JP6354553B2

JP6354553B2 - バイアス制御回路およびそれを含む光送信器

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Publication number: JP6354553B2
Application number: JP2014244220A
Authority: JP
Inventors: 慎吾山中; 英一坂野
Original assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Current assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Priority date: 2014-12-02
Filing date: 2014-12-02
Publication date: 2018-07-11
Anticipated expiration: 2034-12-02
Also published as: JP2016111398A; US20160156418A1; US9686017B2

Description

本発明は、バイアス制御回路およびそれを含む光送信器に関するものである。

通信ネットワークのトラフィックの急増に伴い、より大容量での長距離伝送に適した通信技術として、デジタルコヒーレント光伝送技術が開発されている。この技術で使用される復変調方式としては、４値位相偏移変調（Quadrature Phase Shift Keying：QPSK）と光の２つの偏波に対してそれぞれ変調を行う偏波多重方式とを組み合わせたＤＰ−ＱＰＳＫ（Dual Polarization Quadrature Phase Shift Keying）方式や、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）方式が挙げられる。

デジタルコヒーレント光伝送に使用される光送信器は、搬送波となるCW（Continuous Wave）光を出力する光源（LD）と、CW光を変調するための多値位相変調器、多値位相変調器を駆動電圧信号によって駆動するための駆動回路、駆動電圧信号の基準電位となるバイアス電圧を供給し、バイアス電圧を最適な値に維持するバイアス制御回路等から構成されている（例えば、下記特許文献１参照。）。多値位相変調器から出力された被変調信号は、光ファイバー等の光導波路を介して光送信器から外部へ光出力信号として送信される。

多値位相変調器で光信号を変調する際には、最適な駆動条件によって多値位相変調器を駆動することが重要となる。多値位相変調器は、駆動電圧と被変調信号の光パワーとの関係を示す特性が駆動を開始してから時間と共に徐々に変化する（ドリフトする）ことが知られている。そのため、その特性の時間的変化を検知して自動的にバイアス電圧を最適値に保つ自動バイアス制御（ABC: Automatic Bias Control）が行われる（例えば、下記特許文献１〜５参照。）。例えば、強度変調方式におけるABCを実現する回路（例えば、下記特許文献１，４参照。）や、DQPSK（Differential Quadrature Phase Shift Keying）方式におけるABCを実現する回路（例えば、下記特許文献２，３，５参照。）が知られている。

特開平８−２４８３６６号公報特開２００８−１８７２２３号公報特開２００８−９２１７２号公報特開２０１２−２５７１６４号公報特開２０１３−２６７５８号公報

ところで、光伝送装置の小型化、及び通信チャネルの高密度化に対応した通信ネットワークの大容量化を実現するために、光送受信器の小型化・低消費電力化が継続的に要求されている。例えば、１００Ｇｂｐｓの光トランシーバについて、CFP（100G Form-factor Pluggable）MSA（Multi Source Agreement）の規格をベースにして、さらに小型の次世代規格であるCFP2及びCFP4とそれらの関連技術の検討が進められている。デジタルコヒーレント光伝送技術を用いた光送受信器についても、それらの次世代規格に適合することが要求されている。

上記特許文献２に記載のABC回路では、発振回路で低周波のディザー信号を発生させ、それを駆動回路においてバイアス電圧に付加する。その結果、変調された出力光には、ディザー信号に応じた光パワーの変動成分（ディザー成分）が含まれている。そして、出力光は光カプラ等で一部が分岐されて受光素子によって電気信号に変換される。上記ABC回路は、その電気信号を元のディザー信号を用いて同期検波することによってディザー成分を検出し、そのディザー成分が所定の大きさとなるようにバイアス電圧を自動制御する。このようなABC回路により、ドリフトに対して常にバイアス電圧の最適値が維持される。

しかしながら、上記の同期検波を行うABC回路は、発振回路、乗算器（ミキサ）、フィルタ回路、同期検波回路等の回路部品を数多く必要とし、また、いずれの回路部品も比較的大きく、消費電力も大きいために、光送受信器の小型化及び低消費電力化が難しい傾向にあった。

そこで、本発明は、かかる課題に鑑みて為されたものであり、回路規模の小型化、及び低消費電力化を容易に実現するバイアス制御回路およびそれを含む光送信器を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明の一側面に係るバイアス制御回路は、一対の第１の光導波路を含む第１のマッハツェンダ型変調器と、第１のマッハツェンダ型変調器から出力される光の一部を受光する受光素子とを有する位相変調器に対して、バイアス電圧をそれぞれの第１の光導波路上に形成された電極に印加するバイアス制御回路であって、バイアス電圧制御信号が入力されて、バイアス電圧制御信号に応じて電圧値が設定されるとともに所定のディザー信号が重畳されたバイアス電圧を電極に印加するバイアス電圧生成回路と、一対の第１の入力端子を有し、一対の第１の入力端子の一方に受光素子の出力電流に基づいて生成されたモニタ用電気信号の時間平均に相当する第１の基準電圧信号が入力され、一対の第１の入力端子の他方にモニタ用電気信号が入力され、第１の基準電圧信号とモニタ用電気信号との電位差に応じた振幅の第１の電圧信号を出力する差動増幅回路と、差動増幅回路から出力された第１の電圧信号からディザー信号によって生じた周波数成分を検出し、該周波数成分の強度に応じてバイアス電圧制御信号を生成し、該バイアス電圧制御信号をバイアス電圧生成回路に入力する制御回路と、を備える。

或いは、本発明の他の側面に係る光送信器は、一対のマッハツェンダ型変調器と、一対のマッハツェンダ型変調器の出力光が入力される親変調器と、親変調器の出力光の一部を受光する受光素子と、を有する位相変調器と、バイアス電圧制御信号が入力されて、バイアス電圧制御信号に応じて電圧値が設定されるとともに所定のディザー信号が重畳されたバイアス電圧を位相変調器に供給するバイアス電圧生成回路と、一対の入力端子を有し、一対の入力端子の一方に受光素子の出力電流に基づいて生成されたモニタ用電気信号の時間平均に相当する基準電圧信号が入力され、一対の入力端子の他方にモニタ用電気信号が入力され、基準電圧信号とモニタ用電気信号との電位差に応じた振幅の電圧信号を出力する差動増幅回路と、差動増幅回路から出力された電圧信号からディザー信号によって生じた周波数成分を検出し、該周波数成分の強度に応じてバイアス電圧制御信号を生成し、該バイアス電圧制御信号をバイアス電圧生成回路に入力する制御回路と、を備える。

本発明によれば、回路規模の小型化、及び低消費電力化を容易に実現することができる。

本発明の好適な一実施形態に係る光送信器の構成概略図である。（ａ）は、変調器駆動用の差動電圧信号の振幅が１．２Ｖπより小さい条件下において、子変調器におけるバイアス電圧のドリフトによる最適値からの位相ずれとモニタ信号強度との関係を示すグラフであり、（ｂ）は、同条件下において親変調器におけるバイアス電圧のドリフトによる最適値からの位相ずれとモニタ信号強度との関係を示すグラフである。（ａ）は、変調器駆動用の差動電圧信号の振幅が１．２Ｖπより大きい条件下において、子変調器におけるバイアス電圧のドリフトによる最適値からの位相ずれとモニタ信号強度との関係を示すグラフであり、（ｂ）は、同条件下において親変調器におけるバイアス電圧のドリフトによる最適値からの位相ずれとモニタ信号強度との関係を示すグラフである。（ａ）は、変調器駆動用の差動電圧信号の振幅が１．２Ｖπより小さい条件下において図１の子変調器に印加されるバイアス電圧に重畳されるディザー信号の時間変化を示す図、（ｂ）は、図１の子変調器においてマイナス方向の位相ずれが発生した場合のモニタ信号強度の時間変化を示す図、（ｃ）は、図１の子変調器における位相ずれ＝０の場合のモニタ信号強度の時間変化を示す図、（ｄ）は、図１の子変調器においてプラス方向の位相ずれが発生した場合のモニタ信号強度の時間変化を示す図である。図１のバイアス制御回路２００によるバイアス電圧の制御手順を示すフローチャートである。本発明の変形例に係る光送信器１Ａの概略構成図である。本発明の他の変形例に係る光送信器１Ｂの概略構成図である。本発明の別の変形例に係る光送信器１Ｃの概略構成図である。

本発明の一側面に係るバイアス制御回路は、一対の第１の光導波路を含む第１のマッハツェンダ型変調器と、第１のマッハツェンダ型変調器から出力される光の一部を受光する受光素子とを有する位相変調器に対して、バイアス電圧をそれぞれの第１の光導波路上に形成された電極に印加するバイアス制御回路であって、バイアス電圧制御信号が入力されて、バイアス電圧制御信号に応じて電圧値が設定されるとともに所定のディザー信号が重畳されたバイアス電圧を電極に印加するバイアス電圧生成回路と、一対の第１の入力端子を有し、一対の第１の入力端子の一方に受光素子の出力電流に基づいて生成されたモニタ用電気信号の時間平均に相当する第１の基準電圧信号が入力され、一対の第１の入力端子の他方にモニタ用電気信号が入力され、第１の基準電圧信号とモニタ用電気信号との電位差に応じた振幅の第１の電圧信号を出力する差動増幅回路と、差動増幅回路から出力された第１の電圧信号からディザー信号によって生じた周波数成分を検出し、該周波数成分の強度に応じてバイアス電圧制御信号を生成し、該バイアス電圧制御信号をバイアス電圧生成回路に入力する制御回路と、を備える。

かかる構成のバイアス制御回路或いは光送信器によれば、差動増幅回路において、マッハツェンダ型変調器の出力光のモニタ用電気信号とその電気信号の時間平均との電位差に応じた電圧信号が生成され、制御回路において、その電圧信号からディザー成分が検出され、ディザー成分に応じてバイアス電圧制御信号が生成され、バイアス電圧生成回路において、そのバイアス電圧制御信号に応じてバイアス電圧が生成されて、そのバイアス電圧がマッハツェンダ型変調器に与えられる。これにより、マッハツェンダ型変調器に印加されるバイアス電圧を適正値に設定して出力光を安定化することができる。さらに、発振回路、同期検波回路、フィルタ回路等が不要となるので部品点数を少なくし実装面積も小さくすることができ、回路規模の小型化、及び低消費電力化が容易に実現される。

