[go: up one dir, main page]

JP6692801B2 - マルチレベルインバータ、及びマルチレベルインバータを利用することによりマルチレベル出力電圧を供給するための方法 - Google Patents

マルチレベルインバータ、及びマルチレベルインバータを利用することによりマルチレベル出力電圧を供給するための方法 Download PDF

Info

Publication number
JP6692801B2
JP6692801B2 JP2017516452A JP2017516452A JP6692801B2 JP 6692801 B2 JP6692801 B2 JP 6692801B2 JP 2017516452 A JP2017516452 A JP 2017516452A JP 2017516452 A JP2017516452 A JP 2017516452A JP 6692801 B2 JP6692801 B2 JP 6692801B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
level
bridge
inverter
leg
coupled
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2017516452A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2017529054A (ja
Inventor
インフェン リン
インフェン リン
マーティン アレクサンダー ホランダー
マーティン アレクサンダー ホランダー
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Koninklijke Philips NV
Original Assignee
Koninklijke Philips NV
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Koninklijke Philips NV filed Critical Koninklijke Philips NV
Priority claimed from PCT/EP2015/072478 external-priority patent/WO2016050800A2/en
Publication of JP2017529054A publication Critical patent/JP2017529054A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP6692801B2 publication Critical patent/JP6692801B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/493—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode the static converters being arranged for operation in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from AC input or output
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R33/00—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables
    • G01R33/20—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables involving magnetic resonance
    • G01R33/28—Details of apparatus provided for in groups G01R33/44 - G01R33/64
    • G01R33/38—Systems for generation, homogenisation or stabilisation of the main or gradient magnetic field
    • G01R33/385—Systems for generation, homogenisation or stabilisation of the main or gradient magnetic field using gradient magnetic field coils
    • G01R33/3852—Gradient amplifiers; means for controlling the application of a gradient magnetic field to the sample, e.g. a gradient signal synthesizer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0043—Converters switched with a phase shift, i.e. interleaved

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Condensed Matter Physics & Semiconductors (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Description

