JP5691955B2 - 駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、駆動装置に関し、詳しくは、モータと、モータを駆動するためのインバータと、電源と、電源が接続された電源電圧系とインバータが接続された駆動電圧系とに接続されて駆動電圧系の電圧を調節可能な昇圧コンバータと、を備える駆動装置に関する。

従来、この種の駆動装置としては、モータジェネレータと、モータジェネレータを駆動するインバータと、バッテリと、モータジェネレータやインバータを含む冷媒循環経路を冷却水を循環させる電動ウォータポンプを有するモータ冷却装置と、を備えるものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。この装置では、モータジェネレータに加わるサージ電圧が高い高サージ電圧領域含む特定領域でモータジェネレータを駆動するときに、モータ冷却装置の冷却能力を増大させることにより、モータジェネレータの温度を低下させて、モータジェネレータのサージ電圧に関する絶縁電圧を高くして、モータジェネレータの絶縁破壊を有効に防止している。

特開２０１１−１０９７６５号公報

こうした駆動装置では、モータジェネレータの絶縁破壊を抑制することが課題の一つとされている。このため、モータ冷却装置の冷却性能を増大させることができない場合などを考慮して、上述の方法とは異なる方法によってもモータジェネレータの絶縁破壊を抑制できるようにすることが望まれる。

本発明の駆動装置は、モータの絶縁破壊を抑制することを主目的とする。

本発明の駆動装置は、上述の主目的を達成するために以下の手段を採った。

本発明の駆動装置は、
モータと、前記モータを駆動するためのインバータと、電源と、前記電源が接続された電源電圧系と前記インバータが接続された駆動電圧系とに接続されて該駆動電圧系の電圧を調節可能な昇圧コンバータと、前記モータからトルクが出力されるようパルス幅変調制御または矩形波制御によって前記インバータを制御すると共に前記駆動電圧系の電圧が上限電圧以下の範囲内で調節されるよう前記昇圧コンバータを制御する制御手段と、を備える駆動装置であって、
前記上限電圧は、パルス幅変調制御によって前記インバータを制御するときで変調率が所定変調率以上のときには、パルス幅変調制御によって前記インバータを制御するときで変調率が前記所定変調率未満のときおよび矩形波制御によって前記インバータを制御するときに比して低い電圧に設定されてなる、
を備えることを要旨とする。

この本発明の駆動装置では、モータからトルクが出力されるようパルス幅変調制御または矩形波制御によってインバータを制御すると共に駆動電圧系の電圧が上限電圧以下の範囲内で調節されるよう昇圧コンバータを制御するものにおいて、上限電圧を、パルス幅変調制御によってインバータを制御するときで変調率（電圧利用率）が所定変調率以上のときには、パルス幅変調制御によってインバータを制御するときで変調率が所定変調率未満のときおよび矩形波制御によってインバータを制御するときに比して低い電圧に設定する。パルス幅変調制御によってインバータを制御するときで変調率が所定変調率以上のときには、パルス幅変調制御によってインバータを制御するときで変調率が所定変調率未満のときや、矩形波制御によってインバータを制御するときに比して、インバータが備えるスイッチング素子のスイッチング間隔（オンからオフとオフからオンとの間隔）の最小値が小さくなりやすく、スイッチングに起因するサージ電圧が重畳してモータの入力電圧が大きく変動しやすい。したがって、駆動電圧系の上限電圧を低くすることにより、モータの入力電圧が過電圧になるのを抑制することができる。この結果、モータの絶縁破壊を抑制することができる。ここで、「変調率」は、駆動電圧系の電圧に対するパルス幅変調制御で用いる正弦波状の電圧指令の振幅の割合である、ものとすることもできる。

本発明の一実施例としての駆動装置を搭載する電気自動車２０の構成の概略を示す構成図である。 電機駆動系の構成の概略を示す構成図である。 モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊と回転数Ｎｍとインバータ３４の制御方法とのおおよその関係の一例を示す説明図である。 電子制御ユニット５０により実行される昇圧制御ルーチンの一例を示すフローチャートである。 インバータ３４の出力電圧Ｖｉｎｖとモータ３２の入力電圧Ｖｍとの時間変化の様子の一例を示す説明図である。 正弦波制御や過変調制御によってインバータ３４を制御するときの様子を示す説明図である。

