JP3802031B2 - 受信装置及び受信方法 - Google Patents

Description

本発明は、例えば、地上波デジタル放送の受信装置および受信方法等に関する。

地上波デジタル放送用の変調方式としては、ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplex)方式が知られており、同方式は、例えば、欧州のＤＶＢ−Ｔ(Digital Video Broadcasting-Terrestrial)規格や、日本のＩＳＤＢ−Ｔ(Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial)規格などの地上波デジタル放送システムにおいて広く用いられている。
ＯＦＤＭ方式は、周波数軸上で等間隔に配置された多数のキャリアを用いる、いわゆるマルチキャリア方式を採用するものであり、これらのキャリア群を送信データに基づいて変調して得られるＯＦＤＭシンボル（以下、“シンボル”と称する）を、単位伝送時間（以下、“シンボル送出周期”と称する）毎に順次送出する変調方式である。ＯＦＤＭ方式では、ＱＡＭ、ＶＳＢ等のシングルキャリアによる変調方式に比較して、シンボル送出周期を長く設定できるので、マルチパス妨害に強いという特性を有している。
一般に、ＯＦＤＭ方式を用いた地上波デジタル放送では、映像や音声などの情報データの伝送を担うデータキャリア信号と共に、伝送路伝達特性の推定を容易にするためのパイロットキャリア信号が使用される。例えば、前述のＩＳＤＢ−ＴやＤＶＢ−Ｔ等の規格においては、分散パイロット(Scattered Pilot ; SP)信号（以下“ＳＰ信号”と称する）と呼ばれるパイロットキャリア信号が規定されている。ＳＰ信号は、キャリア周波数とシンボル時間の２次元からなるＯＦＤＭシンボル空間を仮想した場合、同空間内において特定の位置に重畳されることが既知であり、かつその複素振幅、即ちＳＰ信号の絶対値振幅と位相も予め定められている。それ故、これらの規格によるデジタル放送を受信する受信装置では、ＳＰ信号を利用して電波伝搬経路の各キャリアに対する伝達特性を推定し、かかる推定結果に基づいて受信信号に関する補正処理や等化処理を行うことが可能となる。なお、ＯＦＤＭシンボル空間内に含まれる、ＳＰ信号以外の他のキャリアは、ＱＡＭやＰＳＫ等の変調が施されたデータキャリア信号であることは言うまでもない。

従来のデジタル放送受信装置で用いられる信号伝達特性推定回路および推定方法に関しては、例えば、特許文献１から特許文献４などの文献に示される技術が開示されている。これらの従来技術は、ＯＦＤＭシンボル空間内に分散配置されたＳＰ信号群の伝達特性に所定の２次元フィルタリング処理を施すことにより、他のデータキャリアの伝達特性を推定する方式であるが、いずれも、シンボル時間方向の１次元フィルタ（以下“シンボルフィルタ”と称する）と、キャリア周波数方向の１次元フィルタ（以下“キャリアフィルタ”と称する）との組合せにより２次元フィルタリング処理を実現している。このため、２次元フィルタの通過帯域全体としての適応最適化処理を行うことが難しく、信号伝達特性の推定精度が低いという問題があった。

また、従来の２次元フィルタリング処理では、演算量の制約からシンボルフィルタとしてＩＩＲ(Infinite Impulse Response)フィルタを用いている。しかながら、ＩＩＲフィルタは、位相直線性を持たないためその絶対遅延量が一意的に決定することができず、ＯＦＤＭシンボルに対する信号伝達特性の推定誤差が大きくなるという問題もあった。
特開平１１−１６３８２２号公報 特開平１１−２３９１１５号公報 特開２００２−２６１７２９号公報 特開２００３−１０１５０３号公報

本発明が解決しようとする課題には、伝達特性の推定精度が高く、かつ信号復調時における誤り率の少ない受信装置および受信方法を提供することが一例として挙げられる。

請求項１に記載の発明は、複数のキャリアを送信データに基づいて直交変調することにより生成した伝送シンボルを伝送単位として特定既知の複素振幅を持つパイロット信号が前記伝送シンボル内の所定のキャリアに重畳されたＯＦＤＭ信号を受信し、連続する複数の前記伝送シンボルに含まれるキャリア群を検波して得た受信信号をキャリア周波数とシンボル時間に対応した２次元空間上の２次元データ領域内に配置する信号検波部と、前記２次元データ領域内に配置されたパイロット信号に基づいて前記受信信号の各々に対する受信信号伝達特性を推定する伝達特性推定部と、前記受信信号及び前記受信信号伝達特性に基づいて前記送信データを復号するデータ復号部と、を含む受信装置であって、前記伝達特性推定部は、前記２次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出する算出手段と、前記パイロット信号伝達特性について２次元フーリエ変換を施して、伝送路遅延時間と伝送路変動周波数に対応した２次元空間上の２次元フーリエ変換データを生成する変換手段と、前記２次元フーリエ変換データのうちフィルタ抽出領域よって規定される特定領域内のデータ群を選択抽出するフィルタ手段と、該選択抽出されたデータ群に対して２次元逆フーリエ変換を施して、キャリア周波数とシンボル時間に対応した２次元空間上の２次元逆フーリエ変換データを生成し、該生成されたデータに基づいて前記受信信号伝達特性を生成する生成手段とを含むことを特徴とする。

また、請求項１６に記載の発明は、複数のキャリアを送信データに基づいて直交変調することにより生成した伝送シンボルを伝送単位として特定既知の複素振幅を持つパイロット信号が前記伝送シンボル内の所定のキャリアに重畳されたＯＦＤＭ信号を受信し、連続する複数の前記伝送シンボルに含まれるキャリア群を検波して得た受信信号をキャリア周波数とシンボル時間に対応した２次元空間上の２次元データ領域内に配置する行程と、前記２次元データ領域内に配置されたパイロット信号に基づいて前記受信信号の各々に対する受信信号伝達特性を推定する行程と、前記受信信号及び前記受信信号伝達特性に基づいて前記送信データを復号する行程と、を含む受信方法であって、前記受信信号伝達特性の推定行程は、前記２次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出するステップと、前記パイロット信号伝達特性について２次元フーリエ変換を施して、伝送路遅延時間と伝送路変動周波数に対応した２次元空間上の２次元フーリエ変換データを生成するステップと、前記２次元フーリエ変換データのうちフィルタ抽出領域よって規定される特定領域内のデータ群を選択抽出するステップと、該選択抽出されたデータ群に対して２次元逆フーリエ変換を施して、キャリア周波数とシンボル時間に対応した２次元空間上の２次元逆フーリエ変換データを生成し、該生成されたデータに基づいて前記受信信号伝達特性を生成するステップとを含むことを特徴とする。

