JP6569420B2 - スイッチング電源装置及びその制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、本発明は、スイッチング電源装置及びその制御方法に関し、より詳細には、電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータであるスイッチング電源装置及びその制御方法に関する。

電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング電源装置は高効率化・薄型化に適しているため、液晶テレビ、及びＡＣ−ＤＣアダプタなどに広く採用されている。特に、近年の地球温暖化対策に対応するために、電気機器が使用されていないときに消費される電力を低減することを目的とした電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング電源装置が開発されている。このようなスイッチング電源装置は、消費電力を抑えるために、待機モード（スタンバイモード）を備えている。

スタンバイモードにおける動作時、スイッチング電源装置の消費電力をさらに低減するために、特許文献１には、スイッチングを一定期間行い、次に一定期間スイッチングを停止する、バースト動作（繰り返し間欠発振動作）を行うように構成された電流共振型のスイッチング電源装置が提案されている。バースト動作によれば、スイッチングの停止期間を設けることにより、スイッチング電源装置のスタンバイモード時の平均的な待機電力を大幅に削減することができる。特許文献１のスイッチング電源装置は、さらに、スタンバイモードのバースト動作においてスイッチングを開始する時は、ソフトスタート動作を行うように構成されている。ここで、ソフトスタート動作とは、スイッチング開始後、スイッチング周波数が時間経過と共に徐々に低くなって、ある一定の値に収束していくことを示し、ソフトスタートにより、共振回路の共振電流が徐々に上がり、トランスの１次側から２次側に供給されるエネルギーも徐々に上がっていく。

しかし、特許文献１のスイッチング電源装置は、バースト動作のスイッチング動作においてスイッチング開始時はソフトスタートを行っているが、スイッチング停止時はスイッチング周波数が低い１次側から２次側へのエネルギー供給が大きい状態でスイッチングが即時停止することになり、音鳴りが発生しやすい。スタンバイモードではない通常動作においては、スイッチング周波数は、人間の可聴周波数帯域まで低下することなく、トランスからの音鳴りは生じないが、スタンバイモードにおいてスイッチングが停止するときは、スイッチング動作が停止するときの共振電流に依存した音鳴りが生じる。すなわち、スイッチングを急激に停止すると共振電流が急激に減少するという過渡現象が生じ、この過渡現象により共振回路に流れている電流の周波数成分に可聴ノイズのものが発生する。スイッチング動作が停止するときの共振電流が大きいほどこの可聴ノイズの周波数成分が大きくなり、音鳴りが大きくなる。

音鳴りを防止すべく、特許文献２には、スイッチング周波数固定のＰＷＭ制御を行うスイッチング電源装置において、スタンバイモードのバースト動作におけるスイッチング期間に、ソフトスタートとともにソフトエンドを実施することが提案されている。しかし、特許文献２に記載のスイッチング電源装置において、制御回路６はスイッチング周波数一定でオン時比率を変えるＰＷＭ制御に使うものである。したがって、特許文献１に記載のような、スイッチング周波数を変えることにより出力を制御する電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング電源装置には、特許文献２に開示されている制御回路６による制御方法を適用することができない。

そこで、電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング電源装置のバースト動作中のスイッチング期間において、ソフトスタート及びソフトエンドを行い、さらには無効領域にも対処可能なように構成したスイッチング電源装置が提案されている。図１は、電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング電源装置のスタンバイモードのバースト動作におけるスイッチング期間に、ソフトスタートとともにソフトエンドを実施するように構成したスイッチング電源装置１００を示す図である。また、図２は、図１のスイッチング電源装置１００のスタンバイモードにおける出力電圧及び制御ＩＣ２００の各端子における電圧の波形を示す図である。

図１のスイッチング電源装置１００は、発振器周波数コントローラ２２７において、ＦＢ１端子の電圧ＶＦＢ１とＣＳ１端子の電圧ＶＣＳ１とを比較して、電圧値が低い方の電圧により発振器周波数を指示する信号を生成して出力制御回路２２６に送信する。出力制御回路２２６は、スイッチング素子Ｑ１１１及びＱ１１２にこれに応じたスイッチング周波数の制御信号を送信して、スイッチングを行う。ここで、スイッチング電源装置１００の制御ＩＣ２００は、通常動作モード時には、スイッチング電源装置１００の出力電圧からのフィードバック信号をＦＢ１端子で受け、ＦＢ１端子の電圧ＶＦＢ１に応じてスイッチング周波数をコントロールし、出力電圧を安定化する。通常動作モードにおいては、ＦＢ１端子の電圧ＶＦＢ１はＣＳ１端子の電圧ＶＣＳ１よりも低いため、電圧ＶＦＢ１によりスイッチング周波数が決定される。

一方で、電源をスタンバイモードに移行する時は、外部からのスタンバイ信号をＳＴＢ１端子で受け、その時は、補助巻線Ｐ１１２から供給される制御ＩＣ２００用の電圧であるＶＣＣ１電圧の上下に合わせて、電流源Ｉ２２３及びＩ２２４により、ＣＳ１端子に接続されたコンデンサＣ１１４への充放電を行う。ＣＳ１端子は発振器周波数コントローラ２２７に接続されており、発振器周波数コントローラ２２７はＣＳ１端子の電圧ＶＣＳ１に応じてスイッチング周波数をコントロールし、比較的短いスイッチング期間と長いスイッチング停止期間のバースト動作を作る。

特開２０１３−３８８５７号公報 特開２００９−１７６２９号公報

スイッチング電源装置１００は、ＣＣ１端子の電圧ＶＣＣ１を検出制御する事により、ある程度の出力電圧値を保ちながら、軽負荷のスタンバイ時のバースト動作のスイッチング期間にソフトスタート及びソフトエンドを行って、スイッチング期間のスイッチング開始時と終了時とにおける音鳴りを防止しつつ、低待機電力化を実現できる機能を有している。

スイッチング電源装置１００については、出力電圧は１つの値（１６Ｖ）である。一方で、例えば電源出力として１６Ｖ及び５Ｖの２つの出力が必要とされる場合、スイッチング電源装置１００は、１６Ｖの出力はトランスＴ１１１により生成し、５Ｖ出力については、１６Ｖ出力をＤＣ−ＤＣコンバータ４００により降圧して生成する。

ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータについては、安価で低消費電力のものは数Ｗ程度対応のものが多く、スタンバイ時にそれ以上の負荷を取りたい場合は、パワーの取れるＤＣ−ＤＣコンバータを使用する必要がある。そのため、別途ＤＣ−ＤＣコンバータ（４００）を設けずに、１６Ｖ及び５Ｖの２つの出力電圧を有するスイッチング電源装置が望まれる。

本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、電源出力として２つの値の出力を有することのできるスイッチング電源装置及びその制御方法を提供することにある。