次に、本発明を実施するための形態を実施例を用いて説明する。

図１は、本発明の一実施例としての駆動装置を搭載する電気自動車２０の構成の概略を示す構成図であり、図２は、電機駆動系の構成の概略を示す構成図である。実施例の電気自動車２０は、図１に示すように、駆動輪２６ａ，２６ｂにデファレンシャルギヤ２４を介して接続された駆動軸２２に動力を入出力可能なモータ３２と、モータ３２を駆動するためのインバータ３４と、例えばリチウムイオン二次電池として構成された直流電源としてのバッテリ３６と、インバータ３４が接続された電力ライン（以下、駆動電圧系電力ラインという）４２とバッテリ３６が接続された電力ライン（以下、電源電圧系電力ラインという）４４とに接続されて駆動電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨを調節すると共に駆動電圧系電力ライン４２と電源電圧系電力ライン４４との間で電力のやりとりを行なう昇圧コンバータ４０と、車両全体をコントロールする電子制御ユニット５０と、を備える。

モータ３２は、永久磁石が埋め込まれたロータと三相コイルが巻回されたステータとを備える周知の同期発電電動機（いわゆる埋込磁石型同期発電電動機）として構成されている。なお、モータ３２としては、永久磁石が表面に取り付けられたロータとステータとを備える周知の同期発電電動機（いわゆる表面磁石型同期発電電動機）やその他の永久磁石式同期発電電動機としてもよい。インバータ３４は、図２に示すように、６つのスイッチング素子としてのトランジスタＴ１１〜Ｔ１６と、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６に逆方向に並列接続された６つのダイオードＤ１１〜Ｄ１６と、により構成されている。トランジスタＴ１１〜Ｔ１６は、駆動電圧系電力ライン４２の正極母線と負極母線とに対してソース側とシンク側となるよう２個ずつペアで配置されており、対となるトランジスタ同士の接続点の各々にモータ３２の三相コイル（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）の各々が接続されている。したがって、インバータ３４に電圧が作用している状態でトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のオン時間の割合を調節することにより、三相コイルに回転磁界を形成でき、モータ３２を回転駆動することができる。駆動電圧系電力ライン４２の正極母線と負極母線とには平滑用のコンデンサ４６が接続されている。以下、インバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１３を「上アーム」、インバータ３４のトランジスタＴ１４〜Ｔ１６を「下アーム」と称することがある。

昇圧コンバータ４０は、図２に示すように、２つのトランジスタＴ３１，Ｔ３２とトランジスタＴ３１，Ｔ３２に逆方向に並列接続された２つのダイオードＤ３１，Ｄ３２とリアクトルＬとからなる昇圧コンバータとして構成されている。２つのトランジスタＴ３１，Ｔ３２は、それぞれ駆動電圧系電力ライン４２の正極母線，駆動電圧系電力ライン４２および電源電圧系電力ライン４４の負極母線に接続されており、トランジスタＴ３１，Ｔ３２同士の接続点と電源電圧系電力ライン４４の正極母線とにはリアクトルＬが接続されている。したがって、トランジスタＴ３１，Ｔ３２をオンオフすることにより、電源電圧系電力ライン４４の電力を昇圧して駆動電圧系電力ライン４２に供給したり、駆動電圧系電力ライン４２の電力を降圧して電源電圧系電力ライン４４に供給したりすることができる。電源電圧系電力ライン４４の正極母線と負極母線とには平滑用のコンデンサ４８が接続されている。

