JP4821641B2 - 電流電圧変換回路およびそれを備えた煙感知器 - Google Patents

Description

本発明は、電流を電圧に変換して出力する電流電圧変換回路およびそれを備えた煙感知器に関するものである。

従来から、電流量の変化を電圧値の変化として検知するために、電流を電圧に変換して出力する電流電圧変換回路が用いられている。電流電圧変換回路１は、たとえば図１４に示すように演算増幅器ＯＰ１の反転入力端子と出力端子との間に変換抵抗Ｒ２を接続してなる変換部３を有し、この反転入力端子に入力電流Ｉｉｎが入力されると、入力電流Ｉｉｎの変動に応じて電圧値が変動する出力電圧Ｖｏｕｔを出力端子Ｔｏｕｔに出力する。図１４の例では、非反転入力端子に基準電圧Ｖｓが印加されているので、変換抵抗Ｒ２の抵抗値をｒ２とすれば出力電圧Ｖｏｕｔは、Ｖｏｕｔ＝Ｖｓ−（Ｉｉｎ×ｒ２）で表される。

ところで、この種の電流電圧変換回路１は、たとえば火災時に発生する煙を感知し発報する煙感知器２などに用いられている。電流電圧変換回路１を具備した煙感知器２としては、たとえば図１５（ａ）に示すようにハウジング２０内に検知空間を有し、この検知空間に向けて間欠的に光を出力するＬＥＤ６（発光装置）と、ＬＥＤ６からの直接光が入射しない位置に配置され受光した光を電流に変換するフォトダイオードＰＤ（光電変換素子）とを備えたものがある（たとえば特許文献１参照）。この煙感知器２では、検知空間内に煙が流入すると、ＬＥＤ６からの光が検知空間内の煙で拡散反射されることによりフォトダイオードＰＤでのＬＥＤ６からの光の受光量が増加し、フォトダイオードＰＤから出力される電流量が増加する。

ＬＥＤ６およびフォトダイオードＰＤは、ＬＥＤ６の前方に配置された投光レンズ２３およびフォトダイオードＰＤの前方に配置された受光レンズ２４と共に光学ブロック２５を構成する。ハウジング２０は、下面に開口部が形成され当該開口部に向けてＬＥＤ６からの光が出射されるように光学ブロック２５を収納したボディ２６と、上面開口の有底円筒状であってボディ２６の開口部を覆うようにボディ２６に結合されるカバー２７とを備えている。カバー２７の周壁には煙を取り込むための開口窓が形成されており、カバー２７内に前記検知空間が形成される。ここでカバー２７内には、検知空間への虫の侵入を防止する防虫網２８、および検知空間への外乱光の入射を防止するラビリンス１９が検知空間を包囲するように配置される。ラビリンス１９は、蛍光灯や白熱灯などからの様々な外乱光の入射を防止するために入り組んだ光路を持つ複雑な構造を採用している。

この種の煙感知器２においては、検知空間に煙が流入するとフォトダイオードＰＤから出力される電流量が増加するので、図１５（ｂ）に示すように、ハウジング２０内に収納された回路ブロック２９にフォトダイオードＰＤからの入力電流を電圧に変換して出力する電流電圧変換回路１（ＩＶ変換回路）を有し、前記出力電圧を増幅回路１２とフィルタ回路１３とを通して発報判定回路１４に入力し、前記出力電圧の変化量が所定の火災判定レベルを超えると発報回路１５（ブザー等）で発報するように構成されている。要するに電流電圧変換回路１は、フォトダイオードＰＤがＬＥＤ６からの光を受光していない定常状態での出力電圧Ｖｏｕｔを動作点として、入力電流Ｉｉｎの変動に応じて動作点を基準に出力電圧Ｖｏｕｔを変動させることとなる。なお、回路ブロック２９には、ＬＥＤ６を周期的にパルス発光させるＬＥＤ駆動回路３０と各回路に電源供給する電源回路１６と、他の発報手段等を連動させる連動回路１７とが設けられている。

なお、ＬＥＤ６は図１４に示すようにトランジスタ３１のコレクタ−エミッタと直列接続され、この直列回路の両端間に定電圧が印加されることで、トランジスタ３１をオンするパルス幅によってＬＥＤ６から出射される光のパルス幅が決定される。

また、近年では、設置が簡単であることから、電池を電源とした煙感知器２の需要が増えている。電池を煙感知器２の電源とする場合には、煙感知器２の平均消費電力を抑えて電池の長寿命化を図るため、煙感知器２を間欠駆動させる必要がある。この場合には、図１６（ａ）に示す電流電圧変換回路１への電源供給も間欠的に行われることとなる。そのため、ＬＥＤ６は図１６（ｂ）のように電流電圧変換回路１への電源供給が行われている間にパルス状の光を出力する。ここで、検知空間に煙が流入してフォトダイオードＰＤがＬＥＤ６からの光を受光すると、図１６（ｃ）に実線で示すように電流電圧変換回路１の出力電圧Ｖｏｕｔの変化量ΔＶは大きくなり図中の火災判定レベルに達することとなる。一方、検知空間に煙がなければ、図１６（ｃ）に破線で示すように出力電圧の変化量ΔＶは小さくなり、火災判定レベルに達することはない。

ところで、図１４のような電流電圧変換回路１では、図１７（ａ）に示すように演算増幅器ＯＰ１のダイナミックレンジが、演算増幅器ＯＰ１の電源電圧ＶＤＤとグランドＧＮＤとの間に規定されており、上述した出力電圧Ｖｏｕｔはこのダイナミックレンジの範囲内で変動する。そのため、入力電流Ｉｉｎがある大きさ以上になると出力電圧Ｖｏｕｔが飽和してしまう。