本発明の第１の態様は、電源１次側と第１及び第２の電源２次側とを有するトランスと、スイッチング素子とを備え、前記スイッチング素子のＯＮ−ＯＦＦを切り替えることにより、直流入力電圧から高周波電流を生成して前記トランスの前記電源１次側に供給し、前記トランスの前記電源２次側に発生する高周波電流を整流して直流出力を得るスイッチング電源装置であって、前記第１の電源２次側に接続された出力電圧検出部と、前記電源１次側に接続され、スタンバイモードにおいて前記出力電圧検出部からのフィードバック信号により前記スイッチング素子のスイッチング周波数を決定する発振回路と、前記スタンバイモードにおいて、前記フィードバック信号が所望の電圧値を超えたときに、前記スイッチング素子によるスイッチング動作を開始させるように制御するスタンバイスイッチング機構とを備えた制御ＩＣと、グラウンドとの間に抵抗が接続されるスタンバイ信号入力端子と、を備え、前記スタンバイスイッチング機構の所望の電圧値は、前記スタンバイ信号入力端子に接続された抵抗の分圧比で決まる電圧値であることを特徴とする。

本発明の第２の態様は、第１の態様のスイッチング電源装置であって、前記分圧比は、ヒステリシス特性を有することを特徴とする。

本発明の第３の態様は、電源１次側と第１及び第２の電源２次側とを有するトランスと、スイッチング素子とを備え、前記スイッチング素子のＯＮ−ＯＦＦを切り替えることにより、直流入力電圧から高周波電流を生成して前記トランスの前記電源１次側に供給し、前記トランスの前記電源２次側に発生する高周波電流を整流して直流出力を得るスイッチング電源装置であって、前記第１の電源２次側に接続された出力電圧検出部と、前記電源１次側に接続され、スタンバイモードにおいて前記出力電圧検出部からのフィードバック信号により前記スイッチング素子のスイッチング周波数を決定する発振回路と、前記スタンバイモードにおいて、前記フィードバック信号が所望の電圧値を超えたときに、前記スイッチング素子によるスイッチング動作を開始させるように制御するスタンバイスイッチング機構とを備えた制御ＩＣと、前記スタンバイモードにおいて、前記フィードバック信号が入力される端子に接続される大容量のコンデンサと、を備えたことを特徴とする。

本発明の第４の態様は、第３の態様のスイッチング電源装置であって、前記スタンバイモードにおいて、前記フィードバック信号が入力される端子に接続される大電流を流す電流源を備え、前記大容量のコンデンサが、前記フィードバック信号が入力される前記端子への接続状態を切り替え可能に構成されていることを特徴とする。

本発明の第５の態様は、電源１次側と第１及び第２の電源２次側とを有するトランスと、スイッチング素子と、グラウンドとの間に抵抗が接続されるスタンバイ信号入力端子と、を備え、前記スイッチング素子のＯＮ−ＯＦＦを切り替えることにより、直流入力電圧から高周波電流を生成して前記トランスの前記電源１次側に供給し、前記トランスの前記電源２次側に発生する高周波電流を整流して直流出力を得るスイッチング電源装置の制御方法であって、スタンバイモードに移行したときに、出力電圧検出部からのフィードバック信号が上昇し、所望の電圧値を超えたときに、前記フィードバック信号の大きさに応じた周波数で前記スイッチング素子によるスイッチング動作を開始させるステップと、前記出力電圧検出部からの前記フィードバック信号が下降し、所望の電圧値を下回ったときに、前記スイッチング素子によるスイッチング動作を停止させるステップと、を含み、前記スイッチング素子によるスイッチング動作を停止させるステップの所望の電圧値は、前記スタンバイ信号入力端子に接続された抵抗の分圧比で決まる電圧値であることを特徴とする。

本発明の第６の態様は、第５の態様のスイッチング電源装置の制御方法であって、前記分圧比は、ヒステリシス特性を有することを特徴とする。

本発明の第７の態様は、電源１次側と第１及び第２の電源２次側とを有するトランスと、スイッチング素子と、を備え、前記スイッチング素子のＯＮ−ＯＦＦを切り替えることにより、直流入力電圧から高周波電流を生成して前記トランスの前記電源１次側に供給し、前記トランスの前記電源２次側に発生する高周波電流を整流して直流出力を得るスイッチング電源装置の制御方法であって、スタンバイモードに移行したときに、フィードバック信号が入力される端子に大容量のコンデンサが接続されるステップと、出力電圧検出部からの前記フィードバック信号が上昇し、所望の電圧値を超えたときに、前記フィードバック信号の大きさに応じた周波数で前記スイッチング素子によるスイッチング動作を開始させるステップと、前記出力電圧検出部からの前記フィードバック信号が下降し、所望の電圧値を下回ったときに、前記スイッチング素子によるスイッチング動作を停止させるステップと、を含むことを特徴とする。

本発明の第８の態様は、第７の態様のスイッチング電源装置の制御方法であって、前記スタンバイモードに移行したとき、前記フィードバック信号が入力される端子に大電流を流す電流源が接続されるステップをさらに含み、前記大容量のコンデンサは、前記フィードバック信号が入力される前記端子への接続状態を切り替え可能に構成されていることを特徴とする。

本発明においては、スタンバイモード中、出力電圧のフィードバック制御をしながらのバースト動作を行うため、スタンバイ時の出力電圧の低下、変動も限定的である。従ってスタンバイ時にも安定して出力電圧を生成でき、２つの電源出力をトランスの巻線から生成することができる。

電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング電源装置のスタンバイモードのバースト動作におけるスイッチング期間に、ソフトスタートとともにソフトエンドを実施するように構成したスイッチング電源装置を示す図である。 図１のスイッチング電源装置のスタンバイモードにおける出力電圧及び制御ＩＣ２０の各端子における電圧の波形を示す図である。 本発明の一実施形態にかかるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 図３のスイッチング電源装置のスタートアップモードにおける出力電圧及び制御ＩＣの各端子における電圧の波形を示す図である。 図３のスイッチング電源装置のスタンバイモードにおける制御ＩＣの出力電圧及び各端子における電圧の波形を示す図である。 無効スイッチング期間の説明をするための図である。 図３のスイッチング電源装置のスタンバイスイッチング機構を示す回路構成図である。 図３のスイッチング電源装置のＦＢ／ＳＴＢコンパレータ２１のヒステリシス機能についての説明図である。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。

［スイッチング電源装置の構成］
図３は、本発明の一実施形態にかかるスイッチング電源装置１０の構成を示す回路図である。スイッチング電源装置１０は、電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータであり、電源１次側と電源２次側とから構成される。スイッチング電源装置１０は、１次巻線Ｐ１と、補助巻線Ｐ２と、２次巻線Ｓ１〜Ｓ４とから構成されるトランスＴ１を備える。１次巻線Ｐ１と、補助巻線Ｐ２とはスイッチング電源装置１０の電源１次側を構成し、補助巻線Ｐ２の一端は接地されている。２次巻線Ｓ１及びＳ２はスイッチング電源装置１０の第１の電源２次側を構成し、２次巻線Ｓ１と２次巻線Ｓ２とは一端が接続されている。第１の電源２次側は、１６Ｖの電圧を出力する。また、第２の２次巻線Ｓ３及びＳ４はスイッチング電源装置１０の第２の電源２次側を構成し、２次巻線Ｓ３と２次巻線Ｓ４とは一端が接続されている。第２の電源２次側は、５Ｖの電圧を出力する。