電子制御ユニット５０は、ＣＰＵ５２を中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、ＣＰＵ５２の他に処理プログラムを記憶するＲＯＭ５４と、データを一時的に記憶するＲＡＭ５６と、図示しない入出力ポートと、を備える。電子制御ユニット５０には、モータ３２のロータの回転位置を検出する回転位置検出センサ３２ａからのモータ３２のロータの回転位置θｍや、モータ３２の三相コイルのＶ相，Ｗ相に流れる相電流を検出する電流センサ３３Ｕ，３３Ｖからの相電流Ｉｕ，Ｉｖ，バッテリ３６の端子間に取り付けられた電圧センサ３７ａからの端子間電圧Ｖｂ，バッテリ３６の出力端子に取り付けられた電流センサ３７ｂからの充放電電流Ｉｂ，バッテリ３６に取り付けられた温度センサ３７ｃからの電池温度Ｔｂ，コンデンサ４６の端子間に取り付けられた電圧センサ４６ａからのコンデンサ４６の電圧（駆動電圧系電力ライン４２の電圧）ＶＨ，コンデンサ４８の端子間に取り付けられた電圧センサ４８ａからのコンデンサ４８の電圧（電源電圧系電力ライン４４の電圧）ＶＬ，イグニッションスイッチ６０からのイグニッション信号，シフトレバー６１の操作位置を検出するシフトポジションセンサ６２からのシフトポジションＳＰ，アクセルペダル６３の踏み込み量を検出するアクセルペダルポジションセンサ６４からのアクセル開度Ａｃｃ，ブレーキペダル６５の踏み込み量を検出するブレーキペダルポジションセンサ６６からのブレーキペダルポジションＢＰ，車速センサ６８からの車速Ｖなどが入力ポートを介して入力されている。電子制御ユニット５０からは、インバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６へのスイッチング制御信号や昇圧コンバータ４０のトランジスタＴ３１，Ｔ３２へのスイッチング制御信号などが出力ポートを介して出力されている。なお、電子制御ユニット５０は、回転位置検出センサ３２ａにより検出されたモータ３２のロータの回転位置θｍに基づいてモータ３２のロータの電気角θｅや回転角速度ωｍ，回転数Ｎｍを演算したり、電流センサ３７ｂにより検出されたバッテリ３６の充放電電流Ｉｂに基づいてそのときのバッテリ３６から放電可能な電力量の全容量に対する割合である蓄電割合ＳＯＣを演算したり、演算した蓄電割合ＳＯＣと電池温度Ｔｂとに基づいてバッテリ３６を充放電してもよい最大許容電力である入出力制限Ｗｉｎ，Ｗｏｕｔを演算したりしている。

こうして構成された実施例の電気自動車２０では、電子制御ユニット５０は、アクセル開度Ａｃｃと車速Ｖとに応じて駆動軸２２に出力すべき要求トルクＴｒ＊を設定し、バッテリ３６の入出力制限Ｗｉｎ，Ｗｏｕｔをモータ３２の回転数Ｎｍで除してモータ３２から出力してもよいトルクの上下限としてのトルク制限Ｔｍｉｎ，Ｔｍａｘを設定し、要求トルクＴｒ＊をトルク制限Ｔｍｉｎ，Ｔｍａｘで制限してモータ３２から出力すべきトルクとしてのトルク指令Ｔｍ＊を設定し、設定したトルク指令Ｔｍ＊でモータ３２が駆動されるようインバータ３４を制御すると共に、駆動電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨが上限電圧ＶＨｌｉｍ以下の範囲内でモータ３２のトルク指令Ｔｍ＊および回転数Ｎｍに基づく電圧となるよう昇圧コンバータ４０を制御する。上限電圧ＶＨｌｉｍの詳細については後述する。

ここで、インバータ３４は、実施例では、正弦波制御，過変調制御，矩形波制御のいずれかによって制御するものとした。正弦波制御は、モータ３２の電圧指令と三角波（搬送波）電圧との比較によってトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のオン時間の割合を調節するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御において、三角波電圧の振幅以下の振幅の正弦波状の電圧指令を変換して得られる擬似的三相交流電圧をモータ３２に供給する制御である。また、過変調制御は、パルス幅変調制御において、三角波電圧の振幅より大きな振幅の正弦波状の電圧指令を変換して得られる過変調電圧をモータ３２に供給する制御である。さらに、矩形波制御は、矩形波電圧をモータ３２に供給する制御である。なお、正弦波制御では、駆動電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨに対する正弦波状の電圧指令の振幅の割合としての変調率（電圧利用率）αが値０〜値Ｒｒｅｆ１（約０．６１）の範囲となり、過変調制御では、変調率αが値Ｒｒｅｆ１（約０．６１）〜値Ｒｒｅｆ２（約０．７８）の範囲となり、矩形波制御では、変調率αが値Ｒｒｅｆ２（約０．７８）で一定となる。

