JP5624577B2 - 車両用電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、車両用電力変換装置に関する。

従来から、新幹線用電力変換器のコンバータとしては、ダイオードクランプ形３レベル回路で構成されていることが多い。

これに対して、近年、シリコンカーバイド素子等の低損失デバイスが提案されている。そこで、今後、シリコンカーバイド素子等の低損失デバイスを適用することで、コンバータを小型化することが期待されている。

しかしながら、現在提供されているシリコンカーバイド素子等においては、高い電圧に耐えられる素子がない。このため、素子の直列化や、現存のシリコン素子と組み合わせたマルチレベル化を行う必要がある。この２つのうち、素子の直列化は、損失増加、素子数増加、バランス制御等の課題がある。このため、現状ではマルチレベル化が実用的である。

マルチレベル化として、出力電圧のレベル数に対するスイッチング素子の数が少ない方式としてフライングキャパシタ方式が提案されている。しかしながら、当該方式では、コンデンサ数が多くなる。

コンデンサ数を抑止したマルチレベル化として、ダイオードクランプ方式が提案されている。ダイオードクランプ方式では、フィルタコンデンサ電圧のバランス回路が必要で、体積が増加する可能性がある。他にも単相フルブリッジコンバータ（インバータ）の交流入出力点を直列接続するカスケード方式や階調制御方式がある。

特開２００４−７９４１号公報

"Multicell Converters:Active Control and Observation of Flying-Capacitor Voltages", IEEE Trans.Ind.Electron.vol.49, No.5, pp.998-1008, 2002.

しかしながら、従来技術では、高い電圧に耐えることができる上で、コンデンサ数を少なくすることができるが、出力電圧のレベル数に対してスイッチング素子の数が多くなる。このため、小型化するのは難しい。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、小型化可能な程度に部品点数を少なくした車両用電力変換装置を提供することを目的とする。

実施形態の車両用電力変換装置は、単相交流電力を直流電力に変換する電力変換装置であって、単相２レベルコンバータと、単相３レベルコンバータとを備える。単相２レベルコンバータは、コンデンサと、コンデンサの一端と一方の交流入出力点との間に接続される、自己消弧能力を有する第１の可制御スイッチングデバイスと、コンデンサの他端と一方の交流入出力点との間に接続される第２の可制御スイッチングデバイスと、コンデンサの一端と他方の交流入出力点との間に接続される第３の可制御スイッチングデバイスと、コンデンサの他端と他方の交流入出力点との間に接続される第４の可制御スイッチングデバイスと、可制御スイッチングデバイス毎に逆並列に接続されるダイオードと、で構成される。単相３レベルコンバータは、２個直列接続されるコンデンサと、２個直列接続されるコンデンサの一端と一方の交流入出力点との間に接続される第５の可制御スイッチングデバイスと、２個直列接続されるコンデンサの他端と一方の交流入出力点との間に接続される第６の可制御スイッチングデバイスと、２個直列接続されるコンデンサの一端と他方の交流入出力点との間に接続される第７の可制御スイッチングデバイスと、２個直列接続されるコンデンサの他端と他方の交流入出力点との間に接続される第８の可制御スイッチングデバイスと、２個直列接続されるコンデンサ間の接続点及び他方の交流入出力点の間に、第９の可制御スイッチングデバイスと第１０の可制御スイッチングデバイスとを逆極性に直列接続する双方向スイッチと、可制御スイッチングデバイス毎に逆並列に接続されるダイオードと、で構成される。単相２レベルコンバータと、単相３レベルコンバータと、は交流入出力点で直列接続される。単相２レベルコンバータは、単相３レベルコンバータより、スイッチング損失が少なく、単相３レベルコンバータは、単相２レベルコンバータより、耐電圧性が高い。

図１は、第１の実施形態にかかる電力変換装置のマルチレベルコンバータの構成を示した図である。 図２は、第１の実施形態にかかるマルチレベルコンバータに対する出力電圧指示に対応する各コンバータの指令値電圧を示した図である。 図３は、第１の実施形態にかかる単相２レベルコンバータ及び単相３レベルコンバータに含まれている各スイッチングデバイスによるスイッチ制御を示した図である。 図４は、Ｖthr1≧Ｖref≧−Ｖthr1の条件を満たしている場合におけるマルチレベルコンバータの単相３レベルコンバータの電流の流れを示した図である。 図５は、Ｖthr2≧Ｖref＞Ｖthr1の条件を満たしている場合のマルチレベルコンバータの単相３レベルコンバータの電流の流れを示した図である。 図６は、Ｖref＞Ｖthr2の条件を満たしている場合のマルチレベルコンバータの単相３レベルコンバータの電流の流れを示した図である。 図７は、第２の実施形態にかかる電力変換装置のマルチレベルコンバータの構成を示した図である。 図８は、第２の実施形態にかかる単相３レベルコンバータに含まれている２個直列接続されたコンデンサに対して充電する場合の電流の流れを示した図である。 図９は、第２の実施形態にかかる単相３レベルコンバータに含まれている２個直列接続されたコンデンサに対して充電する場合の電流の流れを示した図である。 図１０は、第２の実施形態にかかる単相２レベルコンバータに含まれているコンデンサに対して充電する場合の電流の流れを示した図である。 図１１は、第２の実施形態にかかる単相２レベルコンバータに含まれているコンデンサに対して充電する場合の電流の流れを示した図である。 図１２は、本実施形態にかかる電力変換装置におけるコンデンサの充電の処理手順の手順を示すフローチャートである。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態にかかる車両用の電力変換装置１１のマルチレベルコンバータ１の構成を示した図である。図１に示すように、本実施形態にかかるマルチレベルコンバータ１は、単相３レベルコンバータ５０と、単相２レベルコンバータ４０と、を直列接続している。そして、マルチレベルコンバータ１は、リアクトル成分を有する受動素子２を介して電力系統等の交流電源１００と接続し、単相交流電力を直流電力に変換した後、主電動機３に対して電力を供給する。なお、本実施形態は、電力変換装置１１が搭載される車両を制限するものではなく、様々な車両に搭載して良い。