スイッチング電源装置１０の電源１次側は、電源端子Ｖｉｎにドレインが接続されたＮチャネルＭＯＳＦＥＴにより構成されるスイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１のソースがドレインに接続され、ソースが接地されたＮチャネルＭＯＳＦＥＴにより構成されるスイッチング素子Ｑ２とを備える。また、スイッチング電源装置１０の電源１次側は、スイッチング素子Ｑ１のドレインと１次巻線Ｐ１の一端との間に接続されたコンデンサＣ１と、スイッチング素子Ｑ１のソース、スイッチング素子Ｑ２のドレイン及び１次巻線Ｐ１の他端に一端が接続されたコンデンサＣ２とを備える。また、スイッチング電源装置１０の電源１次側は、補助巻線Ｐ２の一端に一端が接続されたコンデンサＣ３と、補助巻線Ｐ２の他端にアノードが、コンデンサＣ３の他端にカソードが接続されたダイオードＤ１とを備える。また、スイッチング電源装置１０の電源１次側は、コンデンサＣ３の他端に抵抗Ｒ１を介してアノードが、コンデンサＣ２の他端にカソードが接続されたダイオードＤ２とを備える。

また、スイッチング電源装置１０の電源１次側は、スイッチング電源装置１０の出力電圧を制御する制御ＩＣ２０を備える。制御ＩＣ２０は、ＶＢ、ＨＯ、ＶＳ、ＬＯ、ＣＣ、ＧＮＤ、ＳＴＢ、ＣＳ及びＦＢの９つの端子が備えられている。ＶＢ端子には、コンデンサＣ２の他端及びダイオードＤ２のカソードが接続される。ＨＯ端子には、スイッチング素子Ｑ１のゲートが接続される。ＶＳ端子にはスイッチング素子Ｑ１のソースが接続される。ＣＣ端子にはコンデンサＣ３の他端及びダイオードＤ１のカソードが接続される。端子ＧＮＤにはスイッチング素子Ｑ２のソース、コンデンサＣ３の一端及び補助巻線Ｐ２の一端が接続される。ＳＴＢ端子には、ＮＰＮトランジスタＮ１のコレクタが接続される。ＣＳ端子は、コンデンサＣ４の一端が接続され、コンデンサＣ４の他端は接地されている。ＦＢ端子はコンデンサＣ６の一端及びコンデンサＣ７の一端がされ、コンデンサＣ６の他端はＮＰＮトランジスタＮ２のコレクタが接続され、コンデンサＣ７の他端は接地されている。また、ＮＰＮトランジスタＮ１のエミッタは接地され、コレクタは、抵抗Ｒ２を介して接地され、ＮＰＮトランジスタＮ２のエミッタは接地されている。

また、スイッチング電源装置１０の第１の電源２次側は、第１の２次巻線Ｓ１の他端にアノードが接続されたダイオードＤ３と、第１の２次巻線Ｓ２の他端にアノードが接続されたダイオードＤ４と、ダイオードＤ３及びＤ４のカソードに一端が接続され、２次巻線Ｓ１及びＳ２の一端に他端が接続されたコンデンサＣ８とを備える。ダイオードＤ３及びＤ４のカソードさらには出力端子Ｖｏｕｔ１に接続され、第１の２次巻線Ｓ１及びＳ２の一端はさらに出力端子Ｖｏｕｔ２に接続され、接地されている。また、スイッチング電源装置１０の第２の電源２次側は、第２の２次巻線Ｓ３の他端にアノードが接続されたダイオードＤ５と、第２の２次巻線Ｓ４の他端にアノードが接続されたダイオードＤ６と、ダイオードＤ５及びＤ６のカソードに一端が接続され、第２の２次巻線Ｓ３及びＳ４の一端に他端が接続されたコンデンサＣ９とを備える。ダイオードＤ５及びＤ６のカソードさらには出力端子Ｖｏｕｔ３に接続され、第２の２次巻線Ｓ３及びＳ４の一端はさらに出力端子Ｖｏｕｔ４に接続され、接地されている。

また、スイッチング電源装置１０の電源２次側は、出力端子Ｖｏｕｔ１に接続された出力電圧検出部３０を備える。出力電圧検出部３０は、アノードが抵抗Ｒ３を介して出力端子Ｖｏｕｔ１に接続されたフォトカプラＰＣの発光ダイオードと、フォトカプラＰＣの発光ダイオードカソードにカソードが接続されたシャントレギュレータＳＲ１とを備える。また、出力電圧検出部３０は、一端が抵抗Ｒ５を介してフォトカプラＰＣ及びシャントレギュレータＳＲ１のカソードに接続され、他端が抵抗Ｒ６を介して接地されるとともに抵抗Ｒ４を介して出力端子Ｖｏｕｔ１に接続されたコンデンサＣ１０とを備える。シャントレギュレータＳＲ１のリファレンスは抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ４の接続部に接続され、フォトカプラＰＣのフォトトランジスタ側は、ＦＢ端子に接続されている。

制御ＩＣ２０は、ＦＢ端子に非反転入力端子が接続され、抵抗Ｒ２１を介してＳＴＢ端子に反転入力端子が接続されたＦＢ／ＳＴＢコンパレータ２１と、ＦＢ／ＳＴＢコンパレータ２１の出力が入力に接続されたバッファＢ２１とをそなえる。ＦＢ／ＳＴＢコンパレータ２１とバッファＢ２１は比較回路を構成している。また、制御ＩＣ２０は、非反転入力端子がＳＴＢ端子に接続され、反転入力端子に基準電圧ＶＳＴＢＯＮが接続されたＳＴＢスタンバイ検出コンパレータ２２と、反転入力端子がＣＳ端子に接続され、非反転入力端子に基準電圧ＶＣＳＯＮが接続されたＣＳパルス停止コンパレータ２３とを備える。また、制御ＩＣ２０は、反転入力端子がＦＢ端子に接続され、非反転入力端子に基準電圧ＶＦＢＯＮが接続されたＦＢパルス停止コンパレータ２４を備える。また、制御ＩＣ２０は、電流源Ｉ１及びＩ２を備え、スイッチＳＷ１によりいずれかの電流源がＦＢ出力端子に接続され、スイッチＳＷ１はＳＴＢスタンバイ検出コンパレータ２２からの信号により、ＦＢ出力端子と電流源との接続が制御される。また、制御ＩＣ２０は、バッファＢ２１の出力と、ＣＳパルス停止コンパレータ２３の反転入力端子との間にスイッチＳＷ２が接続され、スイッチＳＷ２はＳＴＢスタンバイ検出コンパレータ２２からの信号により、バッファＢ２１の出力と、ＣＳパルス停止コンパレータ２３の反転入力端子との接続を制御する。