正弦波制御や過変調制御では、まず、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊に基づいてｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定する。ここで、ｄ軸はモータ３２のロータに埋め込まれた永久磁石によって形成される磁束の方向であり、ｑ軸はｄ軸に対してモータ３２の正回転方向にπ／２だけ電気角θｅが進角した方向である。また、ｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊は、実施例では、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊とｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊との関係を予め定めて電流指令設定用マップとしてＲＯＭ５４に記憶しておき、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊が与えられると記憶したマップから対応するｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を導出して設定するものとした。なお、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊とｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊との関係は、実施例では、トルク指令Ｔｍ＊に対応するトルクをモータ３２から出力させるための電流指令大きさＩｒ（ｄ軸の電流指令Ｉｄ＊の二乗とｑ軸の電流指令Ｉｑ＊の二乗との和の平方根）が最小となるトルク指令Ｔｍ＊と電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊との関係（以下、この関係を示すラインを電流指令ラインという）を用いるものとした。

続いて、モータ３２の三相コイルのＵ相，Ｖ相，Ｗ相に流れる相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの総和を値０としてモータ３２の電気角θｅを用いて次式（１）により相電流Ｉｕ，Ｉｖをｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに座標変換（３相−２相変換）する。そして、次式（２）および式（３）に示すように、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑと電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊との差が打ち消されるようにするための電流フィードバック制御によってｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を設定する（ステップＳ２３０）。ここで、式（２）および式（３）中、「Ｋｐ１」，「Ｋｐ２」は比例項のゲインであり、「Ｋｉ１」，「Ｋｉ２」は積分項のゲインである。

そして、モータ３２の電気角θｅを用いて次式（４）および式（５）によりｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊をモータ３２の三相コイルのＵ相，Ｖ相，Ｗ相に印加すべき電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に座標変換（２相−３相変換）し、座標変換した電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６をスイッチングするためのＰＷＭ信号に変換してインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６に出力することにより、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６をスイッチング制御する。ここで、ＰＷＭ信号の変換に用いられる正弦波状の電圧指令の振幅としては、電圧指令大きさＶｒ（ｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊の二乗とｑ軸の電圧流指令Ｖｑ＊の二乗との和の平方根）が用いられる。したがって、上述の変調率αは、駆動電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨに対する電圧指令大きさＶｒの割合として得られることになる。

次に、矩形波制御について説明する。矩形波制御では、まず、モータ３２の電気角θｅを用いて上述の式（１）によりモータ３２の相電流Ｉｕ，Ｉｖをｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに座標変換（３相−２相変換）し、その座標変換によって得られたｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに基づいてモータ３２から出力されていると推定される出力トルクＴｍｅｓｔを求める。ここで、出力トルクＴｍｅｓｔは、実施例では、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑと出力トルクＴｍｅｓｔとの関係を予め実験や解析などによって定めて出力トルク推定用マップとしてＲＯＭ５４に記憶しておき、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑが与えられると記憶したマップから対応する出力トルクＴｍｅｓｔを導出して設定することによって行なうものとした。

そして、次式（６）に示すように、モータ３２の推定トルクＴｍｅｓｔとトルク指令Ｔｍ＊との差が打ち消されるようにするためのトルクフィードバック制御によって電圧位相指令θｓ＊（モータ３２に印加すべき電圧のベクトルのｑ軸方向に対する角度（位相）の指令値）を計算し（ステップＳ３３０）、計算した電圧位相指令θｓ＊に基づく矩形波電圧がモータ３２に印加されるよう矩形波信号をインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６に出力することにより、トランジスタＴ１１〜ｔ１６をスイッチング制御する。ここで、電圧位相指令θｓ＊は、正弦波制御や過変調制御における電圧指令角度θｖｒ（電圧指令大きさＶｒの方向のｑ軸の方向に対する角度）に相当する指令である。また、式（６）中、「Ｋｐ３」は比例項のゲインであり、「Ｋｉ３」は積分項のゲインである。

ところで、正弦波制御と過変調制御との切替は、実施例では、正弦波制御によってインバータ３４を制御している最中に変調率α（＝Ｖｒ／ＶＨ）が値Ｒｒｅｆ１（約０．６１）を超えたときに正弦波制御から過変調制御に切り替え、過変調制御によってインバータ３４を制御している最中に変調率αが値Ｒｒｅｆ１以下になったときに過変調制御から正弦波制御に切り替えるものとした。

