JP5886025B2 - Ｒｆ電力増幅器およびその動作方法 - Google Patents

Description

本発明は、ＲＦ電力増幅器およびその動作方法に関し、特に電力検出回路を小型化するのに有効な技術に関するものである。

移動通信を可能とする携帯電話はＧＳＭ方式と呼ばれる第２世代(２Ｇ)からＷ−ＣＤＭＡ方式やＣＤＭＡ２０００の第３世代(３Ｇ)に進歩しており、更に第３世代(３Ｇ)と将来登場する第４世代(４Ｇ)との間の方式としてのＬＴＥ方式に進歩している。尚、ＧＳＭは、Global System for Mobile Communicationの略である。また、Ｗ−ＣＤＭＡは、Wideband Code Multiplex Accessの略である。更に、ＬＴＥは、Long Term Evolutionの略である。

第２世代(２Ｇ)のＧＳＭ方式には、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００の４つの方式が含まれている。ＧＳＭ８５０方式は主として北米で普及している方式であり、携帯電話端末から基地局への送信(アップリンク)には８２４〜９１５ＭＨｚの無線周波数(ＲＦ)が使用される。ＧＳＭ９００方式は主としてアジア、アフリカ、オセアニア、欧州、中南米で普及している方式であり、携帯電話端末から基地局への送信(アップリンク)には８８０〜９１５ＭＨｚの無線周波数(ＲＦ)が使用される。またＤＣＳ１８００方式も主としてアジア、アフリカ、オセアニア、欧州、中南米で普及している方式であり、携帯電話端末から基地局への送信(アップリンク)には１７１０〜１７８５ＭＨｚの無線周波数(ＲＦ)が使用される。また更に、ＰＣＳ１９００方式は主として北米、中南米で普及している方式であり、携帯電話端末から基地局への送信(アップリンク)には１８５０〜１９１０ＭＨｚの無線周波数(ＲＦ)が使用される。一般に、ＧＳＭ８５０方式とＧＳＭ９００方式はＧＳＭ方式のローバンドと呼ばれ、ＤＣＳ１８００方式とＰＣＳ１９００方式はＧＳＭ方式のハイバンドと呼ばれる。

３ＧＰＰによって作成されたＬＴＥ方式の技術仕様書によれば、極めて多数の周波数帯域(バンド)が利用可能とされている。その代表的なものは、バンド１とバンド２とバンド４とバンド５とバンド８とである。バンド１の携帯電話端末から基地局への送信(アップリンク)には、１９２０〜１９８０ＭＨｚの無線周波数(ＲＦ)が使用される。バンド２の携帯電話端末から基地局への送信(アップリンク)には、１８５０〜１９１０ＭＨｚの無線周波数(ＲＦ)が使用される。バンド４の携帯電話端末から基地局への送信(アップリンク)には、１７１０〜１７８５ＭＨｚの無線周波数(ＲＦ)が使用される。バンド５の携帯電話端末から基地局への送信(アップリンク)には、８２４〜９１５ＭＨｚの無線周波数(ＲＦ)が使用される。バンド８の携帯電話端末から基地局への送信(アップリンク)には、８８０〜９１５ＭＨｚの無線周波数(ＲＦ)が使用される。尚、３ＧＰＰは、Third Generation Partnership Projectの略である。

一方、下記非特許文献１には、ＲＦ電力増幅器の電力制御のために方向性結合器(Directional Coupler)を使用することが記載され、ＲＦ電力増幅器から生成される電力は方向性結合器の主線路に供給され、方向性結合器の副線路の一端は終端抵抗を介して接地電位に接続され、方向性結合器の副線路の他端の検出電圧と制御電圧はコントローラに供給され、コントローラの出力によってＲＦ電力増幅器が制御される。この検出電圧は、ＲＦ電力増幅器から生成される進行波信号の結合電圧と負荷によって反射された反射波信号の結合電圧とのベクトル加算となる。

更に下記非特許文献２には、下記非特許文献１に記載と同様に方向性結合器を使用するＲＦ電力増幅器の電力制御が記載され、更にＡＣセンスィングと呼ばれる電力制御が記載されている。このＡＣセンスィングでは、ＲＦ電力増幅器の最終段の出力トランジスタのコレクタ電圧が結合容量を介して包落線検波器の入力端子に供給され、包落線検波器の検波電圧と基準電圧とは誤差増幅器により比較され、最終段の出力トランジスタを駆動する駆動段が誤差増幅器の出力によって制御される。

また更に、下記特許文献１には、一対の伝送線によって構成された方向性結合器をＲＦ電力増幅器のＲＦ増幅トランジスタのコレクタに出力整合回路を介して接続した電力制御が記載され、更に電流センスィングと呼ばれる電力制御が記載されている。この電流センスィングでは、ＲＦ増幅トランジスタのベースには、小さなＲＦ信号センスィングトランジスタのベースが２個のバイアス抵抗を介して接続される。この両者のトランジスタのベースには、２個のバイアス抵抗を介して共通のバイアス電圧が供給され、更に２個の結合容量を介して共通のＲＦ入力信号が供給される。ＲＦ信号センスィングトランジスタの素子サイズはＲＦ増幅トランジスタの素子サイズにより物理的に小さく設定されることによって、ＲＦ信号センスィングトランジスタのＲＦ増幅信号はＲＦ増幅トランジスタのＲＦ増幅信号よりも小さくされる。

米国特許 第６，３０７，３６４ Ｂ１号 明細書

Ｊｅｌｅｎａ Ｍａｄｉｃ ｅｔ ａｌ， "Ａｃｃｕｒａｔｅ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ Ｈａｎｄｓｅｔ ＰＡ Ｍｏｄｕｌｅｓ ｗｉｔｈ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ Ｃｏｕｐｌｅｒｓ"， ２００３ ＩＥＥＥ Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ， ＰＰ．７１５−７１８． Ａｎｇｅｌｏ Ｓｃｕｄｅｒｉ ｅｔ ａｌ， "Ａ ＶＳＷＲ−Ｐｒｏｔｅｃｔｅｄ Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｂｉｐｏｌａｒ ＲＦ Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ Ｗｉｔｈ Ｓｏｆｔ−Ｓｌｏｐｅ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ"， ＩＥＥＥ ＪＯＵＲＮＡＬ ＯＦ ＳＯＬＩＤ−ＳＴＡＴＥ ＣＩＲＣＵＩＴＳ， ＶＯＬ．４０， ＮＯ．３， ＭＡＲＣＨ ２００５， ＰＰ．６１１−６２１．

本発明者は本発明に先立って、ＬＴＥ方式によって基地局との無線通信が可能な携帯電話端末に搭載可能なＲＦ電力増幅器の開発に従事した。

図５は、３ＧＰＰによって作成されたＬＴＥ方式の技術仕様書に記載された多数の周波数帯域(バンド)とアップリンク周波数とダウンリンク周波数とを示す図である。

アップリンク周波数は携帯電話端末のＲＦ電力増幅器による基地局への送信動作時の送信周波数であり、ダウンリンク周波数は基地局からのＲＦ送信信号の携帯電話端末による受信動作時の受信周波数である。図５に示したＬＴＥ方式のアップリンク周波数およびダウンリンク周波数は、従来から使用されている代表的なバンド１とバンド２とバンド３とバンド４とバンド５とバンド８と比較して、バンド１２とバンド１３とバンド１４とバンド１７の周波数帯域(バンド)において略７００ＭＨｚの比較的低いＲＦ周波数帯域が使用されていることが特徴である。この略７００ＭＨｚの比較的低いＲＦ周波数帯域は、日本および米国において、アナログテレビジョン放送の終了によって、携帯電話無線通信に新規に割り当てられたものである。