本発明に基づく受信装置の第１の実施例を以下に説明する。

なお、以下に説明する全ての実施例では、ＩＳＤＢ−Ｔによる地上波デジタル放送の部分受信装置を例にとって説明を行う。ＩＳＤＢ−Ｔの規格による場合、ＯＦＤＭシンボルは、図１に示される如く１３個のセグメントによって構成されており、各セグメントには、例えば、伝送モード１の場合、１０８波のキャリアが含まれている。そして、部分受信装置とは、この１３セグメントのうちの中央部に位置するセグメント０に含まれるキャリアのみを復調する受信装置のことである。
また、以下の事例においては、ＩＳＤＢ−Ｔ規格で定められた複数の伝送モードのうち、伝送モード１の場合を例にとって説明を行う。なお、伝送モード１における各変調パラメータの諸値を図２に、また、説明中で使用する各定数パラメータの諸値を図３に示す。
先ず、第１の実施例に基づく受信装置１の構成を図４に示す。同図に示される如く、受信装置１は、主に、シンボル検波部１１、シンボル記憶部１２、伝達特性推定部２０、及びデータ復号部３０から構成されている。なお、図中における信号の流れ示す矢印は、各構成要素間の主要な信号の流れを示すものであり、例えば、かかる主要信号に付随する応答信号や監視信号等の信号に関しては、図中の矢印と逆方向の向きに伝達される場合を含むものとする。さらに、図中の矢印は、各構成要素間における信号の流れを概念的に示すものであって、実際の装置において、各信号が矢印で示される経路の通りに忠実に授受される必要はない。また、実際の装置では、各構成要素が同図に示される如く忠実に区分されている必要もない。
シンボル検波部１１は、順次送信されてくるシンボルに対して、各シンボルに含まれるキャリア群を検波して、これらのキャリアの複素振幅（以下、“キャリア振幅”と称する）Ｓ_p,kを求める。ここで、Ｓ_p,kとはｋ番目のシンボルのｐ番目のキャリア振幅を表し、キャリアインデックスｐについては、図５に示すように、チャンネル中央のキャリアがインデックスｐ＝０に対応するように割り振るものとする。すなわち、チャンネル中央のキャリアはＳ_0,kに、セグメント０のキャリア群はＳ_-54,k〜Ｓ_53,kに、それぞれ対応するものとする。シンボル検波部１１は、例えば、チューナー、Ａ／Ｄ変換器、ガードインターバル除去回路、及びＦＦＴ回路等の各構成回路によって構成されるが、その構成はかかる事例に限定されるものではない。

次に、シンボル記憶部１２は、シンボル検波部１１から出力されるキャリア振幅のうち、チャンネル中央部のｎＸ個を選択して、これをシンボル時間方向についてｎＹシンボル時間分に亘り記憶する回路である。即ち、図６に示されるＯＦＤＭシンボル空間内の（ｎＸ×ｎＹ個）のキャリア群について、キャリア振幅Ｓ_p,q(-nX/2≦p＜nX/2 , k-nY＜q≦k)を記憶・保持する。以下の説明では、これらの記憶保持されたキャリア振幅を（ｐ，ｑ）空間上の２次元配列｛Ｓ_p,q：（ｐ，ｑ）∈Ｚ_2D｝と考えて説明を行う。

なお、図６に示される如く、ｐはキャリア・インデックス、ｑはシンボル・インデックスであり、それぞれのインデックスが、キャリア周波数とシンボル時間に対応している。また、Ｚ_2Dは、同図に示される２次元高速フーリエ変換領域（以下“２Ｄ−ＦＦＴ領域”と称する）に対応し、同領域の範囲は、キャリア周波数方向において、
−ｎＸ／２ ≦ ｐ ＜ ｎＸ／２
として定義され、また、シンボル時間方向においては、
ｋ−ｎＹ ＜ ｑ ≦ ｋ
として定義される。

なお、ＯＦＤＭシンボル空間である（ｐ，ｑ）空間上に２次元配列された各々のキャリア振幅情報と、各キャリアの属性（当該キャリアがＳＰ信号、又はデータキャリア信号である属性）との関係を図７に示す。同図からも明らかなように、ＳＰ信号は１２キャリアに１つの割合で重畳されており、その重畳位置は１シンボル毎に３キャリアずつ巡回推移する。

一方、データ復号部３０は、シンボル記憶部１２に記憶されたキャリア振幅データ群の中から、さらに、図６に示される推定領域Ｚ_EST(-wX/2≦p＜wX/2 , k-nY/2-wY/2≦q＜k-nY/2+wY/2)内のキャリア振幅｛Ｓ_p,q：（ｐ，ｑ）∈Ｚ_EST｝を抽出して、これに復号処理を加える部分である。

また、伝達特性推定部２０は、シンボル記憶部１２に記憶されたキャリア振幅に基づいて、上記推定領域Ｚ_EST内のキャリア振幅に対する推定伝達特性を算出して、これをデータ復号部３０に供給する部分である。

データ復号部３０は、シンボル記憶部１２からのキャリア振幅と、伝達特性推定部２０からの推定伝達特性に基づいて、等化、デインターリーブ、リードソロモン復号等の処理を行って、この結果得られる受信データを出力する。なお、伝達特性推定部２０は、連続するｗＹ個のシンボル区間について伝達特性の推定を行うので、受信した１シンボル毎のタイミングで動作する必要はなく、ｗＹシンボルを受信する毎に１回の割合で動作すれば良い。また、かかる動作タイミングはデータ復号部３０の動作タイミングについても同様である。

次に、伝達特性推定部２０の構成、及び動作について説明を行う。

先ず、伝達特性推定部２０の構成を図８に示す。同図に示される如く、伝達特性推定部２０は、主に、ＳＰ信号伝達特性算出回路２１、２次元フーリエ変換回路２２、２次元フィルタ回路２３、２次元逆フーリエ変換回路２４、及び推定伝達特性出力回路２５から構成されている。なお、以下の説明では記載を簡略化すべく、これら各々の回路をそれぞれ、算出回路２１、変換回路２２、フィルタ回路２３、逆変換回路２４、及び出力回路２５と称する。

続いて、伝達特性推定部２０の動作を説明する。前述の如く、ＩＳＤＢ−Ｔ規格の地上波デジタル放送では、ＯＦＤＭシンボル空間のキャリア配列中におけるＳＰ信号の存在位置、及び送信時におけるＳＰ信号の複素振幅値は、予め定められている。それ故、算出回路２１は、シンボル記憶部１２から供給されるキャリア振幅の中からＳＰ信号に関するキャリア振幅のみを抽出して、これを既知の送信複素振幅値で除算する。これによって、（ｐ，ｑ）空間上に点在するＳＰ信号に関し、その伝達特性｛Ｈ_p,q：（ｐ，ｑ）∈Ｚ_2D｝を求めることができる。因みに、かかる算出手順は以下のとおりである。

先ず、算出回路２１は、図７に示される領域Ｚ_2D内の全ての要素（ｐ，ｑ）について、Ｓ_p,qがＳＰ信号に相当する場合は、
Ｈ_p,q＝Ｓ_p,q／Ｒ_p,q
として、当該ＳＰ信号に関する伝達特性Ｈ_p,qを求める。ここで、Ｒ_p,qは、既知であるＳＰ信号の送出複素振幅値である。

また、算出回路２１は、ＳＰ信号以外のデータキャリア信号に対しては、
Ｈ_p,q＝０
として、その伝達関数を定める。

算出回路２１は、領域Ｚ_2D内の全ての要素（ｐ，ｑ）について伝達特性Ｈ_p,qを求めると、その結果を変換部２２に出力する。

変換部２２は、（ｐ，ｑ）空間上のＳＰ信号伝達特性｛Ｈ_p,q｝について、２次元フーリエ変換を施して、これを（m，n）空間上のＳＰ信号伝達特性｛ｈ_m,n：（ｍ，ｎ）∈Ｚ_TRA｝に変換する。すなわち、（ｐ，ｑ）空間のキャリア周波数方向（ｐ方向）については、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）処理を施すことで周波数領域を時間領域に変換し、シンボル時間方向（ｑ方向）については、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理を施すことで時間領域を周波数領域に変換する。