また、過変調制御と矩形波制御との切替は、実施例では、過変調制御によってインバータ３４を制御している最中に変調率α（＝Ｖｒ／ＶＨ）が値Ｒｒｅｆ２（約０．７８）に至ったときに過変調制御から矩形波制御に切り替え、矩形波制御によってインバータ３４を制御している最中にｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑが電流指令ラインよりｑ軸側（ｄ軸の電流Ｉｄの大きさが小さくなる側）の切替ラインに至ったときに矩形波制御から過変調制御に切り替えるものとした。矩形波制御によってインバータ３４を制御しているときには、弱め界磁のために、ｄ軸の電流Ｉｄが電流指令ラインよりも−ｄ軸の方向に大きな値となることが多い。したがって、実施例では、過変調制御と矩形波制御の頻繁な切替を抑制するために、電流指令ラインよりもｑ軸側に切替ラインを定めるものとした。

このように正弦波制御，過変調制御，矩形波制御のいずれかによってインバータ３４を制御する場合のモータ３２のトルク指令Ｔｍ＊と回転数Ｎｍとインバータ３４の制御方法（正弦波制御，過変調制御，矩形波制御）とのおおよその関係の一例を図３に示す。図３に示すように、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊の大きさや回転数Ｎｍが小さい側から順に正弦波制御，過変調制御，矩形波制御によってインバータ３４を制御することになる。モータ３２やインバータ３４の特性として、矩形波制御，過変調制御，正弦波制御の順で、モータ３２の出力応答性や制御性がよくなり、出力が小さくなり、インバータ３４のスイッチング損失などが大きくなることが分かっているから、低回転数低トルクの領域では、正弦波制御によってインバータ３４を制御することにより、モータ３２の出力応答性や制御性を良くすることができる。一方、高回転数高トルク領域では、矩形波制御によってインバータ３４を制御することにより、大きなトルクを出力可能とすると共にインバータ３４のスイッチング損失などを低減することができる。

次に、こうして構成された実施例の電気自動車２０の動作、特に、駆動電圧系電力ライン４２の電圧を調節する際の動作について説明する。図４は、電子制御ユニット５０により実行される昇圧制御ルーチンの一例を示すフローチャートである。このルーチンは、所定時間毎（例えば、数ｍｓｅｃ毎）に繰り返し実行される。

昇圧制御ルーチンが実行されると、電子制御ユニット５０のＣＰＵ５２は、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊や回転数Ｎｍ，インバータ３４の制御方法Ｃｍ，電圧センサ４６ａからの駆動電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨなど制御に必要なデータを入力し（ステップＳ１００）、入力したトルク指令Ｔｍ＊と回転数Ｎｍとに基づいて駆動電圧系電力ライン４２の目標電圧ＶＨｔａｇを設定する（ステップＳ１１０）。ここで、駆動電圧系電力ライン４２の目標電圧ＶＨｔａｇは、実施例では、トルク指令Ｔｍ＊と回転数Ｎｍとからなる動作点でモータ３２を駆動できる電圧を設定するものとした。

続いて、インバータ３４の制御方法Ｃｍを調べると共に（ステップＳ１２０）、インバータ３４の制御方法Ｃｍが正弦波制御または過変調制御（パルス幅変調制御）のときには、変調率αを閾値αｒｅｆと比較する（ステップＳ１３０）。ここで、閾値αｒｅｆは、インバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチングに伴って生じるサージ電圧が大きくなる可能性があるか否かの判定に用いられるものであり、モータ３２の回転数Ｎｍや、インバータ３４の制御に用いる三角波（搬送波）の周波数（以下、キャリア周波数ｆｃという）などに基づいて設定することができる。

図５は、インバータ３４の出力電圧Ｖｉｎｖとモータ３２の入力電圧Ｖｍとの時間変化の様子の一例を示す説明図である。図５（ａ）は、インバータ３４の上アーム（トランジスタＴ１１〜Ｔ１３）のいずれかのトランジスタ（例えばトランジスタＴ１１）のスイッチング間隔（オンからオフとオフからオンとの間隔）Δｔｓｗが長いときの様子を示し、図５（ｂ）は、そのトランジスタのスイッチング間隔Δｔｓｗが短いときの様子を示す。図５（ａ）および図５（ｂ）から分かるように、インバータ３４のトランジスタのスイッチングによってインバータ３４の出力電圧Ｖｉｎｖ変化するときには、スイッチングに起因するサージ電圧によってモータ３２の入力電圧Ｖｍが変動する（以下、この電圧変動をサージ起因変動という）。スイッチング間隔Δｔｓｗが長いときには、図５（ａ）に示すように、トランジスタをオンからオフするときのサージ起因変動であるオフ時サージ起因変動とトランジスタをオフからオンするときのサージ起因変動であるオン時サージ起因変動とが重畳しないが、スイッチング間隔Δｔｓｗが短いときには、図５（ｂ）に示すように、オフ時サージ起因変動とオン時サージ起因変動とが重畳してモータ３２の入力電圧Ｖｍが大きく変動することがある。