たとえば上述した煙感知器２においては、ラビリンス１９を設けてあるものの、検知空間を外部から完全には遮断することはできないので、フォトダイオードＰＤに対して僅かながら外乱光が入射することがある。通常、外乱光は時間的変動が小さく、フォトダイオードＰＤがこの外乱光を受光することによりフォトダイオードＰＤからは時間的変動の小さい電流（以下、「直流成分」という）が出力されることになる。そして、入力電流Ｉｉｎに含まれる直流成分がある大きさ以上になると、出力電圧Ｖｏｕｔが飽和する可能性がある。特に、上述のように電池を煙感知器２の電源とする場合には、演算増幅器ＯＰ１の電源電圧が低く演算増幅器ＯＰ１のダイナミックレンジが比較的狭いため、出力電圧Ｖｏｕｔが飽和しやすい。

すなわち、入力電流Ｉｉｎに直流成分が含まれていなければ、図１７（ａ）のように出力電圧Ｖｏｕｔの動作点は基準電圧Ｖｓとなるから、入力電流Ｉｉｎの変動があれば出力電圧Ｖｏｕｔもこの変動に追従して変動するが、これに対して、入力電流Ｉｉｎに直流成分が含まれていると、図１７（ｂ）に示すように出力電圧Ｖｏｕｔの動作点が低下し、入力電流Ｉｉｎが増加した場合に出力電圧Ｖｏｕｔが途中で飽和してしまう可能性がある。特に、直流成分が大きく、図１７（ｃ）のように出力電圧Ｖｏｕｔの動作点がグランドＧＮＤ付近にまで低下している場合には、入力電流Ｉｉｎの変動によらず出力電圧Ｖｏｕｔが飽和状態にあり、入力電流Ｉｉｎの増加を出力電圧Ｖｏｕｔが追従することはない。

たとえば変換抵抗Ｒ２の抵抗値ｒ２を１ＭΩ、基準電圧Ｖｓを１Ｖとすると、入力電流Ｉｉｎが１μＡで変換抵抗Ｒ２の両端間の電圧降下は１Ｖとなり、その結果、電流電圧変換回路１の出力電圧Ｖｏｕｔが０Ｖとなって飽和する。この状態では、フォトトランジスタＰＤがＬＥＤ６からの光を受光して電流電圧変換回路１にパルス状の入力電流Ｉｉｎが入力されても、電流電圧変換回路１の出力電圧Ｖｏｕｔは飽和しているからこれ以上変動することはなく、出力電圧Ｖｏｕｔの変化量ΔＶが火災判定レベルに達することなく失報となる可能性がある。

そこで、電流電圧変換回路１として、入力電流Ｉｉｎに直流成分が含まれている場合に、出力端子Ｔｏｕｔと入力端子Ｔｉｎとの間にフィードバックをかけて前記直流成分による出力電圧Ｖｏｕｔの飽和を抑制できるようにしたものが提案されている（たとえば特許文献２参照）。

特許文献２に記載の電流電圧変換回路１は、上述した変換部３に加えて、図１８に示すように変換部３の出力電圧Ｖｏｕｔを受けて出力電圧Ｖｏｕｔの平均値成分に相当する平均電圧Ｖｄｃを出力する平均化回路部４と、平均化回路部４の出力と変換部３の入力端子Ｔｉｎとの間に挿入された分流用抵抗Ｒ１を有した分流回路部５とを備える。これにより、平均電圧Ｖｄｃの大きさに応じた電流を入力電流Ｉｉｎから引き抜いて分流用抵抗Ｒ１に流すことにより、出力電圧Ｖｏｕｔへの平均値成分の影響を抑制することができるので、入力電流Ｉｉｎに直流成分が含まれている場合には、この直流成分が入力電流Ｉｉｎから減算されることによって、出力電圧Ｖｏｕｔへの直流成分の影響を抑制される。

この電流電圧変換回路１において、分流用抵抗Ｒ１に流れる電流の大きさは、分流用抵抗Ｒ１の両端間の電位差と分流用抵抗Ｒ１の抵抗値とで決まる。分流用抵抗Ｒ１の両端間の電位差は、入力電流Ｉｉｎに含まれる直流成分の大きさに応じて変化するので、変換部３の出力電圧Ｖｏｕｔが飽和するほど大きな直流成分が入力電流Ｉｉｎに含まれている場合には、分流用抵抗Ｒ１の両端間の電位差も飽和することとなり、それ以上の電流を分流用抵抗Ｒ１に流すことができなくなる。このときの電流が、出力電圧Ｖｏｕｔへの影響を抑制可能な直流成分の大きさの上限となる。

ただし、上述した煙感知器２ではラビリンス１９により検知空間への外乱光の入射が防止されているので、入力電流Ｉｉｎに含まれる直流成分が前記上限を超えるほど強い外乱光がフォトダイオードＰＤで受光されることはなく、特許文献２に記載の電流電圧変換回路１を採用すれば出力電圧Ｖｏｕｔの飽和を十分防止することができる。
特開昭６４−６８０３０号公報（第２頁） 特許第２７８３９４５号公報（第１−２頁）

ところで、特許文献２の電流電圧変換回路１では、万一、前記上限を超えた直流成分を含む入力電流Ｉｉｎが入力されると、図１７（ｂ）、（ｃ）に示したように出力電圧Ｖｏｕｔの動作点が低下し出力電圧Ｖｏｕｔが飽和してしまう可能性がある。分流用抵抗Ｒ１として抵抗値の小さいものを用いれば、分流用抵抗Ｒ１により多くの電流を引き抜くことで、出力電圧Ｖｏｕｔへの影響を抑制可能な直流成分の大きさの上限を広げることができるが、分流用抵抗Ｒ１に電流を流したときに生じる熱雑音が大きくなり入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔとの間のＳＮ比が低下するという問題があるので、分流用抵抗Ｒ１の抵抗値はある程度大きく設定せざるを得ない。その結果、出力電圧Ｖｏｕｔが飽和してしまう可能性が残ることとなり、たとえば以下の問題を生じる。

