JP4454444B2 - 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Description

本発明は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に、広い入力電圧範囲で所定出力電圧への変圧（降圧または昇圧）を可能にした双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。

車両などでは異なる電圧値を有するバッテリの２つの電源系を持っているものがある。このような電圧値が異なる２つの直流電源系で電力を融通し合う場合、一般に、直流電源系間に直流昇圧回路と直流降圧回路とを並列に配設し、それらを適宜使用する構成が採用されている。

また、直流電源系で電力を融通し合う場合に、小規模の回路で十分な高圧直流電圧が得られるようにするために双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを用いることも提案されている。

例えば、下記特許文献１には、トランスの両側にそれぞれ双方向型の直交変換部をもち、特に二次側直交変換部は、順送電（第１直流端子から第２直流端子への降圧送電）時に、平滑コイルとして作動するチョークコイルを、チョークコイル利用チョッパ回路型インバータのチョークコイルとして用い、このチョークコイルとトランスの二次コイルとの間のスイッチング・整流部が順送電時には整流器として機能し、逆送電（第２直流端子から第１直流端子への昇圧送電）時にはチョッパ回路として機能する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが記載されている。
特開平２００２−１６５４４８号公報

しかしながら、２つの直流電源系間に直流昇圧回路と直流降圧回路とを並列に配設する構成では、回路規模が大きくなり、また、同時動作すると回路内部の電圧ロスなどにより十分な性能を得ることができないという課題がある。

また、前記特許文献１に記載されているような双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、電圧変換用トランスの１次側巻線と２次側巻線の巻線比で電圧変換比が制約されると、要求される出力電圧の下限（あるいは上限）に制約がある場合にはそれに伴い入力電圧の下限（あるいは上限）も制約される。このため、入力電圧が大きく変動することが想定される場合には電圧変換用トランスの巻線比を十分に大きくとっておかざるを得ないという課題がある。

本発明の目的は、前記の課題を解決し、広い入力電圧範囲で所定出力電圧への変圧を可能にした双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明は、低圧側端子と、高圧側端子と、低圧側巻線および高圧側巻線を含むトランスと、前記低圧側端子と前記低圧側巻線との間に挿入された低圧側スイッチング部と、前記高圧側端子と前記高圧側巻線との間に挿入された高圧側スイッチング部と、前記低圧側スイッチング部の各スイッチング素子に並列接続された低圧側整流素子と、前記高圧側スイッチング部の各スイッチング素子に並列接続された高圧側整流素子と、前記低圧側スイッチング部のスイッチング素子および前記高圧側スイッチング部のスイッチング素子を制御する制御回路とを備えた双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記高圧側巻線と前記高圧側スイッチング部との間もしくは前記低圧側巻線と前記低圧側スイッチング部との間にＬＣ共振回路を設けると共に、前記高圧側スイッチング部のスイッチング素子を導通角０〜ほぼ５０％の範囲の制御ゾーンで制御して降圧制御を行う点に第１の特徴がある。

また、本発明は、低圧側端子と、高圧側端子と、低圧側巻線および高圧側巻線を含むトランスと、前記低圧側端子と前記低圧側巻線との間に挿入された低圧側スイッチング部と、前記高圧側端子と前記高圧側巻線との間に挿入された高圧側スイッチング部と、前記低圧側スイッチング部の各スイッチング素子に並列接続された低圧側整流素子と、前記高圧側スイッチング部の各スイッチング素子に並列接続された高圧側整流素子と、前記低圧側スイッチング部のスイッチング素子および前記高圧側スイッチング部のスイッチング素子を制御する制御回路とを備えた双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記高圧側巻線と前記高圧側スイッチング部との間もしくは前記低圧側巻線と前記低圧側スイッチング部との間にＬＣ共振回路を設けると共に、前記低圧側端子への入力電圧に応じて前記低圧側スイッチング部のスイッチング素子を導通角１００％あるいはほぼ５０％の制御ゾーンで制御して昇圧制御を行う点に第２の特徴がある。

