JP4581590B2 - スイッチトリラクタンスモータの高速域制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチトリラクタンスモータの高速域制御方法に関するものである。

近年、スイッチトリラクタンスモータ（以下ＳＲモータと称する。）は、低コストで信頼性に優れた電気車両用モータとして注目されている。ＳＲモータはロータに磁石や巻線がない等その構造が簡単であり多くの利点を持つが、一方では効率的にモータを駆動するために高度な電流制御技術が要求され、様々な電流制御の技術が開発されてきた。以下に、従来技術として一般的なスイッチトリトラクタンスモータの制御技法を説明する。

図１は、スイッチトリラクタンスモータ（以下ＳＲモータ）の一般的な駆動波形を示す波形図である。巻線インダクタンスＬは回転角度θに対して図のように変化する。ＳＲモータはインダクタンスＬが増加する期間に電流を通電すると正トルクを発生するので、回転が低速の場合は図のように方形波状の電流を通電して駆動する。しかしながら、回転が高速になると電流の立ち上りが角度に対して鈍くなり、方形波状の電流が流し込めなくなる。従って、インダクタンスＬが増加する期間に通電できる電流が少なくなり、低速と比較してトルクが減少してしまうという問題がある。
これを改善するための技術が特開平９−１３５５９３号公報（特許文献１を参照されたい。）で開示されている。この従来例では、ＳＲモータの巻線の上流と下流、両方に半導体スイッチを備えた一般的なＳＲモータ駆動用インバータに、その下流端と次相の巻線の上流とをダイオード接続する付加回路を加えた構成となっている。これにより、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相と順次通電されるときに、通電を停止した相の巻線に蓄えられたエネルギが次の相に転流（移送）され、その相の電流の立ち上りを速めることを狙ったものである。
特開平９−１３５５９３号公報（段落0011、図１）

しかしながら、上述したような従来例では新たな付加回路を追加するので、コストが高くなってしまう問題があった。そこで、本発明は、新たな付加回路を追加することなく、高速域のトルクを向上させた、低コストかつ高効率なSRモータ制御方法を提供することを目的とする。

上述した諸課題を解決すべく、本発明によるスイッチトリラクタンスモータの高速域制御方法は、
スイッチトリラクタンスモータと、前記スイッチトリラクタンスモータの回転角度位置を検出する角度検出器（回路）と、電源と、半導体スイッチを有し前記電源電圧をスイッチトリラクタンスモータの巻線に印加するインバータと、前記巻線の電流値を検出する電流検出器（回路）と、前記インバータの半導体スイッチのオンオフを制御するコントローラとで構成されるモータ駆動システムにおいて、前記スイッチトリラクタンスモータの回転速度が高いとき（例えば、所定の閾値を超える場合）、前記巻線に発生する速度起電圧（即ち、モータの回転速度（即ち、回転数）に比例して巻線に発生する逆起電圧）を利用して前記スイッチトリラクタンスモータの駆動電流の立ち上りを速めるステップを含むことを特徴とする。

また、第１の発明によるスイッチトリラクタンスモータの高速域制御方法は、
前記コントローラが、前記角度検出器によって得られる角度に応じて前記巻線への励磁を開始すべき角度θｏｎと励磁を終了すべき角度θｏｆｆとを含む周期で前記駆動電流を供給する指令を前記インバータに与えるステップと、
前記コントローラが、角度θｏｎから所定角度Δθ１前の位置で巻線電流値がゼロのとき、次の励磁周期の角度θｏｆｆを遅角させる指令を前記インバータに与えるステップと、を含むことを特徴とする。

さらに、第２の発明によるスイッチトリラクタンスモータの高速域制御方法は、
前記コントローラが、前記角度θｏｎから所定角度Δθ２前の位置で巻線電流値がゼロより大きいとき、次回の励磁周期の励磁を停止するとともに、次々回の励磁周期の角度θｏｆｆを進角させる指令を前記インバータに与えるステップ、
を含むことを特徴とする。

さらに、第３の発明によるスイッチトリラクタンスモータの高速域制御方法は、
前記コントローラが、前記角度θｏｎから所定角度Δθ２前の位置で巻線電流値がゼロより大きいとき、次回の励磁周期の励磁を停止するとともに、次々回の励磁周期のθｏｆｆを前記所定角度Δθ２前の位置における巻線電流値の大きさに応じた進角代で進角させる指令を前記インバータに与えるステップ、
を含むことを特徴とする。

