JP6103654B2 - Ａｃ側短絡機能を有する整流器回路、及び誘電子変換器における同期スイッチハーベスティング - Google Patents

Description

本発明の実施形態は整流器回路に関する。いくつかの実施形態は、誘電子の同期スイッチハーベスティング（ＳＳＨＩ）用の変換器に関する。いくつかの実施形態は、電流を整流するための方法に関する。いくつかの実施形態は、修正並列ＳＳＨＩ変換器に関する。

（電力ハーベスティング又はエネルギースカベンジングとしても知られている）エネルギーハーベスティングは、エネルギーを、外部源（例えば、太陽電力、熱エネルギー、風力エネルギー、塩分勾配及び運動エネルギー）から得て取り込み、電気エネルギーに変換して、装着型電子機器及び無線センサーネットワークにおいて使用されるような低電力の無線自律デバイス用に蓄積するプロセスである。例えば、振動から電力を収集するために、圧電変換装置が利用される。ＡＣ電力を整流し、且つ、最大電力量を抽出するための様々なＡＣ−ＤＣ変換器が文献に記載されている。

圧電発電機用のこのようなＡＣ−ＤＣ変換器を備えるエネルギーハーベスタの可能な用途として、例えば、高速道路橋（構造健全性監視）又は列車（経路及び追跡）のような用途が挙げられる。これらの用途に関連する振動の周波数範囲は２〜５０Ｈｚであるのに対して、平均加速度は約０．１ｇである。

圧電変換装置のアドミタンス軌跡は、ダイオードブリッジの代わりにＳＳＨＩ変換器を利用して圧電変換装置の収集電力を著しく増加させるための固有情報を有する。Ｊ．Ｂｒｕｆａｕ−Ｐｅｎｅｌｌａ及びＭ．Ｐｕｉｇ−Ｖｉｄａｌ編、「Ｐｉｅｚｏｅｌｅｃｔｒｉｃ ｅｎｅｒｇｙ ｈａｒｖｅｓｔｉｎｇ ｉｍｐｒｏｖｅｍｅｎｔ ｗｉｔｈ ｃｏｍｐｌｅｘ ｃｏｎｊｕｇａｔｅ ｉｍｐｅｄａｎｃｅ ｍａｔｃｈｉｎｇ」、Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｉｎｔｅｌｌｉｇｅｎｔ Ｍａｔｅｒｉａｌ Ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ、００−２００８巻、２００８に記載されるように、圧電素子の内部インピーダンスは複素数である。従って、内部インピーダンスの複素共役が出力負荷として接続される時に、圧電変換装置の最大出力電力が得られる。しかしながら、複素共役負荷として必要とされる誘導係数が圧電素子の主な容量特性に起因して大きすぎることがあるため、この解決策は非現実的である。抵抗器が負荷として圧電素子に接続される場合、得られる出力電力は、圧電素子及び抵抗を励起する機械的周波数に左右される。この場合、最大出力電力は、典型的には、圧電素子の等価テブナンインピーダンスの係数に等しい抵抗で得られる。この場合の周波数は、圧電素子のアドミタンスの実部及び虚部の比率が最大化されたものである。よって、最大出力電力は、圧電素子のアドミタンスがその最大の抵抗挙動を有する周波数で得られる。

抵抗器が負荷であり且つ最大電力である時の出力電力間の比率のピーク値は、圧電素子のインピーダンス円に左右される。この比率の最大値に近いものがあると、他はこの比率よりずっと低くなる圧電素子がある。１に近い比率の圧電素子について非線形技術を利用しても、整流器ブリッジを超える改善を得られることはない。しかしながら、この比率が１とは程遠い場合の圧電素子については、非線形変換器が整流器ブリッジよりも良好な解決策である。

誘電子の同期スイッチハーベスティング（ＳＳＨＩ）は、機械的に励起された圧電素子などのエネルギー源からＤＣ（直流）電力を供給する非線形スイッチング技術である。ＳＳＨＩ変換器は典型的に、スイッチと、ダイオードブリッジを加えた誘電子とから成る。機械的に励起された圧電素子は典型的に、交流電圧及び交流電流（ＡＣ）をもたらす。

振動中の圧電素子のための効率的なＡＣ−ＤＣ変換器は、収集電力を最大化するために特に重要なものである。

例えば、圧電変換装置によって供給されたＡＣ電力を、ダイオードブリッジ及びフィルタリングキャパシタによって整流することができる（線形技術）。

さらにスイッチを通して圧電素子に接続される誘電子を利用している最近のＡＣ−ＤＣ変換器（ＳＳＨＩと呼ばれる）も利用可能である。圧電ピーク変位に達する時にスイッチが閉じられる。圧電素子と誘電子との接続は、共振効果、及び圧電電圧の高速反転をもたらす。圧電電圧の反転後、新しいピークが検出されるまでスイッチは開かれる。しかしながら、ダイオードブリッジのダイオードは、ハーベスティング回路における損失を生じさせ且つ収集電力を制限する電圧ギャップを依然引き起こす。

ＳＳＨＩ変換器のためのＡＣ−ＤＣ変換器をさらに発達させたものでは、圧電電圧の反転のためのスイッチ（複数可）を分離して、ダイオードブリッジの２つのダイオードをこれらのスイッチと置き換える。従って、回路に含まれる部品は少なくなるため、回路の費用及び寸法が低減される。別の利点は、電圧ギャップを引き起こすダイオードの除去である。従って、ハーベスティング回路のこのような電圧ギャップによって発生した損失は制限されるため、収集電力は大きくなる。しかしながら、圧電素子から抽出される１サイクル当たりのエネルギー量は依然比較的低く、理論的には抽出可能なエネルギー量のほんの一部だけである場合がある。

従って、本発明の目的は、内部電力損失の低減と、エネルギー源からのエネルギー移動の改善との間のトレードオフを改善する整流器回路についての概念を提供することである。

この目的は、請求項１に記載の整流器回路、請求項１０に記載の変換器、及び請求項１１に記載の、電流を整流するための方法によって解決される。

本発明の実施形態によって、一対の入力端子と、一対の出力端子と、一対の入力端子を相互接続する第１の回路とを備える整流器回路が提供される。第１の回路は、エネルギー蓄積素子及び整流器ブリッジを備える。整流器ブリッジは１ブリッジ分岐当たり少なくとも１つの制御可能なスイッチング素子を備え、この場合、整流器ブリッジの出力は一対の出力端子に供給する。１ブリッジ分岐当たり少なくとも１つの制御可能なスイッチング素子は、実質的に一対の出力端子を迂回し、且つ、エネルギー蓄積素子、一対の入力端子、及び、一対の入力端子に接続可能なエネルギー源を備える第２の回路を実質的に短絡させる、整流器ブリッジを通る一時的導電路を与えるように構成される。

スイッチング素子は、圧電電圧を反転させなければならない時間の間、誘電子をエネルギー源（例えば圧電素子）に並列に接続することによって、エネルギー源の電圧（圧電電圧）、すなわち、エネルギー源によって生成される電圧の反転を行う。特に、エネルギー源の電圧の反転を特定のタイミングで行う時、例えば、エネルギー源及び（誘導性の）エネルギー蓄積素子によって形成される共振器の共振モードに対応して、エネルギー源から移動した電力を他のＡＣ−ＤＣ変換方法と比較して大幅に増加させる可能性がある。負荷電流はまた、典型的には誘電子を流れる。この事実が、誘電子における電力損失を加える一方、２つのダイオード及び２つのスイッチング素子だけによる修正並列ＳＳＨＩトポロジ、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）による動作を可能にする。