制御部１５０は、単相３レベルコンバータ５０と、単相２レベルコンバータ４０と、を制御する。なお、制御部１５０は、電力変換装置１１の内部に設けられており、マルチレベルコンバータ１の内部に含まれても良い。

単相２レベルコンバータ４０は、一般的な単相コンバータであり、スイッチングデバイス４ａ〜４ｄと、コンデンサ１４と、（還流）ダイオード６ａ〜６ｄとで構成される。本実施形態にかかる単相２レベルコンバータ４０は、ＳｉＣ（シリコンカーバイドデバイス）で構成される。単相２レベルコンバータ４０は、ＳｉＣ（シリコンカーバイドデバイス）を適用することで、スイッチング損失を低減できる。

スイッチングデバイス４ａ〜４ｄは、自己消弧能力を有する。また、スイッチングデバイス４ａは、コンデンサ１４の一端と一方の交流入出力点との間に接続される。また、スイッチングデバイス４ｂは、コンデンサ１４の他端と一方の交流入出力点との間に接続される。スイッチングデバイス４ｃは、コンデンサ１４の一端と他方の交流入出力点との間に接続される。スイッチングデバイス４ｄは、コンデンサ１４の他端と他方の交流入出力点との間に接続される。

ダイオード６ａは、スイッチングデバイス４ａに逆並列に接続され、ダイオード６ｂは、スイッチングデバイス４ｂに逆並列に接続され、ダイオード６ｃはスイッチングデバイス４ｃに逆並列に接続され、ダイオード６ｄは、スイッチングデバイス４ｄに逆並列に接続されている。

単相３レベルコンバータ５０は、スイッチングデバイス５ａ〜５ｆと、２個直列接続された（フィルタ）コンデンサ１５ａ、１５ｂと、ダイオード８ａ〜８ｆとを有する。コンデンサ１５ａは、正電位導線１０ａを正側に、中性点９を負側に接続する。コンデンサ１５ｂは、中性点９を正側に、負電位導線１０ｂを負側に接続する。そして、スイッチングデバイス５ｃ、５ｄ、５ｅの接続点を交流電圧入出力点とする。そして、スイッチングデバイス５ｃ、５ｄ、５ｅは、交流電圧入出力点から受動素子２を介して電力系統等の交流電源１００と接続される。

単相３レベルコンバータ５０は、２個のレグを備える。そして、単相３レベルコンバータ５０に含まれているスイッチングデバイス５ａ〜５ｆは、自己消弧能力を有する。

一方のレグは、２個の直列のスイッチングデバイス５ａ、５ｂで構成される。スイッチングデバイス５ａは、２個直列接続されるコンデンサ１５ａ、１５ｂの正電位と一方の交流入出力点との間に接続される。スイッチングデバイス５ｂは、２個直列接続されるコンデンサ１５ａ、１５ｂの負電位と一方の交流入出力点との間に接続される。

他方のレグは、２個の直列のスイッチングデバイス５ｃ、５ｄと、双方向スイッチングデバイス７とで構成される。スイッチングデバイス５ｃは、２個直列接続されるコンデンサ１５ａ、１５ｂの正電位と他方の交流入出力点との間に接続される。スイッチングデバイス５ｄは、２個直列接続されるコンデンサ１５ａ、１５ｂの負電位と他方の交流入出力点との間に接続される。

２個の直列のスイッチングデバイス５ｃ、５ｄは、正電位と他方の交流入出力点の間、および他方の交流入出力点と負電位の間に接続される。

双方向スイッチングデバイス７は、逆極性に直列接続されたスイッチングデバイス５ｅ、５ｆと、ダイオード８ｅ、８ｆで構成される。そして、双方向スイッチングデバイス７は、２個直列接続されたコンデンサ１５ａ、１５ｂの間の中性点９の電位ともう一方の交流入出力点との間に接続される。

この回路構成では単相３レベルコンバータ５０の使用スイッチングデバイス数は６個、コンデンサは２個となり、出力電圧レベル数に対する必要部品数が少ない。

ダイオード８ａは、スイッチングデバイス５ａに逆並列に接続され、ダイオード８ｂは、スイッチングデバイス５ｂに逆並列に接続され、ダイオード８ｃはスイッチングデバイス５ｃに逆並列に接続され、ダイオード８ｄは、スイッチングデバイス５ｄに逆並列に接続されている。さらに、双方向スイッチングデバイス７に含まれるダイオード８ｅはスイッチングデバイス５ｅに逆並列に接続され、ダイオード８ｆは、スイッチングデバイス５ｆに逆並列に接続されている。