また、本発明は、前記ＬＣ共振回路を前記高圧側巻線と前記高圧側スイッチング部との間に設けた点に第３の特徴がある。

また、本発明は、前記低圧側スイッチング部および前記高圧側スイッチング部はいずれも、４つのスイッチング素子を含むブリッジ接続構成である点に第４の特徴がある。

さらに、本発明は、前記低圧側端子にはバッテリを接続し、前記高圧側端子には発電機出力を接続した点に第５の特徴がある。

本発明の第１の特徴によれば、スイッチングによる電流波形をＬＣ共振回路で正弦波状
にし、高圧側スイッチング部のスイッチング素子を導通角０〜ほぼ５０％の範囲の制御ゾ
ーンで制御することにより、より広い入力電圧範囲で所定出力電圧を得ることができ、また、低圧側スイッチング部および高圧側スイッチング部はいずれも、ブリッジ型の単相インバータとなるため、それに接続するトランスの構造を簡素化することができる。

また、第２の特徴によれば、スイッチングによる電流波形をＬＣ共振回路で正弦波状に
し、入力電圧に応じて低圧側スイッチング部のスイッチング素子を導通角１００％あるい
はほぼ５０％の制御ゾーンで制御することにより、より広い入力電圧範囲で所定出力電圧
を得ることができ、また、低圧側スイッチング部および高圧側スイッチング部はいずれも、ブリッジ型の単相インバータとなるため、それに接続するトランスの構造を簡素化することができる。

また、第３の特徴によれば、電流値が小さい高圧側にＬＣ共振回路を設けることにより、ＬＣ共振回路を低圧側に設ける場合と比較してＬＣ共振回路での損失を低減することができる。

さらに、第４の特徴によれば、エンジン発電機、燃料電池、太陽光発電機などの発電電
圧の変動が大きな発電機出力であっても、安定してバッテリを充電することが可能になる
。

以下、図面を参照して本発明を詳細に説明する。図１は、本発明に係る双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路図である。本実施形態の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、低圧側端子１−１、１−２に接続される直流電源と高圧側端子２−１、２−１に接続される直流電源との間でトランス３を介して電圧変換を行うものである。

トランス３は、低圧側巻線３−１と高圧側巻線３−２を含む。低圧側端子１−１、１−２と低圧側巻線３−１との間に低圧側スイッチング部４が挿入され、高圧側端子２−１、２−２と高圧側巻線３−２との間に高圧側スイッチング部５が挿入される。

低圧側スイッチング部４は、ＦＥＴなどの４つのスイッチング素子（以下、ＦＥＴと記す。）４−１〜４−４をブリッジ接続して構成することができ、高圧側スイッチング部５は、４つのＦＥＴ５−１〜５−４をブリッジ接続して構成することができる。

ＦＥＴ４−１〜４−４、５−１〜５−４のそれぞれには、ダイオードなどの整流素子が並列接続される。これらの整流素子は、ＦＥＴの寄生ダイオードでよく、別途接続した接合ダイオードでもよい。並列接続された整流素子を合わせれば、低圧側スイッチング部４および高圧側スイッチング部５はそれぞれ、スイッチング・整流部と考えることができる。高圧側端子２−１、２−２と高圧側巻線３−２との間にはＬＣ共振回路６が挿入される。

低圧側および高圧側の電圧はそれぞれ、電圧検出部７、８で検出され、その検出電圧がＣＰＵなどからなる制御回路９に入力される。制御回路９は、ドライバ１０、１１を介して低圧側スイッチング部４のＦＥＴ４−１〜４−４および高圧側スイッチング部５のＦＥＴ５−１〜５−４をスイッチング制御する。なお、低圧側端子１−１、１−２間、および高圧側端子２−１、２−２間に接続されているコンデンサ１２、１３は、出力平滑用コンデンサである。