また、制御ＩＣ２０は、ドレインが抵抗Ｒ２２及びＲ２１を介してＦＢ／ＳＴＢコンパレータ２１の反転入力端子に接続され、ソースが接地され、ゲートがバッファＢ２１の出力に接続されている、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴにより構成されるスイッチ素子Ｑ２１を備えている。スイッチ素子Ｑ２１のドレインは抵抗Ｒ２３を介して接地されている。

また、制御ＩＣ２０は、入力がＣＳパルス停止コンパレータ２３及びＦＢパルス停止コンパレータ２４の出力に接続されたＯＲ回路２５と、ＯＲ回路２５の出力、ＶＢ端子とＨＯ端子及びＶＳ端子に接続されたハイサイドドライバ、およびＬＯ端子に接続されたローサイドドライバが接続された出力制御回路２６とを備える。また、制御ＩＣ２０は、ＣＳパルス停止コンパレータ２３及びＦＢパルス停止コンパレータ２４の反転入力端子と、出力制御回路２６とが接続された発振器周波数コンロトーラ２７とを備える。

［スイッチング電源装置の動作］
次に、スイッチング電源装置の動作について説明する。スイッチング電源装置１０は、電源端子Ｖｉｎから入力された直流電圧からスイッチングにより高周波電流を生成して、トランスＴ１に供給する。トランスＴ１により電源２次側に伝達された高周波電流は、電源２次側のダイオードＤ３及びＤ４と、コンデンサＣ８により整流・平滑され、電源２次側の出力端子Ｖｏｕｔ１から出力される。

スイッチング電源装置１０の動作は、スタートアップモード、一定の負荷に電力を供給するときの通常動作モード、及び軽負荷時に消費電力を抑えるためのスタンバイモードとに分けて制御される。

（１．スタートアップモード）
図４は、スイッチング電源装置１０のスタートアップモードにおける出力電圧及び制御ＩＣ２０の各端子における電圧の波形を示す図である。スイッチング電源装置１０の起動時は、電源としての入力のＤＣ入力電圧が投入されると、制御ＩＣ２０の内部の起動回路に接続されたＣＣ端子を介してコンデンサＣ３に充電電流が蓄積され、制御ＩＣ２０の電源電圧でもあるＣＣ端子の電圧ＶＣＣが上昇する。この電圧ＶＣＣが制御ＩＣ２０の基準電圧ＶＣＣＯＮに達すると、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２によるスイッチング動作が開始される。

スイッチング開始時において、フィードバック端子であるＦＢ端子の電圧ＶＦＢは、出力電圧がまだ０Ｖなので一気に上昇する。電圧ＶＦＢが一気に上昇した場合、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２によるスイッチング動作がすぐに開始され、スイッチング周波数は一気に低下するため、トランスに流れる電流が急激に増大する（後述のように、電流共振においては、スイッチング周波数が低いほど伝達比率（出力電圧／入力電圧）が高くなり、より多くのエネルギーが２次側に送られるようになる。）。このような場合、トランスなどの音鳴りにつながることがある。そこで、起動時はＣＳ端子−ＧＮＤ間のコンデンサＣ４を図示しない定電流源により徐々に充電することにより、ＣＳ端子の電圧を徐々に上昇させていくソフトスタート起動を可能にしている。ソフトスタート起動においては、ＣＳ端子の電圧ＶＣＳがＣＳパルス停止基準電圧ＶＣＳＯＮ以上になるとスイッチング素子Ｑ１及びＱ２によるスイッチング動作が開始されるが、電圧ＶＣＳの緩やかな上昇に応じて、スイッチング周波数も徐々に低下していく。なお、ソフトスタートの期間は、ＣＳ端子−ＧＮＤ間のコンデンサによって調整することができる。

出力が規定の電圧まで上昇すると、出力電圧検出部３０からのフィードバック信号（後述）により、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢは低下し、後述の通常動作モードに入ると出力電圧を安定化するよう、出力電圧の変動に応じて電圧ＶＦＢが上下するようになる。また、出力の負荷が急激に軽くなった場合などの要因で、出力電圧が急に上昇すると、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢは急激に低下して、出力電圧の上昇を抑えようとするが、電圧ＶＦＢが低下してスイッチング周波数を最大周波数まで上昇させても、まだ上昇を抑えきれない場合は、電圧ＶＦＢがパルス停止基準電圧ＶＦＢＯＮ以下まで低下し、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２によるスイッチング動作を停止させて出力電圧の上昇を抑える。

（２．通常動作モード）
通常動作モードでは、スイッチング電源装置１０の出力電圧に応じてスイッチング素子Ｑ１及びＱ２をスイッチング制御する。この場合、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２は交互にＯＮ状態になる。具体的には、制御ＩＣ２０が、スイッチング素子Ｑ１をＯＮ状態にすると同時にスイッチング素子Ｑ２をＯＦＦ状態にしたり、スイッチング素子Ｑ１をＯＦＦ状態にすると同時にスイッチング素子Ｑ２をＯＮ状態にしたりするように制御すると、１次巻線Ｐ１に高周波電流が供給され、磁束が発生する。１次巻線Ｐ１に発生した磁束は、補助巻線Ｐ２及び第１の２次巻線Ｓ１、Ｓ２、及び第２の２次巻線Ｓ３及びＳ４を貫く。従って、補助巻線Ｐ２、第１の２次巻線Ｓ１、Ｓ２、及び第２の２次巻線Ｓ３、Ｓ４には起電力が発生する。第１の２次巻線Ｓ１、Ｓ２に発生した起電力は、ダイオードＤ３、Ｄ４により整流されて、コンデンサＣ８により平滑化されて、出力端子Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２から出力される。また、第２の２次巻線Ｓ３、Ｓ４に発生した起電力は、ダイオードＤ５、Ｄ６により整流されて、コンデンサＣ９により平滑化されて、出力端子Ｖｏｕｔ３、Ｖｏｕｔ４から出力される。補助巻線Ｐ２に発生した起電力は、ダイオードＤ１により整流される。

ここで、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とのＯＮ−ＯＦＦの切替は、制御ＩＣ２０の出力制御回路２６によって行う。出力制御回路２６は、ＯＮ−ＯＦＦの切替周波数（スイッチング周波数）を指示する信号を発振器周波数コントローラ２７から受信する。スイッチング周波数は、発振器周波数コントローラ２７において端子ＦＢの電圧ＶＦＢ及び端子ＣＳの電圧ＶＣＳの値のいずれか小さい方に応じて決定される。スイッチング周波数は電圧ＶＣＳ又はＶＦＢが０の時に最大で、電圧ＶＣＳ又はＶＦＢのうちの低い方の電圧の上昇に伴い下降して、最後は一定の周波数（最低周波数）に収束する。電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、伝達比率（出力電圧／入力電圧）はスイッチング周波数によって決まり、スイッチング周波数が高いほど伝達比率は低くなる。

ここで、通常動作モードにおけるＣＳ端子の電圧ＶＣＳについて説明する。ＳＴＢ端子にはスタンバイ信号が入力されるが、通常動作モードにおいては、ＳＴＢ端子に接続されたＮＰＮトランジスタＮ１をＯＮにして、ＳＴＢ端子をＧＮＤ電位にする。そのため、ＳＴＢ端子はＳＴＢスタンバイ検出コンパレータ２２の基準電圧ＶＳＴＢＯＮより低くなり、ＳＴＢスタンバイ検出コンパレータ２２の出力はＬｏｗとなる。そうすると、スイッチＳＷ１はＩ１を選択してＦＢ端子に接続させる状態となり、ＳＷ２は切断状態となる。