この結果、２次元フーリエ変換後の（m，n）空間では、そのｍ軸方向が時間の次元に、そのｎ軸方向が周波数の次元に、それぞれ対応することになる。また、（ｐ，ｑ）空間上の領域Ｚ_2Dが、（m，n）空間上に変換された領域Ｚ_TRAに対応し、同領域は、ｍ軸方向において、
−ｎＸ／２ ≦ ｍ ＜ ｎＸ／２
として定義され、また、ｎ軸方向において、
−ｎＹ／２ ≦ ｎ ＜ ｎＹ／２
として定義される。

フィルタ回路２３は、変換回路２２で（m，n）空間上にフーリエ変換されたデータ群に対して、所定のフィルタリング処理を施す回路である。後述するように、伝送路伝達特性のパワースペクトラム分布は、伝送路の性質に応じて（m，n）空間上の特定領域に集中する傾向がある。したがって、フィルタ回路２３は、この領域をカバーする通過域を有する実係数の２次元フィルタ窓｛ｗ_m,n｝を、（m，n）空間上のＳＰ信号伝達特性｛ｈ_m,n｝に乗算して（m，n）空間上での推定伝達特性｛ｇ_m,n｝を算出する。なお、かかる２次元フィルタ窓としては、矩形窓や余弦降下窓などの様々な形状の窓関数が適用可能であることは言うまでもない。フィルタ回路２３によって算出された推定伝達特性｛ｇ_m,n｝は、次段の逆変換回路２４に出力される。

逆変換回路２４は、フィルタ回路２３から供された推定伝達特性｛ｇ_m,n｝に、２次元フーリエ変換の逆処理である２次元逆フーリエ変換を施して、｛ｇ_m,n｝から（ｐ，ｑ）空間上の推定伝達特性｛Ｇ_p,q：（ｐ，ｑ）∈Ｚ_2D｝を算出する。
逆変換回路２４で算出された推定伝達特性｛Ｇ_p,q｝は、出力回路２５に供給される。同回路において、データ復号部３０が抽出した推定領域Ｚ_ESTのキャリア振幅に対応する推定伝達特性｛Ｇ_p,q：（ｐ，ｑ）∈Ｚ_EST｝が抽出されて、かかる抽出データがデータ復号部３０に供給される。

なお、伝達特性推定部２０からデータ復号部３０に、Ｚ_2D全領域についての推定伝達特性を出力しないのは、（ｐ，ｑ）空間の周辺部では、領域端部の影響により推定伝達特性に誤差が生じるためである。かかる端部の影響を軽減するには、例えば、ｎＸ、及びｎＹの具体的数値として、本実施例の値よりも更に大きな値を用いれば良い。本実施例では、推定領域シンボル幅ｗＹとしてｗＹ＝２０４なる値を用いているが、推定領域シンボル幅ｗＹはかかる値に限定されるものではない。同様に、推定領域キャリア幅ｗＸについても、本実施例では、１セグメント部分受信装置の構成を考えて同セグメントに含まれるキャリア数に相当するｗＸ＝１０８なる値を用いたが、これについてもかかる値に限定されるものではない。例えば、伝送帯域の中央に配置された３セグメントを受信復調する受信装置の場合はｗＸ＝３２４とすれば良い。
以上で説明したように、本実施例による受信装置は、複数のキャリアを送信データに基づいて直交変調することにより生成した伝送シンボルを伝送単位として特定既知の複素振幅を持つパイロット信号が前記伝送シンボル内の所定のキャリアに重畳されたＯＦＤＭ信号を受信し、連続する複数の前記伝送シンボルに含まれるキャリア群を検波して得た受信信号をキャリア周波数とシンボル時間に対応した２次元空間上の２次元データ領域内に配置する信号検波部１１と、前記２次元データ領域内に配置されたパイロット信号に基づいて前記受信信号の各々に対する受信信号伝達特性を推定する伝達特性推定部２０と、前記受信信号及び前記受信信号伝達特性に基づいて前記送信データを復号するデータ復号部３０と、を含む受信装置であって、前記伝達特性推定部２０は、前記２次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出する算出回路２１と、前記パイロット信号伝達特性について２次元フーリエ変換を施して、伝送路遅延時間と伝送路変動周波数に対応した２次元空間上の２次元フーリエ変換データを生成する変換回路２２と、前記２次元フーリエ変換データのうちフィルタ抽出領域よって規定される特定領域内のデータ群を選択抽出するフィルタ回路２３と、該選択抽出されたデータ群に対して２次元逆フーリエ変換を施して、キャリア周波数とシンボル時間に対応した２次元空間上の２次元逆フーリエ変換データを生成し、該生成されたデータに基づいて前記受信信号伝達特性を生成する逆変換回路２４及び出力回路２５とを含んでいる。
したがって、本実施例の受信装置によれば、従来、（ｐ，ｑ）空間における畳み込み積分演算で実現されていた２次元フィルタリング過程を、２次元フーリエ変換後の（ｍ，ｎ）空間における窓掛けで実現している。かかる構成では、２次元フィルタ窓係数ｗ_m,nが実数である限り、フィルタリングによる遅延は発生しない。したがって、特定のキャリア振幅に対する推定伝達特性を正確に算出することができる。

次に、本発明に基づく第２の実施例について説明を行う。

ところで、（ｐ，ｑ）空間を２次元フーリエ変換した後の（ｍ，ｎ）空間上では、前述の如く、そのｍ軸は時間に、そのｎ軸は周波数にそれぞれ対応している。これを、より正確に表現すれば、ｍ軸は伝送路のインパルス応答の遅延時間に対応し、ｎ軸は伝送路特性の変動周波数（ドップラー周波数）に対応している。それ故、（ｍ，ｎ）空間上に表れる伝送路伝達特性のパワースペクトラムは、前述した如く、受信環境に応じて（ｍ，ｎ）空間上の特定領域に集中する傾向を示す。

例えば、受信装置の周囲に高層ビル等の建物が存在しない郊外地域での静止受信（受信環境１）の場合、受信電波のマルチパスによる遅延広がりは小さく、ｍ軸方向の分散は少ない。また、受信装置が固定されているので伝送路特性の時間的変動も小さいのでｎ軸方向に対する分散も少なくなる。図９は、このような受信環境下における（ｍ，ｎ）空間上のＳＰ信号伝達特性のパワースペクトラム分布│ｈ_m,n│²を示すものであり、同図において、黒点部分及びその周囲の斜線部分はパワースペクトラム分布の濃密を擬似的に表したものである。この場合は、同図からも明らかな如く、（ｍ，ｎ）空間上の原点付近の領域Ａに伝送路伝達特性のパワースペクトラム分布が集中する。第１実施例で説明した２次元フィルタ窓に要求される第１の条件は、かかる伝送路伝達特性のパワースペクトラムを通過させることにある。

