JP3598870B2

JP3598870B2 - Drive circuit

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Publication number: JP3598870B2
Application number: JP09968899A
Authority: JP
Inventors: 直樹熊谷; 龍彦藤平; 幸雄矢野
Original assignee: Fuji Electric Device Technology Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 1999-04-07
Filing date: 1999-04-07
Publication date: 2004-12-08
Anticipated expiration: 2019-04-07
Also published as: JP2000295838A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電力変換装置、特にモータの可変速制御用インバータなどに使用される半導体スイッチング素子のドライブ回路（外部からのオン／オフ信号を入力として、半導体スイッチング素子の制御端子に直接加えるオン／オフ駆動用の信号を生成し印加する回路）であって、特に負荷短絡などの過電流時に、大きなｄｉ／ｄｔに基づくサージ電圧による素子の破壊を防ぐためのソフト遮断機能を備えたドライブ回路に関する。
なお、以下各図において同一の符号は同一もしくは相当部分を示す。
【０００２】
【従来の技術】
図５は従来のドライブ回路の構成例を示し、駆動対象の半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴ３０をドライブする場合を示している。本例ではＩＧＢＴ３０をオンさせる手段としてＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１を用い、オフする手段としてＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２を使用している。
【０００３】
通常のスイッチング時において、プリドライバ３はオンオフ信号入力端子１２にオン信号が入力された場合には、ＭＯＳＦＥＴ１をオンする信号と、ＭＯＳＦＥＴ２をオフする信号をそれぞれのＦＥＴ１，２のゲートに送出することにより、ＩＧＢＴ３０のゲートを充電してＩＧＢＴ３０をオンする。
【０００４】
また逆に、オンオフ信号入力端子１２にオフ信号が入力された場合にはＭＯＳＦＥＴ１をオフする信号とＭＯＳＦＥＴ２をオンする信号をそれぞれのＦＥＴ１，２のゲートに送出することにより、ＩＧＢＴ３０のゲートを放電してＩＧＢＴ３０をオフする。
【０００５】
一般にインバータなどの電力変換装置に用いられる半導体スイッチング素子駆動用のドライブ回路には、負荷短絡などの事故によりスイッチング素子に過大な電流が流れてスイッチング素子が破壊するおそれが有る場合、スイッチング素子を遮断してスイッチング素子や負荷回路を保護する手段が設けられている。
【０００６】
この場合、通常取り扱う電流より大きな電流が流れているため、通常の方法でスイッチング素子を遮断すると、大きなｄｉ／ｄｔにより、配線などの持つインダクタンスＬによりＬｄｉ／ｄｔのサージ電圧が発生し、スイッチング素子の耐圧を超えて素子が破壊されることがある。
【０００７】
図８は半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴの負荷側を短絡後、ＩＧＢＴをオン，オフさせたときの、ＩＧＢＴのコレクタ電流Ｉ_Ｃとコレクタ・エミッタ電圧Ｖ_ＣＥとの時間的推移の例を示す。
【０００８】
即ち、ＩＧＢＴの負荷側を短絡状態にしてから、時点ｔ１においてＩＧＢＴをオンさせると、ＩＧＢＴのコレクタ電流Ｉ_Ｃは急激に上昇する。ＩＧＢＴの電流は高電位領域では定電流性を持っているため、ＩＧＢＴのゲート電圧で決まる電流値に達すると、一定の電流で制限された領域に達する。（図８において電流Ｉ_Ｃがピークに達した後、若干減少しているのは温度上昇などの理由による。）
しかしながら、このコレクタ電流Ｉ_Ｃは通常、定格電流の数倍から１０倍以上に達するため、ここで保護のため、時点ｔ２においてＩＧＢＴを通常の方式で遮断すると非常に高い−ｄｉ／ｄｔにより、ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ_ＣＥには図の実線で示す非常に高いサージ電圧が発生して素子が破壊に至る。
【０００９】
これを防止するため、スイッチング素子のドライバ回路には、過電流などの異常時にスイッチング素子を緩やかに遮断する、いわゆるソフト遮断機能を持っている場合が多い。
【００１０】
図５の例では図示していない過電流検知回路により過電流を検出し、異常信号入力端子１１に異常信号を与える。プリドライバ３はこの異常信号に基づき、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１をオフする信号を送出すると同時に、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２０をオンする信号を送出する。
【００１１】
このＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２０はＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２より電流引き抜き能力が低い（つまり、オン抵抗が大きい）ように設計され、通常のスイッチング時よりも緩やかにＩＧＢＴ３０のゲートに蓄積された電荷を引き抜く。このため、ＩＧＢＴ３０は徐々にターンオフし、ｄｉ／ｄｔが大きくなるのを防止する。この様子を図８の破線で示している。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
図７は上記のようなドライブ回路で駆動されるＩＧＢＴを含む一般的なインバータ装置の主回路の例を示している。このインバータ回路は、３相の逆変換ブリッジ回路を構成するそれぞれ６個のＩＧＢＴ３０（３０−１〜３０−６）及びフリーホイルダイオード（ＦＷＤと略記）４０（４０−１〜４０−６）と、３個の上アームＩＧＢＴ３０−１〜３０−３のゲートをそれぞれ制御駆動するＩＣ４１（４１−１〜４１−３）と、３個の下アームＩＧＢＴ３０−４〜３０−６のゲートを制御駆動するＩＣ４２などにより構成されている。
【００１３】
各ゲート制御駆動ＩＣ４１，４２は図外の制御回路によりモータ４３の巻線に回転磁界が発生するように、６個のＩＧＢＴをオン／オフさせる。例えばＩＧＢＴ３０−１と３０−６がオンの状態から３０−１，３０−５，３０−６がオンの状態、３０−１，３０−５がオンの状態、３０−１，３０−３，３０−５がオンの状態などと順次遷移させることにより回転磁界が発生する。
さらに、図外の制御回路は、このブリッジ回路の出力端子４６−１〜４６−３からの出力電流が正弦波形に近似されるようにＰＷＭ制御を行う。
【００１４】
ところで、図７に示す電流検出抵抗４５は、負荷短絡等の過電流時にこの電流の電圧降下をゲート制御駆動ＩＣ４２により検出し、下アームのＩＧＢＴ３０−４〜３０−６を遮断することで、全てのＩＧＢＴを過電流から保護する目的で設けられている。
【００１５】
今たとえば上アームのＩＧＢＴ３０−１，３０−３と下アームのＩＧＢＴ３０−５がオンの状態で出力が短絡（出力端子４６−１〜３の３つが短絡）した場合を考える。なお、この上アーム２個、下アーム１個のＩＧＢＴがオン状態での短絡モードを便宜上、モード１と呼ぶ。
【００１６】
短絡により負荷のモータ巻線のインダクタンスが無くなって配線の浮遊インダクタンスのみになるため、モータ巻線に印加されるべき電圧はＩＧＢＴに印加され、電流は急激に増大する。
【００１７】
しかしながらこの場合、上アーム側は２個のＩＧＢＴがオンしているが、下アームは１個のＩＧＢＴのみがオンしているため、電源４４の電圧Ｖ_Ｄの殆どが下アームのＩＧＢＴ３０−５に印加される。
【００１８】
図９はこれを説明するためのＩＧＢＴのＩ−Ｖ特性図で、縦軸はＩＧＢＴのコレクタ電流Ｉ_Ｃ、横軸はＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ電圧Ｖ_ＣＥを示す。ここでは簡単のため、上記の３個のＩＧＢＴ３０−１，３０−３，３０−５が図９に示す全く同一のＩ−Ｖ特性を持ち、ＩＧＢＴ３０−１，３０−３が均等に電流を分担している場合を考える。
【００１９】
短絡時の電流は短絡時のゲート電圧に応じたＩＧＢＴのＩ−Ｖ特性により決定される値Ｉｐが流れるが、この例では下アームのＩＧＢＴ３０−５にこの電流Ｉｐが流れる。
【００２０】
しかしながら上アームでは、この電流Ｉｐを２個のＩＧＢＴ３０−１，３０−３で分担するため、ＩＧＢＴ３０−１、３０−３の動作点はＡ点となり、ＩＧＢＴ３０−１，３０−３に印加される電圧はＶ_ＣＥ１と低い値になる。
【００２１】
一方、ＩＧＢＴ３０−５の動作点はＩＧＢＴ３０−５の電圧が電源電圧Ｖ_ＤからＶ_ＣＥ１を差し引いた値Ｖ_ＣＥ２となるため、動作点Ｂとなり、殆どの電圧がＩＧＢＴ３０−５に印加される。（浮遊インダクタンスに印加される電圧は無視している。）
従って、ＩＧＢＴ３０−５を保護のため遮断すると、そのゲート電圧の低下に伴い動作点Ｂから動作点Ｃへ、高い印加電圧を維持したまま遷移する。
【００２２】
また、コレクタ電流Ｉ_Ｃはゲート電圧に依存した電流となっているため、ゲート電圧の低下に従い直ぐに低下し始める。従って、非常に大きな短絡電流を遮断するため、大きなｄｉ／ｄｔに起因するサージ電圧の発生を防止するには、図５のようなソフト遮断回路が有効に動作する。