ここで、スイッチング間隔Δｔｓｗについて考える。まず、矩形波制御によってインバータ３４を制御するときには、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６のそれぞれについて、正弦波状の電圧指令の半周期毎にオンオフ状態を切り替えるため、正弦波状の電圧指令の１周期におけるスイッチング間隔Δｔｓｗの最小値Ｔｍｉｎはそれほど小さくならない。しかしながら、正弦波制御や過変調制御（パルス幅変調制御）によってインバータ３４を制御するときには、正弦波状の電圧指令と三角波（搬送波）とを用いてＰＷＭ制御信号を生成するから、スイッチング間隔Δｔｓｗの最小値Ｔｍｉｎが十分に小さくなることがある。図６は、正弦波制御や過変調制御によってインバータ３４を制御するときの様子を示す説明図である。図６から分かるように、変調率α（＝Ｖｒ／ＶＨ）が大きいとき即ち正弦波状の電圧指令の振幅（電圧指令大きさＶｒ）が大きいときには、変調率αが小さいとき即ち正弦波状の電圧指令の振幅が小さいときに比して、スイッチング間隔Δｔｓｗの最小値Ｔｍｉｎが小さくなっている。

以上より、正弦波制御や過変調制御によってインバータ３４を制御するときで変調率αが大きいとき（正弦波状の電圧指令の振幅が大きいとき）には、スイッチング間隔Δｔｓｗの最小値Ｔｍｉｎが小さくなりやすく、オフ時サージ起因変動とオン時サージ起因変動とが重畳しやすいと考えられる。ステップＳ１３０の変調率αと閾値αｒｅｆとの比較は、このようにオフ時サージ起因変動とオン時サージ起因変動とが重畳しやすい（モータ３２の入力電圧Ｖｍが大きく変動しやすい）か否かを判定する処理である。

また、スイッチング間隔Δｔｓｗの最小値Ｔｍｉｎは、同一の変調率αに対しては、キャリア周波数ｆｃが大きいほど且つモータ３２の回転数Ｎｍが小さいほど小さくなりやすい。したがって、実施例では、閾値αｒｅｆは、キャリア周波数ｆｃが大きいほど小さく且つモータ３２の回転数Ｎｍが小さいほど小さくなる傾向の値を用いるものとした。

ステップＳ１２０，Ｓ１３０で、インバータ３４の制御方法が矩形波制御のときや、インバータ３４の制御方法Ｃｍが正弦波制御や過変調制御で変調率αが閾値αｒｅｆ未満のときには、所定電圧ＶＨ１を上限電圧ＶＨｌｉｍとして設定し（ステップＳ１４０）、目標電圧ＶＨｔａｇと上限電圧Ｖｌｉｍとのうち低い方を駆動電圧系電力ライン４２の電圧指令ＶＨ＊として設定し（ステップＳ１６０）、設定した電圧指令ＶＨ＊を用いて昇圧コンバータ４０のトランジスタＴ３１，Ｔ３２をスイッチング制御して（ステップＳ１７０）、本ルーチンを終了する。ここで、所定電圧ＶＨ１は、コンデンサ４６の耐圧などを考慮して定められた駆動電圧系電力ライン４２の最大許容電圧ＶＨｍａｘ（例えば、６００Ｖや６５０Ｖ，７００Ｖなど）より若干低い電圧として定められ、具体的には、駆動電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨが最大許容電圧ＶＨｍａｘを超えず、且つ、モータ３２の入力電圧Ｖｍがサージ起因変動などでモータ３２の絶縁耐力（部分放電が生じない電圧）を超えない範囲で定められる。