一方、図９の領域Ａの外側に点在している複数のパワースペクトラム分布は、本来の伝送路伝達特性のパワースペクトラムのエイリアシング成分である。即ち、ＳＰ信号伝達特性算出回路２１は、本来（ｐ，ｑ）空間の全領域で定義されるべき信号伝達特性のうち、ＳＰ信号の伝達特性のみを算出して、これ以外の領域についてはＨ_p,q＝０として、零補間により伝達特性を近似している。つまり、算出回路２１の出力であるＳＰ信号伝達特｛Ｈ_p,q｝は、受信信号の伝達特性をＳＰ信号の重畳点でサンプリングしたものであり、この結果、エイリアシング成分が（ｍ，ｎ）空間上に生じる。そして、２次元フィルタ窓に要求される第２の条件は、これらのエイリアシング成分を除去することにある。

さらに、２次元フィルタ窓に要求される第３の条件として、受信信号に含まれる雑音成分を抑圧する機能が挙げられる。因みに、かかる雑音成分抑圧機能を高めるには、直感的に理解されるように、２次元フィルタ窓の通過域を狭く、即ち、図９に示される領域Ａの面積を小さくすればよい。

つまり、２次元フィルタ窓に要求される諸条件に鑑みれば、２次元フィルタ窓は、（ｍ，ｎ）空間上の適正な位置に設けられ、かつ伝送路伝達特性のパワースペクトラムのみを通過させる必要最小限の大きさを持つことが望ましい。それ故、受信装置が図９に示される受信環境１の環境下でのみ使用されるならば、２次元フィルタ窓の通過域を、（ｍ，ｎ）空間上の原点付近の、きわめて狭い領域にのみ設定すれば良い。

しかしながら、（ｍ，ｎ）空間上における伝送路伝達特性のパワースペクトラム分布は、受信環境により大きく変化する。例えば、高層ビル等の建物が多い都会地域では、反射波によるマルチパス遅延が大きくなり、そのパワースペクトラム分布は、図１０に示すようなｍ軸方向に拡がった分布となる。また、受信装置が車両等の移動体に搭載されて用いられる受信環境下では、伝送路特性の時間的変動が大きくなり、そのパワースペクトラム分布は、図１１に示すようなｎ軸方向に拡がった分布となる。
このような様々の受信環境に対応する必要から、実際の受信装置では、２次元フィルタ窓の通過域を予め広く設定せざるを得ない。例えば、図１２に示される領域Ｂに２次元フィルタ窓の通過域を設定した場合、マルチパスの遅延時間については、０からＴｅ／４（Ｔｅ；有効シンボル長）まで、ドップラー周波数については、−Ｆａ／８からＦａ／８（Ｆａ；シンボル送出周波数）までのパワースペクトラム分布を有する伝送路に対応可能となる。

しかしながら、図９に示される理想的な受信環境において、かかる２次元フィルタ窓を設定すると、必要以上に広い通過域を通して雑音成分を多く通過させてしまい、この雑音成分の影響によって推定伝達特性の精度が低下するおそれがある。

以下に示す実施例は、かかる問題の解決を図るものである。なお、本実施例における受信装置１の構成は、その伝達特性推定部２０ａの内部構成を除いて、図４に示された第１実施例のブロック図と同様とする。

本実施例における伝達特性推定部２０ａの構成を図１３に示す。同図に示される如く、伝達特性推定部２０ａは、主に、ＳＰ信号伝達特性算出回路２１、２次元フーリエ変換回路２２、２次元フィルタ回路２３、２次元逆フーリエ変換回路２４、推定伝達特性出力回路２５、及びフィルタ定数設定回路２６（以下、“設定回路２６”と称する）から構成されている。なお、これら構成要素のうち、算出回路２１ないし出力回路２５については、第１実施例と同様であるので、その説明は省略して、第１実施例の場合と同様の略称を使用する。

本実施例では、フィルタ回路２３の２次元フィルタ窓の通過域が、設定回路２６から通知される窓枠ポインタ（ｍ₀，ｎ₀）、及び窓幅（ｍ_w，ｎ_w）の各パラメータによって決定される点に特徴がある。すなわち、本実施例における２次元フィルタ窓の通過域Ｃは、図１４に示される如く、窓枠ポインタ（ｍ₀，ｎ₀）を基点として、ｍ軸及びｎ軸の各々の方向について、それぞれｍ_wとｎ_wの幅で設定される。

これによって、（ｍ，ｎ）空間上の矩形領域Ｃ（ｍ₀≦ｍ＜ｍ₀＋ｍ_w ： ｎ₀−ｎ_w/2≦ｎ＜ｎ₀＋＜ｎ_w/2）内については、フィルタ回路２３の出力は、
ｇ_m,n＝ｈ_m,n
として設定され、それ以外の領域については、
ｇ_m,n＝０
として設定される。

つまり、図１４の領域Ｃ内に含まれるＳＰ信号伝達特性の成分のみが抽出され、受信環境に適応した２次元フィルタ窓の通過域を自在に設定することが可能となる。

例えば、図１０に示されるスペクトラム分布の受信環境下では、ｍ_wを大きく、ｎ_wを小さく設定すれば良く、また、図１１に示されるスペクトラム分布の受信環境下では、逆にｍ_wを小さく、ｎ_wを大きく設定すれば良い。

本実施例における２次元フィルタ窓の通過域の設定は、例えば、受信装置を使用するユーザーが、受信状態に応じてマニュアル操作によって設定回路２６の各パラメータを調整するようにしても良い。或いは、設定回路２６が信号検波部１０から受信電界強度や受信信号エラー率等の受信状態を示す情報を取得し、予め定められたＲＯＭテーブル等に従ってかかる情報に対応する適正な通過域を設定する構成としても良い。

なお、本実施例における設定パラメータは、上記の事例に限定されるものではなく、例えば、２次元フィルタ窓の通過域を定義する３点以上の窓枠ポインタを指定するようにしても良い。また、複数の窓枠ポインタと複数の窓枠情報を用いて任意の通過域を設定する構成としても良い。

以上に説明したように、本実施例は、第１実施例の構成に加えて、入力指令に基づいて２次元フィルタ窓の設定位置を規定する設定パラメータをフィルタ回路２３に供する設定回路２６をさらに含み、フィルタ回路２３は、当該設定パラメータに基づいてその通過域を画定する。

したがって、本実施例によれば、様々な受信環境に対応した２次元フィルタ窓の通過域を自在に設定し得るので、通過域を介して余分な雑音成分を拾うことがなく、推定伝達特性を高精度で算出することが可能となる。

なお、本実施例と同様の機能を、従来の（ｐ，ｑ）空間における畳み込み演算で実現した場合、受信装置は、窓枠ポインタ（ｍ₀，ｎ₀）、及び窓幅（ｍ_w，ｎ_w）に応じた多くの畳み込み係数のセットを記憶するか、或いは、それらの畳み込み係数のセットを窓位置や窓幅が変更される都度に再計算しなければならない。しかしながら、本実施例では、２次元フーリエ変換を行った後にフィルタリング処理を行っているので、単に、２次元フィルタ窓の大きさのみを変更するだけで対応が可能となる。

次に、本発明による第３の実施例について説明を行う。

本実施例は、２次元フィルタ窓の通過域内に在るデータ群に対して、所定の選択処理を加えることにより、データを取り込む通過域を更に絞り込む構成としたものである。なお、本実施例における受信装置の構成は第１実施例の場合と同様であり、フィルタ回路２３におけるフィルタリング処理に際して下記の処理が加重される点が異なるのみである。さらに、第２実施例において、本実施例を併せて用いるようにしても良い。

