JP4626651B2 - 電力変換装置と電力変換方法 - Google Patents
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Description
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源から任意の周波数へ出力変換可能な電力変換装置に関し、特にパルス幅変調（ＰＷＭ）制御やダイレクト・トルク・コントロール制御を用いた電力変換装置と電力変換方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
直接形交流電力変換装置は、交流電源の各相と出力側の各々の相の間を自己消弧能力を持つ双方向スイッチの回路構成で接続し（図１８、図１９）、交流電源を直接任意の電圧・周波数に変換することが可能である。しかしスイッチに流れている電流を強制的にスイッチングするために、独自のスイッチングシーケンスが必要である。以後このスイッチングシーケンスを転流シーケンスと呼ぶ。ＰＷＭサイクロコンバータのスイッチングシーケンスは、特許文献１や特許文献２で開示されている。
【０００３】
転流シーケンスの作成方法としては、スイッチング素子の両端電圧の極性を判定する回路を用い、これにより得られたスイッチ間電圧極性信号を基に作成する方法と、スイッチング素子から流れ出る出力電流の向きを判定する出力電流方向検出回路により得られた出力電流方向信号を基に作成する方法などが挙げられる（例えば特許文献３、特許文献４）。転流シーケンスは、出力されたＰＷＭ信号を基にロジック回路において作成されることが多く、スイッチング素子のスイッチング時間を考慮して、ある一定の時間をかけて行う必要がある。そのため本来出力されるべき出力電圧の電圧指令値と、実際に出力される出力電圧との間に誤差が生じてしまう。その誤差は、電源の基準電圧の状態や転流シーケンスの情報源となるスイッチング素子の両端電圧極性や出力電圧の向きなどに依存して発生する。さらに双方向スイッチに電流が流れると、半導体素子の特性上の電圧降下が発生し、出力電圧の誤差が生ずる。このような問題に対して特許文献５では、このような誤差をあらかじめ指令へ補正することで回避しおり、特許文献６では、誤差が発生しないような転流シーケンスを用いることで回避している。また、直接形交流電力変換装置では、スイッチングロスを低減するために、一相のスイッチングを停止したＰＷＭパルスとする場合が一般的である（非特許文献１ 図２および非特許文献２ 図８）。また、ダイレクト・トルク・コントロール制御を用いたマトリクスコンバータは非特許文献３で開示されている。
【特許文献１】
特開平１１−３４１８０７
【特許文献２】
特開２０００−１３９０７６
【特許文献３】
特開２０００−２７２４
【特許文献４】
特開２００１−１６５９６６
【特許文献５】
特開２００３−３０９９７５ （図６、図７）
【特許文献６】
ＥＰ１３０６９６４ （Ｆｉｇ．５）
【非特許文献１】
直接形交流電力変換回路とその関連技術の現状と課題 マトリックスコンバータ（ＰＷＭ 制御サイクロコンバータ）平成１６年電気学会産業応用部門大会 １−Ｓ３−２
【非特許文献２】
直接形交流電力変換回路とその関連技術の現状と課題 直流リンク付き直接形交流電力変換回路 平成１６年電気学会産業応用部門大会 １−Ｓ３−３
【非特許文献３】
「Ｔｈｅ Ｕｓｅ ｏｆ Ｍａｔｒｉｘ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ ｉｎ Ｄｉｒｅｃｔ Ｔｏｒｑｕｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｏｆ Ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ Ｍａｃｈｉｎｅｓ」 Ｄｏｍｅｎｉｃｏ Ｃａｓａｄｅｉ 他、ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＩＮＤＵＳＴＲＩＡＬ ＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳ、 ＶＯＬ． ４８、 ＮＯ． ６、 ＤＥＣＥＭＢＥＲ ２００１
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来の直接形交流電力変換装置では、一相のスイッチングを停止したＰＷＭパルスとなっており、更に入力電源の状態によってＰＷＭパルスのパターンが変ってしまう。図９および図１０に入力電源の状態の異なるＰＷＭパルス例を示す。図９は入力電源の中間電圧ＥＭがＥＮに近い場合のＰＷＭパルスでＵ相のスイッチングが停止し、図１０は入力電源の中間電圧ＥＭがＥＰに近い場合のＰＷＭパルスでＷ相のスイッチングが停止する。これらスイッチングが停止する相は入力電源の状態により決まり出力電圧指令には依存しない。
【０００５】
出力電圧はＰＷＭのパルス幅によって決定されるので、例えば、Ｕ相がＰ、Ｖ相がＮ、Ｗ相がＮの状態となるパルス幅が非常に狭くなると、図９のＰＷＭパルスでは、このパルスはＶ相のスイッチングによってのみ発生されるので、Ｖ相の転流シーケンスに必要な時間幅やスイッチングの遅れなどの影響により、Ｕ相がＰ、Ｖ相がＮ、Ｗ相がＮの状態となるパルスが出力されなくなってしまうという問題があった。しかし、図１０のＰＷＭパルスでは、Ｕ相がＰ、Ｖ相がＮ、Ｗ相がＮの状態となるパルス幅はＵ相とＶ相のパルスの差分として出力されるので、この問題は発生せず、Ｕ相がＰ、Ｖ相がＰ、Ｗ相がＮの状態となるパルス幅に関して、この問題が生ずる。更に、転流シーケンスや半導体素子の特性上の電圧降下を補正するよう構成した場合、前述の狭いパルス幅に対する補正はできないので、出力電圧および出力電流の歪みも補正できないという問題があった。
また、従来の直接形交流電力変換装置のＰＷＭパルスパターン演算方法では、入力電流の制御を行いかつ出力電圧制御を行い、更に出力ＰＷＭパルスや出力電圧ベクトルの決定を同時に行うので、入力電流制御と出力電圧ベクトルとの関連を切り離すことができないという問題があった。また、非特許文献３のように仮想的にＡＣ／ＤＣ変換＋ＤＣ／ＡＣ変換装置として分け、制御上でＡＣ／ＤＣ変換装置の入力電流ベクトルとＤＣ／ＡＣ変換装置の出力電圧ベクトルを分けて考える制御方法では、考え方が複雑であり、さらに、入力の交流電源の各相全てを別々に出力の各相に接続するベクトル状態を取れないという問題があり、この方式では出力電圧の歪みが大きいという問題があった。
【０００６】
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、ＰＷＭパルスが狭くなった場合にも、出力電圧と出力電流の歪みを小さくできる電力変換装置と電力変換方法を提供することを目的とする。
さらに、本発明は、空間ベクトルの考え方を用い、出力電圧ベクトルを基本とする考えを適用し、演算が確実で容易、出力電圧のパルス歪みと入力電流歪みを減少させ、小型で低コストの電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記問題を解決するため、本発明は、次のように構成したのである。
請求項１に記載の発明は、３相交流電源の各相と３相出力側の各相を自己消弧能力を持つ双方向スイッチで接続し，前記３相交流電源の電圧をＰＷＭ制御することで任意の電圧を出力する電力変換方法において，前記３交流電源の３相電源電圧を検出するステップと、前記３相電源電圧を仮想中性点電圧からみて最大電圧と中間電圧と最小電圧に振り当てるステップと、制御サンプリング周期ごとに、出力電圧指令と前記３相電源電圧とから、ＰＷＭ周期中に出力相の１相をスイッチングせず所定の状態で固定し他の相をスイッチングする１相固定スイッチングモードか、ＰＷＭ周期中に全相がスッチングする全相スイッチングモードかを決定するステップと、選択したスイッチングモードと、前記出力電圧指令と、前記３相電源電圧と、から双方向スイッチのオンオフパターンを決定するステップと、前記オンオフパターンに基づき双方向スイッチをオンオフさせるステップと、を備えることを特徴とするものである。
【００１４】
請求項２に記載の発明は，交流電源の各相と出力側の各相を自己消弧能力を持つ双方向スイッチで接続し，交流電源電圧を前記スイッチのオンオフ状態を制御することで任意の電圧を出力する電力変換装置において，交流電源の中性点からみた各相の電圧値に基き，交流電源の最高の電圧値を持つＰ相と中間の電圧値を持つＭ相，最低の電圧値を持つＮ相へ種類分けを行い、出力側の相と交流電源との接続状態により決定される電圧ベクトルを六角形空間ベクトル図に対応させ，出力すべき瞬時電圧ベクトルと同じ電圧ベクトルを，前記六角形空間ベクトル図より選択し、前記瞬時電圧ベクトルのベクトル成分を演算するベクトル成分演算器と、前記ベクトル成分より，電圧ベクトルの出力時間を演算する出力時間演算器とを備え，前記出力時間演算器の演算結果に基いて，電力変換装置のスイッチをオンオフ制御することを特徴とするものである。
【００１５】
請求項３に記載の発明は，請求項２記載の電力変換装置において、前記ベクトル成分演算器および前記出力時間演算器は、一定周期毎に演算を繰り返すことを特徴とするものである。
請求項４に記載の発明は，請求項２記載の電力変換装置において、同じベクトル成分をもつ電圧ベクトルが複数存在する場合は、所定の時間ごとに複数の電圧ベクトルを順次選択し、交流電源の入力電流を正弦波化させることを特徴とするものである。
請求項５に記載の発明は，請求項２記載の電力変換装置において、３相交流出力の各相を３相交流電源のＰ相、Ｎ相、Ｍ相に電気的に接続することで得られるｃｍベクトルを出力するＰＷＭパルスパターンと、出力しないＰＷＭパルスパターンとを切り替えるＰＷＭパルスパターン切り替え器を備えることを特徴とするものである。
請求項６に記載の発明は，請求項５記載の電力変換装置において、前記ＰＷＭパルスパターン切り替え器は、入力電流の位相と出力電圧の位相に基づいて動作することを特徴とするものである。
請求項７に記載の発明は，請求項２記載の電力変換装置において、３相交流出力の各相を３相交流電源のＭ相およびＰ相またはＮ相のいずれか一方に接続するａｐ、ａｎ、ｂｐ、ｂｎベクトルと零ベクトルのＰＷＭパルスパターンだけを使用することを特徴とするものである。
請求項８に記載の発明は，請求項２記載の電力変換装置において、出力電圧が入力電源の線間電圧最大値の１／３程度以下の値をとる第１の設定値以下では３相交流出力の各相を３相交流電源のＭ相およびＰ相またはＮ相のいずれか一方に接続するａｐ、ａｎ、ｂｐ、ｂｎベクトルと零ベクトルのＰＷＭパルスパターンだけを使用することを特徴とするものである。
【００１９】
請求項７に記載の発明によると、出力相の１相をスイッチングせず所定の状態で固定し他の相をスイッチングする１相固定スイッチングモードと、ＰＷＭ周期中に全相がスッチングする全相スイッチングモードとを備えるので、ＰＷＭパルス幅が狭くなる場合には１相固定スイッチングモードから全相スイッチングモードに切り替えるので、狭いＰＷＭパルス幅を解消することができ、出力電圧および出力電流の歪みを低減することができ、転流シーケンスや半導体素子の特性上の電圧降下の補正を確実に行うことができる電力変換方法を提供できる。
【００２０】
請求項８記載の発明によると、空間ベクトルを利用し演算処理を行うので、出力電圧の演算処理が容易になる。
請求項９記載の発明によるとＰＷＭ制御により、出力電圧の歪みが減少する。
請求項１０記載の発明によると、入力電流の制御をベクトル選択・調整により行い、入力電流制御の演算処理が容易になる。
請求項１１記載の発明によると、出力するＰＷＭパルスパターンの変更を行うことで、入力電流と出力電圧の歪みを切替えることができる。
請求項１２記載の発明によれば、出力するＰＷＭパルスパターンの変更を運転中に行うことで、入力電流と出力電圧の歪みを運転中に調整することができる。
請求項１３記載の発明によれば、低い出力電圧を確実に出力でき、かつ入力電流と出力電圧の歪みを低減できる。
また、本発明によれば、演算が確実かつ容易なので、安価な装置で制御が可能となり、電力変換装置の高性能化、低コスト化、小形化ができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。
【実施例１】
【００２２】
図１は、本発明の電力変換装置の構成例を示す図である。図において、１は３相の電源、２は直接形電力変換装置の主回路、３は負荷（モータなど）、４は直接形電力変換回路の制御回路である。
【００２３】