本実施形態にかかる単相２レベルコンバータ４０は、スイッチング損失が少ないシリコンカーバイドデバイス（ＳｉＣ）等で構成される。また、単相３レベルコンバータ５０は、高耐圧のシリコンデバイス等で構成される。これにより、単相２レベルコンバータ４０は、単相３レベルコンバータ５０より、スイッチング損失が少なくなる一方、単相３レベルコンバータ５０は、単相２レベルコンバータ４０より、耐電圧性が高くなる。

図２は、第１の実施形態にかかるマルチレベルコンバータ１に対する出力電圧指示に対応する各コンバータの指令値電圧を示した図である。図２には、マルチレベルコンバータ１の出力電圧指令値Ｖref２０１と、単相３レベルコンバータ５０の指令値電圧２０２と、単相２レベルコンバータ４０の指令値電圧２０３と、単相２レベルコンバータ４０の出力電圧２０４と、が示されている。

つまり、本実施形態にかかる電力変換装置１１は、単相３レベルコンバータ５０の指令値電圧２０２と単相２レベルコンバータ４０の指令値電圧２０３とを組み合わせることで、マルチレベルコンバータ１の出力電圧指令値Ｖref２０１を実現している。

そして、本実施形態にかかる電力変換装置１１は、スイッチング損失が低い単相２レベルコンバータ４０を、単相３レベルコンバータ５０よりスイッチング周波数を高くした上で、出力電圧指令値Ｖref２０１の詳細な変化に追従するように単相２レベルコンバータ４０を制御する。これにより詳細な電圧の制御と、スイッチング損失の低減とを実現する。

一般に、シリコンカーバイドデバイスなどのスイッチング損失が少ない素子は、耐電圧性が低いことが多い。そこで、本実施形態では、電圧の大きな変化を可能とするために、耐電圧性の高い単相３レベルコンバータ５０に対して、階段波形を実現するための制御を行うこととした。

本実施形態では、マルチレベルコンバータ１の出力電圧指令値Ｖref２０１について、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂが出力するための閾値が設けられている。例えば、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂのいずれか１つで出力するための電圧の閾値を±Ｖthr1とする。さらには、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの両方が出力するための電圧の閾値を±Ｖthr2とする。そして、制御部１５０は、出力電圧指令値Ｖrefが、電圧の閾値±Ｖthr1及び電圧の閾値±Ｖthr2を超えたか否かに基づいて、単相３レベルコンバータ５０に含まれるスイッチングデバイス５ａ〜５ｆを制御する。

さらには、単相２レベルコンバータ４０の指令値電圧２０３に基づいて、制御部１５０は、単相２レベルコンバータ４０の出力電圧２０４となるよう制御する。次に具体的なスイッチングデバイスの制御について説明する。

図３は、各コンバータに含まれているスイッチングデバイスによるスイッチ制御を示した図である。図３に示す例では、単相３レベルコンバータ５０側のスイッチングデバイス５ａ〜５ｆのスイッチ制御と、単相２レベルコンバータ４０側のスイッチングデバイス４ａ〜４ｄのスイッチ制御と、が示されている。

そして、Ｖthr1≧Ｖref≧−Ｖthr1の条件を満たす場合（時間0〜ｔ1、ｔ4〜ｔ5、ｔ8以降）、制御部１５０は、単相３レベルコンバータ５０に含まれるスイッチングデバイス５ａ且つスイッチングデバイス５ｃの組み合わせ、及びスイッチングデバイス５ｂ且つスイッチングデバイス５ｄの組み合わせ、のうちいずれか１つの組み合わせをオン状態とする。これにより、コンバータ出力電圧には、コンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧が重畳されず、制御部１５０が、単相２レベルコンバータ４０に対するパルス幅変調制御でコンバータ全体の出力電圧指令値Ｖrefを出力する。

図４は、Ｖthr1≧Ｖref≧−Ｖthr1の条件を満たしている場合におけるマルチレベルコンバータ１の単相３レベルコンバータ５０の電流の流れを示した図である。図４に示す例では、スイッチングデバイス５ａ且つスイッチングデバイス５ｃの組み合わせをオン状態とし、他のスイッチングデバイス５ｂ、５ｄ〜５ｆがオフ状態で制御されている。この場合、太線４０１で示される経路を電流が流れるため、コンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧が重畳されることがない。なお、図４では、スイッチングデバイス５ａ且つスイッチングデバイス５ｃの組み合わせのみオン状態とした例であるが、スイッチングデバイス５ｂ且つスイッチングデバイス５ｄの組み合わせのみオン状態としてもよい。