本実施例の２次元フィルタ回路２３に、例えば、前述の図９に示されるような２次元フィルタ窓の通過域Ａが設定されているものと仮定する。

したがって、かかる２次元フィルタ窓の通過域外では、第１実施例の場合と同様に、エイリアシング成分を除くため（m，n）空間上の推定伝達特性｛ｇ_m,n｝は
ｇ_m,n＝０
と定義される。

一方、２次元フィルタ窓の通過域内に含まれるキャリア振幅データ群の各々については、その電力Ｐ_m,nを
Ｐ_m,n＝│ｈ_m,n│²
として算出する。

そして、かかる電力Ｐ_m,nを所定の電力閾値Ｐthと比較して
Ｐ_m,n ＞ Ｐth
の場合のみに、かかる地点を通過域内のとして取扱い、推定伝達特性｛ｇ_m,n｝を
ｇ_m,n＝ｈ_m,n
として定義する。

これに反して、電力Ｐ_m,nが電力閾値Ｐthよりも小さい場合、即ち、
Ｐ_m,n ＜ Ｐth
の場合には、かかる地点を通過域外として取扱い、推定伝達特性｛ｇ_m,n｝を
ｇ_m,n＝０
と定義する。

以上の処理をフィルタ回路２３のフィルタリング処理に加重することにより、例えば、図９に示される理想的な受信環境の場合、２次元フィルタ窓の実際の通過域は、図１５に示される領域Ｄの範囲まで縮退される。これによって、予め２次元フィルタ窓に設定されていた通過域Ａの範囲内に存在する雑音成分を通過域内から除去することが可能となり、伝達特性推定演算の精度を向上させることが可能となる。

同様に、図１０の受信環境下において、本実施例を適用した場合の２次元フィルタ窓の通過域縮退の様子を図１６に示す。なお、図１５、及び図１６において、領域Ｄ及びＥの範囲内のデータが上記の
Ｐ_m,n ＞ Ｐth
なる場合に該当することは言うまでもない。

なお、以上の説明では、通過域縮退を行う際の判断値として電力値Ｐ_m,nを用いたが、本実施例はかかる事例に限定されるものではなく、例えば、判断値として複素数絶対値│ｈ_m,n│や、複素数の実部及び虚部の絶対値和｛│Real(ｈ_m,n)│+│Imag(ｈ_m,n)│｝等を用いるようにしても良い。

さらに、本実施例による２次元フィルタリング時の加重処理を実施するに当たり、例えば、２次元フィルタ窓の通過域内を複数の小区画に分割して上記処理を行うようにしても良い。すなわち、各々の小区画についてそこに含まれるデータの電力を計算して小区画毎にその平均電力算出し、その平均電力と所定の閾値とを比較して該小区画を通過域、或いは通過域外と設定するようにしても良い。これによって、２次元フィルタ窓内に生ずる局所的なパワー変動による影響を抑制することができる。また、閾値との判定処理は小区画単位で行われるため、閾値との判定処理に必要とされる演算回数を削減して処理の簡易化が可能となる。

なお、ＳＰ信号の伝達特性｛Ｈ_p,q：（ｐ，ｑ）∈Ｚ_2D｝は、本来、周波数方向（ｐ軸方向）と時間方向（ｑ軸方向）の両方向について無限に広がる（ｐ，ｑ）空間内において、例えば、図７に示される如く、その一部分であるＺ_2Dの領域のみを用いて抽出したものである。したがって、かかるＺ_2Dの領域に２次元フーリエ変換を施して得られた｛ｈ_m,n｝には、領域端部の影響により、実際には存在しないイメージ成分が含まれることになる。特に、本実施例のようにｈ_m,nの電力Ｐ_m,nのスペクトラム分布に基づいて、２次元フィルタ窓の実質的な通過域を決定するような場合は、かかるイメージ成分の影響によって最適な２次元フィルタ窓が得られないおそれがある。

かかる問題を解決するには、予め、｛Ｈ_p,q｝に２Ｄ−ＦＦＴ領域における窓係数｛Ｗ_p,q｝を乗算した後に、２次元フーリエ変換を行って｛ｈ_m,n｝を求めるようにすれば良い。なお、この場合の窓係数乗算は、言うまでもなくＳＰ信号の位置についてのみ行えば良い。また、窓形状としては、図６の推定領域Ｚ_ESTを通過域（窓係数が１）とし、その外周部で窓係数が１から０に向けて徐々に降下する、例えば、図１７に示すような形状とすることが望ましい。

以上に説明したように、本実施例による受信装置のフィルタ回路２３は、２次元フィルタ窓内に含まれるデータ群のうち、基準値以上の電力を有するデータのみを選択取得することを特徴とする。

したがって、本実施例によれば、フィルタ抽出領域内に存するデータの電力レベルに応じて２次元フィルタ窓の通過域を自在に縮退し得る。これによって、電力レベルの低い雑音成分を排除して、電力レベルの高いＳＰ信号のスペクトラム成分のみを抽出することができ、推定伝達特性を高精度で算出することが可能となる。

次に、本発明による第４の実施例について説明を行う。

前述した第３実施例では電力閾値Ｐthの設定が困難な場合がある。例えば、Ｐthを比較的低く設定すると、２次元フィルタ窓内に存する多くの雑音成分の電力が閾値Ｐthを超えてしまい２次元フィルタ窓の縮退効果が相殺されてしまう。一方、Ｐthを高く設定すると、今度は、伝達特性の推定に必要不可欠なＳＰ信号成分の電力がかかる閾値をクリアできず、２次元フィルタで阻止されてしまい、所望の推定伝達特性を算出することができない。さらに、車載受信装置の場合は、受信信号のＣ／Ｎ値が常に変化するため、最適な閾値を定常的に定義すること自体が困難である。

本実施例は、かかる問題を解決すべく為されたものであり、（m，n）空間上の伝送路伝達特性成分の存在しないであろう領域の平均雑音電力を算出して、かかる算出値に基づいて２次元フィルタ窓の窓係数Ｗ_m,nを決定することを特徴とする。なお、本実施例における受信装置の構成は、第１実施例の場合と同様であり、２次元フィルタ回路２３における窓係数Ｗ_m,nの演算処理が異なるのみである。

本実施例において、窓係数Ｗ_m,nを決定する演算例を以下に示す。

先ず、図１８に示す如く、（m，n）空間上の所定位置に雑音観測領域Ｆを設けて同領域内の平均雑音電力ＮＰを算出する。

次に、予め設定されている２次元フィルタ窓領域Ａの領域外については、エイリアシング成分を除去するために従前の実施例と同様に窓係数Ｗ_m,nを
Ｗ_m,n＝０
と設定する。

一方、２次元フィルタ窓領域Ａの抽出領域内では、第３実施例の場合と同様に、データ群に含まれる各データ毎にその電力Ｐ_m,nを
Ｐ_m,n＝│ｈ_m,n│²
として算出する。