上記バイアス制御回路においては、Ａ／Ｄ変換器と、Ｄ／Ａ変換器と、をさらに備え、

Ａ／Ｄ変換器は、モニタ用電気信号を第１のデジタル信号に変換して制御回路に入力し、制御回路は、第１のデジタル信号の時間平均値を演算処理により算出して、時間平均値をデジタル信号としてＤ／Ａ変換器に入力し、Ｄ／Ａ変換器は、時間平均値を第１のアナログ信号に変換して、第１のアナログ信号を第１の基準電圧信号として差動増幅回路に入力する、ことでもよい。

かかる構成を採れば、モニタ用電気信号の時間平均を演算処理により算出することによりフィルタ回路等が不要となるので、回路規模の小型化、及び低消費電力化がさらに容易となる。

また、位相変調器は、一対の第２の光導波路を含む第２のマッハツェンダ型変調器と、第１のマッハツェンダ型変調器からの出力光が一対の第３の光導波路の一方に入力されるとともに第２のマッハツェンダ型変調器からの出力光が一対の第３の光導波路の他方に入力される親変調器をさらに有し、受光素子は、親変調器から出力される光の一部をさらに受光可能に構成され、一対の第２の入力端子を有し、一対の第２の入力端子の一方に交流結合を介して所定の低周波成分が除去されたモニタ用電気信号の時間平均に相当する第２の基準電圧信号が入力され、一対の第２の入力端子の他方に交流結合を介して所定の低周波成分が除去されたモニタ用電気信号が入力され、第２の基準電圧信号と所定の低周波成分が除去されたモニタ用電気信号との電位差に応じた振幅の第２の電圧信号を出力する親変調器用差動増幅回路をさらに備え、制御回路は、第２の電圧信号をデジタル信号に変換し、第２の電圧信号からディザー信号によって生じた周波数成分を検出し、該周波数成分の強度に応じてバイアス電圧制御信号を生成し、該バイアス電圧制御信号をバイアス電圧生成回路に入力する、ことでもよい。

こうすれば、親変調器用差動増幅回路において、交流結合により取り出された親変調器出力のモニタ用電気信号とその電気信号の時間平均との電位差に応じた第２の電圧信号が生成され、制御回路において、その第２の電圧信号を基にしてバイアス電圧制御信号を生成し、バイアス電圧生成回路において、そのバイアス電圧制御信号に応じてバイアス電圧が生成されて、そのバイアス電圧が親変調器に与えられる。これにより、子変調器に加えて親変調器に印加されるバイアス電圧を適正値に設定して出力光を安定化することができる。さらに、回路規模の小型化、及び低消費電力化が容易に実現される。

また、本発明の他の側面に係るバイアス制御回路は、一対の第１のマッハツェンダ型変調器と、一対の第１マッハツェンダ型変調器の出力光が入力される第１の親変調器と、第１の親変調器の出力光の一部を受光する第１の受光素子と、を有する第１の位相変調器と、一対の第２のマッハツェンダ型変調器と、一対の第２マッハツェンダ型変調器の出力光が入力される第２の親変調器と、第２の親変調器の出力光の一部を受光する第２の受光素子と、を有する第２の位相変調器と、有する偏波多重位相変調器に対して、バイアス電圧を供給するバイアス制御回路であって、バイアス電圧制御信号が入力されて、該バイアス電圧制御信号に応じて電圧値が設定されるとともに所定のディザー信号が重畳されたバイアス電圧を偏波多重位相変調器に供給するバイアス電圧生成回路と、第１の受光素子の出力電流に基づいて生成された第１のモニタ用電気信号と、第２の受光素子の出力電流に基づいて生成された第２のモニタ用電気信号とからいずれかを選択して、選択されたモニタ用電気信号を出力する第１のスイッチと、一対の第１の入力端子を有し、一対の第１の入力端子の一方に選択されたモニタ用電気信号の時間平均に相当する第１の基準電圧信号が入力され、一対の第１の入力端子の他方に選択されたモニタ用電気信号が入力され、第１の基準電圧信号と選択されたモニタ用電気信号との電位差に応じた振幅の第１の電圧信号を出力する差動増幅回路と、差動増幅回路から出力された第１の電圧信号からディザー信号によって生じた周波数成分を検出し、該周波数成分の強度に応じてバイアス電圧制御信号を生成し、該バイアス電圧制御信号をバイアス電圧生成回路に入力する制御回路と、を有し、制御回路は、第１のスイッチに対して選択信号を送出することにより、一対の第１のマッハツェンダ型変調器のそれぞれに対するバイアス電圧の調整と一対の第２のマッハツェンダ型変調器のそれぞれに対するバイアス電圧の調整と、を時分割方式で実行する。

この形態によれば、一対の第２のマッハツェンダ型変調器及び第２の親変調器が追加された位相変調器を対象にしても、一対の第１のマッハツェンダ型変調器のバイアス電圧と、一対の第２のマッハツェンダ型変調器のバイアス電圧とを時分割で調整することにより、全てのマッハツェンダ型変調器のバイアス電圧を適正値に設定することができる。また、追加の位相変調器の制御においても差動増幅回路を共用することにより回路規模を小型化することもできる。

またさらに、第１の交流結合を介して受けた第１のモニタ用電気信号と、第２の交流結合を介して受けた第２のモニタ用電気信号とからいずれかを選択して、親変調器用モニタ用電気信号を出力する第２のスイッチと、一対の第２の入力端子を有し、一対の第２の入力端子の一方に親変調器用モニタ用電気信号の時間平均に相当する第２の基準電圧信号が入力され、一対の第２の入力端子の他方に親変調器用モニタ用電気信号が入力され、第２の基準電圧信号と親変調器用モニタ用電気信号との電位差に応じた振幅の第２の電圧信号を出力する差動増幅回路と、をさらに有し、制御回路は、差動増幅回路から出力された第２の電圧信号からディザー信号によって生じた周波数成分を検出し、該周波数成分の強度に応じてバイアス電圧制御信号を生成し、第２のスイッチに対して選択信号を送出することにより、第１の親変調器に対するバイアス電圧の調整と第２の親変調器に対するバイアス電圧の調整と、を時分割方式で実行する、ことでもよい。

この場合、一対の第２のマッハツェンダ型変調器及び第２の親変調器が追加された位相変調器を対象にしても、第１の親変調器のバイアス電圧と、第２の親変調器のバイアス電圧とを時分割で調整することにより、全ての親変調器のバイアス電圧を適正値に設定することができる。また、追加の位相変調器の制御においても差動増幅回路を共用することにより回路規模を小型化することもできる。

さらに、本発明の他の側面に係るバイアス制御回路は、一対の第１のマッハツェンダ型変調器と、前記一対の第１マッハツェンダ型変調器の出力光が入力される第１の親変調器と、前記第１の親変調器の出力光の一部を受光する第１の受光素子と、を有する第１の位相変調器と、一対の第２のマッハツェンダ型変調器と、前記一対の第２マッハツェンダ型変調器の出力光が入力される第２の親変調器と、前記第２の親変調器の出力光の一部を受光する第２の受光素子と、を有する第２の位相変調器と、有する偏波多重位相変調器に対して、バイアス電圧を供給するバイアス制御回路であって、バイアス電圧制御信号が入力されて、該バイアス電圧制御信号に応じて電圧値が設定されるとともに所定のディザー信号が重畳された前記バイアス電圧を前記偏波多重位相変調器に供給するバイアス電圧生成回路と、前記第１の受光素子の出力電流に基づいて生成された第１のモニタ用電気信号と、前記第２の受光素子の出力電流に基づいて生成された第２のモニタ用電気信号と、第１の交流結合を介して受けた前記第１のモニタ用電気信号と、第２の交流結合を介して受けた前記第２のモニタ用電気信号と、からいずれかを選択して、選択されたモニタ用電気信号を出力するスイッチと、一対の入力端子を有し、前記一対の入力端子の一方に前記選択されたモニタ用電気信号の時間平均に相当する基準電圧信号が入力され、前記一対の入力端子の他方に前記選択されたモニタ用電気信号が入力され、前記基準電圧信号と前記選択されたモニタ用電気信号との電位差に応じた振幅の電圧信号を出力する差動増幅回路と、前記差動増幅回路から出力された前記電圧信号から前記ディザー信号によって生じた周波数成分を検出し、該周波数成分の強度に応じて前記バイアス電圧制御信号を生成し、該バイアス電圧制御信号を前記バイアス電圧生成回路に入力する制御回路と、を有し、前記制御回路は、前記スイッチに対して選択信号を送出することにより、前記一対の第１のマッハツェンダ型変調器のそれぞれに対する前記バイアス電圧の調整と前記一対の第２のマッハツェンダ型変調器のそれぞれに対する前記バイアス電圧の調整と、前記第１の親変調器に対する前記バイアス電圧の調整と、前記第２の親変調器に対する前記バイアス電圧の調整と、を時分割方式で実行する。

かかる形態によれば、第１の位相変調器とともに一対の第２のマッハツェンダ型変調器及び第２の親変調器が追加された第２の位相変調器を対象にしても、一対の第１のマッハツェンダ型変調器のバイアス電圧と、一対の第２のマッハツェンダ型変調器のバイアス電圧と、第１の親変調器のバイアス電圧と、第２の親変調器のバイアス電圧とを時分割で調整することにより、全てのマッハツェンダ型変調器及び全ての親変調器のバイアス電圧を適正値に設定することができる。また、追加の位相変調器の制御においても差動増幅回路を共用することにより回路規模を小型化することもできる。

以下、添付図面を参照して本発明の実施形態を詳細に説明する。なお、図面の説明において同一又は相当要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

図１は、本発明の好適な一実施形態に係る光送信器の構成概略図である。図１に示されるように、光送信器１は、Ｘ偏波の変調信号（以下、「Ｘ側変調信号」という。）およびＹ偏波の変調信号（以下、「Ｙ側変調信号」という。）を生成するＤＰ−ＱＰＳＫ変調器（偏波多重多値位相変調器）１００と、ＤＰ−ＱＰＳＫ変調器１００にバイアス電圧を供給して、バイアス電圧を最適値に制御するためのバイアス制御回路２００とによって構成される。なお、光送信器１は、他にもＣＷ光を出力する光源（LD）やＤＰ−ＱＰＳＫ変調器１００を駆動するための駆動電圧信号を生成する駆動回路等を備えているが、図１では図示していない。

