JP6427574B2 - パワーバッテリーの素子の充電平衡化装置 - Google Patents

Description

本発明は電気化学的蓄電池を有するバッテリー用の充電平衡化装置に関する。

直流電圧高出力電気システムでは、大幅な進歩が進んでいる。実際に、多くの輸送システムが直流電源を有している。

特に、燃焼／電気ハイブリッド又は電気自動車は高出力バッテリーを有する。このようなバッテリーは、インバータを用いて交流電気モータを駆動するために設けられる。このようなモータに求められる電圧レベルは、数百ボルト、典型的には４００ボルトにも達する。また、このようなバッテリーは、電気モードにおける車両の自律性を高めるために、大容量を有する。

高出力及び大容量を得るためには、複数グループの蓄電池が直列に配置される。段数（蓄電池のグループの数）及び各段で並列される蓄電池の数は、バッテリーに求められる電圧、電流及び容量に依って変化する。複数の蓄電池からなる群は、蓄電池バッテリーと称される。このような車両で用いられる電気化学的蓄電池は、一般に、抑制的な重量と容積に対して大量のエネルギーを貯蔵する能力の故に、リチウムイオン（Ｌｉ−ｉｏｎ）タイプのバッテリーである。リン酸鉄リチウムイオン（lithium-ion iron phosphate, ＬｉＦｅＰＯ_４）タイプのバッテリー技術は、エネルギー貯蔵密度はやや減少するが、その本質的安全性に高さから、大規模な普及のための主題となっている。電気化学的蓄電池は、典型的には、以下のオーダーの大きさ名目電圧を有する。

リン酸鉄リチウムイオン（ＬｉＦｅＰＯ_４）技術に対しては３．３Ｖ。

酸化コバルトベースのリチウムイオンタイプ技術に対しては４．２Ｖ。本発明は、スーパーキャパシタにも適用することが可能である。

蓄電池の充電又は放電は、それぞれ蓄電池の端子間の電圧の増加又は減少に換言される。蓄電池は、その電気化学的過程により決定される電圧レベルに達するたびに、充電又は放電されるものと考えられる。１以上の蓄電池の複数の段を有する回路では、段に流れる電流は同じである。よって、段の充電又は放電のレベルは、蓄電池の固有の特性に依存する。様々な蓄電池間における製造、経年劣化、組み立て及び運転時の温度の差異により、充電又は放電の間に、段の間には電圧差が生じる。

リチウムイオン技術による蓄電池では、閾値電圧として知られる過大又は過小な電圧は、蓄電池を損傷させ、又は、破壊するおそれがある。例えば、酸化コバルトベースのリチウムイオン蓄電池の過充電は、熱暴走や発火を招来するおそれがある。リン酸鉄ベースのリチウムイオン蓄電池では、過充電は、蓄電池の寿命を減少させ、又は、劣化を招来する電解液の分解に繋がる。例えば、２Ｖ未満の電圧を招く重度の過放電は、原理的に、陰極が銅からなる場合には、陰極の電流コレクタを酸化させ、これにより蓄電池の劣化を招く。よって、安全性及び信頼性の理由から、充電又は放電の間に、１以上の蓄電池の各段の端子間の電圧を監視することが必須である。よって、一般に、各段と並行して監視装置が配置され、これによりこの機能を保証することが可能である。

監視装置の機能は、１以上の蓄電池の各段の充電状態（又は、充電残量）を監視し、ある段が閾値電圧に達した時にバッテリーの充電又は放電を停止するために監視回路へ情報を送出することである。しかし、１以上の蓄電池が直列に配置された複数の段を有するバッテリーでは、最も充電された段が閾値電圧に達したときに充電を停止すると、他の段は完全には充電されないおそれがある。また、最も放電された段が閾値電圧に達したときに充電を停止すると、他の段は完全に放電されないおそれがある。よって、１以上の蓄電池の各段の容量が有効に用いられず、バッテリーを搭載する輸送手段を含む用途では主な問題となり、かつ、自律性を大きく制約する。この問題を克服するため、監視装置には概して充電平衡化装置が付随している。

平衡化装置の機能は、バッテリーの充電を最適化し、直列に配置された１以上の蓄電池の段を等しい充電又は放電状態に導くことで自律性を最適化することである。エネルギー散逸型の平衡化装置及びエネルギー転移型の平衡化装置の２カテゴリの平衡装置が存在する。

エネルギー散逸型の平衡システムでは、閾値電圧に達した１以上の段の充電電流を迂回させ、エネルギーを抵抗に散らすことで、段の端子間の電圧が均一化される。変形例においては、段の端子間の電圧は、上限閾値電圧に達した１以上の段を放電させることで、均一化される。