そして、かかる算出値と前記の平均雑音電力ＮＰとを比較して、
Ｐ_m,n ≦ ＮＰ
であれば、窓係数Ｗ_m,nを
Ｗ_m,n＝０
と設定する。

また、
Ｐ_m,n ＞ ＮＰ
であれば、窓係数Ｗ_m,nを
Ｗ_m,n＝（Ｐ_m,n−ＮＰ）／Ｐ _m,n
と設定する。

すなわち、本実施例では、先ず、雑音観測領域Ｆにおいて測定した平均雑音電力ＮＰを第３実施例の閾値として利用し、かつ窓係数Ｗ_m,nの値を最小二乗基準によって決定する。つまり、フィルタ回路２３の出力であるＳＰ信号の伝達特性成分と、雑音成分とのパワー比が最大となるように窓係数Ｗ_m,nの値を設定する。これによって、図１８に示す如く、２次元フィルタ窓領域Ａの通過域をさらに最適な領域Ｅに絞ることが可能となる。

なお、本実施例においても、第３実施例の場合と同様に、２次元フィルタ窓の抽出領域Ａをさらに小区画に区分して、各々の区画毎に上記の処理を行うようにしても良い。

また、抽出領域内の各データ群の電力Ｐ_m,nを算出した後、これと平均雑音電力ＮＰを用いて、一旦、
Ｑ_m,n＝（Ｐ_m,n−ＮＰ）／Ｐ _m,n
なる値を求め、かかるＱ_m,nに対して閾値判定を行い、窓係数Ｗ_m,nの１又は０を設定するようにしても良い。

以上説明した如く、本実施例による受信装置では、フィルタリング回路２３は、２次元フィルタ窓以外の領域における雑音電力測定値を基準値として、該基準値以上の電力を有するデータのみを選択取得し、かつフィルタ抽出領域の窓関数を該雑音電力測定値に応じて基準化することを特徴とする。

したがって、２次元フィルタ窓内に含まれる雑音成分を的確に判定除去し、ＳＰ信号伝達特性の有効成分のみを正確に取り込むことが可能となり、精度の高い伝達特性推定を行うことができる。

次に、本発明による第５の実施例について説明を行う。本実施例は、第４実施例で算出された平均雑音電力ＮＰを用いて各キャリア毎の信頼度情報を生成し、データ復号部に設けられたビタビ復号器が、かかる信頼度情報に基づいて受信データの復号処理を行うことに特徴がある。

本実施例による受信装置１ａ、及びデータ復号部３０ａの構成を図１９に示す。なお、同図において、信号検波部１０及び、伝達特性推定部２０の構成は、前記第４実施例と同様であるものとする。

図１９において、キャリア抽出回路３１ａは、前述のデータ復号部３０に含まれる同回路と同様の機能を有し、信号検波部１０のシンボル記憶回路１５に記憶されたキャリア振幅データ群の中から、前記図６に示される推定領域Ｚ_EST内のキャリア振幅｛Ｓ_p,q：（ｐ，ｑ）∈Ｚ_EST｝を抽出して次段の等化回路３２aに供給する。

等化回路３２aは、このキャリア振幅を、伝達特性推定部２０から供給される推定伝達特性で除することで、その振幅を等化して等化後のキャリア振幅を次段のビットメトリック算出回路３３ａに供給する。

ビットメトリック算出回路３３ａは、ビタビ復号に用いられるビットメトリックを算出する回路である。一般に、ビットメトリックの算出手法は、いわゆる、硬判定を用いるものと軟判定を用いるものに大別される。 ここで、硬判定とは、各受信シンボル毎に一値の復調出力のみを決定する方法である。一方、軟判定とは、受信シンボル値の推定値とその信頼度を共に復調値として出力する方法であり、通常、受信信号をそのシンボル値よりも多くのレベルに量子化することにより実現される。なお、軟判定を用いる判定方法には、さらに様々な方式が存在する。いずれにしても、予め規定されたコンスタレーション・マッピングに従って、１つのキャリア振幅から当該キャリアあたりのビット数分のビットメトリックを算出するのが一般的である。すなわち、等化後の１つのキャリアから、例えば、ＱＰＳＫの場合は、１シンボル分のビット数である２つのビットメトリックが算出され、１６ＱＡＭの場合は、同じく１シンボル分のビット数である４つのビットメトリックが算出される。

一方、信頼度情報算出回路３６ａは、伝達特性推定部２０から供される推定伝達特性Ｈ_p,qと雑音平均電力ＮＰに基づいて、キャリア毎の信頼度情報を算出する回路である。各キャリアの信頼度情報をＢ_p,qとすると、例えば、
Ｂ_p,q＝│Ｈ_p,q│²／ＮＰ
として、信頼度情報Ｂ_p,qを算出するようにしても良い。因みに、上式は、各キャリア毎の推定ＣＮ値を信頼度情報として用いた事例である。

ビットメトリック重み付け回路３４ａは、ビットメトリック算出回路３３ａから４供されるビットメトリックに、信頼度情報算出回路３６ａから供される信頼度情報を乗算して所定の重み付けを行う回路である。

誤り訂正回路３５ａは、ビットメトリック重み付け回路３４ａから供される所定の重み付けが為されたビットメトリックに基づいて、受信信号についてのビタビ復号を行うと共に、予め定められた規定の階層分割、デインターリーブ処理、デランダマイズ処理、及びＲＳ復号処理等の各種のエラー訂正や復号化処理を行う回路である。

以上に説明した如く、本実施例による受信装置では、そのデータ復号部３０が、伝達特性推定部２０から供される推定伝達特性及び雑音電力測定値に基づいて受信キャリアの各々に対する信頼度情報を算出する信頼度情報算出回路３６ａと、該信頼度情報に基づいて受信データ復元時における復元パラメータの重み付けを行うビットメトリック重み付け回路３４ａと、を含んでいる。

したがって、本実施例による受信装置では、各キャリアの振幅、及び伝送路の雑音電力に基づいて、適正な重み付けを施したビットメトリックを用いてビタビ復号を行うことが可能となり、受信信号における誤り率の訂正特性を向上させることができる。

次に、本発明による第６の実施例について説明を行う。

ところで、以上に説明した各実施例では、例えば、図１に示されるようなＯＦＤＭ受信帯域の中央セグメントの両側に隣接するセグメントが存在し、かつ各セグメントは、セグメント内のキャリア群にＳＰ信号が重畳されている同期セグメントである、と仮定してその説明を行ってきた。しかしながら、実際の地上波デジタル放送では、例えば、受信対象とするセグメントに隣接するセグメントが存在しない場合や、隣接セグメントが存在しても、それがセグメント内のキャリア群にＳＰ信号が重畳されていない差動セグメントである場合もある。

このような場合、２Ｄ−ＦＦＴ領域のうち中央セグメントの右隣や左隣の領域ではＳＰ信号が存在しないため、これら隣接領域内のＳＰ信号伝達特性｛Ｈ_p,q｝を算出することができない。しかし、このような理由から、これらの隣接領域内においてＨ_p,q＝０と設定してしまうと、かかる隣接領域の影響によって推定伝達特性の算出結果に誤差が生じる。

本実施例は、このような隣接領域による影響を軽減すべく為されたものであり、中央セグメントの左右領域については、いわゆる、外挿処理によってＳＰ信号伝達特性を算出すべく、ＳＰ伝達特性算出回路２１における演算処理を改良したものである。従って、本実施例に基づく受信装置の構成は第１実施例と同様とする。

次に、本実施例による伝達特性推定部２０のＳＰ伝達特性算出回路２１における演算例を以下に説明する。

先ず、あるインデックスｑのシンボルについて、ＳＰ信号が重畳されているセグメント（中央セグメント）の領域では、従来と同様に各ＳＰ信号のポイントにおける伝達特性｛Ｈ_p,q｝を算出する。