さらに、第４の発明によるスイッチトリラクタンスモータの高速域制御方法は、
前記コントローラが、前記角度θｏｎから所定角度Δθ２前の位置で巻線電流値がゼロより大きいとき、次回の励磁周期の励磁を停止するとともに、次々回の励磁周期の角度θｏｆｆを進角させる指令を前記インバータに与えるステップ、または、
前記コントローラが、前記角度θｏｎから所定角度Δθ２前の位置で巻線電流値がゼロより大きいとき、次回の励磁周期の励磁を停止するとともに、次々回の励磁周期のθｏｆｆを前記所定角度Δθ２前の位置における巻線電流値の大きさに応じた進角代で進角させる指令を前記インバータに与えるステップ、のうちの少なくとも１つのステップを含み、
前記角度Δθ２が前記角度Δθ１より小さいことを特徴とする。

本発明によれば、巻線に発生する速度起電圧を利用して駆動電流の立ち上りを速めるので、新たな付加回路を追加することなく高速域のトルクを向上させることが可能となる。即ち、従来使用している既存のコントローラやインバータなどの制御アルゴリズム（例えば、マイクロコードなど）を変更するという簡易な操作のみで本発明を適用可能である。また、本発明で利用する速度起電圧（逆起電圧）は、速度、即ちモータ回転数に応じて増大するものであるため、本発明のような高速域においての速度起電圧の利用はトルク向上に非常に効果的に作用する。

第１の発明によれば、励磁開始角θｏｎから所定角度Δθ１前の巻線電流値がゼロのとき、次の励磁周期の励磁終了角θｏｆｆを遅角するので、電流がゼロの期間をΔθ１に相当する非常に短い時間にできるので、その回転速度におけるトルクを最大限発生させることが可能となる。

第２の発明によれば、励磁開始角θｏｎから所定角度Δθ２前の位置の巻線電流値がゼロより大きいとき、次回の励磁周期の励磁を停止するとともに、次々回の励磁周期の励磁終了角θｏｆｆを進角するので、電源の電圧変動、巻線の抵抗値変動があった場合においても、励磁開始角θｏｎに至る前にΔθ２に相当する時間、ゼロ電流の期間を設けることが可能となり、１周期だけ励磁を停止するものの、その後は周期的な電流波形を維持することができ、つまり、所望のトルクを維持できるようになる。

第３の発明によれば、励磁開始角θｏｎから所定角度Δθ２前の位置の巻線電流値がゼロより大きいとき、次回の励磁周期の励磁を停止するとともに、次々回の励磁周期の励磁終了角θｏｆｆを前記所定角度Δθ２前の位置の巻線電流値の大きさに応じた進角代（量）で進角するので、第２の発明による効果に加えて、その回転速度におけるトルクを最大限発生させつつ、速やかに進角制御が完了し、発生トルクが安定するというさらなる効果が得られる。

第４の発明によれば、Δθ２＜Δθ１として前記のθｏｆｆの遅角制御と進角制御を同時におこなうので、電流立ち下がりでゼロ電流となる角度位置はΔθ２−Δθ１内の角度に制御されるため、第１及び第２の発明の効果、もしくは第１及び第３の発明の効果が同時に得られるようになる。

以降、諸図面を参照しつつ、本発明の実施態様を詳細に説明する。
図２は、本発明による制御方法での使用に適した集中巻き巻線の施された３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）ＳＲモータを示す断面図である。図に示すように、ステータ１は１２個のティース、Ｕ１〜Ｕ４、Ｖ１〜Ｖ４、Ｗ１〜Ｗ４の組み上げによって構成されている。また、各ティースにはそれぞれ巻線、Ｕ１ｃ〜Ｕ４ｃ、Ｖ１ｃ〜Ｖ４ｃ、Ｗ１ｃ〜Ｗ４ｃが巻回されていて、同一相の巻線間は直列もしくは並列に結線される。一方、ロータ２は８個の突極を備え、シャフト３により発生トルクを出力する。また、ステータ１の各ティース及びロータは、例えば０．３５ｍｍ厚の電磁鋼板を図示の形状にプレスで打ち抜き、軸方向に積層して形成されている。

