JP5465959B2 - Electric fan control device - Google Patents
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Description
本発明は、ＰＷＭ制御により車両に設けられるラジエータファン等の電動ファンを駆動する電動ファンの制御装置に係り、特に、スイッチング時の発熱を抑制する技術に関する。 The present invention relates to an electric fan control device that drives an electric fan such as a radiator fan provided in a vehicle by PWM control, and more particularly to a technique for suppressing heat generation during switching.
例えば、車両に搭載されるラジエータファン等の電動ファンは、該電動ファンとバッテリとを接続する回路にＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等の電子スイッチを設け、該ＭＯＳＦＥＴをＰＷＭ制御することにより、電動ファン駆動用のモータに所定の電流が流れるように調整し、電動ファンの回転数を制御している。 For example, an electric fan such as a radiator fan mounted on a vehicle is provided with an electronic switch such as a MOSFET (field effect transistor) in a circuit that connects the electric fan and a battery, and the MOSFET is PWM-controlled to provide an electric fan. The rotation speed of the electric fan is controlled by adjusting so that a predetermined current flows through the driving motor.
このような電動ファンの制御装置の従来例として、例えば、特開２００２−１４２４９４号公報（特許文献１）に記載されたものが知られている。 As a conventional example of such an electric fan control device, for example, one described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2002-142494 (Patent Document 1) is known.
図６は、特許文献１に記載された電動ファンの駆動回路を示す説明図であり、図示のように、電子スイッチＴ１、Ｔ２をそれぞれＰＷＭ制御することにより、ファンＦ１、Ｆ２を所望の回転数で回転させる。また、各ファンＦ１、Ｆ２の２つの入力端子間を接続するように、それぞれダイオードＤ１１、Ｄ１２が設けられており、ＰＷＭ制御におけるオフデューティ時には、このダイオードＤ１１、Ｄ１２を介して逆起電力に起因する電流を流して逆起電力を吸収する。
FIG. 6 is an explanatory diagram showing a drive circuit of the electric fan described in
また、昨今においては、発熱量低減のため数十［Ｈｚ］、或いはそれ以下となる低い周波数のＰＷＭ信号が用いられるようになっており、このような低周波数でＭＯＳＦＥＴを駆動すると、電動ファン駆動用のモータに流れる電流のピークが大きくなるので、ダイオードに流れるピーク電流も大きくなり、ひいては、ダイオードの発熱量が大きくなる。 In recent years, PWM signals with a low frequency of several tens [Hz] or lower are used to reduce the amount of generated heat. When a MOSFET is driven at such a low frequency, an electric fan is driven. Since the peak of the current flowing through the motor for the motor increases, the peak current flowing through the diode also increases, and consequently the amount of heat generated by the diode increases.
即ち、ＰＷＭ信号の周波数を低くすることにより、ＭＯＳＦＥＴのスイッチングによる発熱を低減することができるものの、ダイオードに流れる電流が大きくなるので、該ダイオードによる発熱が大きくなり、放熱対策のために装置を小型化できないという問題が発生する。 That is, by reducing the frequency of the PWM signal, heat generation due to switching of the MOSFET can be reduced, but since the current flowing through the diode increases, the heat generation by the diode increases, and the device is downsized for heat dissipation measures. The problem that it cannot be made occurs.
そこで、ダイオードの代わりに逆起電力消費用のＭＯＳＦＥＴを用い、スイッチング用のＭＯＳＦＥＴのオン、オフに同期させて、逆起電力消費用のＭＯＳＦＥＴをオフ、オンさせることにより、逆起電力に起因して生じる電流を消費する方法が提案されている。この方法では、スイッチング用のＭＯＳＦＥＴがオフのときに、逆起電力消費用のＭＯＳＦＥＴをオンとすることにより、電流を消費する。 Therefore, a back electromotive force consuming MOSFET is used instead of a diode, and the back electromotive force consuming MOSFET is turned off and on in synchronization with the switching MOSFET on and off. A method for consuming the generated current has been proposed. In this method, when the switching MOSFET is off, current is consumed by turning on the back electromotive force consuming MOSFET.
しかしながら、低周波数のＰＷＭ信号でスイッチング用のＭＯＳＦＥＴを駆動する場合には電流が不連続になり（即ち、オフデューティ時に負荷電流が０Ａまで低下し）、スイッチング用のＭＯＳＦＥＴがオフとなった後の負荷電流が途切れている間は、駆動用モータの惰性回転に起因した発電作用による起電力が生じるので、逆起電力消費用のＭＯＳＦＥＴがオンとなっていると、発電作用による電流がこのＭＯＳＦＥＴを通して流れてしまい、駆動用モータの回転が不安定になるという問題が発生する。 However, when the switching MOSFET is driven by a low-frequency PWM signal, the current becomes discontinuous (that is, the load current decreases to 0 A at the off-duty), and the switching MOSFET is turned off. While the load current is interrupted, an electromotive force is generated due to power generation caused by inertial rotation of the drive motor. Therefore, when the MOSFET for back electromotive force consumption is turned on, the current due to the power generation is passed through this MOSFET. This causes a problem that the rotation of the driving motor becomes unstable.
