JP3842486B2 - 回り込みキャンセラ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＰＳＫ−ＯＦＤＭ（Phase Shift Keying-Orthogonal Frequency Division Multiplexing ：位相変調−直交周波数分割多重）方式によるデジタル放送やデジタル伝送における中継所（具体的には、中継装置）に係り、特に、ＳＦＮ（Single Frequency Network：単一周波数ネットワーク）における中継放送所の送受信アンテナ間での電波の回り込みや、マルチパスによるエコーあるいは複数の送信局により同一の信号が送信される複局送信時の本来受信すべき親局以外からの受信波等（以下、回り込みと言う）を除去するための回り込みキャンセラに関する。
【０００２】
【従来の技術】
この種回り込みキャンセラの従来技術としては、本発明者らの発明に係る回り込みキャンセラ（特願平１０−１６２１８９号「回り込みキャンセラ」）があり、また、文献においても、濱住、今村、居相、渋谷「地上ディジタル放送ＳＦＮのための放送波中継用回り込みキャンセラの検討」電子情報通信学会技術報告、ＥＭＣＪ９８−１１１（１９９９−０３）がある。
【０００３】
これらの回り込みキャンセラにおいては、ＯＦＤＭ信号に予め挿入されているスキャッタードパイロット（Scattered Pilot)（以下、ＳＰという）を使用して回り込み伝送路の周波数特性（以下、回り込み伝達関数という）を推定するようにしている。ここでＳＰは、受信機において同期検波を行う際に必要となる基準位相を再生することを目的に挿入されているものである。
【０００４】
以下に、上記特願平１０−１６２１８９号明細書記載の回り込みキャンセラについて説明する。
図５は、中継信号の判定／再変調を行わないで、親局波をそのまま増幅して再送信する直接中継方式による回り込みキャンセラを用いた中継放送装置の構成例（図５の構成を構成例１という）を示している。
このような構成においては、ＳＦＮ用の放送波中継所は同一周波数で再送信するため、送信アンテナ１から受信アンテナ２に電波が回り込む。破線で囲んで示す回り込みキャンセラは、この回り込み波を減算器３、ＦＩＲ（Finite-duration Inpulse Response) フィルタ４およびＦＩＲフィルタ係数制御回路５を用いて回り込み波の複製を作成し、回り込み波の打ち消しを行うものである。
【０００５】
回り込みキャンセラの原理を数式を用いて説明する。ここで扱う信号は、特にことわらない限り全て複素数であるものとする。まず、親局の送信信号をＸｔ（ω）とする。回り込み波をＣ（ω）とし、ＦＩＲフィルタの特性をＷ（ω）、バンドパスフィルタ６と増幅器７の総合周波数特性をＧ（ω）とする。図示の観測点Ｐにおける信号をＳ（ω）とすると観測点Ｐにおける伝達関数Ｆ（ω）は次式で表すことができる。
【数１】
【０００６】
回り込み波キャンセラの最適条件は、Ｇ（ω）Ｃ（ω）＝Ｗ（ω）であるから、誤差信号Ｅrr（ω）は
【数２】
となる。このＥrr（ω）を最小化することで、回り込み波のキャンセルを行っている。
【０００７】
図６も、図５と同様、直接中継方式による回り込みキャンセラを用いた中継放送装置の別の構成例（図６の構成を構成例２という）を示している。図５の構成と異なる点は、ＦＩＲフィルタ４およびＦＩＲフィルタ係数生成回路５に供給される信号が増幅器７の出力信号（図５では、減算器３の出力信号）であることである。
【０００８】
構成例２の場合も、構成例１と同様な手順で観測点Ｐにおける伝達関数Ｆ（ω）を計算すると次式が得られる。
【数３】
回り込み波キャンセル最適条件は、Ｃ（ω）＝Ｗ（ω）であるから、キャンセル残差信号Ｅrr（ω）は
【数４】
となる。この場合は、キャンセル残差信号Ｅrr（ω）にＧ（ω）が残っており、構成例２の場合はＧ（ω）を予め知る必要がある。（４）式で表されるＥrr（ω）を最小化することで、回り込み波のキャンセルを行っている。ここで、Ｇ（ω）の特性は、増幅器７の出力信号をバンドパスフィルタ６の入力信号で複素除算することで知ることができる。
【０００９】
図７は、回り込みキャンセラの具体例を示している。本例は、上述の構成例１に基づく回路構成例となっている。
図７においては、まず、減算器３の出力をＦＦＴ（Fast Fourier Transform) またはＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）８によって観測点Ｐの信号を周波数領域の信号に変換する。変換された信号をＳ(i,k) とする。
ここで、ｉはＯＦＤＭのシンボル番号（整数）を表している。また、ｋはＯＦＤＭのキャリア番号で、Ｋを総キャリア数とすると、０≦ｋ＜Ｋの範囲の整数である。
【００１０】
次に、基準信号あるいはデータ判定等により得られる送信信号の推定値をＸ(i,k) とすると、観測点Ｐにおける周波数特性Ｆ(i,k) は、複素除算回路（Ａ）９で次式の演算を行うことによって求めることができる。
【数５】
【００１１】
次段のキャンセル残差演算回路１０は、回り込みキャンセル後の残差の周波数特性）Ｅrr(i,k) を上述の（２）式に基づいて、次式の演算を行う回路で実現する。
【数６】
【００１２】
こうして求めたキャンセル残差の周波数特性Ｅrr(i,k) をＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）またはＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transform）１１により、時間領域の信号ｅrr(i,n) に変換することで、観測点Ｐの複素インパルスを求めることができる。ここで、ＮをＩＦＦＴまたはＩＤＦＴの変換ポイント数とすると、時間領域の信号ｅrr(i,n) のｎは０≦ｎ＜Ｎの範囲の整数となる。