ＤＰ−ＱＰＳＫ変調器１００は、光分岐素子３と、第１ＱＰＳＫ変調部４と、第２ＱＰＳＫ変調部５と、偏波合成素子７と、第１光パワーモニタ（受光素子）１１と、を含んで構成されている。このＤＰ−ＱＰＳＫ変調器１００は、Ｘ側変調信号とＹ側変調信号とを偏波多重した偏波多重光信号を光導波路ｗｇ６を介して外部へ送信する。

ＤＰ−ＱＰＳＫ変調器１００では、図示しないレーザダイオード等の光源から、所定の周波数の光が、光導波路ｗｇ１を介して光分岐素子３に向けて出射される。この光は、例えば単一偏波を有する光である。光分岐素子３は、光導波路ｗｇ１と第１ＱＰＳＫ変調部４及び第２ＱＰＳＫ変調部５との間に設けられ、光源から出射された光からパワーの等しい２つの光（Ｘ光およびＹ光）を生成する。そして、光分岐素子３は、光導波路ｗｇ２を介して第１ＱＰＳＫ変調部４にＸ光を出力し、光導波路ｗｇ３を介して第２ＱＰＳＫ変調部５にＹ光を出力する。Ｘ光とＹ光は、光分岐素子３によって分岐される前の光と同じ偏波面を保持している。すなわち、Ｘ光とＹ光とは同じ偏波面を有している。

第１ＱＰＳＫ変調部４は、入力されたＸ光に対してＱＰＳＫ変調を行ってＸ側変調信号を生成する。そして、第１ＱＰＳＫ変調部４は、Ｘ側変調信号を光導波路ｗｇ４を介して偏波合成素子７に出力する。第２ＱＰＳＫ変調部５は、入力されたＹ光に対してＱＰＳＫ変調を行ってＹ側変調信号を生成する。そして、第２ＱＰＳＫ変調部５は、Ｙ側変調信号を光導波路ｗｇ５を介して偏波合成素子７に出力する。

偏波合成素子７は、光導波路ｗｇ４上に設けられた図示しない偏波回転素子６によって９０°偏波回転されたＸ側変調信号と、第２ＱＰＳＫ変調部５において生成されたＹ側変調信号とを合波して、偏波多重光信号として光導波路ｗｇ６を介して外部に出力する。なお、９０°偏波回転の操作は、光導波路ｗｇ４の代わりに光導波路ｗｇ５にて、Ｘ側変調信号の代わりにＹ側変調信号に対して行っても良い。

詳細には、第１ＱＰＳＫ変調部４は、それぞれが一対の光導波路を含む子変調器４１，４２と、それらの子変調器４１，４２を一対の光導波路に含む親変調器４４とが入れ子となって構成されている。一対の光導波路４１ａ，４１ｂは、１つのマッハツェンダ型変調器（子変調器）４１を構成し、一対の光導波路４２ａ，４２ｂは、子変調器４１とは別のもう１つのマッハツェンダ型変調器（子変調器）４２を構成する。また、第１ＱＰＳＫ変調部４では、光入力側において光導波路ｗｇ２が光導波路ｗｇ２１と光導波路ｗｇ２２とに分岐されている。光導波路ｗｇ２１は、子変調器４１を含み、光導波路ｗｇ２２は、子変調器４２を含む。また、子変調器４１はその光出力側において光導波路４４ａに接続され、子変調器４２はその光出力側において光導波路４４ｂ接続されている。そして、光導波路４４ａ，４４ｂは、第１ＱＰＳＫ変調部４の出力端において光導波路ｗｇ４に合流している。

このような構成の第１ＱＰＳＫ変調部４では、光分岐素子３によって分離されたＸ光のさらに２つに分岐したうちの一方が、光導波路４１ａ，４１ｂを通過する際に、データ信号Ｄ_ＸＩに基づいて位相変調が行われ、ＸＩ変調信号が生成されて出力される。光導波路４１ａ，４１ｂには、それらの光導波路上に図示しない電極が設けられ、それらの電極にバイアス電圧及びデータ信号Ｄ_ＸＩに基づいて生成された変調器駆動用の差動電圧信号が印加される。例えば、ある差動電圧信号をＶＸＩとすると、それは一対の正相電圧信号ＶＸＩＰと逆相電圧信号ＶＸＩＮとを有し、ＶＸＩとの関係はＶＸＩ＝ＶＸＩＰ−ＶＸＩＮと表される。正相電圧信号ＶＸＩＰが光導波路４１ａ上の電極に印加され、逆相電圧信号ＶＸＩＮが光導波路４１ｂ上の電極に印加される。正相電圧信号ＶＸＩＰと逆相電圧信号ＶＸＩＮのそれぞれにバイアス電圧が与えられる。このバイアス電圧によって、ＸＩ変調信号の持つ２つの位相状態の値が決まる。そのため、バイアス電圧は常に最適値に維持されるように制御される。また、光分岐素子３によって分離されたＸ光のさらに２つに分岐したうちの他方が、光導波路４２ａ，４２ｂを通過する際に、データ信号Ｄ_ＸＱに基づいて位相変調が行われ、ＸＱ変調信号が生成されて出力される。光導波路４２ａ，４２ｂには、それらの光導波路上に図示しない電極が設けられ、それらの電極にバイアス電圧及びデータ信号Ｄ_ＸＱに基づいて生成された変調器駆動用の差動電圧信号が印加される。このバイアス電圧によって、ＸＱ変調信号の持つ２つの位相状態の値が決まる。そのため、バイアス電圧は常に最適値に維持されるように制御される。子変調器４１から出力されたＸＩ変調信号は、光導波路４４ａを通過するが、その際にＸＩ変調信号の位相は、光導波路４４ａ上の図示しない電極に印加されたバイアス電圧により調整される。また、子変調器４２から出力されたＸＱ変調信号は、光導波路４４ｂを通過するが、その際にＸＱ変調信号の位相は、光導波路４４ｂ上の図示しない電極に印加されたバイアス電圧により調整される。これら２つの位相の調整は、ＸＩ変調信号の位相とＸＱ変調信号の位相とが互いに９０度ずれた状態になるように行われる。そして、光導波路４４ａを通過したＸＩ変調信号と、光導波路４４ｂを通過したＸＱ変調信号とが合波されてＸ側変調信号が生成され、光導波路ｗｇ４を介して偏波合成素子７に出力される。

第２ＱＰＳＫ変調部５は、それぞれが一対の光導波路を含む子変調器５１，５２と、それら子変調器５１、５２を一対の光導波路に含む親変調器５４とが入れ子となって構成されている。一対の光導波路５１ａ，５１ｂは、１つのマッハツェンダ型変調器（子変調器）５１を構成し、一対の光導波路５２ａ，５２ｂは、子変調器５１とは別のもう１つのマッハツェンダ型変調器（子変調器）５２を構成する。また、第２ＱＰＳＫ変調部５では、光入力側において光導波路ｗｇ３が光導波路ｗｇ３１と光導波路ｗｇ３２とに分岐されている。光導波路ｗｇ３１は、さらに２つの光導波路５１ａ，５１ｂに分岐しており、光導波路ｗｇ３２は、さらに２つの光導波路５２ａ，５２ｂに分岐している。また、光導波路５１ａ，５１ｂはその光出力側において光導波路５４ａに合流し、光導波路５２ａ，５２ｂはその光出力側において光導波路５４ｂに合流している。そして、親変調器５４は、第２ＱＰＳＫ変調部５の出力端において光導波路ｗｇ５に合流している。さらに、第２ＱＰＳＫ変調部５においては、光導波路ｗｇ５に入力される光出力の一部が分岐して取り出されており、光導波路ｗｇ５の入力端の近傍には、その光出力の一部を受光するための第１光パワーモニタ１１が設けられている。この第１光パワーモニタ１１により、子変調器５１，５２及び親変調器５４によって位相変調された出力光（Ｙ側変調信号）の光パワーがモニタ可能とされる。

このような構成の第２ＱＰＳＫ変調部５では、光分岐素子３によって分離されたＹ光のさらに２つに分岐したうちの一方が、光導波路５１ａ，５１ｂを通過する際に、データ信号Ｄ_ＹＩに基づいて位相変調が行われ、ＹＩ変調信号が生成されて出力される。光導波路５１ａ，５１ｂ上には、図示しない電極が設けられ、それらの電極にバイアス電圧及びデータ信号Ｄ_ＹＩに基づいて生成された変調器駆動用の差動電圧信号が印加される。例えば、ある差動電圧信号をＶＹＩとすると、それは一対の正相電圧信号ＶＹＩＰと逆相電圧信号ＶＹＩＮとを有し、ＶＹＩと関係はＶＹＩ＝ＶＹＩＰ−ＶＹＩＮと表される。正相電圧信号ＶＹＩＰが光導波路５１ａ上の電極に印加され、逆相電圧信号ＶＹＩＮが光導波路５１ｂ上の電極に印加される。正相電圧信号ＶＹＩＰと逆相電圧信号ＶＹＩＮのそれぞれにバイアス電圧が与えられる。このバイアス電圧によって、ＹＩ変調信号の持つ２つの位相状態の値が決まる。そのため、このバイアス電圧は常に最適値に維持されるように制御される。また、光分岐素子３によって分離されたＹ光のさらに２つに分岐したうちの他方が、光導波路５２ａ，５２ｂを通過する際に、データ信号Ｄ_ＹＱに基づいて位相変調が行われ、ＹＱ変調信号が生成されて出力される。光導波路５２ａ，５２ｂ上には図示しない電極が設けられ、それらの電極にバイアス電圧及びデータ信号Ｄ_ＹＱに基づいて生成された変調器駆動用の差動電圧信号が印加される。このバイアス電圧によって、ＹＱ変調信号の持つ２つの位相状態の値が決まる。そのため、このバイアス電圧は常に最適値に維持されるように制御される。子変調器５１から出力されたＹＩ変調信号は、光導波路５４ａ上を通過するが、その際にＹＩ変調信号の位相は、光導波路５４ａ上の図示しない電極に印加されたバイアス電圧により調整される。また、子変調器５２から出力されたＹＱ変調信号は、光導波路５４ｂ上を通過するが、その際にＹＱ変調信号の位相は、光導波路５４ｂ上の図示しない電極に印加されたバイアス電圧により調整される。これら２つの位相の調整は、ＹＩ変調信号の位相とＹＱ変調信号との位相とが互いに９０度ずれた状態になるように行われる。そして、光導波路５４ａを通過したＹＩ変調信号と、光導波路５４ｂを通過したＹＱ変調信号とが合波されてＹ側変調信号が生成され、光導波路ｗｇ５を介して偏波合成素子７に出力される。