上述したように、オフデューティ時に生じる逆起電力による電流を消費するために、ダイオードを用いると、ダイオードの発熱量が大きくなるという問題が発生し、この問題を解決するために、ダイオードの代わりに逆起電力消費用のＭＯＳＦＥＴを設ける構成とすると、逆起電力が消滅した後、駆動用モータの惰性回転に起因して生じる起電力により、駆動用モータの回転が不安定になるという問題が発生していた。 As described above, when a diode is used to consume the current due to the counter electromotive force generated at the time of off-duty, a problem arises that the amount of heat generated by the diode increases, and in order to solve this problem, instead of the diode, If a structure for providing a counter electromotive force consumption MOSFET is provided, after the counter electromotive force disappears, an electromotive force generated due to inertial rotation of the drive motor causes a problem that the rotation of the drive motor becomes unstable. Was.
本発明は、このような従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、低周波数でスイッチング用のＭＯＳＦＥＴをＰＷＭ駆動させた場合に、発熱量を抑制し、且つ、電動ファン駆動用のモータを安定して回転させることが可能な電動ファンの制御装置を提供することにある。 The present invention has been made in order to solve such a conventional problem. The object of the present invention is to suppress the amount of heat generated when the switching MOSFET is PWM-driven at a low frequency, and An object of the present invention is to provide an electric fan control device capable of stably rotating an electric fan driving motor.
上記目的を達成するため、本願請求項１に記載の発明は、電動ファンを駆動する直流モータの正極端子を直流電源側に接続し、負極端子をグランド側に接続した回路を制御する電動ファンの制御装置において、前記直流モータの負極端子とグランドとの間に設けられ、前記直流モータの駆動、停止を切り替える第１電界効果トランジスタと、前記第１電界効果トランジスタのオン時には、該第１電界効果トランジスタの制御入力端子に低周波のＰＷＭ信号を供給して、前記直流モータに流れる電流を制御するＰＷＭ駆動手段と、前記直流モータの正極端子と負極端子との間に設けられ、前記負極端子から正極端子に向く方向が寄生ダイオードの順方向となるように配置される第２電界効果トランジスタと、前記寄生ダイオードの順方向電圧よりもやや低い電圧である第１所定電圧と、前記比較手段が有する入力オフセット電圧であり前記第１所定電圧よりも小さい第２所定電圧のうち、いずれか一方を選択して出力する切替手段と、前記第２電界効果トランジスタの負極端子に生じる第１電圧から、前記正極端子に生じる第２電圧を減算した差分値が、前記切替手段より出力される電圧よりも大きい場合に第１レベルの信号を出力し、小さい場合に第２レベルの信号を出力し、この出力信号を前記第２電界効果トランジスタの制御入力端子に供給する比較手段と、を有し、前記切替手段は、前記比較手段の出力信号が第２レベルのときに第１所定電圧を出力し、第１レベルのときに第２所定電圧を出力することを特徴とする。
In order to achieve the above object, the invention described in
請求項２に記載の発明は、前記直流電源に直流の重畳電圧を重畳する重畳電源（ＶＰ）と、前記比較手段の出力端子と、前記第２電界効果トランジスタの制御入力端子と、の間に設けられたバッファ回路を更に備え、前記バッファ回路は、前記比較手段より第１レベル信号が出力された場合に、この第１レベル信号に前記重畳電圧を重畳して、前記第２電界効果トランジスタの制御入力端子に供給することを特徴とする。 According to a second aspect of the present invention, there is provided between a superimposed power source (VP) that superimposes a DC superimposed voltage on the DC power source, an output terminal of the comparison means, and a control input terminal of the second field effect transistor. A buffer circuit provided; and when the first level signal is output from the comparison means, the buffer circuit superimposes the superimposed voltage on the first level signal, and It supplies to a control input terminal.
請求項３に記載の発明は、前記ＰＷＭ駆動手段より出力されるＰＷＭ信号がオフデューティの場合にのみ、前記比較手段の出力信号を前記第１電界効果トランジスタの制御入力端子に出力可能とするロジック回路（ＡＮＤ回路）を更に備えたことを特徴とする。 According to a third aspect of the present invention, the logic that enables the output signal of the comparison means to be output to the control input terminal of the first field effect transistor only when the PWM signal output from the PWM drive means is off-duty. A circuit (AND circuit) is further provided.
請求項４に記載の発明は、前記低周波のＰＷＭ信号は、オフデューティ時に負荷電流が０Ａまで低下する程度の周波数であることを特徴とする。 The invention according to claim 4 is characterized in that the low-frequency PWM signal has a frequency at which the load current is reduced to 0 A during off-duty.
本願の請求項１の発明では、第１電界効果トランジスタ（Ｑ１）を駆動するためのＰＷＭ信号がオンデューティからオフデューティに切り替わる際に逆起電力が発生すると、第２電界効果トランジスタ（Ｑ２）がオンとなり、この逆起電力による電流（ＩＦ２）は、第２電界効果トランジスタ（Ｑ２）を流れて吸収されるので、従来のようにダイオードを介して流れる場合と比較して、発熱量を低減することができる。従って、大規模な放熱対策をとる必要がないので、回路規模を縮小でき且つコストダウンを図ることができる。更に、電力損失を低減できる。
In the invention of
また、オフデューティとなった後、逆起電力が消滅し且つ負荷電流（ＩＦ１）がゼロとなった場合には、第２電界効果トランジスタ（Ｑ２）はオフとされるので、電動ファンが惰性で回転することに起因して生じる起電力が直流モータに戻されることはなく、該直流モータの駆動を安定化させることができる。更に、第１電界効果トランジスタ（Ｑ１）と第２電界効果トランジスタ（Ｑ２）の間の同期をとる必要がないので、回路構成を簡素化することができる。 In addition, when the back electromotive force disappears and the load current (IF1) becomes zero after the off duty, the second field effect transistor (Q2) is turned off, so that the electric fan is inertial. The electromotive force generated due to the rotation is not returned to the DC motor, and the driving of the DC motor can be stabilized. Furthermore, since it is not necessary to synchronize the first field effect transistor (Q1) and the second field effect transistor (Q2), the circuit configuration can be simplified.