基準電圧ＶＳＴＢＯＮは、ＳＴＢ端子−ＧＮＤ間の抵抗Ｒ２に制御ＩＣ２０の電流源Ｉ３から出力される定電流が流れたことにより発生する電圧以下の電圧に設定する。ＳＴＢ端子がＧＮＤ電位の場合は、ＳＴＢスタンバイ検出コンパレータの出力はＬｏｗとなり、スイッチＳＷ１はＩ１を選択してＦＢ端子に接続させる状態となり、ＳＷ２は切断状態となる。そうすると、ＣＳ端子は、ソフトスタート起動に使われる前述の図示しない定電流源により満充電状態となっているコンデンサ４の電位である内部電源電圧５Ｖに固定される。 また、ＦＢ端子については、外付けＮＰＮトランジスタＮ２をＯＦＦとすることにより、ＦＢ端子−ＧＮＤ間にコンデンサＣ６が接続されていない状態となる。端子ＦＢの電圧ＶＦＢについては、スイッチング電源装置１０の出力電圧に依存する。具体的には、以下の通りである。

スイッチング電源装置１０の出力電圧は、出力端子Ｖｏｕｔ１に接続された出力電圧検出部３０によって検出される。出力電圧検出部３０は、検出したスイッチング電源装置１０の出力電圧が高くなるに従って、フォトカプラＰＣを流れる電流を増加させて、フォトカプラＰＣのＬＥＤから出射される光の光量を増加させる。

すなわち、出力電圧検出部３０のシャントレギュレータＳＲ１は、内蔵された基準電圧と、出力端子Ｖｏｕｔ１からの出力電圧を抵抗Ｒ４及びＲ６により分圧した電圧との誤差を増幅し、フォトカプラＰＣに流す電流を調整する。抵抗Ｒ３はフォトカプラＰＣの電流制限抵抗であり、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ１０は帰還定数を設定する。

すなわち、出力端子Ｖｏｕｔ１からの出力電圧が、シャントレギュレータＳＲ１の基準電圧と抵抗Ｒ４とＲ６との分圧比で決まる所定の電圧より低下した場合は、フォトカプラＰＣに流す電流が減少し、フォトカプラＰＣのＬＥＤから出射する光量が減少する。また、出力端子Ｖｏｕｔ１からの出力電圧が、シャントレギュレータＳＲ１の基準電圧と抵抗Ｒ４とＲ６との分圧比で決まる所定の電圧より上昇した場合は、フォトカプラＰＣに流れる電流が増加し、フォトカプラＰＣのＬＥＤから出射する光量が増加する。

フォトカプラＰＣのＬＥＤから出射された光は、フォトカプラＰＣのフォトトランジスタにより受光される。フォトカプラＰＣのフォトトランジスタが受光した光量が増加するに従って、制御ＩＣ２０の端子ＦＢから引き抜かれる電流量が増加し、制御ＩＣ２０内部の引き抜き電流による電圧ドロップが大きくなるため、電圧ＶＦＢが減少する。一方で、受光した光量が減少した場合、制御ＩＣ２０のＦＢ端子から引き抜かれる電流量が減少し、制御ＩＣ２０内部の引き抜き電流による電圧ドロップが小さくなるため、電圧ＶＦＢが上昇する。すなわち、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢは、スイッチング電源装置１０の出力電圧が高くなるに従って、減少する。また、スイッチング電源装置１０の出力電圧が減少するに従って、増加する。

制御ＩＣ２０の発振器周波数コントローラ２７は、前述の通り、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢとＣＳ端子の電圧ＶＣＳのうち、どちらか小さいほうの電圧値により発振器周波数を決定する構成となっている。しかしながら通常動作モードでは、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢが、内部電源電圧５Ｖに固定されている端子ＣＳの電圧ＶＣＳより高くなることはないので、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢのみにより発振器周波数が決定される。制御ＩＣ２０は、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２を、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢに応じてスイッチング制御することで、出力電圧を所望の値に制御することができる。

すなわち、出力電圧が所望の値よりが高くなるとＦＢ端子の電圧ＶＦＢが低下し、電圧ＶＦＢの低下によりスイッチング周波数が高くなる。スイッチング周波数が高くなると、電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が下がるように機能する。また、出力電圧が所望の値より低くなるとＦＢ端子の電圧ＶＦＢが上昇し、電圧ＶＦＢの上昇によりスイッチング周波数が低くなる。スイッチング周波数が低くなると、電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータは出力電圧が上がるように機能して、出力電圧を所望の値に制御する。つまり、出力電圧検出部通常モード時では、電源の出力電圧をＦＢ端子にフィードバックし、ＦＢ端子電圧に応じて、出力のスイッチングの周波数をコントロールすることで出力電圧を規定値に安定化する。

また、ＦＢ端子、ＣＳ端子にはそれぞれパルス停止コンパレータが取り付けられている。ＦＢ端子はＦＢパルス停止コンパレータ２４の反転入力端子に接続され、ＦＢパルス停止コンパレータ２４の非反転入力端子には基準電圧ＶＦＢＯＮが接続され、電圧ＶＦＢが基準電圧ＶＦＢＯＮを下回るとＨｉｇｈの信号が出力される。ＣＳ端子はＣＳパルス停止コンパレータ２３の反転入力端子に接続され、ＣＳパルス停止コンパレータ２３の非反転入力端子には基準電圧ＶＣＳＯＮが接続され、電圧ＶＣＳが基準電圧ＶＣＳＯＮを下回るとＨｉｇｈの信号が出力される。いずれかのパルス停止コンパレータからＨｉｇｈの信号が出力されると，スイッチング電源装置１０のスイッチングが停止される。従って、負荷が極端に軽くなった場合、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢを低下させて周波数が高くなっても、まだ供給エネルギーが多い場合は、さらにＦＢ端子の電圧ＶＦＢが低下してＦＢパルス停止コンパレータ２４の働きによりスイッチングを断続的に停止させながら出力を安定化する機能となっている。

（３．スタンバイモード）
次に、スイッチング電源装置１０のスタンバイモードの動作について説明する。スタンバイモードにおいて、スイッチング電源装置１０はバースト動作を行うように制御する。スタンバイモードにおけるバースト動作により、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが交互にＯＮ状態となるスイッチング期間と、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２双方がＯＦＦになり、スイッチングが一時停止するスイッチング休止期間とが交互に繰り返される。ここで、図５は、スイッチング電源装置１０のスタンバイモードにおける制御ＩＣ２０の出力電圧及び各端子における電圧の波形を示す図である。