しかし、このようなエネルギー散逸型の平衡化システムは、バッテリーの充電に必要なものよりも大きなエネルギーを消費するという大きな欠点を有する。実際に、わずかに充電が少ない最後の蓄電池の充電が完了するように、複数の蓄電池を放電させ、又は、複数の蓄電池からの充電電流をシャントする必要がある。よって、散逸されたエネルギーは、実施される１以上の充電動作のエネルギーよりもはるかに大きくなる。また、超過エネルギーは熱として散逸され、これは移動手段及び搭載用途の統合制約と相性が悪く、温度が上昇した場合には蓄電池の寿命の激減をもたらす。

エネルギー転移型の平衡化システムについては、蓄電池の段と補助的バッテリーや補助的エネルギーネットワークとの間で、エネルギーがやり取りされる。

エネルギー転移は、例えばバッテリーから段へ、又は、段からバッテリーへの一方向、補助的バッテリーから段及び段から補助的バッテリーへ、又は、隣接する段の間での双方向のいずれかで行うことができる。

仏国特許出願２９８２０９０ 米国特許出願公開第２００５／０１７６８２号明細書

エネルギー転移中の段により供給される電力を制限又は分割するため、特許文献１は、改良型の平衡化システムを開示している。電力貯蔵装置は、電気的に直列接続された複数の段を有する。各段は、各ＤＣ／ＤＣコンバータの入力と接続される。各コンバータは、分離され、一定に電流制限され、かつ、分離された出力電圧を供給する。コンバータの出力は、補助的ネットワークに並列に接続される。各コンバータの出力電圧は、共有の指令装置から供給される指示によって決定される。各コンバータは、指令回路によって決定される一定の出力電圧を供給するため、出力電圧を調整するクローズドループを有する。ある段の充電残量が多いほど、制御装置からこの段に与えられる指示電圧は高くなる。よって、充電残量が最も多い段に対応するコンバータは、その出力によって補助部への電流供給の優先順位をつける。

コンバータの構造は、比較的複雑であり、無視しがたい追加コストに繋がる。また、装置の運転も比較的複雑となり、段からの充電情報の回収、及び、補助的回路に電力を供給して充電のバランスを最適化できるようにするため、指令装置による情報の処理が必要となる。このような充電平衡化装置は、指令回路の不具合に対して非常に脆弱である。

特許文献２は、入力が蓄電池の段と接続されるＤＣ／ＤＣコンバータを開示している。各コンバータの出力電圧は、ゼロ電圧に到達するまで流れる電流に比例して、減少する。このようなコンバータの出力は、基準電圧を設定する共有バスに接続される。双方向コンバータにより、最も充電された段は最も充電されていない段を再充電する。このようなコンバータは、バッテリーに近接した不必要な発熱を引き起こす出力抵抗Ｒｐａｒを有している。共通バスの基準電圧よりも初期の出力電圧が大きいコンバータの集合は、共通バスに電流を流す。

本発明は、これらの欠点の１以上を解決することを目的とする。本発明は、添付のクレームで定義されるような、直列に接続された複数の電力貯蔵素子を含む電力貯蔵装置の充電を平衡化する装置に関するものである。また、本発明は、添付のクレームで定義されるような、電源システムに関するものである。

本発明のその他の特徴的構成及び効果は、図を参照して、制限されない例示による下記の説明から明確に明らかとなる。
本発明を実施する充電平衡化装置を有する例示的な電源システムの図表示である。 図１の電源システムをより詳細に示す。 本発明にかかる充電平衡化装置に設けられるコンバータ出力電圧／出力電流の制御の例示的な規則を示す。 異なる入力電圧が印加される２つのコンバータを有する電源システムの単純化された動作モードを示す。 異なる充電状態の電気化学的蓄電池が入力に接続される、より多くのコンバータを有する電源システムの動作モードを示す。 本発明のフレームワークに設けることができる例示的なコンバータの回路図である。 連続導通モードでのコンバータを使用する例示的な論理回路である。 非連続導通モードでのコンバータを使用する例示的な論理回路である。 単方向電流導通用の例示的なコンバータを図示している。 単方向又は双方向電流導通用の例示的なコンバータを図示している。 異なる電気化学的蓄電池技術にて特有である異なる放電の図を示す。 双方向コンバータの出力電圧／出力電流の制御の例示的な規則を示す。

図１及び２は、パワーバッテリー２の形式をとる電力貯蔵システムを有する電源システム１の図表示である。バッテリー２は、電気的に直列に接続されるｋ個の電力貯蔵素子を構成する、ｋ個の段Ｅｔ_１〜Ｅｔ_ｋを有する（ｋは最低でも２であり、好ましくは、ｋは最低でも３である）。各段ｉは、好都合にも、電気的に並列に接続されるｎ個の蓄電池Ａ_ｉ,１〜Ａ_ｉ,ｎを有する（ｎは、最低でも２である）。また、電源システム１は、バッテリー２の充電平衡化装置３を有する。バッテリー２の陽極と陰極との間の電圧は、典型的には、１００Ｖから７５０Ｖの間、例えば４００Ｖオーダーの値を有する。バッテリー２は、例えば、インバータの端子に接続されることで、ハイブリッド車又は電気自動車のモータに電力を供給するものであり、好都合にも、このような車両の金属シャーシと分離されている。