次に、図１の動作を説明する。低圧側から高圧側へ電力を供給する昇圧時、低圧側スイッチング部４のＦＥＴ４−１、４−４のペアとＦＥＴ４−２、４−３のペアとを交互にオン・オフさせる。このとき、低圧側端子１−１、１−２への入力電圧が所定の電圧値を持っている場合には、このオン・オフは全導通角で行わせる。このとき、後述するように、トランス３の巻線比Ａ／Ｂに近い値の電圧比で電圧変換が行われる。また、共振回路６により正弦波状にされた電流波形の零クロス点付近でＦＥＴ４−１〜４−４をオン・オフさせることができるため、大電流時でもスイッチング損失を抑制することができる。

また、低圧側端子１−１、１−２への入力電圧が所定の電圧値を下まわっている場合には、このオン・オフの導通角ほぼ５０％の制御ゾーンとしてＦＥＴ４−１〜４−４を制御する。このとき、後述するように、トランス３の巻線比Ａ／Ｂを超える電圧比で電圧変換を行うことができる。

このオン・オフに伴う電流がトランス３の低圧側巻線３−１に流れる。高圧側巻線３−２に誘起された電流は、ＬＣ共振回路６を通して高圧側スイッチング部５に入力され、ＦＥＴ５−１〜５−４に並列接続された整流素子により整流され、平滑コンデンサ１３で平滑されて出力される。このとき低圧側および高圧側に流れる電流は、ＬＣ共振回路６の存在により正弦波状になる。

高圧側から低圧側へ電力を供給する降圧時には、高圧側スイッチング部５のＦＥＴ５−１、５−４のペアとＦＥＴ５−２、５−３のペアとを交互に後述する所定導通角でオン・オフさせる。このオン・オフに伴う電流がトランス３の高圧側巻線３−２に流れる。ＦＥＴ５−１〜５−４のオン、オフにより高圧側および低圧側に流れる電流はＬＣ共振回路６の存在により正弦波状に変化する。

低圧側巻線３−１に誘起された電流は、低圧側スイッチング部４に入力され、ＦＥＴ４−１〜４−４に並列接続された整流素子により整流され、平滑コンデンサ１２で平滑されて出力される。

次に、本発明の原理を説明する。以下では、高圧側端子２−１、２−１へ与えられる高電圧を降圧して低圧側端子１−１、１−２に出力する場合を例として説明するが、本発明は、低圧側端子１−１、１−２側から高圧側端子２−１、２−１側への昇圧を行う場合にも適用することができる。

図２は、高圧側スイッチング部５のＦＥＴ５−１、５−４のペアとＦＥＴ５−２、５−３のペアを全導通角（デューティ比１００％）で交互にオン・オフさせた場合にトランス３の高圧側巻線端子３−２あるいは低圧側巻線３−１に流れる電流を高圧側端子あるいは低圧側端子から観た時の波形を示す図である。この電流は、ＬＣ共振回路の存在により正弦波状になる。

図３は、デューティ比を０〜１００％に変化させてＦＥＴ５−１〜５−４を制御した場合に得られる高圧側電圧と低圧側電圧の電圧比を示す特性図である。同図に示すように、ＦＥＴ５−１〜５−４をデューティ比５０％付近でターンオフさせた場合、トランス３の巻線比Ａ／Ｂに制限されず、それを越える電圧比が得られる。これは、電流が最大値となる付近でターンオフさせることにより、トランス３の巻線やＬＣ共振回路６のチョークコイルなどに蓄えられていたエネルギが放出されるためである。デューティ比が５０％を越えると、電圧比はトランス３の巻線比Ａ／Ｂに近い値に戻る。これは、デューティ５０％超では連続するオン、オフにより誘導エネルギが互いに打ち消し合うものとなってしまうためである。

本発明は、デューティ比５０％付近でターンオフさせた場合、トランスの巻線比Ａ／Ｂを越える電圧比が得られるという点に着目し、より広い入力電圧範囲での変圧制御を可能にするものである。

例えば、降圧時には、高圧側スイッチング部５のＦＥＴ５−１〜５−４を導通角０〜ほぼ５０％の範囲の制御ゾーンとし、高圧側電圧が高いときには高圧側電圧に応じてＦＥＴ５−１〜５−４の導通角を絞り込み、低いときには導通角をほぼ５０％とすることにより、トランス３の巻線比に制約されずに、より広い高圧側電圧範囲での降圧制御を可能にする。本発明での制御ゾーンを図２に示している。