しかし、本発明に先立った本発明者による検討によって、略７００ＭＨｚの比較的低いＲＦ周波数帯域のアップリンクを可能とする携帯電話端末に搭載可能なＲＦ電力増幅器では、従来からＲＦ送信電力の検出に使用されている方向性結合器のサイズが増大するものとなり、携帯電話端末およびＲＦ電力増幅器の小型化の障害となると言う問題が明らかとされた。

すなわち、上記特許文献１に記載されているように、方向性結合器は、一対の伝送線、すなわち主線路と副線路とによって構成される。良く知られているように、方向性結合器の主線路と副線路は波長λの４分の１の長さを有するλ／４結合部において結合されているので、主線路の進行波信号は副線路に伝達される。更に、λ／４結合部は主線路の進行波信号の一端から他端への伝達に際して主線路の両端間に９０°の位相差を生成する一方、負荷によって反射された反射波信号の主線路の他端から一端への伝達に際して主線路の両端間に９０°の位相差を生成する。その結果、主線路の進行波信号の一端において、進行波信号と反射波信号とは１８０°、すなわち逆位相となるので、進行波信号と反射波信号とは打ち消される。進行波信号の大きさよりも反射波信号の大きさは小さいので、両者の信号の大きさの減算(キャンセル)の後の大きさを有する進行波信号が方向性結合器の主線路の一端に残留する。従って、主線路の一端に残留したキャンセルの後の進行波信号が方向性結合器の副線路に伝達されるので、キャンセルの後の反射波信号が主線路から副線路に伝達されることなく、キャンセルの後の進行波信号が主線路から副線路に一方向性で伝達される。

上述した方向性結合器の一端における進行波信号と反射波信号とのキャンセルの後の進行波信号が主線路から副線路に一方向性で伝達される原理によって、方向性結合器の副線路から生成される検出電圧は反射波信号の成分を含まずに進行波信号の成分のみを含むものである。一方、携帯電話端末では、アンテナの導電物質への接触によってＲＦ電力増幅器の負荷の負荷インピーダンスが変動して、反射波信号の大きさが変動する。しかし、上述したように方向性結合器においては、方向性結合器の副線路から生成される検出電圧は実質的に反射波信号の成分を含まないので、進行波信号の成分のみを正確に示すことが可能となる。従って、ＲＦ電力増幅器の電力検出に使用される方向性結合器が、負荷からの反射波信号の誤差成分を含むことなく、負荷への進行波信号のＲＦ送信信号成分のみを正確に示すことが可能となる。

しかしながら、ＲＦ電力増幅器の電力検出が高精度である方向性結合器は、上述したようにＲＦ送信信号の波長λの４分の１の長さを有するλ／４結合部を必要とする。従って、従来から使用されているバンド１とバンド２とバンド３とバンド４とバンド５とバンド８等との略８００ＭＨｚ以上の比較的高いＲＦ周波数帯域では、ＲＦ送信信号の波長λ自体が短いので、方向性結合器のサイズが小さくなり携帯電話端末およびＲＦ電力増幅器の小型化が可能となる。

それに対して、バンド１２とバンド１３とバンド１４とバンド１７との略７００ＭＨｚの比較的低いＲＦ周波数帯域では、ＲＦ送信信号の波長λ自体が長くなるので、方向性結合器のサイズが増大するものとなり、携帯電話端末およびＲＦ電力増幅器の小型化の障害となると言う問題が明らかとされた。

更にＲＦ電力増幅器の電力検出に方向性結合器を使用しない方法として、上記非特許文献２に記載されたＡＣセンスィング方式および上記特許文献１に記載された電流センスィング方式の採用も本発明に先立って本発明者によって検討された。

しかし、本発明に先立った本発明者による検討によって、上述のＡＣセンスィング方式においては、負荷変動による反射波信号の成分によってＲＦ増幅トランジスタのコレクタ電流が変動して、ＲＦ増幅トランジスタおよびＲＦ信号センスィングトランジスタのベース・エミッタ電圧が変動して、ＲＦ信号センスィングトランジスタのコレクタから生成される電力検出信号に誤差が発生すると言う問題が明らかとなった。

更に本発明に先立った本発明者による検討によって、上述の電流センスィング方式においても、負荷変動による反射波信号の成分の変動が結合容量を介して包落線検波器の入力端子に供給されるので、包落線検波器の検波電圧に誤差が発生すると言う問題が明らかとなった。

本発明は、以上のような本発明に先立った本発明者等による検討の結果、なされたものである。

従って、本発明の目的とするところは、ＲＦ電力増幅器の電力検出回路を小型化することにある。

また、本発明の他の目的とするところは、ＲＦ電力増幅器の電力検出回路を高精度化することにある。

本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうちの代表的なものについて簡単に説明すれば下記のとおりである。

すなわち、本発明の代表的な実施の形態、ＲＦ増幅回路(１１)と、電力検出回路(１４)とを具備するＲＦ電力増幅器である。

前記ＲＦ増幅回路(１１)の入力端子に所定の周波数帯域を有するＲＦ入力信号(Ｐｉｎ)が供給されることによって、前記ＲＦ増幅回路(１１)は前記ＲＦ入力信号の電力増幅を実行して前記ＲＦ増幅回路(１１)の出力端子から前記所定の周波数帯域を有するＲＦ増幅出力信号(Ｐｏｕｔ)が生成される。

前記電力検出回路(１４)の入力端子は前記ＲＦ増幅回路(１１)の前記出力端子に接続され、前記電力検出回路は前記ＲＦ増幅出力信号の基本波成分の周波数の整数倍の高調波周波数を有する高調波成分を検出して、当該検出された当該高調波成分から前記ＲＦ増幅出力信号の前記基本波成分の信号レベルを示す検出信号を前記電力検出回路(１４)が出力端子に生成することを特徴とする(図１参照)。

本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りである。

すなわち、本発明によれば、ＲＦ電力増幅器の電力検出回路を小型化することができる。

図１は、本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器１の構成を示す図である。 図２は、図１に示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器１の出力端子から生成されるＲＦ増幅出力信号Ｐｏｕｔの送信電力を制御するために、ＲＦ電力増幅器１に可変利得増幅器(ＶＧＡ)２１１と誤差増幅器(ＥＡ)２１２とが接続される様子を示す図である。 図３は、図１と図２に示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器１が周波数分割デュプレックス(ＦＤＤ)方式の携帯電話端末に搭載される様子を示す図である。 図４は、本発明の実施の形態２によるデュアルバンド送信を可能とするＲＦ電力増幅器１の構成を示す図である。 図５は、３ＧＰＰによって作成されたＬＴＥ方式の技術仕様書に記載された多数の周波数帯域(バンド)とアップリンク周波数とダウンリンク周波数とを示す図である。

１．実施の形態の概要
まず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面の参照符号は、それが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。

〔１〕本発明の代表的な実施の形態は、ＲＦ増幅回路(１１)と、電力検出回路(１４)とを具備するＲＦ電力増幅器である。

前記ＲＦ増幅回路(１１)の入力端子に所定の周波数帯域を有するＲＦ入力信号(Ｐｉｎ)が供給されることによって、前記ＲＦ増幅回路(１１)は前記ＲＦ入力信号の電力増幅を実行して前記ＲＦ増幅回路(１１)の出力端子から前記所定の周波数帯域を有するＲＦ増幅出力信号(Ｐｏｕｔ)が生成される。

前記電力検出回路(１４)の入力端子は前記ＲＦ増幅回路(１１)の前記出力端子に接続され、前記電力検出回路(１４)は前記ＲＦ増幅出力信号の基本波成分の周波数の整数倍の高調波周波数を有する高調波成分を検出して、当該検出された当該高調波成分から前記ＲＦ増幅出力信号の前記基本波成分の信号レベルを示す検出信号を前記電力検出回路(１４)が出力端子に生成することを特徴とする(図１参照)。