また、第１所定電圧（Ｖref1）を第２電界効果トランジスタ（Ｑ２）が有する寄生ダイオードの順方向電圧よりもやや低い電圧（例えば、０．５Ｖ）としているので、逆起電力による電流（ＩＦ２）が寄生ダイオードに流れる前に第２電界効果トランジスタ（Ｑ２）をオンとすることができ、寄生ダイオードに電流が流れることによる発熱を低減することができる。また、第２所定電圧（Ｖref2）を比較手段の入力オフセット電圧とほぼ同一の電圧値に設定するので、比較手段（オペアンプ）に入力オフセット電圧が存在する場合であっても、第２電界効果トランジスタ（Ｑ２）を確実に作動させることができる。 In addition, since the first predetermined voltage (Vref1) is set to a voltage (for example, 0.5 V) slightly lower than the forward voltage of the parasitic diode of the second field effect transistor (Q2), the current (IF2) due to the back electromotive force The second field effect transistor (Q2) can be turned on before flowing in the parasitic diode, and heat generation due to current flowing in the parasitic diode can be reduced. Further, since the second predetermined voltage (Vref2) is set to a voltage value substantially the same as the input offset voltage of the comparison means, the second field effect transistor can be used even when the input offset voltage exists in the comparison means (op-amp). (Q2) can be operated reliably.
請求項２の発明では、比較手段の出力端子と、第２電界効果トランジスタの制御入力端子（ゲート）との間にバッファ回路を設け、比較手段より第１レベル信号（Ｈレベル信号）が出力された場合に、この第１レベル信号に重畳電圧（ＶＰ）を重畳して出力するので、第２電界効果トランジスタ（Ｑ２）を高精度に作動させることができる。
In the invention of
請求項３の発明では、ＰＷＭ駆動手段より出力されるＰＷＭ信号がオフデューティの場合にのみ、比較手段の出力信号が前記第１電界効果トランジスタの制御入力端子に出力可能となるので、第１電界効果トランジスタ（Ｑ１）と第２電界効果トランジスタ（Ｑ２）が同時にオンとなることを確実に回避し、フェールセーフを達成することができる。 In the third aspect of the invention, the output signal of the comparison means can be output to the control input terminal of the first field effect transistor only when the PWM signal output from the PWM drive means is off-duty. It is possible to reliably avoid the effect transistor (Q1) and the second field effect transistor (Q2) from being turned on at the same time, thereby achieving fail-safe.
請求項４の発明では、ＰＷＭ信号の周波数が１００Ｈｚ未満の低い周波数で、オフデューティ時に負荷電流が０Ａまで低下する場合に、この負荷電流が０Ａとなっている期間での電動ファンの惰性回転による起電力が、直流モータに戻されることを阻止するので、電動ファンを安定に作動させることができる。
According to the fourth aspect of the present invention, when the load current is reduced to 0 A at a low frequency of less than 100 Hz and the load current is reduced to 0 A at the time of off-duty, it is due to inertial rotation of the electric fan during the period when the load current is 0 A. Since the electromotive force is prevented from being returned to the DC motor, the electric fan can be stably operated.
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本発明の第１実施形態に係る電動ファンの制御装置の構成を示す回路図である。同図に示すように、この電動ファンの制御装置１０は、直流電源ＶＢ（出力電圧も同一符号のＶＢで示す）と電動ファン１１駆動用の直流モータＭ１（例えば、直流ブラシモータ）とを接続する回路上に設けられたＭＯＳＦＥＴ（第１電界効果トランジスタ、Ｑ１）と、該ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のゲート（制御入力端子）に、ＰＷＭ信号を供給して該ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をＰＷＭ制御するＰＷＭ駆動制御部１２と、直流モータＭ１のプラス側入力端子（点ｐ１）とマイナス側入力端子（点ｐ２）との間に配設されたＭＯＳＦＥＴ（第２電界効果トランジスタ、Ｑ２）と、を備えている。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a circuit diagram showing the configuration of the electric fan control device according to the first embodiment of the present invention. As shown in the figure, the electric
更に、この電動ファンの制御装置１０は、２つの電源Ｖref1（出力電圧も同一符号のＶref1で示す）またはＶref2（出力電圧も同一符号のＶref2で示す）のうちいずれか一方を選択する切替スイッチ（切替手段）を備え、且つ、点ｐ１に生じる電圧Ｖｂ（第２電圧）と、点ｐ２に生じる電圧Ｖout（第１電圧）から電圧Ｖref1（第１所定電圧）または電圧Ｖref2（第２所定電圧）を減算して得られた差分電圧と、を比較する比較器ＣＭＰ１（比較手段）を備えている。
Further, the electric
ＰＷＭ駆動制御部１２は、電動ファン１１の駆動時には、所定のデューティ比（例えば、５０％）で１００Ｈｚ未満となる低周波数のＰＷＭ信号を、該ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のゲート（制御入力端子）に出力して該ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）に所望の電流が流れるように制御する。また、電動ファン１１の停止時には、ＰＷＭ信号の出力を停止する。
When the
ここで、ＰＷＭ信号の周波数を１００Ｈｚ未満周波数（低周波数）とする理由は、ＰＷＭ制御によるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のスイッチング回数を低減して発熱量を抑制するためである。特に、本実施形態の電動ファンの制御装置１０は、ＰＷＭ信号の周波数を低く設定することにより、後述する図４に示すように通常動作時のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）に流れる電流が、連続性を有しない場合に適用される。
Here, the reason for setting the frequency of the PWM signal to a frequency lower than 100 Hz (low frequency) is to reduce the heat generation amount by reducing the number of times of switching of the MOSFET (Q1) by PWM control. In particular, the electric
図１に示すＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は、ソースが点ｐ２に接続され、ドレインが点ｐ１に接続されている。また、寄生ダイオードＤ１は、点ｐ２から点ｐ１に向かう方向が順方向となるように接続されている。 The MOSFET (Q2) shown in FIG. 1 has a source connected to the point p2 and a drain connected to the point p1. The parasitic diode D1 is connected such that the direction from the point p2 to the point p1 is the forward direction.