３相の電源電圧と位相に関して、図６に示すように中性点からみた最大電圧相をＰ、最小電圧相をＮ、中間電圧相をＭとして振り当てを行い、空間ベクトルの概念を利用すると、直接形電力変換回路の出力電圧空間ベクトルは図７の一例のように書くことができる。通常は電力変換装置では、中性点電圧は直接観測不可能なので、図１２のように３相電源の各相を同一抵抗値の抵抗をスター形に接続し、接続点電圧を仮想中性点電圧として用いたり、線間電圧から計算式によって相電圧を求めている（例えば、Ｒ相電圧ＥＲはＲ相とＳ相の線間電圧ＥＲＳとＴ相とＲ相の線間電圧ＥＴＲを用いてＥＲ＝（ＥＲＳ−ＥＴＲ）／３として計算することができる。）図７においてａ、ａｐ、ａｎ、ｂ、ｂｐ、ｂｎと分類された電圧ベクトルは入力電源の電圧状態によって長さが変動し、ｃｍと分類された電圧ベクトルは入力電源の電圧状態によって、長さと角度が変動する。電力変換装置が出力する電圧指令が電圧ベクトルで（θ、ｋ）であった場合、図８に示されるように出力電圧指令のａベクトル成分Ｖａとｂベクトル成分Ｖｂを、ａ、ａｐ、ａｎ、ｂ、ｂｐ、ｂｎ、ｃｍおよびＯｐ、Ｏｍ、Ｏｎで分類されたベクトルの組み合わせによってＰＷＭ（パルス幅変調）にて出力する。ＰＷＭパルスパターンとしては図９、１０で示すような１相を停止した２相変調とすることが一般的である。
【００２４】
ＰＷＭパルス幅は図８に示すように、出力電圧指令のａベクトル成分Ｖａまたはｂベクトル成分Ｖｂに応じて出力されるので、出力電圧指令がａベクトルの角度近傍であれば、ｂベクトル成分Ｖｂに対応するＰＷＭパルスは狭くなり、出力電圧指令がｂベクトルの角度近傍であれば、ａベクトル成分Ｖａに対応するＰＷＭパルスが狭くなる。また、出力電圧指令が低い場合にはａベクトル成分Ｖａとｂベクトル成分Ｖｂに対応するＰＷＭパルスはともに狭くなる。実際に出力されるＰＷＭパルス幅は、入力電源の状態によってＯｐ、Ｏｎのどちらを利用するかに依存し、入力電源の相電圧絶対値の最大値が正の場合は図９、負の場合は図１０のように変化し、図９のようにＯｐを利用する場合はｂベクトル成分を表現するＰＷＭパルスはＯｐによってパルス幅が延長され問題ないが、ａベクトル成分のＰＷＭパルスが狭くなると問題となる。また図１０のようにＯｎを利用する場合はａベクトル成分を利用するＰＷＭパルスはＯｎによってパルス幅が延長され問題ないが、ｂベクトル成分のＰＷＭパルスが狭くなると問題となる。
【００２５】
本発明では、ＰＷＭ周期中に出力相の１相をスイッチングせず所定の状態で固定し他の相をスイッチングする１相固定スイッチングモード（３相出力の場合は２相変調ＰＷＭと呼ぶ）と、ＰＷＭ周期中に全相がスッチングする全相スイッチングモード（３相変調ＰＷＭと呼ぶ）とを切り替えるスイッチングモード切替部を備えた。つまり、図１に示すような構成とし、制御演算回路で演算された各ベクトルのＰＷＭパルス幅を３相変調ＰＷＭパルス発生器と２相変調ＰＷＭパルス発生器に渡し、それぞれのＰＷＭパルス発生器の出力を制御演算回路からの切替信号によってスイッチングモード切替回路にて選択する。制御演算回路は図９の例でａベクトル成分のＰＷＭパルス幅が予め設定された値より狭くなる場合には、ＰＷＭ周期中に出力相の１相をスイッチングせず所定の状態で固定し他の相をスイッチングする１相固定スイッチングモードからＰＷＭ周期中に全相がスッチングする全相スイッチングモードへ切り替えることで、ＰＷＭパルス幅を確保し、図１０の例でｂベクトル成分のＰＷＭパルス幅が予め設定された値より狭くなる場合には、１相のスイッチングを停止する２相変調から、図３の例に示すような全相スイッチングモードへ切り替えることで、ＰＷＭパルス幅を確保する。なお、予め設定された値は直接形交流電力変換装置の動作状態や転流シーケンス方法、スイッチ素子の特性に依存するので、それらに応じて設定される。
【００２６】
このようにＰＷＭパルス幅を確保すれば、転流シーケンス必要な時間幅やスイッチングの遅れなどの影響によりＰＷＭパルスが出力されなくなることがなくなるので、出力電圧の歪みが減少し、出力電流の歪みも減少する。更に、転流シーケンスや半導体素子の特性上の電圧降下の補正もＰＷＭパルス幅が確保されるので可能となり、出力電圧と出力電流の歪みが更に減少する。ＰＷＭパルスの切替は補正を行う制御演算回路が行うので、切替に応じた補正を行うことができる。
【００２７】
図２および図３の例ではＯｐ、Ｏｎどちらか一方を利用するような例を示したが、例えば図５のように均等に分配するなど、Ｏｐ、Ｏｎどちらも利用するＰＷＭパルスとしても良い。しかし、図２および図３の方がスイッチング回数が少ないので、スイッチングロスの面で有利である。
【実施例２】
【００２８】
ＰＷＭパルスは出力電圧指令がａベクトルまたはｂベクトルとの角度近傍となった場合に狭くなる。直接形電力変換装置ではａベクトルとｂベクトルの角度は変動しないので、出力電圧指令の位相がａベクトルまたはｂベクトルに近い角度となった場合に図１の制御演算装置にて切替信号を発生し３相変調に切替えることでＰＷＭパルス幅を監視することなくＰＷＭパルス幅を確保することができる。なお、切替える角度の幅は転流シーケンス方法、スイッチ素子の特性に依存するので、それらに応じて設定される。
【実施例３】
【００２９】
出力電圧指令の位相によって切り替えを行うと、ＰＷＭパルス幅が狭くなる問題が発生しない場合でも切替を行い、スイッチングロスが増えてしまう。図９のＰＷＭパルスと図１０のＰＷＭパルスの変化は入力電源の電圧状態に依存するので、入力電源の電圧と出力電圧指令の位相からＰＷＭパルス幅が狭くなる条件を予測し、例えば図９の場合では出力電圧指令の位相がｂベクトルの角度に近くなった場合にのみ２相変調から３相変調とへ切り替えることでスイッチングロスを抑えることができる。なお、切替える角度の幅は転流シーケンス方法、スイッチ素子の特性に依存するので、それらに応じて設定される。
【実施例４】
【００３０】
出力電圧が低いとＰＷＭパルスのａベクトル成分とｂベクトル成分がともに狭くなってしまうので、出力電圧指令が低い場合には、図５のようにＯｐとＯｎをともに使うＰＷＭパルスか、図４の例に示すようなＰＷＭパルスとしてＰＷＭパルス幅を確保する。図２、図３のＰＷＭパルスはパルス幅が狭くなる部分があるので、出力電圧が低い場合には利用できない。図４の例ではＰＷＭパルスがＰからＮまたはＮからＰへ直接スイッチングすることがないので、１スイッチング当たりのスイッチングロスが少なく、ノイズ、サージ電圧も低減することができる。また、図４の（Ｍ、Ｍ、Ｍ）となる零ベクトルは、二つの相の同時スイッチングによる電圧誤差やサージが許容できるのであれば省略しても良い。
【００３１】
図１１は、本発明の電力変換方法を示すフローチャートで制御サンプリング周期ごとに行われる。図１１において、ステップＳＴ１で３相交流電源の３相電源電圧を検出する。次にステップＳＴ２で３相電源電圧を仮想中性点からみたときの最大電圧、最小電圧、中間電圧に振り当てる。次にステップＳＴ３で出力電圧指令と３相電源電圧とから１相スイッチングモードか全相スイッチングモードかを決定する。次にステップＳＴ４でスイッチングモードと出力電圧指令と３相電源電圧から双方向スイッチのオンオフパターンを決定する。次にステップＳＴ５でオンオフパターンに基づき双方向スイッチをオンオフする。
【実施例５】
【００３２】
３相の電源電圧と位相に関して、図６に示すように中性点からみた最大電圧相をＰ、最小電圧相をＮ、中間電圧相をＭとして振り当てを行う。入力電源位相としてＲ相電圧の最高点を基準（θｉ＝０）とした場合のＲ、Ｓ、ＴとＰ、Ｍ、Ｎの割り当てを表１にＰ、Ｍ、ＮとＲ、Ｓ、Ｔの電源電圧位相による対応としてまとめる。
【表１】
【００３３】
【００３４】
このように仮想ＤＣ電圧を定義した場合、直接形電力変換回路が出力できる、電圧ベクトルは図７のように書くことができる。直接形電力変換回路は図のように２７＝３３のベクトルを出力でき、これらのベクトルを、零ベクトル（ｏｐ、ｏｍ、ｏｎ） 、相の順方向ベクトル（ａ、ａｐ、ａｎ）相と逆方向ベクトル（ｂ、ｂｐ、ｂｎ）、中間ベクトル（ｃｍ）のように分類する。
零ベクトルを除く各ベクトルは入力電圧の位相状態によって長さが変動し、ｃｍベクトルは更に隣接するａベクトルとｂベクトルの先端を結ぶ線（図７の点線）上を移動する。図形上、ｃｍベクトルのａベクトル成分はａｐベクトル、ｂベクトル成分はｂｎベクトルと等価である。ベクトルは図１３に示すように移動し、以下に示す条件で他のベクトルと一致する。
（１）Ｍに当たる入力相の電位とＮに当たる入力相の電位が等しい場合はＮ＝Ｍとなるので、ｃｍ（ＰＭＮ）＝ａ（ＰＮＮ）＝ａｐ（ＰＭＭ）である。（このときａｎ＝ｂｎ＝ｏｎとなる。）
（２）Ｍに当たる入力相の電位とＰに当たる入力相の電位が等しい場合はＰ＝Ｍとなるので、ｃｍ（ＰＭＮ）＝ｂ（ＰＰＮ）＝ｂｎ（ＭＭＮ）である。（このときａｐ＝ｂｐ＝ｏｐとなる。）
（３）Ｍにあたる入力相の電位が、Ｐにあたる入力相とＮに当たる入力相の電位の中間値になる場合は、ａベクトルに対し３０°のなす角を持ち、長さが（√３）／２となる。（このときａｐ＝ａｎ＝ａ／２、ｂｐ＝ｂｎ＝ｂ／２となる。）
直接形交流電力変換装置の出力ベクトルの順番を考える上で、以下のような制限を設けることが一般的である。
（I）Ｐ、 Ｍ、 Ｎのスイッチングの時にＰとＭ間、ＭとＮ間は相互に自由にスイッチできるが、ＰとＮ間は直接移行できないものとする。
（II）２相の同時スイッチングは、原則として許容しないものとする。
直接形電力変換回路は更に
（III）入力線間を短絡しない。
（IV）出力線間を開放しない。
このような制限によって、安全性および、出力電圧、入力電流の歪みを低減できる。図７の条件を持つ空間ベクトル概念では既にこの制限が入るので、これらについて特に考慮する必要はない。
モータドライブ用直接形電力変換回路はＡＣ入力電流を制御することで、入力電流を正弦波化し、入力力率を１にする。入力電流の制御は負荷モータが電流源であると想定し、負荷電流を出力電圧ベクトルの選択によって入力端子に分配することで実現する。
例えば図７のＡ領域において、領域を構成するベクトルを出力した場合の、入力相電流ＩＰ、ＩＭ、ＩＮと出力相電流Ｉ（Ｕ）、Ｉ（Ｖ）、Ｉ（Ｗ）との関係は表２の出力ベクトルと入力相電流−出力相電流との関係（Ａ領域）のようになる。
【表２】
【００３５】
【００３６】
ここでＰ相電流ＩＰ、Ｍ相電流ＩＭ、Ｎ相電流ＩＮは図６に示すように実際の入力電圧相（Ｒ、Ｓ、Ｔ）へ対応できる。
ａ、ａｐ、ａｎベクトルおよびｂ、ｂｐ、ｂｎベクトルは同じ方向を持つベクトル、ｃｍベクトルはａ、ｂベクトルの組み合わせでも出力でき、ＰＷＭパルスの組み合わせに冗長性があるので、出力ベクトルの組み合わせ選択と表２の対応によって入力電流の制御が可能である。表２を各領域に展開すると表３の出力ベクトルと入力相電流−出力相電流との関係のようにまとめることができる。ここで変数Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３は領域によって表４のＰ１、Ｐ２、Ｐ３とＵ、Ｖ、Ｗ相との対応のように変化する。
【表３】
【００３７】
【表４】
【００３８】
【００３９】
次に入力電流制御とＰＷＭパルスパターンの関係を説明する。まず、図６のＰ相電圧をＥＰ、Ｍ相電圧をＥＭ、Ｎ相電圧をＥＮとし、入力線間電圧の最高値ｄＥｍａｘと中間値ｄＥｍｉｄ、最低値ｄＥｍｉｎを以下の式のように定義する。
ｄＥｍａｘ＝ＥＰ−ＥＮ （１）
ｄＥｍｉｄ＝ＥＰ−ＥＭ ｉｆ Ｅｂａｓｅ＝ＥＰ
＝ＥＭ−ＥＮ ｉｆ Ｅｂａｓｅ＝ＥＮ （２）
ｄＥｍｉｎ＝ＥＭ−ＥＮ ｉｆ Ｅｂａｓｅ＝ＥＰ
＝ＥＰ−ＥＭ ｉｆ Ｅｂａｓｅ＝ＥＮ （３）
Ｅｂａｓｅは相電圧の絶対値が最大になる相であり図６のような対応となる。
【００４０】
Ｅｂａｓｅのθｉによる変化を表５にＥｂａｓｅとＥＰ、ＥＭ、ＥＮの関係としてまとめる。
【表５】
【００４１】
【００４２】
ここでｄＥｍａｘ、ｄＥｍｉｄ、ｄＥｍｉｎと空間ベクトルの長さの対応は次のようになる。
【００４３】
【数１】
Ｒｒはθｉに依存し１〜２／（√３）の値をとる。
【００４４】
出力電圧の電圧指令Ｖｏが極座標で（θ、ｋ）とすると、出力電圧指令ベクトルと空間ベクトル図の関係は図８のようになる。ここで、θはＵ相ａベクトルからのなす角、また出力電圧指令に隣接するａベクトルからのなす角をθ’とする。
【００４５】
出力電圧指令ベクトルＶｏ（θ、ｋ）のａベクトル方向成分Ｖａとｂベクトル方向成分Ｖｂは次式で計算することができる。
Ｖａ＝ｋ・ｓｉｎ（π／３−θ’） （７）
Ｖｂ＝ｋ・ｓｉｎ（θ’） （８）
【００４６】
そしてそれらの長さＶａ、Ｖｂと３相出力電圧指令との対応を２レベルインバータの３相変調ＰＷＭに発生方式のように書くと図２１のようになる。図２１は、キャリアの振幅を０．５とし、３相出力電圧指令を正規化した例である。
【００４７】
出力相電圧の最高値をＶｍａｘ、中間値をＶｍｉｄ、最低値をＶｍｉｎとすると、
｜Ｖａ｜＝Ｖｍａｘ−Ｖｍｉｄ （９）
｜Ｖｂ｜＝Ｖｍｉｄ−Ｖｍｉｎ （１０）
である。この式を用いてＶａ、Ｖｂを計算しても良い。
【００４８】
また、出力線間電圧の最高値ｄＶｍａｘと中間値ｄＶｍｉｄは以下の式のようになる。
ｄＶｍａｘ＝Ｖｍａｘ−Ｖｍｉｎ＝｜Ｖａ｜＋｜Ｖｂ｜ （１１）
ｄＶｍｉｄ＝Ｖｍａｘ−Ｖｍｉｄ＝｜Ｖａ｜ ｉｆ θ’＜＝３０°
＝Ｖｍｉｄ−Ｖｍｉｎ＝｜Ｖｂ｜ ｉｆ θ’＞３０° （１２）
【００４９】
