JP3109445B2 - 周波数分割多重信号のダイバーシティ受信装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は周波数分割多重信号
のダイバーシティ受信装置に係り、特に多値ＱＡＭによ
る直交周波数分割多重信号（ＯＦＤＭ：Orthgonal Freq
uency Division Multiplex）を、２本の空中線を用いて
受信するダイバーシティ受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＶＨＦ帯等の電波を用いて無線送信され
た信号を受信する装置においては、送信側より直接伝送
路を伝搬して受信される直接波だけでなく、伝送路中に
ある反射物体により反射された間接波が生じ、これが直
接波に干渉してマルチパスが生じ、伝送特性が変動す
る。このマルチパス環境下での伝送特性は、特に移動体
送受信で大きく変動する。その影響を少なくするため、
従来より、空間的に伝送周波数の半波長以上の距離をお
いて設置される複数の空中線のうち、受信状態の良い空
中線を選択するように切り替えながら受信するダイバー
シティ受信が知られている。通常のダイバーシティ受信
では、複数の空中線のうち、最も信号強度の大きい空中
線を選択するように切り替えて受信する。

【０００３】また、従来、複数の空中線からの信号を複
数の受信機で受信し、各々の受信における信号の誤り率
を検出し、その誤り率が最小となるように、アンテナ切
替器を切り替え、選択しつつ受信するダイバーシティ受
信装置も知られている（特開平５−２９９９２号公報、
特開平５−２９９９３号公報）。また、空中線と受信機
からなる装置を複数を用い、それらの装置群の選択は最
大の平均受信電力又は最小の波形歪を与える装置群に切
り替えながら受信するダイバーシティ受信装置も知られ
ている（特開平８−６５２２２号公報：発明の名称「同
一周波数チャネル時分割双方向伝送方式」）。

【０００４】更に、複数のキャリア周波数を用いて行う
通信方式で、複数の周波数変換器を用いて、位相比較回
路における異なるキャリアの中心周波数を共通化し、周
波数変換された受信信号を一定比率で加算合成し、マル
チパスによる信号の歪を平均化処理により少なくするダ
イバーシティ受信装置も従来より知られている（特開平
５−１８３５４０号公報：発明の名称「同相合成スペー
スダイバーシティ受信装置」）。このとき、隣接キャリ
ア成分を除去するための帯域フィルタや、自動利得制御
増幅器及び電圧比較器を、周波数の異なる受信信号に対
しても共通に用いられるように工夫している。

【０００５】一方、情報信号を複数のキャリアに分割し
て伝送する方法として、ＯＦＤＭ信号伝送方式がある。
ＯＦＤＭ信号伝送方式では多数のキャリアを用いて情報
信号を伝送するため、各キャリアで伝送する情報の速度
を遅くでき、また、周波数領域内の伝送スペクトラムを
矩形にできるなど伝送周波数帯域の効率を高くできる伝
送方式である。

【０００６】通常、ＯＦＤＭ信号を構成するキャリア
は、直交位相変調（ＱＰＳＫ）方式で変調されるが、更
に帯域の利用率を上げるため、各キャリアを多値直交振
幅変調（ＱＡＭ）で変調する方法も採られる。しかしな
がら、変調信号を多値化して通信を行うときは、伝送路
を高品質に保つ必要があり、そのための工夫が必要とな
ってくる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】マルチパスによる伝送
歪が伴う伝送系の改善にダイバーシティ受信方式を用い
ることができる。しかし、複数の空中線のうち受信状態
の最も良い空中線の受信信号に切り替えて受信するダイ
バーシティ受信方式を、多値ＱＡＭで変調されたキャリ
アが多数周波数分割多重されてなるＯＦＤＭ信号の受信
にそのまま適用する場合、空中線切り替え時の信号レベ
ルの変化が問題となる。

【０００８】一例として、２５６ＱＡＭによるＯＦＤＭ
信号伝送方式におけるＱＡＭ復調器に要求される信号の
安定性は、次のように考えられる。すなわち、各キャリ
アによる情報の伝送は、１６×１６の信号点配置面内に
定義して行う。このため、１６×１６の各信号点配置の
ユニットの中央に配置される情報点は、１／３２の誤差
によって隣の信号点との境界に配置されてしまう。従っ
て、伝送路の特性（安定性）は、更にその１／２である
１／６４程度のレベル変動に抑え込まれている必要があ
る。

【０００９】しかし、実際には、伝送路の特性を上記の
ように１／６４程度のレベル変動に抑えることは困難で
ある。そこで、本出願人は先に特開平７−３３６３２２
号公報にて、各キャリアに対してキャリブレーションを
行いつつ（伝送特性を補正しつつ）、多値ＱＡＭ波の復
調を行う方法を開示した。この方法によれば、情報信号
を伝送するキャリブレーションキャリアと共に、ＱＡＭ
復号用の参照キャリアを伝送し、受信装置内の復号回路
において、受信信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）演算
して得た各周波数毎の実数部、虚数部の各信号レベルと
参照キャリアの復調出力とを比較し、ディジタル情報伝
送用キャリブレーションキャリアで伝送される量子化さ
れたディジタル信号のレベルを求め、ディジタル情報を
復号する。この本出願人の提案になる受信装置によれ
ば、遅い速度の移動受信時における伝送特性の補正がで
きる。

【００１０】ここで、移動受信時は、到来する直接波の
ほかに伝送路中の種々の物体に反射されて到達する間接
波、すなわち時間的に変化するマルチパス信号成分が加
算され、到来電波はこれらの複数の経路を通過する時間
差のある、すなわち、位相量が変動する複数の信号の合
成波として受信される。例えば、２５６ＱＡＭにより伝
送される信号は、その復号を行うためには、ＱＰＳＫに
よる伝送に比し、１８ｄＢ良好なキャリア対雑音電力比
（Ｃ／Ｎ比）が要求される。

【００１１】ところが、上記の直接波とマルチパス信号
との位相関係が同相関係にあるときは良いが、逆相関係
にあるときはお互いに打ち消し合い、到来する電波の信
号強度も非常に弱くなり、上記の所要のＣ／Ｎ比が得ら
れなくなり、上記の参照キャリアの復調出力も低下し、
自然界、受信機内で生じている雑音電圧（熱雑音）のた
め、受信信号に対する良好なＳ／Ｎ比を確保できず、受
信困難となる。

【００１２】この場合、復号できない信号を誤り補償回
路により、訂正する方法も考えられるが、直接波をマル
チパス信号が打ち消して信号レベルが低下する場合の時
間は比較的長いので、その間に伝送できない信号を誤り
補償回路により補償するには伝送する信号を長いインタ
ーリーブ長とする必要がある。しかし、伝送できない信
号を誤り補償回路により訂正するために、インターリー
ブ長を長くすると、送信から受信までの遅延時間が増加
してしまい、その面でも誤り補償回路の使用が事実上困
難である。