本発明のさらなる実施形態によると、エネルギー蓄積素子（又はエネルギー蓄積素子）と整流器ブリッジを直列に接続することができる。

整流器ブリッジを、一対の入力端子から一対の出力端子へのエネルギー移動コンポーネントとして、及び一対の入力端子用の電圧インバータとして機能するように構成することができる。

各ブリッジ分岐は、ダイオード部品及び少なくとも１つの制御可能なスイッチング素子を備えることができる。

本明細書で開示される教示内容の少なくともいくつかのさらなる実施形態によると、整流器回路は、エネルギー源の状態を示す感知信号に基づいて１ブリッジ分岐当たり少なくとも１つの制御可能なスイッチング素子のための少なくとも１つの制御信号を生成するように構成された制御器をさらに備えることができる。

制御器は、感知信号のピークを検出すると、導電状態から非導電状態へと、又はその逆もまた同様に、少なくとも１つの制御可能なスイッチング素子の切換えを生じさせるように構成されてもよい。

第２の回路が整流器ブリッジによって短絡させられている間、エネルギー蓄積素子はエネルギー源によって共振回路を形成することができる。

本明細書で開示される教示内容の少なくともいくつかのさらなる実施形態によると、第２の回路が整流器ブリッジによって短絡させられている間、エネルギー蓄積素子はエネルギー源に並列に接続可能である。

いくつかのさらなる実施形態によると、エネルギー源は圧電素子とすることができる。

本発明のさらなる実施形態によって、誘電子の同期スイッチハーベスティング用の変換器がもたらされる。当該変換器は、上記のような整流器回路を備える。

本発明のさらなる実施形態によって、エネルギー源によって生成される電流を整流するための方法がもたらされる。当該方法は、整流器ブリッジ及びエネルギー蓄積素子を備える第１の回路に電流を流すことで、電流の第１の電流方向に関連付けられた第１の整流路に沿って整流器ブリッジの出力に整流器ブリッジが電流を導くステップを含む。本方法は、電流に関連付けられた感知信号の第１の特定パターンを検出するステップと、第１の特定パターンの検出に応答して整流器ブリッジの制御可能なスイッチング素子を非導電状態から導電状態へと切り換えることによって整流器ブリッジを再構成するステップとをさらに含む。このように、実質的に、エネルギー蓄積素子及びエネルギー源を備える第２の回路を短絡させ且つ整流器ブリッジの出力を迂回する第１の反転経路に沿って、電流を整流器ブリッジ内に導く。その後、整流器ブリッジは、さらにまた再構成されるか、第１の電流方向から第２の電流方向への電流方向の変化に応答して自己再構成を行うことを許容されることで、整流器ブリッジが、第２の電流方向に関連付けられた第２の整流路に沿って電流を整流器ブリッジの出力へ導く。

本明細書で開示された教示内容によるＳＳＨＩ変換器トポロジによって、利用されるＭＯＳＦＥＴ及びダイオードなどのスイッチング素子の数は、先のＳＳＨＩ変換器との関連で低減され、エネルギー蓄積素子（例えば誘電子）は、先のＳＳＨＩ変換器と比較して新しい配置にある。

添付の図面を参照して、本発明の実施形態を本明細書で説明する。

先行技術による並列ＳＳＨＩ変換器の概略回路図である。 図１Ａに示される回路の動作中に生じる様々な電圧波形、変位波形及び電流波形を示すグラフである。 先行技術による直列ＳＳＨＩ変換器の概略回路図である。 図２Ａに示される回路の動作中に生じる様々な電圧波形、変位波形及び電流波形を示すグラフである。 先行技術による並列ＳＳＨＩ変換器のより詳細な概略回路図である。 先行技術による直列ＳＳＨＩ変換器のより詳細な概略回路図である。 低出力電圧用の修正直列ＳＳＨＩ変換器の概略回路図である。 本明細書で開示された教示内容による修正並列ＳＳＨＩ変換器の概略回路図である。 ４つの異なる動作フェーズにおける概略回路図である。 同上 同上 同上 修正並列ＳＳＨＩ変換器の定常状態の波形を示す図である。 様々なタイプの変換器に接続された第１の選択された圧電素子の測定結果を示すグラフである。 様々なタイプの変換器に接続された第２の選択された圧電素子の測定結果を示すグラフである。 本明細書に開示された教示内容による、電流を整流するための方法の概略フローチャートである。

同一若しくは同等の素子、又は同一若しくは同等の機能性を有する素子は、下記の説明において、同一又は同等の参照符号によって示される。

下記の説明において、複数の細部を記載して、本発明の実施形態をより詳しく説明する。しかしながら、本発明の実施形態をこれら特定の細部がなくても実践できることは、当業者には明らかであろう。他の例では、本発明の実施形態を不明瞭にすることを回避するために、周知の構造及びデバイスを詳細な形ではなくブロック図という形で示す。加えて、別段明確に記されない限り、以降に記載される様々な実施形態の特徴を互いに組み合わせてもよい。

整流器は典型的には、ＡＣ電力を整流するためのエネルギーハーベスティング電源において圧電変換装置が利用される時に必要である。最も簡易な整流器のうちの１つは、フィルタキャパシタを有するダイオードブリッジである。圧電電圧の絶対値が整流電圧より低い時、圧電素子から負荷へ電流は流れない。圧電電圧の絶対値が整流電圧より高い時、ダイオードは導電を行い、圧電素子から出力負荷へ電流は流れる。

また、非線形変換器を圧電変換装置で利用して、能動放電によって収集エネルギーを増加させてもよい。比較すると、線形変換器では、圧電素子によって生成される電荷の主要部分は、内部圧電キャパシタを充電及び放電する際に失われる。非線形技術では、圧電素子の最大電圧が達成される時、圧電素子への誘電子の接続は、圧電素子の内部キャパシタに起因して共振を引き起こし、その結果、機械的な励起期間と比較して非常に短い時間で圧電電圧極性の反転をもたらす（ｔ＝π√（ＬＣ））。よって、圧電電圧の反転は続行して、圧電電流及び電圧は同相となり、従って、非線形変換器の動作は圧電インピーダンスの複素共役を模倣する。

２つのＳＳＨＩ技術、すなわち、並列ＳＳＨＩ技術及び直列ＳＳＨＩ技術がある。図１Ａに示される並列ＳＳＨＩ技術の場合、スイッチ３２及び誘電子３４は圧電素子１２に並列に接続される。ダイオードブリッジ４２、フィルタキャパシタ５２及び出力負荷６２はその後接続される。並列ＳＳＨＩ技術は例えば、Ｓ．Ｂｅｎ−Ｙａａｋｏｖ及びＮ．Ｋｒｉｈｅｌｙ編、「Ｒｅｓｏｎａｎｔ ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ ｆｏｒ ｐｉｅｚｏｅｌｅｃｔｒｉｃ ｓｏｕｒｃｅｓ」、Ａｐｐｌｉｅｄ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ａｎｄ Ｅｘｐｏｓｉｔｉｏｎ、２００５．ＡＰＥＣ ２００５、２４９〜２５３頁、１巻、２００５年３月６〜１０日の記事に記載されている。

並列ＳＳＨＩ回路の作動原理を、図１Ａに示される回路に関連付けられた定常状態の波形を示す図１Ｂを使用して説明可能である。図１Ｂの上図は圧電変位ｕ、圧電電圧ｖ_１及び負荷電圧Ｖ_Ｌを示している。圧電材料が機械的に励起される時、その圧電材料は、機械的エネルギーを電気エネルギーに変換する。その電気端子間で利用可能なＡＣ電力を整流してＤＣ電力を得る必要がある。圧電素子が開回路状態にある時、圧電素子から電流は流れない、すなわち、Ｉ＝０であるため、その電圧の微分係数ｄｖ_１／ｄｔとその変位の微分係数ｄｕ／ｄｔとは比例している。