出力電圧指令ベクトルを領域を構成するベクトルで出力する場合、各ベクトルの単位時間あたりの出力時間を、
Ｔａ： ａベクトルの出力時間
Ｔｂ： ｂベクトルの出力時間
Ｔｃｍ：ｃｍベクトルの出力時間
Ｔａｐ：ａｐベクトルの出力時間
Ｔａｎ：ａｎベクトルの出力時間
Ｔｂｐ：ｂｐベクトルの出力時間
Ｔｂｎ：ｂｎベクトルの出力時間
Ｔｏｐ：ｏｐベクトルの出力時間
Ｔｏｍ：ｏｍベクトルの出力時間
Ｔｏｎ：ｏｎベクトルの出力時間
このように定義すると、Ｖａは各ベクトルのａベクトル成分、Ｖｂは各ベクトルのｂベクトル成分で合成されるので、｜Ｖａ｜、｜Ｖｂ｜は以下の式で計算できる。
｜Ｖａ｜＝
｜ａ｜・Ｔａ＋｜ａｐ｜・Ｔａｐ＋｜ａｎ｜・Ｔａｎ＋｜ａｐ｜・Ｔｃｍ （１３）
｜Ｖｂ｜＝
｜ｂ｜・Ｔｂ＋｜ｂｐ｜・Ｔｂｐ＋｜ｂｎ｜・Ｔｂｎ＋｜ｂｎ｜・Ｔｃｍ （１４）
【００５０】
さらに、直接形電力変換回路の入力電流は表３より以下の式で計算できる。
ＩＰ＝Ｉ（Ｐ１）・（Ｔａｐ＋Ｔｂｐ＋Ｔｃｍ＋Ｔａ＋Ｔｂ）＋Ｉ（Ｐ２）・（Ｔｂ＋Ｔｂｐ） （１５）
ＩＭ＝Ｉ（Ｐ１）・（Ｔａｎ＋Ｔｂｎ）＋Ｉ（Ｐ２）・（Ｔａｐ＋Ｔｂｎ＋Ｔｃｍ）
＋Ｉ（Ｐ３）・（Ｔａｐ＋Ｔｂｐ） （１６）
ＩＮ＝Ｉ（Ｐ２）・（Ｔａｎ＋Ｔａ）＋Ｉ（Ｐ３）・（Ｔａｎ＋Ｔｂｎ＋Ｔｃｍ＋Ｔａ＋Ｔｂ） （１７）
（ここで、入出力ともに３相交流電流は平衡しているので、Ｉ（Ｐ１）＋ Ｉ（Ｐ２）＋ Ｉ（Ｐ３）＝０、ＩＰ ＋ ＩＭ ＋ ＩＮ＝０である。）
入力電流を正弦波として、入力電源力率≒１の制御をする場合は、ＩＰ＞ＩＭ＞ＩＮとなり、入力電流の分配率αｉｃを
αｉｃ＝ＩＭ／ＩＮ ｉｆ Ｅｂａｓｅ＝ＥＰ
＝ＩＭ／ＩＰ ｉｆ Ｅｂａｓｅ＝ＥＮ （１８）
と定義する。このようにαｉｃを定義すると、入力電流は３相平衡しているので、αｉｃは０〜１の値をとる。
【００５１】
直接形電力変換回路の２相変調ＰＷＭではｄＥｍａｘ、ｄＥｍｉｄのみを使い、ｄＥｍｉｎの相電圧を出力しないので、ａｐ、ａｎ、ｂｐ、ｂｎベクトルの中で長さの短い方のベクトルを使わない制御を行う。このようなＰＷＭパルスパターンとベクトルの出力時間は以下のようになる。
【００５２】
（１） Ｅｂａｓｅ＝Ｅｐの場合
式（５）より、ｄＥｍｉｄ＝｜ａｐ｜＝｜ｂｐ｜なので、ｄＥｍｉｎの値をとるａｎ、 ｂｎベクトルの出力時間は零Ｔａｎ＝Ｔｂｎ＝０とする。このとき、ＰＷＭ半周期でのパルス順序例を考えるとｏｐ−ｂｐ−ｂ−ｃｍ−ａおよびｏｐ−ｂｐ−ａｐ−ｃｍ−ａとなり図１４（ａ）（ｂ）のようなパルスになる。
ここでＰ１、Ｐ２、Ｐ３は出力電圧指令ベクトルの存在する領域によって表４のようにＵ、Ｖ、Ｗの相に切り替わる。
【００５３】
式（１３）、（１４）より、出力電圧とベクトルの出力時間との関係は式（１９）（２０）になる。
｜Ｖａ｜＝ｄＥｍａｘ・Ｔａ＋ｄＥｍｉｄ・（Ｔａｐ＋Ｔｃｍ） （１９）
｜Ｖｂ｜＝ｄＥｍａｘ・Ｔｂ＋ｄＥｍｉｄ・Ｔｂｐ＋ｄＥｍｉｎ・Ｔｃｍ （２０）
【００５４】
式（１５）、（１６）、（１７）より、入力電流とベクトルの出力時間との関係は式（２１）（２２）（２３）になる。
ＩＰ＝Ｉ（Ｐ１）・（Ｔａｐ＋Ｔｂｐ＋Ｔｃｍ＋Ｔａ＋Ｔｂ）
＋Ｉ（Ｐ２）・（Ｔｂ＋Ｔｂｐ） （２１）
ＩＭ＝Ｉ（Ｐ２）・（Ｔａｐ＋Ｔｃｍ）＋Ｉ（Ｐ３）・（Ｔａｐ＋Ｔｂｐ） （２２）
ＩＮ＝Ｉ（Ｐ２）・（Ｔａ）＋Ｉ（Ｐ３）・（Ｔｃｍ＋Ｔａ＋Ｔｂ） （２３）
【００５５】
入力電流の分配率は、αｉｃ＝ＩＭ ／ＩＮ なので、Ｉ（Ｐ２）とＩ（Ｐ３）の項の比を考えると、αｉｃと出力時間との関係は以下のようになる。
【００５６】
【数２】
【００５７】
従って、式（１９）より
Ｔａ＝｜Ｖａ｜／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ） （２５）
Ｔｃｍ＝αｉｃ・Ｔａ−Ｔａｐ （２６）
また、
｜Ｖａ｜＋｜Ｖｂ｜
＝ｄＥｍａｘ・（Ｔａ＋Ｔｂ）＋ｄＥｍｉｄ・（Ｔａｐ＋Ｔｂｐ＋Ｔｃｍ）＋ｄＥｍｉｎ・Ｔｃｍ
＝ｄＥｍａｘ・（Ｔａ＋Ｔｂ）＋ｄＥｍｉｄ・（Ｔａｐ＋Ｔｂｐ）＋（ｄＥｍｉｄ＋ｄＥｍｉｎ）・Ｔｃｍ
＝ｄＥｍａｘ・（Ｔａ＋Ｔｂ＋Ｔｃｍ）＋ｄＥｍｉｄ・（Ｔａｐ＋Ｔｂｐ） （２７）
（Ｔａ＋Ｔｂ＋Ｔｃｍ）
＝（｜Ｖａ｜＋｜Ｖｂ｜）／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ） （２８）
なので、他のベクトルの出力時間は以下の式で計算できる。
Ｔｂ＝（｜Ｖａ｜＋｜Ｖｂ｜）／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ）−Ｔａ−Ｔｃｍ
＝｜Ｖｂ｜ ／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ）−Ｔｃｍ
＝（｜Ｖｂ｜−αｉｃ｜Ｖａ｜）／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ）＋Ｔａｐ （２９）
従って、
Ｔｂ−Ｔａｐ
＝（｜Ｖｂ｜−αｉｃ｜Ｖａ｜）／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ） （３０）
ここで、Ｔｂ≧０、Ｔａｐ≧０なので、（｜Ｖｂ｜−αｉｃ｜Ｖａ｜）≧０ならばＴａｐ＝０としてＴｂを求め図１４（ａ）のＰＷＭパルスパターンを出力し、（｜Ｖｂ｜−αｉｃ｜Ｖａ｜）＜０ならばＴｂ＝０としてＴａｐを求め図１４（ｂ）のＰＷＭパルスパターンを出力する。
【００５８】
Ｔａｐ＝０の時
Ｔｂ＝（｜Ｖｂ｜−αｉｃ｜Ｖａ｜）／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ） （３１）
Ｔｃｍ＝αｉｃ・Ｔａ＝αｉｃ・｜Ｖａ｜／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ） （３２）
Ｔｂｐ＝αｉｃ・（｜Ｖａ｜＋｜Ｖｂ｜）／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ） （３３）
【００５９】
Ｔｂ＝０の時
Ｔａｐ＝（αｉｃ｜Ｖａ｜−｜Ｖｂ｜）／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ） （３４）
Ｔｃｍ＝｜Ｖｂ｜／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ） （３５）
Ｔｂｐ＝（１＋αｉｃ）・｜Ｖｂ｜／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ） （３６）
Ｔｏｐ＝１−（Ｔａｐ＋Ｔｂｐ＋Ｔｂ＋Ｔｃｍ＋Ｔａ） （３７）
Ｔａｎ＝Ｔｂｎ＝０ （３８）
【００６０】
（２）Ｅｂａｓｅ＝Ｅｎの場合
式（５）より、ｄＥｍｉｄ＝｜ａｎ｜＝｜ｂｎ｜なので、ｄＥｍｉｎの値をとるａｐ、 ｂｐベクトルの出力時間は零Ｔａｐ＝Ｔｂｐ＝０とする。このとき、パルス順序を考えるとｂ−ｃｍ−ａ−ａｎ−ｏｎおよびｂ−ｃｍ−ｂｎ−ａｎ−ｏｎのようになり図１４（ｃ）（ｄ）のようなパルスになる。
ここでＰ１、Ｐ２、Ｐ３は出力電圧指令ベクトルの存在する領域によって表４のようにＵ、Ｖ、Ｗの相に切り替わる。
【００６１】
式（１３）、（１４）より、出力電圧とベクトルの出力時間との関係は以下のようになる。｜Ｖａ｜＝ｄＥｍａｘ・Ｔａ＋ｄＥｍｉｄ・Ｔａｎ＋ｄＥｍｉｎ・Ｔｃｍ （３９）
｜Ｖｂ｜＝ｄＥｍａｘ・Ｔｂ＋ｄＥｍｉｄ・（Ｔｂｎ＋Ｔｃｍ） （４０）
【００６２】
式（１５）、（１６）、（１７）より、入力電流とベクトルの出力時間との関係は式（４１）（４２）（４３）になる。
ＩＰ＝Ｉ（Ｐ１）・（Ｔｃｍ＋Ｔａ＋Ｔｂ）＋Ｉ（Ｐ２）・（Ｔｂ） （４１）
ＩＭ＝Ｉ（Ｐ１）・（Ｔａｎ＋Ｔｂｎ）＋Ｉ（Ｐ２）・（Ｔｂｎ＋Ｔｃｍ） （４２）
ＩＮ＝Ｉ（Ｐ２）・（Ｔａｎ＋Ｔａ）＋Ｉ（Ｐ３）・（Ｔａｎ＋Ｔｂｎ＋Ｔｃｍ＋Ｔａ＋Ｔｂ） （４３）
【００６３】
入力電流の分配率は、αｉｃ＝ＩＭ ／ＩＰなので、Ｉ（Ｐ１）とＩ（Ｐ２）の項の比を考えると、αｉｃと出力時間との関係は式（４４）になる。
【００６４】
【数３】
【００６５】
従って、式（４０）より
Ｔｂ＝｜Ｖｂ｜／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ） （４５）
Ｔｃｍ＝αｉｃ・Ｔｂ−Ｔｂｎ （４６）
また、
｜Ｖａ｜＋｜Ｖｂ｜
＝ｄＥｍａｘ・（Ｔａ＋Ｔｂ）＋ｄＥｍｉｄ・（Ｔａｎ＋Ｔｂｎ＋Ｔｃｍ）＋ｄＥｍｉｎ・Ｔｃｍ
＝ｄＥｍａｘ・（Ｔａ＋Ｔｂ）＋ｄＥｍｉｄ・（Ｔａｎ＋Ｔｂｎ）
＋（ｄＥｍｉｄ＋ｄＥｍｉｎ）・Ｔｃｍ
＝ｄＥｍｉｎ・（Ｔａ＋Ｔｂ＋Ｔｃｍ）＋ｄＥｍｉｄ・（Ｔａｎ＋Ｔｂｎ） （４７）
（Ｔａ＋Ｔｂ＋Ｔｃｍ）
＝（｜Ｖａ｜＋｜Ｖｂ｜）／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ） （４８）
なので、他のベクトルの出力時間は式（４９）で計算できる。
Ｔａ＝（｜Ｖａ｜＋｜Ｖｂ｜）／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ）−Ｔｂ−Ｔｃｍ
＝｜Ｖａ｜／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ）−Ｔｃｍ
＝（｜Ｖａ｜−αｉｃ｜Ｖｂ｜）／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ）＋Ｔｂｎ （４９）
従って、
Ｔａ−Ｔｂｎ＝（｜Ｖａ｜−αｉｃ｜Ｖｂ｜）／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ） （５０）
ここで、Ｔａ≧０、Ｔａｎ≧０なので、（｜Ｖａ｜−αｉｃ｜Ｖｂ｜）≧０ならばＴｂｎ＝０としてＴａを求め図１４（ｃ）のＰＷＭパルスパターンを出力し、（｜Ｖａ｜−αｉｃ｜Ｖｂ｜）＜０ならばＴａ＝０としてＴｂｎを求め図１４（ｄ）のＰＷＭパルスパターンを出力する。
【００６６】
Ｔｂｎ＝０の時
Ｔａ＝（｜Ｖａ｜−αｉｃ｜Ｖｂ｜）／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ） （５１）
Ｔｃｍ＝αｉｃ・Ｔｂ （５２）
Ｔａｎ＝αｉｃ・（｜Ｖａ｜＋｜Ｖｂ｜）／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ） （５３）
【００６７】
Ｔａ＝０の時
Ｔｂｎ＝（αｉｃ｜Ｖｂ｜−｜Ｖａ｜）／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ） （５４）
Ｔｃｍ＝｜Ｖａ｜／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ） （５５）
Ｔａｎ＝（１＋αｉｃ）・｜Ｖａ｜／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ） （５６）
Ｔｏｎ＝１−（Ｔａｎ＋Ｔｂｎ＋Ｔｂ＋Ｔｃｍ＋Ｔａ） （５７）
Ｔａｐ＝Ｔｂｐ＝０ （５８）
【実施例６】
【００６８】
直接形電力変換回路においてＡＣ／ＤＣ変換回路とＤＣ／ＡＣ変換回路として分離して扱う場合には、出力へ２配線分のＤＣしか出力できないため、図７の空間ベクトルの中で、Ｐ、Ｍ、Ｎの３値を持つｃｍベクトルが出力できない。従って、この場合、ｃｍベクトルを使わない演算とすることで、ｃｍベクトルを使う・使わないを選択できる。
この場合の各ベクトルの出力時間演算は、次のように演算できる。
【００６９】
・ Ｅｂａｓｅ＝Ｅｐの場合
ＩＭ＝Ｉ（Ｐ１）・（Ｔａｎ＋Ｔｂｎ）＋Ｉ（Ｐ２）・（Ｔａｐ＋Ｔｂｎ）＋Ｉ（Ｐ３）・（Ｔａｐ＋Ｔｂｐ）
（５９）
ＩＮ＝Ｉ（Ｐ２）・（Ｔａｎ＋Ｔａ）＋Ｉ（Ｐ３）・（Ｔａｎ＋Ｔｂｎ＋Ｔａ＋Ｔｂ） （６０）
Ｉ（Ｐ１）＝−（Ｉ（Ｐ２）＋Ｉ（Ｐ３））より
ＩＭ＝Ｉ（Ｐ２）・（Ｔａｐ−Ｔａｎ）＋Ｉ（Ｐ３）・（Ｔａｐ＋Ｔｂｐ−Ｔａｎ−Ｔｂｎ） （６１）
【００７０】
【数４】
【００７１】
Ｅｂａｓｅ＝Ｅｐの場合｜ａｐ｜＝｜ｂｐ｜＞｜ａｎ｜＝｜ｂｎ｜なのでＴａｎ＝Ｔｂｎ＝０とすれば
【００７２】
【数５】
となり
【００７３】
【数６】
【００７４】
とすることで、入力電源力率≒１の制御が可能である。
Ｔａｐ＝αｉｃ・Ｔａ、Ｔｂｐ＝αｉｃ・Ｔｂより、
｜Ｖａ｜＝｜ａ｜・Ｔａ＋｜ａｐ｜・Ｔａｐ＝（｜ａ｜＋αｉｃ・｜ａｐ｜）・Ｔａ （６５）
｜Ｖｂ｜＝｜ｂ｜・Ｔｂ＋｜ｂｐ｜・Ｔｂｐ＝（｜ｂ｜＋αｉｃ・｜ｂｐ｜）・Ｔｂ （６６）
Ｔａ＝｜Ｖａ｜／（ｄＥｍａｘ＋αｉｃ・ｄＥｍｉｄ） （６７）
Ｔｂ＝｜Ｖｂ｜／（ｄＥｍａｘ＋αｉｃ・ｄＥｍｉｄ） （６８）
【００７５】
・ Ｅｂａｓｅ＝Ｅｎの場合
ＩＰ＝Ｉ（Ｐ１）・（Ｔａｐ＋Ｔｂｐ＋Ｔａ＋Ｔｂ）＋Ｉ（Ｐ２）・（Ｔｂ＋Ｔｂｐ） （６９）
ＩＭ＝Ｉ（Ｐ１）・（Ｔａｎ＋Ｔｂｎ）＋Ｉ（Ｐ２）・（Ｔａｐ＋Ｔｂｎ）＋Ｉ（Ｐ３）・（Ｔａｐ＋Ｔｂｐ）
（７０）
Ｉ（Ｐ３）＝−（Ｉ（Ｐ１）＋Ｉ（Ｐ２））より
ＩＭ＝Ｉ（Ｐ１）・（Ｔａｎ＋Ｔｂｎ−Ｔａｐ−Ｔｂｐ）＋Ｉ（Ｐ２）・（Ｔｂｎ−Ｔｂｐ）（７１）
【００７６】
【数７】