【００２３】
次に上アームのＩＧＢＴ３０−１と下アームのＩＧＢＴ３０−５、３０−６がオンの状態で同様に出力短絡が発生した場合を考える。なお、この上アーム１個、下アーム２個のＩＧＢＴがオン状態での短絡モードを便宜上、モード２と呼ぶ。
この場合は逆に、電源４４の電圧Ｖ_Ｄの殆どが上アームＩＧＢＴ３０−１に印加され、下アームＩＧＢＴ３０−５、３０−６は図９の動作点Ａで動作している。
【００２４】
ここで短絡に伴う過電流の検出による保護回路の働きでＩＧＢＴ３０−５、３０−６を遮断する場合、ＩＧＢＴ３０−５、３０−６の動作点はＡからＣに遷移するため、遷移の間に大きなコレクタ・エミッタ間印加電圧Ｖ_ＣＥの上昇がある。
【００２５】
このモード２でのＩＧＢＴ３０−５、３０−６の遮断動作は、遮断のためのゲート電荷の引抜き過程でこのコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ_ＣＥの変化に対応したゲート・コレクタ間の帰還容量の充電が行われる影響で、モード１に比べオフ特性は大きく異なってくる。
【００２６】
図６は、モード２の状態でモータなどのインダクタンスを負荷とする下アームのＩＧＢＴのゲート電荷を定電流で引き抜き、このＩＧＢＴをターンオフする場合における、ＩＧＢＴのゲート・エミッタ間電圧（単にゲート電圧ともいう）Ｖ_ＧＥと、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖ_ＣＥ及びコレクタ電流Ｉ_Ｃの時間的推移の例を示す。
【００２７】
このようなＩＧＢＴのターンオフを行うと、図６に示すように、ＩＧＢＴのゲート電圧Ｖ_ＧＥは、先ず或る傾斜で下降するＡ領域を経てゲートしきい値付近（厳密にはゲートしきい値より少し高いレベル）に達し、ここで一旦、ゲート電圧変化が少なくなる期間としてのＢ領域を経過し、その後再びＣ領域でゲート電圧が減少するという経過をたどる。
【００２８】
ここで、ゲート電圧変化が少なくなるＢ領域はＩＧＢＴ３０のコレクタ電位が上昇する期間で、ＩＧＢＴ３０のコレクタ・ゲート間の容量を通してコレクタ電位上昇に伴う変位電流がゲートに流れる、いわゆるミラー効果によって発生している期間である。ＩＧＢＴ３０の実際のコレクタ電流Ｉ_Ｃの減少はこのＢ領域が終了する時点から始まるＣ領域において発生する。
【００２９】
（なお、モード１で下アームのＩＧＢＴをターンオフした場合のオフ特性は図６におけるＢ領域が無くなって、Ａ領域とＣ領域がつながり、且つＡ領域からコレクタ電流Ｉ_Ｃが減少を開始する波形となる。）
ところで前記のモード２において、図５のドライブ回路により下アームのＩＧＢＴ３０のソフト遮断を行うと、図５におけるＭＯＳＦＥＴ２０の電流引き抜き能力を少なくしているので、図６に示す一旦ゲート電圧変化の少なくなるＢ領域の期間が非常に長くなり、ＩＧＢＴ３０がオフするまでの過電流状態が長く継続するため、上アームのＩＧＢＴ３０−１が破壊するなどの不都合があった。
【００３０】
さらに、オンオフ信号入力端子１２にオフ信号が入力される直前に出力短絡が生じたような場合、実際に遮断するまでの時間が長くなるため、この時間が、ターンオフ対象の下アームのＩＧＢＴに対向する上アームのＩＧＢＴ（３０−５に対し３０−２、３０−６に対し３０−３）が同時にオンしないように設けられたデッドタイムを超えると、上下アームのＩＧＢＴが同時にオン状態となって電源を短絡する、いわゆるアーム短絡が発生し、さらに他のＩＧＢＴをも破壊するおそれがあった。
【００３１】
本発明の目的はＩＧＢＴの過電流をソフト遮断する際、モード１の遮断条件の場合には遮断の開始時点から（つまり、図６のＡ領域で）、また、ＩＧＢＴのゲート電圧Ｖ_ＧＥの変化の少なくなる図６のＢ領域が存在するモード２の遮断条件の場合には、このＢ領域の期間を極力短縮して過電流状態の継続時間を短くしながら、Ｂ領域に続くＣ領域で、コレクタ電流Ｉ_Ｃを緩やかに減少させてＬｄｉ／ｄｔによるサージ電圧の発生を抑制できるドライブ回路を提供することにある。
【００３２】
【課題を解決するための手段】
前記の課題を解決するために、請求項１のドライブ回路は、
駆動対象の半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ３０など）の少なくともターンオン時にその制御端子（ゲートなど）に電流を供給する手段（ＭＯＳＦＥＴ１など）、この半導体スイッチング素子の正常な遮断時にこの制御端子から電流を引き抜く正常遮断手段、前記半動体スイッチング素子の過電流などの異常時に、前記制御端子を介してこの半動体スイッチング素子を、その主電流の下降勾配が緩やかになるように遮断するソフト遮断手段を持つドライブ回路、前記ソフト遮断手段が、前記半導体スイッチング素子の制御端子と、この半導体スイッチング素子の制御信号の基準電位側となる主端子（エミッタなど）との間に主回路（ドレイン・ソース回路など）が接続された〔比較的駆動能力が高い（オン抵抗が低い）〕第１の電圧駆動型トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ２など）、第１の電圧駆動型トランジスタのゲートを、このゲートの電圧の上昇勾配が緩やかになるように充電する緩充電手段（定電流源９，ＭＯＳＦＥＴ１０など）とを備えたドライブ回路において、前記ソフト遮断手段が、第１の電圧駆動型トランジスタのゲートを、このゲートの電圧がしきい値に達するまでは急速に充電する急速充電手段（ＭＯＳＦＥＴ８，１５など）を備えるようにする。
【００３３】
また請求項２のドライブ回路は、請求項１に記載のドライブ回路において、第１の電圧駆動型トランジスタが、前記正常遮断手段の電流引抜き動作を兼ね行うようにする。
【００３４】
また請求項３のドライブ回路は、請求項１または２に記載のドライブ回路において、前記急速充電手段が、第１の電圧駆動型トランジスタと同じゲートしきい値を持って、ゲートとソース（又はエミッタ）を第１の電圧駆動型トランジスタと共通に接続された第２の電圧駆動型トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ４など）と、第２の電圧駆動型トランジスタの主回路に電流が流れ始めたことを検出して前記の急速充電を停止する手段（ＭＯＳＦＥＴ５，６，１４、定電流源７など）とを持つようにする。
【００３５】
また請求項４のドライブ回路は、請求項１ないし３のいずれかに記載のドライブ回路において、第１の電圧駆動型トランジスタのゲートとドレイン（又はコレクタ）との間にキャパシタ（２１）を接続するようにする。
また請求項５のドライブ回路は、請求項４に記載のドライブ回路において、前記ソフト遮断手段が、前記緩充電手段の作動時にのみ前記キヤパシタの接続を行う手段（ＭＯＳＦＥＴ２２など）を備えるようにする。
【００３６】
また請求項６のドライブ回路は、請求項１ないし５のいずれかに記載のドライブ回路において、前記ソフト遮断手段が、前記半導体スイッチング素子の制御端子の電位がしきい値以下の所定電位に達したのち、この制御端子の電位を速やかに下げる手段（ゲート電位検出回路１７，プリドライバ３など）を備えるようにする。
【００３７】
また、請求項７のドライブ回路は、駆動対象の半導体スイッチング素子の少なくともターンオン時にその制御端子に電流を供給する手段、この半導体スイッチング素子の正常な遮断時にこの制御端子から電流を引き抜く正常遮断手段、前記半動体スイッチング素子の過電流などの異常時に、前記制御端子を介してこの半動体スイッチング素子を、その主電流の下降勾配が緩やかになるように遮断するソフト遮断手段を持つドライブ回路、前記ソフト遮断手段が、前記半導体スイッチング素子の制御端子と、この半導体スイッチング素子の制御信号の基準電位側となる主端子との間に主回路が接続された第１の電圧駆動型トランジスタ、第１の電圧駆動型トランジスタのゲートを、このゲートの電圧の上昇勾配が緩やかになるように充電する緩充電手段とを備えたドライブ回路において、第１の電圧駆動型トランジスタのゲートとドレイン（又はコレクタ）との間にキャパシタを接続するようにする。
【００３８】
また、請求項８のドライブ回路は、駆動対象の半導体スイッチング素子の少なくともターンオン時にその制御端子に電流を供給する手段、この半導体スイッチング素子の正常な遮断時にこの制御端子から電流を引き抜く正常遮断手段、前記半動体スイッチング素子の過電流などの異常時に、前記制御端子を介してこの半動体スイッチング素子を、その主電流の下降勾配が緩やかになるように遮断するソフト遮断手段を持つドライブ回路、前記ソフト遮断手段が、前記半導体スイッチング素子の制御端子と、この半導体スイッチング素子の制御信号の基準電位側となる主端子との間に主回路が接続された第１の電圧駆動型トランジスタ、第１の電圧駆動型トランジスタのゲートを、このゲートの電圧の上昇勾配が緩やかになるように充電する緩充電手段とを備えたドライブ回路において、前記ソフト遮断手段が、前記半導体スイッチング素子の制御端子の電位がしきい値以下の所定電位に達したのち、この制御端子の電位を速やかに下げる手段を備えたことを特徴とするドライブ回路。
【００３９】
また請求項９のドライブ回路は、請求項１ないし８のいずれかに記載のドライブ回路において、第１の電圧駆動型トランジスタがＭＯＳＦＥＴであるようにする。
【００４０】
本発明の作用は以下の如くである。
ドライブ対象のＩＧＢＴのゲート・エミッタ間に接続した、比較的ドライブ能力の高い（つまりオン抵抗の小さい）ＭＯＳＦＥＴのゲートを、ＩＧＢＴの負荷短絡などによる過電流時においては低電流で緩やかに充電することにより、
モード１でのＩＧＢＴのミラー効果がない遮断条件の場合には、ドライブ対象ＩＧＢＴのゲート電位を過電流検出後直ちに緩やかに低下させ、