本発明はインバータに関し、特に、マルチレベルインバータと、マルチレベルインバータによりマルチレベル出力電圧を供給するための方法とに関する。
磁気共鳴画像法（ＭＲＩ：magnetic resonance imaging）では、傾斜磁場コイルが使用される。傾斜磁場コイルの電流は、撮像要件のために、数百アンペアに対して数十ｐｐｍの精度を達成しなければならない。例えば、図１の電流プロファイル１００に示されるように、傾斜磁場コイルの電流Ｉｃｏｉｌは、短時間（ｍｓ範囲）のうちに−１８０Ａから＋１８０Ａまで変化する必要がある。
傾斜磁場コイルの電流を正確に制御するために、傾斜磁場コイルに正確な電圧を供給するための傾斜増幅器が必要とされ、傾斜増幅器は、傾斜磁場コイルの電流Ｉｃｏｉｌが１つのレベルから別のレベルに変化する電流過渡状態中には高電圧を供給し、傾斜磁場コイルの電流Ｉｃｏｉｌがあるレベルのままである電流定常状態中には低電圧を供給する必要がある。例えば、図１に示すように、傾斜磁場コイルの電流Ｉｃｏｉｌが−１８０Ａから１８０Ａに又は１８０Ａから−１８０Ａに変化する状態は電流過渡状態であり、傾斜磁場コイルの電流Ｉｃｏｉｌが−１８０Ａ又は１８０Ａの何れかに留まっている状態は電流定常状態である。
しかしながら、従来の傾斜増幅器は、一般的に高周波高調波を発生させる。従って、図２Ａに示すように、傾斜増幅器２１０によって生成される高周波高調波を取り除くために、傾斜増幅器２１０と傾斜磁場コイル２３０との間に電磁妨害（ＥＭＩ：electromagnetic interference）フィルタ２２０が必要である。図２Ｂに示すように、従来のＥＭＩフィルタ２２０は、通常、２つのインダクタＬ１、Ｌ２と、２つのダンピング抵抗Ｒ１と、３つのコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３とを含む。
これまで、傾斜増幅器について異なるトポロジーが提案されており、その中では、カスケード接続されたＨブリッジ（ＣＨＢ：cascaded H bridge）トポロジーの傾斜増幅器が業界で広く使用されている。ＣＨＢトポロジーを有する既存の傾斜増幅器２１０は、１つの従来型の２レベルインバータ、又はより多くのカスケード接続された従来型の２レベルインバータからなる。図３は、従来型の２レベルインバータ３００の概略図を示す。図３に示すように、従来型の２レベルインバータ３００は、直列に結合されたスイッチＱＡＨ及びＱＡＬにより形成される第１のハーフブリッジ脚３１０と、直列に結合されたスイッチＱＢＨ及びＱＢＬにより形成される第２のハーフブリッジ脚３２０とを含み、第１のハーフブリッジ脚３１０及び第２のハーフブリッジ脚３２０は、電圧Ｖｂｕｓを有する直流電源３３０に並列に接続されている。従来型の２レベルインバータ３００は、スイッチＱＡＨ及びＱＡＬ間に位置するノードＡにおいて第１のハーフブリッジ脚３１０により出力される電圧ＶＡと、スイッチＱＢＨ及びＱＢＬ間に位置するノードＢにおいて第２のハーフブリッジ脚３２０により出力される電圧ＶＢとの差である出力電圧ＶＡＢを供給する。
しかしながら、２レベルインバータからなる従来型の傾斜増幅器２１０では、通常、多くの高周波高調波が生成される。従って、傾斜増幅器２１０により生成される多くの高周波高調波を減衰させるために、ＥＭＩフィルタ２２０内に含まれるインダクタＬ１、Ｌ２に対する大きいインダクタンス値と、ＥＭＩフィルタ２２０内に含まれるダンピング抵抗Ｒ１に対する大きい抵抗値と、ＥＭＩフィルタ２２０内に含まれるコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３に対する大きい静電容量値とが必要となる。しかしながら、ダンピング抵抗Ｒ１の抵抗値が大きいとフィルタ効率が悪くなり、更に、インダクタＬ１、Ｌ２のインダクタンス値が大きく且つコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３の静電容量値が大きいと、システム制御帯域幅全体に影響を及ぼす。
更に、図２Ａに戻ると、傾斜磁場コイル２３０は、安全のため及びＥＭＩ遮蔽要件のために、接地２４０に接続されることが必要であり、従って、傾斜磁場コイル２３０と接地２４０との間には大きい重複領域があり、これは大きい浮遊容量Ｃｓｔｒａｙをもたらす。傾斜増幅器２１０は動作中に出力電圧に大きい変化を有するため、大きいコモンモード電流Ｉｓｔｒａｙが浮遊容量Ｃｓｔｒａｙを通って流れる。コモンモード電流Ｉｓｔｒａｙは、傾斜磁場コイル２３０とＥＭＩフィルタ２２０との間に配置された高精度電流センサ２５０により感知され、ＭＲＩシステムの動作中の不安定さにつながる高周波外乱として作用する。
更に、傾斜磁場コイル２３０の電流は大きい振幅で変動し、なぜなら、傾斜増幅器２１０が出力電圧に大きい変化を有し、これが傾斜磁場コイル２３０の高い電流リップルにつながるからである。
従って、２レベルインバータからなる従来型の傾斜増幅器における上述の欠点を考慮して、改善された性能を有する新規の傾斜増幅器が必要とされている。
このために、本発明の発明者らは多数の実験を行い、従来型の傾斜増幅器２１０における欠陥が増幅器中で利用される２レベルインバータに起因し、２レベルインバータが出力電圧に大きい変化を有し、次には従来型の傾斜増幅器２１０によって多くの高周波高調波が生成されることにつながることを見出した。
従って、本発明は、前述した問題に対処するために、マルチレベルインバータと、マルチレベルインバータによりマルチレベル出力電圧を供給するための方法とを提供する。
本発明の第１の態様に従うと、この態様は、少なくとも１つのカスケード接続されたＨブリッジマルチレベルモジュールを含むマルチレベルインバータを提案し、各Ｈブリッジマルチレベルモジュールは、第１のＨブリッジマルチレベル脚の出力端子において複数の出力レベルを有する第１のＨブリッジマルチレベル脚と、第２のＨブリッジマルチレベル脚の出力端子において複数の出力レベルを有する第２のＨブリッジマルチレベル脚とを備え、第１及び第２のＨブリッジマルチレベル脚は並列に接続され、及びＨブリッジマルチレベルモジュールのマルチレベル出力は、第１及び第２のＨブリッジマルチレベル脚の出力端子間に出力され、第１及び第２のＨブリッジマルチレベル脚の各々は、結合インダクタを介して並列に結合された第１のインバータ脚及び第２のインバータ脚を備え、第１のインバータ脚は、複数の電圧レベルを有する第１の入力電圧を供給するために結合インダクタの一次巻線に結合され、第２のインバータ脚は、複数の電圧レベルを有する第２の入力電圧を供給するために結合インダクタの二次巻線に結合され、結合インダクタの一次及び二次巻線は直列に結合され、及び直列に結合された一次及び二次巻線の接合ノードは、Ｈブリッジマルチレベル脚の出力端子を形成し、第１の入力電圧は、第２の入力電圧に対して所定の位相シフトを有する。
このようにして、各Ｈブリッジマルチレベルモジュールの第１のＨブリッジマルチレベル脚及び第２のＨブリッジマルチレベル脚の各々がマルチレベル出力電圧を出力するため、マルチレベルインバータは、出力電圧のより小さい変化を有することができ、従って、出力電圧の大きい変化により引き起こされる問題を解消する。
本発明の一実施形態では、第１及び第２のインバータ脚の各々は、ハイサイド（上側）スイッチ及びローサイド（下側）スイッチが直列に結合されたハーフブリッジ脚を備え、第１のＨブリッジマルチレベル脚の第１及び第２のインバータ脚のハイサイドスイッチの駆動信号は、互いに対して所定の位相シフトを有し、及び第２のＨブリッジマルチレベル脚の第１及び第２のインバータ脚のローサイドスイッチの駆動信号は、互いに対して所定の位相シフトを有する。このようにして、第１のインバータ脚により供給される第１の入力電圧は、第２のインバータ脚により供給される第２の入力電圧に対して所定の位相シフトを有することが可能になる。本発明の一実施形態では、Ｍ個のＨブリッジマルチレベルモジュールはカスケード接続され、及び各Ｈブリッジマルチレベルモジュールの出力は、隣接するＨブリッジマルチレベルモジュールに対して３６０°／Ｍ位相シフトを有し、ここで、Ｍは２以上の整数である。
このようにして、マルチレベルインバータは、均等なスイッチング周波数を増加させることができ、従って、電流リップルの低減をもたらす。
本発明の第２の態様に従うと、この態様は、マルチレベルインバータによりマルチレベル出力電圧を供給するための方法を提案し、マルチレベルインバータは、少なくとも１つのカスケード接続されたＨブリッジマルチレベルモジュールを備え、各Ｈブリッジマルチレベルモジュールは、並列に接続された第１のＨブリッジマルチレベル脚と第２のＨブリッジマルチレベル脚とを備え、及びＨブリッジマルチレベルモジュールの出力電圧は、第１及び第２のＨブリッジマルチレベル脚の出力端子間に出力され、第１及び第２のＨブリッジマルチレベル脚の各々は、結合インダクタを介して並列に結合された第１のインバータ脚と第２のインバータ脚とを備え、第１のインバータ脚は、結合インダクタの一次巻線に結合され、第２のインバータ脚は、結合インダクタの二次巻線に結合され、結合インダクタの一次及び二次巻線は直列に結合され、及び直列に結合された一次及び二次巻線の接合ノードは、Ｈブリッジマルチレベル脚の出力端子を形成し、この方法は、各Ｈブリッジマルチレベルモジュールの第１のＨブリッジマルチレベル脚の第１のインバータ脚により、複数のレベルを有する第１の電圧を生成するステップと、各Ｈブリッジマルチレベルモジュールの第１のＨブリッジマルチレベル脚の第２のインバータ脚により、第１の電圧に対して所定の位相シフトを有する複数のレベルを有する第２の電圧を生成するステップと、各Ｈブリッジマルチレベルモジュールの第１のＨブリッジマルチレベル脚により、生成された第１及び第２の電圧に基づいて複数のレベルを有する第３の電圧を生成するステップと、各Ｈブリッジマルチレベルモジュールの第２のＨブリッジマルチレベル脚の第１のインバータ脚により、複数のレベルを有する第４の電圧を生成するステップと、各Ｈブリッジマルチレベルモジュールの第２のＨブリッジマルチレベル脚の第２のインバータ脚により、第４の電圧に対して所定の位相シフトを有する複数レベルを有する第５の電圧を生成するステップと、各Ｈブリッジマルチレベルモジュールの第２のＨブリッジマルチレベル脚により、生成された第４及び第５の電圧に基づいて複数のレベルを有する第６の電圧を生成するステップと、各Ｈブリッジマルチレベルモジュールにより、生成された第３及び第６の電圧に基づいてマルチレベル出力電圧を生成するステップと、各Ｈブリッジマルチレベルモジュールにより出力されるマルチレベル出力電圧に基づいて、マルチレベルインバータのマルチレベル出力電圧を供給するステップとを含む。
上述したように、本発明に従ったマルチレベルインバータによりマルチレベル出力電圧を供給するための方法は、マルチレベルインバータにより供給される出力電圧の変化を小さくすることができ、従って、出力電圧の大きい変化により引き起こされる問題を解消することができる。
本発明の第３の態様に従うと、この態様は、ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚と、ｎ個の巻線の接合ノードで互いに結合されたｎ個の巻線を有する結合インダクタとを備えるマルチレベルインバータを提案し、ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚の各々は、少なくとも１つのカスケード接続されたＨブリッジインバータを有し、ｎは１より大きい整数であり、ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚は、結合インダクタを介して並列に結合され、ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚の各々は、複数の電圧レベルを有する入力電圧を供給するためにｎ個の巻線のうちの１つに結合され、及び接合ノードは、マルチレベル出力レベルを供給するためにマルチレベルインバータの出力端子を形成し、ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚により供給される入力電圧は、互いに対して位相シフトを有する。
このようにして、マルチレベルインバータは、出力電圧の変化をより小さくすることができ、同時に、マルチレベルインバータにより１つのみの結合インダクタが使用されるため、コストを下げ、より小型にすることができる。
本発明の一実施形態では、少なくとも１つのカスケード接続されたＨブリッジインバータは、少なくとも１つの給電Ｈブリッジインバータと、少なくとも１つの浮動Ｈブリッジインバータとを備える。このようにして、マルチレベルインバータはより少ない電源を必要とすることができる。
本発明の第４の態様に従うと、この態様は、マルチレベルインバータによりマルチレベル出力電圧を供給するための方法を提案し、マルチレベルインバータは、ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚及び結合インダクタを備え、ｎは１より大きい整数であり、ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚の各々は、少なくとも１つのカスケード接続されたＨブリッジインバータを有し、結合インダクタは、ｎ個の巻線の接合ノードで互いに結合されたｎ個の巻線を有し、ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚は、結合インダクタを介して並列に結合され、ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚の各々は、ｎ個の巻線のうちの１つに結合され、接合ノードは、マルチレベルインバータの出力端子を形成し、この方法は、ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚により、それぞれが複数の電圧レベルを有するｎ個の電圧を生成するステップであって、このｎ個の電圧は互いに対して位相シフトを有する、ステップと、生成されたｎ個の電圧に基づいてマルチレベルインバータにより出力されるマルチレベル出力電圧を供給するステップとを含む。