スタンバイモードに移行すると、ＳＴＢ端子の外付けＮＰＮトランジスタＮ１をＯＦＦにすることにより、ＳＴＢ端子−ＧＮＤ間の外付け抵抗Ｒ２に制御ＩＣ２０から出力される定電流が流れる。そうすると、ＳＴＢスタンバイ検出コンパレータ２２の出力は、抵抗Ｒ２に流れる電流を感知して、Ｈｉｇｈとなる。ＳＴＢスタンバイ検出コンパレータ２２のＨｉｇｈの出力により、スイッチＳＷ１は電流源Ｉ２を選択してＦＢ端子に接続させる状態に切り替わる。またスイッチＳＷ２は導通状態となり、ＣＳ端子の電圧はバッファＢ２１の出力となる。

また、ＦＢ端子の外付けＮＰＮトランジスタＮ２をＯＮとすることにより、ＦＢ端子−ＧＮＤ間にコンデンサＣ６が接続された状態となる。コンデンサＣ６は１μＦ〜数μＦ程度の容量を有しており、１０００ｐＦ〜０．１μＦ程度の容量を有するコンデンサＣ７からの電荷が分配されるため、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢはほとんど０になる。なお、コンデンサＣ７の容量は、フォトカプラＰＣのフォトトランジスタのドライブ能力との関係で大きさが決定されるため、コンデンサＣ６の容量はコンデンサＣ７の容量に対して約１０³倍のオーダであれば、１μＦ〜数μＦに限られない。

スタンバイモードにおいても、ＦＢ端子は、通常動作モードと同様に、出力電圧検出部３０からのフィードバック信号により制御される。このとき、出力端子に接続された負荷が軽負荷になり出力電圧が上昇し、ＦＢ端子電圧が通常動作モードのときの電圧から低下してＦＢパルス停止用の基準電圧ＶＦＢＯＮ付近の動作になると、大容量のコンデンサＣ６により、出力リップル電圧に対してＦＢ端子の電圧ＶＦＢが高速に対応できず、オーバーシュート、アンダーシューとして大きく揺れた波形になる（三角形に似た波形になる）。

また、通常動作時は少しでも低消費電力化するために、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢの出力電流は数１０μＡ〜数１００μＡと小さい。しかし、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢを大きく揺らすために追加したコンデンサＣ６はコンデンサＣ７よりも容量が大きいために、ＦＢ端子から流れ出る電流が小さいと逆にＦＢ端子の電圧ＶＦＢが揺れがたくなる。そこで、スタンバイモードにおいては、ＦＢ端子に接続される電流源を数１００μＡのＩ１から１〜数ｍＡのＩ２に切り替えて、大きな外付けコンデンサでも電圧ＶＦＢを揺らすだけの電流（１〜数ｍＡ）をＦＢ端子に引加する。本実施形態の構成により、出力に接続されている負荷によって、出力電圧が低下して、ある一定の電圧以下になると、フォトカプラＰＣによる放電電流より、コンデンサＣ６による充電電流が大きくなる。そうするとＦＢ端子の電圧ＶＦＢが低い電圧（本実施形態においては約０Ｖ）から高い電圧に変動し始め、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２のスイッチング周波数は高い周波数から低い周波数に変化する。その後、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢが上昇して低い周波数の領域の出力にエネルギー供給ができる状態になると、低下傾向にあった出力は上昇し、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢが低下する。

上記構成においては、出力の安定化を図りながらバースト動作が可能となるため、軽負荷時に通常モードの連続スイッチング動作した状態よりも待機電力を低くし、効率を高くできる。しかし、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢが大まかな三角形状となっており、スイッチング周波数が出力へのエネルギー供給に寄与できない高い周波数から、エネルギー供給に寄与できる低い周波数へと変化するまでの間は、スイッチングにロスが生じる無効スイッチング期間となり、効率を低下させている。したがって、本実施形態においてはさらに無効スイッチング期間を排除する機構を設けている。

図６は、無効スイッチング期間の説明をするための図であり、図６（ａ）は無効スイッチング期間の説明図を示し、図６（ｂ）は無効スイッチング期間を排除した場合の説明図を示している。すなわち、スイッチング周波数はＦＢ端子の電圧ＶＦＢによって決まり、電圧ＶＦＢが低いほどスイッチング周波数が高くなる。電流共振においては、スイッチング周波数が高いと伝達比率（出力電圧／入力電圧）は低く、この伝達比率で得られる出力電圧が現状の出力電圧より低いと１次側から２次側へのエネルギー供給が行われず、このときのスイッチングは無効なスイッチングとなる。ＦＢ端子の電圧ＶＦＢの揺れ幅を大きくし、バースト周波数動作を低くするために、ＦＢ端子−ＧＮＤ間のコンデンサＣ６をコンデンサＣ７に対して大きくすればするほど、ＦＢ端子電圧の上昇、下降波形もゆっくりとなる。そうすると、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢの上昇及び下降中に発生する無効スイッチング期間が長くなるため、このままではあまりコンデンサを大きくすることはできない（図６（ａ））。

そこで、本実施形態においては、コンデンサＣ６の容量値を大きなものにできるように、さらに、出力へのエネルギー供給ができる周波数タイミングになる、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢの三角形の波形の頂点付近を検出して、その頂点付近でのみスイッチング素子Ｑ１及びＱ２のスイッチングをさせる機構を設けている。スタンバイモードにおいては、負荷は軽いので、三角形の波形の頂点付近でのみスイッチングを行っても、出力電圧は上昇する。この機構は、別に用意されているＣＳ端子のＣＳパルス停止コンパレータ２３の動きを利用して、ＣＳ端子の電圧ＶＣＳをプルアップして、三角形の波形の頂点付近でのみスイッチング素子Ｑ１及びＱ２のスイッチングをさせている（図６（ｂ））。ＣＳ端子の電圧ＶＣＳは外付けコンデンサの充電によるソフトスタート動作にも使用されているため、それなりの容量を持つコンデンサＣ４が接続されている。そこでＦＢ端子の電圧ＶＦＢが三角形の波形の頂点付近になったときに高速にＣＳ端子の電圧ＶＣＳをプルアップする必要があるため、バッファ回路Ｂ１によりＣＳ端子の電圧ＶＣＳをプルアップする。

ここで、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２のスイッチングをさせる機構（スタンバイスイッチング機構）について説明する。図７は、スタンバイスイッチング機構を示す回路構成図である。スタンバイスイッチング機構においては、ＦＢ／ＳＴＢコンパレータ２１を使用するが、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢがどの程度の電圧になったときに、ＣＳ端子の電圧ＶＣＳを引き上げるかを調整するために、ＳＴＢ端子からは定電流を出力し、ＳＴＢ端子−ＧＮＤ間の外付け抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ２１〜Ｒ２３とで調整した電圧を基準電圧として、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢをコンパレータにより比較することにより調整可能としている。