【００１３】本発明は以上の点に鑑みなされたもので、
マルチパス環境下において、安定に周波数分割多重信号
をダイバーシティ受信し得る周波数分割多重信号のダイ
バーシティ受信装置を提供することを目的とする。

【００１４】また、本発明の他の目的は、キャリブレー
ション回路に与える影響を少なくしつつ、直交周波数分
割多重信号を最適に受信し得る周波数分割多重信号のダ
イバーシティ受信装置を提供することにある。

【００１５】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明は直交周波数分割多重信号をそれぞれ受信す
る第１及び第２の空中線と、第１の空中線で受信して得
られた第１の受信信号と、第２の空中線で受信して得ら
れた第２の受信信号とを合成して、互いに異なる所定の
合成比の複数の合成信号を出力すると共に第１及び第２
の受信信号を出力する合成手段と、合成手段の出力信号
の中から最大レベルの信号を選択する選択手段と、選択
手段により選択された信号を直交復調する復調手段と、
復調手段の出力信号を離散的フーリエ変換してディジタ
ル情報信号を復号する復号手段とを有する構成としたも
のである。

【００１６】本発明では、第１及び第２の空中線により
得られる第１及び第２の受信信号だけでなく、これらを
それぞれ互いに異なる合成比で合成して得られる複数の
合成信号の中から最も信号レベルの大きな信号を選択し
て復調手段へ出力するようにしているため、不連続性が
少なく、受信装置の同期状態、伝送特性の補正追随をス
ムーズに行え、連続受信ができる。

【００１７】また、本発明は、上記の目的を達成するた
め、直交周波数分割多重信号をそれぞれ受信する第１及
び第２の空中線と、第１の空中線で受信して得られた第
１の受信信号と、第２の空中線で受信して得られた第２
の受信信号とを合成して生成した互いに異なる所定の合
成比の複数の合成信号と、第１及び第２の受信信号の中
から最大レベルの信号を選択する合成・選択手段と、合
成・選択手段により選択された信号を直交復調する復調
手段と、復調手段の出力信号を離散的フーリエ変換して
ディジタル情報信号を復号する復号手段とを有する構成
としたものである。

【００１８】この発明では、合成・選択手段により、第
１及び第２の空中線により得られる第１及び第２の受信
信号をそれぞれ互いに異なる合成比で合成して得られる
複数の合成信号を生成し、かつ、それらと第１及び第２
の受信信号の中から最も信号レベルの大きな信号を選択
して復調手段へ出力するようにしているため、不連続性
が少なく、受信装置の同期状態、伝送特性の補正追随を
スムーズに行え、連続受信ができる。

【００１９】また、本発明における第１及び第２の空中
線は、受信する高周波数帯の直交周波数分割多重信号の
中心搬送波の波長の１／２倍以上互いに離して設置され
ていることを特徴とする。これにより、マルチパス環境
下において、第１及び第２の空中線における直接波と間
接波の位相関係が異なり、片方の空中線の受信強度が大
きく減衰していても、他方の空中線では直接波と間接波
の位相関係が異なった状態となっているから適度の信号
強度が得られる場合が多い。

【００２０】

【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面と共に説明する。図１は本発明になる周波数分割
多重信号のダイバーシティ受信装置の一実施の形態のブ
ロック図を示す。この実施の形態は、本出願人が先に特
願平８−４３８５４号にて提案した、直交周波数分割多
重信号伝送方式により送信されたＯＦＤＭ信号を受信す
る受信装置である。すなわち、この本出願人の提案にな
る直交周波数分割多重信号伝送方式では、送信側で既知
の基準データとして参照信号をＯＦＤＭ信号中に挿入し
て送信し、受信側でこの参照信号に基づいて、Ｉ信号と
Ｑ信号の誤差を示す伝送路特性を検出し、補正式を求め
て検出した伝送路特性を補正するようにしたものであ
る。

【００２１】ここでは、ＯＦＤＭ信号を構成する複数の
キャリアのうち、中心キャリアに対してクロストークの
影響のある、互いに対称な高域側の一の正のキャリア
と、低域側の一の負のキャリアを組として、これらのキ
ャリアの組で参照信号を伝送する。更に、ここでは、参
照信号を挿入する正負のキャリアをシンボル番号で指定
し、かつ、正負のキャリアの組を一定時間毎に切り替え
ることにより、すべてのキャリアについての伝送路特性
をも検出するものである。

【００２２】ここで、送信装置により送信されるＯＦＤ
Ｍ信号の概略について説明するに、送信装置では、伝送
すべき情報信号を実数部と虚数部からなる信号としてそ
れぞれ別々に変調して同相信号（Ｉ信号）と直交信号
（Ｑ信号）とを生成し、これらの同相信号と直交信号で
互いに周波数の異なる複数のキャリアのうち、中心キャ
リアに対し高域側の複数の正のキャリアと低域側の複数
の負のキャリアを変調し、かつ、周波数分割多重した、
多値ＱＡＭのＯＦＤＭ信号を生成して送信するが、上記
の複数のキャリアのうち所定のキャリアで既知の参照信
号を送信し、かつ、その所定のキャリアを一定期間毎に
順次巡回的に変更して送信する。

【００２３】具体的には、例えば、特定のキャリアにシ
ンボル番号を挿入すると共に、シンボル番号に対応した
正負の他のキャリアに既知の参照信号（基準データ）を
挿入する。上記のシンボル番号は、０，１，２，
３，．．．，５１１，０，１，２，．．というように、
シンボル周期毎に順次巡回的に変化する９ビットのシン
ボル番号である。このシンボル番号の正確な復号は重要
なので、専用の基準データ（参照信号）を用意すると共
に、他のキャリアで使用する多値ＱＡＭ（２５６ＱＡ
Ｍ）より、多値数の少ない多値変調をする。具体的に
は、シンボル番号を表現する上記の９ビットのうち、
９、８、３、２ビット目の４ビットを１６ＱＡＭで送受
する。受信側では、この４ビットからのシンボル番号を
９ビットに直す。シンボル番号は順次１ずつ増加する数
列なので、この復号は容易である。

【００２４】また、９ビットのシンボル番号のうち、
９、８、３、２ビット目の４ビットが特定のキャリア
（例えば第１キャリア）で伝送されるように逆離散的フ
ーリエ変換（ＩＤＦＴ）演算され、上位７ビットのシン
ボル番号に基づいて得た参照信号を別の特定のキャリア
で伝送されるようにＩＤＦＴ演算される。シンボル番号
の下位の２ビットは無視されるため、４シンボルの間は
同じ値の参照信号が挿入される。