ここで、時間領域の信号ｅrr(i,n) としては、１ジンボルあたりＮ個の複素情報が得られる。回り込み波の存在する最大遅延時間の番号をＭとすると、ＦＩＲフィルタ４に要求される最大タップ長もＭとなる。ここでＦＩＲフィルタ４のタップ番号をｍ（１≦ｍ＜Ｍ）とする。
通常は、Ｎ＞Ｍであるから、ＦＩＲフィルタの制御にあたっては、時間領域の信号ｅrr(i,n) において主波の番号であるｎ＝０およびＦＩＲフィルタ制御外の番号であるｎ＞Ｍの信号を切り捨て、回り込みキャンセル後の残差のインパルスレスポンスｅrr(i,m) のみを取り出すようにする。
【００１３】
係数抽出回路１２は、この切り捨て処理および次式の逐次更新式によりＦＩＲフィルタ４のタップ係数を制御する回路である。
【数７】
ここで、ｗ(i,m) はＦＩＲフィルタ４のタップ係数、μは１以下の更新係数である。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
現在検討が進められている地上ディジタル放送方式においては、（１）ＳＰを使用して同期検波を行う同期系のモードと、（２）ＳＰを使用しないで差動復調を行うことで復調を行う差動系のモードとがあり、ＳＰを使用する、しないに応じてそれぞれ前者は送信側においてＳＰを予め伝送するが、後者はＳＰを伝送しない方式である。
【００１５】
上述した従来の回り込みキャンセラにおいては、ＳＰを使用して回り込み伝達関数を推定するようにしているため、π／４シフトＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭ方式を使用する差動系モードの地上デジタル放送の場合、回り込み伝達関数の推定が行えず、従って、回り込みキャンセラを実現することができなくなるという解決すべき課題があった。
【００１６】
本発明の目的は、ＳＰを伝送しない方式の地上デジタル放送の放送波中継所においても、その実現を可能にする回り込みキャンセラを提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明回り込みキャンセラは、受信系統からの入力信号が供給される被減算端子および送受アンテナ間の回り込みをキャンセルするための信号が供給される減算端子を有している減算器と、該減算器の出力信号が入力され受信信号を増幅して再送信するための増幅器の入出力信号のいずれか一方の信号が分岐されて供給され回り込み信号の複製を発生して前記減算器の減算端子に供給するＦＩＲフィルタと、前記増幅器の入出力信号のいずれか一方の信号が分岐されて供給され入力された時間領域の信号をＦＦＴまたはＤＦＴして周波数領域の信号に変換して出力するＦＦＴまたはＤＦＴ回路と、該ＦＦＴまたはＤＦＴ回路からの信号より伝達関数を算出して出力する伝達関数測定回路と、該伝達関数測定回路から出力される伝達関数から回り込みのキャンセル残差の周波数特性を算出して出力するキャンセル残差演算回路と、該キャンセル残差演算回路から出力される回り込みキャンセル残差の周波数特性をＩＦＦＴまたはＩＤＦＴして時間領域の回り込みキャンセル残差のインパルス応答を算出するＩＦＦＴまたはＩＤＦＴ回路と、該ＩＦＦＴまたはＩＤＦＴ回路から出力された回り込みキャンセル残差のインパルス応答から前記ＦＩＲフィルタを制御する部分だけを抽出して逐次更新して前記ＦＩＲフィルタに係数として供給する係数抽出回路とからなる回り込みキャンセラにおいて、前記伝達関数測定回路が、前記ＦＦＴまたはＤＦＴ回路から出力される複素の実部と虚部で表される直交座標の信号を振幅と位相で表される極座標の信号に変換して出力する極座標変換回路と、該極座標変換回路の出力信号のうち位相の信号が入力されており、入力信号に位相変調の相数を示すＭを乗算して出力する乗算器と、該乗算器からの信号が入力されており、入力信号の位相変調の変調成分を除去して出力する変調除去回路と、該変調除去回路からの信号を前記Ｍで除算して出力する除算器と、該除算器からの信号と、前記極座標変換回路からの信号のうち振幅の信号とが入力されており、極座標の信号である入力信号を直交座標に変換して出力する直交座標変換回路とを少なくとも具えてなることを特徴とするものである。
【００１８】
また、本発明回り込みキャンセラは、前記変調除去回路が、当該回路への入力信号を２πで除算して出力する１／２π除算回路と、該１／２π除算回路からの信号の小数点以下を丸め処理して出力する切り捨て回路と、該切り捨て回路からの信号に２πを乗算して出力する２π乗算回路と、該２π乗算回路からの信号を前記変調除去回路の入力信号から減算することによって、位相変調の変調成分を除去して出力するように構成したことを特徴とするものである。
【００１９】
また、本発明回り込みキャンセラは、前記変調除去回路と前記直交座標変換回路との間の位相成分の信号経路に、さらに位相の不連続を検出して補正する位相連続化回路が介挿されていることを特徴とするものである。
【００２０】
また、本発明回り込みキャンセラは、前記変調除去回路と前記直交座標変換回路との間の位相成分の信号経路に、さらにＦＦＴウインドウの位相ずれに起因する位相傾斜特性を検出して除去する一次傾斜除去回路が介挿されていることを特徴とするものである。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下に添付図面を参照し、発明の実施の形態に基づいて本発明を詳細に説明する。
図１は、本発明回り込みキャンセラの一部をなす回り込み伝達関数（特に、ＰＳＫ−ＯＦＤＭ信号における回り込み伝達関数）を測定する測定回路の第１の実施形態をブロック図にて示している。
【００２２】