圧電素子１２における圧電電圧、圧電変位及び電流は、
Ｉ＝αｄｕ／ｄｔ−Ｃ_０ｄｖ_１／ｄｔ
として関連付けられる。式中、Ｉは圧電素子から流れる電流、ｕは圧電変位、ｖ_１は圧電電圧、αは力係数、及び、Ｃ_０は圧電素子の静電容量である。

圧電電圧ｖ_１が整流電圧より低い間、圧電素子１２からダイオードブリッジ４２へ流れる電流ｉ_Ｐはない。従って、圧電電圧の微分係数ｄｖ_１／ｄｔと変位の微分係数ｄｕ／ｄｔとは比例している。圧電電圧ｖ_１が、整流電圧にダイオードの電圧降下の２倍を加えた電圧より高くなると、圧電素子１２からダイオードブリッジ４２へ電流ｉ_Ｐは流れる。圧電電圧ｖ_１が（正又は負の）ピークに達する時、スイッチ３２は閉じられて、電流ｉ_Ｓは内部圧電キャパシタから誘電子３４へ流れる。この時点で、共振ＬＣ回路が圧電内部キャパシタによってもたらされ、圧電素子の電圧によってその極性は時間π√（ＬＣ）で変化する。スイッチ３２が開かれ、圧電電圧の絶対値が負荷の整流電圧より高い時、圧電素子によって生成された電流が整流器のキャパシタ５２及び負荷６２を流れる。圧電電圧が最大値に達する時、スイッチ３２は閉じられる。図３に示されるように、誘電子を圧電素子に並列に接続するスイッチは、２つのダイオード、Ｄ５及びＤ６、並びに、２つのＭＯＳＦＥＴ、Ｔ１（ＮＭＯＳ）及びＴ２（ＰＭＯＳ）によって構成される。圧電素子が正のピーク電圧に達する時、電流は誘電子Ｌ、Ｄ５及びＴ１を流れるのに対して、圧電素子が負のピーク電圧に達する時、電流は誘電子Ｌ、Ｄ６及びＴ２を流れる。圧電電圧が反転されると、図１Ａのスイッチ３２は再び開かれる。圧電素子１２はほとんどの場合ダイオードブリッジ４２によって出力負荷６２に接続されるため、圧電電圧ｖ_１がピークに達する時、圧電素子１２の変位ｕが最大になることを想定することはできない。対応する並列ＳＳＨＩ回路は、Ｓ．Ｐｒｉｙａ及びＤ．Ｊ．Ｉｎｍａｎ編、「Ｅｎｅｒｇｙ Ｈａｒｖｅｓｔｉｎｇ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ」、Ｓｐｒｉｎｇｅｒ、２００９、２１１〜２１３頁に記載されている。

圧電電圧と電流が同じ極性を有する場合、圧電素子１２によって収集された電力、すなわち、出力負荷６２に供給された電力は、圧電電圧と電流に位相のずれが生じる場合よりも高い。圧電電圧と電流が同相であることによって、圧電インピーダンスの複素共役を出力負荷として模倣することが可能になる。

ある共振周波数の圧電等価回路を、並列の内部正弦波電流源とキャパシタによって表すことができる（Ｓ．Ｂｅｎ−Ｙａａｋｏｖ及びＮ．Ｋｒｉｈｅｌｙ編、「Ｒｅｓｏｎａｎｔ ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ ｆｏｒ ｐｉｅｚｏｅｌｅｃｔｒｉｃ ｓｏｕｒｃｅｓ」、Ａｐｐｌｉｅｄ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ａｎｄ Ｅｘｐｏｓｉｔｉｏｎ、２００５、ＡＰＥＣ ２００５、Ｔｗｅｎｔｉｅｔｈ Ａｎｎｕａｌ ＩＥＥＥ、１巻、２４９〜２４３頁、２００５年３月６〜１０日）。モデルの電流源は圧電素子の速度に比例しており、従って、圧電変位の微分係数に比例している。このため、正弦波電流源のゼロ交差がある場合、収集された圧電電力を最大化するための最適点が生じる。さらに、圧電素子１２が開回路にある時、圧電電流源は圧電電圧の微分係数に比例する。換言すれば、ＳＳＨＩ変換器は誘電子Ｌを通して圧電電圧を反転させるため、圧電電流及び電圧の乗算は正になり、これによって出力電力が最大化される。従って、圧電電圧の微分係数と変位の微分係数とは比例している（双方の曲線の傾きは同じ符号を示す）。しかしながら、並列ＳＳＨＩ回路を利用して圧電電力が整流される場合、ほとんどの場合、圧電素子は出力負荷に接続されるため、圧電電圧の微分係数と変位の微分係数とはここではもう比例していない。よって、圧電電流源のゼロ交差が、収集電力を最大化する圧電電圧のピークで生じるかは保証できない。それにもかかわらず、直列ＳＳＨＩの場合、圧電素子はほとんど常に開回路にあり、この事実によって、内部の圧電源のゼロ交差は圧電電圧の反転中に生じ、且つ、圧電電圧及び電流の乗算は正となり、収集電力は増加する。

図２Ａに示される直列のＳＳＨＩ回路では、誘電子２３４及びスイッチ２３２は、圧電素子１２、ダイオードブリッジ４２及びフィルタキャパシタ５２に直列に接続されている。図２Ｂに見られるように、直列ＳＳＨＩ回路の場合、スイッチ２３２を閉じる時以外は、電流ｉは圧電素子１２から負荷６２へ流れないが、このことは、「Ｅｎｅｒｇｙ Ｈａｒｖｅｓｔｉｎｇ ｆｒｏｍ Ａｍｂｉｅｎｔ Ｖｉｂｒａｔｉｏｎｓ ａｎｄ Ｈｅａｔ」、Ｄ．Ｇｕｙｏｍａｒ、Ｇ．Ｓｅｂａｌｄ、Ｓ．Ｐｒｕｖｏｓｔ、Ｍ．Ｌａｌｌａｒｔ、Ａ．Ｋｈｏｄａｙａｒｉ及びＣ．Ｒｉｃｈａｒｄ編、Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｉｎｔｅｌｌｉｇｅｎｔ Ｍａｔｅｒｉａｌ Ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ、２０巻、第５、６０９〜６２４頁、２００９年３月に記されている。スイッチ２３２が開かれている間は、圧電電圧の微分係数と変位の微分係数とは比例しており、圧電内部キャパシタは充電される。圧電変位ｕが極値に達すると、スイッチ２３２は閉じられ、電流ｉは誘電子２３４及びダイオードブリッジ４２を通して圧電素子１２から出力負荷６２へ流れる。誘電子と圧電素子との直列接続は共振回路をもたらすため、圧電電圧は反転する。その後、スイッチは再び開かれる。スイッチ２３２が開かれる前に、圧電電圧ｖ_１はＶ_{ｂｅｆｏｒｅ}の大きさを有し、スイッチ２３２が閉じられた後に（及びそれに応じて、圧電電圧ｖ_１と、電流ｉが流れるフェーズとを反転させた後に）、Ｖ_{ａｆｔｅｒ}の大きさを有する。ここで、｜Ｖ_{ｂｅｆｏｒｅ}｜＞｜Ｖ_{ａｆｔｅｒ}｜となる。フィルタキャパシタの出力電圧Ｖ_ＤＣはまた、図２Ｂに示されている。

並列及び直列双方のＳＳＨＩ回路は、誘電子を圧電素子に接続するためのスイッチング回路に加えて、圧電素子によって収集されるＡＣ電力を整流するためのダイオードブリッジを必要とする。図３及び図４は、並列及び直列ＳＳＨＩ変換器の詳細な回路をそれぞれ示す。