【００７７】
Ｅｂａｓｅ＝Ｅｎの場合｜ａｎ｜＝｜ｂｎ｜＞｜ａｐ｜＝｜ｂｐ｜なのでＴａｐ＝Ｔｂｐ＝０とすれば
【００７８】
【数８】
となり
【００７９】
【数９】
【００８０】
とすることで、入力電源力率≒１の制御が可能である。
Ｔａｎ＝αｉｃ・Ｔａ、Ｔｂｎ＝αｉｃ・Ｔｂより、
｜Ｖａ｜＝｜ａ｜・Ｔａ＋｜ａｎ｜・Ｔａｎ＝（｜ａ｜＋αｉｃ・｜ａｎ｜）・Ｔａ （７５）
｜Ｖｂ｜＝｜ｂ｜・Ｔｂ＋｜ｂｎ｜・Ｔｂｎ＝（｜ｂ｜＋αｉｃ・｜ｂｎ｜）・Ｔｂ （７６）
Ｔａ＝｜Ｖａ｜／（ｄＥｍａｘ＋αｉｃ・ｄＥｍｉｄ） （７７）
Ｔｂ＝｜Ｖｂ｜／（ｄＥｍａｘ＋αｉｃ・ｄＥｍｉｄ） （７８）
この場合に出力されるパルス例を図１５に示す。
ｃｍベクトルを使ったパルスと使わないパルスとの比較を考えると、ｃｍベクトルを使う場合は、出力電圧のスイッチング時の変化が少ない（ＰＮ間のスイッチングの発生がない）ので、出力電圧歪みが少なくなるが、入力電流のパルスに不連続が発生する場合（図１４（ａ）のＥＭ相、図１４（ｃ）のＥＭ相があり、入力電流の歪みが大きくなる。
【００８１】
ｃｍベクトルを使わない場合は、出力電圧のスイッチング時の変化が多い（ＰＮ間のスイッチングの発生がある）ので、出力電圧の歪みが多くなるが、入力電流のパルスに不連続が発生する場合はなく、入力電流の歪みがすくない。
【実施例７】
【００８２】
このように出力されるパルス列に応じて入力電流と出力電圧の歪みに差が発生するので、使用状況に応じて、これらのパルスを切替えるＰＷＭパルスパターン切り替え器を備えることで、入力電流の品質重視（系統への悪影響が少ない）か出力電圧の品質重視（出力ノイズが少ない）電力変換装置を選択できる、また、このように空間ベクトルを利用すれば演算アルゴリズムとＰＷＭパルスパターンの変更だけで切替えが可能となり、複雑なハードウェアが必要なくなるので変換装置を安価に構成できる。また、若干複雑になるが、運転中に図１４（ａ）の、図１４（ｃ）のパルスの発生の有無を入力電流の位相と瞬時出力電圧の位相から判断し、図１５のパルスに切替えるような構成とすれば、入力電流と出力電圧の歪みをそれぼど悪くしない図１４、１５のみと図１６のみの場合の中間を取るようにもでき、使用される電源や負荷の状況に応じてこれら３つを選択できる汎用性の高い電力変換装置とすることが可能となる。
【実施例８】
【００８３】
前述のＰＷＭパルスパターンは一相のスイッチングを停止する２相変調を利用しているので、出力電圧が低い場合にはデットタイムやスイッチング素子のオン時間が非常に短くなる場合があり、微小な電圧が出ないことがある。出力電圧が低い場合は、短い電圧ベクトルを利用することで、パルスの時間を長くすることができ、出力電圧を確保できる。この場合のパルス時間の演算方法は、長いベクトルａ、ｂ、ｃｍを使わないので、
｜Ｔａ｜＝｜Ｔｂ｜＝｜Ｔｃ｜＝０
として式（７９）〜（８３）を導くことができる。
｜Ｖａ｜＝｜ａｐ｜・Ｔａｐ＋｜ａｎ｜・Ｔａｎ （７９）
｜Ｖｂ｜＝｜ｂｐ｜・Ｔｂｐ＋｜ｂｎ｜・Ｔｂｎ （８０）
ＩＰ＝Ｉ（Ｐ１）・（Ｔａｐ＋Ｔｂｐ）＋Ｉ（Ｐ２）・（Ｔｂｐ） （８１）
ＩＭ＝Ｉ（Ｐ１）・（Ｔａｎ＋Ｔｂｎ）＋Ｉ（Ｐ２）・（Ｔａｐ＋Ｔｂｎ）＋Ｉ（Ｐ３）・（Ｔａｐ＋Ｔｂｐ）
（８２）
ＩＮ＝Ｉ（Ｐ２）・（Ｔａｎ）＋Ｉ（Ｐ３）・（Ｔａｎ＋Ｔｂｎ） （８３）
（ここで、入出力ともに３相交流電流は平衡しているので、
Ｉ（Ｐ１）＋ Ｉ（Ｐ２）＋ Ｉ（Ｐ３）＝０、ＩＰ ＋ ＩＭ ＋ ＩＮ＝０である。）
【００８４】
ａｐ、ａｎベクトルの合計出力時間をＴａｘ、ｂｐ、ｂｎベクトルの合計出力時間をＴｂｘとし、各出力比を
Ｔａｐ＝α１・Ｔａｘ、Ｔａｎ＝（１−α１）・Ｔａｘ （８４）
Ｔｂｐ＝α２・Ｔｂｘ、Ｔｂｎ＝（１−α２）・Ｔｂｘ （８５）
とすると、式（７９）〜（８３）は以下のように書き換えられる。
｜Ｖａ｜＝｜ａｐ｜・α１・Ｔａｘ＋｜ａｎ｜・（１−α１）・Ｔａｘ （８６）
｜Ｖｂ｜＝｜ｂｐ｜・α２・Ｔｂｘ＋｜ｂｎ｜・（１−α２）・Ｔｂｘ （８７）
ＩＰ＝Ｉ（Ｐ１）・α１・Ｔａｘ−Ｉ（Ｐ３）・α２・Ｔｂｘ （８８）
ＩＭ＝Ｉ（Ｐ１）・（１−２・α１）・Ｔａｘ＋Ｉ（Ｐ３）・（２・α２−１）・Ｔｂｘ （８９）
ＩＮ＝−Ｉ（Ｐ１）・（１−α１）・Ｔａｘ＋Ｉ（Ｐ３）・（１−α２）・Ｔｂｘ （９０）
入力電源力率≒１の制御のために入力電流の分配率αｉｃを
【００８５】
【数１０】
と定義すると、
【００８６】
（１）Ｅｂａｓｅ＝Ｅｐの場合αｉｃ＝（１−２・α１）／α１＝（２・α２−１）／（−α２）となり、α１＝α２＝１／（αｉｃ＋２）である。
αｉｃは０〜１の値を取るので、α１＝α２は１／３〜１／２の値を取る。
【００８７】
（２）Ｅｂａｓｅ＝ＥＮの場合αｉｃ＝（１−２・α１）／（−（１−α１））＝（２・α２−１）／（１−α１）となりα１＝（１＋αｉｃ）／（αｉｃ＋２）である。αｉｃは０〜１の値を取るので、α１ ＝α２は１／２〜２／３の値を取る。
【００８８】
α１＝α２の値が決まると、Ｔａｘ、Ｔｂｘは式（８６）、（８７）より
Ｔａｘ＝｜Ｖａ｜／｛｜ａｐ｜・α１＋｜ａｎ｜・（１−α１）｝ （９２）
Ｔｂｘ＝｜Ｖｂ｜／｛｜ｂｐ｜・α２＋｜ｂｎ｜・（１−α２）｝ （９３）
と決まり、Ｔａｐ、Ｔａｎ、Ｔｂｐ、Ｔｂｎは式（８４）、（８５）より求めることができる。
【００８９】
このような演算によって、図１６のような３相変調のパルス例を出力すれば、低い電圧も確実に出力できる。しかし、この場合ａ、ｂ、ｃｍベクトルを使わないので、出力できる最大電圧に制限が発生する。その概算は、式（９２）、（９３）において
【００９０】
Ｔａｘ＝１、Ｔｂｘ＝０の場合、出力できる｜Ｖａ｜の最低値は、｜ａｐ｜＝ｄＥｍａｘ−｜ａｎ｜で｜ａｎ｜は零〜ｄＥｍａｘまで変化し、α１は１／３〜２／３の値を取るので、
｜Ｖａ｜＝｛ｄＥｍａｘ・α１＋｜ａｎ｜・（１−２・α２）｝ （９４）
となる。これをグラフ化すると図１７のようになり、｜Ｖａ｜／ｄＥｍａｘは１／３〜２／３の値を取る。
【００９１】
Ｔａｘ＝０、Ｔｂｘ＝１の場合も同様の考察で、｜Ｖｂ｜／ｄＥｍａｘはαｉｃの条件によって１／３〜２／３の値を取る。従って、この変調は入力電源力率の制御を行う場合、出力電圧がｄＥｍａｘの１／３以下でないと出力電圧の歪みが大きくなることが分かる。本発明では、３相変調のパルスと２相変調のパルスは出力電圧ベクトルの長さがｄＥｍａｘの１／３以下の値をとる第１の設定値に応じて切替えることで、低電圧から高電圧までスムーズ且つ歪みが少なくできる電力変換装置とすることができる。
また、図１６のパルス例は、出力電圧のスイッチング時の変化が少なく（Ｐ−Ｎ間のスイッチングの発生がない）、入力電流のパルスに不連続が発生する場合もないので、出力電圧がｄＥｍａｘの１／３以下では入力電流、出力電圧共に歪みの少ないパルスとなる。
【実施例９】
【００９２】
出力電圧ベクトルの出力時間を演算ではなく、ダイレクト・トルク・コントロールのように決定してもよい。その場合には、出力電圧のベクトル状態によって出力されるパルスの遷移を、図１４、１５、１６例に示したような遷移になるよう選択し、これらを切替えることで、入力電流や出力電圧の歪みを低減した電力変換装置とすることができる。
【００９３】
図２０は本発明の構成を示すブロック図である。図２０において、１１は制御回路、１２はＰＷＭパルスパターン切り替え器、１３はベクトル成分演算器、１４は出力時間演算器、１５はＰＷＭパルスパターン演算器、１６は駆動回路である。制御回路１１は速度指令や負荷であるモータの速度信号から電流指令を生成し、電流指令とモータ電流信号から電圧指令を生成するとともに、交流電源の各相電圧を最高の電圧値を持つＰ相と中間の電圧値を持つＭ相、最低の電圧値を持つＮ相へ種類分けを行う。ＰＷＭパルス切り替え器１２は、電源電圧の位相関係などからｃｍベクトルを使用するかどうかを決定してＰＷＭパルスパターンを選択する。ベクトル成分演算器１３は、出力側の相と交流電源との接続状態により決定される電圧ベクトルを六角形空間ベクトル図に対応させ、出力すべき瞬時電圧ベクトルと同じ電圧ベクトルを、前記六角形空間ベクトル図より選択し、前記瞬時電圧ベクトルのベクトル成分を演算する。出力時間演算器１４は電圧ベクトル成分から、電圧ベクトルの出力時間を演算する。ＰＷＭパルスパターン演算器１５はベクトル成分の出力時間からＰＷＭパルスパターンを合成してゲート信号を生成する。駆動回路１６はゲート信号を絶縁増幅して双方向スイッチを駆動する。
【産業上の利用可能性】
【００９４】
本発明によれば出力電圧や出力電流の歪みが減少し、切替えも簡略化でき、スイッチングロスも少なくできるので、制御装置の高性能化、低コスト化、小形化が実現できる。このことからモータ駆動や、系統電源の周波数・電圧変換する電力変換装置という用途にも適用できる。
さらに、本発明によれば、空間ベクトルを利用し、容易に直接形電力変換回路の出力電圧ベクトル時間の演算が可能となり、電力変換装置の高性能化、低コスト化、小形化が実現できる。また、入力電流・出力電圧の歪みによる選択や調整が可能なので、電源や負荷のさまざまな状況に対応できる信頼性の高い電力変換装置を実現できる。このことからモータ駆動や、系統電源の周波数・電圧変換する電力変換装置という用途にも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００９５】
【図１】本発明の第１実施例を示す電力変換装置のブロック図
【図２】本発明の電力変換装置のＰＷＭパルスパターン切替例を示す図
【図３】本発明の電力変換装置のＰＷＭパルスパターン切替例を示す図
【図４】本発明の電力変換装置のＰＷＭパルスパターン切替例を示す図
【図５】本発明の電力変換装置のＰＷＭパルスパターン切替例を示す図
【図６】入力電源の状態と空間ベクトル図の符号との対応を示す図
【図７】空間ベクトル図
【図８】出力電圧指令と空間ベクトルの対応を示す図
【図９】従来の２相変調のＰＷＭパルス例１
【図１０】従来の２相変調のＰＷＭパルス例２
【図１１】本発明の電力変換方法を示すフローチャート
【図１２】仮想中性点を説明する図
【図１３】入力電源位相変動による空間ベクトル図の変化を示す図
【図１４】出力するパルス列の例を示す図
【図１５】出力するパルス列の例を示す図
【図１６】出力するパルス列の例を示す図
【図１７】図１６のパルス列で出力できる電圧のベクトル成分変化を示す図
【図１８】直接形交流電力変換装置の回路構成を示す図
【図１９】直接形交流電力変換装置の回路構成を示す図
【図２０】本発明の構成を示すブロック図
【図２１】３相瞬時電圧指令と、ベクトル成分の関係を示す図
【符号の説明】
【００９６】
１ 系統電源
２ パワー回路
３ 負荷器
４ 制御回路
５ モード切替回路
１１ 制御回路
１２ ＰＷＭパルスパターン切り替え器
１３ ベクトル成分演算器
１４ 出力時間演算器
１５ ＰＷＭパルスパターン演算器
１６ 駆動回路
ＳＵＲ Ｕ相とＲ相に接続した双方向スイッチ
ＳＵＳ Ｕ相とＳ相に接続した双方向スイッチ
ＳＵＴ Ｕ相とＴ相に接続した双方向スイッチ
ＳＶＲ Ｖ相とＲ相に接続した双方向スイッチ
ＳＶＳ Ｖ相とＳ相に接続した双方向スイッチ
ＳＶＴ Ｖ相とＴ相に接続した双方向スイッチ
ＳＷＲ Ｗ相とＲ相に接続した双方向スイッチ
ＳＷＳ Ｗ相とＳ相に接続した双方向スイッチ
ＳＷＴ Ｗ相とＴ相に接続した双方向スイッチ
ＥＮ 仮想中性点電圧
【０００１】
本発明は、交流電源から任意の周波数へ出力変換可能な電力変換装置に関し、特にパルス幅変調（ＰＷＭ）制御やダイレクト・トルク・コントロール制御を用いた電力変換装置と電力変換方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
直接形交流電力変換装置は、交流電源の各相と出力側の各々の相の間を自己消弧能力を持つ双方向スイッチの回路構成で接続し（図１８、図１９）、交流電源を直接任意の電圧・周波数に変換することが可能である。しかしスイッチに流れている電流を強制的にスイッチングするために、独自のスイッチングシーケンスが必要である。以後このスイッチングシーケンスを転流シーケンスと呼ぶ。ＰＷＭサイクロコンバータのスイッチングシーケンスは、特許文献１や特許文献２で開示されている。
【０００３】
転流シーケンスの作成方法としては、スイッチング素子の両端電圧の極性を判定する回路を用い、これにより得られたスイッチ間電圧極性信号を基に作成する方法と、スイッチング素子から流れ出る出力電流の向きを判定する出力電流方向検出回路により得られた出力電流方向信号を基に作成する方法などが挙げられる（例えば特許文献３、特許文献４）。転流シーケンスは、出力されたＰＷＭ信号を基にロジック回路において作成されることが多く、スイッチング素子のスイッチング時間を考慮して、ある一定の時間をかけて行う必要がある。そのため本来出力されるべき出力電圧の電圧指令値と、実際に出力される出力電圧との間に誤差が生じてしまう。その誤差は、電源の基準電圧の状態や転流シーケンスの情報源となるスイッチング素子の両端電圧極性や出力電圧の向きなどに依存して発生する。さらに双方向スイッチに電流が流れると、半導体素子の特性上の電圧降下が発生し、出力電圧の誤差が生ずる。このような問題に対して特許文献５では、このような誤差をあらかじめ指令へ補正することで回避しおり、特許文献６では、誤差が発生しないような転流シーケンスを用いることで回避している。また、直接形交流電力変換装置では、スイッチングロスを低減するために、一相のスイッチングを停止したＰＷＭパルスとする場合が一般的である（非特許文献１ 図２および非特許文献２ 図８）。また、ダイレクト・トルク・コントロール制御を用いたマトリクスコンバータは非特許文献３で開示されている。