前記実施の形態によれば、ＲＦ電力増幅器の電力検出回路を小型化することができる。

好適な実施の形態では、前記電力検出回路(１４)は、前記高調波成分を検出する入力回路(Ｃ１、ＳＬ１)と、前記出力端子に前記検出信号を生成する出力回路(ＳＬ４、Ｒ１)とを有する。

前記入力回路(Ｃ１、ＳＬ１)は、前記ＲＦ増幅回路(１１)の前記出力端子と接地電位(ＧＮＤ)との間に接続された第１容量(Ｃ１)と第１インダクタ(ＳＬ１)との直列接続により構成された高調波終端回路(２ＨＤＴ)としても機能することを特徴とするものである(図１参照)。

他の好適な実施の形態では、前記出力回路(ＳＬ４、Ｒ１)は第２インダクタ(ＳＬ２)を含む。

前記第２インダクタが前記入力回路の前記第１インダクタと電磁気結合されることにより、前記出力回路は当該電磁気結合によって前記第２インダクタに生成される前記検出信号を前記電力検出回路(１４)の前記出力端子に生成することを特徴とするものである(図１参照)。

更に他の好適な実施の形態では、前記直列接続により構成された前記高調波終端回路(２ＨＤＴ)は、前記ＲＦ増幅回路(１１)の前記出力端子に接続された出力整合回路(１２)に含まれたことを特徴とする(図１参照)。

より好適な実施の形態では、前記直列接続により構成された前記高調波終端回路(２ＨＤＴ)は、前記出力整合回路(１２)の入力端子と出力端子と当該入力端子と当該出力端子との間の中間タップのいずれかと前記接地電位(ＧＮＤ)との間に接続されたことを特徴とするものである(図１参照)。

他のより好適な実施の形態では、前記出力回路の前記第２インダクタ(ＳＬ２)の一端は終端抵抗(Ｒ１)を介して前記接地電位(ＧＮＤ)に接続されることによって、前記第２インダクタ(ＳＬ２)の他端から前記検出信号が生成されることを特徴とするものである(図１参照)。

更に他のより好適な実施の形態では、前記出力整合回路(１２)の出力端子は、周波数分割デュプレックス(ＦＤＤ)方式の送信動作と受信動作とを実現するためのデュプレクサ(３)と接続可能とされたことを特徴とするものである(図３参照)。

別のより好適な実施の形態では、前記ＲＦ入力信号の前記所定の周波数帯域は、略７００ＭＨｚのＲＦ周波数であることを特徴とするものである。

具体的な実施の形態では、前記略７００ＭＨｚのＲＦ周波数は、ＬＴＥ方式のバンド１２とバンド１３とバンド１４とバンド１７のいずれかの周波数であることを特徴とするものである(図１参照)。

最も具体的な実施の形態では、前記ＲＦ電力増幅器は、ハイバンドとローバンドとの複数の周波数帯域の送信を可能とするＲＦ電力増幅装置の前記ハイバンドの送信を実行する高周波帯域ＲＦ電力増幅器と前記ローバンドの送信を実行する低周波帯域ＲＦ電力増幅器のうち、当該低周波帯域ＲＦ電力増幅器を構成することを特徴とするものである(図４参照)。

〔２〕本発明の別の観点の代表的な実施の形態は、ＲＦ増幅回路(１１)と、電力検出回路(１４)とを具備するＲＦ電力増幅器の動作方法である。

前記ＲＦ増幅回路(１１)の入力端子に所定の周波数帯域を有するＲＦ入力信号(Ｐｉｎ)が供給されることによって、前記ＲＦ増幅回路(１１)は前記ＲＦ入力信号の電力増幅を実行して前記ＲＦ増幅回路(１１)の出力端子から前記所定の周波数帯域を有するＲＦ増幅出力信号(Ｐｏｕｔ)が生成される。

前記電力検出回路(１４)の入力端子は前記ＲＦ増幅回路(１１)の前記出力端子に接続され、前記電力検出回路は前記ＲＦ増幅出力信号の基本波成分の周波数の整数倍の高調波周波数を有する高調波成分を検出して、当該検出された当該高調波成分から前記ＲＦ増幅出力信号の前記基本波成分の信号レベルを示す検出信号を前記電力検出回路(１４)が出力端子に生成することを特徴とする(図１参照)。

前記実施の形態によれば、ＲＦ電力増幅器の電力検出回路を小型化することができる。

２．実施の形態の詳細
次に、実施の形態について更に詳述する。尚、発明を実施するための最良の形態を説明するための全図において、前記の図と同一の機能を有する部品には同一の符号を付して、その繰り返しの説明は省略する。

［実施の形態１］
《ＲＦ電力増幅器の構成》
図１は、本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器１の構成を示す図である。

図１に示す本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器１は、多段ＲＦ電力増幅回路(Ａｍｐ)１１と出力整合回路(ＯＭＮ)１２と検出回路(ＤＥＴ)１３と高調波検出回路(２ＨＤ＿Ｄｅｔ)１４とを含んでいる。

《多段ＲＦ電力増幅回路》
多段ＲＦ電力増幅回路(Ａｍｐ)１１の各電力増幅段は、電力増幅素子としてＬＤ(Laterally Diffused)型のソース接地ＮチャネルパワーＭＯＳトランジスタを含んでいる。上述したバンド１２とバンド１３とバンド１４とバンド１７との略７００ＭＨｚの比較的低いＲＦ周波数帯域を有するＲＦ送信入力信号Ｐｉｎが初段電力増幅段の初段増幅素子のＭＯＳトランジスタのゲート入力電極に供給され、この初段増幅素子のＭＯＳトランジスタのドレイン出力電極からＲＦ初段増幅信号が生成される。上述した比較的低いＲＦ周波数帯域を有するＲＦ初段増幅信号は、第１段間整合回路を介して中間段電力増幅段の中間段増幅素子のＭＯＳトランジスタのゲート入力電極に供給され、この中間段増幅素子のＭＯＳトランジスタのドレイン出力電極からＲＦ中間段増幅信号が生成される。上述した比較的低いＲＦ周波数帯域を有するＲＦ中間段増幅信号は、第２段間整合回路を介して最終段電力増幅段の最終段増幅素子のＭＯＳトランジスタのゲート入力電極に供給され、この最終段増幅素子のＭＯＳトランジスタのドレイン出力電極からＲＦ最終段増幅信号が生成される。このＲＦ最終段増幅信号は、出力整合回路(ＯＭＮ)１２の入力端子に供給される。

《出力整合回路》
《出力整合回路のインピーダンス変換》
出力整合回路(ＯＭＮ)１２は、多段ＲＦ電力増幅回路(Ａｍｐ)１１の最終段電力増幅段の最終段増幅素子のＭＯＳトランジスタの数Ωの比較的低い出力インピーダンスを図示しない携帯電話端末のアンテナの５０Ωの入力インピーダンスにインピーダンス変換する機能を有している。すなわち、出力整合回路(ＯＭＮ)１２は、上述のインピーダンス変換の機能を実現するために、複数のインダクタＬ１、Ｌ２と複数の容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３とから構成された多段のローパスフィルタ(ＬＰＦ)を含んでいる。従って、出力整合回路(ＯＭＮ)１２の複数のインダクタＬ１、Ｌ２の各インダクタによるインピーダンスは、スミスチャートの上において、各インダクタの入力端子のインピーダンスから出発して、定抵抗円の円弧の上で時計方向に移動する。また出力整合回路(ＯＭＮ)１２の複数の容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３の各容量によるインピーダンスは、スミスチャートの上において、各容量の入力端子のインピーダンスから出発して、定コンダクタンス円の円弧の上で時計方向に移動する。出力整合回路(ＯＭＮ)１２の複数のインダクタＬ１、Ｌ２と複数の容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３との全てのインピーダンスの移動によって、最終段増幅素子のＭＯＳトランジスタの数Ωの比較的低い出力インピーダンスから出発して、携帯電話端末のアンテナの５０Ωの入力インピーダンスに到達することで、インピーダンス変換を実現することが可能となる。