図４は、本発明による電圧変換特性（ａ）と従来技術による電圧変換特性（ｂ）を対比して示す図である。同図に示すように、従来技術では、所定範囲の低圧側電圧Ｖｌ_１〜Ｖｌ_２を得ようとする場合、トランス３の巻線比Ａ／Ｂで変換特性が制約され、高圧側電圧はＶｈ_１〜Ｖｈ_２の範囲である必要がある。

つまり、高圧側電圧がＶｈ_２を越えると低圧側電圧はＶｌ_２を越えてしまい、高圧側電圧がＶｈ_１未満になると低圧側電圧はＶｌ_１未満なってしまう。このため、例えば低圧側にバッテリを接続してこれを充電する場合、バッテリの過充電または充電不足を防ぐには、高圧側電圧をＶｈ_１〜Ｖｈ_２の範囲に制限する必要がある。

これに対して、本発明では、所定範囲の出力電圧Ｖｌ_１〜Ｖｌ_２を得ようとする場合、トランス３の巻線比Ａ／Ｂで変換特性が制約されず、高圧側電圧はＶｈ_３（Ｖｈ_３＜Ｖｈ_１）以上であればよいので、より広い高圧側電圧範囲での降圧制御が可能になる。なお、電圧制御と導通角とはリニアな関係を維持するので、高圧側電圧が変動しても導通角制御により安定かつ容易に所定の低圧側電圧を得ることができる。

図５は、本発明の適用例を示す回路図であり、本発明に係る双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５０を用いて発電機５１を含む直流電源とバッテリ５２との間で電力を融通し合う例である。発電機５１は、例えばエンジン駆動式の３相の多極磁石発電機である。エンジンの始動時には、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５０の低圧側スイッチング部を駆動し、これにより昇圧したバッテリ５２のＤＣ電圧を駆動用インバータ（整流回路）５３に印加する。駆動用インバータ５３は、印加されたＤＣ電圧を３相のＡＣ電圧に変換して発電機５１に印加し、これをエンジン始動用電動機として起動する。

エンジンが始動すると、発電機５１はエンジンにより駆動され、駆動用インバータ５３のスイッチング動作は停止される。発電機５１の出力は、整流回路（駆動用インバータ）５３で整流され、レギュレータ５４で調整され、さらにインバータ５５で所定周波数の交流電力に変換されて出力される。

バッテリ５２の電圧が低下した時、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５０の高圧側スイッチング部を駆動すれば、整流回路５３の出力を双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５０により降圧し、この電圧によりバッテリ５２を充電することができる。

以上、実施形態について説明したが、本発明は、種々に変形可能である。例えば、ＬＣ共振回路は、降圧側ではなく低圧側に設けることもできる。この場合、低圧側スイッチング部とトランスの低圧側巻線の間にＬＣ共振回路を挿入すればよい。

本発明は、バッテリ間、あるいはエンジン駆動式発電機からなる直流電源とバッテリ間に限らず、通常の発電機、太陽光発電、風力発電、燃料電池などの適宜の直流電源系で電力を融通し合う場合に使用することができ、例えば、ハイブリッド車両などでの走行電力系と保安電装系とで電力のやり取りを行わせることができる。

本発明に係る双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路図である。 双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの動作説明のための波形図である。 デューティ比と電圧比の関係を示す特性図である。 本発明の電圧変換特性と従来技術の電圧変換特性を示す特性図である。 本発明の適用例を示す回路図である。

符号の説明

１−１、１−２・・・低圧側端子、２−１、２−２・・・高圧側端子、３・・・トランス、３−１・・・低圧側巻線、３−２・・・高圧側巻線、４・・・低圧側スイッチング部、４−４〜４−４，５−１〜５−４・・・ＦＥＴ、５・・・高圧側スイッチング部、６・・・ＬＣ共振回路、７，８・・・電圧検出部、９・・・制御部、１０，１１・・・ドライバ、１２，１３・・・平滑コンデンサ、５０・・・双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ、５１・・・発電機、５２・・・バッテリ、５３・・・駆動用インバータ（整流回路）、５４・・・レギュレータ、５５・・・インバータ