このようにして、マルチレベルインバータは、出力電圧のより小さい変化を有することができ、同時に、マルチレベルインバータにより１つのみの結合インダクタが必要とされるため、コストを下げ、より小型にすることができる。
本発明の第５の態様に従うと、この態様は、ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚と、ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚の両側に対称的に結合された結合インダクタの分割セットとを備えるマルチレベルインバータを提案し、ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚の各々は、少なくとも１つのカスケード接続されたＨブリッジインバータを有し、ｎは１より大きい整数であり、及び結合インダクタセットの各々は、ｎ個の巻線の接合ノードで互いに結合されたｎ個の巻線を有し、ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚の各々は、複数の電圧レベルを有する入力電圧を供給するために、結合インダクタセットのうちの１つの結合インダクタのｎ個の巻線のうちの１つと、結合インダクタセットのうちの別の結合インダクタのｎ個の巻線のうちの１つとの間に結合され、及び結合インダクタセット内の接合ノードは、マルチレベル出力レベルを供給するためにマルチレベルインバータの出力端子を形成し、ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚により供給される入力電圧は、互いに対して位相シフトを有する。
このようにして、マルチレベルインバータは、出力電圧のより小さい変化を有することができ、同時に、結合インダクタの分割セットを使用しているため、ガルバニック分離要件及び電磁両立性（ＥＭＣ：electro magnetic compatibility）を満たすことができる。
本発明の一実施形態では、少なくとも１つのカスケード接続されたＨブリッジインバータは、少なくとも１つの給電Ｈブリッジインバータと、少なくとも１つの浮動Ｈブリッジインバータとを備える。このようにして、マルチレベルインバータはより少ない電源を必要とすることができる。
本発明の第６の態様に従うと、この態様は、マルチレベルインバータによりマルチレベル出力電圧を供給するための方法を提案し、マルチレベルインバータは、ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚及び結合インダクタの分割セットを備え、ｎは１より大きい整数であり、ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚の各々は、少なくとも１つのカスケード接続されたＨブリッジインバータを有し、結合インダクタの分割セットは、ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚の両側に対称的に結合され、結合インダクタセットの各々は、ｎ個の巻線の接合ノードで互いに結合されたｎ個の巻線を有し、ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚の各々は、結合インダクタセットのうちの１つの結合インダクタのｎ個の巻線のうちの１つと、結合インダクタセットのうちの別の結合インダクタのｎ個の巻線のうちの１つとの間に結合され、結合インダクタセット内の接合ノードは、マルチレベルインバータの出力端子を形成し、この方法は、ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚により、それぞれが複数の電圧レベルを有するｎ個の電圧を生成するステップであって、このｎ個の電圧は互いに対して位相シフトを有する、ステップと、生成されたｎ個の電圧に基づいてマルチレベルインバータにより出力されるマルチレベル出力電圧を供給するステップとを含む。
このようにして、マルチレベルインバータは、出力電圧の変化をより小さくすることができ、同時に、結合インダクタの分割セットを使用しているため、ガルバニック分離要件及び電磁両立性（ＥＭＣ）を満たすことができる。
以下では、本発明の様々な実施形態が、添付の図面を参照して、単なる例として、説明される。
傾斜磁場コイルの典型的な電流プロファイルの概略図を示す。 傾斜増幅器、ＥＭＩフィルタ、及び傾斜磁場コイル間の接続関係の概略図を示す。 ＥＭＩフィルタの概略回路図を示す。 従来型の２レベルインバータの概略図を示す。 従来型の２レベルインバータの２つのハーフブリッジ脚により出力される電圧ＶＡ、ＶＢの波形と、電流定常状態において従来型の２レベルインバータにより出力される電圧ＶＡＢの波形とを示す。 電流過渡状態において従来型の２レベルインバータにより出力される電圧ＶＡＢの波形を示す。 本発明の第１の実施形態に従ったＨブリッジマルチレベルモジュールの概略図を示す。 本発明の第１の実施形態に従った結合インダクタの概略図を示す。 本発明の第１の実施形態に従ったマルチレベルインバータの概略図を示す。 本発明の第１の実施形態に従ったマルチレベルインバータによりマルチレベル出力電圧を供給するための方法のフローチャートを示す。 本発明の第１の実施形態に従った電圧ＶＡ１、ＶＡ２、及びＶＡの波形を示す。 本発明の第１の実施形態に従った電圧ＶＢ１、ＶＢ２、及びＶＢの波形を示す。 本発明の第１の実施形態に従ってマルチレベルインバータにより生成される、電流定常状態における出力電圧ＶＡＢの波形を示す。 本発明の第１の実施形態に従ってマルチレベルインバータにより生成される、電流過渡状態における出力電圧ＶＡＢの波形を示す。 第１の実施形態の変形形態に従った、３つのカスケード接続されたＨブリッジマルチレベルモジュールからなるマルチレベルインバータの概略図を示す。 本発明の第１の実施形態に従った、図１１に示すマルチレベルインバータの３つのＨブリッジマルチレベルモジュールにより生成される、電流過渡状態での出力電圧ＶＡＢ１、ＶＡＢ２、及びＶＡＢ３の波形を示す。 本発明の第１の実施形態の変形形態に従った、５つの出力レベルを有するＨブリッジマルチレベル脚の概略図を示す。 本発明の第１の実施形態の変形形態に従った、９つの出力レベルを有するＨブリッジマルチレベル脚の概略図を示す。 本発明の第２の実施形態に従ったマルチレベルインバータの概略図を示す。 本発明の第２の実施形態に従ったマルチレベルインバータによりマルチレベル出力電圧を供給するための方法のフローチャートを示す。 本発明の第２の実施形態に従った、マルチレベルインバータの第１のＨブリッジマルチレベル脚及びそのＨブリッジインバータにより生成される電圧の概略図を示す。 本発明の第２の実施形態に従った、マルチレベルインバータの第２のＨブリッジマルチレベル脚及びそのＨブリッジインバータにより生成される電圧の概略図を示す。 本発明の第２の実施形態に従ったマルチレベルインバータにより生成される出力電圧の概略図を示す。 本発明の第３の実施形態に従ったマルチレベルインバータの概略図を示す。 本発明の第４の実施形態に従ったマルチレベルインバータの概略図を示す。 本発明の第５の実施形態に従ったマルチレベルインバータの概略図を示す。 本発明の第２及び第３の実施形態の変形形態に従った、結合インダクタのｋ個の巻線とマルチレベルインバータのｋ個のＨブリッジマルチレベル脚との間の接続関係の概略図を示す。
本発明は、特定の実施形態に関して特定の図面を参照して説明されるが、本発明はそれらに限定されず、特許請求の範囲によってのみ限定される。記載される図面は概略的に過ぎず、限定するものではない。図面では、説明のために、幾つかの要素のサイズが誇張されていることがあり、正確な縮尺で描かれていないことがある。
上述したように、本発明の発明者らは多数の実験を行い、従来型の傾斜増幅器２１０における欠陥が増幅器中で利用される２レベルインバータに起因し、２レベルインバータが出力電圧に大きい変化を有し、次には従来型の傾斜増幅器２１０によって多くの高周波高調波が生成されることにつながることを見出した。
具体的には、図４Ａは、電流定常状態での、従来型の２レベルインバータ３００の２つのハーフブリッジ脚により出力される電圧ＶＡ及びＶＢ、並びに従来型の２レベルインバータ３００により出力される電圧ＶＡＢの概略図を示し、ここで、Ｖｂｕｓは例として４５０ｖであるように選択されている。図４Ａに示すように、電流定常状態で従来型の２レベルインバータ３００の第１及び第２のハーフブリッジ脚３１０、３２０により出力される電圧ＶＡ及びＶＢ（それぞれ４０１及び４０２で表わされる）の各々が２つの出力レベル０ｖ及びＶｂｕｓを有し、電流定常状態で従来型の２レベルインバータ３００により出力される電圧ＶＡＢ（これは４０３で表わされる）は、同様に２つの出力レベル０ｖ及びＶｂｕｓを有し、各周期内に２つの電圧パルスを含む。
更に、図４Ｂは、電流過渡状態での従来型の２レベルインバータ３００により出力される電圧ＶＡＢの概略図を示しており、ここで、Ｖｂｕｓは例として４５０ｖであるように選択されている。図４Ｂに示すように、電流過渡状態での従来型の２レベルインバータ３００により出力される電圧ＶＡＢ（これは４０４で表わされる）は、２つの出力レベル０ｖ及びＶｂｕｓを有し、各周期内に２つの電圧パルスを含む。
図４Ａ及び図４Ｂから分かるように、従来型の２レベルインバータ３００により出力される電圧ＶＡＢは、各遷移において０ｖからＶｂｕｓに又はその逆に切り替わり、即ち、従来型の２レベルインバータ３００により出力される電圧ＶＡＢは毎回Ｖｂｕｓの量を変化させ、従って、従来型の２レベルインバータ３００は、出力電圧において大きい変化量（この例では４５０ｖ−０ｖ＝４５０ｖ）を有する。従って、従来型の２レベルインバータ３００により形成される傾斜増幅器２１０も出力電圧の変化が大きくなり、多くの高周波高調波が傾斜増幅器２１０により生成されることにつながる。
従って、本発明者らの見識を踏まえて、本発明はマルチレベルインバータを提供し、このマルチレベルインバータは、２つ以上の出力レベルを有し、従って従来型の２レベルインバータにより形成される既存の傾斜増幅器と比べて出力電圧の変化がより小さくなり、従って、既存の傾斜増幅器での出力電圧の大きい変化により引き起こされる問題を解決することができる。
以下では、本発明の様々な実施形態が、図面と共に詳細に説明される。
第１の実施形態
図５は、本発明の第１の実施形態に従ったＨブリッジマルチレベルモジュール５０の概略図を示す。図５に示すように、Ｈブリッジマルチレベルモジュール５０はＨブリッジマルチレベル脚Ａ５１０及びＨブリッジマルチレベル脚Ｂ５４０を含み、Ｈブリッジマルチレベル脚Ａ５１０及びＨブリッジマルチレベル脚Ｂ５４０は、電圧Ｖｂｕｓを有する直流電源５８０に並列に接続されている。第１の実施形態では、Ｖｂｕｓは例として４５０ｖであるように選択されている。しかしながら、Ｖｂｕｓは必要に応じて他の値を有し得ることが当業者には容易に想到される。
Ｈブリッジマルチレベル脚Ａ５１０は、第１のインバータ脚５１２、第２のインバータ脚５１４、及び結合インダクタ５１６を含む。当業者により認められるように、複数の巻線を有するいかなるインダクタ又は変圧器も結合インダクタと呼ばれる。
第１のインバータ脚５１２及び第２のインバータ脚５１４は、直流電源５８０に並列に接続される。第１のインバータ脚５１２は、ハイサイドスイッチＱＡＨ１＿Ａ１及びローサイドスイッチＱＡＬ１＿Ａ１により形成されるハーフブリッジ脚であり、スイッチＱＡＨ１＿Ａ１及びＱＡＬ１＿Ａ１は直列に結合される。
第２のインバータ脚５１４は、ハイサイドスイッチＱＡＨ１＿Ａ２及びローサイドスイッチＱＡＬ１＿Ａ２により形成されるハーフブリッジ脚であり、スイッチＱＡＨ１＿Ａ２及びＱＡＬ１＿Ａ２は直列に結合される。
図６に示すように、結合インダクタ５１６は、磁気コアの周りに巻かれた一次巻線ｐと二次巻線ｓとを含む。一次巻線ｐ及び二次巻線ｓは、直列に結合され、接合ノードＡを有する。接合ノードＡを流れる電流ｉｃｍは、結合インダクタ５１６の一次巻線ｐを流れる電流ｉｃｍ１と結合インダクタ５１６の二次巻線ｓを流れる電流ｉｃｍ２との合計である。結合インダクタ５１６の一次巻線ｐ及び二次巻線ｓが直列に結合されているため、電流ｉｃｍ１及び電流ｉｃｍ２により生成される磁束は、電流ｉｃｍ１が電流ｉｃｍ２と同じである場合には互いに打ち消し合い、従って、結合インダクタ５１６は抵抗器として動作する。
図５に戻ると、第１のインバータ脚５１２のハイサイドスイッチＱＡＨ１＿Ａ１とローサイドスイッチＱＡＬ１＿Ａ１との間のノードＡ１が結合インダクタ５１６の一次巻線ｐに接続されており、第２のインバータ脚５１４のハイサイドスイッチＱＡＨ１＿Ａ２とローサイドスイッチＱＡＬ１＿Ａ２との間に位置するノードＡ２が結合インダクタ５１６の二次巻線ｓに接続されている。結合インダクタ５１６の接合ノードＡは、Ｈブリッジマルチレベル脚Ａ５１０の出力端子を形成する。
同様に、Ｈブリッジマルチレベル脚Ｂ５４０は、第１のインバータ脚５４２、第２のインバータ脚５４４、及び結合インダクタ５４６を含む。
第１のインバータ脚５４２及び第２のインバータ脚５４４は、直流電源５８０に並列に接続される。第１のインバータ脚５４２は、ハイサイドスイッチＱＢＨ１＿Ｂ１及びローサイドスイッチＱＢＬ１＿Ｂ１により形成されるハーフブリッジ脚であり、スイッチＱＢＨ１＿Ｂ１及びＱＢＬ１＿Ｂ１は直列に結合される。
第２のインバータ脚５４４は、ハイサイドスイッチＱＢＨ１＿Ｂ２及びローサイドスイッチＱＢＬ１＿Ｂ２により形成されるハーフブリッジ脚であり、スイッチＱＢＨ１＿Ｂ２及びＱＢＬ１＿Ｂ２は直列に結合される。
結合インダクタ５４６は、結合インダクタ５１６と同じであり、直列に結合された一次巻線及び二次巻線を含み、一次巻線及び二次巻線の接合ノードＢを有し得る。第１のインバータ脚５４２のスイッチＱＢＨ１＿Ｂ１及びＱＢＬ１＿Ｂ１間に位置するノードＢ１は、結合インダクタ５４６の一次巻線に接続され、第２のインバータ脚５４４のスイッチＱＢＨ１＿Ｂ２及びＱＢＬ１＿Ｂ２間に位置するノードＢ２は、結合インダクタ５４６の二次巻線に接続される。接合ノードＢは、Ｈブリッジマルチレベル脚Ｂ５４０の出力端子を形成し得る。