モード２でのＩＧＢＴのミラー効果がある遮断条件の場合にも、過電流検出後、ドライブ能力の高いＭＯＳＦＥＴをオンすることで、ＩＧＢＴのミラー効果によるコレクタ電流下降開始の遅れを少なくしながら、ＩＧＢＴのゲート電位、従ってコレクタ電流を緩やかに低下させ、
過大なｄｉ／ｄｔによるスパイク電圧の発生を抑えると共に、遮断時間が過大になることを防止する。
【００４１】
【発明の実施の形態】
（実施例１）
図１は本発明の第１の実施例としての要部の構成を示す回路図で、同図においても図５と同様に、ＯＵＴ端子に接続されたＩＧＢＴ３０のゲートを充電してＩＧＢＴ３０をオンさせるＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１と、ＩＧＢＴ３０のゲートを放電してＩＧＢＴ３０をオフさせるＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２がプリドライバ３により制御され、ＩＧＢＴ３０の通常のスイッチングの際には図５と同様のゲート駆動を行う。
【００４２】
図１の図５と異なる点は、過電流などの異常時にＩＧＢＴ３０を緩やかに遮断するためのドライブ能力の少ないＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２０を用いず、ドライブ能力の大きい通常遮断用のＭＯＳＦＥＴ２のゲートを少ない電流により充電し、緩やかにＩＧＢＴ３０のゲート電荷を引き抜くようにした点である。
【００４３】
以下異常時のソフト遮断の動作を、まず図７における上アームＩＧＢＴ３０−１，３０−３と下アーム３０−５がオンの状態で出力短絡が発生したモード１の場合について説明する。この場合は図１においてソフト遮断の対象となるＩＧＢＴ３０は下アームＩＧＢＴ３０−５となる。
【００４４】
この状態での短絡発生の場合は、先に述べたように、遮断対象のＩＧＢＴ３０には既にほぼ全電源電圧Ｖ_Ｄが加わっており、ＩＧＢＴ３０のゲート電圧Ｖ_ＧＥが低下するに従って直ちに、そのコレクタ電流Ｉ_Ｃが減少するため、図６におけるＡ領域のゲート電圧の低下速度を遅くすることが重要である。
【００４５】
図１におけるプリドライバ３のオンオフ入力端子１２にオン信号が入っている状態で、異常信号入力端子１１に“異常有り”を示すＬ信号が印加されると、プリドライバ３はＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１を遮断する信号を送出してＩＧＢＴ３０のゲートの充電回路を閉じるようにするが、通常時の遮断とは異なり、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２をオンするための信号は送出しない。
【００４６】
ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２をオンするための、そのゲートを充電する電流は、異常信号入力端子１１にＬ信号が印加され、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１０がオンすることにより、出力電流値の低い定電流源９により供給される。
【００４７】
このためＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２のゲート電圧の上昇は緩やかなものになる。さらに、ＭＯＳＦＥＴ２のゲート電圧の上昇に伴うＭＯＳＦＥＴ２のオン抵抗の低下にしたがって、ＩＧＢＴ３０のゲート電圧、すなわちＭＯＳＦＥＴ２のドレイン電圧は低下するが、このドレイン電圧低下によるミラー効果のためにＭＯＳＦＥＴ２のゲートを充電する電流の多くが、図１に帰還容量１３として示すＭＯＳＦＥＴ２のゲート・ドレイン間容量を充電するのに使われるため、ＭＯＳＦＥＴ２のゲート電圧の上昇速度はさらに遅くなる。従って、ＩＧＢＴ３０のゲート電圧の低下速度は非常に低い値となる。
【００４８】
しかしながら、先に述べたようにＩＧＢＴ３０は高いコレクタ・エミッタ電圧Ｖ_ＣＥを維持したまま遮断されるため、ＩＧＢＴ３０に対するミラー効果は無く（つまり、図６のＢ領域は無く）、ＩＧＢＴ３０は時間遅れなく、且つコレクタ電流Ｉ_Ｃの減少は緩やかに遮断される。
【００４９】
次に図７の上アームＩＧＢＴ３０−１と下アームＩＧＢＴ３０−５，３０−６がオンの状態で出力短絡が発生したモード２のソフト遮断について説明する。この場合は図１においてソフト遮断の対象となるＩＧＢＴ３０は下アームの３０−５及び３０−６となる。
【００５０】
この場合も図６におけるＡ領域が終わるまではＩＧＢＴ３０のゲート電圧の低下の点ではモード１の場合と全く同様である。しかしながらこの場合、下アームＩＧＢＴ３０−５，３０−６のコレクタ電流Ｉ_Ｃは、そのゲート電圧で決まっておらず、上アームＩＧＢＴ３０−１のコレクタ電流Ｉ_ＣをＩＧＢＴ３０−５，３０−６で分担しているにすぎない。
【００５１】
従って、ＩＧＢＴ３０−５，３０−６に流れるコレクタ電流Ｉ_Ｃは図６に示すようにＡ領域では低下しない。また、ＩＧＢＴ３０−５，３０−６はゲート電圧の低下に従い、エツミタ・コレクタ間電圧Ｖ_ＣＥが上昇する（図９における動作点ＡからＣへ遷移する）ためミラー効果が発生し、ＩＧＢＴ３０のゲートから電荷を引き抜いてもゲート電圧が低下しなくなる図６におけるＢ領域が存在する。
【００５２】
しかしながら、ＩＧＢＴ３０−５，３０−６のゲート電圧、すなわち図１のＭＯＳＦＥＴ２のドレイン電圧が低下しなくなると、ＭＯＳＦＥＴ２に対するミラー効果はなくなり、ＭＯＳＦＥＴ２のゲートを充電する電流は主にそのゲート・ソース間容量を充電するのに使われ、ＭＯＳＦＥＴ２のゲート電圧は比較的急速に上昇する。
【００５３】
ＭＯＳＦＥＴ２は元々ドライブ能力が高い（オン抵抗が低い）素子であるので、ゲート電圧が上昇すれば低いオン抵抗になるため、ＩＧＢＴ３０−５，３０−６のゲート電荷を比較的急速に放電することが可能となり、従来例のように図６のＢ領域が極端に長くなることはない。
【００５４】
このモード２ではＩＧＢＴのコレクタ電流Ｉ_Ｃが実際に下降するのは図６のＣ領域に入ってからであり、電流Ｉ_Ｃが下降を開始する時のＭＯＳＦＥＴ２のオン抵抗は前に説明したモード１に比較して低くなっているため、電流Ｉ_Ｃが下降する勾配はモード１の場合より大きくなる。
しかし、ＭＯＳＦＥＴ２のオン抵抗は通常遮断の場合に比較すれば、まだ十分低下していないため、通常遮断に比較すれば緩やかに遮断することができる。
【００５５】
また、このモード２ではＩＧＢＴ３０−５，３０−６のコレクタ電流Ｉ_Ｃは前に説明したモード１に比較して低くなっているため、電流Ｉ_Ｃを比較的大きな下降勾配で遮断してもサージ電圧の発生は少なく、素子が破壊されることは無い。
【００５６】
ところで、上述のようにＭＯＳＦＥＴ２のゲートを低い電流で充電すると、ＭＯＳＦＥＴ２のゲート電位がゲートしきい値に達し、ＭＯＳＦＥＴ２がオンし出すまでの時間が長くなり、ＩＧＢＴ３０が過電流状態になってからＩＧＢＴ３０を実際に遮断開始するまでの時間が長くなり、ＩＧＢＴ３０の保護が困難になる可能性が生ずる。
【００５７】
図１ではこれを次に述べる方法で防止している。即ち図１において、プリドライバ３のオンオフ入力端子１２にオン信号が入っている状態で、異常信号入力端子１１にＬ信号（アクティブ）が印加されると、ＮＯＴ回路１６によりＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１４，１５がオンする。ＭＯＳＦＥＴ４はＭＯＳＦＥＴ２と同じゲートしきい値を持ったＭＯＳＦＥＴで、ＭＯＳＦＥＴ２のゲート電位が、そのゲートしきい値まで達しない間はＭＯＳＦＥＴ４にも電流が流れず、カレントミラー回路を構成するＭＯＳＦＥＴ５，６にも電流が流れない。
【００５８】
従って、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ８のゲートは定電流源７によりＧＮＤ電位となりＭＯＳＦＥＴ８がオンするので、ＭＯＳＦＥＴ８，１５を通してＭＯＳＦＥＴ２のゲートは急速に充電される。ＭＯＳＦＥＴ２のゲート電位がしきい値に達するとＭＯＳＦＥＴ４にもＭＯＳＦＥＴ５，１４を経て電流が流れ、カレントミラー回路により、ＭＯＳＦＥＴ６にも電流が流れる。
【００５９】
そして、この電流が定電流源７の電流値を越えると、ＭＯＳＦＥＴ８のゲート電位は上昇し、ＭＯＳＦＥＴ８はオフする。このため、ＭＯＳＦＥＴ２の充電電流は電流源９から供給される電流のみに低下する。
【００６０】
以上の動作によりＭＯＳＦＥＴ２のゲートを、その電位がゲートしきい値に達するまでは急速に充電し、ゲートしきい値に達したあとは緩やかに充電するので、ＩＧＢＴ３０の異常過電流発生直後からＭＯＳＦＥＴ２のターンオンによりＩＧＢＴ電流が下降し始めるまでの遅れ時間を短くしながら、ＩＧＢＴ電流の減少の勾配を緩やかにすることが可能となる。
【００６１】
なお、ＭＯＳＦＥＴ１５はＭＯＳＦＥＴ２の通常の動作時にＭＯＳＦＥＴ８によりＭＯＳＦＥＴ２のゲートが充電されることを防止するためのスイッチで、ＭＯＳＦＥＴ１４はＭＯＳＦＥＴ２の通常の動作時にカレントミラー回路に電流が流れることを防止するためのスイッチとして動作する。
【００６２】
また、図１においてゲート電位検出回路１７はＩＧＢＴ３０のゲート電圧がしきい値以下の所定電圧（実際はしきい値より所定の余裕電圧分だけ低下した電圧）になったことを検出し、プリドライバ３に信号を送出し、通常のスイッチング時と同様のゲート充電電流によりＭＯＳＦＥＴ２のゲートを充電させる役割を持つ。これにより急峻なｄｉ／ｄｔが発生する恐れのなくなった時点以後もＩＧＢＴ３０の電流の緩やかな遮断を継続し、いたずらにスイッチング時間が長くなることを防止する。