以下、Ｕ相に着目して説明する（Ｖ相、Ｗ相については電気位相が１２０°ずれていることを除いて同様のため説明を省略する）。Ｕ相について、図２（ａ）はＵ相のティース突極とロータと突極とが対向しており（即ち、対向するそれぞれの突極の長軸同士が同一直線上にある。）、また図２（ｂ）はそれらが対向していない位置（即ち、対向するそれぞれの突極の長軸同士がずれている）にある。これらの位置関係をそれぞれ対向位置、非対向位置と呼ぶ。
一方、インバータは図３に示すような一般的な回路を用いる。Ｕ相の巻線Ｕ１〜Ｕ４の両端には半導体スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２が接続されており、一方は電源の正端子Ｅに、もう一方は電源の負端子に接続される。また、電源の負端子から巻線Ｕ１〜Ｕ４の上流にダイオードＤ１が接続され、巻線Ｕ１〜Ｕ４の下流からは電源の正端子にダイオードＤ２が接続される。尚、巻線の電流値を検出するために、図示しない電流センサが、巻線Ｕ１〜Ｕ４とダイオードとの接続点との間に備えられる。

次に、上述した図２のＳＲモータを使用した本発明の第１の実施例の制御方法を説明する。図４はＵ相におけるインダクタンスと電流波形を示している。まず、インダクタンスＬについて説明する。Ｌ波形はロータ角度θに対して図に示すような周期波形となる。Ｌが最大となるのはロータが対向位置＜図２（ａ）＞にあるときであり、また、最小となるのは非対向位置＜図２（ｂ）＞にあるときである。ところで、ＳＲモータの発生トルクは磁気飽和を無視すると次式で与えられることが知られている。

ここで、Ｔは発生トルク、Ｌはインダクタンス、θはロータ角度位置、ｉは電流である。従って、ｄＬ／ｄθが正、つまりＬ波形が右肩上がりである図示のＥ期間に電流を通電することで正トルクを発生する。また、ｄＬ／ｄθがゼロのＤ期間は通電してもトルクを発生しない。同様に、上記以外のｄＬ／ｄθが負の期間の通電は逆トルクとなる。以上からわかるように、トルクを向上するにはｄＬ／ｄθが正の期間により多くの電流を通電し、逆にｄＬ／ｄθが負の期間には極力通電しないことが望まれる。

本実施例の制御方法によると、ｄＬ／ｄθが正の期間になる前までに、十分に電流が立ち上がるよう、ｄＬ／ｄθが負の期間に励磁を開始すべき角度である励磁開始角θｏｎを設定する。一方、励磁を終了すべき角度である励磁終了角θｏｆｆはｄＬ／ｄθが正の期間に設定する。このとき電流は図３に示すような経路で流れる。すなわち、θｏｎで半導体スイッチＳ１とＳ２を同時にオンすることで、巻線には図３（ａ）の矢印で示すような電流が流れ込む。このスイッチオン状態をθｏｆｆまでのＡ期間の間保持する。次にθｏｆｆを迎えたとき、半導体スイッチＳ１とＳ２を同時にオフすることで、図３（ｂ）の矢印で示すような電流経路で巻線のエネルギが電源に回生される。電流がゼロになるまでのＢ期間、ダイオードＤ１とＤ２がオンしている状態が継続する。

以上の作動により、電流波形は図４となる。ここで、半導体スイッチＳ１とＳ２とがオンしているＡ期間については、次の電圧方程式が成り立つ。

ここでＥは電源電圧、Ｒは巻線抵抗、ωは回転速度である。右辺第３項を左辺に移項して次の式を得る。

ここで左辺は巻線に印加される電源電圧と、回転速度に比例する速度起電圧（逆起電圧）を意味しており、また、右辺は巻線ＲＬの電流一時遅れを意味している。本制御方法では、ｄＬ／ｄθ＜０の領域で励磁を開始しており、Ｃ期間ではこの条件に加えてω＞０、ｉ＞０であるので、

となり、巻線には電源電圧Ｅに加えてこの速度起電圧が重畳されることになる。従って見かけ上、励磁電圧が高くなるので電流の立ち上りが速まる。この立ち上りによって、正トルク発生期間であるＥ期間で大きな電流を得ることができるようになる。
尚、Ｄ期間はゼロトルク、Ｃ期間、Ｆ期間は一時的に逆トルクを発生してしまうが、このトルク減少要因を上回るＥ期間のトルク増加が得られ、この１周期におけるトルクは大幅に向上できることとなり、高速域における総合的なトルクの改善を顕著に達成することができる。