平衡装置３は、各段又は素子Ｅｔ_ｉのそれぞれの端子と接続されるように構成された接続インターフェイスを有する。また、平衡装置３は、例えば、電圧が概して１２Ｖ近傍に調整される車載電気ネットワークである補助的ネットワーク６を有する。調整された電圧は、例えば１０．５Ｖ〜１４Ｖの間の範囲で変化することができる。調整された電圧は、典型的には、バッテリー２の端子間の電圧の少なくとも６分の１である。

平衡化装置３は、コンバータ３０１〜３０ｋを有し、例えばバッテリー２の各ステージに１つのコンバータが対応する。また、バッテリー２の直列する複数の段のコンバータに対して１つのコンバータを設けることもできる。コンバータ３０１〜３０ｋは、分離されているのが好都合である。コンバータ３０１〜３０ｋは、一方向でも双方向でもよい。以下で説明するように、コンバータ３０１〜３０ｋは、それぞれ出力電圧ｖｓ１〜ｖｓｋを印加し、出力電流量ｉ１〜ｉｋを供給することで、バッテリー２のステージＥｔ_ｉの平衡化を保証すること（及び、これによりバッテリー２の充電を最適化すること）と、補助的ネットワーク６へ電源を供給することと、の双方を行うことを目的とする。コンバータ３０１〜３０ｋのそれぞれの出力は補助的ネットワーク６に接続され、同じ電位差Ｖａｕｘを補助的ネットワーク６の端子間に印加する。平衡化装置３は、補助的ネットワーク６に電流ｉａｕｘを供給する。自動車やカーラジオなどの補助的負荷６１〜６３は、ネットワーク６に接続される。

また、平衡化装置３は、コンバータ３０ｉに接続された制御モジュール４を有する。平衡化装置３は、典型的には２値の活性化又は非活性化指令をコンバータ３０ｉのそれぞれに与える。補助的バッテリー５（又は、キャパシタ、スーパーキャパシタ）は、好都合にも、ネットワーク６の端子に接続される。補助的バッテリー５又はキャパシタにより、補助的ネットワーク６の端子間の電圧を安定化させることができる。

コンバータ３０１〜３０ｋは、電流制限電圧源として設計される。コンバータ３０ｉは、Ｉｉｍａｘで示される電流制限を有する。コンバータ３０ｉのそれぞれは、出力を介して補助的ネットワーク６に供給する電流値Ｉｉを補償する。このため、コンバータ３０ｉのそれぞれは、出力を介して供給する電流値Ｉｉを測定する電流センサ３１ｉを有する。

更に、コンバータ３０ｉのそれぞれは、以下の形式の変換規則を有する。
Ｖｏｕｔｉ＝Ｋ１×Ｖｅｉ-ｆ（Ｉｉ）
ここで、
Ｖｏｕｔｉは、コンバータ３０ｉの出力電圧である。
Ｋ１は定数である。
Ｖｅｉは、コンバータ３０ｉの入力電圧である。
Ｉｉは、コンバータ３０ｉの出力電流である。
ｆ（Ｉｉ）は、電流Ｉｉのアフィン関数である。

電圧Ｖｏｕｔｉを定義するために関数ｆ（Ｉｉ）を使用することで、以下で説明する動作において、複数のコンバータ間に電流を分配することができる。

具体的事例においては、Ｋ２を定数とすると、ｆ（Ｉｉ）＝Ｋ２×Ｉｉである。また、関数ｆ（Ｉｉ）の大きさは、ｆ（Ｉｉ）＜０．１×Ｋ１×Ｖｅｉｍｉｎとなるように定義される。ここで、Ｖｅｉｍｉｎは、コンバータ３０ｉの入力に印加される最小入力電圧である。

平均電流Ｉｉに対して制御規則が定義される。望ましくは、コンバータ３０ｉは、Ｋ１＜１の電圧ステップダウンコンバータである。定数Ｋ１は、端子がコンバータ３０ｉに接続される蓄電池の段数に依存して、それらの技術に依存して、及び、補助的ネットワーク６の望ましい電圧の大きさのオーダーに依存して、固定することができる。

コンバータ３０ｉによって流れる電流がその電流Ｉｉｍａｘよりも小さい限り、この変換規則は保証される。電流Ｉｉｍａｘを超えると、各コンバータは電流調整によって動作する。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔｉの値は、指令回路４によって定義されないが、コンバータ３０ｉによって自発的に決定される。このシステムは、電圧Ｖｅｉのそれぞれを監視する監視装置（不図示）を有してもよい。電圧Ｖｅｉが下限閾値よりも小さい又は上限閾値よりも大きいことを監視装置が認識した場合、この装置は対応するコンバータＶｅｉを非活性化又は活性化し、又は、指令回路４に情報を送出する。