【００６３】
なお、図１においてＭＯＳＦＥＴ１は本図の様にＰチャネルＭＯＳＦＥＴであってもＮチャネルＭＯＳＦＥＴのソースフォロアであっても、あるいはその組み合わせなどであっても良く、ＩＧＢＴ３０をターンオンさせる手段はどのようなものであっても本発明の効果は期待できる。
【００６４】
また、本実施例では図５の従来のドライブ回路と異なり、ソフト遮断用のＭＯＳＦＥＴ２０を持っていないが、図５と同様にＭＯＳＦＥＴ２とは別に新たなソフト遮断用ＭＯＳＦＥＴ２０を設け、このＭＯＳＦＥＴに対して本実施例と同様の定電流駆動を行ってもよい。
【００６５】
しかし、この場合、新たに設けるＭＯＳＦＥＴ２０は図５の場合よりも駆動能力が大きい必要があり、図１のように十分ドライブ能力のある通常ドライブ用のＭＯＳＦＥＴ２をソフト遮断用ＭＯＳＦＥＴと共用することが効率的である。
【００６６】
（実施例２）
図２は本発明の第２の実施例としての要部の構成を示す回路図である。同図の図１と異なる主な点は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２のゲート・ドレイン間にコンデンサ２１が接続されている点と、ＭＯＳＦＥＴ２のゲートしきい値に達しない領域でＭＯＳＦＥＴ２のゲートを急速に充電する回路が無い点である。
【００６７】
本実施例ではＭＯＳＦＥＴ２の帰還容量（図１の１３で、図２では図示していない）に並列にコンデンサが挿入されており、ＭＯＳＦＥＴ２にミラー効果がより強く現れ、ＭＯＳＦＥＴ２のゲート・ソース間容量に対する帰還容量の比率が増加する。
【００６８】
従って、定電流源９の電流値を大きくすることにより、ＭＯＳＦＥＴ２のドレイン電圧（従ってＩＧＢＴ３０のゲート電圧）の下降速度を緩やかに保ちながら、ＭＯＳＦＥＴ２のゲート・ソース間容量のみを充電する時間としての、ＭＯＳＦＥＴ２のゲート電位がしきい値に達するまでの時間を短縮することが可能となり、図１のようなＭＯＳＦＥＴ２のゲートを急速に充電する回路がなくても、比較的短い時間でＩＧＢＴ３０の遮断を開始することが可能となる。
【００６９】
もちろん、図２にＭＯＳＦＥＴ２のゲートを急速に充電する回路を追加して、さらにＭＯＳＦＥＴ２のゲート電位がしきい値に達するまでの時間を短縮することも可能である。
【００７０】
（実施例３）
図３は本発明の第３の実施例としての要部の構成を示す回路図で、同図の図２と異なる点は、図２より容量の大きいコンデンサ２１にスイッチとしてのＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２２が接続され、異常信号入力端子１１がＬ（アクティブ）になったときのみコンデンサ２１がＭＯＳＦＥＴ２のゲート・ドレイン間に接続される点と、ＭＯＳＦＥＴ２のゲートが専用の定電流源で充電されるのではなく、図２の定電流源９より電流供給能力の大きいプリドライバ３の通常スイッチング用信号により充電される点である。
【００７１】
すなわち、異常信号入力端子１１がＨ（ノンアクティブ）の通常時には、ＭＯＳＦＥＴ２２がオフ状態でコンデンサ２１が接続されてない状態と等価であるため、通常の速度でＭＯＳＦＥＴ２はオンする。
【００７２】
一方、異常信号入力端子１１にＬの異常信号が印加された場合は、ＭＯＳＦＥＴ２２がオンすることにより、コンデンサ２１がＭＯＳＦＥＴ２のゲート・ドレイン間に接続され、この容量によりＭＯＳＦＥＴ２のミラー効果が大きくなるため、ＭＯＳＦＥＴ２のドレイン電圧、すなわちＩＧＢＴ３０のゲート電圧の下降速度は緩やかになるが、図２と比べた場合、コンデンサ２１の容量が大きい分、プリドライバ３の電流供給能力が大きいので、ＭＯＳＦＥＴ２のゲート電圧がしきい値に達する時間やＩＧＢＴ３０のゲート電圧の下降速度を同等にすることができる。
【００７３】
（実施例４）
図４は本発明の第４の実施例としての要部の構成を示す回路図で、同図の図３と異なる点はコンデンサ２１とＭＯＳＦＥＴ２２の間にダイオード２４が接続され、ダイオード２４とコンデンサ２１との接続点とグランドＧＮＤの間にＭＯＳＦＥＴ２５が接続されている点である。
【００７４】
即ち、図３においてはＭＯＳＦＥＴ２２の寄生ダイオード２３により、ＭＯＳＦＥＴ２のターンオフ時には、常にコンデンサ２１がＭＯＳＦＥＴ２のゲート・ドレイン間に接続されている状態になり、ＭＯＳＦＥＴ２のターンオフが遅くなる。
【００７５】
図４のダイオード２４は、このターンオフの遅れを防止するために挿入されたもので、ＭＯＳＦＥＴ２のドレインからゲートに流れる電流を遮断するものである。また、ＭＯＳＦＥＴ２５は異常信号入力端子１１に異常信号（Ｌ）が無い状態でコンデンサ２１の電荷を放電しておくための回路である。
【００７６】
【発明の効果】
本発明（請求項１）によれば、駆動対象の半導体スイッチング素子（例えばＩＧＢＴとする）の過電流などの異常時に、このＩＧＢＴのゲートとコレクタとの間に設けた、比較的ドライブ能力の大きい（オン抵抗の小さい）電圧制御型トランジスタ（例えばＭＯＳＦＥＴとする）のゲート電圧の上昇勾配が緩やかになるようにこのＭＯＳＦＥＴのゲートを充電するようにし、
さらに必要に応じて、前記ＭＯＳＦＥＴのゲートを、ゲート電圧がしきい値に達するまでは急速に充電するようにしたり（請求項３，４）、
また、ＭＯＳＦＥＴのゲートの充電電源に電流供給能力の大きい通常遮断時の電源を共用したい場合には、このゲートとドレイン間にキャパシタを接続するようにしたり（請求項５，６）、
また前記ＩＧＢＴのゲートの電位がしきい値以下の所定電位に達したのちは、このゲートの電位を速やかに下げるようにしたので（請求項７）、
ＩＧＢＴの過電流検出後、速やかに遮断を開始して過電流の継続時間を短縮すると共に、ＩＧＢＴ電流の下降速度を緩やかにして、急峻なｄｉ／ｄｔによるサージ電圧の発生を抑え、かつＩＧＢＴのゲート電圧がしきい値以下に下降してサージ発生のおそれがなくなった時点からは速やかに遮断を終えることができ、
結果として駆動対象半導体スイッチング素子のサージ電圧破壊を防止しながら、可能な限り短い過電流持続時間で半導体スイッチング素子の電流を遮断することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例としての要部の構成を示す回路図
【図２】本発明の第２の実施例としての要部の構成を示す回路図
【図３】本発明の第３の実施例としての要部の構成を示す回路図
【図４】本発明の第４の実施例としての要部の構成を示す回路図
【図５】従来のドライブ回路におけるソフト遮断回路の例を示す図
【図６】ＩＧＢＴのターンオフ特性の説明図
【図７】半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いたインバータ装置の主回路構成例を示す図
【図８】ＩＧＢＴの出力短絡時における電流電圧波形の説明図
【図９】インバータ装置の出力短絡時におけるＩＧＢＴの動作点の説明図
【符号の説明】
１ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ
２ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ
３プリドライバ
４ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ
５，６ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ
７定電流源
８ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ
９定電流源
１０ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ
１１異常信号入力端子
１２オンオフ信号入力端子
１３帰還容量
１４，１５ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ
１６ＮＯＴ回路
１７ゲート電位検出回路
２１コンデンサ
２２ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ
２３寄生ダイオード
２４ダイオード
２５ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ
３０ＩＧＢＴ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a drive circuit of a semiconductor switching element used in a power conversion device, particularly an inverter for variable speed control of a motor (an on / off signal which is input from an external on / off signal and directly applied to a control terminal of the semiconductor switching element. Circuit for generating and applying a driving signal), and particularly to a drive circuit having a soft cutoff function for preventing element destruction due to a surge voltage based on a large di / dt when an overcurrent such as a load short circuit occurs.
