JP5672111B2 - 超音波診断装置 - Google Patents

Description

本発明は、超音波を送受信して得られた信号を整相加算するビームフォーマに関するものである。また、ビームフォーマを有する超音波断層像を表示する超音波診断装置、および整相加算された信号をもとに画像生成方法に関するものである。

従来の超音波診断装置のビームフォーマとしては、サンプリング周期を単位とする遅延をメモリからのデータの読み出し時間の制御によって実行し、サンプリング周期内のさらに精密な遅延を補間データにより生成するものがあった（例えば、特許文献１参照）。

図２は、前記特許文献１に記載された従来の超音波診断装置を示すものである。

図２の超音波診断装置は、プローブ１で受信した超音波信号を、受信チャンネルごとにＡ／Ｄ変換器２１〜２ｎによってアナログ信号からデジタル信号に変換する。そして、デジタル信号に変換された受信信号を、第１チャンネル遅延回路３１から第ｎチャンネル遅延回路３ｎまでの遅延回路で、各々位相を調整し、加算回路４で加算することによりビームフォーミングを行って、音線信号を生成している。そして、生成された音線信号を用いて、信号処理部５で音線信号から画像への変換処理を行い、表示部６で超音波画像を表示する。

図３に、図２における第１チャンネル遅延回路３１のブロック図を示す。Ａ／Ｄ変換器２１によってデジタル信号に変換された受信信号は、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング間隔ΔＴのデータとしてメモリ７に保存される。そして、ある目的時間Ｔ０から、前記サンプリング間隔ΔＴの整数倍の時間Ｔ１と、Ｔ１よりも小さいτ１だけずれた時刻の近傍にサンプリング時刻を持つ４つのデジタルデータが、メモリ７より読み出されデータレジスタ９１〜９４に保存される。そして、乗算器１０１〜１０４は、メモリ７に保存された４つのデジタルデータに、所定の重み係数ｗ１〜ｗ４を乗算する。加算器１１は、デジタルデータに所定の重みを乗算したものを加算することにより、遅延補間データを算出する。

ここで、所定の重み係数ｗ１〜ｗ４には混合スプライン補間の補間係数がそれぞれ設定されており、補間係数を適切に設定することにより、仮想時間をＴ１＋τ１だけ前の時刻に設定できることが記載されている。

このように、特許文献１では、混合スプライン補間を用いて、サンプリング時刻のデータのうち、補間点前後の４点のデータを用いて、遅延補間データを算出することが開示されている。

特許第３２８３０５３号公報

しかしながら、前記従来の構成では、目的とする時刻ｔｋにおけるデジタルデータを求める際には、サンプリング時刻ｔｋ近傍の４点のデータを用いて補間や混合スプライン補間を用いているため、特に超音波領域のような高い周波数において、隣接する点の値が大きく異なるような場合には、精度が落ちるという課題を有していた。

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、従来と比べて、演算量を抑制しながらより精度の高い整層加算処理を実行するビームフォーマ、及び前記ビームフォーマを搭載した超音波診断装置を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明の超音波診断装置は、複数の受信素子を有する超音波プローブと、前記超音波プローブから得られた受信信号に対して、所定のサンプリング間隔ΔＴでサンプリングを行い、時系列デジタルデータを生成するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器で生成されたデジタルデータを記憶するメモリと、前記デジタルデータに対して遅延処理を行うビームフォーム部と、を有し、前記ビームフォーム部は、受信フォーカス点と受信素子の位置から遅延時間を算出する遅延算出部と、前記受信フォーカス点からの受信信号のアドレスであるフォーカス位置アドレスと前記メモリから前記デジタルデータを読み出す読み出し開始アドレスを指定し、前記フォーカス位置アドレスを含むようにデジタルデータのアドレスを選択するアドレスコントローラと、選択される前記デジタルデータに対応する補正係数を算出する係数算出部を備える遅延制御部と、前記選択されたアドレスに対応するデジタルデータに対して、オールパスフィルタ処理を行うオールパスフィルタ処理部、を備えることを特徴とする。

本構成によって、正確な遅延処理を行うオールパスフィルタ処理をすることにより、精度の高い整相加算処理を実行することができる。

また、本発明の超音波診断装置は、前記オールパスフィルタ処理部におけるオールパスフィルタが１次のオールパスフィルタであるという特徴を有する。

本構成によって、オールパスフィルタ処理の演算量を少なくすることができる。

また、本発明の超音波診断装置は、前記アドレスコントローラは、前記フォーカス位置アドレスに対応するデジタルデータが、前記選択されるデジタルデータの最終アドレスに位置するように、前記アドレスを指定するという特徴を有する。