次に、光送信器１に含まれるバイアス制御回路２００の構成について説明する。

バイアス制御回路２００は、ＤＰ−ＱＰＳＫ変調器１００の第２ＱＰＳＫ変調部５に係る片側偏波用のバイアス電圧を調整するための構成を有し、Ａ／Ｄ変換器６１ａ，６１ｂ，６１ｃ、Ｄ／Ａ変換器６２ａ，６２ｂ，６２ｃ、差動増幅器６３ａ，６３ｂ、増幅器６４、コントローラ（制御回路）６５、抵抗素子６６、及びフィルタ６７を含んで構成されている。勿論、バイアス制御回路２００は、上記と同様な構成を第１ＱＰＳＫ変調部４について追加することにより、両側偏波用のバイアス電圧を調整する構成を採ってもよい。

抵抗素子６６は、第１光パワーモニタ１１に直列に接続されており、第１光パワーモニタ１１の出力電流に基づいて出力光の光パワーに相当する電圧信号（モニタ用電気信号）Ｖ_ＭＯＮ１を生成する。Ａ／Ｄ変換器６１ａは、第１光パワーモニタ１１と抵抗素子６６との間にアナログ入力端子が接続されており、電圧信号Ｖ_ＭＯＮ１をデジタル信号Ｄ_{ＭＯＮ１ａ}に変換してそのデジタル信号Ｄ_{ＭＯＮ１ａ}をコントローラ６５に出力する。Ｄ／Ａ変換器６２ａは、コントローラ６５からデジタル信号Ｄ_{ＭＯＮ１ａ}の時間平均値に相当するデジタル信号Ｄ_{ＡＶＧ１ａ}を受け、このデジタル信号Ｄ_{ＡＶＧ１ａ}をＤ／Ａ変換することによって、電圧信号Ｖ_ＭＯＮ１の時間平均に相当する基準電圧信号Ｖ_{ＡＶＧ１ａ}を生成する。差動増幅器６３ａは、非反転入力端子と反転入力端子とを有し、非反転入力端子は第１光パワーモニタ１１と抵抗素子６６との間に接続されており、反転入力端子はＤ／Ａ変換器６２ａの出力に接続されている。この差動増幅器６３ａは、基準電圧信号Ｖ_{ＡＶＧ１ａ}及び電圧信号Ｖ_ＭＯＮ１を受けて、基準電圧信号Ｖ_{ＡＶＧ１ａ}と電圧信号Ｖ_ＭＯＮ１との差に応じて振幅が変化する差分増幅電圧信号Ｖ_ＤＩ１ａを生成する。

Ａ／Ｄ変換器６１ｂは、そのアナログ入力端子が第１光パワーモニタ１１と抵抗素子６６との間にキャパシタ６７ａとログアンプ６７ｂとを含む直列回路であるフィルタ６７を介して交流結合により接続されており、低周波成分（ＤＣ成分）がカットされた電圧信号Ｖ_ＭＯＮ１を広いダイナミックレンジおよび高い信号検出感度を得るためにログアンプ６７ｂで増幅した上でデジタル信号Ｄ_{ＭＯＮ１ｂ}に変換してそのデジタル信号Ｄ_{ＭＯＮ１ｂ}をコントローラ６５に出力する。Ｄ／Ａ変換器６２ｂは、コントローラ６５からデジタル信号Ｄ_{ＭＯＮ１ｂ}の時間平均値を示すデジタル信号Ｄ_{ＡＶＧ１ｂ}を受け、このデジタル信号Ｄ_{ＡＶＧ１ｂ}をＤ／Ａ変換することによって、電圧信号Ｖ_ＭＯＮ１の時間平均に相当する基準電圧信号Ｖ_{ＡＶＧ１ｂ}を生成する。差動増幅器６３ｂは、非反転入力端子と反転入力端子とを有し、非反転入力端子は第１光パワーモニタ１１と抵抗素子６６との間にフィルタ６７を介して交流結合により接続されており、反転入力端子はＤ／Ａ変換器６２ｂの出力に接続されている。この差動増幅器６３ｂは、基準電圧信号Ｖ_{ＡＶＧ１ｂ}及び低周波成分（ＤＣ成分）がカットされた電圧信号Ｖ_ＭＯＮ１を受けて、基準電圧信号Ｖ_{ＡＶＧ１ｂ}と電圧信号Ｖ_ＭＯＮ１との差に応じて振幅が変化する差分増幅電圧信号Ｖ_ＤＩ１ｂを生成する。

Ａ／Ｄ変換器６１ｃは、その２つのアナログ入力端子が差動増幅器６３ａ，６３ｂの出力端子にそれぞれ接続されており、差動増幅器６３ａ，６３ｂから出力された差分増幅電圧信号Ｖ_ＤＩ１ａ，Ｖ_ＤＩ１ｂをそれぞれＡ／Ｄ変換してデジタル信号Ｄ_ＤＩ１ａ，Ｄ_ＤＩ１ｂを生成し、それらのデジタル信号Ｄ_ＤＩ１ａ，Ｄ_ＤＩ１ｂをコントローラ６５に出力する。

コントローラ６５は、ＣＰＵ等の演算回路及びメモリを内蔵するデジタル演算回路であり、Ａ／Ｄ変換器６１ａ，６１ｂ，６１ｃから受けたデジタル信号を基にデジタル処理を実行する。具体的には、コントローラ６５は、Ａ／Ｄ変換器６１ａから取得したデジタル信号Ｄ_{ＭＯＮ１ａ}を基にデジタル信号Ｄ_{ＭＯＮ１ａ}の時間平均値Ｄ_{ＡＶＧ１ａ}を演算処理により算出し、その時間平均値Ｄ_{ＡＶＧ１ａ}をＤ／Ａ変換器６２ａに送出する。同様に、コントローラ６５は、Ａ／Ｄ変換器６１ｂから取得したデジタル信号Ｄ_{ＭＯＮ１ｂ}を基にデジタル信号Ｄ_{ＭＯＮ１ｂ}の時間平均値Ｄ_{ＡＶＧ１ｂ}を演算処理により算出し、その時間平均値Ｄ_{ＡＶＧ１ｂ}をＤ／Ａ変換器６２ｂに送出する。

また、コントローラ６５は、Ａ／Ｄ変換器６１ｃから取得したデジタル信号Ｄ_ＤＩ１ａから、制御対象の子増幅器のバイアス電圧に重畳させたディザー信号に対応する周波数成分Ｄ_{ＥＸＴ１ａ}をデジタル処理により検出する。そして、コントローラ６５は、その周波数成分Ｄ_{ＥＸＴ１ａ}の大きさ（強度）に応じて制御対象の子変調器に与えるバイアス電圧を調整するとともにそのバイアス電圧に所定の周波数（例えば、１ＫＨｚ）のディザー信号を重畳させるように、デジタル処理によりバイアス電圧制御用のデジタル信号Ｄ_{ＢＩＡ１ａ}を生成する。さらに、コントローラ６５は、バイアス電圧制御用のデジタル信号Ｄ_{ＢＩＡ１ａ}をＤ／Ａ変換器６２ｃに送る。

同様に、コントローラ６５は、Ａ／Ｄ変換器６１ｃから取得したデジタル信号Ｄ_ＤＩ１ｂから、制御対象の親増幅器のバイアス電圧に重畳させたディザー信号に対応する周波数成分Ｄ_{ＥＸＴ１ｂ}をデジタル処理により抽出する。そして、コントローラ６５は、その周波数成分Ｄ_{ＥＸＴ１ｂ}の大きさ（強度）に応じて制御対象の親変調器に与えるバイアス電圧を調整するとともにそのバイアス電圧に所定の周波数（例えば、１ＫＨｚ）のディザー信号を重畳させるように、デジタル処理によりバイアス電圧制御用のデジタル信号Ｄ_{ＢＩＡ１ｂ}を生成する。さらに、コントローラ６５は、バイアス電圧制御用のデジタル信号Ｄ_{ＢＩＡ１ｂ}をＤ／Ａ変換器６２ｃに送る。

Ｄ／Ａ変換器６２ｃ（バイアス電圧生成回路）は、６チャンネルのＤ／Ａ変換器であり、各チャンネルは、子変調器５１，５２及び親変調器５４のそれぞれの電極に増幅器６４を介して１対１で接続されている。このＤ／Ａ変換器６２ｃは、コントローラ６５からバイアス電圧制御用のデジタル信号Ｄ_{ＢＩＡ１ａ}を受け取ると、そのデジタル信号Ｄ_{ＢＩＡ１ａ}をＤ／Ａ変換することにより、制御対象の子変調器の電極に印加するバイアス電圧Ｖ_{ＢＩＡ１ａ}を生成する。具体的には、デジタル信号Ｄ_{ＢＩＡ１ａ}に応じて、バイアス電圧の電圧値を設定するとともに、そのバイアス電圧にディザー信号を重畳させる。そして、Ｄ／Ａ変換器６２ｃは、増幅器６４を介してバイアス電圧Ｖ_{ＢＩＡ１ａ}を子変調器５１，５２のうちの制御対象の子変調器に印加する。なお、増幅器６４は、Ｄ／Ａ変換器６２ｃの１つのチャンネルと１つの子変調器内の２つの電極のうちの１つとの間に１個設けられるため、２つの子変調器５１，５２について合計４個が用意される。

また、Ｄ／Ａ変換器６２ｃは、コントローラ６５からバイアス電圧制御用のデジタル信号Ｄ_{ＢＩＡ１ｂ}を受け取ると、そのデジタル信号Ｄ_{ＢＩＡ１ｂ}をＤ／Ａ変換することにより、制御対象の親変調器に印加するバイアス電圧Ｖ_{ＢＩＡ１ｂ}を生成する。具体的には、デジタル信号Ｄ_{ＢＩＡ１ｂ}に応じて、バイアス電圧の電圧値を設定するとともに、そのバイアス電圧にディザー信号を重畳させる。そして、Ｄ／Ａ変換器６２ｃは、増幅器６４を介してバイアス電圧Ｖ_{ＢＩＡ１ｂ}を親変調器５４の２つの電極のうちの制御対象の１つに印加する。なお、増幅器６４は、Ｄ／Ａ変換器６２ｃの１つのチャンネルと親変調器５４内の２つの電極のうちの１つとの間に１個設けられるため、親変調器５４について合計２個が用意される。すなわち、増幅回路６４は、２つの子変調器５１，５２と１つの親変調器５４に、バイアス電圧と、制御対象のバイアス電圧に重畳されたディザー信号とを与えるために、第２ＱＰＳＫ変調部５について合計６個が用意される。