なお、この伝達関数測定回路は、上述した従来技術を示す図７において、特に、ＦＦＴまたはＤＦＴ８および複素除算回路（Ａ）９に相当する回路部分で、当該回路の出力として回り込み伝達関数ＦＩ(i,k),ＦＱ(i,k) が得られるようになっている。
【００２３】
図１において、観測点Ｐ（図７参照）の信号を複素ＦＦＴ８を用いて周波数領域の信号に変換した信号の実部、虚部信号をそれぞれ、ＳＩ(i,k) ，ＳＱ(i,k) とする。これら信号ＳＩ(i,k) ，ＳＱ(i,k) について極座標変換回路１３において次式の演算を全てのキャリアについて行って極座標系の信号θs (i,k) ，ｒ(i,k) に変換する。ここで、ｉはＯＦＤＭのシンボル番号、ｋはＯＦＤＭのキャリア番号をそれぞれ表すものとする。
【数８】
【数９】
【００２４】
除算器１５、切り捨て回路１６、乗算器１７および減算器１８で構成され、破線枠で囲んで示す変調除去回路１９は、その直前の乗算器１４を含めて次式の演算を行う回路である。
【数１０】
ここで、Ｍは、Ｍ相ＰＳＫ−ＯＦＤＭ信号のＭであり、地上ディジタル放送方式で検討されているπ／４シフトＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭにおいてはＭ＝４となる。ただし、(10)式中、ＦＬＲ
【外１】
は、小数点以下の数字を切り捨てて整数化する処理を示すもので、切り捨て回路１６にて実現する。
【００２５】
以上により変調を除去した信号を除算器２０に入力して、次式によりθ(i,k)を求める。
【数１１】
こうして求めたθ(i,k)および(9)式のｒ(i,k)を直交座標変換回路２１において実部、虚部の複素信号に逆変換する。回り込み伝達関数Ｆ(i,k)の実部および虚部をＦＩ(i,k)，ＦＱ(i,k)とすると、それぞれ次式で表すことができる。
【数１２】
【数１３】
【００２６】
次に、本発明回り込みキャンセラの一部をなす回り込み伝達関数測定回路の第２の実施形態（本実施形態も、ＰＳＫ−ＯＦＤＭ信号における回り込み伝達関数を測定するための伝達関数測定回路に関する。）をブロック図にて図２に示し、これにつき説明する。
ＯＦＤＭ変調信号についてＦＦＴやＤＦＴを行う際、通常、ＦＦＴやＤＦＴの前に矩形窓関数の処理を行い、ガードインターバルの除去を行う。この場合、矩形窓関数のタイミング誤差は回り込み伝達関数Ｆ(i,k) に含まれてしまうことになる。本実施形態は、この矩形窓関数のタイミング誤差の除去も併せて行う実施形態である。
【００２７】
いま、ＯＦＤＭのキャリア番号が図３に示すように定義されているものとして説明を進める。
ここでは、ＯＦＤＭの中心キャリアの番号を０とし、正負対称にＫｈ本のキャリアがあるものとする。従って、ＯＦＤＭの総キャリア数は
【数１４】
となる。本例では総キャリア数は奇数となるが、総キャリア数が偶数となる場合も本例と同様に考えることができる。ここでは、総キャリア数は奇数の場合の例を用いて説明する。任意のキャリア番号ｋは−Ｋｈ≦ｋ≦Ｋｈの範囲の整数とする。すなわち、ｋは（−Ｋｈ，−Ｋｈ＋１，…，−１，０，１，…，Ｋｈ−１，Ｋｈ）の範囲にあるものとする。
【００２８】
図２において、観測点Ｐ（図７参照）の信号を複素ＦＦＴ８を用いて周波数領域の信号に変換した信号の実部、虚部信号をそれぞれ、ＳＩ(i,k) ，ＳＱ(i,k) とする。これら信号ＳＩ(i,k) ，ＳＱ(i,k) について極座標変換回路１３において次式の演算を全てのキャリアについて行って極座標系の信号θs (i,k) ，ｒ(i,k) に変換する。ここでも、ｉはＯＦＤＭのシンボル番号、ｋはＯＦＤＭのキャリア番号をそれぞれ表すものとする。
【数１５】
【数１６】
【００２９】
(15)式で表される位相信号θs (i,k) をＭ倍する乗算器１４および次段の変調除去回路１９において、次の演算を行う。
【数１７】
ここでも、Ｍは、Ｍ相ＰＳＫ−ＯＦＤＭ信号のＭであり、地上ディジタル放送方式で検討されているπ／４シフトＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭにおいてはＭ＝４となる。ただし、(17)式中、ＦＬＲ〔外１〕は、小数点以下の数字を切り捨てて整数化する処理（第１の実施形態参照）を表している。
【００３０】
変調除去回路１９において変調の除去された信号は、次段の位相連続化回路２２に入力される。
位相連続化回路２２の動作について、以下に(18)式乃至(22)式を用いて説明する。この位相連続化回路２２は、上述の（15）式の逆正接演算により生じた位相の不連続を除去するものである。
【００３１】
まず、キャリア間の位相差を次式により求める。
【数１８】
【００３２】
次に、位相不連続点の検出を行う。位相がしきい値αを越えたときにこれを逆正接演算により生じた位相不連続とみなし位相の連続化を行う。ここで、キャリア番号ｋにおける位相の不連続値をＰ(i,k) 、位相連続化のための補正量をＰset (i,k) で表す。
まず、中心キャリアｋ＝０を基準として０を代入した後、位相の不連続値Ｐ(i,k) を求める。
【数１９】
【数２０】
ここで、αは任意の定数であるが、Ｍ＝４の場合３π／４付近の値を用いる。
【００３３】
次に、位相連続化のための補正量Ｐset (i,k) をキャリア方向に次式の演算で求める。
【数２１】
(17)式で求めたφ(i,k) に(21)式のＰset (i,k) を加算して、位相連続化した回り込み伝達関数の位相特性
【外３】
を求める。
【数２２】
【００３４】
しかし、この〔外３〕には、ＯＦＤＭ復調時のＦＦＴウインドウの位相ずれに起因する位相傾斜特性も含まれているため、これを分離して〔外３〕から取り除くようにする。この位相傾斜特性の除去については、本発明者らの発明に係る出願（特願平１１−９８８２９号「ＯＦＤＭ復調装置」）の出願明細書に詳細に記載されているが、ここでは、最小二乗を基本とする方法で行う。