《出力整合回路の高調波バイパス》
更に、出力整合回路(ＯＭＮ)１２は、上述したバンド１２とバンド１３とバンド１４とバンド１７との略７００ＭＨｚの比較的低いＲＦ周波数帯域の基本周波数成分を通過する機能を有する一方、基本周波数成分の高調波成分を接地電位ＧＮＤにバイパスする機能を有している。この高調波成分は、基本周波数の２倍の周波数を有する２次高調波成分と基本周波数の３倍の周波数を有する３次高調波成分と基本周波数の４倍の周波数を有する４次高調波成分等とを含んでいる。

更に出力整合回路(ＯＭＮ)１２は、上述したバンド１２とバンド１３とバンド１４とバンド１７との略７００ＭＨｚの比較的低いＲＦ周波数帯域の基本周波数成分の高調波成分を低インピーダンスで接地電位ＧＮＤに終端する高調波終端機能を有している。すなわち、出力整合回路(ＯＭＮ)１２は上述の高調波終端機能を実現するために、複数のインダクタとして機能する複数のストリップラインＳＬ１、ＳＬ２、ＳＬ３を含んでいる。

まず、出力整合回路(ＯＭＮ)１２の入力端子は、容量Ｃ１とストリップラインＳＬ１によって構成された２次高調波成分終端回路２ＨＤＴを介して、接地電位ＧＮＤに接続される。容量Ｃ１の容量値とストリップラインＳＬ１のインダクタンス値によって決定される直列共振周波数は、上述したバンド１２とバンド１３とバンド１４とバンド１７との略７００ＭＨｚの比較的低いＲＦ周波数帯域の２倍の周波数を有する２次高調波成分の周波数に設定される。その結果、出力整合回路(ＯＭＮ)１２の入力端子での２次高調波成分は、容量Ｃ１とストリップラインＳＬ１によって構成された直列共振回路の直列共振周波数の略ゼロΩのインピーダンスによって接地電位ＧＮＤにバイパスされる。従って、無線通信において有害な妨害波成分を、低減することが可能となる。

次に、出力整合回路(ＯＭＮ)１２の入力端子と出力端子との間の中間タップは、容量Ｃ２とストリップラインＳＬ２によって構成された３次高調波成分終端回路３ＨＤＴを介して、接地電位ＧＮＤに接続される。容量Ｃ２の容量値とストリップラインＳＬ２のインダクタンス値とによって決定される直列共振周波数は、上述したバンド１２とバンド１３とバンド１４とバンド１７の略７００ＭＨｚの比較的低いＲＦ周波数帯域の３倍の周波数を有する３次高調波成分の周波数に設定される。従って、出力整合回路(ＯＭＮ)１２の中間タップでの３次高調波成分は、容量Ｃ２とストリップラインＳＬ２によって構成された直列共振回路の直列共振周波数の略ゼロΩのインピーダンスによって接地電位ＧＮＤにバイパスされる。その結果、無線通信において有害な妨害波成分を、低減することが可能となる。

更に、出力整合回路(ＯＭＮ)１２の出力端子は、容量Ｃ３とストリップラインＳＬ３によって構成された４次高調波成分終端回路４ＨＤＴを介して、接地電位ＧＮＤに接続される。容量Ｃ３の容量値とストリップラインＳＬ３のインダクタンス値によって決定される直列共振周波数は、上述したバンド１２とバンド１３とバンド１４とバンド１７との略７００ＭＨｚの比較的低いＲＦ周波数帯域の４倍の周波数を有する４次高調波成分の周波数に設定される。その結果、出力整合回路(ＯＭＮ)１２の出力端子での４次高調波成分は、容量Ｃ３とストリップラインＳＬ３によって構成された直列共振回路の直列共振周波数の略ゼロΩのインピーダンスによって接地電位ＧＮＤにバイパスされる。従って、無線通信において有害な妨害波成分を、低減することが可能となる。

尚、出力整合回路(ＯＭＮ)１２の出力端子に接続された容量Ｃ４は、多段ＲＦ電力増幅回路(Ａｍｐ)１１の最終段電力増幅段の出力直流電圧が携帯電話端末の送信アンテナに供給されないようにする一方、多段ＲＦ電力増幅回路(Ａｍｐ)１１の最終段電力増幅段のＲＦ最終段増幅信号を携帯電話端末の送信アンテナに供給するための結合容量として機能する。尚、出力整合回路(ＯＭＮ)１２の容量Ｃ４を介して、送信アンテナに供給されるＲＦ増幅出力信号Ｐｏｕｔが生成される。

《高調波検出回路》
更に、図１に示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器１に含まれた高調波検出回路(２ＨＤ＿Ｄｅｔ)１４は、上述した出力整合回路(ＯＭＮ)１２の２次高調波成分終端回路２ＨＤＴのストリップラインＳＬ１と電磁気的に結合されたストリップラインＳＬ４と、このストリップラインＳＬ４の一端と接地電位ＧＮＤとの間に接続された終端抵抗Ｒ１を含む電力結合器によって構成されている。図１に示した高調波検出回路(２ＨＤ＿Ｄｅｔ)１４としての電力結合器の入力回路として機能する出力整合回路(ＯＭＮ)１２の２次高調波成分終端回路２ＨＤＴのストリップラインＳＬ１には、容量Ｃ１の容量値とストリップラインＳＬ１のインダクタンス値とによって決定される直列共振周波数の周波数を有する２次高調波成分のみが印加され、それ以外の周波数成分は実質的に印加されない。

その結果、図１に示した高調波検出回路(２ＨＤ＿Ｄｅｔ)１４としての電力結合器の出力回路として機能するストリップラインＳＬ４と終端抵抗Ｒ１との直列接続には、上述した電力結合器の入力回路として機能するストリップラインＳＬ１に印加される２次高調波成分の電磁気結合による結合２次高調波成分のみ印加されて、それ以外の周波数成分は実質的に印加されない。従って、高調波検出回路(２ＨＤ＿Ｄｅｔ)１４のストリップラインＳＬ４の他端には、電力結合器による２次高調波成分の電磁気結合による結合２次高調波成分の高調波検出信号が生成される。

この結合２次高調波成分の高調波検出信号が検出回路(ＤＥＴ)１３の入力端子に供給されることによって、検出回路(ＤＥＴ)１３の出力端子から多段ＲＦ電力増幅回路(Ａｍｐ)１１のＲＦ増幅出力信号の送信電力の制御のための検出電圧Ｖｄｅｔが生成される。

尚、図１に示した高調波検出回路(２ＨＤ＿Ｄｅｔ)１４の電力結合器ではストリップラインＳＬ４の一端は終端抵抗Ｒ１を介して接地電位ＧＮＤに接続されているので、電力結合器は方向性結合器として機能する。すなわち、多段ＲＦ電力増幅回路(Ａｍｐ)１１の出力端子から容量Ｃ１を介してストリップラインＳＬ１に流入する２次高調波成分にのみ応答して、電力結合器は２次高調波成分の電磁気結合による結合２次高調波成分の高調波検出信号を生成する。従って、多段ＲＦ電力増幅回路(Ａｍｐ)１１の出力端子に向かって容量Ｃ１を介してストリップラインＳＬ１から流出する２次高調波成分には応答せず、電力結合器は２次高調波成分の電磁気結合による結合２次高調波成分の高調波検出信号を生成しないものである。

多段ＲＦ電力増幅回路(Ａｍｐ)１１の最終段増幅素子で発生される高調波信号の出力電圧ｙ(ｔ)は、最終段増幅素子の入力電圧をＶ_１とすると一般的に、下記(１)式によって与えられる。