In the drawings, the same reference numerals indicate the same or corresponding parts.
[0002]
[Prior art]
FIG. 5 shows a configuration example of a conventional drive circuit, in which an IGBT 30 is driven as a semiconductor switching element to be driven. In this example, a P-channel MOSFET 1 is used as a means for turning on the IGBT 30, and an N-channel MOSFET 2 is used as means for turning off the IGBT 30.
[0003]
At the time of normal switching, when an ON signal is input to the ON / OFF signal input terminal 12, the pre-driver 3 sends a signal for turning on the MOSFET 1 and a signal for turning off the MOSFET 2 to the gates of the respective FETs 1 and 2. Thereby, the gate of the IGBT 30 is charged and the IGBT 30 is turned on.
[0004]
Conversely, when an off signal is input to the on / off signal input terminal 12, a signal to turn off the MOSFET 1 and a signal to turn on the MOSFET 2 are sent to the gates of the FETs 1 and 2, thereby discharging the gate of the IGBT 30. To turn off the IGBT 30.
[0005]
Generally, in a drive circuit for driving a semiconductor switching element used in a power conversion device such as an inverter, the switching element is cut off when an excessive current flows through the switching element due to an accident such as a load short circuit and the switching element may be destroyed. Means for protecting the switching element and the load circuit are provided.
[0006]
In this case, since a current larger than a normal current flows, if the switching element is cut off by a normal method, a surge voltage of Ldi / dt is generated due to an inductance L of a wiring or the like due to a large di / dt, and a switching element is generated. In some cases, the breakdown voltage of the device may be exceeded and the device may be destroyed.
[0007]
FIG. 8 shows the collector current I of the IGBT when the IGBT is turned on and off after short-circuiting the load side of the IGBT which is a semiconductor switching element._CAnd collector-emitter voltage V_CEThe following shows an example of a temporal transition with respect to.
[0008]
That is, when the IGBT is turned on at time t1 after the load side of the IGBT is short-circuited, the IGBT collector current I_CRises sharply. Since the current of the IGBT has a constant current property in a high potential region, when the current reaches a current value determined by the gate voltage of the IGBT, the current reaches a region limited by a constant current. (In FIG. 8, the current I_CAfter the peak reached a slight decrease, it was due to temperature rise and other reasons. )
However, this collector current I_CUsually reaches several times to 10 times or more of the rated current, and for protection here, when the IGBT is cut off in the usual manner at time t2, the very high -di / dt causes the collector-emitter voltage V_CEIn this case, a very high surge voltage shown by a solid line in FIG.
[0009]
In order to prevent this, the driver circuit of the switching element often has a so-called soft cutoff function of gently shutting off the switching element when an abnormality such as an overcurrent occurs.
[0010]
In the example of FIG. 5, an overcurrent is detected by an overcurrent detection circuit (not shown), and an abnormal signal is supplied to the abnormal signal input terminal 11. Based on this abnormal signal, the pre-driver 3 sends out a signal for turning off the P-channel MOSFET 1 and at the same time sends out a signal for turning on the N-channel MOSFET 20.
[0011]
The N-channel MOSFET 20 is designed to have a lower current extracting capability than the N-channel MOSFET 2 (i.e., has a higher on-resistance), and extracts the charge accumulated in the gate of the IGBT 30 more slowly than during normal switching. For this reason, the IGBT 30 is gradually turned off to prevent di / dt from increasing. This is indicated by the broken line in FIG.
[0012]
[Problems to be solved by the invention]
FIG. 7 shows an example of a main circuit of a general inverter device including an IGBT driven by the above drive circuit. The inverter circuit includes six IGBTs 30 (30-1 to 30-6) and a free wheel diode (abbreviated as FWD) 40 (40-1 to 40-6) each forming a three-phase inverse conversion bridge circuit, An IC 41 (41-1 to 41-3) for controlling and driving the gates of the three upper arm IGBTs 30-1 to 30-3, respectively, and an IC 42 for controlling and driving the gates of the three lower arm IGBTs 30-4 to 30-6. Etc.
[0013]
Each of the gate control driving ICs 41 and 42 turns on / off the six IGBTs so that a rotating magnetic field is generated in the winding of the motor 43 by a control circuit (not shown). For example, IGBTs 30-1 and 30-6 are turned on, 30-1, 30-5, and 30-6 are turned on, 30-1 and 30-5 are turned on, and 30-1, 30-3, and 30 are turned on. A rotating magnetic field is generated by sequentially transitioning to a state where −5 is on.
Further, a control circuit (not shown) performs PWM control such that output currents from the output terminals 46-1 to 46-3 of the bridge circuit approximate a sine waveform.
[0014]
By the way, the current detection resistor 45 shown in FIG. 7 detects a voltage drop of this current by the gate control drive IC 42 when an overcurrent such as a load short circuit occurs, and shuts off the IGBTs 30-4 to 30-6 of the lower arm. Are provided for the purpose of protecting the IGBTs from overcurrent.
[0015]
For example, consider a case where the output is short-circuited (three of the output terminals 46-1 to 46-3 are short-circuited) while the upper arm IGBTs 30-1 and 30-3 and the lower arm IGBT 30-5 are on. The short-circuit mode in which the IGBTs of two upper arms and one lower arm are on is referred to as mode 1 for convenience.
[0016]
Since the inductance of the motor winding of the load is lost due to the short circuit and only the floating inductance of the wiring is present, the voltage to be applied to the motor winding is applied to the IGBT, and the current rapidly increases.
[0017]
However, in this case, although two IGBTs are turned on on the upper arm side, only one IGBT is turned on on the lower arm, so that the voltage V_DIs applied to the lower arm IGBT 30-5.
[0018]
FIG. 9 is a graph showing the IV characteristics of the IGBT for explaining this, and the vertical axis represents the collector current I of the IGBT._C, The horizontal axis is the collector-emitter voltage V of the IGBT_CEIs shown. Here, for simplicity, the three IGBTs 30-1, 30-3, and 30-5 have exactly the same IV characteristics shown in FIG. 9, and the IGBTs 30-1 and 30-3 equally share the current. Consider if you are.
[0019]
As the current at the time of short-circuit, a value Ip determined by the IV characteristic of the IGBT according to the gate voltage at the time of short-circuit flows. In this example, the current Ip flows through the IGBT 30-5 of the lower arm.
[0020]
However, in the upper arm, the current I p is shared by the two IGBTs 30-1 and 30-3, so that the operating point of the IGBTs 30-1 and 30-3 is point A, and is applied to the IGBTs 30-1 and 30-3. Voltage is V_CEThis is a low value of 1.
[0021]
On the other hand, the operating point of the IGBT 30-5 is such that the voltage of the IGBT 30-5 is equal to the power supply voltage V_DTo V_CEValue V minus 1_CE2, the operating point B is reached, and most of the voltage is applied to the IGBT 30-5. (The voltage applied to the stray inductance is ignored.)
Therefore, when the IGBT 30-5 is cut off for protection, a transition is made from the operating point B to the operating point C while maintaining a high applied voltage with a decrease in the gate voltage.
[0022]
Also, the collector current I_CIs a current dependent on the gate voltage, and starts to decrease immediately as the gate voltage decreases. Therefore, in order to cut off a very large short-circuit current and to prevent generation of a surge voltage due to a large di / dt, a soft cutoff circuit as shown in FIG. 5 operates effectively.
[0023]
Next, let us consider a case where an output short-circuit similarly occurs while the upper arm IGBT 30-1 and the lower arm IGBTs 30-5 and 30-6 are on. The short-circuit mode in which the IGBTs of one upper arm and two lower arms are turned on is referred to as mode 2 for convenience.