すなわち、上述した煙感知器２においては、検知空間への外乱光の入射を防止するラビリンス１９の構造が複雑であり、ラビリンス１９の製造にかかるコストが煙感知器２全体の低コスト化の妨げとなっているので、ラビリンス１９の構造を極力簡素化、あるいはラビリンス１９自体を省略することで、煙感知器２の低コスト化を図ることが要望されている。しかし、ラビリンス１９を簡素化あるいは省略すると、フォトダイオードＰＤで受光される外乱光が強くなり、入力電流Ｉｉｎに含まれる直流成分が出力電圧Ｖｏｕｔへの影響を抑制可能な直流成分の大きさの上限を超え、結果的に、出力電圧Ｖｏｕｔが飽和してしまうことがある。

本発明は上記事由に鑑みて為されたものであって、入力端子と出力端子との間のＳＮ比の低下を抑制しつつも、従来構成に比べて出力電圧への影響を抑制可能な直流成分の大きさの上限を広げることができる電流電圧変換回路およびそれを備えた煙感知器を提供することを目的とする。

請求項１の発明は、入力端子から入力される入力電流を当該入力電流の変動に応じて電圧値が変動する出力電圧に変換して出力端子から出力する変換部と、変換部の出力する出力電圧を受けて当該出力電圧の平均値成分に相当する平均電圧を出力する平均化回路部と、平均化回路部の出力と変換部の入力端子との間に挿入された分流用抵抗を有し、前記平均電圧の大きさに応じた電流を入力電流から分流用抵抗に引き抜くことで出力電圧から前記平均値成分を減算する分流回路部とを備え、分流回路部が、分流用抵抗の両端間の電位差が閾値を超えると分流用抵抗の両端間の抵抗値を小さくして入力電流から引き抜く電流量を増加させる切替回路部を有し、前記平均化回路部が、抵抗とコンデンサとで決まる時定数を有し前記変換部の出力端子からの出力電圧を積分する積分回路からなり、前記積分回路の前記抵抗と並列に接続された第１のスイッチと、前記変換部の入力端子と出力端子との間に接続された第２のスイッチとが設けられ、第１および第２の両スイッチが、前記変換部の電源投入時から所定時間に亘りオンすることを特徴とする。

この構成によれば、変換部の入力端子に入力される入力電流に直流成分が含まれていると、当該直流成分に相当する平均電圧が平均化回路部から出力されるので、入力電流から直流成分が引き抜かれることとなり、変換部の出力端子に生じる出力電圧への前記直流成分の影響を抑制することができる。しかも、分流回路部は、分流用抵抗の両端間の電位差が閾値を超えると分流用抵抗の両端間の抵抗値を小さくして入力電流から引き抜く電流量を増加させる切替回路部を有するので、前記直流成分が大きい場合でも、切替回路部が作動すれば、分流用抵抗の両端間の電位差を飽和させることなく前記直流成分を引き抜くことができる。すなわち、切替回路部がない場合に比べて、出力電圧への影響を抑制可能な直流成分の大きさの上限が広くなる。また、分流用抵抗の抵抗値をある程度大きく設定することで、少なくとも切替回路部が作動するまでは分流用抵抗に電流を流したときに生じる熱雑音を小さく抑え入力端子と出力端子との間のＳＮ比の低下を抑制できる。さらに、この構成によれば、平均化回路部が積分回路からなるので、入力電流に含まれる直流成分を確実に分流用抵抗に流すことができ、出力電圧への直流成分の影響を確実に抑制することができる。また、電流電圧変換回路に間欠的に電源供給することで電流電圧変換回路を間欠駆動する場合には、積分回路の時定数により分流用抵抗の両端間の電位差の変動を抑制することができる。さらにまた、この構成によれば、変換部の電源投入時から所定時間に亘って第１のスイッチがオンすることにより積分回路の時定数が短くなりコンデンサが急速に充電されるので、第１のスイッチがない場合に比べて、変換部の電源投入時から直流成分が分流用抵抗を流れるようになるまでの立ち上がりが早くなる。したがって、電流電圧変換回路に間欠的に電源供給することで電流電圧変換回路を間欠駆動する場合でも、出力電圧への直流成分の影響を抑制できるようになるまでの立ち上がりが早くなる。また、第２のスイッチがオンすることにより変換部の入力端子と出力端子との間の利得が低下し、第１のスイッチがオンすることによる系の発振を抑制することができる。

請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記切替回路部がソースを前記変換部の入力端子に接続し、ゲートとドレインとを前記平均化回路部の出力に接続したＰＭＯＳＦＥＴからなることを特徴とする。

この構成によれば、切替回路部がＰＭＯＳＦＥＴからなるので、切替回路部を設けることによる部品点数の増加を最小限に抑えることができ、部品点数の増加が多い場合に比べて切替回路部のノイズへの寄与を小さく抑えることができる。

請求項３の発明は、請求項１または請求項２の発明において、前記積分回路の前記抵抗に代えて、直列接続された一対のスイッチ要素と両スイッチ要素の接続点に一端が接続されたコンデンサとを有し、両スイッチ要素を周期的に交互にオンオフさせることによりコンデンサの充放電を繰り返すスイッチトキャパシタを用いたことを特徴とする。

この構成によれば、積分回路の抵抗に代えてスイッチトキャパシタを用いたことにより、積分回路の時定数を精度よく設定することができるので、出力電圧への影響を抑制する直流成分の上限の周波数を精度よく設定することができる。

請求項４の発明は、請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の電流電圧変換回路と、検知空間に向けて間欠的に光を出力する発光装置と、発光装置からの直接光が入射しない位置に配置され、発光装置から出力され検知空間内に流入した煙により拡散反射した光を受光して電流に変換する光電変換素子とを備え、光電変換素子が、前記電流を前記変換部の入力端子に出力することを特徴とする。

この構成によれば、光電変換素子に対して外乱光が入射することにより直流成分を含んだ入力電流が変換部の入力端子に入力された場合でも、変換部の出力端子に生じる出力電圧への前記直流成分の影響を抑制することができる。しかも、切替回路部がない場合に比べて、出力電圧への影響を抑制可能な直流成分の大きさの上限が広くなるから、光電変換素子への外乱光の入射を防止する手段を簡素化あるいは省略することが可能になる。