〔外３〕を最小二乗回路２３に通すことによって、位相傾斜（以下、Slant という）が次式で求まる。
【数２３】
【００３５】
〔外３〕とSlantを一次傾斜除去回路２４にそれぞれ入力することによって、ＯＦＤＭ復調時のＦＦＴウインドウの位相ずれに起因する位相傾斜特性が、除算器２０までの回路で次式の演算により除去される。
【数２４】
【００３６】
以上により変調が除去され、位相連続化が行われ、かつ位相傾斜特性の除去されて得られた信号θ(i,k) が、極座標変換回路１３からの信号ｒ(i,k) とともに直交座標変換回路２１に入力され、その出力側に変換され次式で表される実部、虚部の複素信号を得る。
【数２５】
【数２６】
回り込みキャンセラにおいては、こうして求めた回り込み伝達関数の実部、虚部信号ＦＩ(i,k) ，ＦＱ(i,k) から、キャンセル残差信号の演算を行う。
【００３７】
このキャンセル残差信号の演算については、本発明者らが発明した回り込みキャンセラ（特願平１１−１４７８８５号「回り込みキャンセラ」）の出願明細書に詳細に説明されているが、ここでも、限られた例につき説明を行う。
【００３８】
図４は、キャンセル残差演算回路１０（図７参照）の一実施形態をブロック図にて示している。
図４において、実部信号ＦＩ(i,k) は、３分岐されて条件付複素除算回路２５、平均化回路２６および自乗和回路２７にそれぞれ入力される。また虚部信号ＦＱ(i,k) も、３分岐されて、自乗和回路２７、条件付複素除算回路２５および平均化回路２８にそれぞれ入力される。
【００３９】
平均化回路２６では次式の演算を行なってｆi0(i) を得る。
【数２７】
平均化回路２８では次式の演算を行なってｆq0(i) を得る。
【数２８】
自乗和回路２７では次式の演算を行なって、ＦＰ(i,k) を得る。
【数２９】
【００４０】
条件付複素除算回路２５では、ＦＩ(i,k) 、ｆi0(i) 、ＦＰ(i,k) 、ＦＱ(i,k) およびｆq0(i) を当該回路に入力して次式の演算を行い、ＥrrＩ (i,k)、ＥrrＱ(i,k) を得る。
【数３０】
【数３１】
【００４１】
以上により求めたＥrr(i,k) のそれぞれ実部、虚部信号ＥrrＩ (i,k)、ＥrrＱ(i,k) を、ＩＦＦＴまたはＩＤＦＴ１１（図７参照）に供給して時間領域の信号ｅrr(i,n) に逆変換することで、観測点Ｐ（図７参照）における複素インパルスレスポンスを求めることができる。ここで、ＮをＩＦＦＴまたはＩＤＦＴの変換ポイント数とすると、時間領域の信号ｅrr(i,n) のｎは０≦ｎ＜Ｎの範囲の整数である。
【００４２】
取り出された回り込みキャンセル後の残差のインパルスレスポンスｅrr(i,n) を係数抽出回路１２（図７参照）に供給する。
ここで、時間領域の信号ｅrr(i,n) としては、１シンボルあたりＮ個の複素情報が得られる。回り込み波の存在する最大遅延時間の番号をＭとすると、ＦＩＲフィルタ４（図７参照）に要求される最大タップ長もＭとなる。ここでＦＩＲフィルタ４のタップ番号をｍ（１≦ｍ＜Ｍ）とする。
通常は、Ｎ＞Ｍであるから、ＦＩＲフィルタ４の制御にあたっては、時間領域の信号ｅrr(i,n) において主波の番号であるｎ＝０およびＦＩＲフィルタ制御外の番号であるｎ＞Ｍの信号を切り捨て、回り込みキャンセル後の残差のインパルスレスポンスｅrr(i,m) のみを取り出し、ＦＩＲフィルタ４のタップ係数を制御するための次式で示される出力ｗ(i,m) を得る。
【数３２】
ここで(32)式は、逐次更新される式であり、μは１以下の更新係数である。
【００４３】
【発明の効果】
本発明によれば、ＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭをはじめとする多相ＰＳＫ−ＯＦＤＭ方式において、ＳＰなどの特別な基準信号を用いることなく、回り込み伝達関数を推定することができる。その結果、現在検討が進められている地上デジタル放送方式の差動系のモードであるπ／４シフトＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭの場合においても回り込み伝達関数の推定ができ、回り込みキャンセラを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明回り込みキャンセラの一部をなす伝達関数測定回路の第１の実施形態をブロック図にて示している。
【図２】 本発明回り込みキャンセラの一部をなす伝達関数測定回路の第２の実施形態をブロック図にて示している。
【図３】 ＯＦＤＭ信号のキャリア番号の一例を示している。
【図４】 キャンセル残差演算回路の一実施形態をブロック図にて示している。
【図５】 直接中継方式による回り込みキャンセラを用いた中継放送装置の構成例を示している。
【図６】 直接中継方式による回り込みキャンセラを用いた中継放送装置の別の構成例を示している。
【図７】 従来の回り込みキャンセラの具体例を示している。
【符号の説明】
１ 受信アンテナ
２ 送信アンテナ
３ 減算器
４ ＦＩＲフィルタ
５ ＦＩＲフィルタ係数生成回路
６ バンドパスフィルタ
７ 増幅器
８ ＦＦＴまたはＤＦＴ（複素ＦＦＴまたはＤＦＴ）
９ 複素除算回路（Ａ）
10 キャンセル残差演算回路
11 ＩＦＦＴまたはＩＤＦＴ
12 係数抽出回路
13 極座標変換回路
14 乗算器
15 除算器
16 切り捨て回路
17 乗算器
18 減算器
19 変調除去回路
20 除算器
21 直交座標変換回路
22 位相連続化回路
23 最小二乗回路
24 一次傾斜除去回路
25 条件付複素除算回路
26,28 平均化回路