In this case, on the contrary, the voltage V_DAre applied to the upper arm IGBT 30-1, and the lower arm IGBTs 30-5 and 30-6 operate at the operating point A in FIG.
[0024]
Here, when the IGBTs 30-5 and 30-6 are cut off by the operation of the protection circuit based on the detection of the overcurrent due to the short circuit, the operating points of the IGBTs 30-5 and 30-6 transition from A to C. Large collector-emitter applied voltage V_CEThere is a rise.
[0025]
The cutoff operation of the IGBTs 30-5 and 30-6 in mode 2 is based on the collector-emitter voltage V_CEDue to the effect of charging the feedback capacitance between the gate and the collector corresponding to the change in the off-state, the off-state characteristic greatly differs from that in the mode 1.
[0026]
FIG. 6 shows a state in which the gate charge of the IGBT of the lower arm having an inductance of a motor or the like as a load is extracted with a constant current in the mode 2 and the IGBT is turned off. Say) V_GEAnd the collector-emitter voltage V_CEAnd collector current I_C5 shows an example of the temporal transition of the time.
[0027]
When such an IGBT is turned off, as shown in FIG. 6, the gate voltage V of the IGBT is reduced._GEFirst reaches the vicinity of the gate threshold value (strictly, a level slightly higher than the gate threshold value) through the A region falling at a certain slope, and here, the B region as a period in which the change in the gate voltage is reduced is once reduced. After that, the gate voltage again decreases in the C region.
[0028]
Here, the region B in which the gate voltage change is small is generated during the period when the collector potential of the IGBT 30 rises, and the displacement current accompanying the rise in the collector potential flows through the gate through the capacitance between the collector and the gate of the IGBT 30 due to the so-called Miller effect. Period. Actual collector current I of IGBT 30_COccurs in the area C starting from the end of the area B.
[0029]
(Note that, when the IGBT of the lower arm is turned off in mode 1, the B region in FIG. 6 is eliminated, the A region and the C region are connected, and the collector current I from the A region._CBecomes a waveform that starts decreasing. )
By the way, in the mode 2 described above, when the IGBT 30 of the lower arm is softly cut off by the drive circuit of FIG. 5, the current withdrawing capability of the MOSFET 20 in FIG. 5 is reduced, and the change in the gate voltage once shown in FIG. Since the period of the region B becomes very long and the overcurrent state until the IGBT 30 is turned off continues for a long time, there is a disadvantage that the IGBT 30-1 in the upper arm is broken.
[0030]
Furthermore, if an output short circuit occurs immediately before the off signal is input to the on / off signal input terminal 12, the time until the actual shutoff is increased, and this time is opposed to the IGBT of the lower arm to be turned off. When the dead time provided so that the upper arm IGBTs (30-2 for 30-5 and 30-3 for 30-6) do not turn on at the same time, the IGBTs of the upper and lower arms simultaneously turn on. There is a risk that a so-called arm short-circuit occurs, which short-circuits the power supply, and further destroys other IGBTs.
[0031]
An object of the present invention is to softly cut off the overcurrent of the IGBT from the start of the cutoff (that is, in the region A in FIG. 6) in the case of the cutoff condition of mode 1, and also to set the gate voltage V_GEIn the case of the cut-off condition of mode 2 in which the region B in FIG. 6 in which the change in the voltage is small, the period of the region B is shortened as much as possible to shorten the duration of the overcurrent state. And the collector current I_CIs to provide a drive circuit capable of suppressing generation of a surge voltage due to Ldi / dt by gently reducing the voltage.
[0032]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-mentioned problem, a drive circuit according to claim 1
Means (eg, MOSFET1) for supplying a current to a control terminal (eg, a gate) of the semiconductor switching element (eg, IGBT30) to be driven at least at the time of turn-on, and normally interrupting current from the control terminal when the semiconductor switching element is normally shut off A drive circuit having a soft cut-off means for shutting off the semi-moving body switching element via the control terminal in the event of an abnormality such as an overcurrent of the semi-moving body switching element so that the falling gradient of the main current becomes gentle.,A main circuit (drain / source circuit, etc.) is connected between the control terminal of the semiconductor switching element and a main terminal (emitter, etc.) on the reference potential side of the control signal of the semiconductor switching element by the soft cutoff means. [Comparatively high driving capability (low on-resistance)] First voltage-driven transistor (MOSFET2 etc.),Slow charging means (constant current source 9, MOSFET 10, etc.) for charging the gate of the first voltage-driven transistor such that the rising gradient of the voltage at the gate is gentle.Wherein the soft cutoff means rapidly charges the gate of the first voltage-driven transistor until the gate voltage reaches a threshold value (e.g., MOSFETs 8 and 15).Be prepared to have.
[0033]
According to a second aspect of the present invention, in the drive circuit according to the first aspect, the first voltage-driven transistor also performs a current extracting operation of the normal cutoff unit.
[0034]
The drive circuit according to claim 3 is the drive circuit according to claim 1 or 2, wherein the quick charging means has a gate and a source (or an emitter) having the same gate threshold value as the first voltage-driven transistor. ) Is detected by detecting that a current has started flowing through a second voltage-driven transistor (such as MOSFET 4) commonly connected to the first voltage-driven transistor and a main circuit of the second voltage-driven transistor. (For example, MOSFETs 5, 6, and 14 and a constant current source 7).
[0035]
According to a fourth aspect of the present invention, in the drive circuit according to any one of the first to third aspects, a capacitor (21) is connected between a gate and a drain (or a collector) of the first voltage-driven transistor. To do.
In a drive circuit according to a fifth aspect of the present invention, in the drive circuit according to the fourth aspect, the soft cutoff means includes a means (such as a MOSFET 22) for connecting the capacitor only when the slow charging means operates.
[0036]
In a drive circuit according to a sixth aspect of the present invention, in the drive circuit according to any one of the first to fifth aspects, the soft cutoff means causes a potential of a control terminal of the semiconductor switching element to reach a predetermined potential equal to or lower than a threshold. After that, a means (gate potential detection circuit 17, pre-driver 3, etc.) for rapidly lowering the potential of the control terminal is provided.
[0037]
The drive circuit according to claim 7 is a means for supplying a current to a control terminal of the semiconductor switching element to be driven at least when the semiconductor switching element is turned on, a normal cutoff means for extracting a current from the control terminal when the semiconductor switching element is normally shut off, A drive circuit having soft cut-off means for cutting off the semi-moving body switching element via the control terminal in the event of an abnormality such as an overcurrent of the semi-moving body switching element so that the descending gradient of the main current becomes gentle; A first voltage-driven transistor having a main circuit connected between a control terminal of the semiconductor switching element and a main terminal on the reference potential side of a control signal of the semiconductor switching element, a first voltage; The gate of the driving transistor is charged so that the rising slope of the voltage of the gate becomes gentle. In the drive circuit provided with a conducting means, so as to connect the capacitor between the gate and the drain of the first voltage drive type transistor (or collector).
[0038]
Further, the drive circuit according to claim 8 is a means for supplying a current to a control terminal of the semiconductor switching element to be driven at least when the semiconductor switching element is turned on, a normal cutoff means for extracting a current from the control terminal when the semiconductor switching element is normally shut off, A drive circuit having a soft cut-off means for shutting off the semi-moving body switching element via the control terminal in the event of an abnormality such as an overcurrent of the semi-moving body switching element so that the descending gradient of the main current becomes gentle; A first voltage-driven transistor having a main circuit connected between a control terminal of the semiconductor switching element and a main terminal on the reference potential side of a control signal of the semiconductor switching element, a first voltage; The gate of the driving transistor is charged so that the rising slope of the voltage of the gate becomes gentle. A soft cut-off means, wherein after the potential of the control terminal of the semiconductor switching element reaches a predetermined potential equal to or lower than a threshold value, the soft cut-off means includes means for rapidly lowering the potential of the control terminal. A drive circuit characterized in that:
[0039]
Claims9The drive circuit of claim 18Wherein the first voltage-driven transistor is a MOSFET.
[0040]
The operation of the present invention is as follows.
The gate of a MOSFET having a relatively high drive capability (that is, a low on-resistance) connected between the gate and emitter of the IGBT to be driven is gently charged with a low current when an overcurrent occurs due to a load short-circuit of the IGBT or the like. By
In the case of the cutoff condition without the mirror effect of the IGBT in mode 1, the gate potential of the IGBT to be driven is gradually decreased immediately after the overcurrent is detected,
Even in the case of the cut-off condition having the IGBT mirror effect in the mode 2, by turning on the MOSFET having a high drive capability after detecting the overcurrent, the delay of the start of the collector current drop due to the IGBT mirror effect can be reduced while the IGBT is reduced. Gradually lowers the gate potential of the
The generation of spike voltage due to excessive di / dt is suppressed, and the cutoff time is prevented from becoming excessive.
[0041]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
(Example 1)
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a main part according to a first embodiment of the present invention. In FIG. 1, as in FIG. 5, the gate of the IGBT 30 connected to the OUT terminal is charged to turn on the IGBT 30. A P-channel MOSFET 1 and an N-channel MOSFET 2 for discharging the gate of the IGBT 30 to turn off the IGBT 30 are controlled by the pre-driver 3, and perform the same gate drive as in FIG. 5 during normal switching of the IGBT 30.
