭ信号生成部
ＲＡＥＳ 回転角度推定器
ＲＴ ロータ
Ｒａ 抵抗成分
ＳＢ 減算器
ＳＥＱＣ シーケンス制御部
Ｖｄ^＊ ｄ軸目標電圧
Ｖｄ^＊＿ｉｄ 同定信号
Ｖｄ^＊＿ｏｆ オフセット電圧
Ｖｑ^＊ ｑ軸目標電圧
θ 回転角度

Claims (15)

1. ベクトル制御によってモータを制御するモータ制御装置であって、
   ｄ軸目標電圧およびｑ軸目標電圧に基づき前記モータの各相に対するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を生成することで、ドライバを介して前記モータに駆動電圧を印加するＰＷＭ信号生成部と、
   前記モータの各相電流を検出し、当該各相電流に基づき前記モータのｄ軸電流およびｑ軸電流を検出する電流検出器と、
   前記モータのモータ定数を同定する同定器と、
   を有し、
   前記同定器は、
   第１の前記ｄ軸目標電圧として、直流成分のオフセット電圧を設定する第１の処理と、
   前記電流検出器を用いて、前記第１のｄ軸目標電圧の設定に伴い流れる前記ｄ軸電流をオフセット電流として検出する第２の処理と、
   第２の前記ｄ軸目標電圧として、前記第１のｄ軸目標電圧に、予め定めた交流成分の同定信号を重畳した電圧を設定する第３の処理と、
   前記電流検出器を用いて、前記第２のｄ軸目標電圧の設定に伴い流れる前記ｄ軸電流を検出する第４の処理と、
   前記第２のｄ軸目標電圧から前記第１のｄ軸目標電圧を減算することで得られる電圧と、前記第４の処理で検出した前記ｄ軸電流から前記オフセット電流を減算することで得られる電流とを入力として、所定の同定アルゴリズムを用いて前記モータ定数を同定する第５の処理と、
   を実行する、
   モータ制御装置。
2. 請求項１記載のモータ制御装置において、
   前記所定の同定アルゴリズムは、逐次最小二乗法に基づくアルゴリズムである、
   モータ制御装置。
3. 請求項１記載のモータ制御装置において、
   前記モータ定数は、前記モータの抵抗成分と、前記モータのｄ軸インダクタンス成分である、
   モータ制御装置。
4. 請求項１記載のモータ制御装置において、
   前記同定器は、前記電流検出器によって検出される前記ｄ軸電流が予め定めた基準電流に達するまで前記ｄ軸目標電圧を上昇させ、前記基準電流に達した際の前記ｄ軸目標電圧を前記第２のｄ軸目標電圧の最大値に定める第６の処理を実行し、
   前記基準電流は、予め判明している前記モータの定格電流実効値に基づき、前記定格電流実効値よりも小さい値に定められる、
   モータ制御装置。
5. 請求項１記載のモータ制御装置において、さらに、
   前記ｄ軸目標電圧および前記ｑ軸目標電圧と、前記電流検出器で検出された前記ｄ軸電流および前記ｑ軸電流と、前記第５の処理で同定された前記モータ定数とを用いて前記モータの誘起電圧を算出し、当該算出した誘起電圧に基づいて前記モータ内のロータの回転角度を推定する回転角度推定器を有する、
   モータ制御装置。
6. ベクトル制御によってモータを制御するモータ制御装置であって、
   ｄ軸目標電圧およびｑ軸目標電圧に基づき前記モータの各相に対するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を生成することで、ドライバを介して前記モータに駆動電圧を印加するＰＷＭ信号生成部と、
   前記モータの各相電流を検出し、当該各相電流に基づき前記モータのｄ軸電流およびｑ軸電流を検出する電流検出器と、
   前記モータのモータ定数を同定する同定器と、
   を有し、
   前記同定器は、
   第１の前記ｄ軸目標電圧として、直流成分のオフセット電圧を設定する第１の処理と、
   第２の前記ｄ軸目標電圧として、前記第１のｄ軸目標電圧に、予め定めた交流成分の同定信号を重畳した電圧を所定の制御周期毎に順次設定する第２の処理と、
   前記電流検出器を用いて、前記第２のｄ軸目標電圧の設定に伴い流れる前記ｄ軸電流を前記制御周期毎に順次検出する第３の処理と、
   前記第２のｄ軸目標電圧における今回の前記制御周期と前回の前記制御周期との差分電圧と、前記第３の処理で検出した前記ｄ軸電流における今回の前記制御周期と前回の前記制御周期との差分電流とを入力として、所定の同定アルゴリズムを用いて前記モータ定数を同定する第４の処理と、