27 自乗和回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＰＳＫ−ＯＦＤＭ（Phase Shift Keying-Orthogonal Frequency Division Multiplexing ：位相変調−直交周波数分割多重）方式によるデジタル放送やデジタル伝送における中継所（具体的には、中継装置）に係り、特に、ＳＦＮ（Single Frequency Network：単一周波数ネットワーク）における中継放送所の送受信アンテナ間での電波の回り込みや、マルチパスによるエコーあるいは複数の送信局により同一の信号が送信される複局送信時の本来受信すべき親局以外からの受信波等（以下、回り込みと言う）を除去するための回り込みキャンセラに関する。
【０００２】
【従来の技術】
この種回り込みキャンセラの従来技術としては、本発明者らの発明に係る回り込みキャンセラ（特願平１０−１６２１８９号「回り込みキャンセラ」）があり、また、文献においても、濱住、今村、居相、渋谷「地上ディジタル放送ＳＦＮのための放送波中継用回り込みキャンセラの検討」電子情報通信学会技術報告、ＥＭＣＪ９８−１１１（１９９９−０３）がある。
【０００３】
これらの回り込みキャンセラにおいては、ＯＦＤＭ信号に予め挿入されているスキャッタードパイロット（Scattered Pilot)（以下、ＳＰという）を使用して回り込み伝送路の周波数特性（以下、回り込み伝達関数という）を推定するようにしている。ここでＳＰは、受信機において同期検波を行う際に必要となる基準位相を再生することを目的に挿入されているものである。
【０００４】
以下に、上記特願平１０−１６２１８９号明細書記載の回り込みキャンセラについて説明する。
図５は、中継信号の判定／再変調を行わないで、親局波をそのまま増幅して再送信する直接中継方式による回り込みキャンセラを用いた中継放送装置の構成例（図５の構成を構成例１という）を示している。
このような構成においては、ＳＦＮ用の放送波中継所は同一周波数で再送信するため、送信アンテナ１から受信アンテナ２に電波が回り込む。破線で囲んで示す回り込みキャンセラは、この回り込み波を減算器３、ＦＩＲ（Finite-duration Inpulse Response) フィルタ４およびＦＩＲフィルタ係数制御回路５を用いて回り込み波の複製を作成し、回り込み波の打ち消しを行うものである。
【０００５】
回り込みキャンセラの原理を数式を用いて説明する。ここで扱う信号は、特にことわらない限り全て複素数であるものとする。まず、親局の送信信号をＸｔ（ω）とする。回り込み波をＣ（ω）とし、ＦＩＲフィルタの特性をＷ（ω）、バンドパスフィルタ６と増幅器７の総合周波数特性をＧ（ω）とする。図示の観測点Ｐにおける信号をＳ（ω）とすると観測点Ｐにおける伝達関数Ｆ（ω）は次式で表すことができる。
【数１】
回り込み波キャンセラの最適条件は、Ｇ（ω）Ｃ（ω）＝Ｗ（ω）であるから、誤差信号Ｅrr（ω）は
【数２】
【０００７】
図６も、図５と同様、直接中継方式による回り込みキャンセラを用いた中継放送装置の別の構成例（図６の構成を構成例２という）を示している。図５の構成と異なる点は、ＦＩＲフィルタ４およびＦＩＲフィルタ係数生成回路５に供給される信号が増幅器７の出力信号（図５では、減算器３の出力信号）であることである。
【０００８】
構成例２の場合も、構成例１と同様な手順で観測点Ｐにおける伝達関数Ｆ（ω）を計算すると次式が得られる。
【数３】
【数４】
【０００９】
図７は、回り込みキャンセラの具体例を示している。本例は、上述の構成例１に基づく回路構成例となっている。
図７においては、まず、減算器３の出力をＦＦＴ（Fast Fourier Transform) またはＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）８によって観測点Ｐの信号を周波数領域の信号に変換する。変換された信号をＳ(i,k) とする。
ここで、ｉはＯＦＤＭのシンボル番号（整数）を表している。また、ｋはＯＦＤＭのキャリア番号で、Ｋを総キャリア数とすると、０≦ｋ＜Ｋの範囲の整数である。
【００１０】
次に、基準信号あるいはデータ判定等により得られる送信信号の推定値をＸ(i,k) とすると、観測点Ｐにおける周波数特性Ｆ(i,k) は、複素除算回路（Ａ）９で次式の演算を行うことによって求めることができる。
【数５】
次段のキャンセル残差演算回路１０は、回り込みキャンセル後の残差の周波数特性）Ｅrr(i,k) を上述の（２）式に基づいて、次式の演算を行う回路で実現する。
【数６】
こうして求めたキャンセル残差の周波数特性Ｅrr(i,k) をＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）またはＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transform）１１により、時間領域の信号ｅrr(i,n) に変換することで、観測点Ｐの複素インパルスを求めることができる。ここで、ＮをＩＦＦＴまたはＩＤＦＴの変換ポイント数とすると、時間領域の信号ｅrr(i,n) のｎは０≦ｎ＜Ｎの範囲の整数となる。
ここで、時間領域の信号ｅrr(i,n) としては、１ジンボルあたりＮ個の複素情報が得られる。回り込み波の存在する最大遅延時間の番号をＭとすると、ＦＩＲフィルタ４に要求される最大タップ長もＭとなる。ここでＦＩＲフィルタ４のタップ番号をｍ（１≦ｍ＜Ｍ）とする。
通常は、Ｎ＞Ｍであるから、ＦＩＲフィルタの制御にあたっては、時間領域の信号ｅrr(i,n) において主波の番号であるｎ＝０およびＦＩＲフィルタ制御外の番号であるｎ＞Ｍの信号を切り捨て、回り込みキャンセル後の残差のインパルスレスポンスｅrr(i,m) のみを取り出すようにする。
【００１３】
係数抽出回路１２は、この切り捨て処理および次式の逐次更新式によりＦＩＲフィルタ４のタップ係数を制御する回路である。