本構成によって、通常のフォーカス点１点で遅延加算を行うような場合にフォーカス点におけるデータの精度が増す。

また、本発明の超音波診断装置は、前記アドレスコントローラは、前記フォーカス位置アドレスに対応するデジタルデータが、前記選択されるデジタルデータの略中央位置に存在するようにアドレスを指定するという特徴を有する。

本構成によって、読み出されるデータを全て使用する場合に最も精度がよくなる。

また、本発明の超音波診断装置は、前記アドレスコントローラは、前記フォーカス位置アドレスに対応するデジタルデータが、前記選択されるデジタルデータの中心位置よりも後半に位置するように、前記アドレスを指定するという特徴を有する。

本構成によって、フォーカス点近傍の複数の点を使用する場合に精度がよくなる。

また、本発明の超音波診断装置は、前記アドレスコントローラは、前記遅延時間に基づいて、指定するデジタルデータの長さが変化するようにアドレスを指定するという特徴を有する。

本構成によって、オールパスフィルタに使用するデータ数をオールパスフィルタの係数によって変更することが可能となる。

また、本発明の超音波診断装置は、前記アドレスコントローラは、前記遅延時間の小数部分が第１遅延時間の方が第２遅延時間よりも大きい場合、前記第１遅延時間に対して選択するデジタルデータの長さが、前記第２遅延時間に対して選択するデジタルデータの長さよりも長くなるように前記アドレスを指定するという特徴を有する。

本構成によって、オールパスフィルタ処理の演算量を効率的にすることができる。

また、本発明の超音波診断装置は、前記遅延時間の小数部分が０．９５以上の場合に、前記係数算出部は補正係数を０とし、前記オールパスフィルタ処理部は整数部の遅延量を＋１とするという特徴を有する。

本構成によって、オールパスフィルタの正確な値を求めるために演算量が必要となる部分において演算量を少なくすることができる。

本発明の精密な遅延制御部を有するビームフォーマによれば、従来に比べて精度の高い整相加算処理をすることができる。そのため、本ビームフォーマを用いて整相加算された信号を用いて画像生成を行う超音波装置において、超音波画像の画質を改善することが可能になる。

本発明の実施の形態１におけるビームフォーム部のブロック図 本発明の実施の形態１における超音波波診断装置のブロック図 従来例の遅延回路のブロック図 （ａ）受信ダイナミックフォーカス処理の概念図、（ｂ）受信素子ｂで得られる受信信号を示す図、（ｃ）受信素子ｃで得られる受信信号を示す図、（ｄ）受信素子ｂで得られる受信信号に遅延処理を行った信号を示す図 （ａ）受信サンプリングデータを示す図、（ｂ）オールパスフィルタ処理を行った後のサンプリングデータを示す図 本発明の実施の形態１における遅延制御部のブロック図 選択されるデジタルデータと、フォーカス点の位置関係を示す図 遅延量の違いによるオールパスフィルタの出力を示す図 オールパスフィルタの係数による収束するまでのデータ数を示す図

以下本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。

（実施の形態１）
図２は、本発明の実施の形態１における超音波診断装置のブロック図である。

プローブ１から入力されたアナログの超音波信号は、Ａ／Ｄ変換器２１〜２ｎによって、アナログ信号からデジタル信号に変換される。そして、第１チャンネル遅延回路３１から第ｎチャンネル遅延回路３ｎまでの遅延回路は、デジタル信号に変換された受信信号を位相調整し、加算回路４で加算することによりビームフォーミングを行う。このようにして、音線信号を生成し、信号処理部５で音線信号から画像への変換処理を行い、表示部６で超音波画像を表示する構成になっている。

超音波診断装置は、フォーカス点を、受信素子の近傍から深部まで走査しながら受信ダイナミックフォーカス処理を行い、超音波診断装置で描画する音線信号の１ラインを生成する。