【特許文献１】
特開平１１−３４１８０７
【特許文献２】
特開２０００−１３９０７６
【特許文献３】
特開２０００−２７２４
【特許文献４】
特開２００１−１６５９６６
【特許文献５】
特開２００３−３０９９７５ （図６、図７）
【特許文献６】
ＥＰ１３０６９６４ （Ｆｉｇ．５）
【非特許文献１】
直接形交流電力変換回路とその関連技術の現状と課題 マトリックスコンバータ（ＰＷＭ 制御サイクロコンバータ）平成１６年電気学会産業応用部門大会 １−Ｓ３−２
【非特許文献２】
直接形交流電力変換回路とその関連技術の現状と課題 直流リンク付き直接形交流電力変換回路 平成１６年電気学会産業応用部門大会 １−Ｓ３−３
【非特許文献３】
「Ｔｈｅ Ｕｓｅ ｏｆ Ｍａｔｒｉｘ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ ｉｎ Ｄｉｒｅｃｔ Ｔｏｒｑｕｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｏｆ Ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ Ｍａｃｈｉｎｅｓ」 Ｄｏｍｅｎｉｃｏ Ｃａｓａｄｅｉ 他、ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＩＮＤＵＳＴＲＩＡＬ ＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳ、 ＶＯＬ． ４８、 ＮＯ． ６、 ＤＥＣＥＭＢＥＲ ２００１
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来の直接形交流電力変換装置では、一相のスイッチングを停止したＰＷＭパルスとなっており、更に入力電源の状態によってＰＷＭパルスのパターンが変ってしまう。図９および図１０に入力電源の状態の異なるＰＷＭパルス例を示す。図９は入力電源の中間電圧ＥＭがＥＮに近い場合のＰＷＭパルスでＵ相のスイッチングが停止し、図１０は入力電源の中間電圧ＥＭがＥＰに近い場合のＰＷＭパルスでＷ相のスイッチングが停止する。これらスイッチングが停止する相は入力電源の状態により決まり出力電圧指令には依存しない。
【０００５】
出力電圧はＰＷＭのパルス幅によって決定されるので、例えば、Ｕ相がＰ、Ｖ相がＮ、Ｗ相がＮの状態となるパルス幅が非常に狭くなると、図９のＰＷＭパルスでは、このパルスはＶ相のスイッチングによってのみ発生されるので、Ｖ相の転流シーケンスに必要な時間幅やスイッチングの遅れなどの影響により、Ｕ相がＰ、Ｖ相がＮ、Ｗ相がＮの状態となるパルスが出力されなくなってしまうという問題があった。しかし、図１０のＰＷＭパルスでは、Ｕ相がＰ、Ｖ相がＮ、Ｗ相がＮの状態となるパルス幅はＵ相とＶ相のパルスの差分として出力されるので、この問題は発生せず、Ｕ相がＰ、Ｖ相がＰ、Ｗ相がＮの状態となるパルス幅に関して、この問題が生ずる。更に、転流シーケンスや半導体素子の特性上の電圧降下を補正するよう構成した場合、前述の狭いパルス幅に対する補正はできないので、出力電圧および出力電流の歪みも補正できないという問題があった。
また、従来の直接形交流電力変換装置のＰＷＭパルスパターン演算方法では、入力電流の制御を行いかつ出力電圧制御を行い、更に出力ＰＷＭパルスや出力電圧ベクトルの決定を同時に行うので、入力電流制御と出力電圧ベクトルとの関連を切り離すことができないという問題があった。また、非特許文献３のように仮想的にＡＣ／ＤＣ変換＋ＤＣ／ＡＣ変換装置として分け、制御上でＡＣ／ＤＣ変換装置の入力電流ベクトルとＤＣ／ＡＣ変換装置の出力電圧ベクトルを分けて考える制御方法では、考え方が複雑であり、さらに、入力の交流電源の各相全てを別々に出力の各相に接続するベクトル状態を取れないという問題があり、この方式では出力電圧の歪みが大きいという問題があった。
【０００６】
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、ＰＷＭパルスが狭くなった場合にも、出力電圧と出力電流の歪みを小さくできる電力変換装置と電力変換方法を提供することを目的とする。
さらに、本発明は、空間ベクトルの考え方を用い、出力電圧ベクトルを基本とする考えを適用し、演算が確実で容易、出力電圧のパルス歪みと入力電流歪みを減少させ、小型で低コストの電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記問題を解決するため、本発明は、次のように構成したのである。
請求項１に記載の発明は、３相交流電源の各相と３相出力側の各相を自己消弧能力を持つ双方向スイッチで接続し，前記３相交流電源の電圧をＰＷＭ制御することで任意の電圧を出力する電力変換方法において，前記３交流電源の３相電源電圧を検出するステップと、前記３相電源電圧を仮想中性点電圧からみて最大電圧と中間電圧と最小電圧に振り当てるステップと、制御サンプリング周期ごとに、出力電圧指令と前記３相電源電圧とから、ＰＷＭ周期中に出力相の１相をスイッチングせず所定の状態で固定し他の相をスイッチングする１相固定スイッチングモードか、ＰＷＭ周期中に全相がスッチングする全相スイッチングモードかを決定するステップと、選択したスイッチングモードと、前記出力電圧指令と、前記３相電源電圧と、から双方向スイッチのオンオフパターンを決定するステップと、前記オンオフパターンに基づき双方向スイッチをオンオフさせるステップと、を備えることを特徴とするものである。
【００１４】
請求項２に記載の発明は，交流電源の各相と出力側の各相を自己消弧能力を持つ双方向スイッチで接続し，交流電源電圧を前記スイッチのオンオフ状態を制御することで任意の電圧を出力する電力変換装置において，交流電源の中性点からみた各相の電圧値に基き，交流電源の最高の電圧値を持つＰ相と中間の電圧値を持つＭ相，最低の電圧値を持つＮ相へ種類分けを行い、出力側の相と交流電源との接続状態により決定される電圧ベクトルを六角形空間ベクトル図に対応させ，出力すべき瞬時電圧ベクトルと同じ電圧ベクトルを，前記六角形空間ベクトル図より選択し、前記瞬時電圧ベクトルのベクトル成分を演算するベクトル成分演算器と、前記ベクトル成分より，電圧ベクトルの出力時間を演算する出力時間演算器とを備え，前記出力時間演算器の演算結果に基いて，電力変換装置のスイッチをオンオフ制御することを特徴とするものである。
【００１５】
請求項３に記載の発明は，請求項２記載の電力変換装置において、前記ベクトル成分演算器および前記出力時間演算器は、一定周期毎に演算を繰り返すことを特徴とするものである。
請求項４に記載の発明は，請求項２記載の電力変換装置において、同じベクトル成分をもつ電圧ベクトルが複数存在する場合は、所定の時間ごとに複数の電圧ベクトルを順次選択し、交流電源の入力電流を正弦波化させることを特徴とするものである。
請求項５に記載の発明は，請求項２記載の電力変換装置において、３相交流出力の各相を３相交流電源のＰ相、Ｎ相、Ｍ相に電気的に接続することで得られるｃｍベクトルを出力するＰＷＭパルスパターンと、出力しないＰＷＭパルスパターンとを切り替えるＰＷＭパルスパターン切り替え器を備えることを特徴とするものである。
請求項６に記載の発明は，請求項５記載の電力変換装置において、前記ＰＷＭパルスパターン切り替え器は、入力電流の位相と出力電圧の位相に基づいて動作することを特徴とするものである。
請求項７に記載の発明は，請求項２記載の電力変換装置において、３相交流出力の各相を３相交流電源のＭ相およびＰ相またはＮ相のいずれか一方に接続するａｐ、ａｎ、ｂｐ、ｂｎベクトルと零ベクトルのＰＷＭパルスパターンだけを使用することを特徴とするものである。
請求項８に記載の発明は，請求項２記載の電力変換装置において、出力電圧が入力電源の線間電圧最大値の１／３程度以下の値をとる第１の設定値以下では３相交流出力の各相を３相交流電源のＭ相およびＰ相またはＮ相のいずれか一方に接続するａｐ、ａｎ、ｂｐ、ｂｎベクトルと零ベクトルのＰＷＭパルスパターンだけを使用することを特徴とするものである。
【００１９】
請求項７に記載の発明によると、出力相の１相をスイッチングせず所定の状態で固定し他の相をスイッチングする１相固定スイッチングモードと、ＰＷＭ周期中に全相がスッチングする全相スイッチングモードとを備えるので、ＰＷＭパルス幅が狭くなる場合には１相固定スイッチングモードから全相スイッチングモードに切り替えるので、狭いＰＷＭパルス幅を解消することができ、出力電圧および出力電流の歪みを低減することができ、転流シーケンスや半導体素子の特性上の電圧降下の補正を確実に行うことができる電力変換方法を提供できる。
【００２０】
請求項８記載の発明によると、空間ベクトルを利用し演算処理を行うので、出力電圧の演算処理が容易になる。
請求項９記載の発明によるとＰＷＭ制御により、出力電圧の歪みが減少する。
請求項１０記載の発明によると、入力電流の制御をベクトル選択・調整により行い、入力電流制御の演算処理が容易になる。
請求項１１記載の発明によると、出力するＰＷＭパルスパターンの変更を行うことで、入力電流と出力電圧の歪みを切替えることができる。
請求項１２記載の発明によれば、出力するＰＷＭパルスパターンの変更を運転中に行うことで、入力電流と出力電圧の歪みを運転中に調整することができる。
請求項１３記載の発明によれば、低い出力電圧を確実に出力でき、かつ入力電流と出力電圧の歪みを低減できる。
また、本発明によれば、演算が確実かつ容易なので、安価な装置で制御が可能となり、電力変換装置の高性能化、低コスト化、小形化ができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。
【実施例１】
【００２２】
図１は、本発明の電力変換装置の構成例を示す図である。図において、１は３相の電源、２は直接形電力変換装置の主回路、３は負荷（モータなど）、４は直接形電力変換回路の制御回路である。
【００２３】
３相の電源電圧と位相に関して、図６に示すように中性点からみた最大電圧相をＰ、最小電圧相をＮ、中間電圧相をＭとして振り当てを行い、空間ベクトルの概念を利用すると、直接形電力変換回路の出力電圧空間ベクトルは図７の一例のように書くことができる。通常は電力変換装置では、中性点電圧は直接観測不可能なので、図１２のように３相電源の各相を同一抵抗値の抵抗をスター形に接続し、接続点電圧を仮想中性点電圧として用いたり、線間電圧から計算式によって相電圧を求めている（例えば、Ｒ相電圧ＥＲはＲ相とＳ相の線間電圧ＥＲＳとＴ相とＲ相の線間電圧ＥＴＲを用いてＥＲ＝（ＥＲＳ−ＥＴＲ）／３として計算することができる。）図７においてａ、ａｐ、ａｎ、ｂ、ｂｐ、ｂｎと分類された電圧ベクトルは入力電源の電圧状態によって長さが変動し、ｃｍと分類された電圧ベクトルは入力電源の電圧状態によって、長さと角度が変動する。電力変換装置が出力する電圧指令が電圧ベクトルで（θ、ｋ）であった場合、図８に示されるように出力電圧指令のａベクトル成分Ｖａとｂベクトル成分Ｖｂを、ａ、ａｐ、ａｎ、ｂ、ｂｐ、ｂｎ、ｃｍおよびＯｐ、Ｏｍ、Ｏｎで分類されたベクトルの組み合わせによってＰＷＭ（パルス幅変調）にて出力する。ＰＷＭパルスパターンとしては図９、１０で示すような１相を停止した２相変調とすることが一般的である。
【００２４】
ＰＷＭパルス幅は図８に示すように、出力電圧指令のａベクトル成分Ｖａまたはｂベクトル成分Ｖｂに応じて出力されるので、出力電圧指令がａベクトルの角度近傍であれば、ｂベクトル成分Ｖｂに対応するＰＷＭパルスは狭くなり、出力電圧指令がｂベクトルの角度近傍であれば、ａベクトル成分Ｖａに対応するＰＷＭパルスが狭くなる。また、出力電圧指令が低い場合にはａベクトル成分Ｖａとｂベクトル成分Ｖｂに対応するＰＷＭパルスはともに狭くなる。実際に出力されるＰＷＭパルス幅は、入力電源の状態によってＯｐ、Ｏｎのどちらを利用するかに依存し、入力電源の相電圧絶対値の最大値が正の場合は図９、負の場合は図１０のように変化し、図９のようにＯｐを利用する場合はｂベクトル成分を表現するＰＷＭパルスはＯｐによってパルス幅が延長され問題ないが、ａベクトル成分のＰＷＭパルスが狭くなると問題となる。また図１０のようにＯｎを利用する場合はａベクトル成分を利用するＰＷＭパルスはＯｎによってパルス幅が延長され問題ないが、ｂベクトル成分のＰＷＭパルスが狭くなると問題となる。
【００２５】