【数７】
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
現在検討が進められている地上ディジタル放送方式においては、（１）ＳＰを使用して同期検波を行う同期系のモードと、（２）ＳＰを使用しないで差動復調を行うことで復調を行う差動系のモードとがあり、ＳＰを使用する、しないに応じてそれぞれ前者は送信側においてＳＰを予め伝送するが、後者はＳＰを伝送しない方式である。
【００１５】
上述した従来の回り込みキャンセラにおいては、ＳＰを使用して回り込み伝達関数を推定するようにしているため、π／４シフトＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭ方式を使用する差動系モードの地上デジタル放送の場合、回り込み伝達関数の推定が行えず、従って、回り込みキャンセラを実現することができなくなるという解決すべき課題があった。
【００１６】
本発明の目的は、ＳＰを伝送しない方式の地上デジタル放送の放送波中継所においても、その実現を可能にする回り込みキャンセラを提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明回り込みキャンセラは、受信系統からの入力信号が供給される被減算端子および送受アンテナ間の回り込みをキャンセルするための信号が供給される減算端子を有している減算器と、該減算器の出力信号が入力され受信信号を増幅して再送信するための増幅器の入出力信号のいずれか一方の信号が分岐されて供給され回り込み信号の複製を発生して前記減算器の減算端子に供給するＦＩＲフィルタと、前記増幅器の入出力信号のいずれか一方の信号が分岐されて供給され入力された時間領域の信号をＦＦＴまたはＤＦＴして周波数領域の信号に変換して出力するＦＦＴまたはＤＦＴ回路と、該ＦＦＴまたはＤＦＴ回路からの信号より伝達関数を算出して出力する伝達関数測定回路と、該伝達関数測定回路から出力される伝達関数から回り込みのキャンセル残差の周波数特性を算出して出力するキャンセル残差演算回路と、該キャンセル残差演算回路から出力される回り込みキャンセル残差の周波数特性をＩＦＦＴまたはＩＤＦＴして時間領域の回り込みキャンセル残差のインパルス応答を算出するＩＦＦＴまたはＩＤＦＴ回路と、該ＩＦＦＴまたはＩＤＦＴ回路から出力された回り込みキャンセル残差のインパルス応答から前記ＦＩＲフィルタを制御する部分だけを抽出して逐次更新して前記ＦＩＲフィルタに係数として供給する係数抽出回路とからなる回り込みキャンセラにおいて、前記伝達関数測定回路が、前記ＦＦＴまたはＤＦＴ回路から出力される複素の実部と虚部で表される直交座標の信号を振幅と位相で表される極座標の信号に変換して出力する極座標変換回路と、該極座標変換回路の出力信号のうち位相の信号が入力されており、入力信号に位相変調の相数を示すＭを乗算して出力する乗算器と、該乗算器からの信号が入力されており、入力信号の位相変調の変調成分を除去して出力する変調除去回路と、該変調除去回路からの信号を前記Ｍで除算して出力する除算器と、該除算器からの信号と、前記極座標変換回路からの信号のうち振幅の信号とが入力されており、極座標の信号である入力信号を直交座標に変換して出力する直交座標変換回路とを少なくとも具えてなることを特徴とするものである。
【００１８】
また、本発明回り込みキャンセラは、前記変調除去回路が、当該回路への入力信号を２πで除算して出力する１／２π除算回路と、該１／２π除算回路からの信号の小数点以下を丸め処理して出力する切り捨て回路と、該切り捨て回路からの信号に２πを乗算して出力する２π乗算回路と、該２π乗算回路からの信号を前記変調除去回路の入力信号から減算することによって、位相変調の変調成分を除去して出力するように構成したことを特徴とするものである。
【００１９】
また、本発明回り込みキャンセラは、前記変調除去回路と前記直交座標変換回路との間の位相成分の信号経路に、さらに位相の不連続を検出して補正する位相連続化回路が介挿されていることを特徴とするものである。
【００２０】
また、本発明回り込みキャンセラは、前記変調除去回路と前記直交座標変換回路との間の位相成分の信号経路に、さらにＦＦＴウインドウの位相ずれに起因する位相傾斜特性を検出して除去する一次傾斜除去回路が介挿されていることを特徴とするものである。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下に添付図面を参照し、発明の実施の形態に基づいて本発明を詳細に説明する。
図１は、本発明回り込みキャンセラの一部をなす回り込み伝達関数（特に、ＰＳＫ−ＯＦＤＭ信号における回り込み伝達関数）を測定する測定回路の第１の実施形態をブロック図にて示している。
【００２２】
なお、この伝達関数測定回路は、上述した従来技術を示す図７において、特に、ＦＦＴまたはＤＦＴ８および複素除算回路（Ａ）９に相当する回路部分で、当該回路の出力として回り込み伝達関数ＦＩ(i,k),ＦＱ(i,k) が得られるようになっている。
【００２３】
図１において、観測点Ｐ（図７参照）の信号を複素ＦＦＴ８を用いて周波数領域の信号に変換した信号の実部、虚部信号をそれぞれ、ＳＩ(i,k) ，ＳＱ(i,k) とする。これら信号ＳＩ(i,k) ，ＳＱ(i,k) について極座標変換回路１３において次式の演算を全てのキャリアについて行って極座標系の信号θs (i,k) ，ｒ(i,k) に変換する。ここで、ｉはＯＦＤＭのシンボル番号、ｋはＯＦＤＭのキャリア番号をそれぞれ表すものとする。
【数８】
除算器１５、切り捨て回路１６、乗算器１７および減算器１８で構成され、破線枠で囲んで示す変調除去回路１９は、その直前の乗算器１４を含めて次式の演算を行う回路である。
【数１０】
【外１】