次に、伝達特性を算出したインデックスｐのうち、最小の値をＢ、最大の値をＴとおき、以下に示す回転因子Ｕ_B、及びＵ_Tを求める。

Ｕ_B＝Ｈ_B,q／（Ｈ_B,q）^*
Ｕ_T＝Ｈ_T,q／（Ｈ_T,q）^*
なお、上式において、（Ｘ）^*は、複素数（Ｘ）の共役複素数を意味するものとする。

その後、例えば、中央セグメントの左領域については、同領域内のＳＰ信号伝達特性を下式に基づいて算出する。

Ｈ_B-12n,q＝Ｕ_B × （Ｈ_B+12n,q）^* （但し、ｎ＝１，２，…）
この様子を図２０に示す。同図において、２０（ａ）は、中央セグメントの左端部及び左領域を表しており、ｐ軸上においてキャリア信号の存在しない部分が左領域を意味している。また、２０（ｂ）は、上式に示された外挿法によって左領域内に仮想されたＳＰ信号伝達特性が推定されていく手順を示している。この場合、中央セグメント最左端のＳＰ信号伝達特性Ｈ_B,qの位置を対称点として、ｐ軸上において鏡像関係にあるＳＰ信号伝達特性から左領域内の仮想ＳＰ信号伝達特性が推定されて行く。

一方、中央セグメントの右領域についても同様にして、同領域内におけるＳＰ信号伝達特性を下式に基づいて算出される。

Ｈ_T+12n,q＝Ｕ_T × （Ｈ_T-12n,q）^* （但し、ｎ＝１，２，…）
図２０には、上記手順によって推定されるＳＰ信号伝達特性の振幅特性（２０ｃ）、及び位相特性（２０ｄ）も併せて示されているが、同図からも明らかな如く、隣接領域におけるＳＰ信号伝達特性の振幅特性、及び位相特性は、中央セグメントの領域と連続した滑らかな振幅／位相特性となる。即ち、本実施例によれば、隣接領域の伝達特性を０と置くことによって生ずる推定伝達特性への影響を軽減することが可能となる。

なお、ＩＳＤＢ−Ｔ規格において、例えば、受信するセグメントの右側に隣接セグメントが存在しない場合に、当該セグメントの最右端には、コンティニュアル・パイロット(Continual Pilot)信号（以下“ＣＰ信号”と称する）が付加される場合がある。また、右側の隣接セグメントがＳＰ信号を含まない差動セグメントの場合には、同セグメントの左端は、これと同じくＣＰ信号となる。このような場合は、図２１に示される如く、ＣＰ信号を対称点として隣接領域内のＳＰ信号伝達特性を算出するようにしても良い。同図において、２１（ａ）は、中央セグメントの右端部及び右領域を表しており、ｐ軸上においてキャリア信号の存在しない部分が右領域を意味している。また、２１（ｂ）は、外挿法によって右領域内に仮想されたＳＰ信号伝達特性が推定されていく手順を示している。

また、隣接領域内のＳＰ信号伝達特性を求める外挿法として、図２２に示される方式を用いるようにしても良い。

先ず、あるインデックスｑのシンボルについて、ＳＰ信号が重畳されている中央セグメント領域について、従来例と同様に各ＳＰ信号のポイント毎にその伝達特性｛Ｈ_p,q｝を算出する。

次に、伝達特性を算出したインデックスｐのうち、最小の値をＢ、最大の値をＴとおき、以下に示す回転因子Ｕ_B、及びＵ_Tを求める。

Ｕ_B＝Ｈ_B,q／（Ｈ_B,q）^*
Ｕ_T＝Ｈ_T,q／（Ｈ_T,q）^*
なお、上式において、（Ｘ）^*は、複素数（Ｘ）の共役複素数を意味するものとする。

その後、中央セグメントの左領域については、
Ｈ_B-12,q＝Ｈ_B,q
Ｈ_B-12(n+1),q＝Ｕ_B × （Ｈ_B+12n,q）^* （但し、ｎ＝１，２，…）
として、また、中央セグメントの右領域については、
Ｈ_T+12,q＝Ｈ_T,q
Ｈ_T+12(n+1),q＝Ｕ_T × （Ｈ_T-12n,q）^* （但し、ｎ＝１，２，…）
として、各領域内におけるＳＰ信号伝達特性を算出する。

図２２において、２２（ａ）は、中央セグメントの右端部及び右領域を表しており、ｐ軸上においてキャリア信号の存在しない部分が右領域を意味している。また、２２（ｂ）は、上式に示された外挿法によって右領域内に仮想されたＳＰ信号伝達特性が推定されていく手順を示している。この場合、中央セグメント最右端のＣＰ信号伝達特性Ｈ_T,q以下のＳＰ信号伝達特性がｐ軸上において鏡像関係となるように、左領域内の仮想ＳＰ信号伝達特性が推定されて行く。

以上に説明した如く、本実施例による受信装置の算出回路２１は、２次元データ領域をキャリア周波数方向に拡張して得られる拡張領域内に推定される仮想パイロットキャリアの伝達特性を算出することを特徴とする。これによって、伝達特性推定時におけるセグメント両端領域の影響を軽減させ、推定伝達特性の精度の向上を図ることが可能となる。

図１は、ＩＳＤＢ−Ｔ規格によるＯＦＤＭシンボルの構成を示す説明図である。 図２は、ＩＳＤＢ−Ｔ規格による伝送モード１における各変調パラメータの諸値を示す説明図である。 図３は、本発明の実施例で用いられる各定数パラメータの諸値を示す説明図である。 図４は、第１の実施例による受信装置の構成を示すブロック図である。 図５は、セグメントとキャリアインデックスとの関係を示す説明図である。 図６は、ＯＦＤＭシンボル空間の構成を示す説明図である。 図７は、ＯＦＤＭシンボル空間に配置されたキャリアの属性を示す説明図である。 図８は、図４の受信装置における伝送特性推定部２０の構成を示すブロック図である。 図９は、受信環境１における（ｍ，ｎ）空間上のパワースペクトラム分布を示す説明図でる。 図１０は、受信環境２における（ｍ，ｎ）空間上のパワースペクトラム分布を示す説明図でる。 図１１は、受信環境３における（ｍ，ｎ）空間上のパワースペクトラム分布を示す説明図でる。 図１２は、（ｍ，ｎ）空間上における２次元フィルタ窓の設定例を示す説明図である。 図１３は、第２の実施例における伝達特性推定部２０ａの構成を示すブロック図である。 図１４は、第２の実施例における２次元フィルタ窓の設定例を示す説明図である。 図１５は、受信環境２における第３の実施例による２次元フィルタ窓の設定例を示す説明図である。 図１６は、受信環境３における第３の実施例による２次元フィルタ窓の設定例を示す説明図である。 図１７は、２次元データ領域に乗積される窓関数の一例を示す説明図である。 図１８は、第４の実施例による２次元フィルタ窓の設定例を示す説明図である。 図１９は、第５の実施例による受信装置の構成を示すブロック図である。 図２０は、第６の実施例によるＳＰ信号伝達特性の第１の推定手順を示す説明図である。 図２１は、第６の実施例によるＳＰ信号伝達特性の第２の推定手順を示す説明図である。 図２２は、第６の実施例によるＳＰ信号伝達特性の第３の推定手順を示す説明図である。