ここで、遅延回路で位相調整を行う受信ダイナミックフォーカス処理について図４と図５を用いて説明する。開口中心から距離ａ離れているフォーカス点を複数の受信素子信号を用いて描画する場合、フォーカス点から各受信素子までの遅延量を求める。例えば開口中心にある受信素子ｂが最も早く受信信号を受ける（４図右上の（ｂ）参照）。最も端の受信素子ｃでは受信素子ｂに比べて時間ｄだけ遅れて受信信号を受け取る（図４右中の（ｃ）参照）。この場合、受信信号ｂをｄだけ遅らせて図４（ｄ）に示す信号と図４（ｃ）に示す信号を加算すると、二つの信号の位相が同相となり、受信信号のレベルを大きくすることができる。遅延処理は、このように、フォーカス点の位置と受信素子の位置関係（距離）から各受信素子が受信した信号の遅延量を算出し、その遅延量分だけ信号を遅らせて加算することで、小さい反射信号を大きくする。

ここで受信信号はデジタルデータであるため、遅延量の理論値ｄが小数点まで持つような場合、例えば６．４サンプルといった場合（図５の白○が遅延量の理論値を示す点、●はサンプリング点を示す）には、通常は６サンプル目のデジタル信号を近似して用いる、もしくは、補間処理などを用いて、隣接する２点のサンプリング点の値を用いる等をして、６．４サンプル目の値を補間計算により算出していた。そのため、正確な遅延処理を行うことができなかった。

本実施の形態では、整相加算処理の精度を向上させるために、受信データに対してオールパスフィルタ処理を行う。オールパスフィルタは、振幅特性はそのままで、位相特性のみを変化させるフィルタである。オールパスフィルタを用いることで、サンプリング周波数の整数倍の点（以下、サンプリング点）から、サンプリング周期以下だけずれた遅延値（以下、小数点部分と呼ぶ）に対応する位相を変化させることによって、より適切に遅延処理を行うことが可能になる。

しかし、オールパスフィルタ処理を行うことにより、遅延処理の精度は上がるが、整相加算に要する計算量が増大してしまう。特に、超音波診断装置の場合は、近距離を見るため、信号が球面波領域である。そのためフォーカス点ごとにオールパスフィルタ処理を行うことが必要になる。よって、非常に計算量が増大してしまうという問題が発生する。なおフォーカス点とは超音波診断装置で描画を行う各描画点を意味する。

そこで、本発明のビームフォーム部は、フォーカス点のアドレスを利用して、オールパスフィルタ処理を行うデータを決定する。

図１は、本発明の実施の形態１におけるビームフォーム部（遅延回路）のブロック図である。ビームフォーム部は、Ａ／Ｄ変換器から入力されたデジタル受信信号が格納されるメモリ７と、オールパスフィルタ処理を行うデジタルデータを格納するデータレジスタ１３と、データレジスタ１３に格納されたデータを受け取り、オールパスフィルタ処理を行うＡＰＦ部（もしくはオールパスフィルタ処理部、と呼ぶ）１４と、ＡＰＦ部１４によって処理されたデータが保存されるデータレジスタ部１５を有する構成となっている。

ここで、ビームフォーム部は、遅延制御部１２を有し、遅延制御部１２は受信素子位置及びフォーカス点から、フォーカス点のメモリアドレス値、及び、読み出し開始アドレスを算出する。また、遅延制御部１２は、データレジスタに格納されるデータに対して使用されるオールパスフィルタ係数ｗ１を算出する。ＡＰＦ部１４は遅延制御部１２によって算出されたオールパスフィルタ係数ｗ１を使用してオールパスフィルタ処理が行われる。

次に図５、図６、図７を用いて、実際の動作について説明を行う。

図６に、遅延制御部１２の構成を図示する。

遅延制御部１２は、遅延算出部１２１を有し、遅延算出部１２１は、各受信素子における理論遅延量を、フォーカス点及び受信素子位置の位置関係、具体的にはフォーカス点と受信素子の間の距離に応じてサンプル単位で求める。この時の理論遅延量は、小数点以下の値も持っていることになる。

次に、遅延算出部１２１において算出された遅延量のうち、小数部が、１．０より減算される。例えば小数部が０．４の場合は０．６となる（１．０−０．４＝０．６）。次に、この処理遅延量（例では０．６）となるようなオールパスフィルタの係数（ｗ１）をＡＰＦ係数算出部１２３より算出する。オールパスフィルタの係数は、演算量の余裕により、１次のオールパスフィルタだけでなく２次以上のオールパスフィルタとしてもよい。次数を増やすことで、より高精度の遅延処理が可能となる。また、オールパスフィルタの係数はある精度であらかじめ求めて（例えば０〜１の間を２５６で分割するなど）テーブル化しておき、入力された遅延量に応じてあらかじめ求めた値を設定してもよい。このことにより、係数算出の演算量を削減することができる。