次に、図２及び図３を参照して、バイアス制御回路２００によるバイアス電圧制御の動作原理について説明する。図２は、多値位相変調器駆動用の差動電圧信号の振幅が１．２Ｖπ（Ｖπ：位相差πを生じさせる変調電圧）より小さい場合において、（ａ）は子変調器におけるバイアス電圧のドリフトによる最適値からの位相ずれとモニタ信号強度との関係を示すグラフであり、（ｂ）は親変調器におけるバイアス電圧のドリフトによる最適値からの位相ずれとモニタ信号強度との関係を示すグラフである。図３は、多値位相変調器駆動用の差動電圧信号の振幅が１．２Ｖπより大きい場合において、（ａ）は子変調器におけるバイアス電圧のドリフトによる最適値からの位相ずれとモニタ信号強度との関係を示すグラフであり、（ｂ）は親変調器におけるバイアス電圧のドリフトによる最適値からの位相ずれとモニタ信号強度との関係を示すグラフである。なお、ここでいう最適値からの位相ずれとは、変調器内の一対の光導波路を通過する光について、それぞれの光導波路に最適なバイアス電圧が印加された状態でそれぞれの光導波路を通過する光の位相差を基準（最適値）とした場合に、バイアス電圧のドリフトによって生じたその位相差の基準からの変位を意味する。すなわち、モニタ信号強度を観測して、モニタ信号強度と位相ずれとの関係から、位相ずれをゼロに近づけることによってバイアス電圧のドリフトによる影響を補償し、それぞれの光導波路を通過する光の位相差を最適値に維持することができる。また、上記の差動電圧信号の振幅とは、例えば、差動電圧信号ＶＸＩが一対の正相電圧信号ＶＸＩＰと逆相電圧信号ＶＸＩＮとによってＶＸＩ＝ＶＸＩＰ−ＶＸＩＮと表されるときに、このＶＸＩの電圧振幅のことを意味する。

図２（ａ）に示すように、変調器駆動用の差動電圧信号の振幅が１．２Ｖπより小さい条件下における子変調器に関しては、バイアス電圧のドリフトによる位相ずれ＝０の時にモニタ信号強度が極小となり、位相ずれの絶対値が大きくなるとモニタ信号強度が大きくなるような位相ずれ＝０を中心として対称な特性を示す。図２（ｂ）に示すように、変調器駆動用の差動電圧信号の振幅が１．２Ｖπより小さい条件下における親変調器に関しても同様な特性を示す。従って、これらの場合は、子変調器及び親変調器に印加するバイアス電圧の最適値は、モニタ信号強度が最小になるときのレベルであると考えることができる。

また、図３（ａ）に示すように、変調器駆動用の差動電圧信号の振幅が１．２Ｖπより大きい条件下における子変調器に関しては、バイアス電圧のドリフトによる位相ずれ＝０の時にモニタ信号強度が極大となり、位相ずれの絶対値が大きくなるとモニタ信号強度が小さくなるような位相ずれ＝０を中心として対称な特性を示す。図３（ｂ）に示すように、変調器駆動用の差動電圧信号の振幅が１．２Ｖπより大きい条件下における親変調器に関しては、バイアス電圧のドリフトによる位相ずれ＝０の時にモニタ信号強度が極小となり、ドリフトの絶対値が大きくなるとモニタ信号強度が大きくなるような位相ずれ＝０を中心として対称な特性を示す。従って、これらの場合は、子変調器に印加するバイアス電圧の最適値はモニタ信号強度が最大になるときのレベルであり、親変調器に印加するバイアス電圧の最適値はモニタ信号強度が最小になるときのレベルであると考えることができる。

このような特性を利用して、バイアス制御回路２００は、ＤＰ−ＱＰＳＫ変調器１００に印加するバイアス電圧を最適値に制御する。図４は、変調器駆動用の差動電圧信号の振幅が１．２Ｖπより小さい条件下における子変調器に対応した各種信号波形を示しており、（ａ）は、子変調器に印加されるバイアス電圧に重畳されるディザー信号の時間変化（信号波形）、（ｂ）は、子変調器においてマイナス方向の位相ずれが発生した場合のモニタ信号強度の時間変化（信号波形）、（ｃ）は、子変調器における位相ずれ＝０の場合のモニタ信号強度の時間変化（信号波形）、（ｄ）は、子変調器においてプラス方向の位相ずれが発生した場合のモニタ信号強度の時間変化（信号波形）、をそれぞれ示す。これらの波形から、モニタ信号の電圧振幅を最小値に収束させるように子変調器に印加するバイアス電圧を調整することにより、子変調器における位相ずれを低減することができる。例えば、（ｂ）の信号波形と（ａ）の信号波形と比較すると、互いに波形の山と谷との位置が逆さの関係になっているが、これはディザー信号とモニタ信号の極性の反転が図２（ａ）の曲線の微係数が負になっていることに起因して生じるため、位相ずれがマイナス方向になっていることを検出できる。また、図４（ｄ）の信号波形と（ａ）の信号波形とを比較すると、互いに山と谷の位置が同じ関係になっているが、これはディザー信号とモニタ信号の極性が一致していて、それは図２（ａ）の曲線の微係数が正になっていることに起因して生じるため、位相ずれはプラス方向になっていることを検出できる。より具体的には、このような信号波形の比較は、コントローラ６５がモニタ信号を適当な時間間隔でサンプリングすることで行うことができる。従って、バイアス制御回路２００のコントローラ６５は、変調器駆動用の差動電圧信号の振幅が１．２Ｖπより小さい条件下では、モニタ信号の大きさを示す周波数成分Ｄ_{ＥＸＴ１ａ}の大きさが最小値になるように制御対象の子変調器に与えるバイアス電圧を調整している。さらに、同条件下では、コントローラ６５は、モニタ信号の大きさを示す周波数成分Ｄ_{ＥＸＴ１ｂ}の大きさが最小値になるように制御対象の親変調器に与えるバイアス電圧を調整している。

一方、変調器駆動用の差動電圧信号の振幅が１．２Ｖπより大きい条件下においては、コントローラ６５は、モニタ信号の大きさを示す周波数成分Ｄ_{ＥＸＴ１ａ}の大きさが最大値になるように制御対象の子変調器に与えるバイアス電圧を調整している。さらに、同条件下で、コントローラ６５は、モニタ信号の大きさを示す周波数成分Ｄ_{ＥＸＴ１ｂ}の大きさが最小値になるように制御対象の親変調器に与えるバイアス電圧を調整している。なお、ここではモニタ信号と位置ずれとの関係について、図２および図３を例として説明したが、本発明の実施においては、モニタ信号の強度と位置ずれとの関係が一意的に決まっていれば良く、差動電圧信号の振幅が１．２Ｖπよりも大きいか小さいかという条件に限定されることはない。

以下、図５を参照しながら、バイアス制御回路２００によるバイアス電圧の制御手順について説明する。図５は、バイアス制御回路２００によるバイアス電圧の制御手順を示すフローチャートである。

光送信器１の動作が開始されると、バイアス制御回路２００のコントローラ６５により、Ｄ／Ａ変換器６２ｃにおける子変調器５１，５２のそれぞれの２つの電極に印加するバイアス電圧Ｖ_{ＢＩＡ１ａ}の初期値が設定される（ステップＳ０１）。次に、Ａ／Ｄ変換器６１ａにより、子変調器５１，５２のうちの先にバイアス制御を行う対象に選んだ子変調器に関して、出力光のモニタ値であるデジタル信号Ｄ_{ＭＯＮ１ａ}が取得される（ステップＳ０２）。その後、コントローラ６５によってモニタ値の時間平均値であるデジタル信号Ｄ_{ＡＶＧ１ａ}が計算され、この計算値に応じてＤ／Ａ変換器６２ａのアナログ出力における基準電圧信号Ｖ_{ＡＶＧ１ａ}が更新される（ステップＳ０３）。

さらに、コントローラ６５により、制御対象の子変調器に印加するバイアス電圧Ｖ_{ＢＩＡ１ａ}に所定のディザー信号が重畳されるようにＤ／Ａ変換器６２ｃへデジタル信号が入力される（ステップＳ０４）。その後、Ａ／Ｄ変換器６１ｃにより、差動増幅器６３ａから出力される、基準電圧信号Ｖ_{ＡＶＧ１ａ}と電圧信号Ｖ_ＭＯＮ１との差分増幅電圧信号Ｖ_ＤＩ１ａがサンプリングされ、この信号をＡ／Ｄ変換したデジタル信号Ｄ_ＤＩ１ａが出力される（ステップＳ０５）。次に、コントローラ６５により、デジタル信号Ｄ_ＤＩ１ａのサンプリング値の差分が計算され、その差分の計算値がゼロとなる方向に制御対象の子変調器に対するバイアス電圧制御用のデジタル信号Ｄ_{ＢＩＡ１ａ}が生成され、その値に基づいてＤ／Ａ変換器６２ｃの値が更新される（ステップＳ０６）。ここでいうサンプリング値の差分とは、例えば、図４（ａ）〜（ｄ）の信号波形において、（ａ）のディザー信号の信号波形が谷になっている時間内のある一つのサンプリングの時間をｔ１とし、その谷の直後に山になっている時間内のある一つのサンプリングの時間をｔ２として、モニタ信号の強度を時間ｔの関数としてＳ（ｔ）として表した時に、ΔＳ＝Ｓ（ｔ２）―Ｓ（ｔ１）を求めることを意味する。ΔＳが正であるか負であるかで、位相ずれが正であるか負であるかを検出することができ、このΔＳの大きさ（絶対値）はモニタ信号の強度に相当するので、その値が極小値または極大値になることを目標に制御を行うことができる。これにより、制御対象の子変調器に印加するバイアス電圧が調整され、ステップＳ０２〜Ｓ０６の処理は、次にバイアス制御を行う対象となる子変調器についても行われ、結果として全ての子変調器５１，５２のそれぞれの２つの電極について繰り返される（ステップＳ０７）。ところで、差分増幅電圧信号Ｖ_ＤＩ１ａは、電圧信号Ｖ_ＭＯＮ１と基準電圧信号Ｖ_{ＡＶＧ１ａ}との差、すなわち、Ｖ_ＭＯＮ１―Ｖ_{ＡＶＧ１ａ}が差動増幅器６３ａのゲインによって増幅された電圧となっている。電圧信号Ｖ_ＭＯＮ１には、例えば、第２ＱＰＳＫ変調部５から出力される光出力（Ｙ側変調信号）の強度をモニタするための光出力強度モニタ成分と、ディザー信号によって生じたディザー成分とが含まれている。ディザー信号の大きさは変調信号の大きさに対して通常は数％程度の値が使用されるため、光出力強度モニタ成分の大きさはディザー成分の大きさよりも数倍から数十倍大きい。電圧信号Ｖ_ＭＯＮ１を増幅する場合に、光出力強度モニタ成分が含まれているために、増幅器の出力電圧の制約から十分なゲインを設定することができず、その結果、ディザー成分を十分に増幅できない場合があり得る。基準電圧信号Ｖ_{ＡＶＧ１ａ}は、光出力強度モニタ成分に相当しており、それを電圧信号Ｖ_ＭＯＮ１から差し引いて増幅することでディザー成分を所定のゲインで増幅することができる。例えば、光出力強度モニタ成分（基準電圧信号Ｖ_{ＡＶＧ１ａ}）の大きさが１Ｖで、ディザー成分の大きさが０．０５Ｖであったとすると、仮に、増幅器の出力電圧の大きさが約２Ｖで制限されるような場合には、入力電圧（電圧信号Ｖ_ＭＯＮ１）に対する増幅器のゲインはせいぜい２倍程度（≒（出力電圧の大きさ２Ｖ）/（入力電圧の大きさ１Ｖ＋０．０５Ｖ））にしか設定できず、ディザー成分は０，０５Ｖ×２＝０．１Ｖ程度にしか増幅できない。これに対して、本願発明の実施例のように、差動増幅器６３ａによって電圧信号Ｖ_ＭＯＮ１から光出力強度モニタ成分（基準電圧信号Ｖ_{ＡＶＧ１ａ}）を差し引いて増幅することでディザー信号のみをもっと大きく増幅することができる。すなわち、差動増幅器６３ａは、出力電圧の大きさが２Ｖに制限されていたとしても、ゲインを４０倍に設定することによって、電圧信号Ｖ_ＭＯＮ１―基準電圧信号Ｖ_{ＡＶＧ１ａ}＝ディザー成分＝０．０５Ｖを２Ｖにまで増幅することができる。このように、ディザー信号に応じてモニタ用電気信号に生じたディザー成分（振幅変調成分）のみを効率的に増幅することができる。