図３は、与えられたコンバータの入力電圧の値に対してコンバータ３０ｉの出力電圧／出力電流を制御する規則の例を示している。Ｉｉｍａｘまでは、連続曲線は関数ｆ（Ｉｉ）＝Ｋ２×Ｉｉの場合に対応する。Ｉｉｍａｘを超えると、図示したように、一定の係数、入口係数又は出口係数にて出力電流の調整が行われる（連続線）。

ここで、電源システム１の動作について詳細に説明する。説明を簡略化するため、補助的バッテリー５はネットワーク６に接続されていない。特に、同数の直列接続された同数の電気化学的蓄電池の段及び同じ蓄電池技術のために、コンバータの端子間の入力電圧は同じのオーダーの大きさを有するものとする。連続的に用いられるコンバータ３０ｉは、一定の係数での出力電流調整と、Ｖｏｕｔｉ＝Ｋ１×Ｖｅｉなる形式の出力電圧調整と、を有する。但し、ｆ（Ｉｉ）＝Ｋ２×Ｉｉ＋Ｋ３であり、Ｋ３は真に正の定数である。

ネットワーク６の電圧を調整するために本発明で提案する方法は、ネットワーク６の、潜在的には補助的バッテリー５の電圧レベルの許容範囲を活用し、その名目電圧は図４に示す値Ｖａｕｘｍａｘ及びＶａｕｘｍｉｎに対応して、それぞれ１０．５Ｖから１４Ｖの間で変化できる。

図４で詳細に図示される動作は、同一の変換規則を有する２つのコンバータ３０１及び３０２のみを有する単純化された場合に対応する。コンバータ３０１の入力電圧Ｖｅ１はコンバータ３０２の入力電圧Ｖｅ２よりも大きい（コンバータ３０１の入力と接続される段の蓄電池の充電状態は、コンバータ３０２の入力と接続される段ｅｔ２の蓄電池の充電状態はよりも良好である）。よって、コンバータ３０１の出力電圧Ｖｏｕｔ１は、コンバータ３０２の出力電圧Ｖｏｕｔ２よりも大きい。電圧Ｖｏｍａｘ２は、コンバータ３０２の開放回路出力電圧に対応する。

第１の具体的事例（点線矢印）においては、ネットワーク６の電流Ｉ_ａｕｘは、制限Ｉ１_ｍａｘよりも小さい。これにより、コンバータ３０１は、電流Ｉ_ａｕｘ１の全体を供給することができ、ネットワーク６の電圧Ｖａｕｘと同様に、出力電圧Ｖｏｕｔ１＝Ｖａｕｘ１とすることができる。ここで、Ｖａｕｘ１＞Ｖｏｍａｘ２であるので、コンバータ３０２は電流Ｉ_ａｕｘには寄与しない。

第２の具体的事例（破線矢印）においては、ネットワーク６の電流Ｉ_ａｕｘは、制限Ｉ１_ｍａｘよりも大きいが、制限Ｉ１_ｍａｘ＋Ｉ２_ｍａｘよりも小さい。Ｉ_ａｕｘが制限Ｉ１_ｍａｘよりも大きいので、出力電圧Ｖｏｕｔ１はＶｏｍａｘ２（コンバータ３０１の電流調整）には達しない。コンバータ３０１は、電流Ｉ１＝Ｉ１_ｍａｘを供給する。出力電圧Ｖａｕｘは値Ｖａｕｘ２まで下がり、Ｉａｕｘ２＝Ｉ１_ｍａｘ＋Ｉ２となる。これにより、コンバータ３０２は、自身の変換規則に応じて付加的な電流Ｉ２を供給する。

よって、電流は、最も充電された段の放電の優先順位を決めることで、異なる段に分割されて段の間の充電の平衡化に寄与する。また、このような平衡化はネットワーク６に電源供給することで実現され、このような平衡化電流の使用は、望まない散逸ロスを制限するために最適化される。更に、コンバータの出力電圧の差が大きくなるほど、最も充電された段に接続されるコンバータによって、補助的電流の供給の優先順位が高くなる。更にまた、このような平衡化装置３は、コンバータレベルでの複雑な相互依存制御ループを回避し、異なる段の電圧レベルに適合した複雑な通信インターフェイスに依存することを回避する。

ここで、コンバータ３０１及び３０２は、同じ電流制限Ｉｉｍａｘを有する。しかしながら、この発明の枠組みにおいて、異なる電流制限を有するコンバータを用いることができるのは勿論である。

図５で詳細に図示される動作は、多数のコンバータ３０ｉを有するより複雑な例に対応し、又は、異なる段の電気化学的蓄電池が充電状態に依存してわずかな電圧変動を有する場合に対応する。このような具体的事例においては、複数のコンバータ３０ｉの出力電圧の間で重複が起こり得る。コンバータ３０ｉは、同じ変換規則を有する。