電源Ｖref１は、点ｐ２と切替スイッチ１３の接点ａとの間に設けられ、プラス端子が点ｐ２に接続され、マイナス端子が接点ａに接続されている。該電源Ｖref１の出力電圧は、寄生ダイオードＤ１の順方向電圧よりも若干低い電圧に設定されている。具体的には、０．５〜０．６Ｖ程度に設定されている。
The power supply Vref1 is provided between the point p2 and the contact point a of the
一方、電源Ｖref2は、点ｐ２と切替スイッチ１３の接点ｂとの間に設けられ、プラス端子が点ｐ２に接続され、マイナス端子が接点ｂに接続されている。該電源Ｖref2の出力電圧は、比較器ＣＭＰ１の２つの入力端子間に存在する入力オフセット電圧とほぼ等しくなるように設定されている。具体的には、５ｍＶ程度に設定されている。
On the other hand, the power source Vref2 is provided between the point p2 and the contact point b of the
切替スイッチ１３は、比較器ＣＭＰ１の出力信号に応じて、接点の切替動作を行う。具体的には、比較器ＣＭＰ１の出力信号がＬレベル（第２レベル）の場合には接点ａ側に接続し、Ｈレベル（第１レベル）の場合には接点ｂ側に接続する。
The
更に、図１に示す電動ファンの制御装置１０は、比較器ＣＭＰ１の出力端子に接続されたバッファアンプ１４を備え、該バッファアンプ１４の出力信号は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のゲート（制御用入力端子）に接続されている。また、バッファアンプ１４には、直流電源ＶＢより出力される電圧ＶＢに、重畳電源ＶＰ（出力電圧も同一符号のＶＰで示す）より出力される所定の直流電圧ＶＰ（５〜１２Ｖ）が重畳された電圧が供給される。従って、比較器ＣＭＰ１の出力信号がＨレベルとなった場合には、電圧（ＶＢ＋ＶＰ）がＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のゲートに供給されることになる。
Further, the electric
また、図１に示す符号１５はリレー回路であり、車両のイグニッションがオンとされた場合にコイルが励磁されリレー接点がオンとなって、直流電源ＶＢの出力電圧ＶＢが直流モータＭ１に供給される。
Further,
以下、上述のように構成された本実施形態に係る電動ファンの制御装置１０の動作について説明する。
Hereinafter, the operation of the electric
まず、図４を参照して、負荷電流ＩＦ１の変動について説明する。図４（ａ）は電動ファン１１を駆動するときに、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のゲートに供給するＰＷＭ信号、図４（ｂ）は直流モータＭ１に流れる負荷電流の波形を示すタイミングチャートであり、ｔ２１〜ｔ２２間、ｔ２３〜ｔ２４間、ｔ２５〜ｔ２６間がオンデューティ、ｔ２２〜ｔ２３間、ｔ２４〜ｔ２５間がオフデューティである。そして、周波数が低いことにより（例えば、１０Ｈｚ）、オフデューティ時の符号ｑ３に示す期間では電流値がゼロまで低下している。即ち、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）に流れる電流が連続性を有していないことが理解される。
First, the fluctuation of the load current IF1 will be described with reference to FIG. FIG. 4A is a PWM signal supplied to the gate of the MOSFET (Q1) when the
次に、図２、図３を参照して、具体的な動作について説明する。図２は本実施形態に係る電動ファンの制御装置１０の、各信号の変化を示すタイミングチャートであり、図３は図２に示す“Ａ”部の拡大図である。
Next, a specific operation will be described with reference to FIGS. FIG. 2 is a timing chart showing changes of each signal in the electric
図２に示す時刻ｔ０は、ＰＷＭ駆動制御部１２よりＰＷＭ信号が出力され、且つ、オンデューティである状態を示している。この場合には、図２（ａ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のゲート電圧ＶＧ１は直流電源ＶＢの出力電圧ＶＢとほぼ等しい１２Ｖとなっており、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオンとなって、直流モータＭ１には図２（ｅ）に示すように負荷電流ＩＦ１（約１８Ａ）が流れている。
A time t0 shown in FIG. 2 indicates a state in which a PWM signal is output from the PWM
また、図２（ｂ）に示すように、点ｐ２の電圧ＶoutはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のドレイン、ソース間に生じる電圧となっている。具体的には、負荷電流ＩＦ１が１８Ａ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のオン抵抗Ｒon１が５ｍΩである場合には、点ｐ２の電圧Ｖoutは０．０９Ｖとなる。また、点ｐ１の電圧Ｖｂは直流電源ＶＢの出力電圧ＶＢと等しい１２Ｖであるので、電圧Ｖｂと電圧Ｖoutとの関係は、「Ｖout＜Ｖｂ＋Ｖref1」となり、比較器ＣＭＰ１の出力信号はＬレベル（第２レベル）となる（図２（ｃ）参照）。従って、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のゲート電圧ＶＧ２は０Ｖとなり（図２（ｄ）参照）、該ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）はオフとなる。このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を介して点ｐ２から点ｐ１に向けて流れる電流ＩＦ２は０Ａである（図２（ｆ）参照）。