ＦＢ／ＳＴＢコンパレータ２１は、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢとＳＴＢ端子の電圧ＶＳＴＢの分圧電圧とを比較している。ＳＴＢ端子―ＧＮＤ間の抵抗Ｒ２に電流現Ｉ３から定電流を流すことにより、ＳＴＢ端子の電圧ＶＳＴＢを作る。このＳＴＢ端子の電圧ＶＳＴＢをある比率の抵抗で分圧して、その電圧をＦＢ／ＳＴＢコンパレータ２１に入力することで、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢの基準電圧としている。なお、
抵抗Ｒ２１〜Ｒ２３の抵抗値＞＞抵抗Ｒ２の抵抗値
として、後述のスイッチ素子Ｑ２１の動作による分圧比の変更にかかわらず、ＳＴＢ端子の電圧ＶＳＴＢがほぼ一定となるようにしている。

通常の分圧抵抗だけなら、抵抗Ｒ２１及びＲ２２の２つだけでよいが、本実施形態においては、基準電圧にヒステリシスをもたせたいので、ＭＯＳＦＥＴにより構成されるスイッチ素子Ｑ２１をさらに追加して、基準電圧を作っている。ここで、図８は、ＦＢ／ＳＴＢコンパレータ２１のヒステリシス機能についての説明図である。ＦＢ端子の電圧ＶＦＢは、ＦＢ端子−ＧＮＤ間のコンデンサＣ６を大きくした場合、図８（ａ）のように波形の頂点付近がフラットになる。この場合、ＦＢ／ＳＴＢコンパレータ２１にヒステリシス機能がないと、ＣＳ端子の電圧ＶＣＳがばたつき、余計なスイッチングパルスの発生、スイッチング周波数の変化等が発生して損失が増加する可能性がある。従って、ＳＴＢ端子の電圧ＶＳＴＢの分圧抵抗値を切り替える回路を設けて、ヒステリシス機能を実現する（図８（ｂ））。

ＳＴＢ端子の電圧ＶＳＴＢは、定電流とＳＴＢ端子−ＧＮＤ端子間の抵抗値で決まる。定電流の電流値は、消費電流やある程度耐ノイズ性が必要なことから適度な値に決まり、外付け抵抗Ｒ２は、ＳＴＢスタンバイ検出コンパレータ２２の基準電圧ＶＳＴＢＯＮとの関係などで、大体適当な抵抗範囲が決まる。一方、スタンバイ時の動作を適当なものにするためのＦＢ／ＳＴＢコンパレータ２１の基準電圧範囲もあるが、この電圧範囲がこのままＳＴＢ端子の電圧ＶＳＴＢと合致するとは限らないので、外付け抵抗Ｒ２と定電流の電流源Ｉ３により作られたＳＴＢ端子の電圧ＶＳＴＢから、適当なＦＢ／ＳＴＢコンパレータ２１の基準電圧を作るために、抵抗分圧比率やヒステリシス比率を調整できるように、制御ＩＣ２０内部に３つの抵抗を内蔵している。

本機構は、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢが、抵抗Ｒ２１とＲ２２及びＲ２３との分圧比で決まる基準電圧を超えると、ＦＢ／ＳＴＢコンパレータ２１の出力はＨｉｇｈとなり、バッファＢ２１に出力される。バッファＢ２１からの信号はＣＳパルス停止コンパレータ２３の反転入力端子に入力されるが、バッファＢ２１からの信号電圧は基準電圧ＶＣＳＯＮより十分高いため、ＣＳパルス停止コンパレータ２３の出力はＬｏｗとなる。このとき、ＦＢパルス停止コンパレータ２４からの出力もＬｏｗであるため、ＯＲ回路２５からの出力停止信号もＬｏｗとなり、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２のスイッチングが開始される。

一方で、バッファＢ２１からの信号は、スイッチ素子Ｑ２１のゲートに入力され、スイッチ素子Ｑ２１がＯＮして抵抗Ｒ２２の一端が接地される。そうすると、ＦＢ／ＳＴＢコンパレータ２１の基準電圧は抵抗Ｒ２１とＲ２２との分圧比で決まる電圧（＜スイッチ素子Ｑ２１がＯＮする前の電圧）となる。ここで、ＦＢ端子の電圧ＶＦＢが下降し、抵抗Ｒ２１とＲ２２との分圧比で決まる基準電圧を下回ると、ＦＢ／ＳＴＢコンパレータ２１の出力はＬｏｗとなり、バッファＢ２１に出力される。バッファＢ２１からの信号はＣＳパルス停止コンパレータ２３の反転入力端子に入力され、ＣＳパルス停止コンパレータ２３の出力はＨｉｇｈとなる。そうすると、ＯＲ回路２５からの出力停止信号もＨｉｇｈとなり、スイッチング素子Ｑ１及びＱ２のスイッチングが停止する。

このようにして、ＦＢ／ＳＴＢコンパレータ２１にヒステリシス特性を持たせている。

図１のスイッチング電源装置１００においては、制御ＩＣ２００のスタンバイモード時は、スイッチング周波数は、ＣＳ１端子の電圧ＶＣＳ１により制御し、出力電圧をフィードバックする制御はしていない。そのため、５Ｖの負荷を大きくすると、１６Ｖの出力電圧が極端に低下して５Ｖ以下になった場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ４００の５Ｖ出力を保てなくなる。しかし、本実施形態においては、スタンバイモード中、出力電圧のフィードバック制御をしながらのバースト動作を行うため、スタンバイ時の出力電圧の低下、変動も限定的であり、スタンバイ時に必要とする５Ｖ出力などの出力電圧もトランスＴ１の巻線から作る事ができる。したがって、５Ｖの出力電圧を生成するためのＤＣ−ＤＣコンバータ４００も削減可能となる。

また、本実施形態においては、ＦＢ端子−ＧＮＤ間に比較的大きい容量のコンデンサＣ６を付けることにより、バースト動作波形を作り、出力電圧もＦＢ端子にフィードバックして制御している。従って、ある程度の負荷までバースト動作した後、さらに負荷が重くなった場合でも、スタンバイモードに入ったまま、自然にバースト動作から抜け、通常の連続スイッチング動作になる。よって、スタンバイモード時に、例えばＵＳＢメモリーなど使うなどの、通常のスタンバイ時の負荷に対して、ある程度重い負荷に増加することに対しても、出力を安定化させる事が可能である。

また、本発明ではＦＢ端子−ＧＮＤ間にコンデンサＣ６を付けることで、ＦＢ端子電圧を大きく揺らしバースト動作波形を作るが、バースト周波数はこの外付けコンデンサ容量により任意に調整できる。また、バースト周波数を低く調整することにより発生する無効スイッチングのカット領域は、ＳＴＢ端子−ＧＮＤ間の抵抗により別途調整できるため、スタンバイ時の負荷と目標とする待機電力に応じて、最適なバースト動作波形を得ることができる。