図３に戻り、Ｖthr2≧Ｖref＞Ｖthr1の条件を満たす場合（時間ｔ1〜ｔ2、ｔ3〜ｔ4）、制御部１５０は、単相３レベルコンバータ５０に含まれるスイッチングデバイス５ａ、５ｅ、５ｆをオン状態に制御する。これにより、コンバータ出力電圧に、コンデンサ１５ａの電圧が足されるため、単相２レベルコンバータ４０は、コンバータ全体の出力電圧指令値Ｖrefからコンデンサ１５ａの電圧を差し引いた差分電圧を、制御部１５０によるパルス幅変調制御に従って出力する。

図５は、Ｖthr2≧Ｖref＞Ｖthr1の条件を満たしている場合のマルチレベルコンバータ１の単相３レベルコンバータ５０の電流の流れを示した図である。図５に示す例では、スイッチングデバイス５ａ、５ｅ、５ｆの組み合わせのみがオン状態で、他のスイッチングデバイスがオフ状態で制御されている。この場合、太線５０１で示される経路を電流が流れるため、コンデンサ１５ａの電圧のみ重畳される。

図３に戻り、Ｖref＞Ｖthr2の条件を満たす場合（時間ｔ2〜ｔ3）、制御部１５０は、単相３レベルコンバータ５０に含まれるスイッチングデバイス５ａ、５ｄをオン状態とする。これにより、コンバータ出力電圧に、コンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧が足されるため、単相２レベルコンバータ４０はコンバータ全体の出力電圧指令値Ｖrefからコンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧を差し引きした差分電圧を、制御部１５０によるパルス幅変調制御により出力する。

図６は、Ｖref＞Ｖthr2の条件を満たしている場合のマルチレベルコンバータ１の単相３レベルコンバータ５０の電流の流れを示した図である。図６に示す例では、スイッチングデバイス５ａ、及びスイッチングデバイス５ｄの組み合わせのみオン状態で制御されている。この場合、太線６０１で示される経路を電流が流れるため、コンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧が重畳される。

図３に戻り、−Ｖthr1＞Ｖref≧−Ｖthr2の条件を満たす場合（時間ｔ5〜ｔ6、ｔ7〜ｔ8）、制御部１５０は、単相３レベルコンバータ５０に含まれるスイッチングデバイス５ｂ、５ｅ、及び５ｆをオン状態とする。これにより、コンバータ出力電圧から、コンデンサ１５ｂの電圧が引かれるため、単相２レベルコンバータ４０はコンバータ全体の出力電圧指令値Ｖrefにコンデンサ１５ａの電圧を加算した差分電圧を、制御部１５０によるパルス幅変調制御により出力する。

−Ｖthr2＞Ｖrefの条件を満たす場合（時間ｔ6〜ｔ7）、制御部１５０は、単相３レベルコンバータ５０に含まれるスイッチングデバイス５ｂ、及び５ｃをオン状態とする。これにより、コンバータ出力電圧からコンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧が引かれるため、単相２レベルコンバータ４０は、コンバータ全体の出力電圧指令値Ｖrefに、コンデンサ１５ａ、１５ｂを加算した差分電圧を、制御部１５０によるパルス幅変調制御により出力する。

このように、本実施形態にかかる制御部１５０は、単相３レベルコンバータ５０に含まれるスイッチングデバイス５ａ〜５ｆを、所定電圧単位（閾値±Ｖthr2、閾値±Ｖthr1）で制御する。そして、制御部１５０は、所定電圧より小さい出力電圧の変化に対応して、単相２レベルコンバータ４０に含まれるスイッチングデバイス４ａ〜４ｄを制御する。

以上の制御を実施することで、本実施形態にかかる電力変換装置１１は、コンバータ出力電圧の１周期において、単相３レベルコンバータ５０の各スイッチングデバイス５ａ〜５ｆのスイッチング回数を４回と少なくできる。なお、本実施形態は、スイッチング回数を４回に制限するものではなく、閾値の数等によってスイッチング回数が変化する。閾値を少なくすることで、スイッチング回数をより少なくできる。例えば、スイッチング回数が１〜３回等であっても良い。

単相３レベルコンバータ５０が、マルチレベルコンバータ１のコンバータ出力電圧の土台となる階段波形を作成する。単相３レベルコンバータ５０はシリコン素子で構成されているため、耐電圧性は高いが、スイッチング損失が高い。しかしながら、本実施形態では、階段波形となるため、１周期におけるスイッチングの回数が少なくなる。これにより、スイッチング回数を抑止して、スイッチング損失を低減できる。

そして、単相２レベルコンバータ４０が、単相３レベルコンバータ５０の階段波形とマルチレベルコンバータ出力電圧の差分電圧を補償するために高速スイッチング制御を行う。このように、単相２レベルコンバータ４０が、単相３レベルコンバータ５０の階段波形とマルチレベルコンバータ出力電圧との間の差分電圧を補償する。

本実施形態では、閾値電圧Ｖthr1、Ｖthr2を適切に設定することで、単相２レベルコンバータ４０は差分電圧の補償に用いられるため、高い電圧は必要とならず、低耐電圧性のスイッチング素子を利用できる。また、単相２レベルコンバータ４０は、単相３レベルコンバータ５０の階段波形とマルチレベルコンバータ１全体の交流入出力電圧の差分電圧を補償するために高速スイッチング制御を行う。本実施形態では、単相２レベルコンバータ４０として、スイッチング損失が小さいシリコンカーバイド素子等を用いることで、高速スイッチングによる損失を抑止できる。