【００２５】また、９ビットのシンボル番号の最下位ビ
ットに基づき、奇数シンボルと偶数シンボルに分けて、
次の２種類の参照信号を挿入する。

【００２６】

【数１】 （１ａ）式で表される行列式の参照信号は偶数シンボル
に、（１ｂ）式で表される行列式の参照信号は奇数シン
ボルに挿入する。ここで、Ｘは既知の参照信号値であ
る。また、上記の参照信号を挿入するキャリア周波数は
中心キャリア周波数Ｆ０に対して対称な正負のキャリア
周波数を組として伝送される。

【００２７】次に、図１の本発明の実施の形態について
説明する。送信装置から高周波数帯の信号とされて送信
された上記のＯＦＤＭ信号は、伝送路を経て空中線１１
及び１２により受信される。ここで、空中線１１及び１
２は上記の高周波数帯のＯＦＤＭ信号の中心キャリア
（例えば百数十ＭＨｚ）の半波長以上互いに離れた位置
に設置されている。

【００２８】これは次の理由による。マルチパス信号が
多く存在する受信環境において、受信空中線１１及び１
２の近傍の電界強度の分布は大きく変動する。伝送され
るキャリアに対し１／２波長以上異なる位置では、直接
波と間接波の位相関係も異なり、片方の空中線の受信強
度が大きく減衰していても、他方の空中線では適度の信
号強度が得られる場合が多い。それは空間的にキャリア
周波数に対し、その半波長以上の距離を異ならしめて配
置される空中線１１及び１２には、片方が直接波と間接
波が打ち消し合って受信されるようなときでも、他方の
空中線の位置では、直接波と間接波の位相関係が異なっ
た状態となっているからである。

【００２９】すなわち、空中線１１（又は１２）におい
て直接波と間接波が打ち消し合って受信信号強度が非常
に弱くなるような場合でも、半波長以上異なる位置に設
置した空中線１２（又は１１）における直接波と間接波
との位相関係は、空中線１１（又は１２）における関係
と異なることが多く、直接波と間接波との位相関係は打
ち消し関係にないことが期待できる。従って、空中線１
１及び１２のそれぞれに異なるＯＦＤＭ信号復調器を接
続し、両者の復調出力より誤りの少ないデータを選択し
て得ることにより、マルチパスの影響を最小限にした受
信出力を得ることができる。

【００３０】しかしながら、多値ＱＡＭのＯＦＤＭ信号
の受信装置では、上記とは別の課題がある。すなわち、
多値ＱＡＭのＯＦＤＭ信号の受信装置では、ＯＦＤＭ信
号が入力されてから同期状態となり、復号を行いつつ伝
送路特性の補償回路を適応的に動作させるためには、か
なりの時間（例えば、数秒間）を必要とする。受信点に
おいて、マルチパス信号が変動しているときには、信号
レベルが所定値以下となり、受信装置の同期状態が外れ
ると受信不能となるが、良好なＯＦＤＭ信号が入力され
てからも同期動作などにかなり長い時間を必要とし、受
信装置が同期状態、伝送路特性の適応的な補償回路が正
常に動作するまでのこの長い時間の間は受信入力信号の
復号ができない。

【００３１】すなわち、ＯＦＤＭ信号をＦＦＴ演算して
後、キャリブレーションされたテーブルにより信号点配
置の復号を行うが、信号の切り替えにより、入力される
信号のレベル、ＩＱ軸の回転などがあると、新しい信号
に合わせたキャリブレーションテーブルが作成されるま
では信号の復号ができなく、そのための時間を必要とし
ている。

【００３２】このように、多値ＱＡＭのＯＦＤＭ信号の
受信装置におけるダイバーシティ受信では、常に受信装
置の同期状態、伝送路特性の補正追従を断続させること
なく、連続的に確保しておく必要がある。そこで、この
実施の形態では、上記の空中線１１及び１２によりそれ
ぞれ別々に受信した高周波ＯＦＤＭ信号を、空中線１
１、１２に対応して設けられた入力増幅器１３、１４に
供給して増幅させた後、マトリックス回路１５に供給す
る。

【００３３】マトリックス回路１５は、空中線１１によ
り受信され入力増幅器１３により増幅されて取り出され
た第１の受信信号Ａと、空中線１２により受信され入力
増幅器１４により増幅されて取り出された第２の受信信
号Ｂとを、それぞれ分割した後所定の合成比率で合成し
て出力する。すなわち、マトリックス回路１５は、｛ｍ
Ａ＋（１−ｍ）Ｂ｝（ただし、０≦ｍ≦１）で表され
る、互いに異なる合成比率の複数の信号を生成し、それ
らの信号を並列に最大レベル選択器１６に出力する。

【００３４】最大レベル選択器１６は、これらの複数の
入力信号の中から最大レベルの信号を選択する。この
際、例えば、現在選択している信号よりもレベルが大な
る信号が複数存在する場合は、現在選択している信号か
ら漸次大なるレベルの信号を切り替え選択して行き、最
後に最大レベルの信号を切り替え選択するようにしても
よい。

【００３５】ここで、上記の最大レベル選択器１６は、
後述するＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路２６が、ガードインタ
ーバル期間と有効シンボル期間からなるシンボル期間の
うち、ＦＦＴ演算を行っていないガードインターバル期
間の最初で行うように、後述する同期信号発生回路２２
からのシンボル同期信号に基づいて、上記の切り替えを
行う。

【００３６】上記の最大レベル選択器１６により選択さ
れた受信信号は、以後本出願人が先に提案した前記の特
願平８−４３８５４号の直交周波数分割多重信号受信装
置と同様にして復号される。すなわち、最大レベル選択
器１６により選択された受信信号は、周波数変換器１７
により中間周波数に周波数変換され、中間周波増幅器１
８により増幅された後、後述の構成のキャリア抽出及び
直交復調器１９に供給される。

【００３７】キャリア抽出及び直交復調器１９のキャリ
ア抽出回路部分は、入力ＯＦＤＭ信号の中心キャリア
（以下、搬送波ともいう）を位相誤差少なくできるだけ
正確に抽出する回路である。ここでは、情報を伝送する
各搬送波は、シンボル周波数である３８７Ｈｚ毎に隣接
配置されてＯＦＤＭ信号を構成しているため、中心搬送
波に隣接する情報伝送用搬送波も中心周波数に対して３
８７Ｈｚ離れており、中心搬送波を抽出するためには、
３８７Ｈｚしか離れていない隣接する情報伝送用搬送波
の影響を受けないように、選択度の高い回路が必要とな
る。