１０、１００ スイッチング電源装置
２０、２００ 制御ＩＣ
２１、２２、２３、２４、２２２〜２２４ コンパレータ
２５、２２５ ＯＲ回路
２６、２２６ 出力制御回路
２７、２２７ 発振器周波数コントローラ
３０、３００ 出力電圧検出部
４００ ＤＣ−ＤＣコンバータ
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ１１１、Ｑ１１２ スイッチング素子
Ｑ２１ スイッチ素子
Ｃ１〜Ｃ１０、Ｃ１１１〜Ｃ１１８ コンデンサ
Ｒ１〜Ｒ６、Ｒ２１〜Ｒ２３、Ｒ１１１〜Ｒ１１６ 抵抗
Ｄ１〜Ｄ６、Ｄ１１１〜Ｄ１１４ ダイオード
Ｐ１、Ｐ２、Ｐ１１１、Ｐ１１２、Ｓ１〜Ｓ４、Ｓ１１１、Ｓ１１２ 巻線
ＰＣ、ＰＣ１１１ フォトカプラ
ＳＲ１、ＳＲ１１１ シャントレギュレータ
ＳＷ１、ＳＷ２ スイッチ
Ｎ１、Ｎ２ ＮＰＮトランジスタ
Ｖｉｎ、ＶＢ、ＨＯ、ＶＳ、ＣＣ、ＧＮＤ、ＦＢ、ＣＳ、ＳＴＢ、ＶＢ１、ＨＯ１、ＶＳ１、ＣＣ１、ＦＢ１、ＣＳ１、ＳＴＢ１ 端子
ＶＣＣ、ＶＦＢ、ＶＣＳ、ＶＳＴＢ、ＶＣＣ１、ＶＦＢ１、ＶＣＳ１ 電圧
ＶＦＢＯＮ、ＶＣＳＯＮ、ＶＳＴＢＯＮ、ＶＣＣＯＮ 基準電圧

Claims (8)

1. 電源１次側と第１及び第２の電源２次側とを有するトランス（Ｔ１）と、スイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２）とを備え、前記スイッチング素子のＯＮ−ＯＦＦを切り替えることにより、直流入力電圧から高周波電流を生成して前記トランス（Ｔ１）の前記電源１次側に供給し、前記トランスの前記電源２次側に発生する高周波電流を整流して直流出力を得るスイッチング電源装置（１０）であって、
   前記第１の電源２次側に接続された出力電圧検出部（３０）と、
   前記電源１次側に接続され、スタンバイモードにおいて前記出力電圧検出部からのフィードバック信号により前記スイッチング素子のスイッチング周波数を決定する発振回路（２７）と、前記スタンバイモードにおいて、前記フィードバック信号が所望の電圧値を超えたときに、前記スイッチング素子によるスイッチング動作を開始させるように制御するスタンバイスイッチング機構とを備えた制御ＩＣ（２０）と、
   グラウンドとの間に抵抗が接続されるスタンバイ信号入力端子（ＳＴＢ）と、を備え、
   前記スタンバイスイッチング機構の所望の電圧値は、前記スタンバイ信号入力端子に接続された抵抗の分圧比で決まる電圧値である
   ことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記分圧比は、ヒステリシス特性を有する
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 電源１次側と第１及び第２の電源２次側とを有するトランス（Ｔ１）と、スイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２）とを備え、前記スイッチング素子のＯＮ−ＯＦＦを切り替えることにより、直流入力電圧から高周波電流を生成して前記トランス（Ｔ１）の前記電源１次側に供給し、前記トランスの前記電源２次側に発生する高周波電流を整流して直流出力を得るスイッチング電源装置（１０）であって、
   前記第１の電源２次側に接続された出力電圧検出部（３０）と、
   前記電源１次側に接続され、スタンバイモードにおいて前記出力電圧検出部からのフィードバック信号により前記スイッチング素子のスイッチング周波数を決定する発振回路（２７）と、前記スタンバイモードにおいて、前記フィードバック信号が所望の電圧値を超えたときに、前記スイッチング素子によるスイッチング動作を開始させるように制御するスタンバイスイッチング機構とを備えた制御ＩＣ（２０）と、
   前記スタンバイモードにおいて、前記フィードバック信号が入力される端子に接続される大容量のコンデンサ（Ｃ６）と、を備えた
   ことを特徴とするスイッチング電源装置。
4. 前記スタンバイモードにおいて、前記フィードバック信号が入力される端子に接続される大電流を流す電流源（Ｉ２）を備え、
   前記大容量のコンデンサ（Ｃ６）が、前記フィードバック信号が入力される前記端子への接続状態を切り替え可能に構成されている
   ことを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源装置。
5. 電源１次側と第１及び第２の電源２次側とを有するトランス（Ｔ１）と、スイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２）と、グラウンドとの間に抵抗が接続されるスタンバイ信号入力端子（ＳＴＢ）と、を備え、前記スイッチング素子のＯＮ−ＯＦＦを切り替えることにより、直流入力電圧から高周波電流を生成して前記トランス（Ｔ１）の前記電源１次側に供給し、前記トランスの前記電源２次側に発生する高周波電流を整流して直流出力を得るスイッチング電源装置（１０）の制御方法であって、
   スタンバイモードに移行したときに、
   出力電圧検出部（３０）からのフィードバック信号（ＶＦＢ）が上昇し、所望の電圧値を超えたときに、前記フィードバック信号の大きさに応じた周波数で前記スイッチング素子によるスイッチング動作を開始させるステップと、
   前記出力電圧検出部（３０）からの前記フィードバック信号（ＶＦＢ）が下降し、所望の電圧値を下回ったときに、前記スイッチング素子によるスイッチング動作を停止させるステップと、を含み、
   前記スイッチング素子によるスイッチング動作を停止させるステップの所望の電圧値は、前記スタンバイ信号入力端子に接続された抵抗の分圧比で決まる電圧値である
   ことを特徴とするスイッチング電源装置の制御方法。
6. 前記分圧比は、ヒステリシス特性を有する
   ことを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源装置の制御方法。
7. 電源１次側と第１及び第２の電源２次側とを有するトランス（Ｔ１）と、スイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２）と、を備え、前記スイッチング素子のＯＮ−ＯＦＦを切り替えることにより、直流入力電圧から高周波電流を生成して前記トランス（Ｔ１）の前記電源１次側に供給し、前記トランスの前記電源２次側に発生する高周波電流を整流して直流出力を得るスイッチング電源装置（１０）の制御方法であって、
   スタンバイモードに移行したときに、
   フィードバック信号（ＶＦＢ）が入力される端子に大容量のコンデンサ（Ｃ６）が接続されるステップと、
   出力電圧検出部（３０）からの前記フィードバック信号（ＶＦＢ）が上昇し、所望の電圧値を超えたときに、前記フィードバック信号の大きさに応じた周波数で前記スイッチング素子によるスイッチング動作を開始させるステップと、
   前記出力電圧検出部（３０）からの前記フィードバック信号（ＶＦＢ）が下降し、所望の電圧値を下回ったときに、前記スイッチング素子によるスイッチング動作を停止させるステップと、を含む
   ことを特徴とするスイッチング電源装置の制御方法。
8. 前記スタンバイモードに移行したとき、
   前記フィードバック信号が入力される端子に大電流を流す電流源（Ｉ２）が接続されるステップをさらに含み、
   前記大容量のコンデンサ（Ｃ６）は、前記フィードバック信号が入力される前記端子への接続状態を切り替え可能に構成されている
   ことを特徴とする請求項７に記載のスイッチング電源装置の制御方法。