本発明は、分流回路部が、分流用抵抗の両端間の電位差が閾値を超えると分流用抵抗の両端間の抵抗値を小さくして入力電流から引き抜く電流量を増加させる切替回路部を有するので、入力電流に含まれる直流成分が大きい場合でも、切替回路部が作動すれば、分流用抵抗の両端間の電位差を飽和させることなく前記直流成分を引き抜くことができる。すなわち、切替回路部がない場合に比べて、出力電圧への影響を抑制可能な直流成分の大きさの上限が広くなるという利点がある。また、分流用抵抗の抵抗値をある程度大きく設定することで、少なくとも切替回路部が作動するまでは分流用抵抗に電流を流したときに生じる熱雑音を小さく抑え入力端子と出力端子との間のＳＮ比の低下を抑制できる。

以下の各実施形態では、背景技術の欄で説明した図１５の構成の煙感知器２に用いられる電流電圧変換回路１を例示する。この煙感知器２は、発光装置が周期的にパルス状の光を出力し、光電変換素子が検知空間内に流入した煙により拡散反射した発光装置からの光を受光して電流に変換する。ここで例示する煙感知器２は電池を電源としており、平均消費電力を抑えて電池の長寿命化を図るために間欠駆動する。

（実施形態１）
本実施形態の電流電圧変換回路１は、図１に示すように、入力端子Ｔｉｎから入力される入力電流Ｉｉｎを当該入力電流Ｉｉｎの変動に応じて電圧値が変動する出力電圧Ｖｏｕｔに変換して出力端子Ｔｏｕｔから出力する変換部３と、変換部３の出力する出力電圧Ｖｏｕｔを受けて当該出力電圧Ｖｏｕｔの平均値成分に相当する平均電圧Ｖｄｃを出力する平均化回路部４と、平均化回路部４の出力と変換部３の入力端子Ｔｉｎとの間に挿入された分流用抵抗Ｒ１を有し、前記平均電圧Ｖｄｃの大きさに応じた電流を入力電流Ｉｉｎから分流用抵抗Ｒ１に引き抜くことで出力電圧Ｖｏｕｔから平均値成分を減算する分流回路部５とを備えている。

変換部３は、図１８に示した従来構成と同様に、演算増幅器ＯＰ１の反転入力端子と出力端子との間に変換抵抗Ｒ２が接続され、演算増幅器ＯＰ１の非反転入力端子に基準電圧Ｖｓが印加された構成を有する。変換部３の入力端子Ｔｉｎには、光電変換素子としてのフォトダイオードＰＤ（図１５参照）が接続されており、フォトダイオードＰＤから入力電流Ｉｉｎが入力される。ここに、本実施形態の変換部３は、変換抵抗Ｒ２に並列接続されたコンデンサＣ１を有しローパスフィルタとしても機能しており、所定のカットオフ周波数ｆ０以下の入力電流Ｉｉｎのみを通すように変換抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１との回路定数が設定される。このカットオフ周波数ｆ０は、変換抵抗Ｒ２の抵抗値ｒ２とコンデンサＣ１の定数ｃ１とを用いてｆ０＝１／（２π×ｒ２×ｃ１）で表され、少なくともフォトダイオードＰＤが発光装置としてのＬＥＤ６（図１５参照）からの光を受光したときに生じるパルス状の入力電流Ｉｉｎを通すように設定される。

平均化回路部４は、変換部３の出力電圧Ｖｏｕｔを反転増幅する反転増幅回路７と、反転増幅回路７で反転増幅された出力電圧Ｖｏｕｔを積分する積分回路８とを有する。積分回路８は、反転増幅回路７の出力に抵抗Ｒ３を介して演算増幅器ＯＰ２の反転入力端子を接続し、この演算増幅器ＯＰ２の反転入力端子と出力端子との間にコンデンサＣ２を接続して構成され、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ２とで決まる時定数を有する。この積分回路８は、少なくともフォトダイオードＰＤがＬＥＤ６からの光を受光したときに生じるパルス状の入力電流Ｉｉｎを遮るカットオフ周波数ｆ１を有するように時定数が設定される。反転増幅回路７は、変換部３の出力端子Ｔｏｕｔに抵抗Ｒ４を介して演算増幅器ＯＰ３の反転入力端子を接続し、この演算増幅器ＯＰ３の反転入力端子と出力端子との間に抵抗Ｒ５を接続して構成され、積分回路８の出力を変換部３の出力電圧Ｖｏｕｔに対して非反転とするためのものである。なお、両演算増幅器ＯＰ２，ＯＰ３の非反転入力端子には基準電圧が印加される。

平均化回路部４は上述の構成により、変換部３の出力電圧Ｖｏｕｔを積分することで、変換部３の出力電圧Ｖｏｕｔの平均値成分に相当する平均電圧Ｖｄｃを出力する。そのため、フォトダイオードＰＤがＬＥＤ６からの光を受光したときに生じるパルス成分と直流成分とが変換部３の入力電流Ｉｉｎに含まれている場合に、平均化回路部４から出力される電圧は直流成分に相当する電圧となる。ここで、変換部３の入力端子Ｔｉｎには基準電圧Ｖｓが印加されているので、分流用抵抗Ｒ１の両端間には、基準電圧Ｖｓから平均電圧Ｖｄｃを減算した電位差が生じることになる。すなわち、平均電圧Ｖｄｃの大きさに応じた電流を分流用抵抗Ｒ１に流すことにより入力電流Ｉｉｎから引き抜くことができるので、入力電流Ｉｉｎに直流成分が含まれている場合には、この直流成分が入力電流Ｉｉｎから減算されることによって出力電圧Ｖｏｕｔへの直流成分の相当分が現れることはない。

なお、分流用抵抗Ｒ１として抵抗値の小さいものを用いれば、分流用抵抗Ｒ１に電流を流したときに生じる熱雑音が大きくなり入力端子Ｔｉｎと出力端子Ｔｏｕｔとの間のＳＮ比が低下するという問題があるので、分流用抵抗Ｒ１の抵抗値はある程度大きく設定される。また、分流用抵抗Ｒ１に代えて、コンデンサやインダクタを含むインピーダンス回路を用いることも考えられるが、チップサイズを小さくし且つ低コスト化を図るためには、このようなインピーダンス回路を用いることは望ましくない。