単相３レベルコンバータ５０は、マルチレベルコンバータ１の出力電圧の土台となる階段波を形成するために、耐電圧性が高い素子を用いる。これにより、直列化するコンバータの数を抑止できる。

さらに、単相３レベルコンバータ５０として、スイッチングにおける損失が大きいシリコン素子を用いる場合でも、従来の三角波比較によるパルス幅変調制御方式で複数回スイッチングを行う場合と比べてスイッチング回数を低減できる。これにより、損失低減効果を向上させることができる。つまり、単相２レベルコンバータ４０にシリコンカーバイド素子等を適用することで、スイッチング損失低減効果を生じさせるだけでなく、従来のシリコン素子を用いた単相３レベルコンバータ５０でもスイッチング損失を低減できる。これにより、マルチレベルコンバータ１全体のスイッチング損失をより一層低減できる。

（第２の実施形態）
第２の実施形態では、マルチレベルコンバータ１に対して初期充電を行う場合について説明する。図７は、第２の実施形態にかかる電力変換装置のマルチレベルコンバータ１の構成を示した図である。本実施形態にかかる電力変換装置７００では、初期充電を行うための構成として、第１の実施形態の電力変換装置１１と比べて、スイッチングデバイス２１とスイッチングデバイス２２と抵抗２３とを備えている。さらに、本実施形態にかかる電力変換装置７００は、制御部１５０と処理が異なる制御部７５０に変更され、電流検出部７０２と、温度検出部７０１と、が追加されている。

電流検出部７０２は、マルチレベルコンバータ１に流れる電流値を検出する。温度検出部７０１は、単相２レベルコンバータ４０の温度を計測する。なお、本実施形態は、単相３レベルコンバータ５０の温度を計測するための温度検出部が設けられても良い。

制御部７５０は、第１の実施形態にかかる制御部１５０と同様の制御を行うほか、初期充電を行うための制御を行う。本実施形態にかかる制御部７５０は、電流検出部７０２で検出された電流値や、温度検出部７０１で検出された温度を考慮して、初期充電時の制御を行う。

スイッチングデバイス２１は、初期充電を行う際にオン状態となる。また、スイッチングデバイス２２は、主電動機３に電圧を出力する場合にオン状態となる。抵抗２３は、充電する際に、素子を痛めないために設けられている。

ところで、初期充電を行う際に、コンデンサ１４と、コンデンサ１５ａ、１５ｂと、を直列に接続して、両方同時に充電を行っても良いが、静電容量の違い等から、コンデンサ１４、及びコンデンサ１５ａ、１５ｂの全てを電圧ピーク値まで充電するのが難しい場合がある。

そこで、本実施形態では、制御部７５０が、コンデンサ１５ａ、１５ｂを所望する電圧値まで充電した後、コンデンサ１４を所望する電圧値まで充電を行う例とする。なお、本実施形態は、充電順序を制限するものではなく、例えば、コンデンサ１４を先に充電した後、コンデンサ１５ａ、１５ｂを充電するようにしても良い。

図８は、単相３レベルコンバータ５０に含まれている２個直列接続されたコンデンサ１５ａ、１５ｂに対して充電する場合の電流の流れを示した図である。図８に示す例では、制御部７５０が、スイッチングデバイス４ｂ及びスイッチングデバイス４ｄをオン状態とする制御を行い、それ以外のスイッチングデバイス（スイッチングデバイス４ａ、４ｃ、単相３レベルコンバータ５０に含まれる全てのスイッチングデバイス５ａ〜５ｆ）をオフ状態とする制御を行う。

これにより、本実施形態にかかる電力変換装置７００では、図８の点線に示すような電流が流れる。よって、コンデンサ１５ａ、１５ｂに充電が行われ、コンデンサ１４の充電が行われないことになる。

図９は、単相３レベルコンバータ５０に含まれている２個直列接続されたコンデンサ１５ａ、１５ｂに対して充電する場合の電流の流れを示した図である。図９に示す例では、制御部７５０が、スイッチングデバイス４ａ及びスイッチングデバイス４ｃをオン状態とする制御を行い、それ以外のスイッチングデバイス（スイッチングデバイス４ｂ、４ｄ、単相３レベルコンバータ５０に含まれる全てのスイッチングデバイス５ａ〜５ｆ）をオフ状態とする制御を行う。

これにより、本実施形態にかかる電力変換装置７００では、図９の点線に示すような電流が流れる。よって、コンデンサ１５ａ、１５ｂに充電が行われ、コンデンサ１４の充電が行われないことになる。

このように、本実施形態にかかる制御部７５０は、単相２レベルコンバータ４０が備える、スイッチングデバイス４ａ且つスイッチングデバイス４ｃの組み合わせ、及びスイッチングデバイス４ｂ且つスイッチングデバイス４ｄの組み合わせのうち、いずれか一方の組み合わせをオン状態とする制御を行う。このような制御を行うことで、コンデンサ１５ａ、１５ｂは、還流ダイオード６ａ〜６ｄを介して、最大で交流電源１００の電圧ピーク値まで充電される。