As shown in FIG. 2B, the voltage Vout at the point p2 is a voltage generated between the drain and source of the MOSFET (Q1). Specifically, when the load current IF1 is 18A and the on-resistance Ron1 of the MOSFET (Q1) is 5 mΩ, the voltage Vout at the point p2 is 0.09V. Since the voltage Vb at the point p1 is 12V, which is equal to the output voltage VB of the DC power supply VB, the relationship between the voltage Vb and the voltage Vout is “Vout <Vb + Vref1”, and the output signal of the comparator CMP1 is
その後、時刻ｔ１でＰＷＭ駆動制御部１２より出力されるＰＷＭ信号がオフデューティに切り替わり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のゲート電圧ＶＧ１が０Ｖに低下し、該ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオフとなると、図２（ｅ）に示すように負荷電流ＩＦ１が低下する。このとき、直流モータＭ１には逆起電力が発生するので、点ｐ２の電圧Ｖoutが上昇する（図２（ｂ）参照）。そして、電圧Ｖoutの上昇により「Ｖout＞Ｖｂ＋Ｖref1」となると、比較器ＣＭＰ１の出力信号がＨレベルに反転し（図２（ｃ）参照）、バッファアンプ１４より電圧（ＶＢ＋ＶＰ）がＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のゲートに供給されるので、ゲート電圧ＶＧ２が上昇してＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオンとなる。
Thereafter, the PWM signal output from the PWM
これと同時に、比較器ＣＭＰ１より出力されるＨレベル信号が切替スイッチ１３に供給されるので、該切替スイッチ１３は接点ｂに切り替えられる。つまり、比較器ＣＭＰ１の出力信号がＨレベルとなる閾値が「Ｖｂ＋Ｖref2」まで下げられる（Ｖref1は例えば０．５Ｖ、Ｖref2は例えば５ｍＶ）。
At the same time, since the H level signal output from the comparator CMP1 is supplied to the
ここで、点ｐ２の電圧Ｖoutが上昇してからＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオンとなるまでのわずかな時間（図３の特性曲線Ｓ１の符号ｑ２に示す部分）は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）内部の寄生ダイオードＤ１に逆起電力による電流が流れ、寄生ダイオードＤ１の順方向電圧（例えば、０．６Ｖ）の電圧降下が発生する。即ち、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）による電圧降下ＶＦ２は、約０．６Ｖとなる。しかし、その直後の時刻ｔ１１（図３参照）でＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオンとなると、電流ＩＦ２はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）内部の主電流通路を流れるので、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）における電圧降下ＶＦ２は、該ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオン抵抗をＲon２とすると、（Ｒon２＊ＩＦ２）となり、電圧Ｖoutは低下する。例えば、ＩＦ２＝１８Ａの場合でＲon２＝１０ｍΩとすれば、１０［ｍΩ］＊１８［Ａ］＝０．１８［Ｖ］となる。即ち、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオンとなることにより、電圧降下ＶＦ２は、０．６Ｖから０．１８Ｖに低下する。 Here, a short time (a portion indicated by symbol q2 in the characteristic curve S1 in FIG. 3) from when the voltage Vout at the point p2 rises to when the MOSFET (Q2) is turned on is a parasitic diode inside the MOSFET (Q2). A current due to the back electromotive force flows through D1, and a voltage drop of a forward voltage (for example, 0.6 V) of the parasitic diode D1 occurs. That is, the voltage drop VF2 due to the MOSFET (Q2) is about 0.6V. However, when the MOSFET (Q2) is turned on immediately after the time t11 (see FIG. 3), the current IF2 flows through the main current path inside the MOSFET (Q2), so that the voltage drop VF2 in the MOSFET (Q2) When the on-resistance of (Q2) is Ron2, (Ron2 * IF2) is obtained, and the voltage Vout decreases. For example, if IF2 = 18A and Ron2 = 10 mΩ, then 10 [mΩ] * 18 [A] = 0.18 [V]. That is, when the MOSFET (Q2) is turned on, the voltage drop VF2 is reduced from 0.6V to 0.18V.