【００２５】
以上により変調を除去した信号を除算器２０に入力して、次式によりθ(i,k)を求める。
【数１１】
【数１２】
次に、本発明回り込みキャンセラの一部をなす回り込み伝達関数測定回路の第２の実施形態（本実施形態も、ＰＳＫ−ＯＦＤＭ信号における回り込み伝達関数を測定するための伝達関数測定回路に関する。）をブロック図にて図２に示し、これにつき説明する。
ＯＦＤＭ変調信号についてＦＦＴやＤＦＴを行う際、通常、ＦＦＴやＤＦＴの前に矩形窓関数の処理を行い、ガードインターバルの除去を行う。この場合、矩形窓関数のタイミング誤差は回り込み伝達関数Ｆ(i,k) に含まれてしまうことになる。本実施形態は、この矩形窓関数のタイミング誤差の除去も併せて行う実施形態である。
【００２７】
いま、ＯＦＤＭのキャリア番号が図３に示すように定義されているものとして説明を進める。
ここでは、ＯＦＤＭの中心キャリアの番号を０とし、正負対称にＫｈ本のキャリアがあるものとする。従って、ＯＦＤＭの総キャリア数は
【数１４】
【００２８】
図２において、観測点Ｐ（図７参照）の信号を複素ＦＦＴ８を用いて周波数領域の信号に変換した信号の実部、虚部信号をそれぞれ、ＳＩ(i,k) ，ＳＱ(i,k) とする。これら信号ＳＩ(i,k) ，ＳＱ(i,k) について極座標変換回路１３において次式の演算を全てのキャリアについて行って極座標系の信号θs (i,k) ，ｒ(i,k) に変換する。ここでも、ｉはＯＦＤＭのシンボル番号、ｋはＯＦＤＭのキャリア番号をそれぞれ表すものとする。
【数１５】
(15)式で表される位相信号θs (i,k) をＭ倍する乗算器１４および次段の変調除去回路１９において、次の演算を行う。
【数１７】
【００３０】
変調除去回路１９において変調の除去された信号は、次段の位相連続化回路２２に入力される。
位相連続化回路２２の動作について、以下に(18)式乃至(22)式を用いて説明する。この位相連続化回路２２は、上述の（15）式の逆正接演算により生じた位相の不連続を除去するものである。
【００３１】
まず、キャリア間の位相差を次式により求める。
【数１８】
次に、位相不連続点の検出を行う。位相がしきい値αを越えたときにこれを逆正接演算により生じた位相不連続とみなし位相の連続化を行う。ここで、キャリア番号ｋにおける位相の不連続値をＰ(i,k) 、位相連続化のための補正量をＰset (i,k) で表す。
まず、中心キャリアｋ＝０を基準として０を代入した後、位相の不連続値Ｐ(i,k) を求める。
【数１９】
【００３３】
次に、位相連続化のための補正量Ｐset (i,k) をキャリア方向に次式の演算で求める。
【数２１】
【外３】
【数２２】
しかし、この〔外３〕には、ＯＦＤＭ復調時のＦＦＴウインドウの位相ずれに起因する位相傾斜特性も含まれているため、これを分離して〔外３〕から取り除くようにする。この位相傾斜特性の除去については、本発明者らの発明に係る出願（特願平１１−９８８２９号「ＯＦＤＭ復調装置」）の出願明細書に詳細に記載されているが、ここでは、最小二乗を基本とする方法で行う。
〔外３〕を最小二乗回路２３に通すことによって、位相傾斜（以下、Slant という）が次式で求まる。
【数２３】
〔外３〕とSlantを一次傾斜除去回路２４にそれぞれ入力することによって、ＯＦＤＭ復調時のＦＦＴウインドウの位相ずれに起因する位相傾斜特性が、除算器２０までの回路で次式の演算により除去される。
【数２４】
以上により変調が除去され、位相連続化が行われ、かつ位相傾斜特性の除去されて得られた信号θ(i,k) が、極座標変換回路１３からの信号ｒ(i,k) とともに直交座標変換回路２１に入力され、その出力側に変換され次式で表される実部、虚部の複素信号を得る。
【数２５】
【００３７】
このキャンセル残差信号の演算については、本発明者らが発明した回り込みキャンセラ（特願平１１−１４７８８５号「回り込みキャンセラ」）の出願明細書に詳細に説明されているが、ここでも、限られた例につき説明を行う。
【００３８】
図４は、キャンセル残差演算回路１０（図７参照）の一実施形態をブロック図にて示している。
図４において、実部信号ＦＩ(i,k) は、３分岐されて条件付複素除算回路２５、平均化回路２６および自乗和回路２７にそれぞれ入力される。また虚部信号ＦＱ(i,k) も、３分岐されて、自乗和回路２７、条件付複素除算回路２５および平均化回路２８にそれぞれ入力される。
【００３９】
平均化回路２６では次式の演算を行なってｆi0(i) を得る。
【数２７】
【数２８】
【数２９】
条件付複素除算回路２５では、ＦＩ(i,k) 、ｆi0(i) 、ＦＰ(i,k) 、ＦＱ(i,k) およびｆq0(i) を当該回路に入力して次式の演算を行い、ＥrrＩ (i,k)、ＥrrＱ(i,k) を得る。
【数３０】
以上により求めたＥrr(i,k) のそれぞれ実部、虚部信号ＥrrＩ (i,k)、ＥrrＱ(i,k) を、ＩＦＦＴまたはＩＤＦＴ１１（図７参照）に供給して時間領域の信号ｅrr(i,n) に逆変換することで、観測点Ｐ（図７参照）における複素インパルスレスポンスを求めることができる。ここで、ＮをＩＦＦＴまたはＩＤＦＴの変換ポイント数とすると、時間領域の信号ｅrr(i,n) のｎは０≦ｎ＜Ｎの範囲の整数である。
【００４２】
取り出された回り込みキャンセル後の残差のインパルスレスポンスｅrr(i,n) を係数抽出回路１２（図７参照）に供給する。
ここで、時間領域の信号ｅrr(i,n) としては、１シンボルあたりＮ個の複素情報が得られる。回り込み波の存在する最大遅延時間の番号をＭとすると、ＦＩＲフィルタ４（図７参照）に要求される最大タップ長もＭとなる。ここでＦＩＲフィルタ４のタップ番号をｍ（１≦ｍ＜Ｍ）とする。