本発明では、ＰＷＭ周期中に出力相の１相をスイッチングせず所定の状態で固定し他の相をスイッチングする１相固定スイッチングモード（３相出力の場合は２相変調ＰＷＭと呼ぶ）と、ＰＷＭ周期中に全相がスッチングする全相スイッチングモード（３相変調ＰＷＭと呼ぶ）とを切り替えるスイッチングモード切替部を備えた。つまり、図１に示すような構成とし、制御演算回路で演算された各ベクトルのＰＷＭパルス幅を３相変調ＰＷＭパルス発生器と２相変調ＰＷＭパルス発生器に渡し、それぞれのＰＷＭパルス発生器の出力を制御演算回路からの切替信号によってスイッチングモード切替回路にて選択する。制御演算回路は図９の例でａベクトル成分のＰＷＭパルス幅が予め設定された値より狭くなる場合には、ＰＷＭ周期中に出力相の１相をスイッチングせず所定の状態で固定し他の相をスイッチングする１相固定スイッチングモードからＰＷＭ周期中に全相がスッチングする全相スイッチングモードへ切り替えることで、ＰＷＭパルス幅を確保し、図１０の例でｂベクトル成分のＰＷＭパルス幅が予め設定された値より狭くなる場合には、１相のスイッチングを停止する２相変調から、図３の例に示すような全相スイッチングモードへ切り替えることで、ＰＷＭパルス幅を確保する。なお、予め設定された値は直接形交流電力変換装置の動作状態や転流シーケンス方法、スイッチ素子の特性に依存するので、それらに応じて設定される。
【００２６】
このようにＰＷＭパルス幅を確保すれば、転流シーケンス必要な時間幅やスイッチングの遅れなどの影響によりＰＷＭパルスが出力されなくなることがなくなるので、出力電圧の歪みが減少し、出力電流の歪みも減少する。更に、転流シーケンスや半導体素子の特性上の電圧降下の補正もＰＷＭパルス幅が確保されるので可能となり、出力電圧と出力電流の歪みが更に減少する。ＰＷＭパルスの切替は補正を行う制御演算回路が行うので、切替に応じた補正を行うことができる。
【００２７】
図２および図３の例ではＯｐ、Ｏｎどちらか一方を利用するような例を示したが、例えば図５のように均等に分配するなど、Ｏｐ、Ｏｎどちらも利用するＰＷＭパルスとしても良い。しかし、図２および図３の方がスイッチング回数が少ないので、スイッチングロスの面で有利である。
【実施例２】
【００２８】
ＰＷＭパルスは出力電圧指令がａベクトルまたはｂベクトルとの角度近傍となった場合に狭くなる。直接形電力変換装置ではａベクトルとｂベクトルの角度は変動しないので、出力電圧指令の位相がａベクトルまたはｂベクトルに近い角度となった場合に図１の制御演算装置にて切替信号を発生し３相変調に切替えることでＰＷＭパルス幅を監視することなくＰＷＭパルス幅を確保することができる。なお、切替える角度の幅は転流シーケンス方法、スイッチ素子の特性に依存するので、それらに応じて設定される。
【実施例３】
【００２９】
出力電圧指令の位相によって切り替えを行うと、ＰＷＭパルス幅が狭くなる問題が発生しない場合でも切替を行い、スイッチングロスが増えてしまう。図９のＰＷＭパルスと図１０のＰＷＭパルスの変化は入力電源の電圧状態に依存するので、入力電源の電圧と出力電圧指令の位相からＰＷＭパルス幅が狭くなる条件を予測し、例えば図９の場合では出力電圧指令の位相がｂベクトルの角度に近くなった場合にのみ２相変調から３相変調とへ切り替えることでスイッチングロスを抑えることができる。なお、切替える角度の幅は転流シーケンス方法、スイッチ素子の特性に依存するので、それらに応じて設定される。
【実施例４】
【００３０】
出力電圧が低いとＰＷＭパルスのａベクトル成分とｂベクトル成分がともに狭くなってしまうので、出力電圧指令が低い場合には、図５のようにＯｐとＯｎをともに使うＰＷＭパルスか、図４の例に示すようなＰＷＭパルスとしてＰＷＭパルス幅を確保する。図２、図３のＰＷＭパルスはパルス幅が狭くなる部分があるので、出力電圧が低い場合には利用できない。図４の例ではＰＷＭパルスがＰからＮまたはＮからＰへ直接スイッチングすることがないので、１スイッチング当たりのスイッチングロスが少なく、ノイズ、サージ電圧も低減することができる。また、図４の（Ｍ、Ｍ、Ｍ）となる零ベクトルは、二つの相の同時スイッチングによる電圧誤差やサージが許容できるのであれば省略しても良い。
【００３１】
図１１は、本発明の電力変換方法を示すフローチャートで制御サンプリング周期ごとに行われる。図１１において、ステップＳＴ１で３相交流電源の３相電源電圧を検出する。次にステップＳＴ２で３相電源電圧を仮想中性点からみたときの最大電圧、最小電圧、中間電圧に振り当てる。次にステップＳＴ３で出力電圧指令と３相電源電圧とから１相スイッチングモードか全相スイッチングモードかを決定する。次にステップＳＴ４でスイッチングモードと出力電圧指令と３相電源電圧から双方向スイッチのオンオフパターンを決定する。次にステップＳＴ５でオンオフパターンに基づき双方向スイッチをオンオフする。
【実施例５】
【００３２】
３相の電源電圧と位相に関して、図６に示すように中性点からみた最大電圧相をＰ、最小電圧相をＮ、中間電圧相をＭとして振り当てを行う。入力電源位相としてＲ相電圧の最高点を基準（θｉ＝０）とした場合のＲ、Ｓ、ＴとＰ、Ｍ、Ｎの割り当てを表１にＰ、Ｍ、ＮとＲ、Ｓ、Ｔの電源電圧位相による対応としてまとめる。
【表１】
【００３３】
【００３４】
このように仮想ＤＣ電圧を定義した場合、直接形電力変換回路が出力できる、電圧ベクトルは図７のように書くことができる。直接形電力変換回路は図のように２７＝３３のベクトルを出力でき、これらのベクトルを、零ベクトル（ｏｐ、ｏｍ、ｏｎ） 、相の順方向ベクトル（ａ、ａｐ、ａｎ）相と逆方向ベクトル（ｂ、ｂｐ、ｂｎ）、中間ベクトル（ｃｍ）のように分類する。
零ベクトルを除く各ベクトルは入力電圧の位相状態によって長さが変動し、ｃｍベクトルは更に隣接するａベクトルとｂベクトルの先端を結ぶ線（図７の点線）上を移動する。図形上、ｃｍベクトルのａベクトル成分はａｐベクトル、ｂベクトル成分はｂｎベクトルと等価である。ベクトルは図１３に示すように移動し、以下に示す条件で他のベクトルと一致する。
（１）Ｍに当たる入力相の電位とＮに当たる入力相の電位が等しい場合はＮ＝Ｍとなるので、ｃｍ（ＰＭＮ）＝ａ（ＰＮＮ）＝ａｐ（ＰＭＭ）である。（このときａｎ＝ｂｎ＝ｏｎとなる。）
（２）Ｍに当たる入力相の電位とＰに当たる入力相の電位が等しい場合はＰ＝Ｍとなるので、ｃｍ（ＰＭＮ）＝ｂ（ＰＰＮ）＝ｂｎ（ＭＭＮ）である。（このときａｐ＝ｂｐ＝ｏｐとなる。）
（３）Ｍにあたる入力相の電位が、Ｐにあたる入力相とＮに当たる入力相の電位の中間値になる場合は、ａベクトルに対し３０°のなす角を持ち、長さが（√３）／２となる。（このときａｐ＝ａｎ＝ａ／２、ｂｐ＝ｂｎ＝ｂ／２となる。）
直接形交流電力変換装置の出力ベクトルの順番を考える上で、以下のような制限を設けることが一般的である。
（I）Ｐ、 Ｍ、 Ｎのスイッチングの時にＰとＭ間、ＭとＮ間は相互に自由にスイッチできるが、ＰとＮ間は直接移行できないものとする。
（II）２相の同時スイッチングは、原則として許容しないものとする。
直接形電力変換回路は更に
（III）入力線間を短絡しない。
（IV）出力線間を開放しない。
このような制限によって、安全性および、出力電圧、入力電流の歪みを低減できる。図７の条件を持つ空間ベクトル概念では既にこの制限が入るので、これらについて特に考慮する必要はない。
モータドライブ用直接形電力変換回路はＡＣ入力電流を制御することで、入力電流を正弦波化し、入力力率を１にする。入力電流の制御は負荷モータが電流源であると想定し、負荷電流を出力電圧ベクトルの選択によって入力端子に分配することで実現する。
例えば図７のＡ領域において、領域を構成するベクトルを出力した場合の、入力相電流ＩＰ、ＩＭ、ＩＮと出力相電流Ｉ（Ｕ）、Ｉ（Ｖ）、Ｉ（Ｗ）との関係は表２の出力ベクトルと入力相電流−出力相電流との関係（Ａ領域）のようになる。
【表２】
【００３５】
【００３６】
ここでＰ相電流ＩＰ、Ｍ相電流ＩＭ、Ｎ相電流ＩＮは図６に示すように実際の入力電圧相（Ｒ、Ｓ、Ｔ）へ対応できる。
ａ、ａｐ、ａｎベクトルおよびｂ、ｂｐ、ｂｎベクトルは同じ方向を持つベクトル、ｃｍベクトルはａ、ｂベクトルの組み合わせでも出力でき、ＰＷＭパルスの組み合わせに冗長性があるので、出力ベクトルの組み合わせ選択と表２の対応によって入力電流の制御が可能である。表２を各領域に展開すると表３の出力ベクトルと入力相電流−出力相電流との関係のようにまとめることができる。ここで変数Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３は領域によって表４のＰ１、Ｐ２、Ｐ３とＵ、Ｖ、Ｗ相との対応のように変化する。
【表３】
【００３７】
【表４】
【００３８】
【００３９】
次に入力電流制御とＰＷＭパルスパターンの関係を説明する。まず、図６のＰ相電圧をＥＰ、Ｍ相電圧をＥＭ、Ｎ相電圧をＥＮとし、入力線間電圧の最高値ｄＥｍａｘと中間値ｄＥｍｉｄ、最低値ｄＥｍｉｎを以下の式のように定義する。
ｄＥｍａｘ＝ＥＰ−ＥＮ （１）
ｄＥｍｉｄ＝ＥＰ−ＥＭ ｉｆ Ｅｂａｓｅ＝ＥＰ
＝ＥＭ−ＥＮ ｉｆ Ｅｂａｓｅ＝ＥＮ （２）
ｄＥｍｉｎ＝ＥＭ−ＥＮ ｉｆ Ｅｂａｓｅ＝ＥＰ
＝ＥＰ−ＥＭ ｉｆ Ｅｂａｓｅ＝ＥＮ （３）
Ｅｂａｓｅは相電圧の絶対値が最大になる相であり図６のような対応となる。
【００４０】
Ｅｂａｓｅのθｉによる変化を表５にＥｂａｓｅとＥＰ、ＥＭ、ＥＮの関係としてまとめる。
【表５】
【００４１】
【００４２】
ここでｄＥｍａｘ、ｄＥｍｉｄ、ｄＥｍｉｎと空間ベクトルの長さの対応は次のようになる。
【００４３】
【数１】
Ｒｒはθｉに依存し１〜２／（√３）の値をとる。
【００４４】
出力電圧の電圧指令Ｖｏが極座標で（θ、ｋ）とすると、出力電圧指令ベクトルと空間ベクトル図の関係は図８のようになる。ここで、θはＵ相ａベクトルからのなす角、また出力電圧指令に隣接するａベクトルからのなす角をθ’とする。
【００４５】
出力電圧指令ベクトルＶｏ（θ、ｋ）のａベクトル方向成分Ｖａとｂベクトル方向成分Ｖｂは次式で計算することができる。
Ｖａ＝ｋ・ｓｉｎ（π／３−θ’） （７）
Ｖｂ＝ｋ・ｓｉｎ（θ’） （８）
【００４６】
そしてそれらの長さＶａ、Ｖｂと３相出力電圧指令との対応を２レベルインバータの３相変調ＰＷＭに発生方式のように書くと図２１のようになる。図２１は、キャリアの振幅を０．５とし、３相出力電圧指令を正規化した例である。
【００４７】
出力相電圧の最高値をＶｍａｘ、中間値をＶｍｉｄ、最低値をＶｍｉｎとすると、
｜Ｖａ｜＝Ｖｍａｘ−Ｖｍｉｄ （９）
｜Ｖｂ｜＝Ｖｍｉｄ−Ｖｍｉｎ （１０）
である。この式を用いてＶａ、Ｖｂを計算しても良い。
【００４８】
また、出力線間電圧の最高値ｄＶｍａｘと中間値ｄＶｍｉｄは以下の式のようになる。
ｄＶｍａｘ＝Ｖｍａｘ−Ｖｍｉｎ＝｜Ｖａ｜＋｜Ｖｂ｜ （１１）
ｄＶｍｉｄ＝Ｖｍａｘ−Ｖｍｉｄ＝｜Ｖａ｜ ｉｆ θ’＜＝３０°
＝Ｖｍｉｄ−Ｖｍｉｎ＝｜Ｖｂ｜ ｉｆ θ’＞３０° （１２）
【００４９】
出力電圧指令ベクトルを領域を構成するベクトルで出力する場合、各ベクトルの単位時間あたりの出力時間を、
Ｔａ： ａベクトルの出力時間
Ｔｂ： ｂベクトルの出力時間
Ｔｃｍ：ｃｍベクトルの出力時間
Ｔａｐ：ａｐベクトルの出力時間
Ｔａｎ：ａｎベクトルの出力時間
Ｔｂｐ：ｂｐベクトルの出力時間
Ｔｂｎ：ｂｎベクトルの出力時間
Ｔｏｐ：ｏｐベクトルの出力時間
Ｔｏｍ：ｏｍベクトルの出力時間
Ｔｏｎ：ｏｎベクトルの出力時間
このように定義すると、Ｖａは各ベクトルのａベクトル成分、Ｖｂは各ベクトルのｂベクトル成分で合成されるので、｜Ｖａ｜、｜Ｖｂ｜は以下の式で計算できる。
｜Ｖａ｜＝
｜ａ｜・Ｔａ＋｜ａｐ｜・Ｔａｐ＋｜ａｎ｜・Ｔａｎ＋｜ａｐ｜・Ｔｃｍ （１３）
｜Ｖｂ｜＝
｜ｂ｜・Ｔｂ＋｜ｂｐ｜・Ｔｂｐ＋｜ｂｎ｜・Ｔｂｎ＋｜ｂｎ｜・Ｔｃｍ （１４）
【００５０】
さらに、直接形電力変換回路の入力電流は表３より以下の式で計算できる。
ＩＰ＝Ｉ（Ｐ１）・（Ｔａｐ＋Ｔｂｐ＋Ｔｃｍ＋Ｔａ＋Ｔｂ）＋Ｉ（Ｐ２）・（Ｔｂ＋Ｔｂｐ） （１５）
ＩＭ＝Ｉ（Ｐ１）・（Ｔａｎ＋Ｔｂｎ）＋Ｉ（Ｐ２）・（Ｔａｐ＋Ｔｂｎ＋Ｔｃｍ）
＋Ｉ（Ｐ３）・（Ｔａｐ＋Ｔｂｐ） （１６）
ＩＮ＝Ｉ（Ｐ２）・（Ｔａｎ＋Ｔａ）＋Ｉ（Ｐ３）・（Ｔａｎ＋Ｔｂｎ＋Ｔｃｍ＋Ｔａ＋Ｔｂ） （１７）
（ここで、入出力ともに３相交流電流は平衡しているので、Ｉ（Ｐ１）＋ Ｉ（Ｐ２）＋ Ｉ（Ｐ３）＝０、ＩＰ ＋ ＩＭ ＋ ＩＮ＝０である。）
入力電流を正弦波として、入力電源力率≒１の制御をする場合は、ＩＰ＞ＩＭ＞ＩＮとなり、入力電流の分配率αｉｃを
αｉｃ＝ＩＭ／ＩＮ ｉｆ Ｅｂａｓｅ＝ＥＰ
＝ＩＭ／ＩＰ ｉｆ Ｅｂａｓｅ＝ＥＮ （１８）
と定義する。このようにαｉｃを定義すると、入力電流は３相平衡しているので、αｉｃは０〜１の値をとる。
【００５１】
直接形電力変換回路の２相変調ＰＷＭではｄＥｍａｘ、ｄＥｍｉｄのみを使い、ｄＥｍｉｎの相電圧を出力しないので、ａｐ、ａｎ、ｂｐ、ｂｎベクトルの中で長さの短い方のベクトルを使わない制御を行う。このようなＰＷＭパルスパターンとベクトルの出力時間は以下のようになる。