逆起電力により生じる電流ＩＦ２は徐々に低下するので、これに伴って電圧Ｖoutも低下し、「Ｖout＜Ｖｂ＋Ｖref2」となった時点（図３の時刻ｔ１２）で比較器ＣＭＰ１の出力信号はＬレベルとなり、ゲート電圧ＶＧ２も低下する。なお、上述したように、切替スイッチ１３は接点ｂ側に接続されているので、この時点では比較器ＣＭＰ１では「Ｖout−Ｖref2」とＶｂとが比較される。
Since the current IF2 generated by the counter electromotive force gradually decreases, the voltage Vout also decreases accordingly, and the output signal of the comparator CMP1 becomes L level when “Vout <Vb + Vref2” (time t12 in FIG. 3). Thus, the gate voltage VG2 also decreases. As described above, since the
ゲート電圧ＶＧの低下に伴って、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は完全なオン状態からオフ状態へと移行していくので、オン抵抗Ｒon２が高くなっていき、逆起電力による電圧降下が増大する。従って、電圧Ｖｂに対して電圧Ｖoutが上昇し（ｔ１２〜ｔ１３）、「Ｖout＞Ｖｂ＋Ｖref1」となり（時刻ｔ１３）、比較器ＣＭＰ１の出力信号はＨレベルとなって、再度ＶＧ２を上昇させる。この場合には、既に電流ＩＦ２が低下しているので（図２（ｆ）参照）、即時に比較器ＣＭＰ１の出力信号はＬレベルに反転する（ｔ１３〜ｔ１４）。そして、上記の動作を繰り返した後、逆起電力が電圧Ｖref1を下回るほどに低下すると、電圧（Ｖout−Ｖref1）が電圧Ｖｂを超えられなくなり、比較器ＣＭＰ１の出力信号はＬレベルのままとなるので、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）はオンとならず、オフ状態が継続される。 As the gate voltage VG decreases, the MOSFET (Q2) shifts from the complete on state to the off state, so the on resistance Ron2 increases and the voltage drop due to the back electromotive force increases. Accordingly, the voltage Vout rises with respect to the voltage Vb (t12 to t13), becomes “Vout> Vb + Vref1” (time t13), the output signal of the comparator CMP1 becomes H level, and VG2 is raised again. In this case, since the current IF2 has already decreased (see FIG. 2F), the output signal of the comparator CMP1 is immediately inverted to the L level (t13 to t14). Then, after the above operation is repeated, when the back electromotive force decreases to a level lower than the voltage Vref1, the voltage (Vout−Vref1) cannot exceed the voltage Vb, and the output signal of the comparator CMP1 remains at the L level. Therefore, the MOSFET (Q2) is not turned on and the off state is continued.
こうして、ＰＷＭ信号がオンデューティからオフデューティに切り替わった場合に生じる逆起電力を、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオン、オフ動作により吸収し、消滅させることができる。 Thus, the back electromotive force generated when the PWM signal is switched from on-duty to off-duty can be absorbed and extinguished by the on / off operation of the MOSFET (Q2).
その後、逆起電力が消滅すると、今度は点ｐ１、ｐ２間に電動ファン１１の惰性回転による起電力が生じることになる。即ち、前述した図４に示したように、ＰＷＭ信号の周波数は１００Ｈｚ未満の低い周波数に設定されているので、オフデューティ時に負荷電流ＩＦ１がゼロになる時間帯（図４の符号ｑ３参照）が存在し、この時間帯においては電動ファン１１の惰性回転により起電力が生じる。
Thereafter, when the counter electromotive force disappears, an electromotive force is generated between the points p1 and p2 due to inertial rotation of the
このとき、点ｐ２に生じる電圧Ｖoutは、電動ファン１１の回転速度に応じた電圧となる（図２（ｂ）のｑ１参照）。発電による起電力は、直流電源ＶＢの出力電圧ＶＢを超えることはなく、「Ｖout−Ｖref1＜Ｖｂ」となって、比較器ＣＭＰ１の出力信号はＬレベルとなり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のゲート電圧ＶＧ２は０Ｖとなる。従って、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）はオフ状態が維持され、発電による起電力が発生した場合であっても、電流ＩＦ２は流れない。従って、直流モータＭ１の回転が不安定になるという問題は発生しない。 At this time, the voltage Vout generated at the point p2 is a voltage corresponding to the rotational speed of the electric fan 11 (see q1 in FIG. 2B). The electromotive force generated by the power generation does not exceed the output voltage VB of the DC power supply VB, “Vout−Vref1 <Vb”, the output signal of the comparator CMP1 becomes L level, and the gate voltage VG2 of the MOSFET (Q2) is 0V. Therefore, the MOSFET (Q2) is kept off, and the current IF2 does not flow even when an electromotive force is generated by power generation. Therefore, the problem that the rotation of the DC motor M1 becomes unstable does not occur.