図３では、スイッチング回路３３２は、２つの並列分岐において２つのトランジスタ３３５、３３７及び２つのダイオード３３６、３３８を備える。この２つの並列分岐のそれぞれは、トランジスタ及びダイオードの直列接続を含む。トランジスタ３３５（Ｔ１）はＮ形金属酸化膜半導体（ＮＭＯＳ）電界効果トランジスタ（拡張型）であり、トランジスタ３３７（Ｔ２）はＰ形金属酸化膜半導体（ＰＭＯＳ）電界効果トランジスタ（拡張型）である。ダイオード３３６（Ｄ５）はＮＭＯＳ電界効果トランジスタ３３５に直列に接続されて、第１の方向にのみ電流が流れることを可能にする。ダイオード３３８（Ｄ６）はＰＭＯＳ電界効果トランジスタ３３７に直列に接続されて、第２の方向にのみ電流が流れることを可能にする。ＮＭＯＳ電界効果トランジスタ３３５はゲートを備え、ＰＭＯＳ電界効果トランジスタもゲートを備える。トランジスタＴ１及びＴ２の双方のゲートは、同じ制御信号ｖ_ｃを受信する。制御信号ｖ_ｃによって、２つのトランジスタＴ１、Ｔ２のうちのいずれか一方が導電状態にあり、もう一方のトランジスタは遮断状態にある。

直列ＳＳＨＩ変換器の詳細な概略回路図を示す図４では、スイッチング回路４３２は、２つのトランジスタ４３５、４３７及び２つのダイオード４３６、４３８を備える。並列ＳＳＨＩ変換器用スイッチング回路３３２と同様に、直列ＳＳＨＩ変換器用スイッチング回路４３２は、２つの並列分岐を備え、各分岐はトランジスタ及びダイオードの直列接続を含む。トランジスタ４３５（Ｔ１）及びダイオード４３６（Ｄ５）は、第１の分岐で直列に接続される。トランジスタ４３７及びダイオード４３８は、第２の分岐で直列に接続される。トランジスタ４３５、４３７は、制御回路４３１によって供給される制御信号によって制御される。制御回路４３１によって、一方のトランジスタは導電状態にあり、もう一方のトランジスタは遮断状態にある。ダイオード４３６及び４３８は、対応するトランジスタが導電状態にある間、圧電反転が生じた後に所望しない方向へ電流が流れるのを防止する。

図１Ａ、２Ａ、３及び４に示される構成において、ダイオードブリッジ４２は第１のブリッジ分岐及び第２のブリッジ分岐を備える。さらに、各ブリッジ分岐は第１の区分及び第２の区分を含み、第１のブリッジ分岐及び第２のブリッジ分岐それぞれの第１の区分と第２の区分との間で、ブリッジの出力は分岐する。図１Ａ、２Ａ、３及び４に示される構成によって（及び一般によく使用されるダイオードブリッジ構成によって）、特定のブリッジ分岐の第１の区分は典型的には導電性を有し、同じブリッジ分岐の第２の区分は典型的には非導電性を有し、又はその逆もまた同様であるため、第１の区分を流れる電流は、整流器回路の出力に接続された負荷を通り、続いて第２のブリッジ分岐の第２の区分に沿って導かれる。換言すれば、これらの構成によって、同じブリッジ分岐の第１の区分及び第２の区分が同時に導電性を有しブリッジのＡＣ側が短絡することが回避される。ある入力電圧によって特定の分岐の第１及び第２の区分内のダイオードのうちの１つのみが導電性を有することが可能になるため、ダイオードブリッジによって、この状態は実質的且つ自動的に成就される。

図５は、直列ＳＳＨＩ変換器の新しい形を示しており、これは、Ｍ．Ｌａｌｌａｒｔ及びＤ．Ｇｕｙｏｍａｒ編、「Ａｎ ｏｐｔｉｍｉｚｅｄ ｓｅｌｆ−ｐｏｗｅｒｅｄ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｃｉｒｃｕｉｔ ｆｏｒ ｎｏｎ−ｌｉｎｅａｒ ｅｎｅｒｇｙ ｈａｒｖｅｓｔｉｎｇ ｗｉｔｈ ｌｏｗ ｖｏｌｔａｇｅ ｏｕｔｐｕｔ」、Ｓｍａｒｔ Ｍａｔｅｒｉａｌｓ ａｎｄ Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ、ｖｏｌ．１７、ｐｐ．０３５−０３０、２００８において示され且つ記載されている。図４に示される直列ＳＳＨＩ変換器と比較すると、図４のスイッチング回路４３２の機能は、図５に示される構成におけるブリッジ５４２によってもたらされる。ブリッジ５４２は、２つのスイッチング素子５４５（Ｓ_１）及び５４７（Ｓ_２）を備える。また、当該ブリッジは、２つのダイオード５４６（Ｄ_１）及び５４８（Ｄ_２）を備える。図２Ａに示される直列ＳＳＨＩ変換器と比較すると、図５の回路は、最大値及び最小値の検出スイッチを分離すること、並びに、ダイオードＤ_３及びＤ_４をこれらのスイッチと置き換えることに基づいている。よって、図５に示される回路はより少ない部品を含むため、回路の費用及び寸法が低減される。別の利点は、電圧ギャップを引き起こすダイオードの除去である。従って、ハーベスティング回路のこのような電圧ギャップによって発生する損失は制限され、収集電力は大きくなる。エネルギー源から整流器出力へのエネルギー移動は、入力電圧の正のピーク又は負のピークにおいて（非常に）短い時間で行われる。電圧の反転は、この短い時間中に同時に生じる。残りの時間の間、開回路（開放されたＳ１及びＳ２）には、圧電素子が残される。

図６は、本明細書に開示された教示内容の少なくとも１つの実施形態による、並列ＳＳＨＩ変換器又は整流器回路６００の概略回路図を示す。本明細書に開示された教示内容によると、新規のＳＳＨＩトポロジが示されており、ここで、利用されるＭＯＳＦＥＴ（若しくは一般にスイッチング素子）及び／又はダイオードの数は、先のＳＳＨＩ変換器との関連で低減され、誘電子は新しい配置にある。

図６に示される並列ＳＳＨＩ変換器６００は、一対の入力端子６１４、６１６、エネルギー蓄積素子３４、整流器ブリッジ６４２、フィルタキャパシタ５２及び一対の出力端子６５４、６５６を備える。しかしながら、フィルタキャパシタ５２は必ずしも並列ＳＳＨＩ変換器６００の一部というわけではなく、追加の部品である場合、又は負荷６２と一体化される場合がある。ブリッジ６４２は、ブリッジの第１のＡＣ側端子と第２のＡＣ側端子との間の２つの並列ブリッジ分岐を備える。２つのブリッジ分岐のそれぞれは、制御可能なスイッチング素子を備える。それに応じて、第１のブリッジ分岐は、制御可能な素子としてＮＭＯＳトランジスタ６４５（Ｔ１）を備える。第２のブリッジ分岐は、制御可能なスイッチング素子としてＰＭＯＳトランジスタ６４７（Ｔ２）を備える。制御可能なスイッチング素子６４５、６４７の双方は、制御回路６３１から制御信号ｖ_Ｃを受信する。図示された実施形態において、第１の制御可能なスイッチング素子６４５はＮＭＯＳトランジスタであり、第２の制御可能なスイッチング素子６４７はＰＭＯＳトランジスタであるため、２つの制御可能なスイッチング素子は制御信号ｖ_Ｃに対して異なる応答を示す。第１のブリッジ分岐は、第１の制御可能なスイッチング素子６４５に直列に接続されるダイオード６４６をさらに備える。第２のブリッジ分岐は、第２の制御可能なスイッチング素子６４７に直列に接続されるダイオード６４８をさらに備える。代替的実施形態では、ダイオード６４６及び６４８は、さらなる制御可能なスイッチング素子と置き換えられる場合がある。