通常は、Ｎ＞Ｍであるから、ＦＩＲフィルタ４の制御にあたっては、時間領域の信号ｅrr(i,n) において主波の番号であるｎ＝０およびＦＩＲフィルタ制御外の番号であるｎ＞Ｍの信号を切り捨て、回り込みキャンセル後の残差のインパルスレスポンスｅrr(i,m) のみを取り出し、ＦＩＲフィルタ４のタップ係数を制御するための次式で示される出力ｗ(i,m) を得る。
【数３２】
【００４３】
【発明の効果】
本発明によれば、ＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭをはじめとする多相ＰＳＫ−ＯＦＤＭ方式において、ＳＰなどの特別な基準信号を用いることなく、回り込み伝達関数を推定することができる。その結果、現在検討が進められている地上デジタル放送方式の差動系のモードであるπ／４シフトＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭの場合においても回り込み伝達関数の推定ができ、回り込みキャンセラを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明回り込みキャンセラの一部をなす伝達関数測定回路の第１の実施形態をブロック図にて示している。
【図２】 本発明回り込みキャンセラの一部をなす伝達関数測定回路の第２の実施形態をブロック図にて示している。
【図３】 ＯＦＤＭ信号のキャリア番号の一例を示している。
【図４】 キャンセル残差演算回路の一実施形態をブロック図にて示している。
【図５】 直接中継方式による回り込みキャンセラを用いた中継放送装置の構成例を示している。
【図６】 直接中継方式による回り込みキャンセラを用いた中継放送装置の別の構成例を示している。
【図７】 従来の回り込みキャンセラの具体例を示している。
【符号の説明】
１ 受信アンテナ
２ 送信アンテナ
３ 減算器
４ ＦＩＲフィルタ
５ ＦＩＲフィルタ係数生成回路
６ バンドパスフィルタ
７ 増幅器
８ ＦＦＴまたはＤＦＴ（複素ＦＦＴまたはＤＦＴ）
９ 複素除算回路（Ａ）
10 キャンセル残差演算回路
11 ＩＦＦＴまたはＩＤＦＴ
12 係数抽出回路
13 極座標変換回路
14 乗算器
15 除算器
16 切り捨て回路
17 乗算器
18 減算器
19 変調除去回路
20 除算器
21 直交座標変換回路
22 位相連続化回路
23 最小二乗回路
24 一次傾斜除去回路
25 条件付複素除算回路
26,28 平均化回路
27 自乗和回路
Claims (4)
- 受信系統からの入力信号が供給される被減算端子および送受アンテナ間の回り込みをキャンセルするための信号が供給される減算端子を有している減算器と、
該減算器の出力信号が入力され受信信号を増幅して再送信するための増幅器の入出力信号のいずれか一方の信号が分岐されて供給され回り込み信号の複製を発生して前記減算器の減算端子に供給するＦＩＲフィルタと、
前記増幅器の入出力信号のいずれか一方の信号が分岐されて供給され入力された時間領域の信号をＦＦＴまたはＤＦＴして周波数領域の信号に変換して出力するＦＦＴまたはＤＦＴ回路と、
該ＦＦＴまたはＤＦＴ回路からの信号より伝達関数を算出して出力する伝達関数測定回路と、
該伝達関数測定回路から出力される伝達関数から回り込みのキャンセル残差の周波数特性を算出して出力するキャンセル残差演算回路と、
該キャンセル残差演算回路から出力される回り込みキャンセル残差の周波数特性をＩＦＦＴまたはＩＤＦＴして時間領域の回り込みキャンセル残差のインパルス応答を算出するＩＦＦＴまたはＩＤＦＴ回路と、
該ＩＦＦＴまたはＩＤＦＴ回路から出力された回り込みキャンセル残差のインパルス応答から前記ＦＩＲフィルタを制御する部分だけを抽出して逐次更新して前記ＦＩＲフィルタに係数として供給する係数抽出回路とからなる回り込みキャンセラにおいて、
前記伝達関数測定回路が、前記ＦＦＴまたはＤＦＴ回路から出力される複素の実部と虚部で表される直交座標の信号を振幅と位相で表される極座標の信号に変換して出力する極座標変換回路と、
該極座標変換回路の出力信号のうち位相の信号が入力されており、入力信号に位相変調の相数を示すＭを乗算して出力する乗算器と、
該乗算器からの信号が入力されており、入力信号の位相変調の変調成分を除去して出力する変調除去回路と、
該変調除去回路からの信号を前記Ｍで除算して出力する除算器と、
該除算器からの信号と、前記極座標変換回路からの信号のうち振幅の信号とが入力されており、極座標の信号である入力信号を直交座標に変換して出力する直交座標変換回路とを少なくとも具えてなることを特徴とする回り込みキャンセラ。 - 請求項１記載の回り込みキャンセラにおいて、前記変調除去回路が、
当該回路への入力信号を２πで除算して出力する１／２π除算回路と、
該１／２π除算回路からの信号の小数点以下を丸め処理して出力する切り捨て回路と、
該切り捨て回路からの信号に２πを乗算して出力する２π乗算回路と、
該２π乗算回路からの信号を前記変調除去回路の入力信号から減算することによって、位相変調の変調成分を除去して出力するように構成したことを特徴とする回り込みキャンセラ。 - 請求項１または２記載の回り込みキャンセラにおいて、該回り込みキャンセラは、
前記変調除去回路と前記直交座標変換回路との間の位相成分の信号経路に、さらに位相の不連続を検出して補正する位相連続化回路が介挿されていることを特徴とする回り込みキャンセラ。 - 請求項１乃至３のいずれか一項記載の回り込みキャンセラにおいて、該回り込みキャンセラは、
前記変調除去回路と前記直交座標変換回路との間の位相成分の信号経路に、さらにＦＦＴウインドウの位相ずれに起因する位相傾斜特性を検出して除去する一次傾斜除去回路が介挿されていることを特徴とする回り込みキャンセラ。
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