上記の内容をまとめると、電圧Ｖoutが（Ｖｂ＋Ｖref1）を超えた場合には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオンとして、該ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）に電流ＩＦ２を流し、その後、電圧Ｖoutが低下して（Ｖｂ＋Ｖref2）を下回った場合（入力オフセット電圧Ｖref2は理想的にはゼロであるから、ＶoutがＶｂを下回った場合ということもできる）には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を再度オフとして、点ｐ１、ｐ２間を遮断する。この動作により、逆起電力に起因して発生する電流ＩＦ２を吸収することができる。また、「Ｖout＜Ｖｂ＋Ｖref2」が成立している場合には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオフ状態を維持することができ、ＰＷＭ信号のオフデューティ時に逆起電力が消滅して電動ファン１１の惰性回転による起電力が発生した場合であっても、点ｐ１、ｐ２間を確実に遮断することができる。
In summary, when the voltage Vout exceeds (Vb + Vref1), the MOSFET (Q2) is turned on, the current IF2 is passed through the MOSFET (Q2), and then the voltage Vout decreases (Vb + Vref2). (If the input offset voltage Vref2 is ideally zero, it can be said that Vout is lower than Vb), the MOSFET (Q2) is turned off again, and the point p1 and p2 are disconnected. To do. By this operation, the current IF2 generated due to the counter electromotive force can be absorbed. Further, when “Vout <Vb + Vref2” is established, the MOSFET (Q2) can be kept off, and the back electromotive force disappears when the PWM signal is off-duty, and the
次に、電流ＩＦ２をＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を介して流すことにより、発熱量が低減される理由について説明する。図３に示す特性曲線Ｓ２は、直流モータＭ１の２つの入力端子間にダイオードを設けて電流ＩＦ２を流した場合の、電圧Ｖoutの変化を示す特性曲線である。ダイオードを用いた場合には、電圧Ｖoutと電圧Ｖｂとの間に０．６Ｖ程度の差が生じるので、電圧Ｖoutは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を用いた場合の特性曲線Ｓ１を大きく上回ることになる。そして、この曲線Ｓ２で囲まれる面積が発熱量に対応するので、本実施形態による方式（特性曲線Ｓ１）では、従来のダイオードを用いる場合と比較して、発熱量が著しく低下していることが理解される。 Next, the reason why the amount of heat generated is reduced by flowing the current IF2 through the MOSFET (Q2) will be described. A characteristic curve S2 shown in FIG. 3 is a characteristic curve showing a change in the voltage Vout when a diode is provided between the two input terminals of the DC motor M1 and the current IF2 is passed. When a diode is used, a difference of about 0.6 V occurs between the voltage Vout and the voltage Vb, so that the voltage Vout greatly exceeds the characteristic curve S1 when the MOSFET (Q2) is used. Since the area surrounded by the curve S2 corresponds to the heat generation amount, the method (characteristic curve S1) according to the present embodiment shows that the heat generation amount is remarkably reduced as compared with the case where a conventional diode is used. Understood.
このようにして、本実施形態に係る電動ファンの制御装置１０では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をＰＷＭ制御で駆動する際に、ＰＷＭ信号がオンデューティからオフデューティに切り替わる際に生じる逆起電力により点ｐ２の電圧Ｖoutが上昇した場合であっても、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオンとすることにより、電流ＩＦ２が寄生ダイオードＤ１ではなく、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を流れるので、ダイオードを用いた場合と比較して発熱量を著しく低減することができる。
In this manner, in the electric
また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオンとなった後に電圧Ｖoutが減少し、（Ｖｂ＋Ｖref2）を下回った場合には、再度ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオフとなるので、逆起電力に起因する電流ＩＦ２が消滅した後、電動ファン１１が惰性で回転することにより起電力が発生した場合でも、この電圧が直流モータＭ１に戻されることはない。従って、ＰＷＭ信号のオフデューティ時に電流ＩＦ１がゼロとなる期間（図４の符号ｑ３に示す期間）に、直流モータＭ１の回転が不安定になるという問題を解消することができる。換言すれば、「Ｖout＜Ｖｂ＋Ｖref1」が成立する場合には、常にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）はオフとなるので、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の動作とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の動作の同期をとることなく、惰性回転により生じる起電力の影響を回避することができる。
When the voltage Vout decreases after the MOSFET (Q2) is turned on and falls below (Vb + Vref2), the MOSFET (Q2) is turned off again, and the current IF2 due to the counter electromotive force disappears. Thereafter, even when an electromotive force is generated by the
また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動と、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動に同期をとる必要がないので、回路構成を簡素化でき装置の小型化、低コスト化を図ることができる。 In addition, since it is not necessary to synchronize the driving of the MOSFET (Q1) and the driving of the MOSFET (Q2), the circuit configuration can be simplified and the device can be reduced in size and cost.
更に、オペアンプ（比較器ＣＭＰ１）の入力オフセット電圧Ｖosに対応したＶref2を電圧Ｖoutから減算して比較器ＣＭＰ１のプラス側入力端子に供給するので、入力オフセット電圧Ｖosがプラス側に存在する場合であっても、これをキャンセルすることができる。 Furthermore, Vref2 corresponding to the input offset voltage Vos of the operational amplifier (comparator CMP1) is subtracted from the voltage Vout and supplied to the plus side input terminal of the comparator CMP1, so that the input offset voltage Vos exists on the plus side. Even this can be canceled.
次に、本発明の第２実施形態に係る電動ファンの制御装置について説明する。図５は、第２実施形態に係る電動ファンの制御装置１０ａの構成を示す回路図である。図５に示す回路では、図１に示した回路と対比して、バッファアンプ１４の入力側にアンド回路ＡＮＤ１（ロジック回路）を設け、該アンド回路ＡＮＤ１の一方の入力端子にＰＷＭ駆動制御部１２の出力信号を反転した信号を供給し、他方の入力端子に比較器ＣＭＰ１の出力信号を供給する。
Next, an electric fan control device according to a second embodiment of the present invention will be described. FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of an electric
このような構成とすることにより、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）に供給されるＰＷＭ信号がオンデューティでない場合にのみ、比較器ＣＭＰ１の出力信号がバッファアンプ１４に供給可能となるので、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）が同時にオンとなることを防止でき、前述した第１実施形態と同様の効果を達成することができると共に、２つのＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）、（Ｑ２）が同時にオンとなって、貫通電流が流れることを防止しフェールセーフを実現できる。
With this configuration, the output signal of the comparator CMP1 can be supplied to the
以上、本発明の電動ファンの制御装置を図示の実施形態に基づいて説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、各部の構成は、同様の機能を有する任意の構成のものに置き換えることができる。 As mentioned above, although the control apparatus of the electric fan of this invention was demonstrated based on embodiment of illustration, this invention is not limited to this, The structure of each part is set to the thing of the arbitrary structures which have the same function. Can be replaced.