エネルギー蓄積素子は、誘電子３４であってもよく、一対の入力端子６１４、６１６のうちの第１の入力端子６１４に、且つ、ブリッジの第１のＡＣ側端子に接続される。ブリッジの第２のＡＣ側端子は、一対の入力端子のうちの第２の入力端子６１６に接続される。よって、一対の入力端子を相互接続する第１の回路６０１が形成される。

双方のブリッジ分岐は、一対の出力端子６５４、６５６のうちの１つに接続される出力節点を備える。出力節点は、ブリッジ分岐の制御可能なスイッチング素子とその他のスイッチング素子（すなわち、ダイオード）との間にある。それに応じて、本明細書に開示された教示内容の図６の実施形態によると、第１のブリッジ分岐の出力節点は出力端子６５４に接続され、第２のブリッジ端子の出力節点は並列ＳＳＨＩ変換器６００の出力端子６５６に接続される。フィルタキャパシタ５２及び出力負荷６２を備える並列回路は、第１の出力端子６５４と第２の出力端子６５６との間に拡がる。

整流器ブリッジの２つの制御可能なスイッチング素子６４５、６４７によって、一対の入力端子６１４、６１６間の低オーム接続（実質的には短絡）が、第１のブリッジ分岐又は第２のブリッジ分岐を介して形成され得る。このように、エネルギー蓄積素子３４、一対の入力端子６１４、６１６及びエネルギー源１２（例えば、圧電素子）を備える第２の回路６０２を実質的に短絡させてもよく、エネルギー蓄積素子３４はエネルギー源１２に並列に接続される。それに応じて、整流器回路６００は並列ＳＳＨＩ変換器として扱われてもよい。尚、エネルギー蓄積素子３４は、第１の回路６０１の一部であり、第２の回路６０２の一部でもあると判断される。説明のために、第１の回路６０１及び第２の回路６０２内のいくつかの素子のグループ化がなされているため、より簡易に明確化されており、ここでの部品は、例えば、整流器ブリッジによってもたらされる実質的な短絡の影響を受ける。

図６に示される実施形態による修正並列ＳＳＨＩトポロジは、２つのダイオード及び２つのＭＯＳＦＥＴによってのみ構成され、これらのダイオード及びＭＯＳＦＥＴは、図１〜４に図示される並列及び直列ＳＳＨＩ回路に対して、ダイオード及びＭＯＳＦＥＴの電圧降下を低減する。整流器ブリッジの２つのダイオードは２つの能動ＭＯＳＦＥＴによって代用されているため、修正並列ＳＳＨＩによって収集された電力は、他のＳＳＨＩトポロジと比較すると増加している。また、効率を高めるさらなるダイオード又はトランジスタも必要とされない。修正並列ＳＳＨＩトポロジの使用によって、圧電素子からより多くの電力が収集されるだけでなく、他のＳＳＨＩ変換器回路と比較して、変換器の周波数帯域幅が広くなる。

図５に示される修正直列ＳＳＨＩ変換器のトポロジ及び図６の整流器回路６００のトポロジは、いくらか類似しているが、異なった方法で制御されるため、それらの動作は異なっている。特に、図５に示されるＳＳＨＩ変換器は、基本的には、図２Ａ及び４に示される直列ＳＳＨＩ変換器と同じ欠点を依然有する直列変換器である。その一方、図６に示される整流器回路６００は並列ＳＳＨＩ変換器の機能を果たす。

修正並列ＳＳＨＩ変換器６００では、負荷電流も誘電子３４を流れている。この事実が誘電子３４の電力損失を加えているが、２つのダイオード及び２つのＭＯＳＦＥＴのみによって、修正並列ＳＳＨＩトポロジによる動作が可能になる。

誘電子の同期スイッチハーベスティング用の変換器（ＳＳＨＩ変換器）は、上記の説明に従って、整流器回路６００を備えることができる。エネルギーハーベスタ（電力ハーベスタ又はエネルギースカベンジャ）変換器は、整流回路及び圧電素子などのエネルギー源を備えることができる。

整流器回路６００では、短い時間で電源電圧１２の反転が行われる。エネルギー源１２から整流器ブリッジ６４２の出力へのエネルギー移動が、これらの短い反転時間の間に行われる。それに応じて、整流器回路６００は、電源電圧の整流と異なる時間（整流サイクルの異なるフェーズ）で電源電圧の反転を行うように構成される。このように、エネルギー源１２は実質的には常に閉回路内で接続され、負荷６２、フィルタキャパシタ５２及び整流ブリッジ６４２の２つの対角線上の素子を備える整流回路内にあるか、フィルタキャパシタ５２及び負荷６２を迂回する反転回路内にある。換言すると、エネルギー源１２は実質的には、動作中は開回路内にはない。

図７Ａ〜７Ｄは、４つの異なる動作フェーズにおける整流器回路６００を示す。図７Ａ及び７Ｃは、整流器回路の整流動作フェーズを示し、図７Ｂ及び７Ｄは、整流器回路の反転動作フェーズを示す。

図７Ａにおいて、圧電素子１２がここでは圧電電圧ｖ_１を生成している。この圧電電圧ｖ_１は正であり、フィルタキャパシタ５２の整流電圧に１ダイオードの電圧ギャップ及び制御可能なスイッチング素子に起こり得る電圧降下を加えた電圧より（程度においては）大きい。制御可能なスイッチング素子６４７（ｐ形ＭＯＳＦＥＴ）は、制御回路６３１、及びこのフェーズにおいて負の極性を有する制御信号ｖ_Ｃによって制御されて導電状態になる。この事実と、圧電電圧ｖ_１が整流電圧より大きいこととによって、ダイオード６４６（Ｄ１）は導電状態になり、これによって電流路が形成される。当該電流路は、圧電素子１２の第１の端子から始り、第１の入力端子６１４、エネルギー蓄積素子又は誘電子３４、ダイオード６４６（Ｄ１）、フィルタキャパシタ５２及び負荷６２、制御可能なスイッチング素子６４７、並びに第２の入力端子６１６を経て、圧電素子１２の第２の端子に戻る。よって、電流がフィルタキャパシタ５２に充電される。

圧電電圧ｖ_１がその正のピークに達する時、ダイオード６４６（Ｄ_１）は導電を行い、制御信号ｖ_Ｃが負から正へその極性を変化させる。よって、ｐ形ＭＯＳＦＥＴ６４７が導電を停止し（すなわち、電源を切り）、ｎ形ＭＯＳＦＥＴ６４５が導電を開始することによって、図７Ｂに見られるように、誘電子３４を圧電素子１２に並列に接続する。図７Ｂは、圧電電圧の反転が行われる間の、整流器回路６００の第２の動作フェーズを示す。圧電素子１２の内部静電容量と及び誘電子３４との並列接続によって、共振回路の形成による反転が可能になる。換言すると、整流器回路６００の第２の動作フェーズにおいて、整流器ブリッジを通る一時的導電路が、ダイオード６４６（Ｄ_１）及びｎ形ＭＯＳＦＥＴ６４５（Ｔ_１）を備える第１のブリッジ分岐に沿って形成される。特に、一時的導電路は、ｎ形ＭＯＳＦＥＴ６４５及びダイオード６４６を備える第１のブリッジ分岐に沿って形成される。一時的導電路は、実質的に、一対の出力端子６５４、６５６を迂回し、且つ、実質的に、エネルギー蓄積素子３４（すなわち、誘電子）、一対の入力端子６１４、６１６、及び、一対の入力端子６１４、６１６に接続可能なエネルギー源１２（すなわち、圧電素子）を備える第２の回路６０２を短絡させる。