上記(１)式において、第１項は直流成分を示し、第２項は基本波送信信号の成分を示し、第３項は基本波送信信号の周波数の２倍の２次高調波信号の成分を示し、第４項は基本波送信信号の周波数の３倍の３次高調波信号の成分を示し、第５項は基本波送信信号の周波数の４倍の４次高調波信号の成分を示す。

上記(１)式より、最終段増幅素子の入力電圧Ｖ_１の増加に応答して、第２項の基本波送信信号の成分と第３項の２次高調波信号の成分と第４項の３次高調波信号の成分と第５項の４次高調波信号の成分とはそれぞれ単調増加する関係となることが理解される。その結果、図１に示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器１において、高調波検出回路(２ＨＤ＿Ｄｅｔ)１４と検出回路(ＤＥＴ)１３とによって２次高調波信号の成分を検出して検出電圧Ｖｄｅｔとして出力するとしても、ＲＦ電力増幅器１の出力端子から生成されるＲＦ増幅出力信号Ｐｏｕｔの送信電力の基本波送信信号の電力検出と電力制御が可能である。

尚、上記(１)式において、係数Ｃkは、下記(２)式で与えられる。

更に、上記(２)式において、関数f_nonlinear(x)は、下記(３)式で与えられる。

《電力検出回路の小型化》
上述した図１に示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器１によれば、高調波検出回路(２ＨＤ＿Ｄｅｔ)１４によるＲＦ増幅出力信号Ｐｏｕｔの電力検出が、ＲＦ増幅出力信号Ｐｏｕｔの基本波送信信号の成分の検出ではなく、基本波送信信号の周波数の２倍の２次高調波信号の成分の検出に基づくものである。従って、図１に示した高調波検出回路(２ＨＤ＿Ｄｅｔ)１４の電力結合器の入力回路および出力回路としてそれぞれ機能するストリップラインＳＬ１、ＳＬ４のλ／４結合部の波長λを、ＲＦ増幅出力信号Ｐｏｕｔの基本波送信信号の波長ではなく、基本波送信信号の周波数の２倍の２次高調波信号の波長に半減することが可能となる。その結果、図１に示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器１によれば、ＲＦ電力増幅器の電力検出回路を小型化することが可能となる。

《電力検出回路の高精度化》
上述したように、図１に示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器１によれば、出力整合回路(ＯＭＮ)１２は多段ＲＦ電力増幅回路(Ａｍｐ)１１の最終段増幅素子の数Ωの低出力インピーダンスと携帯電話端末のアンテナの５０Ωの高入力インピーダンスとのインピーダンス変換のために複数のインダクタＬ１、Ｌ２と複数の容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３から構成された多段のローパスフィルタ(ＬＰＦ)を含んでいる。一方、アンテナの導電物質への接触によるＲＦ電力増幅器の負荷インピーダンスの変動と負荷からの反射波信号の大きさの変動に際して、出力整合回路(ＯＭＮ)１２の多段のローパスフィルタ(ＬＰＦ)は、反射波信号に含まれる上述の２次高調波信号と３次高調波信号と４次高調波信号との各成分を接地電位ＧＮＤにバイパスする機能を有している。

従って、出力整合回路(ＯＭＮ)１２の出力端子でアンテナの負荷変動が発生することによりアンテナからの反射波信号が増大したとしても、出力整合回路(ＯＭＮ)１２の入力端子に高調波検出回路(２ＨＤ＿Ｄｅｔ)１４が接続されているので、出力整合回路(ＯＭＮ)１２の出力端子から入力端子への反射波信号の伝達の間に高調波信号成分の大部分はローパスフィルタ(ＬＰＦ)により接地電位ＧＮＤにバイパスされる。

その結果、出力整合回路(ＯＭＮ)１２の入力端子に接続された高調波検出回路(２ＨＤ＿Ｄｅｔ)の入力端子に伝達される反射波信号中の２次高調波信号等の高調波信号成分が上述のローパスフィルタ(ＬＰＦ)により低減されるので、高調波検出回路(２ＨＤ＿Ｄｅｔ)１４と検出回路(ＤＥＴ)１３で生成される２次高調波信号成分の検出電圧Ｖｄｅｔに含まれる反射波信号の高調波信号成分の影響の低減が可能となる。従って、図１に示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器１によれば、電力検出回路の高精度化が可能となる。

《可変利得増幅器と誤差増幅器を使用する電力制御》
図２は、図１に示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器１の出力端子から生成されるＲＦ増幅出力信号Ｐｏｕｔの送信電力を制御するために、ＲＦ電力増幅器１に可変利得増幅器(ＶＧＡ)２１１と誤差増幅器(ＥＡ)２１２とが接続される様子を示す図である。

図２に示すように、ＲＦ電力増幅器１の多段ＲＦ電力増幅回路(Ａｍｐ)１１のＲＦ入力端子に、可変利得増幅器(ＶＧＡ)２１１の出力端子から生成されるＲＦ送信入力信号Ｐｉｎが供給される。

尚、図２では図示されていないが、可変利得増幅器(ＶＧＡ)２１１の入力端子には、携帯電話端末に搭載された無線周波数集積回路(ＲＦＩＣ)の送信信号処理回路(ＴＸ−ＳＰＣ)の内部のアップコンバータにより生成されるＲＦ送信信号が供給される。

更に図２に示すように、誤差増幅器(ＥＡ)２１２の一方の入力端子と他方の入力端子には送信目標電力に対応する基準電圧Ｖtargetと高調波検出回路(２ＨＤ＿Ｄｅｔ)１４と検出回路(ＤＥＴ)１３とによって生成された２次高調波信号の検出電圧Ｖｄｅｔとがそれぞれ供給されて、誤差増幅器(ＥＡ)２１２の出力信号は可変利得増幅器(ＶＧＡ)２１１の可変ゲインを制御する。

ＲＦ電力増幅器１の出力端子から生成されるＲＦ増幅出力信号Ｐｏｕｔの送信電力を高レベルに制御する場合には、比較的高いレベルの基準電圧Ｖtargetが誤差増幅器(ＥＡ)２１２の一方の入力端子に供給される。もしも、比較的高いレベルの基準電圧Ｖtargetに応答してＲＦ増幅出力信号Ｐｏｕｔの送信電力が目標電力に増大しない場合には、誤差増幅器(ＥＡ)２１２の他方の入力端子に供給される２次高調波信号の検出電圧Ｖｄｅｔが基準電圧Ｖtargetより低レベルとなって、誤差増幅器(ＥＡ)２１２の出力信号は可変利得増幅器(ＶＧＡ)２１１の可変ゲインを増大する。すなわち、検出電圧Ｖｄｅｔのフィードバックループにより検出電圧Ｖｄｅｔが基準電圧Ｖtargetと一致するまで、可変利得増幅器(ＶＧＡ)２１１の可変ゲインとＲＦ増幅出力信号Ｐｏｕｔの送信電力とが増大する。

《ＲＦ電力増幅器の携帯電話端末への搭載》
図３は、図１と図２に示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器１が周波数分割デュプレックス(ＦＤＤ)方式の携帯電話端末に搭載される様子を示す図である。

図３に示すように周波数分割デュプレックス(ＦＤＤ)方式の携帯電話端末は、図１と図２に示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器１と、無線周波数信号処理集積回路(ＲＦＩＣ)２と、デュプレクサ３と、アンテナ(ＡＮＴ)４を含んでいる。

《デュプレクサ》
ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００との第２世代(２Ｇ)のＧＳＭ方式では、送信動作と受信動作とが時分割されると言う時分割デュプレックス(ＴＤＤ：Time Division Duplex)方式が採用されている。一方、Ｗ−ＣＤＭＡ方式等の第３世代(３Ｇ)やＬＴＥ方式では、送信動作と受信動作とが周波数分割されると言う周波数分割デュプレックス(ＦＤＤ：Frequency Division Duplex)方式が採用されている。