次に第２の実施例の制御方法を説明する。図５はＵ相におけるインダクタンスと電流波形を示している。同図は電流の２周期分を表している。まず、第１周期は所望のトルク要求値に従い、θｏｎとθｏｆｆとに基づく制御が第１の実施例と同様に実行される。次の第２周期におけるθｏｎの微小角度Δθ１手前の角度において、まず、電流センサの検出信号から電流値がゼロか否かを判断する。この後、所定のθｏｎによる制御が実行されるが、前記電流値をゼロと判断した場合、この第２周期のθｏｆｆを微小に遅角する。これにより、第２周期の正トルク電流は大きくなり、発生トルクが向上する。この正トルク電流後の電流立ち下りプロフィールは尾を引き、Ｇ部のようにθｏｎの微小角度Δθ１手前の角度において、電流値はゼロより大きい値を持ち、これをもって遅角の制御が終了する。
以上のように、電流がゼロの期間をΔθ１に相当する非常に短い時間にできるので、その回転速度におけるトルクを最大限発生させることが可能となる。

また、θｏｆｆの遅角代は制御上の最小角度分解能とすることが望ましい。図５ではθｏｆｆの遅角後、１周期で遅角の制御が完了した例を示したが、遅角代を最小分解能とすることで、電流立下りプロフィールは序々に尾を引き、数周期後に遅角制御を完了するようになる。このようにしたのは、１回の遅角代が大き過ぎて、即座に電流立下りプロフィールが大きく尾を引き、θｏｎで電流値が残ってしまうことになるのを防止するためである。尚、θｏｎで電流値が残ってしまうと、その電流を初期値としてこの周期の電流波形が形成されるため、周期を重ねる毎に電流が増加していき、所望のトルクが得られなくなる可能性がある。なお、微小角度Δθ１は回転速度に応じた所定時間Δｔ１とすることもできる。

次に第３の実施例の制御方法を説明する。図６はＵ相におけるインダクタンスと電流波形を示している。同図は電流の３周期分を表している。まず、第１周期は所望のトルク要求値に従い、θｏｎとθｏｆｆとが第１の実施例と同様に実行される。次の第２周期におけるθｏｎの微小角度Δθ２手前の角度において、まず、電流センサの検出信号から電流値がゼロか否かを判断する。前記電流値をゼロより大と判断した場合、次の第２周期は励磁を完全に停止する。その後、第３周期ではθｏｎを通常通り実施したのち、θｏｆｆを所定角度だけ進角、即ち、位相を進める。これにより、次の周期におけるθｏｎの微小角度Δθ２手前の角度において、電流値はゼロとなり、進角の制御が完了する。このようにするのは、前述したように、θｏｎで電流値が残ってしまうと、その電流を初期値としてこの周期の電流波形が形成されるため、周期を重ねる毎に電流が増加していき、所望のトルクが得られなくなる可能性があるためである。
尚、１周期の間、励磁を停止するのでトルク変動が生じるが、回転速度が速い領域であるので、問題となる変動とはならない。また、微小角度Δθ２は回転速度に応じた所定時間Δｔ２とすることもできる。

また、前記の進角代は、θｏｎの微小角度Δθ２手前の角度における電流値の大きさに応じて決めることができる。すなわち、その電流値が大きい場合は進角代も大きく、小さい場合は進角代も小さい、ということになる。このようにすることで、その回転速度におけるトルクを最大限発生させつつ、速やかに進角制御が完了し、発生トルクが安定するといった効果が得られる。

さらに、Δθ２＜Δθ１として上述してきたθｏｆｆの遅角制御と進角制御を同時におこなうことができる。これによると、電流立ち下がりでゼロ電流となる角度位置はΔθ１−Δθ２内の角度に制御されるため、その回転速度におけるトルクを最大限発生させつつ、電源の電圧変動、巻線の抵抗値変動があった場合においても、安定したトルクを得ることができる。

本発明を諸図面や実施例に基づき説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき種々の変形や修正を行うことが容易であることに注意されたい。従って、これらの変形や修正は本発明の範囲に含まれることを留意されたい。