   を実行する、
   モータ制御装置。
7. 請求項６記載のモータ制御装置において、
   前記所定の同定アルゴリズムは、逐次最小二乗法に基づくアルゴリズムである、
   モータ制御装置。
8. 請求項６記載のモータ制御装置において、
   前記モータ定数は、前記モータの抵抗成分と、前記モータのｄ軸インダクタンス成分である、
   モータ制御装置。
9. 請求項６記載のモータ制御装置において、
   前記同定器は、前記電流検出器によって検出される前記ｄ軸電流が予め定めた基準電流に達するまで前記ｄ軸目標電圧を上昇させ、前記基準電流に達した際の前記ｄ軸目標電圧を前記第２のｄ軸目標電圧の最大値に定める第５の処理を実行し、
   前記基準電流は、予め判明している前記モータの定格電流実効値に基づき、前記定格電流実効値以下の値に定められる、
   モータ制御装置。
10. 請求項６記載のモータ制御装置において、さらに、
    前記ｄ軸目標電圧および前記ｑ軸目標電圧と、前記電流検出器で検出された前記ｄ軸電流および前記ｑ軸電流と、前記第４の処理で同定された前記モータ定数とを用いて前記モータの誘起電圧を算出し、当該算出した誘起電圧に基づいて前記モータ内のロータの回転角度を推定する回転角度推定器を有する、
    モータ制御装置。
11. モータと、
    前記モータの各相にＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号に基づく駆動電圧を印加するドライバと、
    ベクトル制御によって前記モータを制御するモータ制御装置と、
    を有するモータシステムであって、
    前記モータ制御装置は、
    ｄ軸目標電圧およびｑ軸目標電圧に基づく前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
    前記モータの各相電流を検出し、当該各相電流に基づき前記モータのｄ軸電流およびｑ軸電流を検出する電流検出器と、
    前記モータのモータ定数を同定する同定器と、
    を有し、
    前記同定器は、
    第１の前記ｄ軸目標電圧として、直流成分のオフセット電圧を設定する第１の処理と、
    前記電流検出器を用いて、前記第１のｄ軸目標電圧の設定に伴い流れる前記ｄ軸電流をオフセット電流として検出する第２の処理と、
    第２の前記ｄ軸目標電圧として、前記第１のｄ軸目標電圧に、予め定めた交流成分の同定信号を重畳した電圧を設定する第３の処理と、
    前記電流検出器を用いて、前記第２のｄ軸目標電圧の設定に伴い流れる前記ｄ軸電流を検出する第４の処理と、
    前記第２のｄ軸目標電圧から前記第１のｄ軸目標電圧を減算することで得られる電圧と、前記第４の処理で検出した前記ｄ軸電流から前記オフセット電流を減算することで得られる電流とを入力として、所定の同定アルゴリズムを用いて前記モータ定数を同定する第５の処理と、
    を実行する、
    モータシステム。
12. 請求項１１記載のモータシステムにおいて、
    前記所定の同定アルゴリズムは、逐次最小二乗法に基づくアルゴリズムである、
    モータシステム。
13. 請求項１１記載のモータシステムにおいて、
    前記同定器は、前記電流検出器によって検出される前記ｄ軸電流が予め定めた基準電流に達するまで前記ｄ軸目標電圧を上昇させ、前記基準電流に達した際の前記ｄ軸目標電圧を前記第２のｄ軸目標電圧の最大値に定める第６の処理を実行し、
    前記基準電流は、予め判明している前記モータの定格電流実効値に基づき、前記定格電流実効値よりも小さい値に定められる、
    モータシステム。
14. 請求項１１記載のモータシステムにおいて、
    前記モータ制御装置は、さらに、前記ｄ軸目標電圧および前記ｑ軸目標電圧と、前記電流検出器で検出された前記ｄ軸電流および前記ｑ軸電流と、前記第５の処理で同定された前記モータ定数とを用いて前記モータの誘起電圧を算出し、当該算出した誘起電圧に基づいて前記モータ内のロータの回転角度を推定する回転角度推定器を有する、
    モータシステム。
15. 請求項１１記載のモータシステムにおいて、
    前記モータ制御装置は、マイクロコントローラで構成される、
    モータシステム。
    

Images