図３に示した携帯電話端末では、周波数分割デュプレックス(ＦＤＤ)方式を実現するためにデュプレクサ３の内部の受信フィルタ３２の受信周波数帯域は、デュプレクサ３の内部の送信フィルタ３１の送信周波数帯域と異なった周波数帯域に設定されている。

《ＲＦＩＣ》
無線周波数信号処理集積回路(ＲＦＩＣ)２は、送信信号処理回路(ＴＸ−ＳＰＣ)２１と、低雑音増幅器(ＬＮＡ)２２と、受信信号処理回路(ＲＸ−ＳＰＣ)２３と、デジタルインターフェース(ＤｉｇＲＦ−ＩＦ)２４を含んでいる。デジタルインターフェース(ＤｉｇＲＦ−ＩＦ)２４に図示しないベースバンド信号処理ユニットから送信ベースバンドデジタル信号が供給される一方、デジタルインターフェース(ＤｉｇＲＦ−ＩＦ)２４は図示しないベースバンド信号処理ユニットに受信ベースバンドデジタル信号を供給する。特に、送信信号処理回路(ＴＸ−ＳＰＣ)２１は、図２で説明した可変利得増幅器(ＶＧＡ)２１１と誤差増幅器(ＥＡ)２１２とを含むものである。

デジタルインターフェース(ＤｉｇＲＦ−ＩＦ)２４からの送信ベースバンドデジタル信号は送信信号処理回路(ＴＸ−ＳＰＣ)２１の内部のデジタル・アナログ変換器(ＤＡＣ)によって送信ベースバンドアナログ信号に変換され、送信ベースバンドアナログ信号は送信信号処理回路(ＴＸ−ＳＰＣ)２１の内部のアップコンバータにより送信ＲＦ信号に変換される。送信信号処理回路(ＴＸ−ＳＰＣ)２１から生成される送信ＲＦ信号は、図１と図２に示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器１のＲＦ信号入力端子に供給される。

ＲＦ電力増幅器１のＲＦ信号出力端子から生成される送信ＲＦ電力増幅信号Ｐｏｕｔがデュプレクサ３の内部の送信フィルタ３１を介してアンテナ(ＡＮＴ)４に供給されることによって、アンテナ(ＡＮＴ)４から基地局への送信電波が送信される。

アンテナ(ＡＮＴ)４によって受信される基地局からの受信ＲＦ信号は、デュプレクサ３の内部の受信フィルタ３２を介して無線周波数信号処理集積回路(ＲＦＩＣ)２の低雑音増幅器(ＬＮＡ)２２の入力端子に供給される。

従って、低雑音増幅器(ＬＮＡ)２２の出力端子から生成される受信ＲＦ増幅信号は、受信信号処理回路(ＲＸ−ＳＰＣ)２３の内部のダウンコンバータにより受信ベースバンドアナログ信号に変換される。受信ベースバンドアナログ信号は受信信号処理回路(ＲＸ−ＳＰＣ)２３の内部のアナログ・デジタル変換器(ＡＤＣ)によって受信ベースバンドデジタル信号に変換されて、受信ベースバンドデジタル信号はデジタルインターフェース(ＤｉｇＲＦ−ＩＦ)２４を介して図示しないベースバンド信号処理ユニットに供給される。

《デュプレクサと接続されたＲＦ電力増幅器》
図３に示したように、図１と図２とに示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器１のＲＦ出力端子が周波数分割デュプレックス(ＦＤＤ)方式を実現するためにデュプレクサ３と接続されることによって、以下に説明する顕著な効果を奏することが可能となる。

上述したように、周波数分割デュプレックス(ＦＤＤ)方式を実現するためにデュプレクサ３の内部の受信フィルタ３２の受信周波数帯域は、デュプレクサ３の内部の送信フィルタ３１の送信周波数帯域と異なった周波数帯域に設定されている。特に、デュプレクサ３の送信フィルタ３１は送信周波数帯域を通過する一方、デュプレクサ３の送信フィルタ３１は送信周波数帯域よりも低い周波数帯域および送信周波数帯域よりも高い周波数帯域で所定の減衰量を持ったバンドパスフィルタ(ＢＰＦ)によって構成される。すなわち、バンドパスフィルタ(ＢＰＦ)によって構成されたデュプレクサ３の送信フィルタ３１は、送信周波数帯域の基本波送信信号を通過するが基本波送信信号の周波数の２倍の２次高調波信号と３倍の３次高調波信号等の高調波成分を抑圧するものである。

従って、図３に示した携帯電話端末においてデュプレクサ３の送信フィルタ３１とアンテナ(ＡＮＴ)４の間でＲＦ電力増幅器１のＲＦ送信出力信号Ｐｏｕｔの反射が発生しても、ＲＦ送信出力信号Ｐｏｕｔの基本波送信信号の周波数成分の反射が発生するだけであり、基本波周波数の整数倍の高調波成分は送信フィルタ３１からアンテナ(ＡＮＴ)４に実質的に出力されないので高調波成分の反射は無視することができる。その結果、図３に示したようにデュプレクサ３の送信フィルタ３１に接続された図１と図２とに示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器１においては、デュプレクサ３の機能によって高調波検出回路(２ＨＤ＿Ｄｅｔ)１４と検出回路(ＤＥＴ)１３で生成される２次高調波信号成分の検出電圧Ｖｄｅｔに含まれる反射波信号の高調波信号成分の影響を低減することが可能となる。

また図１に示した出力整合回路(ＯＭＮ)１２において、出力整合回路(ＯＭＮ)１２の入力端子と中間タップと出力端子にそれぞれ接続される高調波成分終端回路は、２次高調波成分終端回路２ＨＤＴと３次高調波成分終端回路３ＨＤＴと４次高調波成分終端回路４ＨＤＴの順序にのみ限定されるものではない。

例えは、電力検出回路の小型化のみを目的とするならば、図１に示した高調波成分終端回路の順序以外としては、４次高調波成分終端回路４ＨＤＴと２次高調波成分終端回路２ＨＤＴと３次高調波成分終端回路３ＨＤＴの順序、または３次高調波成分終端回路３ＨＤＴと４次高調波成分終端回路４ＨＤＴと２次高調波成分終端回路２ＨＤＴの順序と言うランダムな順序を採用することも可能である。

更に電力検出回路の小型化と電力検出回路の高精度化とを目的とするならば、図３に示したデュプレクサ３を使用する場合には、デュプレクサ３の機能によって２次高調波信号成分の検出電圧Ｖｄｅｔに含まれる反射波信号の高調波信号成分の影響を低減できるので、出力整合回路(ＯＭＮ)１２の入力端子と中間タップと出力端子にそれぞれ接続される高調波成分終端回路は上記と同様に完全にランダムな順序を採用することが可能である。

また更に、電力検出回路の小型化と電力検出回路の高精度化とを目的とするならば、図３に示したデュプレクサ３を使用しない場合には、高調波検出回路(２ＨＤ＿Ｄｅｔ)１４が接続される出力整合回路(ＯＭＮ)１２の接続個所は、出力整合回路(ＯＭＮ)１２の入力端子と中間タップと出力端子のいずれかとすることが可能となる。もし、高調波検出回路(２ＨＤ＿Ｄｅｔ)１４が接続される出力整合回路(ＯＭＮ)１２の接続個所を出力整合回路(ＯＭＮ)１２の出力端子としたとすると、高調波検出回路(２ＨＤ＿Ｄｅｔ)１４と検出回路(ＤＥＴ)１３とで生成される２次高調波信号成分の検出電圧Ｖｄｅｔに大きな信号レベルの反射波信号の高調波信号成分の影響が含まれるものとなる。