スイッチトリラクタンスモータ（ＳＲモータ）の一般的な駆動波形を示す波形図である。 本発明による制御方法での使用に適した集中巻き巻線の施された３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）ＳＲモータを示す断面図である。 第１の実施例を説明するためのインバータ電流経路を示す図である。 第１の実施例を説明する電流波形図である。 第２の実施例を説明する電流波形図である。 第３の実施例を説明する電流波形図である。

符号の説明

１ ステータ
２ ロータ
３ シャフト
Ｕ１〜Ｕ４、Ｖ１〜Ｖ４、Ｗ１〜Ｗ４ ティース
Ｕ１ｃ〜Ｕ４ｃ、Ｖ１ｃ〜Ｖ４ｃ、Ｗ１ｃ〜Ｗ４ｃ 巻線
Ｓ１、Ｓ２ 半導体スイッチング素子
Ｅ 電源の正端子
Ｄ１、Ｄ２ ダイオード
θｏｎ 励磁を開始すべき角度（励磁開始角）
θｏｆｆ 励磁を終了すべき角度（励磁開始角）

Claims (4)

1. スイッチトリラクタンスモータと、前記スイッチトリラクタンスモータの回転角度位置を検出する角度検出器と、電源と、半導体スイッチを有し前記電源電圧をスイッチトリラクタンスモータの巻線に印加するインバータと、前記巻線の電流値を検出する電流検出器と、前記インバータの半導体スイッチのオンオフを制御するコントローラとで構成されるモータ駆動システムにおいて、
   前記スイッチトリラクタンスモータの回転速度が高いとき、前記巻線に発生する速度起電圧を利用して前記スイッチトリラクタンスモータの駆動電流の立ち上りを速めるステップを含み、更に、
   前記角度検出器によって得られる角度に応じて前記巻線への励磁を開始すべき角度θｏｎと励磁を終了すべき角度θｏｆｆとを含む周期で前記駆動電流を供給するステップと、
   角度θｏｎから所定角度Δθ１前の位置で巻線電流値がゼロのとき、次の励磁周期の角度θｏｆｆを遅角させるステップと、
   を含む、ことを特徴とするスイッチトリラクタンスモータの高速域制御方法。
2. スイッチトリラクタンスモータと、前記スイッチトリラクタンスモータの回転角度位置を検出する角度検出器と、電源と、半導体スイッチを有し前記電源電圧をスイッチトリラクタンスモータの巻線に印加するインバータと、前記巻線の電流値を検出する電流検出器と、前記インバータの半導体スイッチのオンオフを制御するコントローラとで構成されるモータ駆動システムにおいて、
   前記スイッチトリラクタンスモータの回転速度が高いとき、前記巻線に発生する速度起電圧を利用して前記スイッチトリラクタンスモータの駆動電流の立ち上りを速めるステップを含み、更に、
   前記角度θｏｎから所定角度Δθ２前の位置で巻線電流値がゼロより大きいとき、次回の励磁周期の励磁を停止するとともに、次々回の励磁周期の角度θｏｆｆを進角させるステップ、
   を含むことを特徴とするスイッチトリラクタンスモータの高速域制御方法。
3. 請求項１または２に記載のスイッチトリラクタンスモータの高速域制御方法において、
   前記角度θｏｎから所定角度Δθ２前の位置で巻線電流値がゼロより大きいとき、次回の励磁周期の励磁を停止するとともに、次々回の励磁周期の角度θｏｆｆを前記所定角度Δθ２前の位置における巻線電流値の大きさに応じた進角代で進角させるステップ、
   を含むことを特徴とするスイッチトリラクタンスモータの高速域制御方法。
4. 請求項１または２に記載のスイッチトリラクタンスモータの高速域制御方法において、
   前記角度θｏｎから所定角度Δθ２前の位置で巻線電流値がゼロより大きいとき、次回の励磁周期の励磁を停止するとともに、次々回の励磁周期のθｏｆｆを進角させるステップ、または、
   前記角度θｏｎから所定角度Δθ２前の位置で巻線電流値がゼロより大きいとき、次回の励磁周期の励磁を停止するとともに、次々回の励磁周期のθｏｆｆを前記所定角度Δθ２前の位置における巻線電流値の大きさに応じた進角代で進角させるステップ、のうちの少なくとも１つのステップを含み、
   前記角度Δθ２が前記角度Δθ１より小さい、ことを特徴とするスイッチトリラクタンスモータの高速域制御方法。

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