ＡＰＦ部１４では、オールパスフィルタで処理した遅延量分だけ、入力データを遅らせる。図５（ａ）はオールパスフィルタ処理をする前のデータ、図５の（ｂ）はオールパスフィルタ処理をした後のデータを示す一例である。６．４サンプルの位置にあった値がオールパスフィルタによって７サンプルの位置に配置される。このことにより、小数点以下の遅延がなくなる。

アドレスコントローラ１２２は、遅延算出部１２１で算出された理論遅延量の整数部の値に、オールパスフィルタで増加した遅延量＋１を加算して、フォーカス点のデジタルデータに対応するアドレス位置（ａｆ）を算出する。アドレスコントローラでは、算出されたフォーカス点のアドレス位置ａｆからメモリ７より受信データを読出す時の先頭となる、読出先頭アドレス位置を算出する。オールパスフィルタに使用するデータ数がｎとすると、ビームフォーミングの処理が遅延加算処理である場合は、読出先頭アドレスａ１は、
ａ１＝ａｆ−ｎ＋１
で、算出される。このように、読出先頭アドレスを設定すると、図７（ａ）に示すように、フォーカス点に対応するデジタルデータが，データレジスタ１３に格納されたデータのうち最終アドレスに位置する。オールパスフィルタ処理では、最初の点から徐々に収束して真値に近づいていくため、データレジスタの最後の点の位置で最も収束する。そのため、フォーカス点に対応するデジルデータがオールパスフィルタ処理を行うデータの最後段に配置されることにより、より真値に近づくという特有の効果を奏することができる。

また、図７（ｂ）のように、オールパスフィルタ処理を行うデータの略中央にフォーカス点が位置するようにしてもよい。このようにフォーカス点のデジタルデータを配置することで図７（ａ）に比べて収束はしていないが、フォーカス点の前後のデジタルデータ、特にデータレジスタの全データを使用する場合には最も効率的な構成となる。

また、図７（ｃ）に示すように、フォーカス点に対応するデジタルデータを、オールパスフィルタ処理を行うデータの中央より後段に配置してもよい。この構成により、収束したフォーカス点の前後のデジタルデータを利用することが可能になる。

なお、前述の形態では、アドレスコントローラ１２２は、フォーカス点のデジタルデータに対応するアドレスと、読出データのアドレスの両方を指定している。しかし、アドレスコントローラ１２２は、データ数のみを指定するものであってもよい。いずれにせよ、指定されるデータのアドレスが、フォーカス点に対応するデジタルデータのアドレスを含むものであれば、アドレスコントローラ１２２の詳細設定はいずれか一つの方式に限られるものではない。

なお、アドレスコントローラ１２２で選択するデジタルデータ数は、およそ１５〜２０ｔａｐが好ましい。デジタルデータ数を増加させると、遅延処理の精度は向上するが、計算量が増大する。求められる遅延処理の精度及び計算量の両方を鑑みて、データ数ｎを適宜設定することが好ましい。

このようにフォーカス位置のアドレスａｆと、読出し開始アドレスａ１がアドレスコントローラ１２２で算出されると、メモリ７より上記アドレスに応じてデータがデータレジスタ１３に格納される。また、ＡＰＦ係数算出部１２３より算出されたＡＰＦ係数がＡＰＦ１４に設定される。ＡＰＦ部１４は、データレジスタ１３に設定されたデータとＡＰＦ係数によってＡＰＦ処理を実行し、遅延処理後のデータがデータレジスタ１５に格納される。例えば、図７（ａ）に示すように、オールパスフィルタが行われるデジタルデータの再後段にフォーカス点のデジタルデータが設定されていた場合、最終遅延データはデータレジスタ１５の最終データとして出力される。なお、データレジスタ１３と１５は同じ領域を用いてもよい。