ところで、本実施形態の電流電圧変換回路１においては、分流回路部５は、分流用抵抗Ｒ１に並列に接続され分流用抵抗Ｒ１の両端間の抵抗値を切り替える切替回路部９を有している。この切替回路部９は、分流用抵抗Ｒ１の両端間の電位差が所定の閾値を超えると、分流用抵抗Ｒ１の両端間の抵抗値を小さくするものであって、ここではＰチャネルのＭＯＳＦＥＴ１０（以下、「ＰＭＯＳＦＥＴ」という）で構成されている。このＰＭＯＳＦＥＴ１０は、ソースを変換部３の入力端子Ｔｉｎに接続し、ゲートおよびドレインを平均化回路部４の出力に接続することで、分流用抵抗Ｒ１の両端間にダイオード接続されている。

この構成によれば、分流用抵抗Ｒ１の両端間の電位差が所定の閾値を超えると、切替回路部９がオンすることによって分流用抵抗Ｒ１にＰＭＯＳＦＥＴ１０のオン抵抗が並列接続されることとなり、分流用抵抗Ｒ１の両端間の抵抗値は分流用抵抗Ｒ１のみの抵抗値に比べて小さくなる。そのため、切替回路部９がオフしているときに比べて、分流用抵抗Ｒ１の両端間の電位差が同じでも分流回路部５に流れる電流が大きくなり、入力電流Ｉｉｎから分流回路部５に引き抜かれる電流量が増加する。

さらに詳しく説明すると、分流用抵抗Ｒ１の両端間の電位差は入力電流Ｉｉｎに含まれる直流成分の大きさに応じて変化するが、切替回路部９のない構成では、変換部３の出力電圧Ｔｏｕｔが飽和するほど大きな直流成分が入力電流Ｉｉｎに含まれている場合に、平均化回路部４の出力が飽和し、分流用抵抗のＲ１両端間の電位差が飽和する。この場合に、入力電流Ｉｉｎに含まれる直流成分の全てを分流用抵抗Ｒ１に引き抜くことはできないので、変換部３の出力電圧Ｖｏｕｔに直流成分が残る可能性がある。本実施形態の切替回路部９がオンするための前記閾値は、このような飽和状態にある分流用抵抗Ｒ１の両端間の電位差よりも小さく設定されており、これにより切替回路部９は分流用抵抗Ｒ１の両端間の電位差が飽和する前にオンする。つまり、入力電流Ｉｉｎに含まれる直流成分がある大きさ以下であれば分流用抵抗Ｒ１を通して直流成分を引き抜き、ある大きさを超えると切替回路９が作動することとなる。

したがって、本実施形態の構成では、入力電流Ｉｉｎに含まれる直流成分が大きい場合でも、分流用抵抗Ｒ１の両端間の電位差が飽和する前に切替回路部９が作動することにより、分流用抵抗Ｒ１の両端間の電位差を飽和させることなく前記直流成分を引き抜くことができる。要するに、切替回路部９のない場合に比べると、出力電圧Ｖｏｕｔへの影響を抑制可能な直流成分の大きさの上限が広くなるという利点がある。

なお、分流用抵抗Ｒ１の両端間の電位差を決定する平均化回路部４の出力は、変換部３の出力電圧の平均値成分に相当するので、切替回路部９がオンして変換部３の出力電圧Ｖｏｕｔが変動（増加）しても急激に変動することはない。言い換えると、分流用抵抗Ｒ１の両端間の電位差は、切替回路部９がオンしても平均化回路部４の時定数により急激に変動することはない。また、切替回路部９の作動に際して、ＰＭＯＳＦＥＴ１０がオンするときにＰＭＯＳＦＥＴ１０に電流ノイズが生じるので電流電圧変換回路１全体としてＳＮ比は低下するものの、従来構成のように出力電圧Ｖｏｕｔが飽和する場合に比べると出力電圧Ｖｏｕｔへの影響は小さく、フォトダイオードＰＤからの入力電流Ｉｉｎの変動に応じた出力電圧Ｖｏｕｔを取り出すことができる。しかも、切替回路部９の作動時には入力電流Ｉｉｎが比較的大きいので、ＳＮ比が低下しても入力電流Ｉｉｎの変動は出力電圧Ｖｏｕｔに反映されやすい。

ところで、図１においては、平均化回路部４の積分回路８を構成する抵抗Ｒ３に並列接続された第１のスイッチＳＷ１と、変換部３の変換抵抗Ｒ２に並列接続された第２のスイッチＳＷ２とが設けられている。これら第１および第２の両スイッチＳＷ１，ＳＷ２は、変換部３の電源投入時から所定時間に亘りオンするものであって、以下に説明する機能を有する。

まず、図２に示すように第１および第２のいずれのスイッチＳＷ１，ＳＷ２もない構成について説明する。なお、図２の例では、平均化回路部４は図１の構成に代えて、抵抗Ｒ６とコンデンサＣ３との直列回路からなる積分回路８を変換部３の出力端子Ｔｏｕｔと接地点との間に接続し、抵抗Ｒ６とコンデンサＣ３との接続点を演算増幅器ＯＰ４からなるボルテージフォロア回路１１を介して分流用抵抗Ｒ１に接続した構成を採用し、また、切替回路部９も省略している。