【００３８】キャリア抽出及び直交復調器１９により抽
出された中心搬送波Ｆ０は、中間周波数発振器２０に供
給され、ここで中心搬送波Ｆ０に位相同期した１０．７
ＭＨｚの中間周波数を発生させる。中間周波数発振器２
０の出力中間周波数は第１の復調用搬送波として直交復
調器１９に直接に供給される一方、９０°シフタ２１に
より位相が９０°シフトされてから第２の復調用搬送波
としてキャリア抽出及び直交復調器１９に供給される。

【００３９】これにより、キャリア抽出及び直交復調器
１９の直交復調器部からは送信装置の直交変調器に入力
されたアナログ信号と同等のアナログ信号（周波数分割
多重信号）が復調されて取り出され、同期信号発生回路
２２に供給される一方、低域フィルタ（ＬＰＦ）２３に
よりＯＦＤＭ信号情報として伝送された必要な周波数帯
域の信号が通過されてＡ／Ｄ変換器２４に供給されてデ
ィジタル信号に変換される。

【００４０】ここで重要なのはＡ／Ｄ変換器２４の入力
信号に対するサンプリングのタイミングで、これは同期
信号発生回路２２によりパイロット信号より生成され
た、ナイキスト周波数の２倍の周波数のサンプル同期信
号に基づいて発生される。すなわち、パイロット信号は
サンプルクロック周波数に対して所定の整数比に設定さ
れており、周波数比に応じた周波数逓倍を行ってサンプ
ルクロックのタイミングを得る。

【００４１】同期信号発生回路２２は、復調アナログ信
号が入力され、ガードインターバル期間を含む各シンボ
ル期間で連続信号として伝送されるパイロット信号に位
相同期するＰＬＬ回路によりサンプル同期信号を発生す
るサンプル同期信号発生回路部と、サンプル同期信号発
生回路部の一部より取り出した信号によりパイロット信
号の位相状態を調べ、シンボル期間を検出してシンボル
同期信号を発生するシンボル同期信号発生回路部と、こ
れらサンプル同期信号及びシンボル同期信号よりガード
インターバル期間除去のための区間信号などのシステム
クロックを発生するシステムクロック発生回路部とより
なる。

【００４２】Ａ／Ｄ変換器２４より取り出されたディジ
タル信号は、ガードインターバル期間処理回路２５に供
給され、ここで同期信号発生回路２２よりのシステムク
ロックに基づいて、マルチパス歪の影響が少ない方のシ
ンボル期間信号を得てＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路２６に供
給される。

【００４３】ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路２６のＦＦＴ（高
速フーリエ変換）回路部は、同期信号発生回路２２より
のシステムクロックにより複素フーリエ演算を行い、ガ
ードインターバル期間処理回路２５の出力信号の各周波
数毎の実数部、虚数部の各信号レベルを算出する。

【００４４】これにより得られた各周波数毎の実数部、
虚数部の各信号レベルは、ＱＡＭ復号回路部により参照
用搬送波の復調出力と比較されることにより、ディジタ
ル情報伝送用搬送波で伝送される量子化されたディジタ
ル信号のレベルが求められ、ディジタル情報が復号され
る。この復号ディジタル情報信号は、出力回路２７によ
り並直列変換などの出力処理が行われて出力端子２８へ
出力される。

【００４５】ここで、ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路２６は、
例えば図２のブロック図に示す如き構成とされている。
同図において、ガードインターバル期間処理回路２５か
ら入力されたＩ信号Ｉ’、Ｑ信号Ｑ’はＦＦＴシンボル
番号復号回路２６１に供給される。

【００４６】ところで、あるキャリア周波数＋Ｗ_nに割
り当てられた複素数（ｐ＋ｊｑ）と、中心キャリアＦ０
に対してキャリア周波数＋Ｗ_nに対称な負のキャリア周
波数−Ｗ_nに割り当てられた複素数（ｒ＋ｊｕ）は、送
信側において、ＩＤＦＴ演算されて時間軸波形のＩ信号
とＱ信号とされ、これが送信装置だけでなくマルチパス
環境下での影響を含めたＯＦＤＭ信号伝送系の影響によ
り、振幅変化や位相変化を受け、受信装置の直交復調器
により、上記の復調信号Ｉ’信号とＱ’信号に復調され
る。この復調信号Ｉ’は（ｐ’＋ｊｑ’）で表され、復
調信号Ｑ’は（ｒ’＋ｊｕ’）で表される。これらは、
新たにＳ０〜Ｓ７の係数を導入して整理すると、前記Ｉ
信号、Ｑ信号と次式の関係がある。

【００４７】 （ｐ’＋ｊｑ’）＝（ｐ＋ｊｑ）（Ｓ０＋ｊＳ１） ＋（ｒ−ｊｕ）（Ｓ２＋ｊＳ３） （２） （ｒ’＋ｊｕ’）＝（ｒ＋ｊｕ）（Ｓ６＋ｊＳ７） ＋（ｐ−ｊｑ）（Ｓ４＋ｊＳ５） （３） すなわち、（２）式及び（３）式を行列式を用いて表す
と、

【００４８】

【数２】 である。

【００４９】これから、Ｓ０は、正キャリアの実数部
が、正キャリアの実数部へ伝達する率を示しており、正
キャリアの虚数部が、正キャリアの虚数部へ伝達する率
を示している。Ｓ１は、正キャリアの実数部が、正キャ
リアの虚数部へ漏洩する率を示しており、正キャリアの
虚数部が、正キャリアの実数部へ漏洩する率を示してい
る。Ｓ２は、負キャリアの実数部が、正キャリアの実数
部へ漏洩する率を示しており、負キャリアの虚数部が、
正キャリアの虚数部へ漏洩する率を示している。

【００５０】Ｓ３は、負キャリアの実数部が、正キャリ
アの虚数部へ漏洩する率を示しており、負キャリアの虚
数部が、正キャリアの実数部へ漏洩する率を示してい
る。Ｓ４は、正キャリアの実数部が、負キャリアの実数
部へ漏洩する率を示しており、正キャリアの虚数部が、
負キャリアの虚数部へ漏洩する率を示している。Ｓ５
は、正キャリアの実数部が、負キャリアの虚数部へ漏洩
する率を示しており、正キャリアの虚数部が、負キャリ
アの実数部へ漏洩する率を示している。Ｓ６は、負キャ
リアの実数部が、負キャリアの実数部へ伝達する率を示
しており、負キャリアの虚数部が、負キャリアの虚数部
へ伝達する率を示している。Ｓ７は、負キャリアの実数
部が、負キャリアの虚数部へ漏洩する率を示しており、
負キャリアの虚数部が、負キャリアの実数部へ漏洩する
率を示している。ここで、率の−，＋の説明は省略し
た。