オールパスフィルタの特性として、遅延量が少ない場合は、収束が早く、遅延量が多いと収束が遅くなるという特性がある。図８に遅延量の違いによるオールパスフィルタの出力を示す。ただし収束度合いを見やすくするためにディレイ量を合わせている。図８を見ると、遅延量が多くなるほど収束が遅くなっており、特に遅延量が１．０に近づくと収束が遅くなっていくことが分かる。このことから、オールパスフィルタで遅延処理を行うデータ数を遅延量によって変化させてもよい。例えば０．１タップなどでは遅延量が少ないため５サンプル，また０．９などの場合は２０サンプルとするというように可変にしてもよい。すなわち、なお、アドレスコントローラは、遅延時間の小数点部分が第１の遅延時間の方が第２の遅延時間（第１の遅延時間とは異なる値）よりも大きい場合、第１の遅延時間に対して選択するデジタルデータの長さを、第２の遅延時間に対して選択するデジタルデータの長さよりも長くなるようにアドレスを指定してもよい。

なお、小数点部分の遅延量が大きくなるほど（１に近づくほど）、遅延処理を行うデータサンプル数（データレジスタ１３に格納するデータ数）を大きく設定してもよい。

このように小数点部分の遅延量によって、データサンプル数を変化させることにより、よりオールパスフィルタの収束が終了した状態で遅延データを算出することが可能になる。

また、１．０サンプルに非常に近い０．９５サンプル以上では、収束までにかかる時間が非常に長くなる。図９に遅延量と収束するために必要なタップ数を示す。特に０．９５サンプル以上となると２０タップ以上のデータ数が必要となる。そこで、０．９５サンプル以上の遅延があった場合は、ＡＰＦ係数算出部１２３は、係数を０に設定し、整数部分の遅延量を１増加させてもよい。このようにすることで少ない演算量で効率よく演算を行うことができる。

かかる構成によれば遅延回路をオールパスフィルタで処理することにより、小数以下の遅延処理も行える遅延回路を有するため、従来に比べて精度の高い整相加算ができることから画質の高い超音波診断装置を提供することができる。

（その他変形例）
なお、本発明を上記実施の形態に基づいて説明してきたが、本発明は、上記の実施の形態に限定されないのはもちろんである。以下のような場合も本発明に含まれる。

（１）上記の各装置は、具体的には、マイクロプロセッサ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ハードディスクユニット、ディスプレイユニット、キーボード、マウスなどから構成されるコンピュータシステムである。前記ＲＡＭまたはハードディスクユニットには、コンピュータプログラムが記憶されている。前記マイクロプロセッサが、前記コンピュータプログラムにしたがって動作することにより、各装置は、その機能を達成する。ここでコンピュータプログラムは、所定の機能を達成するために、コンピュータに対する指令を示す命令コードが複数個組み合わされて構成されたものである。

（２）上記の各装置を構成する構成要素の一部または全部は、１個のシステムＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ：大規模集積回路）から構成されているとしてもよい。システムＬＳＩは、複数の構成部を１個のチップ上に集積して製造された超多機能ＬＳＩであり、具体的には、マイクロプロセッサ、ＲＯＭ、ＲＡＭなどを含んで構成されるコンピュータシステムである。前記ＲＡＭには、コンピュータプログラムが記憶されている。前記マイクロプロセッサが、前記コンピュータプログラムにしたがって動作することにより、システムＬＳＩは、その機能を達成する。

（３）上記の各装置を構成する構成要素の一部または全部は、各装置に脱着可能なＩＣカードまたは単体のモジュールから構成されているとしてもよい。前記ＩＣカードまたは前記モジュールは、マイクロプロセッサ、ＲＯＭ、ＲＡＭなどから構成されるコンピュータシステムである。前記ＩＣカードまたは前記モジュールは、上記の超多機能ＬＳＩを含むとしてもよい。マイクロプロセッサが、コンピュータプログラムにしたがって動作することにより、前記ＩＣカードまたは前記モジュールは、その機能を達成する。このＩＣカードまたはこのモジュールは、耐タンパ性を有するとしてもよい。

（４）本発明は、上記に示す方法であるとしてもよい。また、これらの方法をコンピュータにより実現するコンピュータプログラムであるとしてもよいし、前記コンピュータプログラムからなるデジタル信号であるとしてもよい。

また、本発明は、前記コンピュータプログラムまたは前記デジタル信号をコンピュータ読み取り可能な記録媒体、例えば、フレキシブルディスク、ハードディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＭＯ、ＤＶＤ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＡＭ、ＢＤ（Ｂｌｕ−ｒａｙ Ｄｉｓｃ）、半導体メモリなどに記録したものとしてもよい。また、これらの記録媒体に記録されている前記デジタル信号であるとしてもよい。