また図１に示した高調波検出回路(２ＨＤ＿Ｄｅｔ)１４において、電力結合器のストリップラインＳＬ４の一端は、終端抵抗Ｒ１を介して、接地電位ＧＮＤに接続されることのみ限定されるものではない。例えば、電力結合器のストリップラインＳＬ４の一端は、終端抵抗Ｒ１を介さずに直接接地電位ＧＮＤに接続されることが可能となる。それによって、電力結合器は、上述した一方向性を持たない無方向性結合器として機能するものとなる。従って、この無方向性結合器は、容量Ｃ１を介してストリップラインＳＬ１に流入する２次高調波成分と容量Ｃ１を介してストリップラインＳＬ１から流出する２次高調波成分との両者に応答して、２次高調波成分の電磁気結合による結合２次高調波成分の高調波検出信号を生成するものである。

［実施の形態２］
《デュアルバンド送信を可能とするＲＦ電力増幅器の構成》
図４は、本発明の実施の形態２によるデュアルバンド送信を可能とするＲＦ電力増幅器１の構成を示す図である。

図４に示した本発明の実施の形態２によるＲＦ電力増幅器１は、ハイバンド多段増幅回路１５１Ｈとハイバンド出力整合回路１５３Ｈとハイバンド方向性結合器１５４Ｈとハイバンド検出回路１５５Ｈと終端抵抗Ｒ１と、ローバンド多段増幅回路１５１Ｌとローバンド出力整合回路１５３Ｌとローバンド高調波検出回路(２ＨＤ＿Ｄｅｔ)１５４Ｌとローバンド検出回路１５５Ｌとを含んでいる。

ハイバンド入力端子１０１Ｈには、上述したバンド１とバンド２とバンド４のハイバンドＲＦ送信信号が図示しない無線周波数集積回路(ＲＦＩＣ)の送信信号処理回路(ＴＸ−ＳＰＣ)から供給される。このバンド１とバンド２とバンド４のアップリンク周波数は、図５に示したようにそれぞれ１９２０〜１９８０ＭＨｚと１８５０〜１９１０ＭＨｚと１７１０〜１７５５ＭＨｚである。

ハイバンド入力端子１０１Ｈに供給されるバンド１とバンド２とバンド４とのハイバンドＲＦ送信信号はハイバンド多段増幅回路１５１Ｈにより増幅され、ハイバンド多段増幅回路１５１ＨのハイバンドＲＦ送信増幅出力信号は上述したように多段ローパスフィルタ(ＬＰＦ)によって構成されたハイバンド出力整合回路１５３Ｈの入力端子に供給される。ハイバンド出力整合回路１５３Ｈの出力端子のハイバンドＲＦ送信増幅出力信号は、ハイバンド方向性結合器１５４Ｈの主線路を介してハイバンド出力端子１０２Ｈに供給される。

方向性結合器１５４Ｈの副線路の一端は終端抵抗Ｒ_Hを介して接地電位ＧＮＤに接続され、副線路の他端からはハイバンド検出信号がハイバンド検出回路１５５Ｈの入力端子に供給され、ハイバンド検出回路１５５Ｈの出力端子からハイバンド検出電圧ＶｄｅｔＨが生成される。

ハイバンド方向性結合器１５４Ｈの主線路と副線路とは、上述のハイバンドＲＦ送信信号の波長λの４分の１の長さを有するλ／４結合部で結合されているので、主線路の進行波信号は副線路に伝達される。上述したバンド１とバンド２とバンド４のハイバンドＲＦ送信信号の周波数は少なくとも１７１０ＭＨｚと高いので、ハイバンドＲＦ送信信号の波長λの４分の１の長さは短くλ／４結合部で結合されたハイバンド方向性結合器１５４Ｈの主線路と副線路の線路長も短くなる。その結果、ハイバンド方向性結合器１５４Ｈは、小型化されることが可能となる。ハイバンド出力端子１０２Ｈから生成されるハイバンドＲＦ送信増幅出力信号は、図示しないハイバンド用のデュプレクサの送信用フィルタに供給される。更に、ハイバンドの電力検出にはハイバンド方向性結合器１５４Ｈが使用されているので、ハイバンド検出回路１５５Ｈの出力端子のハイバンド検出電圧ＶｄｅｔＨの反射波等の誤差が低減され、高精度のハイバンドの電力検出および電力制御が可能となる。

ローバンド入力端子１０１Ｌには、上述したバンド５とバンド８とバンド１２とバンド１３とバンド１４とバンド１７とのローバンドＲＦ送信信号が図示しない無線周波数集積回路(ＲＦＩＣ)の送信信号処理回路(ＴＸ−ＳＰＣ)から供給される。このバンド５とバンド８とバンド１２とバンド１３とバンド１４とバンド１７のアップリンク周波数は、図５に示したようにそれぞれ８２４〜８４９ＭＨｚと８８０〜９１５ＭＨｚと６９８〜７１６ＭＨｚと７７７〜７８７ＭＨｚと７８８〜７９８ＭＨｚと７０４〜７９８ＭＨｚである。

ローバンド入力端子１０１Ｌに供給されるバンド５とバンド８とバンド１２とバンド１３とバンド１４とバンド１７のローバンドＲＦ送信信号はローバンド多段増幅回路１５１Ｌにより増幅され、ローバンド多段増幅回路１５１ＬのローバンドＲＦ送信増幅出力信号はローバンド出力整合回路１５３Ｌの入力端子とローバンド高調波検出回路(２ＨＤ＿Ｄｅｔ)１５４Ｌの入力端子に供給される。更にローバンド高調波検出回路(２ＨＤ＿Ｄｅｔ)１５４Ｌの出力信号はローバンド検出回路１５５Ｌの入力端子に供給されて、ローバンド検出回路１５５Ｌの出力端子からローバンド検出電圧ＶｄｅｔＬが生成される。またローバンド出力端子１０２Ｌから生成されるローバンドＲＦ送信増幅出力信号は、図示していないローバンド用のデュプレクサの送信用フィルタに供給される。

図４に示した本発明の実施の形態２によるＲＦ電力増幅器１に含まれたローバンド出力整合回路１５３Ｌとローバンド高調波検出回路(２ＨＤ＿Ｄｅｔ)１５４Ｌとローバンド検出回路１５５Ｌとは、図１と図２に示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅器１の出力整合回路(ＯＭＮ)１２と高調波検出回路(２ＨＤ＿Ｄｅｔ)１４と検出回路(ＤＥＴ)１３とそれぞれ同一の構成によって構成されている。その結果、図４に示した本発明の実施の形態２によるＲＦ電力増幅器１によれば、ローバンドの電力検出回路の小型化と高精度化とが可能となる。

以上、本発明者によってなされた発明を種々の実施の形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。

例えば、本発明において、ＲＦ増幅回路の増幅素子はＬＤ型のソース接地ＮチャネルパワーＭＯＳトランジスタにのみ限定されるものではない。例えば、ＧａＡｓ等の化合物半導体を使用したエミッタ接地ヘテロ接合バイポーラトランジスタやＧａＡｓ等の化合物半導体を使用したＭＥＳＦＥＴを使用することもできる。

また、高調波検出回路(２ＨＤ＿Ｄｅｔ)１４は、２次高調波以外の３次高調波成分や４次高調波成分等を供給するようすれば、電力検出回路を更に小型化することが可能となる。

更に、本発明は、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００との第２世代(２Ｇ)のＧＳＭ方式の携帯電話端末に搭載されるデュアルバンドＲＦ電力増幅器に適用することも可能である。すなわち、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００のローバンドの電力検出と電力制御とに、本発明を適用することが可能である。