次に、Ｄ／Ａ変換器６２ｃにおける親変調器５４に印加するバイアス電圧Ｖ_{ＢＩＡ１ｂ}の初期値が設定される（ステップＳ０８）。その後、Ａ／Ｄ変換器６１ｂにより、親変調器５４に関して、出力光のモニタ値であるデジタル信号Ｄ_{ＭＯＮ１ｂ}が取得される（ステップＳ０９）。その後、コントローラ６５によってモニタ値の時間平均値であるデジタル信号Ｄ_{ＡＶＧ１ｂ}が計算され、この計算値に応じてＤ／Ａ変換器６２ｂのアナログ出力における基準電圧信号Ｖ_{ＡＶＧ１ｂ}が更新される（ステップＳ１０）。

さらに、コントローラ６５により、制御対象の親変調器に印加するバイアス電圧Ｖ_{ＢＩＡ１ｂ}に所定のディザー信号が重畳されるようにＤ／Ａ変換器６２ｃへデジタル信号が入力される（ステップＳ１１）。その後、Ａ／Ｄ変換器６１ｃにより、差動増幅器６３ｂから出力される、基準電圧信号Ｖ_{ＡＶＧ１ｂ}と電圧信号Ｖ_ＭＯＮ１との差分増幅電圧信号Ｖ_ＤＩ１ｂがサンプリングされ、この信号をＡ／Ｄ変換したデジタル信号Ｄ_ＤＩ１ｂが出力される（ステップＳ１２）。次に、コントローラ６５により、デジタル信号Ｄ_ＤＩ１ｂのサンプリング値の差分（上記の子変調器についてのサンプリング値の差分と信号の処理としては同じ）が計算され、その差分の計算値がゼロとなる方向に制御対象の親変調器に対するバイアス電圧制御用のデジタル信号Ｄ_{ＢＩＡ１ｂ}が生成され、その値に基づいてＤ／Ａ変換器６２ｃの値が更新される（ステップＳ１３）。これにより、制御対象の親変調器に印加するバイアス電圧が調整され、ステップＳ０９〜Ｓ１３の処理は、親変調器５４について繰り返される（ステップＳ１４）。以上のバイアス電圧の制御処理は、所定の周期で繰り返し実行される。この周期はディザー信号の周波数（例えば、１ｋＨｚ）より長い周期に設定される。

以上説明した光送信器１及びそれに内蔵されるバイアス制御回路２００によれば、差動増幅器６３ａにおいて、制御対象の子変調器の出力のモニタ用のモニタ用電気信号Ｖ_ＭＯＮ１とその電気信号の時間平均Ｖ_{ＡＶＧ１ａ}との電位差に応じた差分増幅電圧信号Ｖ_ＤＩ１ａが生成される。これにより、モニタ用電気信号の信号強度に依存せずに、ディザー信号に応じてモニタ用電気信号に生じた振幅変調成分のみを効率的に増幅を行うことができ、検出感度が向上する。さらに、コントローラ６５において、その差分増幅電圧信号Ｖ_ＤＩ１ａをＡ／Ｄ変換することにより得られたデジタル信号Ｄ_ＤＩ１ａからディザー成分Ｄ_{ＥＸＴ１ａ}が抽出され、ディザー成分Ｄ_{ＥＸＴ１ａ}に応じてバイアス電圧を調整するとともにそのバイアス電圧にディザー信号を重畳させるように、デジタル信号Ｄ_{ＢＩＡ１ａ}が生成される。そして、Ｄ／Ａ変換器６２ｃにおいて、そのデジタル信号Ｄ_{ＢＩＡ１ａ}をアナログ信号に変換することによりバイアス電圧Ｖ_{ＢＩＡ１ａ}が生成されて、そのバイアス電圧Ｖ_{ＢＩＡ１ａ}が制御対象の子変調器に与えられる。これにより、子変調器に印加されるバイアス電圧を適正値に設定して出力光を安定化することができる。さらに、従来のような発振回路、同期検波回路、及びローパスフィルタ等が不要となるので部品点数を少なくし実装面積も小さくすることができ、回路規模の小型化、及び低消費電力化が容易に実現される。具体的には、従来と比較して部品占有面積が３５％程度削減される。

また、バイアス制御回路２００においては、コントローラ６５がモニタ用電気信号Ｖ_ＭＯＮ１をＡ／Ｄ変換器６１ａを経由して受け、Ａ／Ｄ変換されたモニタ用電気信号Ｄ_ＭＯＮ１の時間平均値Ｄ_{ＡＶＧ１ａ}をデジタル処理により算出し、時間平均値Ｄ_{ＡＶＧ１ａ}をＤ／Ａ変換器６２ａを経由することによって基準電圧信号Ｖ_{ＡＶＧ１ａ}として差動増幅器６３ａに入力する。このような構成により、モニタ用電気信号の時間平均をデジタル処理により算出することによりローパスフィルタ等のフィルタ回路が不要となるので、回路規模の小型化、及び低消費電力化がさらに容易となる。併せて、モニタ用電気信号の検出時間を短縮化することで、バイアス制御の応答を速めることができる。

また、バイアス制御回路２００は、差動増幅器６３ｂ、Ａ／Ｄ変換器６１ｂ、及びＤ／Ａ変換器６２ｂをさらに備える。このような構成においては、交流結合により低周波成分がカットされた親変調器の出力モニタ用のモニタ用電気信号Ｖ_ＭＯＮ１と、その電気信号の時間平均Ｖ_{ＡＶＧ１ｂ}との電位差に応じた差分増幅電圧信号Ｖ_ＤＩ１ｂが生成される。さらに、コントローラ６５において、その差分増幅電圧信号Ｖ_ＤＩ１ｂを基にしてデジタル信号Ｄ_{ＢＩＡ１ｂ}が生成され、Ｄ／Ａ変換器６２ｃにおいて、そのデジタル信号Ｄ_{ＢＩＡ１ｂ}をアナログ信号に変換することによりバイアス電圧Ｖ_{ＢＩＡ１ｂ}が生成されて、そのバイアス電圧が制御対象の親変調器に与えられる。これにより、子変調器に加えて親変調器に印加されるバイアス電圧を適正値に設定して出力光を安定化することができる。さらに、回路規模の小型化、及び低消費電力化が容易に実現される。ここで、親変調器のモニタ用のモニタ用電気信号Ｖ_ＭＯＮ１を交流結合により取り出すことで、子変調器用のモニタ用電気信号Ｖ_ＭＯＮ１が親変調器のモニタ回路側に透過することを防止でき、子変調器の光出力が正確に検知できないという不都合を防止できる。

なお、本発明に係る半導体変調器は上記実施形態に記載したものに限定されない。例えば、図６は、本発明の変形例に係る光送信器１Ａの概略構成を示している。同図に示すように、光送信器１Ａにおいては、ＤＰ−ＱＰＳＫ変調器１００Ａの第１ＱＰＳＫ変調部４の出力端においてもその出力端の光出力の一部が分岐して取り出され、その出力端の近傍に第１ＱＰＳＫ変調部４の光出力の一部を受光する第２光パワーモニタ１３が設けられている。そして、バイアス制御回路２００Ａには、第２ＱＰＳＫ変調部５のバイアス電圧を制御する構成に加えて、第１ＱＰＳＫ変調部４のバイアス電圧を制御する構成も追加されている。具体的には、第１ＱＰＳＫ変調部４の子変調器４１，４２のうちの制御対象の子変調器に関してモニタ用電気信号Ｖ_ＭＯＮ２とその電気信号の時間平均Ｖ_{ＡＶＧ２ａ}との電位差に応じた電圧信号Ｖ_ＤＩ２ａを生成するための構成として、Ａ／Ｄ変換器１６１ａ，Ｄ／Ａ変換器１６２ａ、及び差動増幅器１６３ａを備えている。さらに、第１ＱＰＳＫ変調部４の親変調器４４に関してモニタ用電気信号Ｖ_ＭＯＮ２とその電気信号の時間平均Ｖ_{ＡＶＧ２ｂ}との電位差に応じた電圧信号Ｖ_ＤＩ２ｂを生成するための構成として、Ａ／Ｄ変換器１６１ｂ，Ｄ／Ａ変換器１６２ｂ、及び差動増幅器１６３ｂを備えている。さらに、バイアス制御回路２００Ａには、第２光パワーモニタ１３に直列に接続されて第２光パワーモニタ１３によってモニタされた電流信号を電圧信号に変換する抵抗素子１６６と、第２光パワーモニタ１３の出力とＡ／Ｄ変換器１６１ｂ及び差動増幅器１６３ｂとを交流結合するためのフィルタ１６７も備えられている。抵抗素子１６６は、第２光パワーモニタ１３の出力電流に基づいて出力光の光パワーに相当する電圧信号（モニタ用電気信号）を生成する。また、差動増幅器６３ａ，６３ｂ，１６３ａ，１６３ｂの出力には、それぞれの出力した電圧信号をＡ／Ｄ変換するための４つのＡ／Ｄ変換器１６１ｃ，１６１ｄ，１６１ｅ，１６１ｆが設けられており、コントローラ６５の出力には、コントローラ６５から取得したデジタル信号をＤ／Ａ変換して第１ＱＰＳＫ変調部４及び第２ＱＰＳＫ変調部５に含まれる子変調器及び親変調器に印加するバイアス電圧を生成するための１２チャンネルのＤ／Ａ変換器１６２ｃが接続されている。