反転が完了し、圧電電圧ｖ_１が負のピーク値に達すると、ダイオード６４６（Ｄ_１）はこれ以上導電を行わず、ダイオード６４８（Ｄ_２）が導電を開始する（図７Ｃ）。負の半サイクルの整流フェーズにおいて、Ｄ_２及びＴ_１が導電を行う。

図７Ｄは、整流回路のさらなる動作フェーズ、すなわち、負の半サイクルの反転フェーズを示す。圧電電圧ｖ_１がその負のピークに達する時、制御回路６３１によって、制御信号ｖ_Ｃはその極性を正から負へ変化させる。よって、ｎ形ＭＯＳＦＥＴ６４５は導電を停止し、ｐ形ＭＯＳＦＥＴ６４７が再び導電を開始して、誘電子３４を圧電素子１２に並列に接続する。負の半サイクルの反転フェーズにおいて、ｐ形ＭＯＳＦＥＴ６４７（Ｔ_２）及びダイオード６４８（Ｄ_２）を備える第２のブリッジ分岐は、実質的に出力端子６５４、６５６を迂回し、且つ、実質的に第２の回路６０２を短絡させる、整流器ブリッジ６４２を通る一時的導電路を形成する（図６を参照）。反転が完了し、圧電電圧ｖ_１が正の値に達すると、ダイオード６４６（Ｄ_１）が導電を開始し、図７Ａに示されるように、正の半サイクルの整流フェーズによるサイクルが再び開始する。正の半サイクルの整流フェーズにおいて、ダイオード６４６（Ｄ_１）及びｐ形ＭＯＳＦＥＴ６４７（Ｔ_２）が導電を行う。

制御回路は、圧電電圧ｖ_１を感知するように、且つ、感知された圧電電圧ｖ_１に基づいて制御信号ｖ_Ｃを生成するように構成される。例えば、制御回路は、圧電電圧ｖ_１の極大値及び極小値を検出するように構成されてもよく、制御信号ｖ_Ｃは、極大値又は極小値の検出時に正のレベルから負のレベルへ、又はその逆もまた同様に、切り換えられてもよい。

回路には２つのダイオード６４６、６４８及び２つのＭＯＳＦＥＴ６４５、６４７があるため、ＡＣ電力の整流中、修正並列ＳＳＨＩ変換器６００は半同期整流器の機能を果たす。よって、他の既存のＳＳＨＩトポロジに対して、このフェーズ（これらのフェーズ）における効率が増す。同期整流用の制御回路を利用する、ダイオードの同期整流も可能である。当該制御回路は、発明者であるＭ．Ｐｏｌｌａｃｋの「Ｄｉｏｄｅｎｅｒｓａｔｚｓｃｈａｌｔｕｎｇ，Ａｕｆｗａｒｔｓｗａｎｄｌｅｒｓｃｈａｌｔｕｎｇ，Ａｂｗａｒｔｓｗａｎｄｌｅｒｓｃｈａｌｔｕｎｇ ｕｎｄ Ｂｒｕｃｋｅｎｇｌｅｉｃｈｒｉｃｈｔｅｒｓｃｈａｌｔｕｎｇ」という名称の欧州特許出願公開第１０１９２７６１．４号に記載されている。さらに、２つのダイオード６４６（Ｄ_１）、６４８（Ｄ_２）が２つの能動ＭＯＳＦＥＴによって代用される場合、特に制御回路６３１が比較的少ない電力を消費する場合に効率が増す。例えば、いくつかのＣＭＯＳ技術によって設計されたダイオードにおいて２０Ｖの連続逆電圧に対する１．８Ｖの電圧降下が生じるため、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）を設計するために、同期整流器を選択することもできる。ＳＳＨＩ変換器におけるより高い効率性という結果をもたらすことができる離散的なＭＯＳＦＥＴは、圧電素子を励起するために利用される振動数が、例えば１１０Ｈｚ以下など、比較的低いものの、高周波用途向けに設計される。これは、ＭＯＳＦＥＴ及びダイオードを通して圧電素子が誘電子に並列に接続される時、２π√（ＬＣ）の共振周波数によって共振ＬＣ回路が確立され、高周波数トランジスタに関連付けられた低静電容量がより良い結果をもたらすことに起因している。

図８は、図６による、実装された修正並列ＳＳＨＩ回路の３つの記録信号を示す。圧電電圧ｖ_１は破線で示され、図６のＭＯＳＦＥＴのＴ１及びＴ２を切り換えるための制御信号ｖ_Ｃは点線で示され、整流器回路６００の出力における整流電圧Ｖ_ＤＣは連続線で示されている。電圧軸において、１目盛は５Ｖに相当し、時間軸において、１目盛は２５ミリ秒に相当する。図２Ａ及び２Ｂの例に示されているように、圧電電圧ｖ_１の挙動は、並列ＳＳＨＩ変換器によって観察できる挙動と同じである。

圧電電圧ｖ_１がその正のピーク値に達する時、ダイオード６４６（Ｄ１）が導電を行い、制御信号ｖ_Ｃは負から正へその値を変更する。よって、ｐ形ＭＯＳＦＥＴ６４７（Ｔ２）はこれ以上導電を行わず、ｎ形ＭＯＳＦＥＴ６４５（Ｔ１）が導電を開始する。Ｄ１及びＴ１の電源が入れられるため、圧電素子１２は誘電子３４（Ｌ_１）に並列に接続される。反転が完了し、圧電電圧ｖ_１が負の値に達すると、ダイオードＤ１はこれ以上導電を行わず、ダイオードＤ２が導電を開始する。負の半サイクルのこの整流フェーズでは、Ｄ２及びＴ１が導電を行う。圧電電圧ｖ_１がその負のピーク値に達する時、ダイオードＤ２は導電を行い、制御信号はその値を正から負へ変更する。よって、ｎ形ＭＯＳＦＥＴ、Ｔ１はこれ以上導電を行わず、ｐ形ＭＯＳＦＥＴ、Ｔ２が導電を開始する。Ｄ２及びＴ２の電源が入れられるため、圧電素子１２は誘電子Ｌに並列に接続される。反転が完了し、圧電電圧ｖ_１が正の値に達すると、ダイオードＤ２はこれ以上導電を行わず、Ｄ１が導電を開始する。正の半サイクルのこの整流フェーズでは、Ｄ１及びＴ２が導電を行う。

代替的実施形態に関して、ダイオードＤ１及びＤ２がＭＯＳＦＥＴによって代用され、同期整流器において制御される場合、実質的に同じ説明が当てはまる。

本明細書で開示された教示内容による修正並列ＳＳＨＩ変換器は、圧電素子１２を負荷６２に接続するための整流器回路６４２の他に、誘電子３４を圧電素子１２に接続するための別個の回路を必要としない。その代りに、１つの回路のみを利用して、双方の機能を実行する。修正並列ＳＳＨＩ変換器は、図１Ａ、２Ａ、３及び４に示される並列及び直列ＳＳＨＩトポロジによって必要とされる６つのダイオード及び２つのＭＯＳＦＥＴの代わりに、２つのダイオード及び２つのＭＯＳＦＥＴのみを必要とする。また、整流器ブリッジにおける２つのＭＯＳＦＥＴの配置は、ＡＣ−ＤＣ変換器の効率を増す半同期整流を可能にする。さらに、この整流器の帯域幅はまた、他のＡＣ−ＤＣ整流器によって得られる帯域幅より広くなる。