重複領域では、コンバータは、自身の開放回路出力電圧に依存して、自身の負の勾配（定数Ｋ２）に依存して、及び、補助的電圧ｖａｕｘに依存して決まる。

この例では、コンバータ１及び４が同じ充電状態の段に接続され、その結果、同じ開放回路電圧Ｖｏｍａｘ１及びＶｏｍａｘ４を有する。例えば、ゼロ電流と点Ａに対応する電流との間の電流Ｉａｕｘに対して、コンバータ３０１及び３０４は、それぞれ同じ電流Ｉ１及びＩ４（図示しないが、各コンバータの変換規則により決定される）を供給する。

点Ａと点Ｂとの間の電流Ｉａｕｘに対して、コンバータ３０１、３０３及び３０４は、電圧Ｖａｕｘに応じて、定数Ｋ２に応じて、かつ、各々の開放回路出力電圧に応じて分割された電流を供給する。点Ａは、電圧Ｖａｕｘが開放回路出力電圧Ｖｏｍａｘ３と等しい点として定義される。コンバータ３０１及び３０４は、それぞれ電流Ｉ１_２（Ｉ４_２）＝（Ｖｏｍａｘ１−Ｖａｕｘ）／Ｋ２を供給する。コンバータは、以下の電流を供給する。
Ｉ３_２＝Ｉａｕｘ２−Ｉ１_２−Ｉ４_２

点Ｂは、電圧ＶａｕｘがＶｏｍａｘ１−Ｋ２×Ｉ１ｍａｘと等しい点として定義される。

ＢとＣとの間では、コンバータ３０１及び３０４は、それぞれ同じ電流Ｉ１_ｍａｘ及びＩ４_ｍａｘを供給する。コンバータ３０３は、値ｉｏｕｔ３に到達させるため、付加的な電流を供給する。

点Ｃは、電圧ＶａｕｘがＶｏｍａｘ６と等しい点として定義される。

よって、最も充電されたコンバータが重複する場合には、これらのコンバータは自身の電流制限によって独立しているものとしては扱われない。

既知の変換規則を有するコンバータ３０ｉでは、入力に印加される電圧はその出力電圧から決定することができる。そして、この入力に接続される段の充電状態は、出力電圧から推定することができる。よって、異なる段の充電状態は、いずれの時点で補助的ネットワーク６に電源を供給するかを判定することで、決定できる。

更に、コンバータ３０ｉの出力電圧を測定することで、好都合にも、パワーバッテリー２の段の電圧を監視できる。これにより、これらの電圧レベルを監視する装置と指令回路との間で低電圧の通信が容易となる。

図６は、本発明にかかる平衡化装置の特定の利点である例示的なコンバータ３０ｉを示している。コンバータ３０ｉは、入力接続インターフェイスに接続される入力フィルタＦＥを有する。入力フィルタＦＥの出力は、ＤＣ／ＤＣ変換回路３０３のフルブリッジインバータＯＰと接続される。フルブリッジインバータは、制御スイッチＭ１、Ｍ２、Ｍ３及びＭ４を有する。ＤＣ／ＤＣ変換回路は、二次的ＴＰＭへのセンタータップを有するトランスを有する。トランスＴＰＭは、スイッチＭ１〜Ｍ４の間にブリッジ接続される一次巻線ＥＰを有する。スイッチＭ１〜Ｍ４は、出力電圧のレベルを決めるために、制御回路３２０を介したパルス幅変調によって制御される。また、コンバータ３０ｉは、制御スイッチＭ５及びＭ６を含む同期整流器を有する。制御回路３２０自身は、レギュレータ回路３５０から設定点を受けとることができる。例については以下で説明する。

センタータップのトランスＴＰＭにより、信号の整流を保証するための二次系に対するスイッチの数を最小化することができる。制御スイッチＭ１〜Ｍ６は、制御回路３２０によって制御される。制御スイッチＭ１〜Ｍ６は、図示された構成をとり得る。ｎＭＯＳ型のトランジスタＴＭは、フライバックダイオードＤと並列に接続される。このようなスイッチＭ５及びＭ６は、変換回路３０３の利得を最大化するためのダイオードによる整流の代わりとして好ましい。また、ＭＯＳＦＥＴトランジスタを用いることにより、コンバータ３０ｉの双方向動作を保証することができる。

出力フィルタＦＳは、二次巻線（貯蔵インダクタＬｓ）のセンタータップとスイッチＭ５、Ｍ６共通のノードとの間に、自身の入力が接続される。出力フィルタＦＳの出力は、コンバータ３０１の出力インターフェイスを構成する。