このような構成の光送信器１Ａによれば、第１ＱＰＳＫ変調部４及び第２ＱＰＳＫ変調部５に含まれる全ての子変調器及び親変調器のそれぞれに印加されるバイアス電圧を適正値に設定して出力光を安定化することができるとともに、回路規模の小型化、及び低消費電力化が容易に実現される。

図７は、本発明の別の変形例に係る光送信器１Ｂの概略構成を示している。同図に示すように、光送信器１Ｂのバイアス制御回路２００Ｂにおいては、第１ＱＰＳＫ変調部４の制御用のＡ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器、及び差動増幅器と、第２ＱＰＳＫ変調部５の制御用のＡ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器、及び差動増幅器とで共用する構成とし、バイアス電圧の制御処理を第１ＱＰＳＫ変調部４及び第２ＱＰＳＫ変調部５に含まれる各変調器を対象にして時分割で処理するようにしてもよい。

具体的には、同図に示すバイアス制御回路２００Ｂは、スイッチＳＷ１、スイッチＳＷ２、及びスイッチＳＷ３を備え、図６のバイアス制御回路２００ＡにおけるＡ／Ｄ変換器６１ｂ，１６１ａ，１６１ｂ、Ｄ／Ａ変換器１６２ａ，１６２ｂ、差動増幅器１６３ａ，１６３ｂ、及びＡ／Ｄ変換器１６１ｅ，１６１ｆを省略した構成となっている。このスイッチＳＷ１は、第１光パワーモニタ１１から取得したモニタ用電気信号Ｖ_ＭＯＮ１と、第２光パワーモニタ１３から取得したモニタ用電気信号Ｖ_ＭＯＮ２とのうちからいずれかを選択して、差動増幅器６３ａの非反転入力端子及びスイッチＳＷ３に出力する。スイッチＳＷ２は、第１光パワーモニタ１１から交流結合を介して取得したモニタ用電気信号Ｖ_ＭＯＮ１と、第２光パワーモニタ１３から交流結合を介して取得したモニタ用電気信号Ｖ_ＭＯＮ２とのうちからいずれかを選択して、差動増幅器６３ｂの非反転入力端子及びスイッチＳＷ３に出力する。スイッチＳＷ３は、スイッチＳＷ１から出力されたモニタ用電気信号Ｖ_ＭＯＮ１又はモニタ用電気信号Ｖ_ＭＯＮ２と、スイッチＳＷ２から出力されたモニタ用電気信号Ｖ_ＭＯＮ１又はモニタ用電気信号Ｖ_ＭＯＮ２とのうちからいずれかを選択して、Ａ／Ｄ変換器６１ａに出力する。そして、コントローラ６５は、スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３に選択信号を送出することにより、第１ＱＰＳＫ変調部４と第２ＱＰＳＫ変調部５との間で制御対象を切り替えながら時分割での子変調器および親変調器のバイアス電圧の制御処理を実行する。例えば、第１ＱＰＳＫ変調部４を制御対象とする場合には、スイッチＳＷ１及びスイッチＳＷ２を第２光パワーモニタ１３側に切り替え、スイッチＳＷ３をスイッチＳＷ１側とスイッチＳＷ２側とで交互に切り替えることにより、第１ＱＰＳＫ変調部４における子変調器及び親変調器に対する制御を切り替えて実行する。同様に、第２ＱＰＳＫ変調部５を制御対象とする場合には、スイッチＳＷ１及びスイッチＳＷ２を第１光パワーモニタ１１側に切り替え、スイッチＳＷ３をスイッチＳＷ１側とスイッチＳＷ２側とで交互に切り替えることにより、第２ＱＰＳＫ変調部５における子変調器及び子変調器に対する制御を切り替えて実行する。スイッチＳＷ１〜ＳＷ３は、それぞれ別々の個体であっても良く、あるいは、複数のスイッチが１つのパッケージに集積化されたものを使用しても良い。スイッチの切替えは、図５のフローチャートのステップＳ０７およびＳ１４にて制御対象となる子変調器あるいは親変調器を替える際に行う。例えば、第２ＱＰＳＫ変調部５の子変調器５１、５２について制御を行う場合には、スイッチＳＷ１を第１パワーモニタ１１側に切替えるとともにスイッチＳＷ３をＳＷ１側に切替え、次に第１ＱＰＳＫ変調部４の子変調器４１、４２について制御を行う場合には、スイッチＳＷ１を第２パワーモニタ１３側に切替える。また、第２ＱＰＳＫ変調部の親変調器５４について制御を行う場合には、スイッチＳＷ２を第１光パワーモニタ１１側に切替えるとともにスイッチＳＷ３をスイッチＳＷ２側に切替え、続いて第１ＱＰＳＫ変調部の親変調器４４について制御を行う場合には、スイッチＳＷ２を第２光パワーモニタ１３側に切替える。バイアス電圧の制御は、１つの子変調器あるいは親変調器毎に行うため。図７の変形例において、時分割制御のためのタイムスロットは合計６個となる（子変調器４１、４２、５１、５２、親変調器４４、５４について各１個）。一つのタイムスロットは１秒以内に行うことが可能であり、ドリフト現象は十秒〜数十秒と比較的ゆっくりとした変化であるために、それに追従して制御を行うことができる。なお、制御の方法として、１つのタイムスロットにて１つの変調器について最適値にバイアス電圧を合わせるようにするのではなく、タイムスロットを短い時間にして途中まで制御を行い、コントローラ６５が途中までの値を記憶しておいて、次のタイムスロットにて記憶した値を基に制御を再開するというように、複数のタイムスロットを経てバイアス電圧を最適値に合わせる方法をとっても良い。

このような光送信器１Ｂによれば、第１ＱＰＳＫ変調部４の制御用回路と第２ＱＰＳＫ変調部５の制御用回路とを共用した構成とされているので、回路規模の小型化、及び低消費電力化がさらに容易となる。

図８は、本発明の別の変形例に係る光送信器１Ｃの概略構成を示している。同図に示すように、光送信器１Ｃのバイアス制御回路２００Ｃにおいては、Ａ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器、差動増幅器を、第１ＱＰＳＫ変調部４及び第２ＱＰＳＫ変調部５に含まれる子変調器及び親変調器で共用する構成とし、バイアス電圧の制御処理を第１ＱＰＳＫ変調部４及び第２ＱＰＳＫ変調部５に含まれる各変調器を対象にして時分割で処理するようにしてもよい。

具体的には、同図に示すバイアス制御回路２００Ｃは、スイッチＳＷ４を備え、図７のバイアス制御回路２００ＢにおけるＤ／Ａ変換器６２ｂ、差動増幅器６３ｂ、及びＡ／Ｄ変換器１６１ｄを省略した構成となっている。このスイッチＳＷ４は、第１光パワーモニタ１１から取得したモニタ用電気信号Ｖ_ＭＯＮ１と、第１光パワーモニタ１１から交流結合を介して取得したモニタ用電気信号Ｖ_ＭＯＮ１と、第２光パワーモニタ１３から取得したモニタ用電気信号Ｖ_ＭＯＮ２と、第２光パワーモニタ１３から交流結合を介して取得したモニタ用電気信号Ｖ_ＭＯＮ２とのうちからいずれかを選択して、差動増幅器６３ａの非反転入力端子及びＡ／Ｄ変換器６１ａに出力する。そして、コントローラ６５は、スイッチＳＷ４に選択信号を送出することにより、第１ＱＰＳＫ変調部４の子変調器、第１ＱＰＳＫ変調部４の親変調器と、第２ＱＰＳＫ変調部５の子変調器と、第２ＱＰＳＫ変調部５の親変調器との間で制御対象を切り替えながら時分割でのバイアス電圧の制御処理を実行する。例えば、第１ＱＰＳＫ変調部４の子変調器を制御対象とする場合には、スイッチＳＷ４を第２光パワーモニタ１３側に切り替えることにより、抵抗素子１６６に生じたモニタ用電気信号を選択して、第１ＱＰＳＫ変調部４の子変調器に対する制御を実行する。また、第１ＱＰＳＫ変調部４の親変調器を制御対象とする場合には、スイッチＳＷ４をフィルタ１６７側に切り替えることにより、第１ＱＰＳＫ変調部４の親変調器に対する制御を実行する。同様にして、コントローラ６５は、第２ＱＰＳＫ変調部５の子変調器及び親変調器に対する制御を時分割で実行する。タイムスロットの時間および個数については、図７について説明したのと同様に、それぞれ１秒以内、最低６個であれば良い。

このような光送信器１Ｃによれば、子変調器と親変調器とで制御用回路とを共用した構成とされているので、回路規模の小型化、及び低消費電力化が一層容易となる。

１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ…光送信器、１１…第１光パワーモニタ（受光素子）、１３…第２光パワーモニタ（受光素子）、４１ａ，４１ｂ，４２ａ，４２ｂ，５１ａ，５１ｂ，５２ａ，５２ｃ…子変調器（マッハツェンダ型変調器）、４４ａ，４４ｂ，５４ａ，５４ｂ…親変調器、６１ａ，６１ｂ，６１ｃ，１６１ａ，１６１ｂ，１６１ｃ，１６１ｄ，１６１ｅ，１６１ｆ…Ａ／Ｄ変換器、６２ａ，６２ｂ，６２ｃ，１６２ａ，１６２ｂ，１６２ｃ…Ｄ／Ａ変換器、６３ａ，６３ｂ，１６３ａ，１６３ｂ…差動増幅器、６５…コントローラ（制御回路）、１００，１００Ａ…偏波多重多値位相変調器（ＤＰ−ＱＰＳＫ変調器）、２００，２００Ａ，２００Ｂ，２００Ｃ…バイアス制御回路、ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４…スイッチ。