[0042]
The difference from FIG. 5 of FIG. 1 is that an N-channel MOSFET 20 having a small drive capacity for gently shutting off the IGBT 30 at the time of an abnormality such as an overcurrent is not used, and the gate of the normal cutoff MOSFET 2 having a large drive capacity is reduced by a small current. The IGBT 30 is charged and the gate charge of the IGBT 30 is slowly extracted.
[0043]
Hereinafter, the operation of the soft cutoff at the time of abnormality will be described first in the case of mode 1 in which the output short circuit occurs while the upper arm IGBTs 30-1 and 30-3 and the lower arm 30-5 in FIG. In this case, the IGBT 30 to be soft-cut off in FIG. 1 is the lower arm IGBT 30-5.
[0044]
In the case of a short circuit occurring in this state, as described above, almost all of the power supply voltage V_DAnd the gate voltage V of the IGBT 30_GEAs soon as its collector current I_CTherefore, it is important to reduce the rate of decrease of the gate voltage in the region A in FIG.
[0045]
When an ON signal is input to the ON / OFF input terminal 12 of the pre-driver 3 in FIG. 1 and the L signal indicating “abnormal” is applied to the abnormal signal input terminal 11, the pre-driver 3 shuts off the P-channel MOSFET 1. A signal to turn on the N-channel MOSFET 2 is not sent, unlike the normal shut-off, by sending a signal to turn off the charging circuit of the gate of the IGBT 30.
[0046]
The current for charging the gate for turning on the N-channel MOSFET 2 is supplied by the constant current source 9 having a low output current value when the L signal is applied to the abnormal signal input terminal 11 and the P-channel MOSFET 10 is turned on. You.
[0047]
Therefore, the rise of the gate voltage of the N-channel MOSFET 2 becomes gentle. Further, the gate voltage of the IGBT 30, that is, the drain voltage of the MOSFET 2 decreases as the on-resistance of the MOSFET 2 decreases as the gate voltage of the MOSFET 2 increases. However, the gate of the MOSFET 2 is charged due to the Miller effect due to the decrease in the drain voltage. Most of the current is used to charge the gate-drain capacitance of the MOSFET 2 shown as the feedback capacitance 13 in FIG. 1, so that the rate of rise of the gate voltage of the MOSFET 2 is further reduced. Therefore, the rate of decrease of the gate voltage of the IGBT 30 has a very low value.
[0048]
However, as described above, the IGBT 30 has a high collector-emitter voltage V_CE, The IGBT 30 has no mirror effect (that is, there is no region B in FIG. 6), the IGBT 30 has no time delay, and the collector current I_CDecrease is gradually blocked.
[0049]
Next, the soft cutoff in mode 2 in which the output short circuit occurs when the upper arm IGBT 30-1 and the lower arm IGBTs 30-5 and 30-6 are on in FIG. In this case, the IGBTs 30 to be soft-cut off in FIG. 1 are the lower arms 30-5 and 30-6.
[0050]
Also in this case, until the end of the region A in FIG. 6, the gate voltage of the IGBT 30 is exactly the same as in the case of the mode 1 in terms of reduction of the gate voltage. However, in this case, the collector current I of the lower arm IGBTs 30-5 and 30-6 is_CIs not determined by the gate voltage, and the collector current I of the upper arm IGBT 30-1 is_CIs shared only by the IGBTs 30-5 and 30-6.
[0051]
Therefore, the collector current I flowing through the IGBTs 30-5 and 30-6_CDoes not decrease in the region A as shown in FIG. In addition, the IGBTs 30-5 and 30-6 change the emitter-collector voltage V_CERises (transition from the operating point A to C in FIG. 9), and the Miller effect occurs, and there is a region B in FIG. 6 where the gate voltage does not decrease even when the charge is extracted from the gate of the IGBT 30.
[0052]
However, when the gate voltage of the IGBTs 30-5 and 30-6, that is, the drain voltage of the MOSFET 2 in FIG. 1 does not decrease, the Miller effect on the MOSFET 2 disappears, and the current charging the gate of the MOSFET 2 mainly depends on its gate-source capacitance. And the gate voltage of MOSFET 2 rises relatively quickly.
[0053]
Since the MOSFET 2 is originally an element having a high driving capability (low on-resistance), the on-resistance becomes low as the gate voltage increases, so that the gate charges of the IGBTs 30-5 and 30-6 can be discharged relatively quickly. This is possible, and the region B in FIG. 6 does not become extremely long unlike the conventional example.
[0054]
In this mode 2, the collector current I of the IGBT is_CActually drops after entering the region C in FIG._CSince the on-resistance of the MOSFET 2 when the voltage starts to fall is lower than that in the mode 1 described above, the current I_CIs smaller than in the case of mode 1.
However, the on-resistance of the MOSFET 2 has not yet been sufficiently reduced as compared with the case of the normal cut-off, so that it can be cut off more gently than with the normal cut-off.
[0055]
In this mode 2, the collector current I of IGBTs 30-5 and 30-6 is_CIs lower than that of the mode 1 described above, so that the current I_CIs cut off with a relatively large descending gradient, the generation of a surge voltage is small, and the element is not destroyed.
[0056]
By the way, when the gate of the MOSFET 2 is charged with a low current as described above, the gate potential of the MOSFET 2 reaches the gate threshold, the time until the MOSFET 2 starts to be turned on becomes longer, and after the IGBT 30 enters the overcurrent state, the IGBT 30 Of the IGBT 30 may be difficult to protect the IGBT 30.
[0057]
In FIG. 1, this is prevented by the following method. That is, in FIG. 1, when an L signal (active) is applied to the abnormal signal input terminal 11 in a state where an ON signal is input to the ON / OFF input terminal 12 of the pre-driver 3, the N-channel MOSFETs 14 and 15 are turned by the NOT circuit 16. Turn on. MOSFET4 is a MOSFET having the same gate threshold value as MOSFET2, and no current flows through MOSFET4 while the gate potential of MOSFET2 does not reach the gate threshold value. No current flows.
[0058]
Therefore, the gate of the P-channel MOSFET 8 is set to the GND potential by the constant current source 7 and the MOSFET 8 is turned on, so that the gate of the MOSFET 2 is rapidly charged through the MOSFETs 8 and 15. When the gate potential of the MOSFET 2 reaches the threshold value, a current also flows through the MOSFET 4 via the MOSFETs 5 and 14, and a current also flows through the MOSFET 6 by the current mirror circuit.
[0059]
When this current exceeds the current value of the constant current source 7, the gate potential of the MOSFET 8 increases, and the MOSFET 8 turns off. For this reason, the charging current of the MOSFET 2 is reduced to only the current supplied from the current source 9.
[0060]
By the above operation, the gate of the MOSFET 2 is rapidly charged until the potential reaches the gate threshold, and is gradually charged after the potential reaches the gate threshold, so that the MOSFET 2 is charged immediately after the abnormal overcurrent of the IGBT 30 occurs. It is possible to make the gradient of the decrease in the IGBT current gentle while shortening the delay time until the IGBT current starts to decrease by turn-on.
[0061]
The MOSFET 15 is a switch for preventing the gate of the MOSFET 2 from being charged by the MOSFET 8 during the normal operation of the MOSFET 2, and the MOSFET 14 is a switch for preventing a current from flowing to the current mirror circuit during the normal operation of the MOSFET 2. Works as
[0062]
In FIG. 1, the gate potential detection circuit 17 detects that the gate voltage of the IGBT 30 has become a predetermined voltage equal to or lower than the threshold (actually, a voltage lower than the threshold by a predetermined margin voltage), and To charge the gate of the MOSFET 2 with the same gate charging current as during normal switching. As a result, the current of the IGBT 30 is gently cut off even after the danger of occurrence of the steep di / dt, thereby preventing the switching time from being unnecessarily long.
[0063]
In FIG. 1, the MOSFET 1 may be a P-channel MOSFET, a source follower of an N-channel MOSFET, or a combination thereof as shown in FIG. 1, and any means for turning on the IGBT 30 may be used. Even so, the effect of the present invention can be expected.
[0064]
Further, unlike the conventional drive circuit of FIG. 5, the present embodiment does not have the MOSFET 20 for soft cutoff. However, similarly to FIG. The same constant current drive as in this embodiment may be performed.
[0065]
However, in this case, the newly provided MOSFET 20 needs to have a higher driving capability than the case of FIG. 5, and it is efficient to share the normal driving MOSFET 2 having a sufficient driving capability with the soft cutoff MOSFET as shown in FIG. It is a target.
[0066]
(Example 2)
FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of a main part according to a second embodiment of the present invention. The main differences from FIG. 1 in FIG. 1 are that a capacitor 21 is connected between the gate and the drain of the N-channel MOSFET 2 and that the gate of the MOSFET 2 is rapidly charged in a region where the gate threshold of the MOSFET 2 is not reached. There is no circuit.
[0067]
In this embodiment, a capacitor is inserted in parallel with the feedback capacitance of the MOSFET 2 (13 in FIG. 1, not shown in FIG. 2), and the Miller effect appears more strongly in the MOSFET 2, and the gate-to-source capacitance of the MOSFET 2 is reduced. The ratio of the feedback capacity increases.