Ｈブリッジマルチレベル脚Ａ５１０及びＨブリッジマルチレベル脚Ｂ５４０の出力端子は、Ｈブリッジマルチレベルモジュール５０の出力端子を形成する。スイッチＱＡＨ１＿Ａ１、ＱＡＬ１＿Ａ１、ＱＡＨ１＿Ａ２、ＱＡＬ１＿Ａ２、ＱＢＨ１＿Ｂ１、ＱＢＬ１＿Ｂ１、ＱＢＨ１＿Ｂ２、ＱＢＬ１＿Ｂ２の各々は、パワートランジスタ（例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：insulated gate bipolar transistor）、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ：metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）、サイリスタ等）及びダイオードにより形成され、スイッチＱＡＨ１＿Ａ１、ＱＡＬ１＿Ａ１、ＱＡＨ１＿Ａ２、ＱＡＬ１＿Ａ２、ＱＢＨ１＿Ｂ１、ＱＢＬ１＿Ｂ１、ＱＢＨ１＿Ｂ２、ＱＢＬ１＿Ｂ２は、同じ電圧定格及び電流定格を有し得る。
図７は、本発明の第１の実施形態に従ったマルチレベルインバータ７０の概略図を示す。図７に示すように、マルチレベルインバータ７０は、上述した１つのＨブリッジマルチレベルモジュール５０を含み、Ｈブリッジマルチレベルモジュール５０は、電圧Ｖｂｕｓを有する直流電源７８に接続される。図７に示すように、マルチレベルインバータ７０は、ＥＭＩフィルタ２２０を介して傾斜磁場コイル２３０に接続される。
以下では、Ｈブリッジマルチレベルモジュール５０の原理、即ち、マルチレベルインバータを利用することによりマルチレベル出力電圧を供給するための方法が、図８と共に説明され、図８は、本発明の第１の実施形態に従ったマルチレベルインバータ７０によりマルチレベル出力電圧を供給するための方法８００のフローチャートを示す。
図８に示すように、ステップＳ８０２において、マルチレベルインバータ７０におけるＨブリッジマルチレベルモジュール５０の第１のインバータ脚５１２は、第１のインバータ脚５１２のハイサイドスイッチＱＡＨ１＿Ａ１及びローサイドスイッチＱＡＬ１＿Ａ１の駆動信号が、この２つのスイッチのこれらの駆動信号が相補的になるように変調されている状態下で、第１のインバータ脚５１２のノードＡ１において電圧ＶＡ１を発生させる。電圧ＶＡ１は、マルチレベルインバータ７０のＨブリッジマルチレベルモジュール５０の結合インダクタ５１６の一次巻線に入力される。図９Ａに示すように、９０１によって表わされる電圧ＶＡ１は２つの出力レベル０ｖ及びＶｂｕｓを有しており、上述したように、Ｖｂｕｓは一例として４５０ｖである。
ステップＳ８０４において、第２のインバータ脚５１４のハイサイドスイッチＱＡＨ１＿Ａ２及びローサイドスイッチＱＡＬ１＿Ａ２の駆動信号が、これら２つのスイッチの駆動信号が相補的であるように変調されており、ハイサイドスイッチＱＡＨ１＿Ａ２の駆動信号がハイサイドスイッチＱＡＨ１＿Ａ１の駆動信号のデューティサイクルと同じデューティサイクルを有し、ハイサイドスイッチＱＡＨ１＿Ａ２の駆動信号がハイサイドスイッチＱＡＨ１＿Ａ１の駆動信号に対してθ位相シフトを有する状態下で、第２のインバータ脚５１４は、第２のインバータ脚５１４のノードＡ２において電圧ＶＡ２を発生させる。電圧ＶＡ２は、マルチレベルインバータ７０のＨブリッジマルチレベルモジュール５０の結合インダクタ５１６の二次巻線に入力される。図９Ａに示すように、９０２で表わされる電圧ＶＡ２は２つの出力レベル０ｖ及びＶｂｕｓを有する。ハイサイドスイッチＱＡＨ１＿Ａ２の駆動信号がハイサイドスイッチＱＡＨ１＿Ａ１の駆動信号に対してθ位相シフトを有するため、電圧ＶＡ２は電圧ＶＡ１に対してθ位相シフトを有している。
ステップＳ８０６において、マルチレベルインバータ７０におけるＨブリッジマルチレベルモジュール５０のＨブリッジマルチレベル脚Ａ５１０は、電圧ＶＡ１及びＶＡ２に基づいて、ノードＡにおいて電圧ＶＡを発生させる。この実施形態では、結合インダクタ５１６の一次巻線と二次巻線との巻数比は１：１であり、従って、電圧ＶＡは式１に従って算出される。
ＶＡ＝（ＶＡ１＋ＶＡ２）／２（式１）
電圧ＶＡ２が電圧ＶＡ１に対してθ位相シフトを有するため、図９Ａに示すように、９０３で表わされる電圧ＶＡは、３つのレベル０ｖ、１／２Ｖｂｕｓ、及びＶｂｕｓを有する。
ステップＳ８０８において、マルチレベルインバータ７０におけるＨブリッジマルチレベルモジュール５０の第１のインバータ脚５４２のハイサイドスイッチＱＢＨ１＿Ｂ１及びローサイドスイッチＱＢＬ１＿Ｂ１の駆動信号が、これら２つのスイッチの駆動信号が相補的であるように変調されており、ローサイドスイッチＱＢＬ１＿Ｂ１の駆動信号がハイサイドスイッチＱＡＨ１＿Ａ１の駆動信号のデューティサイクルと同じデューティサイクルを有し、ローサイドスイッチＱＢＬ１＿Ｂ１の駆動信号がハイサイドスイッチＱＡＨ１＿Ａ１の駆動信号に対して１８０°位相シフトを有する状態下で、第１のインバータ脚５４２は、第１のインバータ脚５４２のノードＢ１において電圧ＶＢ１を発生させる。電圧ＶＢ１は、マルチレベルインバータ７０におけるＨブリッジマルチレベルモジュール５０の結合インダクタ５４６の一次巻線に入力される。図９Ｂに示すように、９０４で表わされる電圧ＶＢ１は２つのレベル０ｖ及びＶｂｕｓを有しており、上述したように、Ｖｂｕｓは一例として４５０ｖである。
ステップＳ８１０において、マルチレベルインバータ７０のＨブリッジマルチレベルモジュール５０の第２のインバータ脚５４４のハイサイドスイッチＱＢＨ１＿Ｂ２及びローサイドスイッチＱＢＬ１＿Ｂ２の駆動信号が、これら２つのスイッチの駆動信号が相補的であるように変調されており、ローサイドスイッチＱＢＨ１＿Ｂ２の駆動信号がローサイドスイッチＱＢＨ１＿Ｂ１の駆動信号のデューティサイクルと同じデューティサイクルを有し、ローサイドスイッチＱＢＨ１＿Ｂ２の駆動信号がローサイドスイッチＱＢＨ１＿Ｂ１の駆動信号に対してθ位相シフトを有する状態下で、第２のインバータ脚５４４は、第２のインバータ脚５４４のノードＢ２において電圧ＶＢ２を発生させる。電圧ＶＢ２は、マルチレベルインバータ７０のＨブリッジマルチレベルモジュール５０の結合インダクタ５４６の二次巻線に入力される。図９Ｂに示すように、９０５で表わされる電圧ＶＢ２は２つの出力レベル０ｖ及びＶｂｕｓを有する。ハイサイドスイッチＱＢＨ１＿Ｂ２の駆動信号がハイサイドスイッチＱＢＨ１＿Ｂ１の駆動信号に対してθ位相シフトを有するため、電圧ＶＢ２は電圧ＶＢ１に対してθ位相シフトを有している。
ステップＳ８１２において、マルチレベルインバータ７０におけるＨブリッジマルチレベルモジュール５０のＨブリッジマルチレベル脚Ｂ５４０は、電圧ＶＢ１及びＶＢ２を使用することにより、ノードＢにおいて電圧ＶＢを発生させる。この実施形態では、結合インダクタ５４６の一次巻線と二次巻線との巻数比は１：１であり、従って、電圧ＶＢは式２に従って算出される。
ＶＢ＝（ＶＢ１＋ＶＢ２）／２（式２）
電圧ＶＢ２が電圧ＶＢ１に対してθ位相シフトを有するため、図９Ｂに示すように、９０６で表わされる電圧ＶＢは、３つの出力レベル０ｖ、１／２Ｖｂｕｓ、及びＶｂｕｓを有する。
ステップＳ８１４において、マルチレベルインバータ７０のＨブリッジマルチレベルモジュール５０は、Ｈブリッジマルチレベルモジュール５０のＨブリッジマルチレベル脚Ａ５１０及びＨブリッジマルチレベル脚Ｂ５４０によって生成される電圧ＶＡ及びＶＢの差である出力電圧ＶＡＢを発生させる。
この実施形態では、電流定常状態用に選択されるハイサイドスイッチＱＡＨ１＿Ａ１の駆動信号のデューティサイクルと、電流過渡状態用に選択されるハイサイドスイッチＱＡＨ１＿Ａ１の駆動信号のデューティサイクルとは異なる。結果として、図１０Ａに示すように、Ｈブリッジマルチレベルモジュール５０により生成される電流定常状態での出力電圧ＶＡＢ（これは１００１で表わされる）は、２つの出力レベル０ｖ及び１／２Ｖｂｕｓを有し、各周期内に４つの電圧パルスを含み、一方、図１０Ｂに示すように、Ｈブリッジマルチレベルモジュール５０により生成される電流過渡状態での出力電圧ＶＡＢ（これは１００２で表わされる）は、３つの出力レベル０ｖ、１／２Ｖｂｕｓ、及びＶｂｕｓを有し、各周期内に２つの電圧パルスを含む。
この実施形態ではマルチレベルインバータ７０は１つのＨブリッジマルチレベルモジュール５０を含むため、マルチレベルインバータ７０のＨブリッジマルチレベルモジュール５０により生成される出力電圧ＶＡＢが、マルチレベルインバータ７０の出力電圧ＶＡＢになる。
上記の説明から分かるように、電圧ＶＡ１及びＶＡ２間及び電圧ＶＢ１及びＶＢ２間のθ位相シフトは、第１の実施形態における電圧ＶＡ及びＶＢの各々が３つの出力レベル０ｖ、１／２Ｖｂｕｓ、及びＶｂｕｓを有することにつながり、３つの出力レベル０ｖ、１／２Ｖｂｕｓ、及びＶｂｕｓを有する電圧ＶＡ及びＶＢは、電流定常状態でマルチレベルインバータ７０により出力される出力電圧ＶＡＢが、図１０Ａに示すように、各遷移において０ｖと１／２Ｖｂｕｓとの間で切り替わり、電流過渡状態でマルチレベルインバータ７０により出力される出力電圧ＶＡＢが、図１０Ｂに示すように、各遷移において０ｖと１／２Ｖｂｕｓとの間又は１／２ＶｂｕｓとＶｂｕｓとの間で切り替わることにつながる。
従って、マルチレベルインバータ７０により出力される出力電圧ＶＡＢは、各遷移において１／２Ｖｂｕｓの量を変化させ、従って、既存の傾斜増幅器と比べて出力電圧の変化をより小さくする。マルチレベルインバータ７０により出力される出力電圧ＶＡＢは出力電圧の変化がより小さいため、より少ない高周波高調波がマルチレベルインバータ７０により生成され、従って、マルチレベルインバータ７０により生成される高周波高調波を減衰させるためのＥＭＩフィルタ２２０は、より小さい抵抗値のダンピング抵抗、小さい静電容量値のコンデンサ、及びより小さいインダクタンス値のインダクタを使用することができ、これにより、ＥＭＩフィルタ２２０のフィルタ効率を改善させることができ、システム全般の制御帯域幅には影響を及ぼさない。更に、マルチレベルインバータ７０に係る出力電圧の変化がより小さいと、浮遊容量Ｃｓｔｒａｙにより引き起こされるコモンモード電流が遥かに小さくなり、安定化が大幅に容易になる。更に、マルチレベルインバータ７０に係る出力電圧の変化がより小さいと、傾斜磁場コイル２３０の電流リップルも低下する。
加えて、電流定常状態でマルチレベルインバータ７０により生成される出力電圧ＶＡＢは各周期内に４つの電圧パルスを含み、既存の傾斜増幅器の各２レベルインバータにより出力される出力電圧ＶＡＢは図４Ｂに示すように各周期内に２つの電圧パルスを含むため、電流定常状態でのマルチレベルインバータ７０の等価スイッチング周波数は、既存の傾斜増幅器の各２レベルインバータの等価スイッチング周波数の２倍であり、従って、マルチレベルインバータ７０は、既存の傾斜増幅器に比べて、電流定常状態でより少ない電流リップルを更に供給する。
第１の実施形態では、マルチレベルインバータ７０は１つのＨブリッジマルチレベルモジュール５０のみを含んでいるが、マルチレベルインバータ７０は、必要に応じて、複数のカスケード接続されたＨブリッジマルチレベルモジュール５０を含むことを理解されたい。図１１は、第１の実施形態の変形形態に従った、３つのカスケード接続されたＨブリッジマルチレベルモジュール５０からなるマルチレベルインバータ７０の概略図を示す。
マルチレベルインバータ７０が複数のカスケード接続されたＨブリッジマルチレベルモジュール５０を含む場合、マルチレベルインバータ７０に含まれるスイッチは、マルチレベルインバータ７０の各Ｈブリッジマルチレベルモジュールにより生成される電圧が、マルチレベルインバータ７０の隣接するＨブリッジマルチレベルモジュールにより生成される電圧に対して３６０°／ｎ位相シフトを有するように変調される（ｎは、マルチレベルインバータ７０中に含まれるカスケード接続されたＨブリッジマルチレベルモジュール５０の数である）。図１２は、図１１に示すマルチレベルインバータ７０の３つのカスケード接続されたＨブリッジマルチレベルモジュール５０により生成される電流定常状態での電圧の概略図を示し、１２０１、１２０２、及び１２０３は、それぞれ、３つのカスケード接続されたＨブリッジマルチレベルモジュール５０により生成される電圧ＶＡＢ１、ＶＡＢ２、ＶＡＢ３を表している。
マルチレベルインバータ７０の任意の２つの隣接するＨブリッジマルチレベルモジュール５０間の３６０°／ｎ位相シフトは、マルチレベルインバータ７０の複数のＨブリッジマルチレベルモジュール５０により生成される電圧パルスが、マルチレベルインバータ７０により生成される出力電圧ＶＡＢ中に均等に分散されることにつながる。従って、マルチレベルインバータ７０により生成される出力電圧ＶＡＢが各周期により多くの電圧パルスを含むようになり、その結果、マルチレベルインバータ７０はより大きい等価スイッチング周波数を提供するようになり、従って、傾斜磁場コイル２３０の電流リップルを低減することができる。
第１の実施形態では、結合インダクタ５１６、５４６の各々の一次巻線と二次巻線との巻数比は１：１であるが、結合インダクタ５１６、５４６の各々の一次巻線と二次巻線との巻数比はｎ１：ｎ２であり、ここで、ｎ１及びｎ２は互いに異なる整数であることを理解されたい。この場合、電圧ＶＡ及びＶＢは次の数式に従って算出される。
ＶＡ＝（ＶＡ１＊ｎ１＋ＶＡ２＊ｎ２）／（ｎ１＋ｎ２）、及びＶＢ＝（ＶＢ１＊ｎ１＋ＶＢ２＊ｎ２）／（ｎ１＋ｎ２）
第１の実施形態では、Ｈブリッジマルチレベルモジュール５０のＨブリッジマルチレベル脚Ａ５１０及びＨブリッジマルチレベル脚Ｂ５４０の各々は、３つの出力レベル（０ｖ、１／２Ｖｂｕｓ、及びＶｂｕｓ）を有するＨブリッジマルチレベル脚であるが、Ｈブリッジマルチレベルモジュール５０のＨブリッジマルチレベル脚Ａ５１０及びＨブリッジマルチレベル脚Ｂ５４０の各々は、出力電圧の変化をより小さくするために、２ｍ＋１個の出力レベルを有するＨブリッジマルチレベル脚であり、ここで、ｍは２以上の整数であることを理解されたい。