Claims

一対の第１の光導波路を含む第１のマッハツェンダ型変調器と、前記第１のマッハツェンダ型変調器から出力される光の一部を受光する受光素子とを有する位相変調器に対して、バイアス電圧をそれぞれの前記第１の光導波路上に形成された電極に印加するバイアス制御回路であって、
バイアス電圧制御信号が入力されて、前記バイアス電圧制御信号に応じて電圧値が設定されるとともに所定のディザー信号が重畳された前記バイアス電圧を前記電極に印加するバイアス電圧生成回路と、
一対の第１の入力端子を有し、前記一対の第１の入力端子の一方に前記受光素子の出力電流に基づいて生成されたモニタ用電気信号の時間平均に相当する第１の基準電圧信号が入力され、前記一対の第１の入力端子の他方に前記モニタ用電気信号が入力され、前記第１の基準電圧信号と前記モニタ用電気信号との電位差に応じた振幅の第１の電圧信号を出力する差動増幅回路と、
前記差動増幅回路から出力された前記第１の電圧信号から前記ディザー信号によって生じた周波数成分を検出し、該周波数成分の強度に応じて前記バイアス電圧制御信号を生成し、該バイアス電圧制御信号を前記バイアス電圧生成回路に入力する制御回路と、
を備えるバイアス制御回路。
Ａ／Ｄ変換器と、Ｄ／Ａ変換器と、をさらに備え、
前記Ａ／Ｄ変換器は、前記モニタ用電気信号を第１のデジタル信号に変換して前記制御回路に入力し、
前記制御回路は、前記第１のデジタル信号の時間平均値を演算処理により算出して、前記時間平均値をデジタル信号として前記Ｄ／Ａ変換器に入力し、
前記Ｄ／Ａ変換器は、前記時間平均値を第１のアナログ信号に変換して、前記第１のアナログ信号を前記第１の基準電圧信号として前記差動増幅回路に入力する、
請求項１に記載のバイアス制御回路。
前記位相変調器は、一対の第２の光導波路を含む第２のマッハツェンダ型変調器と、前記第１のマッハツェンダ型変調器からの出力光が一対の第３の光導波路の一方に入力されるとともに前記第２のマッハツェンダ型変調器からの出力光が前記一対の第３の光導波路の他方に入力される親変調器をさらに有し、前記受光素子は、前記親変調器から出力される光の一部をさらに受光可能に構成され、
一対の第２の入力端子を有し、前記一対の第２の入力端子の一方に交流結合を介して所定の低周波成分が除去された前記モニタ用電気信号の時間平均に相当する第２の基準電圧信号が入力され、前記一対の第２の入力端子の他方に前記交流結合を介して所定の低周波成分が除去された前記モニタ用電気信号が入力され、前記第２の基準電圧信号と所定の低周波成分が除去された前記モニタ用電気信号との電位差に応じた振幅の第２の電圧信号を出力する親変調器用差動増幅回路をさらに備え、
前記制御回路は、前記第２の電圧信号をデジタル信号に変換し、前記第２の電圧信号から前記ディザー信号によって生じた周波数成分を検出し、該周波数成分の強度に応じて前記バイアス電圧制御信号を生成し、該バイアス電圧制御信号を前記バイアス電圧生成回路に入力する、
請求項１又は２記載のバイアス制御回路。
一対の第１のマッハツェンダ型変調器と、前記一対の第１マッハツェンダ型変調器の出力光が入力される第１の親変調器と、前記第１の親変調器の出力光の一部を受光する第１の受光素子と、を有する第１の位相変調器と、
一対の第２のマッハツェンダ型変調器と、前記一対の第２マッハツェンダ型変調器の出力光が入力される第２の親変調器と、前記第２の親変調器の出力光の一部を受光する第２の受光素子と、を有する第２の位相変調器と、
を有する偏波多重位相変調器に対して、バイアス電圧を供給するバイアス制御回路であって、
バイアス電圧制御信号が入力されて、該バイアス電圧制御信号に応じて電圧値が設定されるとともに所定のディザー信号が重畳された前記バイアス電圧を前記偏波多重位相変調器に供給するバイアス電圧生成回路と、
前記第１の受光素子の出力電流に基づいて生成された第１のモニタ用電気信号と、前記第２の受光素子の出力電流に基づいて生成された第２のモニタ用電気信号とからいずれかを選択して、選択されたモニタ用電気信号を出力する第１のスイッチと、
一対の第１の入力端子を有し、前記一対の第１の入力端子の一方に前記選択されたモニタ用電気信号の時間平均に相当する第１の基準電圧信号が入力され、前記一対の第１の入力端子の他方に前記選択されたモニタ用電気信号が入力され、前記第１の基準電圧信号と前記選択されたモニタ用電気信号との電位差に応じた振幅の第１の電圧信号を出力する差動増幅回路と、
前記差動増幅回路から出力された前記第１の電圧信号から前記ディザー信号によって生じた周波数成分を検出し、該周波数成分の強度に応じて前記バイアス電圧制御信号を生成し、該バイアス電圧制御信号を前記バイアス電圧生成回路に入力する制御回路と、を有し、
前記制御回路は、前記第１のスイッチに対して選択信号を送出することにより、前記一対の第１のマッハツェンダ型変調器のそれぞれに対する前記バイアス電圧の調整と前記一対の第２のマッハツェンダ型変調器のそれぞれに対する前記バイアス電圧の調整と、を時分割方式で実行する、
バイアス制御回路。
第１の交流結合を介して受けた前記第１のモニタ用電気信号と、第２の交流結合を介して受けた前記第２のモニタ用電気信号とからいずれかを選択して、親変調器用モニタ用電気信号を出力する第２のスイッチと、
一対の第２の入力端子を有し、前記一対の第２の入力端子の一方に前記親変調器用モニタ用電気信号の時間平均に相当する第２の基準電圧信号が入力され、前記一対の第２の入力端子の他方に前記親変調器用モニタ用電気信号が入力され、前記第２の基準電圧信号と前記親変調器用モニタ用電気信号との電位差に応じた振幅の第２の電圧信号を出力する差動増幅回路と、をさらに有し、
前記制御回路は、前記差動増幅回路から出力された前記第２の電圧信号から前記ディザー信号によって生じた周波数成分を検出し、該周波数成分の強度に応じて前記バイアス電圧制御信号を生成し、
前記第２のスイッチに対して選択信号を送出することにより、前記第１の親変調器に対する前記バイアス電圧の調整と前記第２の親変調器に対する前記バイアス電圧の調整と、を時分割方式で実行する、
請求項４記載のバイアス制御回路。
一対の第１のマッハツェンダ型変調器と、前記一対の第１マッハツェンダ型変調器の出力光が入力される第１の親変調器と、前記第１の親変調器の出力光の一部を受光する第１の受光素子と、を有する第１の位相変調器と、
一対の第２のマッハツェンダ型変調器と、前記一対の第２マッハツェンダ型変調器の出力光が入力される第２の親変調器と、前記第２の親変調器の出力光の一部を受光する第２の受光素子と、を有する第２の位相変調器と、
を有する偏波多重位相変調器に対して、バイアス電圧を供給するバイアス制御回路であって、
バイアス電圧制御信号が入力されて、該バイアス電圧制御信号に応じて電圧値が設定されるとともに所定のディザー信号が重畳された前記バイアス電圧を前記偏波多重位相変調器に供給するバイアス電圧生成回路と、
前記第１の受光素子の出力電流に基づいて生成された第１のモニタ用電気信号と、前記第２の受光素子の出力電流に基づいて生成された第２のモニタ用電気信号と、第１の交流結合を介して受けた前記第１のモニタ用電気信号と、第２の交流結合を介して受けた前記第２のモニタ用電気信号と、からいずれかを選択して、選択されたモニタ用電気信号を出力するスイッチと、
一対の入力端子を有し、前記一対の入力端子の一方に前記選択されたモニタ用電気信号の時間平均に相当する基準電圧信号が入力され、前記一対の入力端子の他方に前記選択されたモニタ用電気信号が入力され、前記基準電圧信号と前記選択されたモニタ用電気信号との電位差に応じた振幅の電圧信号を出力する差動増幅回路と、
前記差動増幅回路から出力された前記電圧信号から前記ディザー信号によって生じた周波数成分を検出し、該周波数成分の強度に応じて前記バイアス電圧制御信号を生成し、該バイアス電圧制御信号を前記バイアス電圧生成回路に入力する制御回路と、を有し、
前記制御回路は、前記スイッチに対して選択信号を送出することにより、前記一対の第１のマッハツェンダ型変調器のそれぞれに対する前記バイアス電圧の調整と前記一対の第２のマッハツェンダ型変調器のそれぞれに対する前記バイアス電圧の調整と、前記第１の親変調器に対する前記バイアス電圧の調整と、前記第２の親変調器に対する前記バイアス電圧の調整と、を時分割方式で実行する、
バイアス制御回路。
一対のマッハツェンダ型変調器と、前記一対のマッハツェンダ型変調器の出力光が入力される親変調器と、前記親変調器の出力光の一部を受光する受光素子と、を有する位相変調器と、
バイアス電圧制御信号が入力されて、前記バイアス電圧制御信号に応じて電圧値が設定されるとともに所定のディザー信号が重畳された前記バイアス電圧を前記位相変調器に供給するバイアス電圧生成回路と、
一対の入力端子を有し、前記一対の入力端子の一方に前記受光素子の出力電流に基づいて生成されたモニタ用電気信号の時間平均に相当する基準電圧信号が入力され、前記一対の入力端子の他方に前記モニタ用電気信号が入力され、前記基準電圧信号と前記モニタ用電気信号との電位差に応じた振幅の電圧信号を出力する差動増幅回路と、
前記差動増幅回路から出力された前記電圧信号から前記ディザー信号によって生じた周波数成分を検出し、該周波数成分の強度に応じて前記バイアス電圧制御信号を生成し、該バイアス電圧制御信号を前記バイアス電圧生成回路に入力する制御回路と、
を備える光送信器。