本実施形態は、スイッチングデバイス４ａ且つスイッチングデバイス４ｃの組み合わせ、及びスイッチングデバイス４ｂ且つスイッチングデバイス４ｄの組み合わせのどちらをオン状態にするのかを制限するものではない。

さらに、スイッチングデバイス４ａ且つスイッチングデバイス４ｃの組み合わせ、及びスイッチングデバイス４ｂ且つスイッチングデバイス４ｄの組み合わせのうち、どちらをオン状態にするのかを、各スイッチングデバイスの損失を考慮して切り替えても良い。

そこで、本実施形態にかかる制御部７５０は、電流検出部７０２で検出された電流値や、温度検出部７０１で検出された温度に基づいて、スイッチングデバイス４ａ且つスイッチングデバイス４ｃの組み合わせ、及びスイッチングデバイス４ｂ且つスイッチングデバイス４ｄの組み合わせのうち、どちらをオン状態にするのかを切り替えることとした。本実施形態にかかる制御部７５０は、電流検出部７０２で検出された電流値、又は温度検出部７０１で検出された温度が予め定められた閾値を超えた場合に、現在まで利用していた組み合わせをオフ状態とし、他方の組み合わせをオン状態とする制御を行うこととした。

そして、ピーク値までの間にコンデンサ１５ａ、１５ｂが、所望する電圧値に達した場合、制御部７５０は、コンデンサ１４を充電するための制御を開始する。

図１０は、単相２レベルコンバータ４０に含まれているコンデンサ１４に対して充電する場合の電流の流れを示した図である。図１０に示す例では、制御部７５０が、スイッチングデバイス５ａ及びスイッチングデバイス５ｃをオン状態とする制御を行い、それ以外のスイッチングデバイス（単相２レベルコンバータ４０に含まれている全てのスイッチングデバイス４ａ〜４ｄ、スイッチングデバイス５ｂ、５ｄ〜５ｆ）をオフ状態とする制御を行う。

これにより、本実施形態にかかる電力変換装置７００では、図１０の点線１００１及び一点鎖線１００２に示す交流電流が流れる。よって、コンデンサ１４に充電が行われ、コンデンサ１５ａ、１５ｂの充電が行われないことになる。

図１１は、単相２レベルコンバータ４０に含まれているコンデンサ１４に対して充電する場合の電流の流れを示した図である。図１１に示す例では、制御部７５０が、スイッチングデバイス５ｂ及びスイッチングデバイス５ｄをオン状態とする制御を行い、それ以外のスイッチングデバイス（単相２レベルコンバータ４０に含まれている全てのスイッチングデバイス４ａ〜４ｄ、スイッチングデバイス５ａ、５ｃ、５ｅ〜５ｆ）をオフ状態とする制御を行う。

これにより、本実施形態にかかる電力変換装置７００では、図１０の点線１１０１及び一点鎖線１１０２に示す交流電流が流れる。よって、コンデンサ１４に充電が行われ、コンデンサ１５ａ、１５ｂの充電が行われないことになる。

このように、本実施形態にかかる制御部７５０は、単相３レベルコンバータ５０が備える、スイッチングデバイス５ａ且つスイッチングデバイス５ｃの組み合わせ、及びスイッチングデバイス５ｂ且つスイッチングデバイス５ｄの組み合わせのうち、いずれか一方の組み合わせをオン状態とする制御を行う。このような制御を行うことで、コンデンサ１４は、還流ダイオード８ａ〜８ｄを介して、最大で交流電源１００の電圧ピーク値まで充電される。

本実施形態は、スイッチングデバイス５ａ且つスイッチングデバイス５ｃの組み合わせ、及びスイッチングデバイス５ｂ且つスイッチングデバイス５ｄの組み合わせのどちらをオン状態にするのかを制限するものではない。

さらに、スイッチングデバイス５ａ且つスイッチングデバイス５ｃの組み合わせ、及びスイッチングデバイス５ｂ且つスイッチングデバイス５ｄの組み合わせのうち、どちらをオン状態にするのかを、各スイッチングデバイスの損失を考慮して切り替えても良い。

そこで、本実施形態にかかる制御部７５０は、電流検出部７０２で検出された電流値に基づいて、スイッチングデバイス５ａ且つスイッチングデバイス５ｃの組み合わせ、及びスイッチングデバイス５ｂ且つスイッチングデバイス５ｄの組み合わせのうち、どちらをオン状態にするのかを切り替えることとした。本実施形態にかかる制御部７５０は、電流検出部７０２で検出された電流値（なお、単相３レベルコンバータ５０から検出された温度でも良い）が予め定められた閾値を超えた場合に、現在まで利用していた組み合わせをオフ状態とし、他方の組み合わせをオン状態とする制御を行うこととした。

コンデンサ１４は、還流ダイオード８ａ〜８ｄを介して、最大で交流電源１００の電圧ピーク値まで充電される。ピーク値までの間にコンデンサ１４が所望の電圧値に達した場合、主電動機３を動作させるための制御に移行する。その際の制御は、第１の実施形態で説明したので省略する。