図９及び１０は、圧電素子、ＤｕｒａＡｃｔ Ｐ−８７６．Ａ１２及びＭｉｄｅ ＱＰ２０Ｗそれぞれについての出力負荷に対する収集電力を表している。特に、図９及び１０は、圧電素子に接続された抵抗負荷の関数として、様々なＡＣ−ＤＣ変換器（全波整流器、並列ＳＳＨＩ及び修正並列ＳＳＨＩ）の収集電力を比較するために、電磁振動機によって生じた正弦波振動によって圧電素子が励起された時に行われた様々な測定値を示す。圧電素子、ＤｕｒａＡｃｔ Ｐ−８７６．Ａ１２は０．１ｇで励起され、圧電素子、Ｍｉｄｅ ＱＰ２０Ｗは１ｇで励起された。各グラフは４つの曲線を有する。圧電素子１２は、ＡＣ曲線（黒い×印）の場合、抵抗負荷６２に直接接続され、標準曲線（白い×印がある黒い四角形）の場合、ダイオードブリッジを通して抵抗負荷６２に接続され、並列ＳＳＨＩ曲線（三角形）の場合、並列ＳＳＨＩ回路を通して抵抗負荷６２に接続され、及び、修正並列ＳＳＨＩ曲線（ひし形）の場合、修正並列ＳＳＨＩ回路を通して接続される。参考として、圧電素子１２への抵抗負荷６２の直接接続がもたらされ、これは、この直接接続によって、ダイオードに関係するかスイッチング素子に関係する損失が生じないからである。それに応じて、比較的高い出力電力をその直接接続を使用して得ることができるが、これはＡＣ電力である。図９において、標準曲線（白い×印）及び従来技術の並列ＳＳＨＩ回路に属する曲線（三角形）は、特に高負荷において、従来技術の並列ＳＳＨＩ回路よりさらにわずかに性能が優れている標準曲線とほぼ同一の挙動を示す。図１０では、従来技術の並列ＳＳＨＩ回路（三角形）は、少なくとも小さな負荷抵抗において、標準回路（白い×印）より良好に機能する。図９及び１０の双方において、すなわち、圧電素子、ＤｕｒａＡｃｔ Ｐ−８７６．Ａ１２及びＭｉｄｅ ＱＰ２０Ｗについて、本明細書に開示された教示内容による修正並列ＳＳＨＩ変換器は、標準曲線、及び少なくとも比較的小さい負荷抵抗に対する従来技術の並列ＳＳＨＩ変換器と比較して優れた性能を示している。図９では、本明細書で開示された教示内容による修正並列ＳＳＨＩ変換器に対するおよそ１２０ｋＯｈｍの出力負荷に対して、収集電力の最大値を観察することができる。図１０では、およそ１０ｋＯｈｍの出力負荷に対して、収集電力の最大値を観察することができる。

図９及び１０にその結果が示されている測定値から、修正並列ＳＳＨＩ変換器は、効率に関して、同じダイオード、スイッチング素子及びピーク検出回路を利用する並列ＳＳＨＩ変換器より良好な結果をもたらすことが推論される。

下の表１は、標準規格回路、並列ＳＳＨＩ回路及び修正並列ＳＳＨＩ回路の３つの異なる整流器回路によって、別のタイプの圧電素子１２、すなわちＶ２１ＢＬ圧電素子について得られた結果を示す。圧電素子１２には、１ｇの先端質量の負荷をかけて、並列電気接続を行い１ｇの加速を与えた。各整流器について、電力及び周波数の３つの異なる値が示されている。対となる第２のデータは、最大収集電力及びその電力が得られる周波数に対応する。第１及び第３のデータ点は、最大電力の半分が得られる周波数に関する情報を示している。

表２は、標準整流器によって得られた電力で除算した収集電力が正規化電力であるため、表１に示される情報を簡略化したものとなる。最大電力の半分が抽出される周波数間の差異として、周波数帯域幅が計算される。

表３及び４は、Ｍｉｄｅ ＱＰ２０Ｗ及びＤｕｒａＡｃｔ Ｐ−８７６．Ａ１２の圧電素子について得られた測定結果を正規化したものを示す。測定された全てのケースにおいて、修正並列ＳＳＨＩ回路は、より多くの電力を収集するＡＣ−ＤＣ変換器である。

表１〜４に示される測定値から、修正並列ＳＳＨＩ変換器は、帯域幅の動作に関して、同じダイオード、スイッチング素子及びピーク検出回路を利用する並列ＳＳＨＩ変換器より良好な結果をもたらすことが推論される。

本明細書で開示された教示内容の代替的実施形態によると、整流器回路は、一対の入力端子と、一対の出力端子と、エネルギー蓄積素子と、エネルギー蓄積素子用のスイッチング回路として且つエネルギー蓄積素子を一対の出力端子に接続する整流回路として機能するように構成された整流器ブリッジとから構成することができる。

エネルギー蓄積素子（例えば誘電子）用のスイッチング回路は、エネルギー蓄積素子、及び一対の入力端子に接続可能なエネルギー源によって形成される共振回路を閉路することができる。このように、エネルギー源から抽出されたエネルギー量を増加させることができる。例えば、エネルギー源の機能を果たす圧電素子の圧電電圧を、エネルギー蓄積素子及びスイッチング回路を作動させることによって反転させることができる。整流器ブリッジが整流回路として機能する場合、共振回路によって蓄積されたエネルギーが直流電流として出力端子に移動される。エネルギー源（圧電素子）、エネルギー蓄積素子（誘電子）及びスイッチング回路を互いに接続させることが可能であり、それによって、エネルギー源及びエネルギー蓄積素子は並列に接続される。それに応じて、整流器回路は反転フェーズにおいて並列ＳＳＨＩ変換器として機能し、この機能によって、整流器回路は「並列ＳＳＨＩ変換器」として分類される。エネルギー源によって供給された交流電圧を整流するために、整流ブリッジが入力端子を（エネルギー蓄積素子を介して）出力端子に周期的に交番するように接続する整流フェーズにおいては、エネルギー源と整流器ブリッジとの間でエネルギー蓄積素子は直列に接続されるため、整流器回路は実際には直列ＳＳＨＩ変換器の構成を有する。

整流器ブリッジは、スイッチング回路及び整流回路で交番して機能するように構成されてもよい。

整流器ブリッジは、スイッチング回路として機能する時に、一対の出力端子を迂回するように且つエネルギー蓄積素子、及び一対の入力端子に接続されるエネルギー源のための短絡をもたらすように構成されてもよい。

図１１は、本明細書で開示された教示内容の実施形態による、エネルギー源によって生成された電流を生成するための方法の概略フローチャートを示す。

当該方法のステップ１０２において、整流器ブリッジ及びエネルギー蓄積素子を備える第１の回路６０１（図６を参照）に電流を流すことで、整流器ブリッジが、電流の第１の電流方向に関連付けられた第１の整流路に沿って整流器ブリッジの出力に電流を導く。よって、１動作サイクルの第１の整流フェーズにおいて、整流ブリッジの入力側（ＡＣ側）から整流ブリッジの出力側（二次側又はＤＣ側）へ電気エネルギーを移動させる。

ステップ１０４において、第１の特定パターンが電流に関連付けられた感知信号で検出される。例えば、感知信号は、電流も生成する圧電素子によって出力された圧電電圧出力であってもよい。感知信号は、エネルギー源に接続された整流器回路の２つの入力端子間の電圧に基づくことができる。

その後、第１の特定パターンの検出に応答して、ステップ１０６で示されるように、整流器ブリッジを再構成することができる。整流器ブリッジの制御可能なスイッチング素子を非導電状態から導電状態へ切り換えることによって整流器ブリッジの再構成を実現して、実質的に、エネルギー蓄積素子及びエネルギー源を備える第２の回路６０２（図６を参照）を短絡させ且つ整流器ブリッジの出力を迂回する第１の反転経路に沿って、整流器ブリッジ内で電流を導くようにしてもよい。エネルギー源によって生成される電圧が、エネルギー蓄積素子及び第１の反転経路によってもたらされる短絡によって反転するため、当該サイクルの動作フェーズは、反転フェーズである。