また、本発明は、前記コンピュータプログラムまたは前記デジタル信号を、電気通信回線、無線または有線通信回線、インターネットを代表とするネットワーク、データ放送等を経由して伝送するものとしてもよい。

また、本発明は、マイクロプロセッサとメモリを備えたコンピュータシステムであって、前記メモリは、上記コンピュータプログラムを記憶しており、前記マイクロプロセッサは、前記コンピュータプログラムにしたがって動作するとしてもよい。

また、前記プログラムまたは前記デジタル信号を前記記録媒体に記録して移送することにより、または前記プログラムまたは前記デジタル信号を前記ネットワーク等を経由して移送することにより、独立した他のコンピュータシステムにより実施するとしてもよい。

（５）上記実施の形態及び上記変形例をそれぞれ組み合わせるとしてもよい。

本発明にかかる超音波診断装置は、小数以下の遅延処理も行える遅延回路を有し、精度の高い整相加算ができるため画質向上として有用である。

１ プローブ
２１，２ｎ Ａ／Ｄ変換器
３１ 第１チャンネル遅延回路
３ｎ 第ｎチャンネル遅延回路
４ 加算回路
５ 信号処理部
６ 表示部
７ メモリ
８ 読出制御手段
１３，１５，９１，９２，９３，９４ データレジスタ
１０１，１０２，１０３，１０４ 乗算器
１１ 加算器
１２ 遅延制御部
１２１ 遅延算出部
１２２ アドレスコントローラ
１２３ ＡＰＦ係数算出部

Claims (8)

1. 複数の受信素子を有する超音波プローブと、
   前記超音波プローブから得られた受信信号に対して、所定のサンプリング間隔ΔＴでサンプリングを行い、時系列デジタルデータを生成するＡ／Ｄ変換器と、
   前記Ａ／Ｄ変換器で生成されたデジタルデータを記憶するメモリと、
   前記デジタルデータに対して遅延処理を行うビームフォーム部と、を有し、
   前記ビームフォーム部は、
   受信フォーカス点と受信素子の位置から遅延時間を算出する遅延算出部と、
   前記受信フォーカス点からの受信信号のアドレスであるフォーカス位置アドレスと前記メモリから前記デジタルデータを読み出す読み出し開始アドレスを指定し、前記フォーカス位置アドレスを含むようにデジタルデータのアドレスを選択するアドレスコントローラと、
   選択される前記デジタルデータに対応する補正係数を算出する係数算出部を備える遅延制御部と、
   前記選択されたアドレスに対応するデジタルデータに対して、オールパスフィルタ処理を行うオールパスフィルタ処理部と、
   を備えることを特徴とする超音波診断装置。
2. 前記オールパスフィルタ処理部におけるオールパスフィルタが、１次のオールパスフィルタである請求項１に記載の超音波診断装置。
3. 前記アドレスコントローラは、前記フォーカス位置アドレスに対応するデジタルデータが、前記選択されるデジタルデータの最終アドレスに位置するように、前記アドレスを指定することを特徴とする請求項１または２に記載の超音波診断装置。
4. 前記アドレスコントローラは、前記フォーカス位置アドレスに対応するデジタルデータが、前記選択されるデジタルデータの略中央位置に存在するように前記アドレスを指定することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の超音波診断装置。
5. 前記アドレスコントローラは、前記フォーカス位置アドレスに対応するデジタルデータが、前記選択されるデジタルデータの中心位置よりも後半に位置するように、前記アドレスを指定することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の超音波診断装置。
6. 前記アドレスコントローラは、前記遅延時間に基づいて、指定するデジタルデータの長さが変化するように前記アドレスを指定することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の超音波診断装置。
7. 前記アドレスコントローラは、前記遅延時間の小数部分が第１遅延時間の方が第２遅延時間よりも大きい場合、前記第１遅延時間に対して選択するデジタルデータの長さが、前記第２遅延時間に対して選択するデジタルデータの長さよりも長くなるように前記アドレスを指定することを特徴とする請求項６に記載の超音波診断装置。
8. 前記遅延時間の小数部分が０．９５以上の場合に、前記係数算出部は補正係数を０とし、前記オールパスフィルタ処理部は整数部の遅延量を＋１とすることを特徴とする請求項６に記載の超音波診断装置。

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