【００５１】すなわち、上記の係数Ｓ０〜Ｓ７はＩ信
号、Ｑ信号の伝送路の特性を示しており、これらの係数
Ｓ０〜Ｓ７を算出することにより、伝送路の特性を検出
できることになる。また、（４）式の逆行列を求めるこ
とにより、受信データを補正し、送信データを推定する
ことができる。

【００５２】そこで、本発明の実施の形態では、前記し
たように、特定のキャリアにシンボル番号を挿入すると
共に、シンボル番号に対応した正負の他のキャリアに既
知の参照信号（基準データ）を挿入する。この参照信号
を挿入して伝送する搬送波周波数は、予めシンボル番号
に対応付けて決められており、かつ、一定時間毎に切り
替えられる。各周波数でそれぞれ伝送特性が異なる場合
が多いからである。

【００５３】さて、上記のＩ信号Ｉ’、Ｑ信号Ｑ’はＦ
ＦＴシンボル番号復号回路２６１において、シンボル番
号が復号された後、次にシンボル番号に対応した正負キ
ャリアの組の受信参照信号値が求められる。

【００５４】なお、この実施の形態では、シンボル番号
は前記所定の４ビットが１６ＱＡＭされているため、こ
れを他の伝送情報よりもエラーレート良好に復号できる
と共に、９ビットで表される０〜５１１までのシンボル
番号を確実に復号でき、送信情報用参照信号の挿入搬送
波の特定が各シンボル毎に確実にできる。

【００５５】この受信参照信号値は０回目のシンボル
（偶数シンボル）では、ｐ_０ｓ’_、ｑ_０ｓ’、
ｒ_０ｓ’、ｕ_０ｓ’で、１回目のシンボル（奇数シンボ
ル）では、ｐ_１ｓ’_、ｑ_１ｓ’、ｒ_１ｓ’、ｕ_１ｓ’
で、２回目のシンボル（偶数シンボル）では、ｐ_２ｓ’
_、ｑ_２ｓ’、ｒ_２ｓ’、ｕ_２ｓ’で、３回目のシンボル
（奇数シンボル）では、ｐ_３ｓ’_、ｑ_３ｓ’、
ｒ_３ｓ’、ｕ_３ｓ’であるものとする。

【００５６】図２の伝送路特性検出回路２６２は前記
（４）式と（１ａ）式及び（１ｂ）式に基づいて０回目
のシンボルと１回目のシンボルによって次式で表される
伝送路特性を表す係数Ｓ０〜Ｓ７を算出する。

【００５７】 Ｓ０＝（p_0s'+q_1s'）／（２Ｘ）、Ｓ４＝（r_0s'-u_1s'）／（２Ｘ） Ｓ１＝（q_0s'-p_1s'）／（２Ｘ）、Ｓ５＝（u_0s'-r_1s'）／（２Ｘ） Ｓ２＝（p_0s'-q_1s'）／（２Ｘ）、Ｓ６＝（r_0s'-u_1s'）／（２Ｘ） Ｓ３＝（q_0s'+p_1s'）／（２Ｘ）、Ｓ７＝（u_0s'-r_1s'）／（２Ｘ） （５） ２回目のシンボルと３回目のシンボルも同様にして係数
Ｓ０〜Ｓ７が求まる。その後これらの係数Ｓ０〜Ｓ７を
それぞれ平均してホワイトノイズを除去する。この実施
の形態では、４シンボル間の平均が得られる。

【００５８】係数はＳ０〜Ｓ７の８個であるので、２種
類の参照信号の送受により求めることができる。当然、
参照信号が受信装置において既知であるので、係数が求
まるような値であればどのような参照信号でもよい。こ
のようにして伝送路特性検出回路２６２は伝送路特性係
数Ｓ０〜Ｓ７を検出し、これをシンボル番号とともに第
１の補正式導出保持回路２６３に供給する。

【００５９】第１の補正式導出保持回路２６３は、入力
された係数Ｓ０〜Ｓ７から、まず（４）式の逆行列を求
める。この逆行列は次式で表される。

【００６０】

【数３】 ただし、上式中Ｈ０〜Ｈ７及びｄｅｔ Ａは次式で表さ
れる。

【００６１】 H0 = +S0(S6S6+S7S7)-S2(S4S6+S5S7)+S3(S4S7-S5S6) H1 = +S1(S6S6+S7S7)-S3(S4S6+S5S7)-S2(S4S7-S5S6) H2 = +S4(S2S2+S3S3)-S6(S0S2+S1S3)+S7(S0S3-S1S2) H3 = +S5(S2S2+S3S3)-S7(S0S2+S1S3)-S6(S0S3-S1S2) H4 = +S2(S4S4+S5S5)-S0(S4S6+S5S7)-S1(S4S7-S5S6) H5 = +S3(S4S4+S5S5)-S1(S4S6+S5S7)+S0(S4S7-S5S6) H6 = +S6(S0S0+S1S1)-S4(S0S2+S1S3)-S5(S0S3-S1S2) H7 = +S7(S0S0+S1S1)-S5(S0S2+S1S3)+S4(S0S3-S1S2) det A = S0×H0+S1×H1+S4×H2+S5×H3 続いて、第１の補正式導出保持回路２６３は、上式に基
づいてｄｅｔ ＡとＨ０〜Ｈ７を算出して、更にこれら
の算出値から（６）式中の逆行列のうち次式の補正式の
値を算出して記憶保持する。

【００６２】

【数４】 このようにして、該当正負キャリアでの補正式が用意さ
れる。該当正負キャリアはシンボル番号によって決定さ
れる。当然、各搬送波毎に補正式があり、この実施の形
態のように２５７本のキャリアを使用する場合は、約１
２８個の補正式が順次算出保持される。第１の補正式は
４シンボルで一つの該当正負キャリアについて平均化し
て求めているので、次に同一正負キャリアの平均補正式
の更新がなされる間隔は、５１２シンボル後である（４
シンボル×１２８組＝５１２シンボル）。

【００６３】第１の補正回路２６４は、ＦＦＴシンボル
番号復号回路２６１よりの受信情報を、第１の補正式導
出保持回路２６３により導出されて保持されている第１
の補正式を用いて、次式の演算を行い、補正された信号
を出力する。

【００６４】

【数５】 ただし、（８）式中、ａ”及びｂ”は前記正のキャリア
周波数に割り当てられた補正後の受信データの実数部と
虚数部、ｃ”及びｄ”は前記負のキャリア周波数に割り
当てられた補正後の受信データの実数部と虚数部、ａ’
及びｂ’は前記正のキャリア周波数の受信データの実数
部と虚数部、ｃ’及びｄ’は前記負のキャリア周波数の
受信データの実数部と虚数部である。