その際の電力制御は、図２に示したようにＲＦ電力増幅器１に接続された可変利得増幅器(ＶＧＡ)２１１を使用せずに、可変利得増幅器(ＶＧＡ)２１１の出力信号によって多段ＲＦ電力増幅回路(Ａｍｐ)１１の増幅ゲインを可変制御するものとなる。すなわち、可変利得増幅器(ＶＧＡ)２１１の出力信号によって多段ＲＦ電力増幅回路(Ａｍｐ)１１のゲートバイアス電圧またはベースバイアス電圧を可変制御するか、または可変利得増幅器(ＶＧＡ)２１１の出力信号によって多段ＲＦ電力増幅回路(Ａｍｐ)１１のドレイン電源電圧またはコレクタ電源電圧を可変制御するものである。

１…ＲＦ電力増幅器
１１…多段ＲＦ電力増幅回路(Ａｍｐ)
１２…出力整合回路(ＯＭＮ)
１３…検出回路(ＤＥＴ)
１４…高調波検出回路(２ＨＤ＿Ｄｅｔ)
Ｌ１、Ｌ２…インダクタ
Ｃ１〜Ｃ４…容量
ＳＬ１〜ＳＬ４…ストリップライン
Ｒ１…終端抵抗
２ＨＤＴ…２次高調波成分終端回路
３ＨＤＴ…３次高調波成分終端回路
４ＨＤＴ…４次高調波成分終端回路
２…無線周波数信号処理集積回路(ＲＦＩＣ)
２１１…可変利得増幅器(ＶＧＡ)
２１２…誤差増幅器(ＥＡ)
２１…送信信号処理回路(ＴＸ−ＳＰＣ)
２２…低雑音増幅器(ＬＮＡ)
２３…受信信号処理回路(ＲＸ−ＳＰＣ)
２４…デジタルインターフェース(ＤｉｇＲＦ−ＩＦ)
３…デュプレクサ
３１…送信フィルタ
３２…受信フィルタ

Claims (12)

1. ＲＦ増幅回路と、電力検出回路とを具備するＲＦ電力増幅器であって、
   前記ＲＦ増幅回路の入力端子に所定の周波数帯域を有するＲＦ入力信号が供給されることによって、前記ＲＦ増幅回路は前記ＲＦ入力信号の電力増幅を実行して前記ＲＦ増幅回路の出力端子から前記所定の周波数帯域を有するＲＦ増幅出力信号が生成され、
   前記電力検出回路の入力端子は前記ＲＦ増幅回路の前記出力端子に接続され、前記電力検出回路は前記ＲＦ増幅出力信号の基本波成分の周波数の整数倍の高調波周波数を有する高調波成分を検出して、当該検出された当該高調波成分から前記ＲＦ増幅出力信号の前記基本波成分の信号レベルを示す検出信号を前記電力検出回路が出力端子に生成し、
   前記電力検出回路は、前記高調波成分を検出する入力回路と、前記電力検出回路の出力端子に前記検出信号を生成する出力回路とを有して、
   前記入力回路は、前記ＲＦ増幅回路の前記出力端子と接地電位との間に接続された第１容量と第１インダクタとの直列接続により構成された高調波終端回路としても機能し、
   前記出力回路は、第２インダクタを含み、
   前記第２インダクタが前記入力回路の前記第１インダクタと電磁気結合されることにより、前記出力回路は当該電磁気結合によって前記第２インダクタに生成される前記検出信号を前記電力検出回路の前記出力端子に生成し、
   前記直列接続により構成された前記高調波終端回路は、前記ＲＦ増幅回路の前記出力端子に接続された出力整合回路に含まれた
   ことを特徴とするＲＦ電力増幅器。
2. 請求項１において、
   前記出力回路の前記第２インダクタの一端は終端抵抗を介して前記接地電位に接続されることによって、前記第２インダクタの他端から前記検出信号が生成される
   ことを特徴とするＲＦ電力増幅器。
3. 請求項１において、
   前記出力整合回路の出力端子は、周波数分割デュプレックス方式の送信動作と受信動作とを実現するためのデュプレクサと接続可能とされた
   ことを特徴とするＲＦ電力増幅器。
4. 請求項１において、
   前記ＲＦ入力信号の前記所定の周波数帯域は、略７００ＭＨｚのＲＦ周波数である
   ことを特徴とするＲＦ電力増幅器。
5. 請求項４において、
   前記略７００ＭＨｚのＲＦ周波数は、ＬＴＥ方式のバンド１２とバンド１３とバンド１４とバンド１７のいずれかの周波数である
   ことを特徴とするＲＦ電力増幅器。
6. 請求項５において、
   前記ＲＦ電力増幅器は、ハイバンドとローバンドとの複数の周波数帯域の送信を可能とするＲＦ電力増幅装置の前記ハイバンドの送信を実行する高周波帯域ＲＦ電力増幅器と前記ローバンドの送信を実行する低周波帯域ＲＦ電力増幅器のうち、当該低周波帯域ＲＦ電力増幅器を構成する
   ことを特徴とするＲＦ電力増幅器。
7. ＲＦ増幅回路と、電力検出回路とを具備するＲＦ電力増幅器の動作方法であって、
   前記ＲＦ増幅回路の入力端子に所定の周波数帯域を有するＲＦ入力信号が供給されることによって、前記ＲＦ増幅回路は前記ＲＦ入力信号の電力増幅を実行して前記ＲＦ増幅回路の出力端子から前記所定の周波数帯域を有するＲＦ増幅出力信号が生成され、
   前記電力検出回路の入力端子は前記ＲＦ増幅回路の前記出力端子に接続され、前記電力検出回路は前記ＲＦ増幅出力信号の基本波成分の周波数の整数倍の高調波周波数を有する高調波成分を検出して、当該検出された当該高調波成分から前記ＲＦ増幅出力信号の前記基本波成分の信号レベルを示す検出信号を前記電力検出回路が出力端子に生成し、
   前記電力検出回路は、前記高調波成分を検出する入力回路と、前記電力検出回路の出力端子に前記検出信号を生成する出力回路とを有して、
   前記入力回路は、前記ＲＦ増幅回路の前記出力端子と接地電位との間に接続された第１容量と第１インダクタとの直列接続により構成された高調波終端回路としても機能し、
   前記出力回路は、第２インダクタを含み、
   前記第２インダクタが前記入力回路の前記第１インダクタと電磁気結合されることにより、前記出力回路は当該電磁気結合によって前記第２インダクタに生成される前記検出信号を前記電力検出回路の前記出力端子に生成し、
   前記直列接続により構成された前記高調波終端回路は、前記ＲＦ増幅回路の前記出力端子に接続された出力整合回路に含まれた
   ことを特徴とするＲＦ電力増幅器の動作方法。
8. 請求項７において、
   前記出力回路の前記第２インダクタの一端は終端抵抗を介して前記接地電位に接続されることによって、前記第２インダクタの他端から前記検出信号が生成される
   ことを特徴とするＲＦ電力増幅器の動作方法。
9. 請求項７において、
   前記出力整合回路の出力端子は、周波数分割デュプレックス方式の送信動作と受信動作とを実現するためのデュプレクサと接続可能とされた
   ことを特徴とするＲＦ電力増幅器の動作方法。
10. 請求項７において、
    前記ＲＦ入力信号の前記所定の周波数帯域は、略７００ＭＨｚのＲＦ周波数である
    ことを特徴とするＲＦ電力増幅器の動作方法。
11. 請求項１０において、
    前記略７００ＭＨｚのＲＦ周波数は、ＬＴＥ方式のバンド１２とバンド１３とバンド１４とバンド１７のいずれかの周波数である
    ことを特徴とするＲＦ電力増幅器の動作方法。
12. 請求項１１において、
    前記ＲＦ電力増幅器は、ハイバンドとローバンドとの複数の周波数帯域の送信を可能とするＲＦ電力増幅装置の前記ハイバンドの送信を実行する高周波帯域ＲＦ電力増幅器と前記ローバンドの送信を実行する低周波帯域ＲＦ電力増幅器のうち、当該低周波帯域ＲＦ電力増幅器を構成する
    ことを特徴とするＲＦ電力増幅器の動作方法。

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