【００５２】
（１） Ｅｂａｓｅ＝Ｅｐの場合
式（５）より、ｄＥｍｉｄ＝｜ａｐ｜＝｜ｂｐ｜なので、ｄＥｍｉｎの値をとるａｎ、 ｂｎベクトルの出力時間は零Ｔａｎ＝Ｔｂｎ＝０とする。このとき、ＰＷＭ半周期でのパルス順序例を考えるとｏｐ−ｂｐ−ｂ−ｃｍ−ａおよびｏｐ−ｂｐ−ａｐ−ｃｍ−ａとなり図１４（ａ）（ｂ）のようなパルスになる。
ここでＰ１、Ｐ２、Ｐ３は出力電圧指令ベクトルの存在する領域によって表４のようにＵ、Ｖ、Ｗの相に切り替わる。
【００５３】
式（１３）、（１４）より、出力電圧とベクトルの出力時間との関係は式（１９）（２０）になる。
｜Ｖａ｜＝ｄＥｍａｘ・Ｔａ＋ｄＥｍｉｄ・（Ｔａｐ＋Ｔｃｍ） （１９）
｜Ｖｂ｜＝ｄＥｍａｘ・Ｔｂ＋ｄＥｍｉｄ・Ｔｂｐ＋ｄＥｍｉｎ・Ｔｃｍ （２０）
【００５４】
式（１５）、（１６）、（１７）より、入力電流とベクトルの出力時間との関係は式（２１）（２２）（２３）になる。
ＩＰ＝Ｉ（Ｐ１）・（Ｔａｐ＋Ｔｂｐ＋Ｔｃｍ＋Ｔａ＋Ｔｂ）
＋Ｉ（Ｐ２）・（Ｔｂ＋Ｔｂｐ） （２１）
ＩＭ＝Ｉ（Ｐ２）・（Ｔａｐ＋Ｔｃｍ）＋Ｉ（Ｐ３）・（Ｔａｐ＋Ｔｂｐ） （２２）
ＩＮ＝Ｉ（Ｐ２）・（Ｔａ）＋Ｉ（Ｐ３）・（Ｔｃｍ＋Ｔａ＋Ｔｂ） （２３）
【００５５】
入力電流の分配率は、αｉｃ＝ＩＭ ／ＩＮ なので、Ｉ（Ｐ２）とＩ（Ｐ３）の項の比を考えると、αｉｃと出力時間との関係は以下のようになる。
【００５６】
【数２】
【００５７】
従って、式（１９）より
Ｔａ＝｜Ｖａ｜／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ） （２５）
Ｔｃｍ＝αｉｃ・Ｔａ−Ｔａｐ （２６）
また、
｜Ｖａ｜＋｜Ｖｂ｜
＝ｄＥｍａｘ・（Ｔａ＋Ｔｂ）＋ｄＥｍｉｄ・（Ｔａｐ＋Ｔｂｐ＋Ｔｃｍ）＋ｄＥｍｉｎ・Ｔｃｍ
＝ｄＥｍａｘ・（Ｔａ＋Ｔｂ）＋ｄＥｍｉｄ・（Ｔａｐ＋Ｔｂｐ）＋（ｄＥｍｉｄ＋ｄＥｍｉｎ）・Ｔｃｍ
＝ｄＥｍａｘ・（Ｔａ＋Ｔｂ＋Ｔｃｍ）＋ｄＥｍｉｄ・（Ｔａｐ＋Ｔｂｐ） （２７）
（Ｔａ＋Ｔｂ＋Ｔｃｍ）
＝（｜Ｖａ｜＋｜Ｖｂ｜）／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ） （２８）
なので、他のベクトルの出力時間は以下の式で計算できる。
Ｔｂ＝（｜Ｖａ｜＋｜Ｖｂ｜）／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ）−Ｔａ−Ｔｃｍ
＝｜Ｖｂ｜ ／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ）−Ｔｃｍ
＝（｜Ｖｂ｜−αｉｃ｜Ｖａ｜）／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ）＋Ｔａｐ （２９）
従って、
Ｔｂ−Ｔａｐ
＝（｜Ｖｂ｜−αｉｃ｜Ｖａ｜）／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ） （３０）
ここで、Ｔｂ≧０、Ｔａｐ≧０なので、（｜Ｖｂ｜−αｉｃ｜Ｖａ｜）≧０ならばＴａｐ＝０としてＴｂを求め図１４（ａ）のＰＷＭパルスパターンを出力し、（｜Ｖｂ｜−αｉｃ｜Ｖａ｜）＜０ならばＴｂ＝０としてＴａｐを求め図１４（ｂ）のＰＷＭパルスパターンを出力する。
【００５８】
Ｔａｐ＝０の時
Ｔｂ＝（｜Ｖｂ｜−αｉｃ｜Ｖａ｜）／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ） （３１）
Ｔｃｍ＝αｉｃ・Ｔａ＝αｉｃ・｜Ｖａ｜／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ） （３２）
Ｔｂｐ＝αｉｃ・（｜Ｖａ｜＋｜Ｖｂ｜）／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ） （３３）
【００５９】
Ｔｂ＝０の時
Ｔａｐ＝（αｉｃ｜Ｖａ｜−｜Ｖｂ｜）／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ） （３４）
Ｔｃｍ＝｜Ｖｂ｜／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ） （３５）
Ｔｂｐ＝（１＋αｉｃ）・｜Ｖｂ｜／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ） （３６）
Ｔｏｐ＝１−（Ｔａｐ＋Ｔｂｐ＋Ｔｂ＋Ｔｃｍ＋Ｔａ） （３７）
Ｔａｎ＝Ｔｂｎ＝０ （３８）
【００６０】
（２）Ｅｂａｓｅ＝Ｅｎの場合
式（５）より、ｄＥｍｉｄ＝｜ａｎ｜＝｜ｂｎ｜なので、ｄＥｍｉｎの値をとるａｐ、 ｂｐベクトルの出力時間は零Ｔａｐ＝Ｔｂｐ＝０とする。このとき、パルス順序を考えるとｂ−ｃｍ−ａ−ａｎ−ｏｎおよびｂ−ｃｍ−ｂｎ−ａｎ−ｏｎのようになり図１４（ｃ）（ｄ）のようなパルスになる。
ここでＰ１、Ｐ２、Ｐ３は出力電圧指令ベクトルの存在する領域によって表４のようにＵ、Ｖ、Ｗの相に切り替わる。
【００６１】
式（１３）、（１４）より、出力電圧とベクトルの出力時間との関係は以下のようになる。｜Ｖａ｜＝ｄＥｍａｘ・Ｔａ＋ｄＥｍｉｄ・Ｔａｎ＋ｄＥｍｉｎ・Ｔｃｍ （３９）
｜Ｖｂ｜＝ｄＥｍａｘ・Ｔｂ＋ｄＥｍｉｄ・（Ｔｂｎ＋Ｔｃｍ） （４０）
【００６２】
式（１５）、（１６）、（１７）より、入力電流とベクトルの出力時間との関係は式（４１）（４２）（４３）になる。
ＩＰ＝Ｉ（Ｐ１）・（Ｔｃｍ＋Ｔａ＋Ｔｂ）＋Ｉ（Ｐ２）・（Ｔｂ） （４１）
ＩＭ＝Ｉ（Ｐ１）・（Ｔａｎ＋Ｔｂｎ）＋Ｉ（Ｐ２）・（Ｔｂｎ＋Ｔｃｍ） （４２）
ＩＮ＝Ｉ（Ｐ２）・（Ｔａｎ＋Ｔａ）＋Ｉ（Ｐ３）・（Ｔａｎ＋Ｔｂｎ＋Ｔｃｍ＋Ｔａ＋Ｔｂ） （４３）
【００６３】
入力電流の分配率は、αｉｃ＝ＩＭ ／ＩＰなので、Ｉ（Ｐ１）とＩ（Ｐ２）の項の比を考えると、αｉｃと出力時間との関係は式（４４）になる。
【００６４】
【数３】
【００６５】
従って、式（４０）より
Ｔｂ＝｜Ｖｂ｜／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ） （４５）
Ｔｃｍ＝αｉｃ・Ｔｂ−Ｔｂｎ （４６）
また、
｜Ｖａ｜＋｜Ｖｂ｜
＝ｄＥｍａｘ・（Ｔａ＋Ｔｂ）＋ｄＥｍｉｄ・（Ｔａｎ＋Ｔｂｎ＋Ｔｃｍ）＋ｄＥｍｉｎ・Ｔｃｍ
＝ｄＥｍａｘ・（Ｔａ＋Ｔｂ）＋ｄＥｍｉｄ・（Ｔａｎ＋Ｔｂｎ）
＋（ｄＥｍｉｄ＋ｄＥｍｉｎ）・Ｔｃｍ
＝ｄＥｍｉｎ・（Ｔａ＋Ｔｂ＋Ｔｃｍ）＋ｄＥｍｉｄ・（Ｔａｎ＋Ｔｂｎ） （４７）
（Ｔａ＋Ｔｂ＋Ｔｃｍ）
＝（｜Ｖａ｜＋｜Ｖｂ｜）／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ） （４８）
なので、他のベクトルの出力時間は式（４９）で計算できる。
Ｔａ＝（｜Ｖａ｜＋｜Ｖｂ｜）／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ）−Ｔｂ−Ｔｃｍ
＝｜Ｖａ｜／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ）−Ｔｃｍ
＝（｜Ｖａ｜−αｉｃ｜Ｖｂ｜）／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ）＋Ｔｂｎ （４９）
従って、
Ｔａ−Ｔｂｎ＝（｜Ｖａ｜−αｉｃ｜Ｖｂ｜）／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ） （５０）
ここで、Ｔａ≧０、Ｔａｎ≧０なので、（｜Ｖａ｜−αｉｃ｜Ｖｂ｜）≧０ならばＴｂｎ＝０としてＴａを求め図１４（ｃ）のＰＷＭパルスパターンを出力し、（｜Ｖａ｜−αｉｃ｜Ｖｂ｜）＜０ならばＴａ＝０としてＴｂｎを求め図１４（ｄ）のＰＷＭパルスパターンを出力する。
【００６６】
Ｔｂｎ＝０の時
Ｔａ＝（｜Ｖａ｜−αｉｃ｜Ｖｂ｜）／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ） （５１）
Ｔｃｍ＝αｉｃ・Ｔｂ （５２）
Ｔａｎ＝αｉｃ・（｜Ｖａ｜＋｜Ｖｂ｜）／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ） （５３）
【００６７】
Ｔａ＝０の時
Ｔｂｎ＝（αｉｃ｜Ｖｂ｜−｜Ｖａ｜）／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ） （５４）
Ｔｃｍ＝｜Ｖａ｜／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ） （５５）
Ｔａｎ＝（１＋αｉｃ）・｜Ｖａ｜／（ｄＥｍａｘ＋ｄＥｍｉｄ・αｉｃ） （５６）
Ｔｏｎ＝１−（Ｔａｎ＋Ｔｂｎ＋Ｔｂ＋Ｔｃｍ＋Ｔａ） （５７）
Ｔａｐ＝Ｔｂｐ＝０ （５８）
【実施例６】
【００６８】
直接形電力変換回路においてＡＣ／ＤＣ変換回路とＤＣ／ＡＣ変換回路として分離して扱う場合には、出力へ２配線分のＤＣしか出力できないため、図７の空間ベクトルの中で、Ｐ、Ｍ、Ｎの３値を持つｃｍベクトルが出力できない。従って、この場合、ｃｍベクトルを使わない演算とすることで、ｃｍベクトルを使う・使わないを選択できる。
この場合の各ベクトルの出力時間演算は、次のように演算できる。
【００６９】
・ Ｅｂａｓｅ＝Ｅｐの場合
ＩＭ＝Ｉ（Ｐ１）・（Ｔａｎ＋Ｔｂｎ）＋Ｉ（Ｐ２）・（Ｔａｐ＋Ｔｂｎ）＋Ｉ（Ｐ３）・（Ｔａｐ＋Ｔｂｐ）
（５９）
ＩＮ＝Ｉ（Ｐ２）・（Ｔａｎ＋Ｔａ）＋Ｉ（Ｐ３）・（Ｔａｎ＋Ｔｂｎ＋Ｔａ＋Ｔｂ） （６０）
Ｉ（Ｐ１）＝−（Ｉ（Ｐ２）＋Ｉ（Ｐ３））より
ＩＭ＝Ｉ（Ｐ２）・（Ｔａｐ−Ｔａｎ）＋Ｉ（Ｐ３）・（Ｔａｐ＋Ｔｂｐ−Ｔａｎ−Ｔｂｎ） （６１）
【００７０】
【数４】
【００７１】
Ｅｂａｓｅ＝Ｅｐの場合｜ａｐ｜＝｜ｂｐ｜＞｜ａｎ｜＝｜ｂｎ｜なのでＴａｎ＝Ｔｂｎ＝０とすれば
【００７２】
【数５】
となり
【００７３】
【数６】
【００７４】
とすることで、入力電源力率≒１の制御が可能である。
Ｔａｐ＝αｉｃ・Ｔａ、Ｔｂｐ＝αｉｃ・Ｔｂより、
｜Ｖａ｜＝｜ａ｜・Ｔａ＋｜ａｐ｜・Ｔａｐ＝（｜ａ｜＋αｉｃ・｜ａｐ｜）・Ｔａ （６５）
｜Ｖｂ｜＝｜ｂ｜・Ｔｂ＋｜ｂｐ｜・Ｔｂｐ＝（｜ｂ｜＋αｉｃ・｜ｂｐ｜）・Ｔｂ （６６）
Ｔａ＝｜Ｖａ｜／（ｄＥｍａｘ＋αｉｃ・ｄＥｍｉｄ） （６７）
Ｔｂ＝｜Ｖｂ｜／（ｄＥｍａｘ＋αｉｃ・ｄＥｍｉｄ） （６８）
【００７５】
・ Ｅｂａｓｅ＝Ｅｎの場合
ＩＰ＝Ｉ（Ｐ１）・（Ｔａｐ＋Ｔｂｐ＋Ｔａ＋Ｔｂ）＋Ｉ（Ｐ２）・（Ｔｂ＋Ｔｂｐ） （６９）
ＩＭ＝Ｉ（Ｐ１）・（Ｔａｎ＋Ｔｂｎ）＋Ｉ（Ｐ２）・（Ｔａｐ＋Ｔｂｎ）＋Ｉ（Ｐ３）・（Ｔａｐ＋Ｔｂｐ）
（７０）
Ｉ（Ｐ３）＝−（Ｉ（Ｐ１）＋Ｉ（Ｐ２））より
ＩＭ＝Ｉ（Ｐ１）・（Ｔａｎ＋Ｔｂｎ−Ｔａｐ−Ｔｂｐ）＋Ｉ（Ｐ２）・（Ｔｂｎ−Ｔｂｐ）（７１）
【００７６】
【数７】
【００７７】
Ｅｂａｓｅ＝Ｅｎの場合｜ａｎ｜＝｜ｂｎ｜＞｜ａｐ｜＝｜ｂｐ｜なのでＴａｐ＝Ｔｂｐ＝０とすれば
【００７８】
【数８】
となり
【００７９】
【数９】
【００８０】
とすることで、入力電源力率≒１の制御が可能である。
Ｔａｎ＝αｉｃ・Ｔａ、Ｔｂｎ＝αｉｃ・Ｔｂより、
｜Ｖａ｜＝｜ａ｜・Ｔａ＋｜ａｎ｜・Ｔａｎ＝（｜ａ｜＋αｉｃ・｜ａｎ｜）・Ｔａ （７５）
｜Ｖｂ｜＝｜ｂ｜・Ｔｂ＋｜ｂｎ｜・Ｔｂｎ＝（｜ｂ｜＋αｉｃ・｜ｂｎ｜）・Ｔｂ （７６）
Ｔａ＝｜Ｖａ｜／（ｄＥｍａｘ＋αｉｃ・ｄＥｍｉｄ） （７７）
Ｔｂ＝｜Ｖｂ｜／（ｄＥｍａｘ＋αｉｃ・ｄＥｍｉｄ） （７８）
この場合に出力されるパルス例を図１５に示す。
ｃｍベクトルを使ったパルスと使わないパルスとの比較を考えると、ｃｍベクトルを使う場合は、出力電圧のスイッチング時の変化が少ない（ＰＮ間のスイッチングの発生がない）ので、出力電圧歪みが少なくなるが、入力電流のパルスに不連続が発生する場合（図１４（ａ）のＥＭ相、図１４（ｃ）のＥＭ相があり、入力電流の歪みが大きくなる。
【００８１】
ｃｍベクトルを使わない場合は、出力電圧のスイッチング時の変化が多い（ＰＮ間のスイッチングの発生がある）ので、出力電圧の歪みが多くなるが、入力電流のパルスに不連続が発生する場合はなく、入力電流の歪みがすくない。
【実施例７】
【００８２】
このように出力されるパルス列に応じて入力電流と出力電圧の歪みに差が発生するので、使用状況に応じて、これらのパルスを切替えるＰＷＭパルスパターン切り替え器を備えることで、入力電流の品質重視（系統への悪影響が少ない）か出力電圧の品質重視（出力ノイズが少ない）電力変換装置を選択できる、また、このように空間ベクトルを利用すれば演算アルゴリズムとＰＷＭパルスパターンの変更だけで切替えが可能となり、複雑なハードウェアが必要なくなるので変換装置を安価に構成できる。また、若干複雑になるが、運転中に図１４（ａ）の、図１４（ｃ）のパルスの発生の有無を入力電流の位相と瞬時出力電圧の位相から判断し、図１５のパルスに切替えるような構成とすれば、入力電流と出力電圧の歪みをそれぼど悪くしない図１４、１５のみと図１６のみの場合の中間を取るようにもでき、使用される電源や負荷の状況に応じてこれら３つを選択できる汎用性の高い電力変換装置とすることが可能となる。