[0068]
Therefore, by increasing the current value of the constant current source 9, while keeping the drain voltage of the MOSFET 2 (therefore, the gate voltage of the IGBT 30) slow, the time for charging only the gate-source capacitance of the MOSFET 2 is obtained. The time required for the gate potential of the MOSFET 2 to reach the threshold value can be shortened, and the IGBT 30 can be turned off in a relatively short time without a circuit for rapidly charging the gate of the MOSFET 2 as shown in FIG. It is possible to do.
[0069]
Of course, a circuit for rapidly charging the gate of the MOSFET 2 can be added to FIG. 2 to further reduce the time required for the gate potential of the MOSFET 2 to reach the threshold value.
[0070]
(Example 3)
FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of a main part according to a third embodiment of the present invention. The difference from FIG. 2 is that an N-channel MOSFET 22 as a switch is connected to a capacitor 21 having a larger capacity than FIG. Only when the abnormal signal input terminal 11 becomes L (active), the point that the capacitor 2 1 is connected between the gate and the drain of the MOSFET 2 and the gate of the MOSFET 2 is not charged by a dedicated constant current source. 2 is that the pre-driver 3 is charged by the normal switching signal of the pre-driver 3 having a higher current supply capability than the constant current source 9 of FIG.
[0071]
That is, when the abnormal signal input terminal 11 is in the normal state of H (non-active), it is equivalent to a state where the MOSFET 22 is off and the capacitor 21 is not connected, so that the MOSFET 2 is turned on at a normal speed.
[0072]
On the other hand, when an L abnormal signal is applied to the abnormal signal input terminal 11, the MOSFET 22 is turned on, and the capacitor 21 is connected between the gate and the drain of the MOSFET 2. This capacitance increases the Miller effect of the MOSFET 2. 2, the drain voltage of the MOSFET 2, that is, the gate voltage of the IGBT 30 gradually decreases, but as compared with FIG. 2, the current supply capability of the pre-driver 3 is larger because the capacity of the capacitor 21 is larger. Can reach the threshold value or the falling speed of the gate voltage of the IGBT 30 can be made equal.
[0073]
(Example 4)
FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of a main part according to a fourth embodiment of the present invention. The difference from FIG. 3 is that a diode 24 is connected between a capacitor 21 and a MOSFET 22, The point where the MOSFET 25 is connected between the connection point of the MOSFET 25 and the ground GND.
[0074]
That is, in FIG. 3, when the MOSFET 2 is turned off, the capacitor 21 is always connected between the gate and the drain of the MOSFET 2 due to the parasitic diode 23 of the MOSFET 22, and the turn-off of the MOSFET 2 is delayed.
[0075]
The diode 24 in FIG. 4 is inserted in order to prevent the delay of the turn-off, and cuts off the current flowing from the drain to the gate of the MOSFET 2. The MOSFET 25 is a circuit for discharging the electric charge of the capacitor 21 in a state where there is no abnormal signal (L) at the abnormal signal input terminal 11.
[0076]
【The invention's effect】
According to the present invention (claim 1), when an abnormality such as an overcurrent of a semiconductor switching element to be driven (for example, an IGBT) occurs, the driving capability provided between the gate and the collector of the IGBT is relatively large. The gate of the voltage-controlled transistor (small on-resistance) (for example, a MOSFET) is charged so that the gate voltage of the MOSFET is gradually increased,
Further, if necessary, the gate of the MOSFET may be charged rapidly until the gate voltage reaches a threshold value (claims 3 and 4).
Further, when it is desired to share a power supply at the time of normal shutoff having a large current supply capability as a charging power supply for the gate of the MOSFET, a capacitor may be connected between the gate and the drain (claims 5 and 6).
Further, after the potential of the gate of the IGBT reaches a predetermined potential equal to or lower than the threshold value, the potential of this gate is quickly lowered (claim 7).
After detecting the overcurrent of the IGBT, the cutoff is immediately started to reduce the duration of the overcurrent, the falling speed of the IGBT current is reduced, the generation of surge voltage due to steep di / dt is suppressed, and When the gate voltage falls below the threshold value and there is no risk of surge, the shutoff can be completed immediately,
As a result, the current of the semiconductor switching element can be cut off with the shortest possible overcurrent duration while preventing the surge voltage breakdown of the driven semiconductor switching element.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a main part as a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of a main part according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of a main part according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of a main part according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a diagram showing an example of a soft cutoff circuit in a conventional drive circuit.
FIG. 6 is an explanatory diagram of a turn-off characteristic of an IGBT.
FIG. 7 is a diagram showing an example of a main circuit configuration of an inverter device using an IGBT as a semiconductor switching element.
FIG. 8 is an explanatory diagram of a current-voltage waveform when the output of the IGBT is short-circuited.
FIG. 9 is an explanatory diagram of an operating point of the IGBT when the output of the inverter device is short-circuited.
[Explanation of symbols]
1 P-channel MOSFET
2 N-channel MOSFET
3 Pre-driver
4 N-channel MOSFET
5,6 P-channel MOSFET
7 Constant current source
8 P-channel MOSFET
9 Constant current source
10 P-channel MOSFET
11 Abnormal signal input terminal
12 ON / OFF signal input terminal
13 Return capacity
14,15 N-channel MOSFET
16 NOT circuit
17 Gate potential detection circuit
21 Capacitor
22 N-channel MOSFET
23 Parasitic diode
24 diode
25 N-channel MOSFET
30 IGBT

Claims

Means for supplying a current to the control terminal thereof at least at the time of turning on the semiconductor switching element to be driven; normal interruption means for extracting current from the control terminal when the semiconductor switching element is normally interrupted; and overcurrent of the semi-moving body switching element. at the time of abnormality, the semi-moving object switching element via the control terminal, the drive circuit having a soft cutoff means a falling slope of the main current is cut off so as to moderate, said soft blocking means, control of the semiconductor switching elements a terminal, a first voltage drive type transistor the main circuit is connected between the main terminal as a reference potential side of the control signal of the semiconductor switching element, the gate of the first voltage drive type transistor, the gate the drive circuit with a slow charging means is rising slope of the voltage charging to be gentle Stomach,
A drive circuit, wherein the soft cutoff means includes a quick charging means for rapidly charging the gate of the first voltage-driven transistor until the gate voltage reaches a threshold value.

2. The drive circuit according to claim 1, wherein the first voltage-driven transistor also performs a current extracting operation of the normal cutoff means.

3. The drive circuit according to claim 1 , wherein said quick charging means has the same gate threshold value as a first voltage-driven transistor, and has a gate and a source (or emitter) of a first voltage-driven transistor. A second voltage-driven transistor commonly connected to
Means for detecting that current has started flowing in the main circuit of the second voltage-driven transistor and stopping the rapid charging.

In the drive circuit according to any one of claims 1 to 3, the drive circuit being characterized in that so as to connect the capacitor between the gate and the drain (or collector) of the first voltage drive type transistor.

5. The drive circuit according to claim 4 , wherein said soft cutoff means includes means for connecting said capacitor only when said slow charging means is activated.

In the drive circuit according to any one of claims 1 to 5, wherein the soft blocking means, after the potential of the control terminal of the semiconductor switching element reaches below the predetermined potential threshold, immediately the potential of the control terminal A drive circuit, comprising: means for lowering the drive voltage.

Means for supplying a current to the control terminal thereof at least at the time of turning on the semiconductor switching element to be driven; normal interruption means for extracting current from the control terminal when the semiconductor switching element is normally interrupted; and overcurrent of the semi-moving body switching element. In the event of an abnormality, a drive circuit having a soft cut-off means for cutting off the semi-moving body switching element via the control terminal so that the descending gradient of the main current becomes gentle, the soft cut-off means controlling the semiconductor switching element A first voltage-driven transistor having a main circuit connected between the terminal and a main terminal on the reference potential side of the control signal of the semiconductor switching element; A drive circuit equipped with slow charging means for charging so that the voltage rising gradient is gentle Stomach,
A drive circuit, wherein a capacitor is connected between a gate and a drain (or a collector) of the first voltage-driven transistor.

Means for supplying a current to the control terminal thereof at least at the time of turning on the semiconductor switching element to be driven; normal interruption means for extracting current from the control terminal when the semiconductor switching element is normally interrupted; and overcurrent of the semi-moving body switching element. In the event of an abnormality, a drive circuit having a soft cut-off means for cutting off the semi-moving body switching element via the control terminal so that the descending gradient of the main current becomes gentle, the soft cut-off means controlling the semiconductor switching element A first voltage-driven transistor having a main circuit connected between the terminal and a main terminal on the reference potential side of the control signal of the semiconductor switching element ; A drive circuit equipped with slow charging means for charging so that the voltage rising gradient is gentle Stomach,
A drive circuit, wherein the soft cutoff means includes means for rapidly lowering the potential of the control terminal after the potential of the control terminal of the semiconductor switching element reaches a predetermined potential equal to or lower than a threshold value.

9. The drive circuit according to claim 1, wherein the first voltage-driven transistor is a MOSFET.