ここにおいて、煙感知器２を間欠駆動する場合には、図３（ａ）に示す電流電圧変換回路１への電源供給も間欠的に行われることとなる。そのため、ＬＥＤ６は図３（ｂ）のように電流電圧変換回路１への電源供給が行われている間にパルス状の光を出力する。ここで、電流電圧変換回路１の出力電圧Ｖｏｕｔは図３（ｃ）に実線で示すように電流電圧変換回路１への電源供給の開始後瞬時に動作点まで立ち上がることが理想であるが、図２に示す電流電圧変換回路１では平均化回路部４を設けたことにより、図３（ｃ）に破線で示すように立ち上がりが遅くなる。特に、出力電圧Ｖｏｕｔへの影響を抑制する直流成分の上限の周波数を低く設定するためには、平均化回路部４の時定数が長くなり、平均化回路部４のコンデンサＣ３の充電に要する時間が長くなるので、電流電圧変換回路１の出力電圧Ｖｏｕｔの立ち上がりは遅くなる。

このように出力電圧Ｖｏｕｔの立ち上がりが遅れると、出力電圧Ｖｏｕｔが動作点に落ち着かない状態でフォトダイオードＰＤがＬＥＤ６からの光を受光し、パルス状の入力電流Ｉｉｎを生じても図３（ｃ）の破線のように出力電圧Ｖｏｕｔが飽和して正常な出力電圧Ｖｏｕｔが得られない可能性がある。

そこで、図４に示すように平均化回路部４の抵抗Ｒ６と並列に第１のスイッチＳＷ１を設け、このスイッチＳＷ１を電源投入時から所定時間に亘りオンすることにより、コンデンサＣ３を急速充電して出力電圧Ｖｏｕｔを即座に動作点に移行させることが考えられる。つまり第１のスイッチＳＷ１は所謂スタートアップ回路として機能する。しかし、第１のスイッチＳＷ１のみを設けると、第１のスイッチＳＷ１がオンしたときに抵抗Ｒ６の両端間の抵抗値が低下し、平均化回路部４のカットオフ周波数ｆ１が高周波側にシフトするので、図５に示す電流電圧変換回路１全体の利得の周波数特性においては、第１のスイッチＳＷ１がオンしたときに破線で示すように低周波側の利得がつぶれ、変換部３のカットオフ周波数ｆ０と平均化回路部のカットオフ周波数ｆ１との間に利得のピークが生じ、系が発振しやすい状態となる。つまり、出力電圧Ｖｏｕｔが発振しやすい状態にあるので、図６（ｃ）に破線で示すように出力電圧Ｖｏｕｔが低いときに第１のスイッチＳＷ１がオフされてしまうと、結果的に出力電圧Ｖｏｕｔの立ち上がりが遅れるという問題がある。

変換抵抗Ｒ２と並列に接続される第２のスイッチＳＷ２はこの問題を解消するために設けられる。すなわち、図７に示すように第２のスイッチＳＷ２を設け、このスイッチＳＷ２を電源投入時から上記所定時間に亘りオンすると、第１のスイッチＳＷ１がオンしている間には変換部３の利得がつぶされ、上述した利得のピークをなくすことができる。これにより、第１のスイッチＳＷ１がオンすることによる系の発振を抑制することができる。ここで、第１および第２のスイッチＳＷ１，ＳＷ２をオンする上記所定時間は、電源投入からコンデンサＣ３の充電が完了して電流電圧変換回路１の出力電圧Ｖｏｕｔが動作点に落ち着くまでに要する程度の時間に設定される。

ただし、図７に示す例では、図１に示す本実施形態とは異なり分流回路部５に切替回路部９がないから、以下の問題が残る。すなわち、図７に示す例では、第２のスイッチＳＷ２がオンの期間には変換部３はボルテージフォロア回路として動作するので、出力電圧Ｖｏｕｔは基準電圧Ｖｓとなる。一方、第２のスイッチＳＷ２がオフすると、入力電流Ｉｉｎに含まれる直流成分の大きさによっては図８に示すように出力電圧Ｖｏｕｔが低下する。直流成分が特に大きければ図８に破線で示すように出力電圧Ｖｏｕｔが飽和する可能性がある。

これに対して、図１に示す本実施形態では、分流回路部５に切替回路部９を備えることにより、上述したように、入力電流Ｉｉｎに含まれる直流成分が大きい場合でも、分流用抵抗Ｒ１の両端間の電位差が飽和する前に切替回路部９が作動し、分流用抵抗Ｒ１の両端間の電位差を飽和させることなく前記直流成分を引き抜くことができるから、第２のスイッチＳＷ２がオフしても、入力電流Ｉｉｎに含まれる直流成分によって出力電圧Ｖｏｕｔが飽和することを回避できる。

さらにまた、本実施形態では、平均化回路部４の積分回路８として図７に示すようなパッシブ回路ではなく演算増幅器ＯＰ２を有したアクティブ回路を採用しているので、直流成分に対して高利得を持つことができ、演算増幅器ＯＰ２のオープンゲインまで帰還をかけることができるので、直流成分による出力電圧Ｖｏｕｔの低下を抑制し、出力電圧Ｖｏｕｔの飽和を確実に回避することができる。

ところで、フォトダイオードＰＤがＬＥＤ６からの光を受けて出力する電流が数ｋＨｚ程度である場合に、平均化回路部４においては前記数ｋＨｚより低い低周波成分を通すようにカットオフ周波数ｆ１が設定される。一方、本実施形態では、極力部品点数を減らす目的で、上述した電流電圧変換回路１や、図１５（ｂ）に示す増幅回路１２、フィルタ回路１３、発報判定回路１４、発報回路１５、電源回路１６、連動回路１７等の主要な部品をＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）１８化している。具体的には、平均化回路部４の抵抗Ｒ３やコンデンサＣ２についてもＡＳＩＣ１８内臓としている。コンデンサＣ２は、ＡＳＩＣ１８内では回路規模（例えば、チップ面積が５ｍｍ角）の面から数十ｐＦ（拡散−ポリシリコン容量）が容量の限界となるので、必然的に抵抗Ｒ３は数十ＧΩの高抵抗となる。