次に、本実施形態にかかる電力変換装置７００におけるコンデンサの充電の処理手順について説明する。図１２は、本実施形態にかかる電力変換装置７００における上述した処理の手順を示すフローチャートである。

まずは、制御部７５０が、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの充電を開始する（ステップＳ１２０１）。充電手法は、図８又は図９に示した手法とする。このために、制御部７５０は、単相２レベルコンバータ４０が備える、スイッチングデバイス４ａ且つスイッチングデバイス４ｃの組み合わせ、及びスイッチングデバイス４ｂ且つスイッチングデバイス４ｄの組み合わせのうち、いずれか一方の組み合わせをオン状態とする制御を行う。なお、スイッチングデバイス５ａ〜５ｆは全てオフ状態とする。

次に、制御部７５０が、電流検出部７０２で検出された電流、又は温度検出部７０１で検出された温度が、所定の閾値以上であるか否かを判定する（ステップＳ１２０２）。なお、閾値は、実際の態様に合わせて設定されるものとする。閾値より小さいと判定した場合（ステップＳ１２０２：Ｎｏ）、特に処理は行われず、ステップＳ１２０４に遷移する。

一方、制御部７５０が、所定の閾値以上と判定した場合（ステップＳ１２０２：Ｙｅｓ）、オン状態とする単相２レベルコンバータ４０のスイッチングデバイスの組み合わせを切り替える（ステップＳ１２０３）。本実施形態では、スイッチングデバイス４ａ且つスイッチングデバイス４ｃの組み合わせ、又はスイッチングデバイス４ｂ且つスイッチングデバイス４ｄの組み合わせに切り替える。

その後、制御部７５０は、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧値が、第１の閾値以上であるか否かを判定する（ステップＳ１２０４）。そして、制御部７５０が、第１の閾値より小さいと判定した場合（ステップＳ１２０４：Ｎｏ）、ステップＳ１２０２の処理から行う。

一方、制御部７５０が、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧値が、第１の閾値（所望する電圧値）以上であると判定した場合（ステップＳ１２０４：Ｙｅｓ）、３レベル側のコンデンサ１５ａ、１５ｂの充電が終了したものとする。

そして、制御部７５０は、単相２レベルコンバータ４０のコンデンサ１４の充電を開始する（ステップＳ１２０６）。充電手法は、図１０又は図１１に示した手法とする。このために、制御部７５０は、単相３レベルコンバータ５０が備える、スイッチングデバイス５ａ且つスイッチングデバイス５ｃの組み合わせ、及びスイッチングデバイス５ｂ且つスイッチングデバイス５ｄの組み合わせのうち、いずれか一方の組み合わせをオン状態とする制御を行う。なお、単相２レベルコンバータ４０のスイッチングデバイス４ａ〜４ｄはオフ状態とする。

次に、制御部７５０が、電流検出部７０２で検出された電流（又は単相３レベルコンバータ５０から検出された温度でも良い）が、所定の閾値以上であるか否かを判定する（ステップＳ１２０７）。なお、閾値は、実際の態様に合わせて設定されるものとする。閾値より小さいと判定した場合（ステップＳ１２０７：Ｎｏ）、特に処理は行われず、ステップＳ１２０９に遷移する。

一方、制御部７５０が、所定の閾値以上と判定した場合（ステップＳ１２０６：Ｙｅｓ）、オン状態とするスイッチングデバイスの組み合わせを切り替える（ステップＳ１２０７）。本実施形態では、スイッチングデバイス５ａ且つスイッチングデバイス５ｃの組み合わせ、又はスイッチングデバイス５ｂ且つスイッチングデバイス５ｄの組み合わせに切り替える。

その後、制御部７５０は、単相２レベルコンバータ４０のコンデンサ１４の電圧値が、第２の閾値（所望する電圧値）以上であるか否かを判定する（ステップＳ１２０８）。第２の閾値より小さいと判定した場合（ステップＳ１２０８：Ｎｏ）、ステップＳ１２０６の処理から行う。

一方、制御部７５０が、単相２レベルコンバータ４０のコンデンサ１４の電圧値が、第２の閾値以上であると判定した場合（ステップＳ１２０８：Ｙｅｓ）、２レベル側のコンデンサの充電が終了したものとする（ステップＳ１２０９）。

上述した手法により、制御部７５０は、単相２レベルコンバータ４０のコンデンサ１４、及び単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの充電制御が可能となる。

第２の実施形態にかかる電力変換装置７００では、上述した充電手法を行うことで、主回路損失の低減を実現できる。

以上説明したとおり、第１〜第２の実施形態によれば、スイッチングデバイスと、コンデンサと、の部品点数を従来と比べて少なくした上で、多レベル電圧が出力可能なマルチレベル回路方式を実現できる。さらに、部品点数を少なくすることで、効率的な冷却を容易にする。冷却が容易になったことで、マージンに余裕が生じるため、小型化が可能となる。