ステップ１０８において、整流器ブリッジは再構成される。或いは、整流器ブリッジは、第１の電流方向から第２の電流方向への電流方向の変更に応答して自己再構成を行うことを許容されることで、第２の電流方向に関連付けられた第２の整流路に沿って整流器ブリッジの出力に電流を導くことができる。

電流を整流するための方法のさらなる実施形態によると、第２の特定パターンを感知信号で検出することができる。その後、第２の特定パターンの検出に応答して導電状態から非導電状態へ整流器ブリッジの制御可能なスイッチング素子を切り換えることによって、整流器ブリッジの第３の再構成を行うことで、実質的に、第２の回路を短絡させ且つ整流器ブリッジの出力を迂回する第２の反転経路に沿って、整流器ブリッジ内に電流を導く。

上記の制御可能なスイッチング素子に加えて、整流器ブリッジは、第２の制御可能なスイッチング素子を備えることができる。ステップ１０６における整流器ブリッジの再構成はその後、導電状態から非導電状態への第２の制御可能なスイッチング素子の切り換えを含むことができる。同様に、整流器ブリッジの第３の再構成は、非導電状態から導電状態への第２の制御可能なスイッチング素子の切り換えを含むことができる。それに応じて、第２の反転経路は、第２の制御可能なスイッチング素子を利用する。

整流器ブリッジの自己再構成を、非導電状態から導電状態へと、又はその逆もまた同様に変化する整流器ブリッジの少なくとも１つのダイオード素子によって生じさせることができる。制御可能なスイッチング素子の他に、整流器ブリッジはダイオード素子を備えることができる。ダイオード素子（複数可）の記載された挙動は、典型的には、整流器ブリッジの入力における電圧の極性の反転によって引き起こされ、それによって、整流器ブリッジの第１のブリッジ分岐のダイオードは導電を行うようになり、第２のブリッジ分岐の別のダイオードは非導電状態になる。

本明細書に開示された教示内容のさらなる実施形態によると、整流器ブリッジは第１のブリッジ入力端子と第２のブリッジ入力端子との間で並列に接続される２つのブリッジ分岐を備えることができる。この場合、２つのブリッジ分岐のうちの第１のブリッジ分岐は実質的に第１の反転経路に一致し、２つのブリッジ分岐のうちの第２のブリッジ分岐は実質的に第２の反転経路に一致する。

整流器ブリッジは、第２の制御可能なスイッチング素子、第３の制御可能なスイッチング素子、及び第４の制御可能なスイッチング素子を備えることができる。方法は、感知信号の特定パターンに応答して、個々に、第１、第２、第３及び第４の制御可能なスイッチング素子を制御するステップをさらに含むことができる。個別の方法で、第１〜第４の制御可能なスイッチング素子を制御することによって、特定の方法で整流フェーズ（複数可）及び反転フェーズ（複数可）の時間を決めて、それによって、エネルギー源から負荷へのエネルギー移動を実質的に最大化することができる。

装置の文脈において、いくつかの態様を説明してきたが、これらの態様は対応する方法の説明も表し、ここでブロック又はデバイスが、方法ステップ又は方法ステップの特徴に対応することは明らかである。同様に、方法ステップの文脈において説明した態様は、対応するブロック若しくは項目の説明、又は、対応する装置の特徴も表す。方法ステップのいくつか又は全てを、例えば、マイクロプロセッサ、プログラム可能なコンピュータ又は電子回路のようなハードウェア装置によって（又は利用して）実行することができる。いくつかの実施形態では、最も重要な方法ステップのうちのいずれか１つ又は複数を、このような装置によって実行することができる。

上記の実施形態は、本発明の原理を単に例示するものである。本明細書で説明した配置構成の修正及び変形並びに詳細は、当業者には明らかであろうことは理解されたい。従って、本発明は、特許請求の範囲によってのみ限定されるものであり、本明細書の実施形態の記述及び説明によって提示された特定の細部によって限定されるものではないということが意図される。

Claims (6)

1. 一対の入力端子（６１４、６１６）と、
   一対の出力端子（６５４、６５６）と、
   前記一対の入力端子（６１４、６１６）を相互接続する第１の回路（６０１）であって、エネルギー蓄積素子（３４）及び整流器ブリッジ（６４２）を備え、前記整流器ブリッジ（６４２）が、１ブリッジ分岐当たり少なくとも１つの制御可能なスイッチング素子（６４５、６４７）を備え、前記整流器ブリッジ（６４２）の出力が前記一対の出力端子（６５４、６５６）に供給し、前記少なくとも１つの制御可能なスイッチング素子（６４５、６４７）が、前記整流器ブリッジ（６４２）を通る一時的導電路を与えるように構成され、該一時的導電路が、前記一対の出力端子（６５４、６５６）を迂回し、且つ前記エネルギー蓄積素子（３４）、前記一対の入力端子（６１４、６１６）、及び、前記一対の入力端子（６１４、６１６）に接続可能なエネルギー源（１２）を備える第２の回路（６０２）を短絡させる、第１の回路（６０１）と、
   を具備し、
   前記エネルギー蓄積素子（３４）と前記整流器ブリッジ（６４２）が直列に接続され、
   各ブリッジ分岐が、ダイオード部品（６４６、６４８）及び前記少なくとも１つの制御可能なスイッチング素子（６４５、６４７）を備え、
   前記エネルギー源（１２）によって生成された電圧（ｖ１）がその正または負のピークに達するとき、前記整流器ブリッジを経た前記一時的導電路が、ダイオード部品（６４６，６４８）及び前記少なくとも１つの制御可能なスイッチング素子（６４５，６４７）を備える前記ブリッジ分岐の一つに沿って形成され、
   前記電圧（ｖ１）が反転されると、他方の前記ブリッジ分岐における前記ダイオード部品（６４８，６４６）が導通を開始して電流路を形成し、前記電流路は、前記エネルギー源（１２）の第１の端子から始まり、前記第１の入力端子（６１４）、前記エネルギー蓄積素子（３４）、前記他方の前記ブリッジ分岐における前記ダイオード部品（６４８，６４６）、キャパシタ（５２）、前記出力端子（６５４，６５６）に接続された負荷（６２）、前記一方のブリッジ分岐における前記制御可能なスイッチング素子（６４５，６４７）、前記第２の入力端子（６１６）を経て、前記エネルギー源（１２）の第２の端子に戻り、前記電流が前記キャパシタ（５２）に充電される、整流器回路（６００）。
2. 前記エネルギー源（１２）の状態を示す感知信号に基づいて前記少なくとも１つの制御可能なスイッチング素子（６４５、６４７）のための少なくとも１つの制御信号（ｖ_Ｃ）を生成するように構成された制御器（６３１）をさらに備える、請求項１に記載の整流器回路（６００）。
3. 前記制御器（６３１）が、前記感知信号のピークを検出すると、導電状態と非導電状態との間で、前記少なくとも１つの制御可能なスイッチング素子（６４５、６４７）の切換えを生じさせるように構成される、請求項２に記載の整流器回路（６００）。
4. 前記第２の回路が前記整流器ブリッジ（６４２）によって短絡させられている間、前記エネルギー蓄積素子（３４）が前記エネルギー源（１２）によって共振回路を形成する、請求項１〜３のいずれか一項に記載の整流器回路（６００）。
5. 前記エネルギー源（１２）が圧電素子である、請求項１〜４のいずれか一項に記載の整流器回路（６００）。
6. 誘電子の同期スイッチハーベスティング用の変換器であって、請求項１〜５のいずれか一項に記載の整流器回路（６００）を備える、変換器。

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