ＡＳＩＣ１８内でこのような高抵抗を実現すると、温度特性等による抵抗値のばらつきが非常に大きくなるので、当該抵抗値のばらつきにより、図９に破線で示すように電流電圧変換回路１全体の利得の周波数特性が変動する。ここで、上述した数ｋＨｚの周波数帯域の利得を減少させることがないように、必要とされる周波数よりも低周波側にカットオフ周波数ｆ１が設定される。そのため、たとえば蛍光灯や白熱灯などが出す商用電源（５０あるいは６０Ｈｚ）の高調波ノイズ成分（１００Ｈｚあるいは１２０Ｈｚ）を分流回路部５に流すことができず、電流電圧変換回路１はこのような高調波ノイズ成分に対しても利得を持ってしまう可能性がある。

この問題の対策として、図１における平均化回路部４の抵抗Ｒ３に代えて、図１０に示すように第１のスイッチＳＷ１の両端間に直列接続された一対のスイッチ要素Ｑ１，Ｑ２、および両スイッチ要素Ｑ１，Ｑ２の接続点と接地点との間に接続されたコンデンサＣ４とを有し、両スイッチ要素Ｑ１，Ｑ２を逆位相のクロックパルスで周期的に交互にオンオフさせるスイッチトキャパシタを採用することが望ましい。すなわち、スイッチトキャパシタはコンデンサＣ４への充放電を高速で繰り返し、スイッチ要素Ｑ１，Ｑ２の直列回路を流れる電荷量を調整することで、ｒ３＝１／（ｆ２×ｃ４）の抵抗値ｒ３を持つ抵抗Ｒ３と等価に機能する。なお、ｆ２は両スイッチ要素Ｑ１，Ｑ２をオンオフするクロック周波数、ｃ４はコンデンサＣ４の容量を表している。

この構成によれば、積分回路８の時定数を精度よく設定することができるので、平均化回路部４のカットオフ周波数ｆ１を図９のように高周波寄りに設定することができる。その結果、上述した商用電源の高調波ノイズ成分（１００Ｈｚあるいは１２０Ｈｚ）のように余分な周波数成分に対する利得を落とすことができるという利点がある。

本実施形態の電流電圧変換回路１を用いた煙感知器２は、フォトダイオードＰＤに対して強い外乱光が入射することにより大きな直流成分を含んだ入力電流Ｉｉｎが変換部３の入力端子Ｔｉｎに入力された場合でも、変換部３の出力端子Ｔｏｕｔに生じる出力電圧Ｖｏｕｔへの前記直流成分の影響を抑制することができる。したがって、ラビリンス１９を省略し、図１１に示すように煙感知器２の薄型化等を図ることが可能となる。図１１の煙感知器２は、ハウジング２０の前方（ハウジング２０を天井に取り付けた場合の下方）を検知空間として、フォトダイオードＰＤがこの検知空間に流入する煙で拡散反射したＬＥＤ６からの光を受光することで煙を感知する。

なお、図１に示した電流電圧変換回路１の回路定数の一例として、変換部３の変換抵抗Ｒ２を５ＭΩ、コンデンサＣ１を５ｐＦとし、積分回路８の抵抗Ｒ３を１０ＧΩ、コンデンサＣ２を５０ｐＦとし、反転増幅回路７の抵抗Ｒ４，Ｒ５をいずれも１００ｋΩとすることが考えられる。さらに、基準電圧Ｖｓを１Ｖとし、分流用抵抗Ｒ１に電流を引き抜くだけで出力電圧Ｖｏｕｔを飽和させることなく動作可能な出力電圧Ｖｏｕｔの範囲を０．５Ｖまでと規定する。この条件で、入力電流Ｉｉｎに含まれる直流成分が１μＡ以下のときに分流用抵抗Ｒ１で対応できるようにするためには、分流用抵抗Ｒ１は５００ｋΩに設定すればよい。すなわち、分流用抵抗Ｒ１を５００ｋΩに設定しておけば、入力電流Ｉｉｎに含まれる直流成分が１μＡまでは分流用抵抗Ｒ１に電流を引き抜くことで直流成分を入力電流Ｉｉｎから除去し、それ以上の直流成分が入力電流Ｉｉｎに含まれる場合には切り替え回路部９が作動して入力電流Ｉｉｎから引き抜く電流量を増加させることで直流成分を入力電流Ｉｉｎから除去することができる。

（実施形態２）
本実施形態の電流電圧変換回路１は、図１２に示すように変換部３のコンデンサＣ１と第１および第２のスイッチＳＷ１，ＳＷ２とが省略されている点、および平均化回路部４の構成が、図１に示した実施形態１の電流電圧変換回路１と相違する。その他の構成および機能は実施形態１と同様である。

本実施形態の平均化回路部４は、変換部３の出力電圧Ｖｏｕｔを積分する積分回路８と、積分回路８の出力を非反転増幅する非反転増幅回路２１とを有する。積分回路８は、一端が基準電圧Ｖｓに付勢され他端が前記非反転増幅回路２１の入力に接続されたコンデンサＣ３と、コンデンサＣ３の前記他端と変換部３の出力端子Ｔｏｕｔとの間に接続された抵抗Ｒ６とを有し、抵抗Ｒ６とコンデンサＣ３とで決まる時定数を有する。この積分回路８は、少なくともフォトダイオードＰＤがＬＥＤ６からの光を受光したときに生じるパルス状の入力電流Ｉｉｎを遮るカットオフ周波数ｆ１を有するように時定数が設定される。非反転増幅回路２１は、コンデンサＣ３の前記他端に演算増幅器ＯＰ５の非反転入力端子を接続し、この演算増幅器ＯＰ５の反転入力端子に抵抗Ｒ７を介して基準電圧Ｖｓを加えるとともに、反転入力端子と出力端子との間に抵抗Ｒ８を接続して構成される。

平均化回路部４は上述の構成により、変換部３の出力電圧Ｖｏｕｔを積分することで、変換部３の出力電圧の平均値成分に相当する平均電圧Ｖｄｃを出力する。そのため、フォトダイオードＰＤがＬＥＤ６からの光を受光したときに生じるパルス成分と直流成分とが入力電流Ｉｉｎに含まれている場合に、平均化回路部４から出力される平均電圧Ｖｄｃは直流成分に相当する電圧となる。