【実施例８】
【００８３】
前述のＰＷＭパルスパターンは一相のスイッチングを停止する２相変調を利用しているので、出力電圧が低い場合にはデットタイムやスイッチング素子のオン時間が非常に短くなる場合があり、微小な電圧が出ないことがある。出力電圧が低い場合は、短い電圧ベクトルを利用することで、パルスの時間を長くすることができ、出力電圧を確保できる。この場合のパルス時間の演算方法は、長いベクトルａ、ｂ、ｃｍを使わないので、
｜Ｔａ｜＝｜Ｔｂ｜＝｜Ｔｃ｜＝０
として式（７９）〜（８３）を導くことができる。
｜Ｖａ｜＝｜ａｐ｜・Ｔａｐ＋｜ａｎ｜・Ｔａｎ （７９）
｜Ｖｂ｜＝｜ｂｐ｜・Ｔｂｐ＋｜ｂｎ｜・Ｔｂｎ （８０）
ＩＰ＝Ｉ（Ｐ１）・（Ｔａｐ＋Ｔｂｐ）＋Ｉ（Ｐ２）・（Ｔｂｐ） （８１）
ＩＭ＝Ｉ（Ｐ１）・（Ｔａｎ＋Ｔｂｎ）＋Ｉ（Ｐ２）・（Ｔａｐ＋Ｔｂｎ）＋Ｉ（Ｐ３）・（Ｔａｐ＋Ｔｂｐ）
（８２）
ＩＮ＝Ｉ（Ｐ２）・（Ｔａｎ）＋Ｉ（Ｐ３）・（Ｔａｎ＋Ｔｂｎ） （８３）
（ここで、入出力ともに３相交流電流は平衡しているので、
Ｉ（Ｐ１）＋ Ｉ（Ｐ２）＋ Ｉ（Ｐ３）＝０、ＩＰ ＋ ＩＭ ＋ ＩＮ＝０である。）
【００８４】
ａｐ、ａｎベクトルの合計出力時間をＴａｘ、ｂｐ、ｂｎベクトルの合計出力時間をＴｂｘとし、各出力比を
Ｔａｐ＝α１・Ｔａｘ、Ｔａｎ＝（１−α１）・Ｔａｘ （８４）
Ｔｂｐ＝α２・Ｔｂｘ、Ｔｂｎ＝（１−α２）・Ｔｂｘ （８５）
とすると、式（７９）〜（８３）は以下のように書き換えられる。
｜Ｖａ｜＝｜ａｐ｜・α１・Ｔａｘ＋｜ａｎ｜・（１−α１）・Ｔａｘ （８６）
｜Ｖｂ｜＝｜ｂｐ｜・α２・Ｔｂｘ＋｜ｂｎ｜・（１−α２）・Ｔｂｘ （８７）
ＩＰ＝Ｉ（Ｐ１）・α１・Ｔａｘ−Ｉ（Ｐ３）・α２・Ｔｂｘ （８８）
ＩＭ＝Ｉ（Ｐ１）・（１−２・α１）・Ｔａｘ＋Ｉ（Ｐ３）・（２・α２−１）・Ｔｂｘ （８９）
ＩＮ＝−Ｉ（Ｐ１）・（１−α１）・Ｔａｘ＋Ｉ（Ｐ３）・（１−α２）・Ｔｂｘ （９０）
入力電源力率≒１の制御のために入力電流の分配率αｉｃを
【００８５】
【数１０】
と定義すると、
【００８６】
（１）Ｅｂａｓｅ＝Ｅｐの場合αｉｃ＝（１−２・α１）／α１＝（２・α２−１）／（−α２）となり、α１＝α２＝１／（αｉｃ＋２）である。
αｉｃは０〜１の値を取るので、α１＝α２は１／３〜１／２の値を取る。
【００８７】
（２）Ｅｂａｓｅ＝ＥＮの場合αｉｃ＝（１−２・α１）／（−（１−α１））＝（２・α２−１）／（１−α１）となりα１＝（１＋αｉｃ）／（αｉｃ＋２）である。αｉｃは０〜１の値を取るので、α１ ＝α２は１／２〜２／３の値を取る。
【００８８】
α１＝α２の値が決まると、Ｔａｘ、Ｔｂｘは式（８６）、（８７）より
Ｔａｘ＝｜Ｖａ｜／｛｜ａｐ｜・α１＋｜ａｎ｜・（１−α１）｝ （９２）
Ｔｂｘ＝｜Ｖｂ｜／｛｜ｂｐ｜・α２＋｜ｂｎ｜・（１−α２）｝ （９３）
と決まり、Ｔａｐ、Ｔａｎ、Ｔｂｐ、Ｔｂｎは式（８４）、（８５）より求めることができる。
【００８９】
このような演算によって、図１６のような３相変調のパルス例を出力すれば、低い電圧も確実に出力できる。しかし、この場合ａ、ｂ、ｃｍベクトルを使わないので、出力できる最大電圧に制限が発生する。その概算は、式（９２）、（９３）において
【００９０】
Ｔａｘ＝１、Ｔｂｘ＝０の場合、出力できる｜Ｖａ｜の最低値は、｜ａｐ｜＝ｄＥｍａｘ−｜ａｎ｜で｜ａｎ｜は零〜ｄＥｍａｘまで変化し、α１は１／３〜２／３の値を取るので、
｜Ｖａ｜＝｛ｄＥｍａｘ・α１＋｜ａｎ｜・（１−２・α２）｝ （９４）
となる。これをグラフ化すると図１７のようになり、｜Ｖａ｜／ｄＥｍａｘは１／３〜２／３の値を取る。
【００９１】
Ｔａｘ＝０、Ｔｂｘ＝１の場合も同様の考察で、｜Ｖｂ｜／ｄＥｍａｘはαｉｃの条件によって１／３〜２／３の値を取る。従って、この変調は入力電源力率の制御を行う場合、出力電圧がｄＥｍａｘの１／３以下でないと出力電圧の歪みが大きくなることが分かる。本発明では、３相変調のパルスと２相変調のパルスは出力電圧ベクトルの長さがｄＥｍａｘの１／３以下の値をとる第１の設定値に応じて切替えることで、低電圧から高電圧までスムーズ且つ歪みが少なくできる電力変換装置とすることができる。
また、図１６のパルス例は、出力電圧のスイッチング時の変化が少なく（Ｐ−Ｎ間のスイッチングの発生がない）、入力電流のパルスに不連続が発生する場合もないので、出力電圧がｄＥｍａｘの１／３以下では入力電流、出力電圧共に歪みの少ないパルスとなる。
【実施例９】
【００９２】
出力電圧ベクトルの出力時間を演算ではなく、ダイレクト・トルク・コントロールのように決定してもよい。その場合には、出力電圧のベクトル状態によって出力されるパルスの遷移を、図１４、１５、１６例に示したような遷移になるよう選択し、これらを切替えることで、入力電流や出力電圧の歪みを低減した電力変換装置とすることができる。
【００９３】
図２０は本発明の構成を示すブロック図である。図２０において、１１は制御回路、１２はＰＷＭパルスパターン切り替え器、１３はベクトル成分演算器、１４は出力時間演算器、１５はＰＷＭパルスパターン演算器、１６は駆動回路である。制御回路１１は速度指令や負荷であるモータの速度信号から電流指令を生成し、電流指令とモータ電流信号から電圧指令を生成するとともに、交流電源の各相電圧を最高の電圧値を持つＰ相と中間の電圧値を持つＭ相、最低の電圧値を持つＮ相へ種類分けを行う。ＰＷＭパルス切り替え器１２は、電源電圧の位相関係などからｃｍベクトルを使用するかどうかを決定してＰＷＭパルスパターンを選択する。ベクトル成分演算器１３は、出力側の相と交流電源との接続状態により決定される電圧ベクトルを六角形空間ベクトル図に対応させ、出力すべき瞬時電圧ベクトルと同じ電圧ベクトルを、前記六角形空間ベクトル図より選択し、前記瞬時電圧ベクトルのベクトル成分を演算する。出力時間演算器１４は電圧ベクトル成分から、電圧ベクトルの出力時間を演算する。ＰＷＭパルスパターン演算器１５はベクトル成分の出力時間からＰＷＭパルスパターンを合成してゲート信号を生成する。駆動回路１６はゲート信号を絶縁増幅して双方向スイッチを駆動する。
【産業上の利用可能性】
【００９４】
本発明によれば出力電圧や出力電流の歪みが減少し、切替えも簡略化でき、スイッチングロスも少なくできるので、制御装置の高性能化、低コスト化、小形化が実現できる。このことからモータ駆動や、系統電源の周波数・電圧変換する電力変換装置という用途にも適用できる。
さらに、本発明によれば、空間ベクトルを利用し、容易に直接形電力変換回路の出力電圧ベクトル時間の演算が可能となり、電力変換装置の高性能化、低コスト化、小形化が実現できる。また、入力電流・出力電圧の歪みによる選択や調整が可能なので、電源や負荷のさまざまな状況に対応できる信頼性の高い電力変換装置を実現できる。このことからモータ駆動や、系統電源の周波数・電圧変換する電力変換装置という用途にも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００９５】
【図１】本発明の第１実施例を示す電力変換装置のブロック図
【図２】本発明の電力変換装置のＰＷＭパルスパターン切替例を示す図
【図３】本発明の電力変換装置のＰＷＭパルスパターン切替例を示す図
【図４】本発明の電力変換装置のＰＷＭパルスパターン切替例を示す図
【図５】本発明の電力変換装置のＰＷＭパルスパターン切替例を示す図
【図６】入力電源の状態と空間ベクトル図の符号との対応を示す図
【図７】空間ベクトル図
【図８】出力電圧指令と空間ベクトルの対応を示す図
【図９】従来の２相変調のＰＷＭパルス例１
【図１０】従来の２相変調のＰＷＭパルス例２
【図１１】本発明の電力変換方法を示すフローチャート
【図１２】仮想中性点を説明する図
【図１３】入力電源位相変動による空間ベクトル図の変化を示す図
【図１４】出力するパルス列の例を示す図
【図１５】出力するパルス列の例を示す図
【図１６】出力するパルス列の例を示す図
【図１７】図１６のパルス列で出力できる電圧のベクトル成分変化を示す図
【図１８】直接形交流電力変換装置の回路構成を示す図
【図１９】直接形交流電力変換装置の回路構成を示す図
【図２０】本発明の構成を示すブロック図
【図２１】３相瞬時電圧指令と、ベクトル成分の関係を示す図
【符号の説明】
【００９６】
１ 系統電源
２ パワー回路
３ 負荷器
４ 制御回路
５ モード切替回路
１１ 制御回路
１２ ＰＷＭパルスパターン切り替え器
１３ ベクトル成分演算器
１４ 出力時間演算器
１５ ＰＷＭパルスパターン演算器
１６ 駆動回路
ＳＵＲ Ｕ相とＲ相に接続した双方向スイッチ
ＳＵＳ Ｕ相とＳ相に接続した双方向スイッチ
ＳＵＴ Ｕ相とＴ相に接続した双方向スイッチ
ＳＶＲ Ｖ相とＲ相に接続した双方向スイッチ
ＳＶＳ Ｖ相とＳ相に接続した双方向スイッチ
ＳＶＴ Ｖ相とＴ相に接続した双方向スイッチ
ＳＷＲ Ｗ相とＲ相に接続した双方向スイッチ
ＳＷＳ Ｗ相とＳ相に接続した双方向スイッチ
ＳＷＴ Ｗ相とＴ相に接続した双方向スイッチ
ＥＮ 仮想中性点電圧
Claims (8)
- ３相交流電源の各相と３相出力側の各相を自己消弧能力を持つ双方向スイッチで接続し，前記３相交流電源の電圧をＰＷＭ制御することで任意の電圧を出力する電力変換方法において、
制御サンプリング周期ごとに、前記３交流電源の３相電源電圧を検出するステップと、
前記３相電源電圧を仮想中性点電圧からみて最大電圧と中間電圧と最小電圧に振り当てるステップと、
出力電圧指令と前記３相電源電圧とから、ＰＷＭ周期中に出力相の１相をスイッチングせず所定の状態で固定し他の相をスイッチングする１相固定スイッチングモードか、ＰＷＭ周期中に全相がスッチングする全相スイッチングモードかを決定するステップと、
選択したスイッチングモードと、前記出力電圧指令と、前記３相電源電圧とから双方向スイッチのオンオフパターンを決定するステップと、
前記オンオフパターンに基づき双方向スイッチをオンオフさせるステップと、を備えることを特徴とする電力変換方法。 - 交流電源の各相と出力側の各相を自己消弧能力を持つ双方向スイッチで接続し、交流電源電圧を前記スイッチのオンオフ状態を制御することで任意の電圧を出力する電力変換装置において、
交流電源の中性点からみた各相の電圧値に基き、交流電源の最高の電圧値を持つＰ相と中間の電圧値を持つＭ相、最低の電圧値を持つＮ相へ種類分けを行い、出力側の相と交流電源との接続状態により決定される電圧ベクトルを六角形空間ベクトル図に対応させ、出力すべき瞬時電圧ベクトルと同じ電圧ベクトルを、前記六角形空間ベクトル図より選択し、前記瞬時電圧ベクトルのベクトル成分を演算するベクトル成分演算器と、
前記ベクトル成分より、電圧ベクトルの出力時間を演算する出力時間演算器と、を備え、
前記出力時間演算装置の演算結果に基いて，電力変換装置のスイッチをオンオフ制御することを特徴とする電力変換装置。 - 前記ベクトル成分演算器および前記出力時間演算器は、一定周期毎に演算を繰り返すことを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
- 同じベクトル成分をもつ電圧ベクトルが複数存在する場合には、複数の電圧ベクトルを所定の時間ごとに順次選択し、交流電源の入力電流を正弦波化させることを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
- ３相交流出力の各相を３相交流電源のＰ相、Ｎ相、Ｍ相に電気的に接続することで得られるｃｍベクトルを出力するＰＷＭパルスパターンと、出力しないＰＷＭパルスパターンとを切り替えるＰＷＭパルスパターン切り替え器を備えることを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
- 前記ＰＷＭパルスパターン切り替え器は、入力電流の位相と出力電圧の位相に基づいて動作することを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
- ３相交流出力の各相を３相交流電源のＭ相およびＰ相またはＮ相のいずれか一方に接続するａｐ、ａｎ、ｂｐ、ｂｎベクトルと零ベクトルのＰＷＭパルスパターンだけを使用することを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
- 出力電圧が入力電源の線間電圧最大値の１／３程度以下の値をとる第１の設定値以下では３相交流出力の各相を３相交流電源のＭ相およびＰ相またはＮ相のいずれか一方に接続するａｐ、ａｎ、ｂｐ、ｂｎベクトルと零ベクトルのＰＷＭパルスパターンだけを使用することを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
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