Ｈブリッジマルチレベルモジュール５０のＨブリッジマルチレベル脚Ａ５１０及びＨブリッジマルチレベル脚Ｂ５４０の各々が、２ｍ＋１個の出力レベルを有するＨブリッジマルチレベル脚である場合、２ｍ＋１個の出力レベルを有するＨブリッジマルチレベル脚は以下の態様で構成される：３つの出力レベルを有する２つのＨブリッジマルチレベル脚を、結合インダクタ５１６と同様の結合インダクタを介して並列に結合することにより、３つの出力レベルを有するＨブリッジマルチレベル脚がまず５つの出力レベルを有するＨブリッジマルチレベル脚に拡張され、次いで、５つの出力レベルを有する２つのＨブリッジマルチレベル脚を、結合インダクタ５１６と同様の結合インダクタを介して並列に結合することにより、５つの出力レベルを有するＨブリッジマルチレベル脚が９つの出力レベルを有するＨブリッジマルチレベル脚に拡張される等であり、最終的に、２ｍ−１＋１個の出力レベルを有する２つのＨブリッジマルチレベル脚を、結合インダクタ５１６と同様の結合インダクタを介して並列に結合することにより、２ｍ−１＋１個の出力レベルを有するＨブリッジマルチレベル脚が２ｍ＋１個の出力レベルを有するＨブリッジマルチレベル脚に拡張される。図１３Ａ及び図１３Ｂは、それぞれ、５つの出力レベルを有するＨブリッジマルチレベル脚及び９つの出力レベルを有するＨブリッジマルチレベル脚の概略図を示しており、１３２及び１３４の各々は３つの出力レベルを有するＨブリッジマルチレベル脚を表し、１３６及び１３８の各々は、５つの出力レベルを有するＨブリッジマルチレベル脚を表している。
第２の実施形態
図１４は、本発明の第２の実施形態に従ったマルチレベルインバータ１４００の概略図を示す。図１４に示すように、マルチレベルインバータ１４００は、結合インダクタ１３２０、第１のＨブリッジマルチレベル脚１３４０、及び第２のＨブリッジマルチレベル脚１３６０を含む。第１のＨブリッジマルチレベル脚１３４０及び第２のＨブリッジマルチレベル脚１３６０は、結合インダクタ１３２０を介して並列に結合される。
結合インダクタ１３２０は、結合インダクタ５１６と同じであり、直列に結合された一次巻線及び二次巻線を含み、一次巻線及び二次巻線の接合ノードＡを有し得る。結合インダクタ１３２０の接合ノードＡは、マルチレベルインバータ１４００の出力端子を形成して、マルチレベル出力電圧Ｖｍを傾斜磁場コイル２３０に供給する。第１のＨブリッジマルチレベル脚１３４０の一方の側及び第２のＨブリッジマルチレベル脚１３６０の一方の側は、それぞれ、結合インダクタ１３２０の一次巻線及び二次巻線に接続され、第１のＨブリッジマルチレベル脚１３４０の他方の側と第２のＨブリッジマルチレベル脚１３６０の他方の側との接合ノードが、マルチレベルインバータ１４００の他方の出力端子を形成する。
第１のＨブリッジマルチレベル脚１３４０は、３つのカスケード接続されたＨブリッジインバータ１３４２、１３４４、１３４６を含む。
Ｈブリッジインバータ１３４２は、直流電源Ｕ１に並列に接続される第１のハーフブリッジ脚Ｆ１１及び第２のハーフブリッジ脚Ｆ１２を含む。第１のハーフブリッジ脚Ｆ１１は、直列に結合されたハイサイドスイッチＱＨＡ１及びローサイドスイッチＱＬＡ１を含む。第２のハーフブリッジ脚Ｆ１２は、直列に結合されたハイサイドスイッチＱＨＢ１及びローサイドスイッチＱＬＢ１を含む。これらのスイッチの駆動信号は、スイッチＱＨＡ１の駆動信号とスイッチＱＬＡ１の駆動信号とが相補的であり、スイッチＱＨＢ１の駆動信号とスイッチＱＬＢ１の駆動信号とが相補的であり、スイッチＱＨＡ１の駆動信号がスイッチＱＬＢ１の駆動信号と同じデューティサイクルを有し、スイッチＱＬＢ１の駆動信号がスイッチＱＨＡ１の駆動信号に対して１８０°位相シフトを有するように変調される。
同様に、Ｈブリッジインバータ１３４４は、直列に結合されたハイサイドスイッチＱＨＡ２及びローサイドスイッチＱＬＡ２からなる第１のハーフブリッジ脚Ｆ２１と、直列に結合されたハイサイドスイッチＱＨＢ２及びローサイドスイッチＱＬＢ２からなる第２のハーフブリッジ脚Ｆ２２とを含み、脚Ｆ２１及びＦ２２は直流電源Ｕ２に並列に接続され、スイッチＱＨＡ２、ＱＬＡ２、ＱＨＢ２、ＱＬＢ２の駆動信号は、スイッチＱＨＡ２の駆動信号がスイッチＱＨＡ１の駆動信号に対してΘ位相シフトを有することを除いて、スイッチＱＨＡ１、ＱＬＡ１、ＱＨＢ１、ＱＬＢ１の駆動信号と同様である。Ｈブリッジインバータ１３４６は、直列に結合されたハイサイドスイッチＱＨＡ３及びローサイドスイッチＱＬＡ３からなる第１のハーフブリッジ脚Ｆ３１と、直列に結合されたハイサイドスイッチＱＨＢ３及びローサイドスイッチＱＬＢ３からなる第２のハーフブリッジ脚Ｆ３２とを含み、脚Ｆ３１及びＦ３２は直流電源Ｕ３に並列に接続され、スイッチＱＨＡ３、ＱＬＡ３、ＱＨＢ３、ＱＬＢ３の駆動信号は、スイッチＱＨＡ３の駆動信号がスイッチＱＨＡ２の駆動信号に対してΘ位相シフトを有することを除いて、スイッチＱＨＡ２、ＱＬＡ２、ＱＨＢ２、ＱＬＢ２の駆動信号と同様である。
第２のＨブリッジマルチレベル脚１３６０は、３つのカスケード接続されたＨブリッジインバータ１３６２、１３６４、１３６６を含む。
Ｈブリッジインバータ１３６２は、直列に結合されたハイサイドスイッチＱＨＡ４及びローサイドスイッチＱＬＡ４からなる第１のハーフブリッジ脚Ｆ４１と、直列に結合されたハイサイドスイッチＱＨＢ４及びローサイドスイッチＱＬＢ４からなる第２のハーフブリッジ脚Ｆ４２とを含み、脚Ｆ４１及びＦ４２は直流電源Ｕ４に並列に接続され、スイッチＱＨＡ４、ＱＬＡ４、ＱＨＢ４、ＱＬＢ４の駆動信号は、スイッチＱＨＡ４の駆動信号がスイッチＱＨＡ１の駆動信号に対してΨ位相シフトを有することを除いて、スイッチＱＨＡ１、ＱＬＡ１、ＱＨＢ１、ＱＬＢ１の駆動信号と同様である。
Ｈブリッジインバータ１３６４は、直列に結合されたハイサイドスイッチＱＨＡ５及びローサイドスイッチＱＬＡ５からなる第１のハーフブリッジ脚Ｆ５１と、直列に結合されたハイサイドスイッチＱＨＢ５及びローサイドスイッチＱＬＢ５からなる第２のハーフブリッジ脚Ｆ５２とを含み、脚Ｆ５１及びＦ５２は直流電源Ｕ５に並列に接続され、スイッチＱＨＡ５、ＱＬＡ５、ＱＨＢ５、ＱＬＢ５の駆動信号は、スイッチＱＨＡ５の駆動信号がスイッチＱＨＡ２の駆動信号に対してΨ位相シフトを有することを除いて、スイッチＱＨＡ２、ＱＬＡ２、ＱＨＢ２、ＱＬＢ２の駆動信号と同様である。
Ｈブリッジインバータ１３６６は、直列に結合されたハイサイドスイッチＱＨＡ６及びローサイドスイッチＱＬＡ６からなる第１のハーフブリッジ脚Ｆ６１と、直列に結合されたハイサイドスイッチＱＨＢ６及びローサイドスイッチＱＬＢ６からなる第２のハーフブリッジ脚Ｆ６２とを含み、脚Ｆ６１及びＦ６２は直流電源Ｕ６に並列に接続され、スイッチＱＨＡ６、ＱＬＡ６、ＱＨＢ６、ＱＬＢ６の駆動信号は、スイッチＱＨＡ６の駆動信号がスイッチＱＨＡ３の駆動信号に対してΨ位相シフトを有することを除いて、スイッチＱＨＡ３、ＱＬＡ３、ＱＨＢ３、ＱＬＢ３の駆動信号と同様である。
駆動信号間のΘ位相シフト及びΨ位相シフトは、Ｈブリッジインバータ１３４２、１３４４により生成される出力電圧間、Ｈブリッジインバータ１３４４、１３４６により生成される出力電圧間、Ｈブリッジインバータ１３６２、１３６４により生成される出力電圧間、及びＨブリッジインバータ１３６４、１３６６により生成される出力電圧間にΘ位相シフトが存在し、Ｈブリッジインバータ１３４２、１３６２により生成される出力電圧間、Ｈブリッジインバータ１３４４、１３６４により生成される出力電圧間、及びＨブリッジインバータ１３４６、１３６６により生成される出力電圧間にΨ位相シフトが存在することにつながる。換言すると、Ｈブリッジインバータ１３４２、１３４４、及び１３４６のスイッチの変調は、Ｈブリッジインバータ１３６２、１３６４、及び１３６６のスイッチの変調に対して位相シフトを有している。この位相シフトは、出力電圧Ｖ１及びＶ２間に位相シフトをもたらす。結合インダクタ１３２０に供給される、この変調方式に従った出力電圧Ｖ１及びＶ２により、出力信号Ｖｍのリップル周波数は、スタックされたＨブリッジインバータの数（例えば、図１４の実施形態では３つのスタックされたＨブリッジインバータ）だけ増倍され、これはより詳細に説明される。更に、出力電圧Ｖ１及びＶ２のレベルはスタックされたＨブリッジインバータの数と関連しているため、出力信号Ｖｍのスイッチングレベルの数は、スタックされたＨブリッジインバータの数に等しい倍率だけ増加されることが当業者により理解されるであろう。
更に、直流電源Ｕ１、Ｕ２、Ｕ３、Ｕ４、Ｕ５、及びＵ６は、同じ電圧Ｖｂｕｓを有する。
６つの結合インダクタを使用する第１の実施形態におけるマルチレベルインバータ７０と比較すると、第２の実施形態におけるマルチレベルインバータ１４００は１つの結合インダクタのみを使用する。従って、第２の実施形態のマルチレベルインバータ１４００は、第１の実施形態のマルチレベルインバータ７０と比較して、より低コストでより小型である。
図１５は、本発明の第２の実施形態に従ったマルチレベルインバータ１４００によりマルチレベル出力電圧を供給するための方法のフローチャートを示す。図１５の方法は、図１４に関連して詳細に説明される。
図１５に示すように、ステップＳ１５００において、マルチレベルインバータ１４００の第１のＨブリッジマルチレベル脚１３４０は、スイッチＱＨＡ１の駆動信号とスイッチＱＬＡ１の駆動信号とが相補的であり、スイッチＱＨＢ１の駆動信号とスイッチＱＬＢ１の駆動信号とが相補的であり、スイッチＱＨＡ１の駆動信号がスイッチＱＬＢ１の駆動信号と同じデューティサイクルを有し、スイッチＱＬＢ１の駆動信号がスイッチＱＨＡ１の駆動信号に対して１８０°位相シフトを有し、スイッチＱＨＡ２の駆動信号とスイッチＱＬＡ２の駆動信号とが相補的であり、スイッチＱＨＢ２の駆動信号とスイッチＱＬＢ２の駆動信号とが相補的であり、スイッチＱＨＡ２の駆動信号がスイッチＱＬＢ２の駆動信号と同じデューティサイクルを有し、スイッチＱＬＢ２の駆動信号がスイッチＱＨＡ２の駆動信号に対して１８０°位相シフトを有し、スイッチＱＨＡ３の駆動信号とスイッチＱＬＡ３の駆動信号とが相補的であり、スイッチＱＨＢ３の駆動信号とスイッチＱＬＢ３の駆動信号とが相補的であり、スイッチＱＨＡ３の駆動信号がスイッチＱＬＢ３の駆動信号と同じデューティサイクルを有し、スイッチＱＬＢ３の駆動信号がスイッチＱＨＡ３の駆動信号に対して１８０°位相シフトを有し、スイッチＱＨＡ１、ＱＨＡ２の駆動信号間、及びスイッチＱＨＡ２、ＱＨＡ３の駆動信号間にΘ位相シフトが存在するように、第１のＨブリッジマルチレベル脚１３４０に含まれるスイッチが変調されている状態下で、複数の出力レベルを有する電圧Ｖ１を発生させる。電圧Ｖ１は、結合インダクタ１３２０の一次巻線に入力される。第１のＨブリッジマルチレベル脚１３４０及びそのＨブリッジインバータにより生成される電圧の例が図１６Ａに示されており、ここで、Ｔは１周期を表し、１６０１、１６０２、１６０３、及び１６０４でそれぞれ表わされる電圧Ｖ１、Ｖ１１、Ｖ１２、Ｖ１３は、それぞれ、第１のＨブリッジマルチレベル脚１３４０及びＨブリッジインバータ１３４２、１３４４、１３４６により出力され、Ｖｂｕｓは４５０ｖであると仮定される。
ステップＳ１５０２において、マルチレベルインバータ１４００の第２のＨブリッジマルチレベル脚１３６０は、スイッチＱＨＡ１、ＱＨＡ４の駆動信号間、スイッチＱＨＡ２、ＱＨＡ５の駆動信号間、及びスイッチＱＨＡ３、ＱＨＡ６の駆動信号間にΨ位相シフトが存在し、スイッチＱＨＡ４の駆動信号とスイッチＱＬＡ４の駆動信号とが相補的であり、スイッチＱＨＢ４の駆動信号とスイッチＱＬＢ４の駆動信号とが相補的であり、スイッチＱＨＡ４の駆動信号がスイッチＱＬＢ４の駆動信号と同じデューティサイクルを有し、スイッチＱＬＢ４の駆動信号がスイッチＱＨＡ４の駆動信号に対して１８０°位相シフトを有し、スイッチＱＨＡ５の駆動信号とスイッチＱＬＡ５の駆動信号とが相補的であり、スイッチＱＨＢ５の駆動信号とスイッチＱＬＢ５の駆動信号とが相補的であり、スイッチＱＨＡ５の駆動信号がスイッチＱＬＢ５の駆動信号と同じデューティサイクルを有し、スイッチＱＬＢ５の駆動信号がスイッチＱＨＡ５の駆動信号に対して１８０°位相シフトを有し、スイッチＱＨＡ６の駆動信号とスイッチＱＬＡ６の駆動信号とが相補的であり、スイッチＱＨＢ６の駆動信号とスイッチＱＬＢ６の駆動信号とが相補的であり、スイッチＱＨＡ６の駆動信号がスイッチＱＬＢ６の駆動信号と同じデューティサイクルを有し、スイッチＱＬＢ６の駆動信号がスイッチＱＨＡ６の駆動信号に対して１８０°位相シフトを有し、スイッチＱＨＡ１、ＱＨＡ４の駆動信号間、スイッチＱＨＡ２、ＱＨＡ５の駆動信号間、及びスイッチＱＨＡ３、ＱＨＡ６の駆動信号間にΨ位相シフトが存在するように、第２のＨブリッジマルチレベル脚１３６０に含まれるスイッチが変調されている状態下で、複数の出力レベルを有する電圧Ｖ２を発生させる。電圧Ｖ２は、結合インダクタ１３２０の二次巻線に入力される。スイッチＱＨＡ１、ＱＨＡ４の駆動信号間、スイッチＱＨＡ２、ＱＨＡ５の駆動信号間、及びスイッチＱＨＡ３、ＱＨＡ６の駆動信号間にΨ位相シフトが存在するため、電圧Ｖ２は、電圧Ｖ１に対してΨ位相シフトを有する。
第２のＨブリッジマルチレベル脚１３６０及びそのＨブリッジインバータにより生成される電圧の例が図１６Ｂに示されており、ここで、Ｔは１周期を表し、１６０５、１６０６、１６０７、及び１６０８でそれぞれ表わされる電圧Ｖ２、Ｖ２１、Ｖ２２、Ｖ２３は、それぞれ、第２のＨブリッジマルチレベル脚１３６０及びＨブリッジインバータ１３６２、１３６４、１３６６により出力され、Ｖｂｕｓは４５０ｖであると仮定される。
ステップＳ１５０４において、マルチレベルインバータ１４００は、電圧Ｖ１及び電圧Ｖ２から出力電圧Ｖｍを発生させる。第２の実施形態では、結合インダクタ１３２０の一次巻線と二次巻線との巻数比は１：１であり、従って、電圧Ｖｍは式３に従って算出される。
Ｖｍ＝（Ｖ１＋Ｖ２）／２（式３）
マルチレベルインバータ１４００により生成される出力電圧Ｖｍの一例が図１６Ｃに示されており、ここで、電圧Ｖｍは１６０９で表わされている。
図１６Ｃから分かるように、マルチレベルインバータ１４００により生成される出力電圧Ｖｍは、各遷移において０ｖと１／２Ｖｂｕｓ（２２５ｖ）との間で切り替わり、従って、マルチレベルインバータ１４００により生成される出力電圧Ｖｍは、各遷移において１／２Ｖｂｕｓを変化させる。従って、マルチレベルインバータ１４００は、既存の傾斜増幅器に比べて出力電圧の変化がより小さくなる。