Ｖｏｕｔｉ＝Ｋ１×Ｖｅｉ−ｆ（Ｉｉ）なる形式の変換規則を導入するには、変換回路３０３の可能な動作モードは連続導通モードであり、このような動作は、例えば図６を参照して説明するコンバータのような、任意の双方向電流コンバータに適用可能である。連続導通モードでは、変換回路３０３は、電流制限Ｉｉｍａｘに到達しない限り、一定のデューティサイクルで制御されてもよい。

図６の変換回路３０３への適用により、ｆ（Ｉｉ）＝０において入力電圧Ｖｅｉが５０Ｖであるときには、センタータップのトランスＴＰＭの変換比ＲＴが２／３、スイッチＭ１、Ｍ２、Ｍ３及びＭ４の導通のデューティがαｉｒｅｆ、調整された出力電圧ＶｏｕｔｉはＶｏｕｔｉ＝Ｖｅｉ×ＲＴ×αｉｒｅｆ＝１３．３Ｖとなる。すなわち、Ｋ１＝ＲＴ×αｉｒｅｆである。

例えば、スイッチＭ１、Ｍ２、Ｍ３及びＭ４のチョッピング周波数は２６０ｋＨｚとしてもよい。

図７は、連続導通モードを使用するための例示的なコンバータ３０ｉを示している。ここで、制御回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０３に集積されている。

コンバータ３０ｉは、好都合にも、ガルバニック絶縁を有するＤＣ／ＤＣコンバータ回路３０３を有する。また、コンバータ３０_ｉは、レギュレータ回路３５０を有する。レギュレータ回路３５０は、０と１との間の値のデューティサイクルαｉを生成する。レギュレータ回路３５０は、デューティサイクル指令αｉをコンバータ回路３０３の制御回路に与える。ここで、レギュレータ回路３５０は、電圧調整用のクローズドループを用いず、出力電流の制限は十分である。

レギュレータ回路３５０は、電流センサ３１ｉで測定された電流Ｉｉを反転入力で受け取り、電流Ｉｉｍａｘを非反転入力で受け取る減算器３５１を有する。これにより、減算器３５１は、電流を制限するクローズドループを使用するための電流差分信号δ１を生成する。δ１は、この信号に基づいてデューティサイクル値を定式化する補正器３５２の入力に与えられ、最小値と最大値との間で定式化されたデューティサイクルの値を制限する。補正器３５２は、例えばＰＩ（比例積分）型である。補正器３５２の出力は、回路３５３の入力に与えられる。また、参照デューティサイクル値αｉｒｅｆは、回路３５３の他の入力に与えられる。出力では、回路３５３は、入力に与えられる２つの値の間の最小値でと等しい値αｉを与える。よって、電流制限に達しない又は近づかない限り、αｉは値αｉｒｅｆに固定される。値αｉｒｅｆは、出力電圧を調整するオープンループを定義する。電流がＩｉｍａｘに到達又は近づくとすぐに、コンバータ回路３０３の出力電圧を下げるため、値αｉは補正器３５２によって定義されることで低下する。

ここで、指令回路４は、ＯＲゲート３５５の入力に与えられる、二値の活性化／非活性化信号のみを供給する。ＯＲゲート３５５の他の入力は、比較器３５４の出力と接続される。比較器３５４の出力信号は、コンバータ回路３０３に与えられ、その結果コンバータ３０ｉを活性化／非活性化できる。比較器３５４により、段Ｅｔｉによってコンバータ３０ｉの入力に与えられる電圧が下限閾値Ｖｅｍｉｎよりも小さくても、コンバータ３０ｉを活性化／非活性化できる。

この例では、ｆ（Ｉｉ）＝０であるが、値Ｉｉの増加とともに出力電圧を減少させるために、センサ３１ｉで測定された値Ｉｉに依存して、コンバータ回路３０３に与えられるデューティサイクルを減少させるための方策をとることができる。これにより、同じ出力電圧にて独立して制御されるコンバータ３０ｉは、均一的に電流ｉ_ａｕｘに対する貢献を分担する。

図８は、非連続導通モードの使用のための例示的なコンバータ３０ｉを示している。ここで、制御回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０３に集積されている。ここで、コンバータ３０ｉは、ネスト化調整クローズドループに基づくものである。ファストループにより、出力電流Ｉｉを監視することができる。スローループは、コンバータ３０ｉの出力電圧を調整する。

コンバータ３０ｉは、レギュレータ回路３５０を有する。レギュレータ回路３５０は、０と１との間の値のデューティサイクルαｉを生成する。レギュレータ回路３５０は、デューティサイクル指令αｉをコンバータ回路３０３の制御回路に与える。

レギュレータ回路３５０は、電流センサ３１ｉで測定された電流Ｉｉを反転入力で受け取り、電流Ｉｒｅｆ（以下で詳述する）を非反転入力で受け取る減算器３５１を有する。これにより、減算器３５１は、電流を制限するクローズドループを導入するための電流差分信号δ１を生成する。δ１は、この信号に基づいてデューティサイクル値を定式化する補正器３５２の入力に与えられ、最小値と最大値との間で定式化されたデューティサイクルの値を制限する。この補正器３５２は、例えばＰＩ（比例積分）型である。補正器３５２の出力は、コンバータ回路３０３の指令入力に与えられる。