【００６５】このようにして、受信信号は補正され、第
１の補正回路２６４から補正された伝送情報Ｒ”
（ａ”、ｃ”）、Ｉ”（ｂ”、ｄ”）として出力され、
第２の補正回路２６６及び第２の補正式導出保持回路２
６５にそれぞれ供給される。また、第１の補正式導出保
持回路２６３からシンボル番号が第２の補正式導出保持
回路２６５に供給される。

【００６６】第２の補正式導出保持回路２６５は、第１
の補正回路２６４から入力される補正された信号ａ”、
ｂ”、ｃ”及びｄ”と、第１の補正式導出保持回路２６
３から入力されるシンボル番号と、第２の補正回路２６
６から入力される復号されたデータａ、ｂ、ｃ及びｄと
に基づいて、（１１）式のＫ行列を生成してこれを第２
の補正式として保持する。ここで、

【００６７】

【数６】 と求めることができる。ここで、（９）式の左辺は、送
信情報信号ａ、ｂ、ｃ、ｄに高速変化成分である誤差δ
_p、δ_q、δ_r、δ_uをそれぞれ加算した信号に相当し、か
つ、これは、第１の補正式により補正された情報信号
ａ”、ｂ”、ｃ”、ｄ”に相当することを意味してい
る。なお、（１１）式中、Ｋ０、Ｋ１、Ｋ６及びＫ７は
次式で表される。

【００６８】 Ｋ０＝（ａａ”＋ｂｂ”）／（ａ”^２＋ｂ”^２） （１２ａ） Ｋ１＝（ａｂ”−ａ”ｂ）／（ａ”^２＋ｂ”^２） （１２ｂ） Ｋ６＝（ｃｃ”＋ｄｄ”）／（ｃ”^２＋ｄ”^２） （１２ｃ） Ｋ７＝（ｃｄ”−ｃ”ｄ）／（ｃ”^２＋ｄ”^２） （１２ｄ） 上記のＫ行列は受信キャリア周波数毎に生成し、かつ、
次のシンボルで使用する。

【００６９】第２の補正回路２６６は参照信号を受信し
た次のシンボルでは単位行列であるＫ行列を、その他の
シンボルでは一つ前のシンボルで生成されたＫ行列を使
用して、次式

【００７０】

【数７】 に基づいて入力信号ａ”、ｂ”、ｃ”及びｄ”を更に補
正（第２の補正）して＜ａ＞、＜ｂ＞、＜ｃ＞及び＜ｄ
＞とし、これに基づいて復号データａ、ｂ、ｃ及びｄを
生成し図１の出力回路３２へ出力する。

【００７１】このようにして、第２の補正回路２６６か
らは、第１の補正式を用いた第一段階の補正により経時
変化や温度変化等の比較的緩やかに変化する誤差と特性
が補正され、また、既知の参照信号を使用することによ
り、正確な補正がされ、続いて第２の補正式を用いた第
二段階の補正により移動体通信などで発生するマルチパ
ス環境等の比較的高速に変化する特性を補正の対象と
し、シンボル毎に最適化が図られた、復号データａ、
ｂ、ｃ及びｄ（実数部データＲ及び虚数部データＩ）が
出力される。

【００７２】この実施の形態では、図１の最大レベル選
択器１６が、ＦＦＴ演算を行っていないガードインター
バル期間の最初で、同期信号発生回路２２からのシンボ
ル同期信号に基づいて切り替えを行うようにしているた
め、第２の補正回路２６６による補正動作が追従でき、
マルチパス環境下におけるＯＦＤＭ信号を好適にダイバ
ーシティ受信することができる。

【００７３】次に、本発明の他の実施の形態について説
明する。上記の実施の形態では最大レベル選択器１６に
より最大の受信信号レベルが得られるように切り替えて
いるが、通常はシンボル同期期間では大幅に受信信号レ
ベルが大幅に変化することはないが、使用状況などによ
っては大幅に変化する場合もあり得る。特に、マルチパ
ス環境下における多値ＱＡＭのＯＦＤＭ信号を受信する
受信装置では、前述したように、良好な信号が受信され
ても同期動作にかなり長い時間がかかるので、大幅に受
信信号レベルが異なると、受信装置の各回路がそれに追
従できないことがあり、その場合は復号ができない。そ
こで、この実施の形態では上記の最大レベルの受信信号
の選択を、受信信号レベルの変化が少なくスムーズにな
るように切り替えるようにしたものである。

【００７４】図３は本発明になる周波数分割多重信号の
ダイバーシティ受信装置の他の実施の形態の要部のブロ
ック図を示す。同図において、可変レベル比混合器部３
０は、信号分割器３１及び３２と、信号合成器３３、３
４及び３５から構成されている。信号分割器３１及び３
２は、外部信号によりその分割比が可変制御される構成
とされている。出力端子４０へ出力された信号は、図１
の周波数変換器１７へ出力され、以後図１及び図２と共
に説明したと同様にして復号される。

【００７５】この実施の形態の動作について説明する
に、図３の空中線１１から入力増幅器１３を経て入力さ
れた第１の受信信号は、信号分割器３１に供給され、こ
こで３分割されて信号合成器３３、３４及び３５にそれ
ぞれ供給される。一方、これと同時に、空中線１２から
入力増幅器１４を経て入力された第２の受信信号は、信
号分割器３２に供給され、ここで３分割されて信号合成
器３３、３４及び３５にそれぞれ供給される。

【００７６】ここで上記の第１の受信信号のレベルを
Ａ、第２の受信信号のレベルをＢとすると、上記の信号
分割器３１３２は次式の演算を行って得たレベルＥ１
１、Ｅ１２及びＥ１３の信号をそれぞれ出力する。

【００７７】 Ｅ１１＝｛（Ｉ＋１）／Ｎ｝×Ａ （１４） Ｅ１２＝（Ｉ／Ｎ）×Ａ （１５） Ｅ１３＝｛（Ｉ−１）／Ｎ｝×Ａ （１６） 同様に、上記の信号分割器３２は次式の演算を行って得
たレベルＥ２１、Ｅ２２及びＥ２３の信号をそれぞれ出
力する。

【００７８】 Ｅ２１＝｛（Ｎ−Ｉ−１）／Ｎ｝×Ｂ （１７） Ｅ２２＝｛（Ｎ−Ｉ）／Ｎ｝×Ｂ （１８） Ｅ２３＝｛（Ｎ−Ｉ＋１）／Ｎ｝×Ｂ （１９） ただし、（１４）式〜（１９）式中、Ｎは合成比の最小
単位を決める自然数、Ｉはアップダウンカウンタ３８に
より設定される整数で、−２Ｎより大きく、＋２Ｎより
小さな値をとる。