ステップＳ１２０，Ｓ１３０で、インバータ３４の制御方法Ｃｍが正弦波制御や過変調制御で変調率αが閾値αｒｅｆ以上のときには、オフ時サージ起因変動とオン時サージ起因変動とが重畳しやすい（モータ３２の入力電圧Ｖｍが大きく変動しやすい）と判断し、所定電圧ＶＨ１に値０より大きく値１より小さい所定値βを乗じた値を上限電圧ＶＨｌｉｍとして設定し（ステップＳ１５０）、目標電圧ＶＨｔａｇと上限電圧Ｖｌｉｍとのうち低い方を駆動電圧系電力ライン４２の電圧指令ＶＨ＊として設定し（ステップＳ１６０）、設定した電圧指令ＶＨ＊を用いて昇圧コンバータ４０のトランジスタＴ３１，Ｔ３２をスイッチング制御して（ステップＳ１７０）、本ルーチンを終了する。ここで、所定値βは、オフ時サージ起因変動とオン時サージ起因変動とが重畳したときでも、モータ３２の入力電圧Ｖｍがモータ３２の絶縁耐力を超えないようにするための係数であり、モータ３２の絶縁耐力や、オフ時サージ起因変動とオン時サージ起因変動とが重畳したときのモータ３２の入力電圧Ｖｍの変動量などに基づいて定めることができ、例えば、値０．７や値０．８，値０．９などを用いることができる。このように上限電圧ＶＨｌｉｍを設定することにより、モータ３２の入力電圧Ｖｍがモータ３２の絶縁耐力を超えるのを抑制することができる。この結果、モータ３２の絶縁破壊を抑制することができる。

以上説明した実施例の電気自動車２０によれば、正弦波制御や過変調制御（パルス幅変調制御）によってインバータ３４を制御するときで変調率αが閾値αｒｅｆ以上のときには、正弦波制御や過変調制御（パルス幅変調制御）によってインバータ３４を制御するときで変調率αが閾値αｒｅｆ未満のときや、矩形波制御によってインバータ３４を制御するときの所定電圧ＶＨ１より低い電圧ＶＨ１・β（０＜β＜１）を上限電圧ＶＨｌｉｍとして設定すると共に、設定した上限電圧ＶＨｌｉｍ以下の範囲内で駆動電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨを調節するから、モータ３２の入力電圧Ｖｍがモータ３２の絶縁耐力（部分放電が生じない電圧）を超えるのを抑制することができる。この結果、モータ３２の絶縁破壊を抑制することができる。即ち、モータ３２をより適正に保護することができる。もとより、正弦波制御や過変調制御（パルス幅変調制御）によってインバータ３４を制御するときで変調率αが閾値αｒｅｆ未満のときや、矩形波制御によってインバータ３４を制御するときには、所定電圧ＶＨ１を上限電圧ＶＨｌｉｍとして設定するから、モータ３２の出力性能を確保することができる。

実施例の電気自動車２０では、閾値αｒｅｆは、キャリア周波数ｆｃとモータ３２の回転数Ｎｍとに基づく値を用いるものとしたが、キャリア周波数ｆｃには基づくがモータ３２の回転数Ｎｍには基づかない値を用いるものとしてもよいし、モータ３２の回転数Ｎｍには基づくがキャリア周波数ｆｃには基づかない値を用いるものとしてもよいし、固定値を用いるものとしてもよい。

実施例の電気自動車２０では、正弦波制御や過変調制御（パルス幅変調制御）によってインバータ３４を制御するときで変調率αが閾値αｒｅｆ以上のときには、所定電圧ＶＨ１に所定値β（０＜β＜１）を乗じた値を上限電圧ＶＨｌｉｍとして設定するものとしたが、所定電圧ＶＨ１より所定電圧ΔＶＨだけ低い値を上限電圧ＶＨｌｉｍとして設定するものとしてもよい。ここで、所定電圧ΔＶＨは、オフ時サージ起因変動とオン時サージ起因変動とが重畳したときでも、モータ３２の入力電圧Ｖｍがモータ３２の入力電圧Ｖｍがモータ３２の絶縁耐力を超えないようにするための電圧であり、モータ３２の絶縁耐力や、オフ時サージ起因変動とオン時サージ起因変動とが重畳したときのモータ３２の入力電圧Ｖｍの変動量などに基づいて定めることができ、例えば、５０Ｖや１００Ｖ，１５０Ｖなどを用いることができる。