レギュレータ回路３５０は、入力で電圧値Ｖｅｉを受け取り、出力にて電圧値Ｖｉ＝Ｖｅｉ×Ｋ１を生成する除算器を有する。電圧値Ｖｉは、減算器３５７の非反転入力に与えられる。電圧センサ３６ｉは、コンバータ回路３０３の出力電圧を測定し、この電圧を減算器３５７の反転入力に印加する。これにより、電圧エラー信号δｖが生成される。信号δｖは、補正器３５８（例えば、ＰＩ型）の入力に印加される。補正器３５８は、電流指令Ｉｒｅｆを生成する。

スローループは、電流指令Ｉｒｅｆが値Ｉｉｍａｘよりも小さい間は、活性化されている。ｉｒｅｆが値Ｉｉｍａｘに到達すると、コンバータ回路３０３の出力電流はＩｉｍａｘに制限される。

ここで、図７の例と同様に、指令回路４はＯＲゲート３５５の入力に与えられる、二値の活性化／非活性化信号のみを供給する。ＯＲゲート３５５の他の入力は、比較器３５４の出力と接続される。比較器３５４の出力信号は、コンバータ回路３０３に与えられる。

この例では、ｆ（Ｉｉ）＝０であるが、センサ３１ｉで測定された値Ｉｉに依存して、コンバータ回路３０３に与えられるデューティサイクルを減少させるための方策をとることができる。

図９及び１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路と直列なスイッチ機能を更に有する例示的な単方向コンバータを示している。このスイッチ機能により、故障のときにコンバータを分離することができる。単方向導通機能は、出力電圧が補助的ネットワーク又は接続される他のコンバータよりも小さいコンバータが、電流によって入力に接続される方向で交差する状況を回避することを目的とするものである。

図９によれば、これらの機能は、コンバータ回路の出力とコンバータの出力との間に直列に接続されるショットキーダイオード３３ｋ及び３３（ｋ−１）によって、それぞれコンバータ３０ｋ及び３０（ｋ−１）において保証される。

図１０によれば、これらの機能は、コンバータの出力とコンバータ回路の出力との間に直列に接続される回路によって保証される。これにより、コンバータ３０ｋ及び３０（ｋ−１）は、それぞれ回路３４ｋ及び３４（ｋ−１）を有する。これらの回路３４ｋ及び３４（ｋ−１）は、それぞれ指令回路（不図示）で制御されるＭＯＳＦＥＴトランジスタを有する。この変形例により、これらのスイッチ及び単方向導通機能の使用のためのロスを制限できる。また、ＭＯＳＦＥＴトランジスタの使用により、双方向電流動作が可能となる。

本発明は、好都合にも、充電残量が変動する間に実質的に端子間の電圧が変動する電気化学的蓄電池を有する電気エネルギー蓄積装置２を適用できる。

蓄電池の充電及び放電は、端子間の電圧の増加及び減少にそれぞれ読み替えられる。電気化学的蓄電池の端子間の名目電圧は、使用される材料の電気化学特性によって設定される。蓄電池の動作電圧はその名目電圧だけでなく、流れる電流、内部抵抗、温度、経年及び充電残量にも依存する。図１１に示される曲線は、０．２Ｃの放電電流にて放電される、異なる電気化学的蓄電池技術での典型的な放電を示す。

リン酸鉄ベースのリチウムイオン蓄電池（図１１のＬｉＦｅＰＯ_４）は、放電電流によってあまり変化しない、典型的な電圧レベルを有する。典型的に観測される変動は、蓄電池の残存電荷が１０％から９０％の間の名目電圧に対して５．５．％程度である。鉛酸（Ｐｂ）ベースの蓄電池は、同じ電荷変動に対して、顕著に典型的な端子間の電圧変動（約１０％）を有する。亜鉛及び酸化マンガン（Ｚｎ／ＭｎＯ_２）ベースのアルカリ蓄電池は、同じ電荷変動に対して、更に顕著な端子間の電圧変動（約４４％）を有する。コバルトを含む（ＮＭＣ、ＮＣＡ、ＬｉＣｏＯ_２など）陽極を有するリチウムイオン蓄電池は、同じ電荷変動に対して、約１２％の典型的な端子間の電圧変動を有する。

電源システムの動作モードによれば、バッテリーの１以上の段の再充電が実現される。このような１以上の段の再充電は、より高い充電状態を有する１以上の他の段を、それぞれのコンバータ（例えば図６を参照して説明したようなコンバータ）によって放電させることで保証できる。また、コンバータ３０ｉは、都合の良いことに、制限Ｉｒｉｍａｘを有するであろう。図１２は、このようなコンバータ３０ｉの例示的な出力電圧／出力電流図を示す。コンバータ３０ｉの再充電抵抗は、段の間を平衡させる際の損失を避けるため、優先的に制限される。