【００７９】信号合成器３３は信号分割器３１よりの上
記のレベルＥ１１の信号と、信号分割器３２よりの上記
のレベルＥ２１の信号とを加算合成してレベルＦ１の信
号を出力する。同様に、信号合成器３４は信号分割器３
１よりの上記のレベルＥ１２の信号と、信号分割器３２
よりの上記のレベルＥ２２の信号とを加算合成してレベ
ルＦ２の信号を出力し、信号合成器３５は信号分割器３
１よりの上記のレベルＥ１３の信号と、信号分割器３２
よりの上記のレベルＥ２３の信号とを加算合成してレベ
ルＦ３の信号を出力する。

【００８０】従って、上記の信号レベルＦ１、Ｆ２及び
Ｆ３は次式で表される。

【００８１】 Ｆ１＝[{(I+1)/N}×A]+{(N-I-1)/N}×B （２０） Ｆ２＝{(I/N)×A}+{(N-I)/N}×B （２１） Ｆ３＝[{(I-1)/N}×A]+{(N-I+1)/N}×B （２２） （２０）式〜（２２）式からわかるように、信号レベル
Ｆ１は第２の受信信号Ｂに対する第１の受信信号Ａの合
成比が最も大きく、以下、信号レベルＦ２、Ｆ３の順で
少なくなる。

【００８２】図３のレベル比較器３６は、信号合成器３
３のレベルＦ１の出力信号と、レベル比較器３５のレベ
ルＦ３の出力信号とをそれぞれレベル比較し、得られた
レベル比較結果に基づいてアップダウンカウンタ３８の
カウント値を”１”だけ加算又は減算する。ここで、レ
ベル比較器３６のレベル比較動作は、端子３７を介して
入力されるシンボル同期信号に基づき、ＯＦＤＭ信号の
データ送出期間で、１シンボル期間よりガードインター
バル期間を除いた期間、すなわち有効シンボル期間で行
われる。

【００８３】アップダウンカウンタ３８のカウント値Ｉ
は初期状態ではＮ／２に設定されている。従って、この
初期状態では、信号合成器３４から出力される信号レベ
ルＦ２は、（２１）式にＩ＝Ｎ／２を代入することによ
り得られ、Ｆ２＝（Ａ＋Ｂ）／２となる。すなわち、初
期状態では、信号合成器３４からは第１の受信信号Ａと
第２の受信信号Ｂとが加算平均された信号が取り出さ
れ、これが信号補償器出力信号として端子４０を介して
図２の周波数変換器１７へ出力される。このときは、マ
ルチパス等の影響のない理想的な伝送条件では、最もＣ
／Ｎ比の良い信号を復調回路へ供給していることにな
る。

【００８４】ここで、マルチパス成分があり、仮に空中
線１１よりの第１の受信信号レベルＡが低下したものと
すると、信号合成器３３の出力信号のレベルＦ１は、信
号合成器３５の出力信号のレベルＦ３に比し、（２０）
式及び（２２）式からわかるように低下する。レベル比
較器３６は、このときアップダウンカウンタ３８のカウ
ント値Ｉを”１”だけ減じるようにアップダウンカウン
タ３８を制御する。

【００８５】アップダウンカウンタ３８は、ガードイン
ターバル期間毎に端子３９を介して入力される同期信号
により、ガードインターバル期間内にカウント動作（こ
こでは減算動作）を行い、その減算後のカウンタ値Ｉを
信号分割器３１及び３２へそれぞれ制御信号として供給
して、新たに演算した信号レベルＥ１１〜Ｅ１３、Ｅ２
１〜Ｅ２３をそれぞれ出力させる。

【００８６】ここで、上記のカウンタ値Ｉの”１”の減
算により、（２０）式及び（２２）式からわかるよう
に、信号レベルＦ１における第１の受信信号レベルＡの
第２の受信信号レベルＢに対する混合割合が増加し、一
方、信号レベルＦ３における第１の受信信号レベルＡの
第２の受信信号レベルＢに対する混合割合が減少するた
め、信号レベルＦ１は直前の値よりも若干増加し、か
つ、信号レベルＦ３は直前の値よりも若干減少する。

【００８７】レベル比較器３６は演算後の上記信号レベ
ルＦ１とＦ３を比較し、まだＦ１＜Ｆ３のときには、再
度アップダウンカウンタ３８のカウント値Ｉを”１”だ
け減じるように、アップダウンカウンタ３８を制御す
る。これにより、アップダウンカウンタ３８のカウンタ
値Ｉは更に”１”だけ減じられ、その減算後のカウンタ
値に基づいて再度信号分割器３１及び３２により演算さ
れ、更に信号合成器３３〜３５により合成された信号レ
ベルＦ１〜Ｆ３が出力される。

【００８８】以下、上記と同様にして、上記の動作は最
大出力信号が検出される状態、すなわち、レベル比較器
３６において、信号レベルＦ１とＦ３が等しくなるまで
続けられる。このように、この実施の形態では、信号合
成器３４から出力端子４０へ、定常的には最大受信レベ
ルが、また過渡的には徐々に最大受信レベルに変化する
高周波受信信号が取り出される。

【００８９】なお、伝送系によってはマルチパスのレベ
ルが直接波よりも大きい場合がある。そのようなときは
空中線１１及び１２の各受信信号を逆相で加算すると、
より大きな信号レベルを得る場合もある。アップダウン
カウンタ３８の値Ｉを、０からＮの範囲を超えて回路を
動作させているのは、空中線１１及び１２にこのような
逆相関係にある入力信号があるときも含めて、良好な復
調器用の入力信号を得るようにしているためである。

【００９０】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
第１及び第２の空中線により得られる第１及び第２の受
信信号をそれぞれ互いに異なる合成比で合成して得られ
る複数の合成信号を生成し、それらと第１及び第２の受
信信号の中から最も信号レベルの大きな信号を選択して
復調手段へ出力することにより、不連続性が少なく、受
信装置の同期状態、伝送特性の補正追随をスムーズに行
え、連続受信ができるようにしたため、従来に比べて多
値ＱＡＭの直交周波数分割多重信号を安定に受信でき、
特にマルチパス環境下にある移動体受信に適用して好適
である。

【００９１】また、本発明によれば、復調手段へ選択出
力する信号を、順次大レベルの方へ切り替えていき最終
的に最大レベルの信号を選択するようにしたため、特に
多値ＱＡＭの直交周波数分割多重信号の復号手段のキャ
リブレーション回路に与える影響を少なくしつつ、常に
受信装置の同期状態、伝送特性の補正追従を断続させる
ことなく、連続的に確保することができる。

【００９２】また、本発明によれば、第１及び第２の受
信信号の合成比は、正相のみならず逆相の受信信号に対
しても行えるため、マルチパス信号強度が大で、逆相成
分が強く受信される場合も、それを希望の受信信号と同
相となるように変換して加算するため、復調手段は適度
な入力信号レベルを確保しつつ信号の復調を行うことが
できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施の形態のブロック図である。