また、分流回路部５の切替回路部９として、上述した図１２のＰＭＯＳＦＥＴ１０からなる構成に代えて、図１３（ａ）、（ｂ）に示す各構成を採用することも考えられる。図１３（ａ）における切替回路部９は、変換部３の入力端子Ｔｉｎと接地点との間に接続された抵抗Ｒ９およびスイッチング素子ＳＷ３の直列回路と、分流用抵抗Ｒ１の両端間の電位差が所定の閾値を超えるとスイッチング素子ＳＷ３をオンするコンパレータＣＰ１とを有する。これにより、分流用抵抗Ｒ１の両端間の電位差が前記閾値を超えると、スイッチング素子ＳＷ３がオンすることによって分流用抵抗Ｒ１の両端間の抵抗値が小さくなり、入力電流Ｉｉｎから分流回路部５に引き抜かれる電流量が増加する。

図１３（ｂ）における切替回路部９は、図１３（ａ）の切替回路部９における抵抗Ｒ９およびスイッチング素子ＳＷ３の直列回路に代えて入力端子Ｔｉｎから電流を引き抜く定電流回路２２を設けたものであって、分流用抵抗Ｒ１の両端間の電位差が前記閾値を超えるとコンパレータＣＰ１が定電流回路２２に引き抜く電流量を増加させる。

ただし、部品点数が増加すると、各部品が出すノイズが大きくなり電流電圧変換回路１全体としてのＳＮ比を低下させる原因になるので、切替回路部９が１つのＰＭＯＳＦＥＴ１０からなる構成を採用することにより切替回路部９を設けることによる部品点数の増加を極力少なく抑えることが望ましい。

なお、本発明は煙感知器２に用いられる電流電圧変換回路１に限らず、種々の電流電圧変換回路１に適用することができる。

本発明の実施形態１の電流電圧変換回路を示す概略回路図である。 同上の他の例を示す概略回路図である。 図２の電流電圧変換回路の動作を示すタイムチャートである。 同上のさらに他の例を示す概略回路図である。 図４の電流電圧変換回路の利得を示す周波数特性図である。 図４の電流電圧変換回路の動作を示すタイムチャートである。 同上のさらに他の例を示す概略回路図である。 図７の電流電圧変換回路の出力電圧を示す説明図である。 同上の電流電圧変換回路の利得を示す周波数特性図である。 同上に用いるスイッチトキャパシタを示す概略回路図である。 同上の電流電圧変換回路を備えた煙感知器を示す斜視図である。 本発明の実施形態１の電流電圧変換回路を示す概略回路図である。 （ａ）は同上の他の例を示す概略回路図、（ｂ）はさらに他の例を示す概略回路図である。 従来の電流電圧変換回路を示す概略回路図である。 同上の電流電圧変換回路を用いた煙感知器を示し、（ａ）は概略構成図、（ｂ）は回路ブロックのブロック図である。 同上の電流電圧変換回路の動作を示すタイムチャートである。 同上の電流電圧変換回路の出力電圧を示す説明図である。 他の従来構成を示す概略回路図である。

符号の説明

１ 電流電圧変換回路
２ 煙感知器
３ 変換部
４ 平均化回路部
５ 分流回路部
６ ＬＥＤ（発光装置）
８ 積分回路
９ 切替回路部
１０ ＰＭＯＳＦＥＴ
Ｃ２〜Ｃ４ コンデンサ
Ｉｉｎ 入力電流
ＰＤ フォトダイオード（光電変換素子）
Ｑ１，Ｑ２ スイッチ要素
Ｒ１ 分流用抵抗
Ｒ３，Ｒ６ 抵抗
ＳＷ１ 第１のスイッチ
ＳＷ２ 第２のスイッチ
Ｔｉｎ 入力端子
Ｔｏｕｔ 出力端子
Ｖｄｃ 平均電圧
Ｖｏｕｔ 出力電圧

Claims (4)

1. 入力端子から入力される入力電流を当該入力電流の変動に応じて電圧値が変動する出力電圧に変換して出力端子から出力する変換部と、変換部の出力する出力電圧を受けて当該出力電圧の平均値成分に相当する平均電圧を出力する平均化回路部と、平均化回路部の出力と変換部の入力端子との間に挿入された分流用抵抗を有し、前記平均電圧の大きさに応じた電流を入力電流から分流用抵抗に引き抜くことで出力電圧から前記平均値成分を減算する分流回路部とを備え、分流回路部は、分流用抵抗の両端間の電位差が閾値を超えると分流用抵抗の両端間の抵抗値を小さくして入力電流から引き抜く電流量を増加させる切替回路部を有し、
   前記平均化回路部は、抵抗とコンデンサとで決まる時定数を有し前記変換部の出力端子からの出力電圧を積分する積分回路からなり、
   前記積分回路の前記抵抗と並列に接続された第１のスイッチと、前記変換部の入力端子と出力端子との間に接続された第２のスイッチとが設けられ、第１および第２の両スイッチは、前記変換部の電源投入時から所定時間に亘りオンすることを特徴とする電流電圧変換回路。
2. 前記切替回路部はソースを前記変換部の入力端子に接続し、ゲートとドレインとを前記平均化回路部の出力に接続したＰＭＯＳＦＥＴからなることを特徴とする請求項１記載の電流電圧変換回路。
3. 前記積分回路の前記抵抗に代えて、直列接続された一対のスイッチ要素と両スイッチ要素の接続点に一端が接続されたコンデンサとを有し、両スイッチ要素を周期的に交互にオンオフさせることによりコンデンサの充放電を繰り返すスイッチトキャパシタを用いたことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電流電圧変換回路。
4. 請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の電流電圧変換回路と、検知空間に向けて間欠的に光を出力する発光装置と、発光装置からの直接光が入射しない位置に配置され、発光装置から出力され検知空間内に流入した煙により拡散反射した光を受光して電流に変換する光電変換素子とを備え、光電変換素子は、前記電流を前記変換部の入力端子に出力することを特徴とする煙感知器。

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