例えば、上述した実施形態では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）、（Ｑ２）をそれぞれＮチャネル型としたが、ゲート駆動の論理を反対にすれば、Ｐチャネル型とすることも可能である。また、第１レベルをＨレベル、第２レベルをＬレベルとしたが、ＨレベルとＬレベルを入れ替えて論理回路を構成しても同様の効果を達成することができる。 For example, in the above-described embodiment, the MOSFETs (Q1) and (Q2) are N-channel type, but can be P-channel type if the gate driving logic is reversed. Also, although the first level is H level and the second level is L level, the same effect can be achieved even if the logic circuit is configured by switching the H level and L level.
本発明は、低周波のＰＷＭ信号で駆動する電動ファンを安定に運転する際に極めて有用である。 The present invention is extremely useful when an electric fan driven by a low-frequency PWM signal is stably operated.
１０、１０ａ 電動ファンの制御装置
１１ 電動ファン
１２ ＰＷＭ駆動制御部
１３ 切替スイッチ
１４ バッファアンプ
１５ リレー
ＶＢ 直流電源
ＶＰ 重畳電源
Ｍ１ 直流モータ
Ｑ１ ＭＯＳＦＥＴ（第１電界効果トランジスタ）
Ｑ２ ＭＯＳＦＥＴ（第２電界効果トランジスタ）
ＣＭＰ１ 比較器
DESCRIPTION OF
Q2 MOSFET (second field effect transistor)
CMP1 comparator
Claims (4)
前記直流モータの負極端子とグランドとの間に設けられ、前記直流モータの駆動、停止を切り替える第１電界効果トランジスタと、
前記第１電界効果トランジスタのオン時には、該第１電界効果トランジスタの制御入力端子に低周波のＰＷＭ信号を供給して、前記直流モータに流れる電流を制御するＰＷＭ駆動手段と、
前記直流モータの正極端子と負極端子との間に設けられ、前記負極端子から正極端子に向く方向が寄生ダイオードの順方向となるように配置される第２電界効果トランジスタと、
前記寄生ダイオードの順方向電圧よりもやや低い電圧である第１所定電圧と、前記比較手段が有する入力オフセット電圧であり前記第１所定電圧よりも小さい第２所定電圧のうち、いずれか一方を選択して出力する切替手段と、
前記第２電界効果トランジスタの負極端子に生じる第１電圧から、前記正極端子に生じる第２電圧を減算した差分値が、前記切替手段より出力される電圧よりも大きい場合に第１レベルの信号を出力し、小さい場合に第２レベルの信号を出力し、この出力信号を前記第２電界効果トランジスタの制御入力端子に供給する比較手段と、を有し、
前記切替手段は、前記比較手段の出力信号が第２レベルのときに第１所定電圧を出力し、第１レベルのときに第２所定電圧を出力することを特徴とする電動ファンの制御装置。 In the control device for the electric fan that controls the circuit in which the positive terminal of the DC motor that drives the electric fan is connected to the DC power supply side and the negative terminal is connected to the ground side,
A first field effect transistor provided between a negative electrode terminal of the DC motor and the ground, for switching between driving and stopping of the DC motor;
PWM driving means for supplying a low-frequency PWM signal to a control input terminal of the first field effect transistor to control a current flowing through the DC motor when the first field effect transistor is on;
A second field effect transistor provided between a positive electrode terminal and a negative electrode terminal of the DC motor, and arranged so that a direction from the negative electrode terminal to the positive electrode terminal is a forward direction of the parasitic diode;
One of the first predetermined voltage that is slightly lower than the forward voltage of the parasitic diode and the second predetermined voltage that is the input offset voltage of the comparison means and is smaller than the first predetermined voltage is selected. And switching means for outputting,
When the difference value obtained by subtracting the second voltage generated at the positive terminal from the first voltage generated at the negative terminal of the second field effect transistor is larger than the voltage output from the switching means, a first level signal is output. And a comparison means for outputting a second level signal when it is small, and supplying this output signal to the control input terminal of the second field effect transistor,
The control device for an electric fan, wherein the switching means outputs a first predetermined voltage when the output signal of the comparison means is at a second level, and outputs a second predetermined voltage when the output signal is at the first level.
前記比較手段の出力端子と、前記第２電界効果トランジスタの制御入力端子と、の間に設けられたバッファ回路を更に備え、
前記バッファ回路は、前記比較手段より第１レベル信号が出力された場合に、この第１レベル信号に前記重畳電圧を重畳して、前記第２電界効果トランジスタの制御入力端子に供給することを特徴とする請求項１に記載の電動ファンの制御装置。 A superimposed power source for superimposing a DC superimposed voltage on the DC power source;
A buffer circuit provided between the output terminal of the comparison means and the control input terminal of the second field effect transistor;
When the first level signal is output from the comparison means, the buffer circuit superimposes the superimposed voltage on the first level signal and supplies the superimposed voltage to the control input terminal of the second field effect transistor. The control device for an electric fan according to claim 1.
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