実施例の電気自動車２０では、モータ３２とインバータ３４とバッテリ３６と昇圧コンバータ４０とを備えるものとしたが、直流電源としてのバッテリ３６と昇圧コンバータ４０とに代えて、交流電源と、交流電力と直流電力との間の変換と直流電力の電圧変換とを行なうコンバータとを用いるものとしてもよいし、交流電源と、交流電力の電圧変換を行なうコンバータと、交流電力と直流電力との間の変換を行なうコンバータと、を用いるものとしてもよい。

実施例では、モータ３２からの動力を用いて走行する電気自動車について説明したが、エンジンからの動力とモータからの動力とを用いて走行するハイブリッド自動車に適用するものとしてもよい。ハイブリッド自動車としては、例えば、エンジンと、発電機と、車軸に連結された駆動軸とエンジンの出力軸と発電機の回転軸とに接続されたプラネタリギヤと、駆動軸に接続されたモータと、バッテリと、発電機やモータが接続された駆動電圧系電力ラインとバッテリが接続されて駆動電圧系電力ラインの電圧を調節する昇圧コンバータと、を備えるものなどが考えられる。

実施例では、本発明を電気自動車の形態として説明したが、自動車以外の車両（例えば、列車など）の形態や駆動装置の形態としてもよい。

実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係について説明する。実施例では、モータ３２が「モータ」に相当し、インバータ３４が「インバータ」に相当し、バッテリ３６が「バッテリ」に相当し、昇圧コンバータ４０が「昇圧コンバータ」に相当し、電子制御ユニット５０が「制御手段」に相当する。

なお、実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係は、実施例が課題を解決するための手段の欄に記載した発明を実施するための形態を具体的に説明するための一例であることから、課題を解決するための手段の欄に記載した発明の要素を限定するものではない。即ち、課題を解決するための手段の欄に記載した発明についての解釈はその欄の記載に基づいて行なわれるべきものであり、実施例は課題を解決するための手段の欄に記載した発明の具体的な一例に過ぎないものである。

以上、本発明を実施するための形態について実施例を用いて説明したが、本発明はこうした実施例に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。

本発明は、駆動装置の製造産業などに利用可能である。

２０ 電気自動車、２２ 駆動軸、２４ デファレンシャルギヤ、２６ａ，２６ｂ 駆動輪、３２ モータ、３２ａ 回転位置検出センサ、３３Ｕ，３３Ｖ 電流センサ、３４ インバータ、３６ バッテリ、３７ａ 電圧センサ、３７ｂ 電流センサ、３７ｃ 温度センサ、４０ 昇圧コンバータ、４２ 駆動電圧系電力ライン、４４ 電源電圧系電力ライン、４６，４８ コンデンサ、４６ａ，４８ａ 電圧センサ、５０ 電子制御ユニット、５２ ＣＰＵ、５４ ＲＯＭ、５６ ＲＡＭ、６０ イグニッションスイッチ、６１ シフトレバー、６２ シフトポジションセンサ、６３ アクセルペダル、６４ アクセルペダルポジションセンサ、６５ ブレーキペダル、６６ ブレーキペダルポジションセンサ、６８ 車速センサ、Ｄ１１〜Ｄ１６，Ｄ３１，Ｄ３２ ダイオード、Ｌ リアクトル、Ｔ１１〜Ｔ１６，Ｔ３１，Ｔ３２ トランジスタ。

Claims (1)

1. モータと、前記モータを駆動するためのインバータと、電源と、前記電源が接続された電源電圧系と前記インバータが接続された駆動電圧系とに接続されて該駆動電圧系の電圧を調節可能な昇圧コンバータと、前記モータからトルクが出力されるようパルス幅変調制御または矩形波制御によって前記インバータを制御すると共に前記駆動電圧系の電圧が上限電圧以下の範囲内で調節されるよう前記昇圧コンバータを制御する制御手段と、を備える駆動装置であって、
   前記上限電圧は、パルス幅変調制御によって前記インバータを制御するときで変調率が所定変調率以上のときには、パルス幅変調制御によって前記インバータを制御するときで変調率が前記所定変調率未満のときおよび矩形波制御によって前記インバータを制御するときに比して低い電圧に設定されてなる、
   駆動装置。