更に、第２の実施形態において開示された内容から分かるように、マルチレベルインバータ１４００の第１のＨブリッジマルチレベル脚１３４０の３つのカスケード接続されたＨブリッジインバータ１３４２、１３４４、１３４６により生成される出力電圧Ｖ１１、Ｖ１２、Ｖ１３と、マルチレベルインバータ１４００の第２のＨブリッジマルチレベル脚１３６０の３つのカスケード接続されたＨブリッジインバータ１３６２、１３６４、１３６６により生成される出力電圧Ｖ２１、Ｖ２２、Ｖ２３とは、結合インダクタ１３２０によって接続され、Θ位相シフト及びΨ位相シフトで変調される。従って、この変調方式と結合インダクタ１３２０との組み合わせにより、図１６Ｃに示すように、マルチレベルインバータ１４００により生成される出力電圧Ｖｍが各周期内に１２個の電圧パルスを含むようになり、他方、図１６Ａ及び図１６Ｂに示すように、Ｈブリッジインバータ１３４２、１３４４、１３４６、１３６２、１３６４、１３６６の各々は各周期内に２つの電圧パルスのみを含み、従って、マルチレベルインバータ１４００の出力電圧Ｖｍのリップル周波数は、各Ｈブリッジインバータにより生成される出力電圧のリップル周波数の６倍であり、マルチレベルインバータ１４００のスイッチング周波数は各Ｈブリッジインバータのスイッチング周波数の６倍である。マルチレベルインバータ１４００は６つのカスケード接続されたＨブリッジインバータを含むため、この変調方式と結合インダクタ１３２０との組み合わせにより、マルチレベルインバータ１４００の出力電圧のリップル周波数は、マルチレベルインバータ１４００に含まれるカスケード接続されたＨブリッジインバータの数だけ増倍されることになる。
第３の実施形態
図１７は、本発明の第３の実施形態に従ったマルチレベルインバータ１７００の概略図を示す。図１７に示すように、第３の実施形態のマルチレベルインバータ１７００は、Ｈブリッジインバータ１３４２及び１３６２の両方が単一の直流電源Ｕ１に接続され（即ち、Ｈブリッジインバータ１３４２及び１３６２は給電Ｈブリッジインバータであり）、第１のＨブリッジマルチレベル脚１３４０のＨブリッジインバータ１３４４、１３４６、及び第２のＨブリッジマルチレベル脚１３６０のＨブリッジインバータ１３６４、１３６６は浮動Ｈブリッジインバータであるという点で、第２の実施形態のマルチレベルインバータ１４００と異なる。即ち、浮動ＨブリッジインバータとしてのＨブリッジインバータ１３４４は、直流電源Ｕ２の代わりにコンデンサＣｄｃ１に接続され、浮動ＨブリッジインバータとしてのＨブリッジインバータ１３４６は、直流電源Ｕ３の代わりにコンデンサＣｄｃ２に接続され、浮動ＨブリッジインバータとしてのＨブリッジインバータ１３６４は、直流電源Ｕ５の代わりにコンデンサＣｄｃ３に接続され、浮動ＨブリッジインバータとしてのＨブリッジインバータ１３６６は、直流電源Ｕ６の代わりにコンデンサＣｄｃ４に接続される。浮動ＨブリッジインバータはＰＣＴ出願国際公開第２０１０／１０９３９９Ａ１号に詳細に記載されており、その開示全体が参照により本明細書に組み込まれる。
第２の実施形態のマルチレベルインバータ１４００と比べると、第３の実施形態のマルチレベルインバータ１７００は、より少ない直流電源を必要とし得る。更に、マルチレベルインバータ１７００に浮動Ｈブリッジインバータを導入することにより、マルチレベルインバータ１７００の変調アルゴリズムに追加的な自由度がもたらされ、これは、傾斜磁場コイル２３０に電流が流れていない場合であっても、始動時にマルチレベルインバータ１７００の浮動Ｈブリッジインバータのコンデンサを充電するために使用され得る。
本発明の第３の実施形態に従ったマルチレベルインバータ１７００によりマルチレベル出力電圧を供給するための方法については、上述した本発明の第２の実施形態に従った方法と同じであるため、ここでは説明を省略する。
第４の実施形態
図１８は、本発明の第４の実施形態に従ったマルチレベルインバータ１８００の概略図を示す。図１８に示すように、第４の実施形態のマルチレベルインバータ１８００は、マルチレベルインバータ１８００が結合インダクタ１３２０の代わりに結合インダクタ１３２２、１３２４のセットを含むという点で、第２の実施形態のマルチレベルインバータ１４００と異なる。結合インダクタ１３２２、１３２４の各々は第２の実施形態の結合インダクタ１３２０の半分のインピーダンスを有する、即ち、第２の実施形態の結合インダクタ１３２０が結合インダクタ１３２２、１３２４のセットに分割される。
結合インダクタ１３２２、１３２４のセットの各々は、結合インダクタ１３２０と同じであり、直列に結合された一次巻線及び二次巻線を含み、一次巻線及び二次巻線の接合ノードＡを有し得る。
図１８に示すように、結合インダクタ１３２２、１３２４の分割セットは第１及び第２のＨブリッジマルチレベル脚１３４０、１３６０の両側に対称的に結合される。具体的には、第１のＨブリッジマルチレベル脚１３４０は結合インダクタ１３２２、１３２４の一次巻線間に結合され、第２のＨブリッジマルチレベル脚１３６０は結合インダクタ１３２２、１３２４の二次巻線間に結合される。結合インダクタ１３２２、１３２４の接合ノードＡが、マルチレベルインバータ１８００の２つの出力端子を形成する。
結合インダクタ１３２２、１３２４はマルチレベルインバータ１８００内で対称的に配置されるため、マルチレベルインバータ１８００はガルバニック分離要件及びＥＭＣ適合に対して有益である。更に、２つのコンデンサＣ１及びＣ２が傾斜磁場コイル２３０の２つの側にそれぞれ配置される場合、結合インダクタ１３２２、１３２４のセットをこの２つのコンデンサＣ１及びＣ２と結合することにより、二次フィルタが形成され得、これは高周波高調波をより効果的に減衰させることができる。
本発明の第４の実施形態に従ったマルチレベルインバータ１８００によりマルチレベル出力電圧を供給するための方法については、上述した本発明の第２の実施形態に従った方法と同じであるため、ここでは説明を省略する。
第５の実施形態
図１９は、本発明の第５の実施形態に従ったマルチレベルインバータ１９００の概略図を示す。図１９に示すように、第５の実施形態のマルチレベルインバータ１９００は、Ｈブリッジインバータ１３４２及び１３６２が給電Ｈブリッジインバータであり、第１のＨブリッジマルチレベル脚１３４０のＨブリッジインバータ１３４４、１３４６、及び第２のＨブリッジマルチレベル脚１３６０のＨブリッジインバータ１３６４、１３６６が浮動Ｈブリッジインバータであるという点で、第４の実施形態のマルチレベルインバータ１８００と異なる。
本発明の第５の実施形態に従ったマルチレベルインバータ１９００によりマルチレベル出力電圧を供給するための方法については、上述した本発明の第２の実施形態に従った方法と同じであるため、ここでは説明を省略する。
改変形態
第２及び第４の実施形態では、直流電源Ｕ１、Ｕ２、Ｕ３、Ｕ４、Ｕ５、及びＵ６は同じ電圧Ｖｂｕｓを有するが、直流電源Ｕ１、Ｕ２、Ｕ３、Ｕ４、Ｕ５、及びＵ６が互いに異なる電圧を有し得ることが当業者には容易に想到されることを理解されたい。
第２、第３、第４、及び第５の実施形態で説明されたΘ位相シフト及び／又はΨ位相シフトは、一定であり得、又は時間と共に変化し得ることを理解されたい。
第２、第３、第４及び第５の実施形態では、スイッチＱＨＡ１、ＱＨＡ２の駆動信号間、スイッチＱＨＡ２、ＱＨＡ３の駆動信号間、スイッチＱＨＡ４、ＱＨＡ５の駆動信号間、及びスイッチＱＨＡ５、ＱＨＡ６の駆動信号間に同じΘ位相シフトが存在するが、これらの位相シフトは互いに異なり得ることを理解されたい。
第２、第３、第４及び第５の実施形態では、スイッチＱＨＡ１、ＱＨＡ４の駆動信号間、スイッチＱＨＡ２、ＱＨＡ５の駆動信号間、及びスイッチＱＨＡ３、ＱＨＡ６の駆動信号間に同じΨ位相シフトが存在するが、これらの位相シフトは互いに異なり得ることを理解されたい。
第２、第３、第４、及び第５の実施形態では、第１のＨブリッジマルチレベル脚１３４０及び第２のＨブリッジマルチレベル脚１３６０の各々は３つのカスケード接続されたＨブリッジインバータを含むが、第１のＨブリッジマルチレベル脚１３４０及び第２のＨブリッジマルチレベル脚１３６０の各々に含まれるＨブリッジインバータの数は、必要に応じて、３より少ない又は多いことができることを理解されたい。
第２、第３、第４、及び第５の実施形態では、第１のＨブリッジマルチレベル脚１３４０に含まれるＨブリッジインバータの数は第２のＨブリッジマルチレベル脚１３６０に含まれるＨブリッジインバータの数と同じであるが、第１のＨブリッジマルチレベル脚１３４０に含まれるＨブリッジインバータの数は、第２のＨブリッジマルチレベル脚１３６０に含まれるＨブリッジインバータの数と異なり得ることを理解されたい。
第３及び第５の実施形態における第１のＨブリッジマルチレベル脚１３４０及び第２のＨブリッジマルチレベル脚１３６０の各々は、１つの給電Ｈブリッジインバータ及び２つの浮動Ｈブリッジインバータを含むが、第１のＨブリッジマルチレベル脚１３４０及び第２のＨブリッジマルチレベル脚１３６０の各々は、少なくとも１つの給電Ｈブリッジインバータと少なくとも１つの浮動Ｈブリッジインバータとを含むことを理解されたい。
第２、第３、第４、及び第５の実施形態では、結合インダクタ１３２０の一次巻線と二次巻線との巻数比は１：１であるが、結合インダクタ１３２０の一次巻線と二次巻線との巻数比はｎ３：ｎ４であり得、ここで、ｎ３及びｎ４は互いに異なる整数であることを理解されたい。この場合、電圧Ｖｍは次の数式に従って算出される。
Ｖｍ＝（Ｖ１＊ｎ３＋Ｖ２＊ｎ４）／（ｎ３＋ｎ４）
第２及び第３の実施形態では、マルチレベルインバータは２つのＨブリッジマルチレベル脚１３４０、１３６０を含むが、マルチレベルインバータは、ｋ個のＨブリッジマルチレベル脚Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、．．．、Ｔｋを含み、ここで、ｋは２よりも大きい整数であることを理解されたい。マルチレベルインバータに含まれるスイッチは、ｋ個のＨブリッジマルチレベル脚により生成される電圧が互いに対して位相シフトを有し、ｋ個のＨブリッジマルチレベル脚の各々に含まれるＨブリッジインバータにより生成される電圧が互いに対して位相シフトを有するように変調される。この場合、結合インダクタ１３２０は、互いに接続されたＫ個の巻線ｍ１、ｍ２、ｍ３、．．．、ｍｋを含み、Ｋ個の巻線の接合ノードＡを有する。マルチレベルインバータに含まれるｋ個のＨブリッジマルチレベル脚Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、．．．、Ｔｋの各々は、結合インダクタ１３２０のｋ個の巻線ｍ１、ｍ２、ｍ３、．．．、ｍｋのうちの１つに接続される。図２０は、結合インダクタ１３２０のｋ個の巻線とマルチレベルインバータのｋ個のＨブリッジマルチレベル脚との間の接続関係の概略図を示し、Ｈブリッジマルチレベル脚Ｔ１は、入力電圧Ｖ１を供給するために結合インダクタ１３２０の巻線ｍ１に結合され、Ｈブリッジマルチレベル脚Ｔ２は、入力電圧Ｖ２を供給するために結合インダクタ１３２０の巻線ｍ２に結合され、Ｈブリッジマルチレベル脚Ｔ３は、入力電圧Ｖ３を供給するために結合インダクタ１３２０の巻線ｍ３に結合される等であり、Ｈブリッジマルチレベル脚Ｔｋは、入力電圧Ｖｋを供給するために結合インダクタ１３２０の巻線ｍｋに結合され、結合インダクタ１３２０の接合ノードＡは、マルチレベルインバータの出力電圧として電圧Ｖｍを出力する。マルチレベルインバータに含まれるＨブリッジマルチレベル脚が多くなるほど、マルチレベルインバータの出力電圧の各周期内に含まれる電圧パルスが多くなることは明らかであり、結果として、傾斜磁場コイル２３０の電流リップルの低減につながる。
第４及び第５の実施形態では、マルチレベルインバータは２つのＨブリッジマルチレベル脚１３４０、１３６０を含むが、マルチレベルインバータは、ｋ個のＨブリッジマルチレベル脚を含むことを理解されたい。この場合、結合インダクタ１３２２及び１３２４の各々は、互いに接続されたｋ個の巻線を含み、ｋ個の巻線の接合ノードＡを有する。マルチレベルインバータに含まれるｋ個のＨブリッジマルチレベル脚の各々は、結合インダクタ１３２２のｋ個の巻線うちの１つと、結合インダクタ１３２４のｋ個の巻線のうちの１つとの間に接続される。マルチレベルインバータに含まれるスイッチは、ｋ個のＨブリッジマルチレベル脚により生成される電圧が互いに対して位相シフトを有し、ｋ個のＨブリッジマルチレベル脚の各々に含まれるＨブリッジインバータにより生成される電圧が互いに対して位相シフトを有するように変調される。
好ましい実施形態が例として詳細に説明されたが、本明細書を考慮し本明細書に開示された本発明を実施するにあたり、当業者には本発明の他の実施形態及び変形形態が明らかであろう。本明細書及び与えられた例は例示的なものに過ぎないと見なされるべきであり、添付の特許請求の範囲が、本発明の真の範囲内にある任意の他の実施形態又は変形形態を包含することが企図されている。
本発明で示された方法のステップは、上述したステップに限定されるべきではないことに留意されたい。特許請求される本発明の様々な態様は、これらの特定の詳細から逸脱した他の例において実施され得ることが当業者には明らかであろう。
更に、当業者により容易に理解されるように、幾つかの手段を列挙した装置クレームにおいて、これらの手段のうちの幾つかは同一のハードウェア品目により具現化され得る。特定の処置が互いに異なる従属請求項に記載されているという単なる事実は、これらの処置の組み合わせが利益を得るように使用され得ないことを示すものではない。
上述した実施形態は、本発明を限定するのではなく説明するものであり、当業者であれば、添付の特許請求の範囲から逸脱することなく代替の実施形態を設計できるであろうことに留意されたい。特許請求の範囲において、括弧内に置かれたいかなる参照符号も、特許請求の範囲を限定するものとして解釈されるべきではない。「含む」という語は、請求項又は本明細書に記載されていない要素又はステップの存在を排除するものではない。要素に先行する「１つの（a）」又は「１つの（an）」という語は、複数のそのような要素の存在を排除するものではない。幾つかのユニットを列挙するシステムクレームにおいて、これらのユニットのうちの幾つかは同一のソフトウェア品目及び／又はハードウェア品目により具現化され得る。第１、第２、及び第３などの語の使用は、何らかの順序を示すものではない。これらの語は名称として解釈されるべきである。