さらに、第１〜第２の実施形態によれば、マルチレベルコンバータ１全体のスイッチング損失をより一層低減できる。

本発明の実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。この新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１…マルチレベルコンバータ、２…受動素子、３…主電動機、４ａ〜４ｄ、５ａ〜５ｆ…スイッチングデバイス、６ａ〜６ｄ、８ａ〜８ｆ…ダイオード、７…双方向スイッチングデバイス、９…中性点、１４…コンデンサ、１５ａ、１５ｂ…コンデンサ、１５…コンデンサ、１５ａ…コンデンサ、１５ｂ…コンデンサ、１５ａ…コンデンサ、２１、２２…スイッチングデバイス、２３…抵抗、４０…単相２レベルコンバータ、５０…単相３レベルコンバータ、１００…交流電源、１５０、７５０…制御部、７０１…温度検出部、７０２…電流検出部

Claims (8)

1. 単相交流電力を直流電力に変換する電力変換装置であって、
   コンデンサと、前記コンデンサの一端と一方の交流入出力点との間に接続される、自己消弧能力を有する第１の可制御スイッチングデバイスと、前記コンデンサの他端と前記一方の交流入出力点との間に接続される第２の可制御スイッチングデバイスと、前記コンデンサの前記一端と他方の交流入出力点との間に接続される第３の可制御スイッチングデバイスと、前記コンデンサの前記他端と前記他方の交流入出力点との間に接続される第４の可制御スイッチングデバイスと、可制御スイッチングデバイス毎に逆並列に接続されるダイオードと、で構成される単相２レベルコンバータと、
   ２個直列接続されるコンデンサと、前記２個直列接続されるコンデンサの一端と一方の交流入出力点との間に接続される第５の可制御スイッチングデバイスと、前記２個直列接続されるコンデンサの他端と前記一方の交流入出力点との間に接続される第６の可制御スイッチングデバイスと、前記２個直列接続されるコンデンサの前記一端と他方の交流入出力点との間に接続される第７の可制御スイッチングデバイスと、前記２個直列接続されるコンデンサの前記他端と前記他方の交流入出力点との間に接続される第８の可制御スイッチングデバイスと、前記２個直列接続されるコンデンサ間の接続点及び前記他方の交流入出力点の間に、第９の可制御スイッチングデバイスと第１０の可制御スイッチングデバイスとを逆極性に直列接続する双方向スイッチと、可制御スイッチングデバイス毎に逆並列に接続されるダイオードと、で構成される単相３レベルコンバータと、を備え、
   前記単相２レベルコンバータと、前記単相３レベルコンバータと、を交流入出力点で直列接続し、
   前記単相２レベルコンバータは、前記単相３レベルコンバータより、スイッチング損失が少なく、前記単相３レベルコンバータは、前記単相２レベルコンバータより、耐電圧性が高い、
   車両用電力変換装置。
2. 前記単相２レベルコンバータに含まれる可制御スイッチングデバイスは、前記単相３レベルコンバータに含まれる可制御スイッチングデバイスより、スイッチング周波数が高い、
   請求項１に記載の車両用電力変換装置。
3. 前記単相３レベルコンバータに含まれる可制御スイッチングデバイスを所定電圧単位で制御し、前記所定電圧単位より小さい出力電圧の変化に対応して、前記単相２レベルコンバータに含まれる可制御スイッチングデバイスを制御する制御手段を、
   さらに備える請求項２に記載の車両用電力変換装置。
4. 前記単相２レベルコンバータにSiC（シリコンカーバイド）を用いる、
   請求項１乃至３のいずれか１つに記載の車両用電力変換装置。
5. 前記制御手段は、前記単相２レベルコンバータが備える、前記第１の可制御スイッチングデバイス且つ前記第３の可制御スイッチングデバイスの組み合わせ、及び前記第２の可制御スイッチングデバイス且つ前記第４の可制御スイッチングデバイスの組み合わせのうち、いずれか一方の組み合わせをオン状態とし、前記単相３レベルコンバータが備える全ての可制御スイッチングデバイスを全てオフ状態として、前記単相３レベルコンバータ内に２個直列に接続される前記コンデンサが第１の所望電圧値となるまで充電を行う、
   請求項１乃至４のいずれか１つに記載の車両用電力変換装置。
6. 前記制御手段は、電力変換装置を流れる電流、又は前記単相２レベルコンバータが発する温度に基づいて、オン状態とする、前記単相２レベルコンバータに含まれるスイッチングデバイスの前記組み合わせを切り替える、
   請求項４に記載の車両用電力変換装置。
7. 前記制御手段は、前記単相３レベルコンバータが備える、前記第５の可制御スイッチングデバイス且つ前記第７の可制御スイッチングデバイスの組み合わせ、及び前記第６の可制御スイッチングデバイス且つ前記第８の可制御スイッチングデバイスの組み合わせのうち、いずれか一方の組み合わせをオン状態とし、前記単相２レベルコンバータが備える全ての可制御スイッチングデバイスを全てオフ状態として、前記単相２レベルコンバータ内に接続される前記コンデンサが第２の所望電圧値となるまで充電を行う、
   請求項１乃至６のいずれか１つに記載の車両用電力変換装置。
8. 前記制御手段は、電力変換装置を流れる電流、又は前記単相３レベルコンバータが発する温度に基づいて、オン状態とする、前記単相３レベルコンバータに含まれるスイッチングデバイスの前記組み合わせを切り替える、
   請求項７に記載の車両用電力変換装置。

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