【図２】図１中の要部の一例のブロック図である。

【図３】本発明の他の実施の形態の要部のブロック図で
ある。

【符号の説明】

１１ 第１の空中線 １２ 第２の空中線 １３、１４ 入力増幅器 １５ マトリックス回路（合成手段） １６ 最大レベル選択器（選択手段） １７ 周波数変換器 １９ キャリア抽出及び直交復調器（復調手段） ２２ 同期信号発生回路（復号手段） ２６ ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路（復号手段） ３０ 可変レベル比混合器部（合成・選択手段） ３１ 第１の信号分割器 ３２ 第２の信号分割器 ３３ 第１の信号合成器 ３４ 第２の信号合成器 ３５ 第３の信号合成器 ３６ レベル比較器 ３８ アップダウンカウンタ

フロントページの続き (56)参考文献 特開 平９−64640（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−107024（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−265217（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−30470（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−303171（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−186527（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04J 11/00 H04B 7/08

Claims (8)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直交周波数分割多重信号をそれぞれ受信
   する第１及び第２の空中線と、 前記第１の空中線で受信して得られた第１の受信信号
   と、前記第２の空中線で受信して得られた第２の受信信
   号とを合成して、互いに異なる所定の合成比の複数の合
   成信号を出力すると共に前記第１及び第２の受信信号を
   出力する合成手段と、 前記合成手段の出力信号の中から最大レベルの信号を選
   択する選択手段と、 前記選択手段により選択された信号を直交復調する復調
   手段と、 前記復調手段の出力信号を離散的フーリエ変換してディ
   ジタル情報信号を復号する復号手段とを有することを特
   徴とする周波数分割多重信号のダイバーシティ受信装
   置。
2. 【請求項２】 前記復調手段の出力復調信号から前記直
   交周波数分割多重信号のシンボル期間を検出するシンボ
   ル同期回路を有し、前記選択手段は、前記シンボル同期
   回路の出力シンボル同期信号に基づき、前記シンボル期
   間内のガードインターバル期間で前記最大レベルの信号
   を選択して出力する動作を行うことを特徴とする請求項
   １記載の周波数分割多重信号のダイバーシティ受信装
   置。
3. 【請求項３】 前記選択手段は、選択出力している現在
   の信号レベルと検出した最大レベルまでの間に、一又は
   二以上の前記合成信号があるときは、その合成信号を順
   次大レベルの方へ切り替えていき最終的に前記最大レベ
   ルの信号を選択することを特徴とする請求項１記載の周
   波数分割多重信号のダイバーシティ受信装置。
4. 【請求項４】 前記第１及び第２の空中線は、受信する
   高周波数帯の前記直交周波数分割多重信号の中心搬送波
   の波長の１／２倍以上互いに離して設置されていること
   を特徴とする請求項１乃至３のうちいずれか一項記載の
   周波数分割多重信号のダイバーシティ受信装置。
5. 【請求項５】 直交周波数分割多重信号をそれぞれ受信
   する第１及び第２の空中線と、 前記第１の空中線で受信して得られた第１の受信信号
   と、前記第２の空中線で受信して得られた第２の受信信
   号とを合成して生成した互いに異なる所定の合成比の複
   数の合成信号と、前記第１及び第２の受信信号の中から
   最大レベルの信号を選択する合成・選択手段と、 前記合成・選択手段により選択された信号を直交復調す
   る復調手段と、 前記復調手段の出力信号を離散的フーリエ変換してディ
   ジタル情報信号を復号する復号手段とを有することを特
   徴とする周波数分割多重信号のダイバーシティ受信装
   置。
6. 【請求項６】 前記合成・選択手段は、前記第１の受信
   信号を外部制御信号によりレベルが変化し、かつ、互い
   にレベルの異なる第１乃至第３の合成信号を出力する第
   １の信号分割器と、前記第２の受信信号を外部制御信号
   によりレベルが変化し、かつ、互いにレベルの異なる第
   ４乃至第６の合成信号を出力する第２の信号分割器と、
   前記第１及び第４の合成信号を合成して第７の合成信号
   を出力する第１の信号合成器と、前記第２及び第５の合
   成信号を合成して第８の合成信号を出力する第２の信号
   合成器と、前記第３及び第６の合成信号を合成して第９
   の合成信号を出力する第３の信号合成器と、前記第７及
   び第９の合成信号のレベルを比較するレベル比較器と、
   このレベル比較器のレベル比較結果に基づきカウント値
   が制御され、そのカウント値を前記外部制御信号として
   前記第１及び第２の信号分割器へ出力するカウンタとか
   らなり、 前記第７の合成信号は［｛（Ｉ＋１）／Ｎ｝×Ａ］＋
   ｛（Ｎ−Ｉ−１）／Ｎ｝×Ｂ（ただし、Ｎは合成比の最
   小単位を決める自然数、Ｉは前記カウンタにより設定さ
   れる整数で、−２Ｎより大きく、＋２Ｎより小さな値、
   Ａは第１の受信信号のレベル、Ｂは第２の受信信号のレ
   ベル：以下、同様）で表され、前記第８の合成信号は
   ｛（Ｉ／Ｎ）×Ａ｝＋｛（Ｎ−Ｉ）／Ｎ｝×Ｂで表さ
   れ、前記第９の合成信号は［｛（Ｉ−１）／Ｎ｝×Ａ］
   ＋｛（Ｎ−Ｉ＋１）／Ｎ｝×Ｂで表され、前記レベル比
   較器は、前記第７の合成信号のレベルが前記第９の合成
   信号のレベルよりも小さいときは前記カウンタの値を所
   定値減少させ、前記第７の合成信号のレベルが前記第９
   の合成信号のレベルよりも大きいときは前記カウンタの
   値を所定値増加させ、前記第８の合成信号を前記選択さ
   れた信号として前記復調手段へ出力することを特徴とす
   る請求項５記載の周波数分割多重信号のダイバーシティ
   受信装置。
7. 【請求項７】 前記レベル比較器は、前記直交周波数分
   割多重信号のシンボル期間のうち前記復号手段が復号動
   作している有効シンボル期間内で比較動作し、前記カウ
   ンタは前記シンボル期間のうちガードインターバル期間
   内でカウント動作することを特徴とする請求項６記載の
   周波数分割多重信号のダイバーシティ受信装置。
8. 【請求項８】 前記第１及び第２の空中線は、受信する
   高周波数帯の前記直交周波数分割多重信号の中心搬送波
   の波長の１／２倍以上互いに離して設置されていること
   を特徴とする請求項５乃至７のうちいずれか一項記載の
   周波数分割多重信号のダイバーシティ受信装置。