Claims (13)

  1. 各々がＭ個のカスケード接続されたＨブリッジインバータを有し、ｎ及びＭは１より大きい整数である、ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚と、
    コアの周りに巻かれ且つ前記ｎ個の巻線の接合ノードで共に結合された当該ｎ個の巻線を有する結合インダクタと
    を備え、前記ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚は、前記結合インダクタを介して並列に結合され、前記ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚の各々は、複数の電圧レベルを有する入力電圧を供給するために前記ｎ個の巻線のうちの１つに結合され、前記接合ノードは、マルチレベル出力レベルを供給するためのマルチレベルインバータの出力端子を形成し、前記ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚により供給される前記入力電圧は、互いに対して位相シフトを有し、
    前記Ｍ個のカスケード接続されたＨブリッジインバータにより生成される電圧は、隣接するＨブリッジインバータに対して３６０°／Ｍ位相シフトを有する、マルチレベルインバータ。
  2. 各々がＭ個のカスケード接続されたＨブリッジインバータを有し、ｎ及びＭは１より大きい整数である、ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚と、
    前記ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚の両側に対称的に結合された結合インダクタの分割セットと
    を備え、前記結合インダクタのセットの各々は、コアの周りに巻かれ且つｎ個の巻線の接合ノードで共に結合された当該ｎ個の巻線を有し、前記ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚の各々は、複数の電圧レベルを有する入力電圧を供給するために、前記結合インダクタのセットのうちの１つの結合インダクタの前記ｎ個の巻線のうちの１つと、前記結合インダクタのセットのうちの別の結合インダクタの前記ｎ個の巻線のうちの１つとの間に結合され、前記結合インダクタのセット内の前記接合ノードは、マルチレベル出力レベルを供給するためにマルチレベルインバータの出力端子を形成し、前記ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚により供給される前記入力電圧は、互いに対して位相シフトを有し、
    前記Ｍ個のカスケード接続されたＨブリッジインバータにより生成される電圧は、隣接するＨブリッジインバータに対して３６０°／Ｍ位相シフトを有する、マルチレベルインバータ。
  3. 前記ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚の各々における前記カスケード接続されたＨブリッジインバータの数は、他のＨブリッジマルチレベル脚の各々における前記カスケード接続されたＨブリッジインバータの数と同じであるか、又は異なっている、請求項１又は２に記載のマルチレベルインバータ。
  4. 前記Ｍ個のカスケード接続されたＨブリッジインバータは、少なくとも１つの給電Ｈブリッジインバータと、少なくとも１つの浮動Ｈブリッジインバータとを備える、請求項１又は２に記載のマルチレベルインバータ。
  5. Ｍ個のカスケード接続されたＨブリッジマルチレベルモジュールを備え、Ｍは１より大きい整数である、マルチレベルインバータであって、
    各Ｈブリッジマルチレベルモジュールは、第１のＨブリッジマルチレベル脚の出力端子において複数の出力レベルを有する当該第１のＨブリッジマルチレベル脚と、第２のＨブリッジマルチレベル脚の出力端子において複数の出力レベルを有する当該第２のＨブリッジマルチレベル脚とを備え、前記第１及び第２のＨブリッジマルチレベル脚は並列に接続され、前記Ｈブリッジマルチレベルモジュールのマルチレベル出力は、前記第１及び第２のＨブリッジマルチレベル脚の前記出力端子間に出力され、
    前記第１及び第２のＨブリッジマルチレベル脚の各々は、コアの周りに巻かれた一次巻線及び二次巻線を含む結合インダクタを介して並列に結合された第１のインバータ脚と第２のインバータ脚とを備え、前記第１のインバータ脚は、複数の電圧レベルを有する第１の入力電圧を供給するために前記結合インダクタの前記一次巻線に結合され、前記第２のインバータ脚は、複数の電圧レベルを有する第２の入力電圧を供給するために前記結合インダクタの前記二次巻線に結合され、前記結合インダクタの前記一次及び二次巻線は直列に結合され、直列に結合された前記一次及び二次巻線の接合ノードは、前記Ｈブリッジマルチレベル脚の前記出力端子を形成し、前記第１の入力電圧は、前記第２の入力電圧に対して所定の位相シフトを有し、
    前記Ｍ個のカスケード接続されたＨブリッジマルチレベルモジュールにより生成される電圧は、隣接するＨブリッジマルチレベルモジュールに対して３６０°／Ｍ位相シフトを有する、マルチレベルインバータ。
  6. 前記第１及び第２のインバータ脚の各々は、直列に結合されたハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチを有するハーフブリッジ脚を備える、請求項５に記載のマルチレベルインバータ。
  7. 前記第１のＨブリッジマルチレベル脚の前記第１及び第２のインバータ脚における前記ハイサイドスイッチの駆動信号は、互いに対して前記所定の位相シフトを有し、前記第２のＨブリッジマルチレベル脚の前記第１及び第２のインバータ脚における前記ローサイドスイッチの駆動信号は、互いに対して前記所定の位相シフトを有する、請求項６に記載のマルチレベルインバータ。
  8. ２ｎ−１＋１個の電圧レベルを有する前記第１及び第２の入力電圧は、前記第１及び第２のＨブリッジマルチレベル脚の各々から出力される２ｎ＋１個の出力レベルをもたらし、ｎは１以上の整数である、請求項５に記載のマルチレベルインバータ。
  9. ２ｋ＋１個の出力レベルを有するＨブリッジマルチレベル脚は、２ｋ＋１個の出力レベルを有する２つのＨブリッジマルチレベル脚を前記結合インダクタを介して並列に結合することにより、２ｋ＋１＋１個の出力レベルを有するＨブリッジマルチレベル脚に拡張され、ｋは１、．．．、ｎである、請求項８に記載のマルチレベルインバータ。
  10. マルチレベルインバータによりマルチレベル出力電圧を供給するための方法であって、前記マルチレベルインバータは、Ｍ個のカスケード接続されたＨブリッジマルチレベルモジュールを備え、Ｍは１より大きい整数であり、各Ｈブリッジマルチレベルモジュールは、並列に接続された第１のＨブリッジマルチレベル脚と第２のＨブリッジマルチレベル脚とを備え、前記Ｈブリッジマルチレベルモジュールの出力電圧は、前記第１及び第２のＨブリッジマルチレベル脚の出力端子間に出力され、前記第１及び第２のＨブリッジマルチレベル脚の各々は、コアの周りに巻かれた一次巻線及び二次巻線を含む結合インダクタを介して並列に結合された第１のインバータ脚と第２のインバータ脚とを備え、前記第１のインバータ脚は、前記結合インダクタの前記一次巻線に結合され、前記第２のインバータ脚は、前記結合インダクタの前記二次巻線に結合され、前記結合インダクタの前記一次及び二次巻線は直列に結合され、直列に結合された前記一次及び二次巻線の接合ノードは、前記Ｈブリッジマルチレベル脚の前記出力端子を形成し、前記方法は、
    各Ｈブリッジマルチレベルモジュールの前記第１のＨブリッジマルチレベル脚の前記第１のインバータ脚により、複数のレベルを有する第１の電圧を生成するステップと、
    各Ｈブリッジマルチレベルモジュールの前記第１のＨブリッジマルチレベル脚の前記第２のインバータ脚により、前記第１の電圧に対して所定の位相シフトを有する複数のレベルを有する第２の電圧を生成するステップと、
    各Ｈブリッジマルチレベルモジュールの前記第１のＨブリッジマルチレベル脚により、生成された前記第１及び第２の電圧に基づいて複数のレベルを有する第３の電圧を生成するステップと、
    各Ｈブリッジマルチレベルモジュールの前記第２のＨブリッジマルチレベル脚の前記第１のインバータ脚により、複数のレベルを有する第４の電圧を生成するステップと、
    各Ｈブリッジマルチレベルモジュールの前記第２のＨブリッジマルチレベル脚の前記第２のインバータ脚により、前記第４の電圧に対して前記所定の位相シフトを有する複数のレベルを有する第５の電圧を生成するステップと、
    各Ｈブリッジマルチレベルモジュールの前記第２のＨブリッジマルチレベル脚により、前記生成された第４及び第５の電圧に基づいて複数のレベルを有する第６の電圧を生成するステップと、
    各Ｈブリッジマルチレベルモジュールにより、前記生成された第３及び第６の電圧に基づいて、マルチレベル出力電圧を生成するステップと、
    各Ｈブリッジマルチレベルモジュールにより出力される前記マルチレベル出力電圧に基づいて、前記マルチレベルインバータのマルチレベル出力電圧を供給するステップと、含み、
    各Ｈブリッジマルチレベルモジュールの出力は、隣接するＨブリッジマルチレベルモジュールに対して３６０°／Ｍ位相シフトを有する、方法。
  11. 前記第１及び第２のインバータ脚の各々は、直列に結合されたハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチを有するハーフブリッジ脚を備え、
    前記第１のＨブリッジマルチレベル脚の前記第１及び第２のインバータ脚における前記ハイサイドスイッチの駆動信号は、互いに対して前記所定の位相シフトを有し、及び前記第２のＨブリッジマルチレベル脚の前記第１及び第２のインバータ脚における前記ローサイドスイッチの駆動信号は、互いに対して前記所定の位相シフトを有する、請求項１０に記載の方法。
  12. マルチレベルインバータによりマルチレベル出力電圧を供給するための方法であって、前記マルチレベルインバータは、ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚と、コアの周りに巻かれたｎ個の巻線を含む結合インダクタとを備え、ｎ及びＭは１より大きい整数であり、前記ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚の各々は、Ｍ個のカスケード接続されたＨブリッジインバータを有し、及び前記ｎ個の巻線は、接合ノードで互いに結合され、前記ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚は、前記結合インダクタを介して並列に結合され、前記ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚の各々は、前記ｎ個の巻線のうちの１つに結合され、及び前記接合ノードは、前記マルチレベルインバータの出力端子を形成し、前記方法は、
    前記ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚により、ｎ個の電圧を生成するステップであって、前記ｎ個の電圧の各々は複数の電圧レベルを有し、前記ｎ個の電圧は互いに対して位相シフトを有する、ステップと、
    前記生成されたｎ個の電圧に基づいて、前記マルチレベルインバータにより出力されるマルチレベル出力電圧を供給するステップと、を含み、
    前記Ｍ個のカスケード接続されたＨブリッジインバータにより生成される電圧は、隣接するＨブリッジインバータに対して３６０°／Ｍ位相シフトを有する、方法。
  13. マルチレベルインバータによりマルチレベル出力電圧を供給するための方法であって、前記マルチレベルインバータは、ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚及び結合インダクタの分割セットを備え、ｎ及びＭは１より大きい整数であり、前記ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚の各々は、Ｍ個のカスケード接続されたＨブリッジインバータを有し、及び前記結合インダクタの分割セットは、前記ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚の両側に対称的に結合され、前記結合インダクタのセットの各々は、ｎ個の巻線であって、コアの周りに巻かれ且つ前記ｎ個の巻線の接合ノードで互いに結合されたｎ個の巻線を有し、前記ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚の各々は、前記結合インダクタのセットのうちの１つの結合インダクタの前記ｎ個の巻線のうちの１つと、前記結合インダクタのセットのうちの別の結合インダクタの前記ｎ個の巻線のうちの１つとの間に結合され、及び前記結合インダクタのセット内の前記接合ノードは、前記マルチレベルインバータの出力端子を形成し、前記方法は、
    前記ｎ個のＨブリッジマルチレベル脚により、ｎ個の電圧を生成するステップであって、前記ｎ個の電圧の各々は複数の電圧レベルを有し、前記ｎ個の電圧は互いに対して位相シフトを有する、ステップと、
    前記生成されたｎ個の電圧に基づいて、前記マルチレベルインバータにより出力されるマルチレベル出力電圧を供給するステップと、を含み、
    前記Ｍ個のカスケード接続されたＨブリッジインバータにより生成される電圧は、隣接するＨブリッジインバータに対して３６０°／Ｍ位相シフトを有する、方法。
JP2017516452A 2014-12-11 2015-09-29 マルチレベルインバータ、及びマルチレベルインバータを利用することによりマルチレベル出力電圧を供給するための方法 Active JP6692801B2 (ja)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP14197383 2014-12-11
EP14197383.4 2014-12-11
PCT/EP2015/072478 WO2016050800A2 (en) 2014-09-29 2015-09-29 Multi-level inverter and method for providing multi-level output voltage by utilizing the multi-level inverter