図示しないが、電源システム１は、都合の良いことに、蓄電池の段Ｅｔｉの端子間の電圧を測定及びモニタリングする装置を有する。

Claims (13)

1. 直列に接続される複数の電力貯蔵素子（Ｅｔ_１〜Ｅｔ_ｋ）を有する電力貯蔵装置（２）の充電平衡化装置（３）であって、
   前記電力貯蔵装置の充電平衡化装置は、
   少なくとも２つの電流制限ＤＣ／ＤＣコンバータ（３０_ｉ）を備え、
   前記電流制限ＤＣ／ＤＣコンバータのそれぞれは、
   前記電力貯蔵素子（Ｅｔ_ｉ）のそれぞれの端子と接続される入力と、
   前記電力貯蔵装置（２）の端子間の電圧よりも低く調整される電圧を有する電気的ネットワーク（６）に接続される出力と、
   Ｖｏｕｔが前記出力での電位差、Ｋ１が定数、Ｖｅが前記入力での電位差、ｆ（Ｉ）が前記出力での電流Ｉのアフィン関数、Ｉｉｍａｘが前記電流制限ＤＣ／ＤＣコンバータの電流制限、ｆ（Ｉｉｍａｘ）＜Ｋ１×Ｖｅである場合において、Ｉ＜ＩｍａｘにおいてＶｏｕｔ＝Ｋ１×Ｖｅ−ｆ（Ｉ）なる形式の変換規則と、
   ＩがＩｉｍａｘに到達したならば電流を調整する動作と、を有し、
   Ｋ１は、前記電流制限ＤＣ／ＤＣコンバータのそれぞれに対して固定値として設定される値であることを特徴とする。
2. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータのそれぞれは、その出力の電流を測定する回路を有する、請求項１に記載の電力貯蔵装置の充電平衡化装置。
3. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータのそれぞれは、測定された前記電流の関数として前記変換規則を使用する調整回路を有する、
   請求項２に記載の電力貯蔵装置の充電平衡化装置。
4. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータのそれぞれは、その出力と接続されるインダクタ（Ｌｓ）を有し、前記出力の前記電流がＩｉｍａｘよりも低い間は前記ＤＣ／ＤＣコンバータを連続導通モードで維持する調整回路を有する、
   請求項２又は３に記載の電力貯蔵装置の充電平衡化装置。
5. Ｋ１は値が０から１の間の定数である、
   請求項１乃至４のいずれか一項に記載の電力貯蔵装置の充電平衡化装置。
6. ｆ（Ｉ）＜０．１×Ｋ１×Ｖｅである、
   請求項１乃至５のいずれか一項に記載の電力貯蔵装置の充電平衡化装置。
7. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータは双方向電流型である、
   請求項１乃至６のいずれか一項に記載の電力貯蔵装置の充電平衡化装置。
8. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、それぞれ、パルス幅変調によって制御される４つのスイッチの間に一次巻線（ＥＰ）がブリッジ接続されるトランス（ＴＭＰ）を有する、
   請求項７に記載の電力貯蔵装置の充電平衡化装置。
9. 前記トランス（ＴＭＰ）は、２つの制御スイッチ間に二次巻線（ＥＳ）が接続されるセンタータップ型トランスであり、前記二次巻線（ＥＳ）は前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力と接続されるセンタータップを有する、
   請求項８に記載の電力貯蔵装置の充電平衡化装置。
10. 対応する前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記出力に電流が流れる場合に、ｆ（Ｉ）は真に正であるアフィン関数である、
    請求項１乃至９のいずれか一項に記載の電力貯蔵装置の充電平衡化装置。
11. 前記値Ｋ１、Ｉｉｍａｘ及び前記関数ｆ（Ｉ）は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのそれぞれに対して同一である、
    請求項１乃至１０のいずれか一項に記載の電力貯蔵装置の充電平衡化装置。
12. 請求項１乃至１１のいずれか一項に記載の前記電力貯蔵装置の充電平衡化装置（３）と、
    前記電力貯蔵装置の充電平衡化装置（３）の各ＤＣ／ＤＣコンバータと接続される複数の電力貯蔵素子を有する前記電力貯蔵装置（２）と、
    前記電力貯蔵装置の充電平衡化装置の前記出力と接続され、前記電力貯蔵装置（２）の端子間の電圧よりも低く調整される電圧を有する前記電気的ネットワーク（６）と、を備える、
    電源システム。
13. 前記電力貯蔵素子は、９０から１０％の間の充電状態での電圧変動が、少なくともその名目電圧の１０％と等しい電気化学的蓄電池である、
    請求項１２に記載の電源システム。

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