符号の説明

１，１ａ 受信装置
１１ シンボル検波部
１２ シンボル記憶部
２０，２０ａ 伝達特性推定部
２１ ＳＰ信号伝達特性算出回路
２２ ２次元フーリエ変換回路
２３ ２次元フィルタ回路
２４ ２次元逆フーリエ変換回路
２５ 推定伝達特性出力回路
３０，３０ａ データ復号部
３１ａ キャリア抽出回路
３２ａ 等価回路
３３ａ ビットメトリック算出回路回路
３４ａ ビットメトリック重み付け回路
３５ａ 誤り訂正回路
３６ａ 信頼度情報算出回路

Claims (16)

1. 複数のキャリアを送信データに基づいて直交変調することにより生成した伝送シンボルを伝送単位として特定既知の複素振幅を持つパイロット信号が前記伝送シンボル内の所定のキャリアに重畳されたＯＦＤＭ信号を受信し、連続する複数の前記伝送シンボルに含まれるキャリア群を検波して得た受信信号をキャリア周波数とシンボル時間に対応した２次元空間上の２次元データ領域内に配置する信号検波部と、
   前記２次元データ領域内に配置されたパイロット信号に基づいて前記受信信号の各々に対する受信信号伝達特性を推定する伝達特性推定部と、
   前記受信信号及び前記受信信号伝達特性に基づいて前記送信データを復号するデータ復号部と、を含む受信装置であって
   前記伝達特性推定部は、
   前記２次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出する算出手段と、
   前記パイロット信号伝達特性について２次元フーリエ変換を施して、伝送路遅延時間と伝送路変動周波数に対応した２次元空間上の２次元フーリエ変換データを生成する変換手段と、
   前記２次元フーリエ変換データのうちフィルタ抽出領域よって規定される特定領域内のデータ群を選択抽出するフィルタ手段と、
   該選択抽出されたデータ群に対して２次元逆フーリエ変換を施して、キャリア周波数とシンボル時間に対応した２次元空間上の２次元逆フーリエ変換データを生成し、該生成されたデータに基づいて前記受信信号伝達特性を生成する生成手段と、を含むことを特徴とする受信装置。
2. 入力指令に基づいて前記フィルタ抽出領域の設定位置を規定する設定パラメータを前記フィルタ手段に供する供給手段をさらに含み、
   前記フィルタ手段は、前記設定パラメータに基づいて前記特定領域を画定することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. 前記設定パラメータは、前記フィルタ抽出領域の領域基準点を示す基準ポインタと、前記フィルタ抽出領域の領域幅であることを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
4. 前記フィルタ手段は、前記フィルタ抽出領域内に含まれるデータ群のうち、基準値以上の電力を有するデータのみを選択抽出することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
5. 前記フィルタ手段は、前記フィルタ抽出領域を複数の小区画に分割して該小区画毎にその平均電力を算出し、前記平均電力が基準値以上の電力を有する小区画に含まれるデータのみを選択抽出することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
6. 前記フィルタ手段は、前記２次元フーリエ変換データ空間上の前記フィルタ抽出領域以外の領域における雑音電力測定値を前記基準値とし、かつ前記フィルタ抽出領域の窓関数を前記雑音電力測定値に応じて基準化することを特徴とする請求項４又は請求項５に記載の受信装置。
7. 前記データ復号部は、
   前記伝達特性推定部から供される受信信号伝達特性及び雑音電力測定値に基づいて前記受信信号の各々に対する信頼度情報を算出する信頼度情報算出手段と、
   前記信頼度情報に基づいて受信データ復号時における復号パラメータの重み付けを行う重み付け手段と、を含むことを特徴とする請求項６に記載の受信装置。
8. 前記信頼度情報算出手段は、前記受信信号伝達特性及び雑音電力測定値に基づいて算出した搬送波／雑音電力比を前記信頼度情報として用いることを特徴とする請求項７に記載の受信装置。
9. 前記復号パラメータは、ビタビ複合器におけるビットメトリック情報であることを特徴とする請求項７又は請求項８に記載の受信装置。
10. 前記変換手段は、前記２次元フーリエ変換を行う際に前記２次元データ領域に所定の窓関数を乗算することを特徴とする請求項１乃至請求項９の何れか１項に記載の受信装置。
11. 前記窓関数は、前記２次元データ領域と該領域に含まれる推定データ領域との間においてその乗積係数が前記推定データ領域から前記２次元データ領域に向けて一定の割合で減少することを特徴とする請求項１０に記載の受信装置。
12. 前記算出手段は、前記２次元データ領域をキャリア周波数方向に拡張して得られる拡張領域内に配置される仮想パイロット信号の伝達特性を算出することを特徴とする請求項１乃至請求項１１の何れか１項に記載の受信装置。
13. 前記算出手段は、前記２次元データ領域におけるキャリア周波数の最端パイロット信号の伝達特性に基づいて回転パラメータを生成して、前記最端パイロット信号をキャリア周波数上の対称点として前記拡張領域と鏡像関係にある前記２次元データ領域内のパイロット信号の伝達関数に前記回転パラメータを乗じて前記仮想パイロット信号の伝達特性を算出することを特徴とする請求項１２に記載の受信装置。
14. 前記算出手段は、前記２次元データ領域におけるキャリア周波数の最端パイロット信号の伝達特性に基づいて回転パラメータを生成して、キャリア周波数上で前記拡張領域と鏡像関係にある前記２次元データ領域内のパイロット信号の伝達関数に前記回転パラメータを乗じて前記仮想パイロット信号の伝達特性を算出することを特徴とする請求項１２に記載の受信装置。
15. 前記回転パラメータは、前記最端パイロット信号の伝達特性と該伝達特性の共役複素伝達特性との比であることを特徴とする請求項１３又は請求項１４に記載の受信装置。
16. 複数のキャリアを送信データに基づいて直交変調することにより生成した伝送シンボルを伝送単位として特定既知の複素振幅を持つパイロット信号が前記伝送シンボル内の所定のキャリアに重畳されたＯＦＤＭ信号を受信し、連続する複数の前記伝送シンボルに含まれるキャリア群を検波して得た受信信号をキャリア周波数とシンボル時間に対応した２次元空間上の２次元データ領域内に配置する行程と、
    前記２次元データ領域内に配置されたパイロット信号に基づいて前記受信信号の各々に対する受信信号伝達特性を推定する行程と、
    前記受信信号及び前記受信信号伝達特性に基づいて前記送信データを復号する行程と、を含む受信方法であって
    前記受信信号伝達特性を推定する行程は、
    前記２次元データ領域内に配置されたパイロット信号に対するパイロット信号伝達特性を算出するステップと、
    前記パイロット信号伝達特性について２次元フーリエ変換を施して、伝送路遅延時間と伝送路変動周波数に対応した２次元空間上の２次元フーリエ変換データを生成するステップと、
    前記２次元フーリエ変換データのうちフィルタ抽出領域よって規定される特定領域内のデータ群を選択抽出するステップと、
    該選択抽出されたデータ群に対して２次元逆フーリエ変換を施して、キャリア周波数とシンボル時間に対応した２次元空間上の２次元逆フーリエ変換データを生成し、該生成されたデータに基づいて前記受信信号伝達特性を生成するステップと、を含むことを特徴とする受信方法。

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