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2017529054A JP2017529054A (ja) 2017-09-28
JP6692801B2 true JP6692801B2 (ja) 2020-05-13

Family

ID=52101121

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2017516452A Active JP6692801B2 (ja) 2014-12-11 2015-09-29 マルチレベルインバータ、及びマルチレベルインバータを利用することによりマルチレベル出力電圧を供給するための方法

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP6692801B2 (ja)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109361308B (zh) * 2018-10-31 2024-01-16 宁波职业技术学院 一种等离子切割电源装置及双桥移相功率结构拓扑方法
KR102595965B1 (ko) * 2021-07-13 2023-10-30 숭실대학교산학협력단 멀티 레벨 컨버터
CN117134639B (zh) * 2023-10-27 2024-02-13 深圳市德兰明海新能源股份有限公司 换流桥臂电路控制方法、装置、电子设备和计算机设备

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000092863A (ja) * 1998-09-10 2000-03-31 Toshiba Corp インバータ装置
JP2003209973A (ja) * 2002-01-11 2003-07-25 Meidensha Corp 電力変換装置
KR100975926B1 (ko) * 2008-08-08 2010-08-13 삼성전기주식회사 공진 인덕턴스를 갖는 트랜스포머
TW201240298A (en) * 2011-03-21 2012-10-01 Motech Ind Inc Inverter for converting a direct current voltage into an alternating current voltage and method thereof
CA2891719C (en) * 2012-11-15 2016-07-05 Abb Technology Ag Apparatus for filtering harmonics in railway contact lines and method

Also Published As

Publication number Publication date
JP2017529054A (ja) 2017-09-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10498255B2 (en) Multi-level inverter and method for providing multi-level output voltage by utilizing the multi-level inverter
JP6855534B2 (ja) マルチチャネル・インバータ・システム
JP6640177B2 (ja) 絶縁型ｄｃ／ｄｃコンバータ
US7449867B2 (en) Multi-phase buck converter with a plurality of coupled inductors
EP2905789B1 (en) Coupled inductor and power converter
JP6220980B2 (ja) 力率改善コンバータ、及び、力率改善コンバータを備えた電源装置
WO2018159437A1 (ja) Ｄｃ－ｄｃコンバータ
KR102828361B1 (ko) 전력 공급 멀티 탭 자동변압기
WO2020063010A1 (en) Apparatus for conversion between ac power and dc power
WO2018116437A1 (ja) 電力変換装置
Wu et al. Multi-phase buck converter design with two-phase coupled inductors
JP6207751B2 (ja) 電力変換装置
JP6692801B2 (ja) マルチレベルインバータ、及びマルチレベルインバータを利用することによりマルチレベル出力電圧を供給するための方法
US20220368214A1 (en) Switching power converters including injection stages, and associated methods
US20240396448A1 (en) Switching power converters including injection stages, and associated methods
CN104796027B (zh) 电压均衡电路及三相逆变器
US20220270816A1 (en) Transformer and switching power supply apparatus for reducing common mode noise due to line-to-ground capacitances
JPWO2018199228A1 (ja) 電源回路
US20230369977A1 (en) Switching power converters including boosted coupled inductors and injection stages, and associated methods
JP2007068392A (ja) 複数の結合インダクタを有する多相バックコンバータ
CN113824297B (zh) 用于降低纹波电流的方法和设备
KR20130135784A (ko) 단상 교류를 발생시키기 위한 인버터를 구비한 파워 서플라이 시스템
TWI786308B (zh) 直流電源電路
JP7413906B2 (ja) インバータ及び整流回路
JP2013158152A (ja) 漏れ電流抑制回路

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20180927

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20190802

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20190731

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20191031

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20191224

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20200205

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20200317

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20200415

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 6692801

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250