Claims (4)

1. 低圧側端子と、高圧側端子と、低圧側巻線および高圧側巻線を含むトランスと、前記低圧側端子と前記低圧側巻線との間に挿入され、ブリッジ接続構成の第１の一対のスイッチング素子および第２の一対のスイッチング素子を有する低圧側スイッチング部と、前記高圧側端子と前記高圧側巻線との間に挿入され、ブリッジ接続構成の第３の一対のスイッチング素子および第４の一対のスイッチング素子を有する高圧側スイッチング部と、前記低圧側スイッチング部の各スイッチング素子に並列接続された低圧側整流素子と、前記高圧側スイッチング部の各スイッチング素子に並列接続された高圧側整流素子と、前記低圧側スイッチング部のスイッチング素子および前記高圧側スイッチング部のスイッチング素子を制御する制御回路とを備えた双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記高圧側巻線と前記高圧側スイッチング部との間もしくは前記低圧側巻線と前記低圧側スイッチング部との間にＬＣ共振回路を設けると共に、前記高圧側スイッチング部の第３の一対のスイッチング素子と第４の一対のスイッチング素子を互いに逆に交互にオンオフさせた状態での第３の一対のスイッチング素子と第４の一対のスイッチング素子それぞれの全導通期間を導通角１００％として、第３の一対のスイッチング素子と第４の一対のスイッチング素子を導通角０〜ほぼ５０％の範囲の制御ゾーンで制御して降圧制御を行い、前記高圧側スイッチング部の第３の一対のスイッチング素子と第４の一対のスイッチング素子を導通角ほぼ５０％の制御ゾーンで制御した場合に、前記ＬＣ共振回路および前記トランスに蓄えられていたエネルギー放出により前記トランスの巻線比を越えた電圧比が得られることを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 低圧側端子と、高圧側端子と、低圧側巻線および高圧側巻線を含むトランスと、前記低圧側端子と前記低圧側巻線との間に挿入され、ブリッジ接続構成の第１の一対のスイッチング素子および第２の一対のスイッチング素子を有する低圧側スイッチング部と、前記高圧側端子と前記高圧側巻線との間に挿入され、ブリッジ接続構成の第３の一対のスイッチング素子および第４の一対のスイッチング素子を有する高圧側スイッチング部と、前記低圧側スイッチング部の各スイッチング素子に並列接続された低圧側整流素子と、前記高圧側スイッチング部の各スイッチング素子に並列接続された高圧側整流素子と、前記低圧側スイッチング部のスイッチング素子および前記高圧側スイッチング部のスイッチング素子を制御する制御回路とを備えた双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記高圧側巻線と前記高圧側スイッチング部との間もしくは前記低圧側巻線と前記低圧側スイッチング部との間にＬＣ共振回路を設けると共に、前記低圧側端子への入力電圧に応じて前記低圧側スイッチング部の第１の一対のスイッチング素子と第２の一対のスイッチング素子を互いに逆に交互にオンオフさせた状態での第１の一対のスイッチング素子と第２の一対のスイッチング素子それぞれの全導通期間を導通角１００％として、第１の一対のスイッチング素子と第２の一対のスイッチング素子を導通角１００％あるいはほぼ５０％の制御ゾーンで制御して昇圧制御を行い、前記低圧側スイッチング部の第１の一対のスイッチング素子と第２の一対のスイッチング素子を導通角ほぼ５０％の制御ゾーンで制御した場合に、前記ＬＣ共振回路および前記トランスに蓄えられていたエネルギー放出により前記トランスの巻線比を越えた電圧比が得られることを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 前記ＬＣ共振回路を前記高圧側巻線と前記高圧側スイッチング部との間に設けたことを特
   徴とする請求項１または２に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 前記低圧側端子にはバッテリを接続し、前記高圧側端子には発電機出力を接続したことを
   特徴とする請求項１または２に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。

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